KR920004132B1 - 패킷화 앙상블 모뎀 - Google Patents

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바란 폴
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텔리빗 코오포레이숀
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Abstract

내용 없음.

Description

패킷화 앙상블 모뎀
제 1 도는 본 발명의 고속 모뎀의 블록도.
제 2 도는 본 발명의 송수신 앙상블을 도시한 도면.
제 3 도는 본 발명의 고속 모뎀의 신호 발생기 및 하이브리드 회로에 대한 기능 블록도.
제 4 도는 본 발명의 고속 모뎀의 신호 추출기에 대한 기능 블록도.
제 5 도는 본 발명의 고속 모뎀의 벡터디파이너에 대한 기능 블록도.
제 6 도는 본 발명의 고속 모뎀의 누화 감소 회로에 대한 기능 블록도.
제 7 도는 본 발명의 고속 모뎀의 기준 콜렉터 및 발생기에 대한 기능 블록도.
제 8 도는 본 발명의 고속 모뎀의 콘스텔레이터에 대한 기능 블록도.
제 9 도는 본 발명의 로딩독과 선적부에 대한 기능 블록도.
제 10a 도는 두시간 기점 동안 각각의 64 캐리어에 대한 송신된 비트들을 도시한 도면.
제 10b 도는 두시간 기점 동안 각각의 9주파수에 대해 리버스 채널에서 송신된 비트들을 도시한 도면.
제 11a 도는 본 발명의 바람직한 실시예를 따라 640비트 패킷을 송신하기 위해 2시간 기엊버스 채널에서 송신된 비트들을 도시한 도면.
제 11b 도는 본 발명의 바람직한 실시예를 따라 가상 패킷의 간접 작업 정보 및 데이타 배열을 도시한 도면.
제 11c 도는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 실례로든 패킷내의 각 영역에서의 비트 갯수를 도시한 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
14 : 신호 발생기 및 하이브리드 회로
18 : 벡터 디파이너 20 : 콘스텔레이터
22 : 기준 콜렉터 및 발생기 24 : 진단 해석기
28 : 로딩독 36 : 수정 발진기
38 : 타이밍 신호 발생기 93 : 피이크 검출기
274 : 위상 감산기 298 : 진폭 감산기
본 발명은 데이타 통신 분야에 관한 것으로서, 특히 고속 전이중(full duplex)앙상블 모뎀에 관한 것이다.
종래의 전화선은 단지 음성만을 전송했으나, 최근 몇년 동안 전화 회로망을 통해 디지탈 데이타를 전송하는 것이 일반화되고 있다. 그러나, 이러한 전송방법은 기술적 한계 및 제약 조건이 있다. 예를들어, 종래의 "다이얼 업" 전화선의 대역폭은 전화선상의 데이타 전송율에 대한 상한치가 3KHz이다. 또한 다이얼 업 전화 회로망의 성능상의 한계 또는 손상(impairment)은 고속으로 디지탈 데이타를 신뢰성있게 전송하는데 몇가지 문제점을 지니고 있다. 예를들면 다음과 같은 문제점이 있다.
전화선은 이용 가능한 3KHz 대역에 인가된 고주파수 및 저주파수의 주파수 찌그러짐 또는 주파수 감쇠에 영향을 받는다. 이용 가능한 3KHz 대역에 인가된 각각의 주파수 성분에 대해 위상 찌그러짐 또는 시간 지연에 의한 위상차가 일반적으로 존재하게 된다.
종종 발생하는 헤테로다인 오프셋은 송신된 성분 주파수에 따라 수신된 성분주파수를 시프트시키고, 그 결과로 전화 회사들간의 헤테로다인 발진기 사이에서 주파수를 변화시킨다. 전화 회사의 A/D 변환기의 비선형 증폭도에 의해 진폭 찌그러짐이 종종 발생된다.
다른 회로에서 나온 선로에서의 "히트"(즉, 점멸 동작) 또는 다이얼 "클릭"으로부터 임펄스 잡음이 종종 발생된다. 소정의 전화선에서 다른 전화선으로 음성을 "누설"하는 누화(cross-talk)가 종종 발생한다. 캐리어의 위상 점프(시간 지연 또는 위상의 순시 변화)가 존재한다. 진폭 점프(통상 선택적 마이크로 웨이브 링크 스위치를 통과할 때의 진폭의 순시 변화)도 존재한다. 가우스 잡음이 모든 전자 시스템에 악영향을 미친다. 전화 회사에 장치된 반향 억제기는 매우 먼거리에서의 음성 통신을 허용하지만, 먼거리에서 데이타를 상호 통신할 수 있는 능력이 없다. 통상적으로, 고속 모뎀은 약간의 하이브리드 손상, 즉 송신된 신호의 일부를 국부 수신 채널로 복귀시키지 않는 것으로부터 손상을 받는다. 전화선상의 반향음은 원거리 통신에서 송신 신호를 다시 수신 채널로 종종 복귀시킨다.
인공위성의 지연 신호는 지구 위성국에 비임될때 전화 신호의 원거리 이동으로 발생하는 지연 신호에 의해 추가의 선로 손실을 가져온다.
또한, 초당 9600 비트율(bps)로 디지탈 데이타 전송 통신을 할때는 전술한 것 이외에 몇몇 사항을 유념해야 한다. 첫째로, 다이얼 업 전화선에서 9600bps 데이타율을 얻으려면 신호를 거의 들을 수가 없다. 따라서, 신뢰성있는 9600bps 통신 정보를 얻기 위해서는 콘디쇼닝(conditioning)이 가끔 요구되는데, 콘디숀된 선을 사용하면 사용자는 프리미엄을 내야하지만, 전화선의 저잡음 특성이 보장된다.
콘디쇼닝은 고속 모뎀 제조업자에 의해 제조되며, 콘디쇼닝의 모든 선로를 의미하는 다이얼 업 전화선에 대해 완전한 콘디쇼닝을 얻을 수 없다. 둘째로, 9600bps의 전이중 동작은 2개의 선을 사용할때 종래 기술의 모뎀과 함께 얻을 수 있지만, 단일 채널과 다이얼 업 전화선에서는 얻을 수 없다. 세째로, 콘디숀된 선에서 9600bps를 처리하는 종래의 모뎀은 손상될 경우 그들의 성능을 점차로 하락시키지 못한다. 이것은 콘디숀된 선이 전혀 송상되지 않도록 보장할 수 없으며, 단지 통계학적으로 손상의 가능성을 감소시키는 것을 의미한다. 종래의 9600bps 모뎀에서 발생하는 잡음은 신뢰성있는 통신이 재설정 될때까지 송신 데이타율을 7200bps, 4800bps, 2400bps, 1200bps으로 감소시킨다. 손상된 전화선을 특정 주파수 대역폭으로 한정시킬 경우, 2개 또는 4개 인자로 유효한 데이타 송신율을 감소시킬 필요가 없으며, 따라서 전화대역폭의 사용도 경제적으로 된다.
종래 고속 모뎀에는 Gandalf Data Inc.에서 제조된 SM 9600 슈퍼 모뎀이 있다. SM 9600bps 모뎀이 다이얼 업 전화선을 통해 동작 가능한 유명무실한 전이중 모뎀이다. 그러나, SM 9600 데이타 시이트는 콘디쇼닝선을 필요로 하며, 손상이 존재하는 경우, SM 9600은 "기어시프트(gearshift)"를 취하거나 송신 데이타율을 4800bps 또는 2400bps으로 하락시킨다. 또한, SM 9600은 단일 채널을 통해 9600bps으로 전이중 동작을 할 수 없지만, 전이중 동작에 대해 단일 채널이 모두 이용할 만한 것이고 제 2 선을 (모두 4선)사용할 경우, 수신 채널에 대해 이용하는 스펙트럼의 일부분을 할당해야 한다.
종래 기술의 가장 보편적인 9600bps 디지탈 모뎀은 AT＆T(모델 2096A)로부터 구입할 수 있다. 이 부류에 속하는 모뎀은 임펄스 잡음(즉 다이얼 클릭 및 점멸)에 매우 민감하며, 그리고 5Hz 주파수 헤테로다인 오프셋을 허용하고, 9600bps에 대해서는 콘디숀된 전화선을 사용할 필요가 있다. 또한, 이 부류의 모뎀은 누화에도 민감하며 에러를 억제할 어떤 능력도 갖고 있지 않다.
로빈슨등이 출원한 미합중국 특허 제3,706,929호에는 복식 모뎀과 보코우더(vocorder) 파이프라인 프로세서에 대한 것이 개시되어 있다. 상기 로빈슨 특허는 16주파수 분할 다중 송신 채널을 사용하며, 데이타가 각 캐리어의 위상 시프트 변조에 의해 각 채널에 운반되도록 한다. 그러나, 이것은 전이중 동작을 위해 4개 선을 필요로하거나 리버스 채널에 대해 완전히 분리된 선로를 필요로하며, 고속 데이타율을 얻기 위해 콘디쇼닝 선로를 요구한다.
캐슬러등이 출원한 미합중국 특허 제4,206,320호에는 스위치식 회로망에서 적합하게 동작하는 고속 모뎀이 개시되어 있다. 이것은 전이중 동작을 얻기 위해 리버스 채널을 완전히 분리할 필요가 있다. 또한, 주파수 분할 다중 송신 방식으로 정보를 전송하도록 32캐리어를 사용할 경우, 인터심볼의 찌그러짐을 최소로하기 위해 "홀(hole)" 즉 각 변조 부기간(sub-period)의 개시 및 종료 부분에서 지연되는 비능률적인 매카니즘을 사용한다. 단락된 변조 주기는 인접 채널간에 원치않는 누화를 발생시킨다.
상기한 모뎀을 포함한 종래의 고속 모뎀을 참고로 기술한다. 종래의 모뎀은 동기 모드 그리고 비동기 모드로 작동할 수 없다. 동기성 송신은 전화선을 통한 데이타 통신의 구식 표준형태이지만, 패킷화해서 정보를 송신하는 비동기성 송신은 모뎀의 에러 성능을 급진적으로 개선시켰다. 패킷 송신 데이타는 블록(0에서 256까지)으로 형성되어 자체 패킷으로 전송된다. 각각의 패킷은 프레임 조화, 경로 선택, 에러 검출등을 위한 간접 작업 정보를 갖는다. 상기 간접 작업 정보는 패킷의 개시와 종료 영역에 위치한다. 최근 몇년 동안에는 국제 표준 기구 X.25의 패킷 스위치식 통신용 국제 표준 방식을 채택하여 사용되고 있다. X.25는 지금은 모호하게 정의되지만 저레벨이 데이타 송신만을 처리하는 다단계 프로토콜(protocol)이다. X.25프로토콜을 이용할 수 있는 고속 모뎀은 불명확한 상호간 통신과 양립 가능한 장점이 있다. 또한 X.25와는 다른 프로토콜을 이용하여 통신을 할 수 있는 모뎀도 추가의 장점이 있다(각각의 컴퓨터 회사는 X.25 프로토콜 보다 우수한 자체 프로토콜을 변경했다). 종래의 디지탈 고속 모뎀은 패킷 스위치식 회로망과 양립시킬 수 있으며(다중패킷 스위칭 상호간 프로토콜과 양립할 수 있는 것을 의미하는 것은 아님), 다중 송신 신호를 통해 동시에 비동기 및 동기 모드로 동작할 수 있는 간단한 모뎀이 아니다.
더우기, 종래의 모뎀은 모뎀 또는 통신 매체에 대해 불충분한 에러 성능의 원인을 지적하거나 분리시킬 수도 있다. 종래의 고속 모뎀은 일반적으로 모뎀 자체에서 생성되고 전화 회로에서 생성되는 원인을 집계한 데이타 에러율을 계산한다. 때때로, 데이타 통신 운영에 성가신 문제가 발생되는데, 전화 회사들을 자기 회사의 장비 때문에 송신에 이상이 있다는 젖을 부정한다. 이러한 이유로 해서, 그때 잘못이 나타나지 않는 경향도 있지만 사실은 사용자의 전화 회로에 이상이 없다는 것을 알 수 있다. 전화 회로에 손상이 있다고 주장하더라도, 전화 회사에 의해 측정된 값은 손상 한계에 대해 불완전한것일 수도 있다. 즉, 종래의 모뎀을 간단히 설명하면, 종래의 모뎀은 모뎀의 에러 성능과 전화 회로의 손상을 분리시킬 수 없으며, 더우기 사용자가 전화 회사의 전화 회로에 대해 직접 수리할 수 있도록 하기 위해서 사용자로 하여금 완전한 전화 회로 특성만을 허용할 수 없도록 되어 있다.
본 발명의 제 1 목적은 9600bps를 초과한 데이타율로 다이얼 업 전화선에 전이중 모우드로 동작가능한 디지탈식 고속 모뎀을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 2 목적은 동기, 비동기, 및 패킷 모우드로 동작가능한 디지탈식 고속 모뎀을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 3 목적은 종래의 모뎀에 의해 허용되는 위상 에러 및 주파수 감쇠 롤-오프(roll-off)보다 크게 전화선상에서 나타나는 디지탈식 고속 모뎀을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 4 목적은 9600bps를 초과한 데이타율로 다이얼 전화선에 전이중 모우드로 동작가능하고 종래 모뎀에 비해 값싸고 질좋은 디지탈식 고속모뎀을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 5 목적은 패킷 스위치식 회로망에서 일반적으로 사용하는 것과 같이 다단계 프로토콜로 동작할 수 있는 디지탈식 고속 모뎀을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 6 목적은 손상된 전화선에 응답해서 작은 증분값으로 송신 데이타율을 감소시키는 디지탈식 고속 모뎀을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 7 목적은 9600bps로 동작하면서 종래의 모뎀보다 낮은 에러율을 나타내는 디지탈식 고속 모뎀을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 8 목적은 유연성 있는 데이타 입력 포맷을 제공하여 에러-프리(error-free) 방식에서의 비동기, 동기, 패킷 포맷 데이타를 혼합할 수 있는 디지탈식 고속 모뎀을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 9 목적은 데이타 전송 모뎀으로서가 아닌 단지 전송 매체에 의한 변조로 채널의 잡음, 주파수 감쇠, 위상 편이, 주파수 오프셋을 지시하기 위한 방법으로 형성되도록 국부 진단 또는 원격 진단될 수 있는 디지탈식 고속 모뎀을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 10 목적은 전화선이나 모뎀이 이상이 있는지를 결정하고 원거리에 위치하는 모뎀에 데이타 및 음성에 대해 측정된 양을 명백히 알려주는 디지탈식 고속 모뎀을 제공하는 것이다.
본 발명의 양호한 실시예에 있어서, 직각으로 변조된 64개의 앙상블 캐리어는 디지탈식으로 생성된다. 각각의 캐리어 즉 토운은 개별적으로 5비트로 변조된다. 64개의 앙상블중의 한 캐리어는 본 발명의 모뎀에 대한 송수신부에서 정확한 좌표를 제공하는 파일럿 톤(pilot tone)으로써 사용된다. 상기 톤은 전화 회로망의 캐리어 헤테로다인 에러 즉 송신 통로에서 발생되는 변화에 관계없이 타이밍과, 주파수 교정 즉, 정열(alignment)을 유지시킨다.
본 발명의 모뎀이 송수신부는 사용하고 있는 전화 채널 성능에 대한 실시간 정보를 유도하기 위해 좌표 방식으로 다른 모뎀에 관련하여 동작한다. 중요한 신호 매개 변수가 모두 측정되고 보정 신호들은 동시에 리버스 채널을 형성하는 모뎀으로 복귀한다. 손상의 원인이 되는 사용 가능한 스펙트럼(항상 사용가능한 것은 아님)의 단부에 위치된 캐리어 주파수는 앙상블로부터 제거된다. 본 발명의 모뎀에 있어서, 2선식 다이얼 업 전화선의 한쪽 방향으로 9600bps 또는 그 이상의 데이타율로(바람직한 실시예에서는 1200bps 정도), 그리고 반대 방향으로는 300bps 데이타율로 동시에 송신하기 위해 스펙트럼 여백을 최소로한다. 에러-프리 데이타 전송을 최대로 하기 위한 본 발명의 송수신부들간의 상호 작용과 좌표는 중요한 역할을 한다. 데이타 패킷은 송신부와 수신부사이에서 교체되고 삽입식 순화 여유도 검사(CRC)를 사용한다. 에러 검출시에는 송신을 반복하는 방식이 사용된다. 이것은 에러-프리 전송 데이타, 간접 작업정보(패킷을 명령하는 정보) 및 진단 신호들을 제공한다. 이러한 구성은 채널에 대해 에러-프리율을 최대로 하는 데이타 전송을 할 수 있도록 캐리어의 변조방식을 제공한다. 전화선에 손상이 있는 경우에, 실제 데이타 수용 성능은 에러-프리 전송에 대한 새로운 평형점에 도달될때까지 손상된 개별적 캐리어들을 드롭시킴으로써 점차로 감소한다. 따라서, 전화선이 손상된 경우, 1단계당 자신의 수용 능력을 대략 1/64로 감소시키는 본 발명의 모뎀은 2개 또는 4개의 인자로 전송 데이타율을 낮추는 "기어 시프트"방식을 사용하는 종래의 모뎀과는 확실히 다르다. 전형적으로 데이타 수용 성능의 단일 감소 처리는 손상을 극복하는데 필요한다.
또한 본 발명의 펄스식 파일럿 톤을 사용해서 전환선 진폭 변화, 진폭 히트, 주파수 오프셋, 위상 드리프트 및 위상 히트들을 보정하는 효과를 얻는다. 본 발명에서의 주파수 찌그러짐은 앙상블내의 각 64토운들에 대한 국부 발진등기 회로의 진폭을 변조함으로써 제거된다. 위상 찌그러짐과 채널 누화는 공지된 시험 패턴의 초기 송신을 기초로하는 계산을 함으로써 제거된다.
본 발명의 모뎀은 모든 데이타를 패킷화(packetization)할 수 있고 간접 작업 정보를 갖고 있다는 점에서 종래의 기술보다 우수하다. 본 발명의 모뎀은 패킷을 기본으로 모든 데이타를 조정할 수 있고 다수의 데이타 스트림을 혼합할 수 있다. 각 데이타 스트림은 이전에 얻을 수 없었던 유연성을 제공하는 정보 패킷화로 인해 소정의 속도로 동작할 수 있다. 바람직한 실시예에 있어서 각 주파수 앙상블의 주기는 2/75초이다. 이 기간내에 데이타와 에러 검출 수단을 포함한 앙상블 패킷으로서 320비트까지 전송한다. 이것은 새로운 에러-프리를 기초로하는 송수신 모델 사이에 폐쇄 회로의 궤환을 제공한다.
본 발명의 모뎀에서 패킷화되고 확장된 시험 신호 배열은 단지 시험 데이타를 포함한 패킷의 사용만을 허용한다. 이러한 패킷은 원격 진단을 제공하고 송신상의 잘못된 점을 지적하는데 유용하다. 본 발명의 모뎀은 각 주파수들에 대한 진폭, 잡음, 위상 지연 및 주파수 오프셋등을 측정하는데, 상기 측정된 매개 변수들은 모뎀의 특성이 아니라 단지 통신 회로의 특성을 의미한다. 이러한 측정 값은 송신선 상의 문제점이라고 정의할 수 있는 형태로 원격 모뎀 즉 원격 진단 센터에 오퍼레이팅 통계 자료를 제공하도록 일련의 기간 동안 저장된다. 잘못된 진단을 고속 처리하는 것을 돕기 위해서는, 원격 데이타 센타에 연결된 전화선을 분리하는 것이 유리하다. 상기 분리 회로는 통계를 판독하는 송신로를 형성하고, 또한 모뎀 위치에서 연결된 모뎀 즉 원격 진단센터와 교신할 수 있도록 개인 조작을 허락하는 음성 인터컴을 형성한다.
본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 각 64주파수에 대한 사인 및 코사인 벡터들은 각 캐리어에 대해 발생된다. 그리고, 각각의 캐리어는 디지탈식으로 유도된다. 심볼 송신 기간은 2/75초이며, 각 심볼은 위상과 진폭 변조로 구성된 32개의 주파수를 이용해서 5비트를 운송한다. 위상과 진폭을 조합하는 것을 "콘스텔레이션(constellation)"이라 호칭하며, 그리고 본 발명에서 이것은 전화선에서 발생되는 실시간 손상의 기능으로 선택된다.
바람직한 실시예는 사인 캐리어 주파수 관점에서 기술되지만, 여기에 제한된 것은 아니며, 다른 직교파가 종래의 사인파 대신에 사용될 수 있다. 특히 직교 잡음 스트림을 제이한 슈우도-랜덤(pseudo-random)파도 대신 사용될 수 있다. 각 슈우도 랜덤 파형은 ROM에 저장되어 있다. 이 파형은 길이가 1개 시간 기점과 같고 진폭이 변조된 것이다. 파형을 분리하는 것은 분산 프렉트럼 송신 개념으로서 사용된 잡음을 이용함으로써 수신 채널에서 동일한 파형 세트를 승산하여 얻어진다. 본 발명의 모뎀에서 사용된 검출 처리에 있어서, 각 채널은 전반적으로 슈우도 잡음 채널을 동시에 전송하기 위해 그 자체를 빌려주는 경향이 있는 파형을 기대하는 특성이 있다. 이러한 배열은 비밀을 보장하는데 매우 적합하다.
따라서, 본 발명의 제 1 장점은 통과 대역내에서 더 많은 데이타 채널은 허락하는 주파수-주파수간의 누화가 없이 인접한 캐리어 사이를 최대한 근접시킴으로써 9600bps를 초과한 데이타율로 모든 다이얼 업 전화선상에서 전이중 모뎀으로 신뢰성 있게 동작할 수 있는 디지탈식 데이타 모뎀을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 2 장점은 전화선상이 손상될 경우에 데이타 처리율이 점차적으로 허락한다는 것이다.
본 발명의 제 3 장점은 종래의 가능한 위상 에러와 감쇠 주파수 로울 오프보다 큰 다이얼 업 전화기를 이용할 수 있다는 것이다.
본 발명의 제 4 장점은 데이타의 패킷화와 간접 작업 정보 기능의 형태로 비동기 데이타의 송신 및 수신을 할 수 있다는 것이다.
본 발명의 제 5 장점은 비동기 및 동기성을 갖고 다수의 신호의 다중 송신이 가능하다는 것이다.
본 발명의 제 6 장점은 데이타 통신 프로토콜 범위내에서 사용할 수 있는 동작이 가능하다는 것이다.
본 발명의 이러한 목적과 장점들은 첨부 도면과 관련한 바람직한 실시예에 의해 명백히 알 수 있다.
제 1 도에는 본 발명의 바람직한 실시예의 고속 모뎀(10)이 도시된다. 고속 모뎀(10)은 전화선(12)의 반대편 끝쪽에 멀리 위치하는 동일한 고속 모뎀(10')(도시되지 않았음)에게 전화선(12)을 통해 데이타를 전송하거나 수신하는 기능을 수행한다. 종래의 다이얼 업 전화기에서 사용하는 300∼3100Hz전화선(12)은 신호 발생기 및 하이브리드 회로(14)에 연결되어 수신로와 송신로를 분리시킨다. 신호 발생기 및 하이브리드 회로(14)내에 존재하는 전송된 신호를 발생하는 회로를 제 3 도를 참조해서 상세하게 후술된다.
신호 발생기 및 하이브리드 회로(14)에서 수신된 신호는 신호 추출기(16)를 통과한다. 신호 추출기(10)에서는 복합 수신 파형의 불필요한 성분의 전송 신호를 제거한다. 신호 추출기(16)의 출력 신호는 벡터 디파이너(vector definer)(18)를 통과한다. 벡터 디파이너(18)는 수신된 사인 곡선 신호의 두값을 계산한다. 이들 두값은 각각 X 및 Y벡터 성분으로써, 그리고 서로 교체될 수 있는 사인 및 코사인 채널로써 참조된다. 벡터 디파이너(18)의 출력은 2개의 통로로 분리된다. 1개의 출력은 콘스텔레이터(20)에 연결되는데, 콘스텔레이터는 기대되는 조합 신호에 가장 근접하도록 수신된 X 및 Y벡터를 정합시킨다. 다른 출력은 기준 콜렉터(22)에 연결되는데, 여기서 기준 신호의 주파수 및 시간 증폭 특성들이 추출되어 기준 신호의 정격과 비교되고 따라서 보정이 이루어진다.
콘스텔레이터(20)의 출력은 진단 해석기(24)에 인가되며, 여기서 송수신 모뎀의 좌표 및 진단 목적에 필요한 동작 정보를 추출한다. 진단 해석기(24)는 과도 잡음 레벨을 발생하는 주파수 채널을 찾아내는 것과 같은 기능을 수행한다. 진단 해석기(24)는 또한 각 채널의 위상 지연, 증폭 찌그러짐, 잡음 등의 통계적 평가를 행한다. 진단 해석기(24)에서 발생된 정보는 패킷(packet)으로 형성되어 선적부(shipping depar-tment)(26)로 전달된다. 선적부(26)는 송신시에는 패킷 형태로 수신시에는 패킷이 아닌 형태로, 즉 정보 구성에 따라 응답한다. 패킷 스위칭 및 정보 패킷화는 종래의 데이타 통신 기술 분야에 잘 알려져 있다. 따라서, 이하의 사실 이외의 패킷 스위칭에 대해서는 더 이상 기술되지 않는다.
본 발명의 고속 모뎀(10)에 있어서 대부분의 정보는 표준 크기의 패킷으로 전송되는데 각각의 정보는 수신 고속 모뎀(10)과 멀리 위치하는 송신 고속 모뎀(10')사이에서 정보 전송을 용이하게 하는 간접 작업(housekeeping)데이타와 헤더로 구성된다. 내부의 교차된 에러 교정 심볼들은 아주 정확하게 에러 검출을 허용한다. 에러들은 불안전하게 수신된 패킷을 다시 전송함으로써 보정된다. 선적부(26) 및 외부 장치(예를들어 고속 모뎀(10)이 연결된 컴퓨터 시스템) 사이에서의 패킷은 1개 또는 몇몇의 로딩 독(loading dock)(28)에 의해 송수신된다. 각각의 로딩 독(28)은 유저(user)의 데이타 장비가 정확한 인터페이스 요구값에 정합되도록 소프트웨어 명령으로 구성된다. 예컨대, 대부분의 데이타 터미날은 규격 RS-232-C 연결기와 전압을 사용한다. 로딩 독(28)은 RS-232-C 인터페이스에 연결하여 사용된다. 또한, 로딩 독(28)은 패킷에서 송신기에 입력된 것으로서 패킷 스위칭 방법에 의해 요구되는 가산된 정보와 함께 나타낼 수 있도록 간접 작업 데이타를 가산하거나 제거한다.
제 2 도에서는 본 발명의 고속 모뎀(10)에 대해 송신 및 수신을 형성하는 송신 및 수신 채널이 도시된다. 고속 모뎀(10)은 동시에 주파수 앙상블(30)을 송신하고 주파수 앙상블(32)을 수신한다. 본 발명의 바람직한 실시예에서의 고속 모뎀(10)은 4선식 전화회로(2개의 도선) 또는 2선식 전화회로(1개의 도선)로 동작하도록 설계되었다. 4선식 전화회로가 연결된 경우(도시되지 않았음), 300Hz∼3KHz의 전스펙트럼이 한꺼번에 두 방향에 이용된다. 2선식 전화회로(제 2 도에 도시됨)인 경우, 송신 앙상블(30)과 수신 앙상블(32)과는 완전히 분리되지 않는다. 따라서 2방향으로 분리하기 위해 주파수 분주기가 사용된다. 제 2 도는 약 600Hz∼3KHz사이의 대역을 점유한 주파수를 64로 나눈 것을 집합해 놓은 송신 앙상블을 도시하고 있다. 제 2 도에 도시된 수신 앙상블은 약 300Hz∼500Hz사이의 대역으로써 비교적으로 좁은 대역폭으로 구성된다. 이것은 주파수 할당을 특별하게 선택하여 한쪽 방향으로 흐르는 데이타가 역방으로 흐르는 데이타보다 훨씬 많은 통계적 신뢰성을 갖게 한다. 수신 채널 즉 수신 앙상블(32)은 유저 데이타를 전송할 뿐만 아니라 송신된 패킷이 실제로 정확하게 수신되는 수령 신호를 전송하기 위해 사용된다. 어떠한 수령 신호도 수신되지 않을 경우, 이미 송신된 패킷 앙상블은 재송신된다.
제 2 도에 있어서, 다수의 수직선(34)은 각 앙상블이 1/37.5초씩 증분될때 마다 분할하는데, 이것을 이하 "시간기점(epochs)"으로 정의한다. 각 시간 기점의 시간 기점 주기는 다른 부호식 주파수 앙상블을 전송하는데 사용되는데, 여기서 각각의 토운 즉 주파수는 다수의 비트들은 전송할 수 있도록 부호화된 위상 및 진폭이다. 바람직한 실시예에 있어서, 각 토운은 비트로 구성된 부호화 정보이며, 즉 불연속 위상 및 진폭으로 구성되는 주파수(32)를 생성한다(예를들어 "콘스텔레이터"로 공지됨). 송신 앙상블(30)을 구성하는 64채널은 1/37.5초라는 시간 기점에서 320비트를 전송할 수 있다. 이것은 12000bps와 동일하다. 그러나, 본 실시예에서 송신 앙상블(30)의 32번째 채널은 단지 기준용으로만 이용된다. 즉, 32번째 채널은 1개 시간 기점 동안 완전히 강도로 송신되고 2개의 시간 기점 동안 오프되며, 1개의 시간 기점 동안 온되고, 2개의 기점에 대한 시간 경계를 설정한다. 또한 고속 모뎀(10')에 의해 수신되는 32번째 주파수 채널은 기준 정보를 제공하는데, 상기 정보는 전화기 주식회사의 전송 시스템 통과시 가끔 발생되는 헤테로 다인 주파수 오프셋을 정확하게 설정하는데 사용된다.
제 2 기준 신호(34)는 복귀 수신 앙상블(32)과 동일한 방법으로 사용된다. 4선식 연결로 구성된 고속 모뎀(10)을 사용하는 경우, 복귀 채널은 모두 500Hz∼3KHz의 대역폭을 점유한다. 따라서, 4선식 연결은 동시에 2방향으로 1200bps를 허용하며, 기준 채널 및 내부적인 간접 작업 기능에 대한 사용 용량도 적다. 양질의 전화선에 있어서, 본 발명의 고속 모뎀(10)은 1100bps정도로 얻을 수 있다. 그러나, 양질의 전화선이 허용되지 않을 경우(즉, 손상이 있을 경우), 손상된 채널들은 드롭된 1개 채널당 1/64인자에 의한 유효 데이타 처리율(net data throughput)을 감소시키게 된다. 본 발명의 고속 모뎀(10)을 위한 유효 데이타 처리율의 순차적(graceful)감소는 미소한 손상이 유효 데이타 처리율을 50% 이상으로 감소시킬 수 있는 종래의 모뎀에 대하여 사용되는 급격한 기어시프팅(gearshifting)과 비교된다.
제 3 도에는 신호 발생기 및 하이브리드 회로가 상세하게 도시된다. 제 1 도에서와 같이, 신호 발생기 및 하이브리드 회로(14)는 일련의 디지탈 값으로 구성된 송신 앙상블(30)을 발생하는데, 송신 앙상블(30)의 각 디지탈 값은 아날로그 발진 회로 뱅크의 신호값 성분과 동일한 아날로그 신호값을 나타낸다. 송신 앙상블(30)을 구성하는 모든 토운은 신호 발생기 및 하이브리드 회로(14)내의 수정 발진기(36)에서 생성된다. 고속 모뎀(10)이 실제로 송신 모뎀 및 수신 모뎀의 기능을 갖는다 할지라도, 수정 발진기(36)는 두 기능에 대해 마스터 타이밍 정보를 제공한다. 그러므로 두 모뎀은 적분 타이밍 관계를 유지한다. 일부 사실을 제외하고, 송신 및 수신 모뎀 사이의 타이밍 차는 원거리 전화회로망 전파 지연에 대한 측정량이며, 이것은 각 전화가 호출되는 동안 그대로 유지한다.
수정 발진기(36)는 타이밍 신호 발생기(38)에 연결되어 카운터(39)가 고속 모뎀(10)에 사용되는 타이밍 신호(40)를 제공하도록 한다. 이후에 기술될 디지탈 값을 갖는 토운을 발생시키는 기술은 전자 악기 분야에서 앙상블 토운을 발생시키는데 사용된 기술과 동일하다. 도시된 바와 같이 주파수 1내지 주파수 64는 시분할식 ROM(42)과 가산기(44)와 사인/코사인 테이블 ROM(46)을 이용하여 주사되는 방식으로 발생된다. ROM(42)의 출력은 일련의 디지탈 값을 갖는다. 각 디지탈 값은 주파수 앙상블 펄스 부호 변조(PCM)값을 발생하는데 사용된 증분 각도와 일치할 수도 있다. 표준 PCM의 실시예에 있어서, 샘플링 간격은 적어도 2개의 샘플율로 주파수가 샘플되는, 즉 나이퀴스트 율을 사용한다. ROM(42)내의 64개의 불연속 위치에서 타이밍 신호(40)로부터 유도된 64주파수에 상응하는 다수의 증분 값(43)이 기억된다. 각각의 증분값(43)은 적분기로 동작하는 가산기(44)의 패스트 섬(past sum)에 가산되어진다. 가산기(44)의 하위 명령 비트들은 사인/코사인 ROM(46)의 입력 어드레스(45)를 구성한다. 타이밍 신호들을 구성하는 펄스들은 어드레스 카운터(39)에서 카운트된다. 어드레스 카운터(39)값이 계속해서 증가될때, 64개 토운을 각각 생성하도록 ROM(42)의 위치가 연속해서 어드레스된다.
사인/코사인 ROM(46)은 사인과 후속 어드레서 즉 코사인에 상응하는 값을 기억하고 있다. 고속 모뎀(10)내의 신호들은 2개의 벡터 성분을 발생함으로서 전송된다. 제 1 벡터 성분은 사인값(48), 제 2 벡터 성분은 코사인 값(50)으로 정의한다. 데이타는 단자(52)에 입력되어 5비트의 그룹으로 구성된다. 5비트 그룹은 벡터 좌표의 특별한 조합으로 표시된다. 5비트로 구성된 송신 채널(32)은 분리 또는 합성 벡터로 송신된다. 이들 벡터의 크기 및 각도의 선택은 통신선의 특성에 따라 좌우되기 때문에, 선택값을 변수화하고 ROM에서 선택할 수도 있다. 이것은 제 3 도의 스위치(54)가 그 역할을 대행한다. 스위치(54)는 다수의 5비트 입력(x, y)의 벡터 진폭 ROM(56)중의 1개를 선택한다. 벡터 진폭 또는 콘스텔레이숀 ROM(56)의 출력은 멀티플렉서(62)에 의해 수신된다. 멀티플렉서에서 X값(58)은 사인/코사인 ROM(46)으로부터 사인값(48)에 의해 승산된다. 곧이어 벡터 ROM(56)의 y값과 사인/코사인 ROM(46)의 코사인값(50)도 승산된다(제 3 도에는 단지 x값만 도시했음). 이 처리과정은 후속 5비트에 의해 변조된 후속 주파수가 송신되는 동안 반복된다. 그 처리 관정은 320비트가 64주파수를 이용해서 송신될때까지 계속된다. 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 샘플포인트 시간은 매우 빠르다. 단일 시간 기점 동안에 각 주파수는 512번 샘플된다. 즉 1초당 1주파수당 19200샘플에 해당되는 양이다.
멀티플렉서(62)의 디지탈 출력(64)은 D/A변환기(66)에 인가된다. 저역 필터(70)은 필요치 않는 고주파수를 제거하고 여파된 신호(72)는 하이브리드회로(74)에 인가된다. 하이브리드 회로(74)는 전화선(12)을 통해 아날로그 신호를 전송시키는 기능을 갖고 있다. 또한 전송 기능 이외에 하이브리드 회로(74)는 2선식 전화회로인 경우, 수신된 신호(76)를 전화선(12)에서 분리시킨다. 하이브리드 회로(74)는 상이한 전화선 임피던스가 발생될때 간섭없이 결합된다. D/A변환기(80)를 통하는 디지탈 신호(82)에 의해 제 1 의 보정이 하이브리드 회로(74)에 인가된다. 수신 채널과 송신 채널의 누화가 최소로 되도록 D/A변환기(80)의 아날로그 출력은 하이브리드 회로(74)의 이득을 조정한다. 우선 순위 채널 분리 매카니즘은 2개의 주파수 대역이 중복되지 않는 것으로서 송신 채널과 수신 채널 사이에서 주파수 분할되는 것을 알 수 있다. 하이브리드 회로(74)에 대한 조정은 제 2 의 보정이 불요복사 에너지의 수신을 추가로 감소시키도록 사용된다.
제 4 도에는 신호 추출기(16)의 상세한 회로가 도시된다. 신호 추출기(16)에 입력된 신호들(76)은 사용 가능한 스펙트럼의 통과 대역 이외의 부분을 제거하도록 설계된 대역 필터(84)에 의해 여파된다. 대역 필터(84)의 출력 신호(86)은 증배기(88)에 인가되어 D/A변환기(92)와 승산된다. D/A변환기(92)는 아날로그 증배기로서 수신된 모든 채널 신호(86)의 증폭값을 일괄적으로 조정한다. 증배기(88)에서 이들이 조정된 후, 수신신호(94)는 국부 발진기 및 증배기(96)을 통과하게 된다. 증배 신호(90)의 증폭값은 피이크 검출기(93) 및 D/A 변환기(92)에 의해 조정되고, 피이크 검출기는 D/A변환기(92)의 입력 신호가 증배기(88)의 선형 시일링(최고 한도)를 넘지 않도록 한다.
증폭 계수를 제외하고 송신된 것과 유사한 일련의 주파수를 구비한 다수의 토운(98)이 국부 발진 증배기(96)로 통과된다. 증폭 계수는 전화선(12)에서 손상된 수신 신호(86)에 대해 채널 이득 제어 증폭기(100)에서 각각의 국부 발진 토운(99)의 이득을 각각 조정함으로써 얻을 수 있다. 본 발명의 특이점은 64캐리어들에 대한 개별적인 채널 이득 특성이 채널 이득 RAM(102)에 기억되어 있다는 것이다. RAM(102)내의 다수 어드레스에 위치한 정보는 다이얼 업 연결이 개시되는 동안 공지된 증폭값으로 송신되는 각각의 캐리어에 대해 개별적 이득 측정값을 유도한다. 수신값이 수개의 주지된 증폭값 중의 하나로 양자화된 이후에 이득은 정확하게 유지된다. 각 채널 이득 조정 계수는 동기성을 갖고 RAM(102)에서 호출되어, 국부 발진 신호들을 처리하는 이득 제어 증폭기(100)의 이득을 즉시 조정한다. 즉 수신 신호(94)의 강도를 조정한다.
공통 전화선의 손상이란, 전화 이송 시스템에 의해 발생되는 송신 및 수신 신호들 사이에 주파수 오프셋이 존재하는 것을 말한다. 신호 추출기(16)는 오프셋 제어 신호(106)를 증분 가산기(44)에 인가됨으로써 전화 시스템의 헤테로다인 오프셋 에러를 카운트한다. 신호 발생기 및 하이브리드 회로(14)와 관련하여 기술된 바와 같이, ROM(42)은 국부 발진 주파수 1 내지 64에서 선택된 값을 기장하고 있다. 이러한 값들은 할당된 송신용 주파수들 사이에 존재하는 주파수를 발생시키기 위해 선택된다. ROM(42)에서 선택된 주파수들은 증분 가산기(44)에 인가된다. 제 2 공동 디지탈값, 예를들어 오프셋 제어 신호는 주파수 오프셋 제어를 구성하도록 각 가산기(44)에 가산된다. 오프셋 제어 신호는 기준 콜렉터 및 발생기(22)에서 발생된다. 오프셋 제어 신호 값은 사인/코사인 ROM(46)의 출력(즉 사인값(48) 및 코사인 값(50))이 송신 앙상블(30)값에 정확히 정합되도록 정확하게 결정한다. 실제로 이것은 기대되는 주파수가 될때까지 기준 주파수(즉 32번째 주파수)를 변화시킴으로서 얻을 수 있다. 양호한 실시예에 있어서, 이러한 구성은 전화 시스템에서 발생될 수 있는 것보다 훨씬 큰 ±18Hz의 헤테로다인 오프셋 보정을 할 수 있다. 이와 같이 양호한 헤테로다인 보정 범위는 아주 큰 주파수 오프셋이 발생할 수 있는 단측파대 라디오 채널에서도 유용하며, 또한 도플러 시프트를 발생시키는 이동국의 라디오 채널을 사용하는 경우에도 유용하다.
제 5 도에는 벡터 디파이너(18)의 상세한 회로가 도시된다. 벡터 디파이너(18)는 정합된 동기 검출 신호를 얻기 위해 사용된다. 벡터 디파이너(18)에 입력된 신호(108)는 신호 추출기(16)에서 공급된다. 각각의 샘플은 이미 국부 발진기 및 증배기(96)와 승산되어 적분된 각각의 다른 주파수를 나타낸다. 국부 값은 각각의 신호(108)가 설정된 디지탈 값으로 되므로 용이하게 얻을 수 있다. 입력 신호(108)는 다수의 샘플 적분기(110)에 인가된다. 샘플 적분기(110)는 분리된 캐리어 즉 주파수(본 실시예에서는 64개)에 대해 개별적인 사인 적분기(112) 및 코사인 적분기(114)로 구성되어 있다. 신호는 요구된 채널 뿐아니라 필요치 않은 채널의 에너지를 포함하고 있기 때문에, 자연적으로 신호가 각각의 샘플 적분기(110)에 인가될때 매우 많은 잡음이 존재하게 된다. 이와 같은 검출 방법의 형태에 있어서, 요구된 신호 에너지는 사인 적분기(112) 및 코사인 적분기(114)내에 각각의 분리된 적분 가산값을 추가하고 동시에 불필요한 신호(적어도 특정 적분기에 관련된 신호)가 직각으로 발생한다는 것을 전제한다. 즉, 이것은 불필요한 신호가 사인 적분기(112) 및 코사인 적분기(114)에 첨가 혹은 때때로 추출한다는 것이다. 요구된 신호가 잡음을 추출하도록 하기 위해서 다수의 샘플이 사용된다. 적분 처리후, 적분기(112, 114)의 출력은 다수의 버퍼(116)에 인가된다.
간단하게 전술한 바에 의하면, 기준 채널(바람직한 실시예에서는 32번째 주파수)은 처음 1개시간 기점 동안은 완전한 진폭을, 다음 2개 시간 기점 동안은 진폭이 없는 주파수를 생성한다. 이와 같은 기준 채널의 펄스 끝부분은 샘플 적분기(110)가 기초 타이밍 정보를 필요로 할때, 즉 개시할때와 종료될때 제공된다. 그러나, 제 2 의 보정에는 타이밍, 정확하게는 위상찌그러짐등과 같은 해결해야할 난점이 있다. 본 발명의 고속 모뎀(10)에 있어서, 각 시간 기점은 대략 26.7밀리초 정도이다. 전화선의 위상 지연은 2밀리초 또는 그 이상이다. 또한 이 위상 지연은 3KHz통과 대역의 끝부분에서 매우 불량한 것이다. 따라서, 각각의 적분기(110)(즉 사인 적분기(112) 및 코사인 적분기(114))가 동시에 동작하면, 대역 끝부분에 위치하는 채널은 위상 지연 에러를 최대로 기록하게 된다. 그러므로 대부분의 적분기(110) 에러는 10% 내에 있게 된다는 것은 명백하다(즉 적분기(110)는 앞의 시간 기점의 에너지 값에 대해 10% 정도에 해당하는 값을 갖는다). 이와 같은 위상 찌그러짐은 여기에서 기술된 고성능 모뎀에서와 같이 허용되지 않는다.
3KHz통과 대역에서의 상기 위상 찌그러짐을 보정하기 위해 사용된 방법중에는 기준 채널에 관련된 각각의 64캐리어 주파수의 위상 지연 측정 값을 위상 보정 인자로서 이용하는 방법이 있다. 상기 방법은 각 샘플 적분기(110)가 각 시간 기점의 경계에서 정확히 개시되고 종료되도록 보정 인자가 각각의 64 캐리어에 대해 분리해서 발생할 수 있도록 한다. 따라서, 벡터 디파이너(18)는 제 5 도에서 알 수 있듯이 위상 찌그러짐 보정 인자로서 기능한다. 위상 찌그러짐 보정 방법은 적분기(112, 114)로부터 먼저번 값을 보존하기 위해 지연선(118)을 통해 버퍼(116)의 각 출력을 통과시킴으로써 시작된다. 적분기(112, 114)의 실제 값은 복수의 증배기(120)에서 각각의 보정 상수(122)와 승산된다. 보정 값(즉, 제 5 도에서의 K1∼K64)은 전화 연결이 처음 설정되는 시간 또는 "핫(hot)"재기시 시간(예를들어 에러율이 한계치를 초과한 후 재개시하는 시간)에 자동적으로 결정된다. 본 발명의 고속 모뎀(10)에 대한 바람직한 실시예에 있어서는 1개 시간 기점에 대해 매 3번째 키리어 마다 턴온하는 대역 위상 찌그러짐을 측정하고, 이어서 다음번 시간 기점에 포함된 에너지를 측정하는 기술이 이용된다. 후속 시간 기점 동안의 에너지 즉, 행잉 오우버(hanging over)는 시간 기점 타이밍시 사용된 기준 채널에 관계되는 위상 지연량(직접적으로 비례한 량)을 의미한다.
다수의 감산기(124)에 인가된 증배기(120)의 출력과 버퍼(116)의 출력값은 먼저번 시간 기점으로부터 지연선(118)을 통해 지연된다. 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 지연선(118)은 실제로 RAM으로서 실행된다. 즉, RAM에 기억된 값은 지연선의 기능으로 동작하는 적당한 시간에 재호출된다. 위상 찌그러짐 보정은 도시한 바와 같이 매시간 기점에서 일어난다. 허용 가능한 정확도를 위해서는 매시간당 약 4800의 보정만이 필요하다.
보정된 위상 X값(126)과 Y값(128)은 후속 처리를 위해 극좌표를 이용한다. 지름 벡터의 크기는 X 및 Y 성분제곱의 합을 계산하는 제곱 연산(130), 제곱의 합(132) 및 루트 연산(134)을 통해 구해진다. 상기 동작은 실제로 계산될 수도 있고 룩-업 ROM에 저장된 테이블을 사용해서 계산될 수도 있다. 유사한 방법으로 지름 벡터의 각도는 tan-1(X/Y)로 구할 수 있다. 즉, 블록(136)에서 X성분을 Y성분으로 나눈 다음 블록(138)에서 아크탄젠트를 구한다. 나눗셈 연산과 아크탄젠트를 구하는 연산은 룩-업 ROM에 기억된 기억값으로 또는 계산으로 구할 수 있다.
제 6 도에서 선택성 누화 감소 회로(140)가 도시된다. 누화 감소 회로(140)는 1개 주파수 캐리어에 인접한 주파수 캐리어에서 발생된 "누설(leak)"신호에 대해 제 2 의 보정을 제공한다(바로 인접한 채널에서 발생된 누설 신호를 주성분으로 한다). 물론 각 채널간 누설 신호를 최소로 하기 위해서 각각의 캐리어 대역 중심부를 대약 37.5Hz로 분리한다. 제 6 도에서는 64주파수 캐리어를 완전히 표시하는 2개의 벡터(즉, x11, y11, x12, y12, x13, y13)로 구성되는 3개의 주파수가 있다. 각각의 벡터는 RAM 버퍼(142)에 기억되어 있다. 상기 각 벡터는 RAM버퍼(144)에서 기억된 보정 계수(K)와 승산된다. 실제 보정은 다수의 가산기(146)에서 발생한다. 따라서 누화 감소회로(140)는 벡터 디파이너(18)에서 사용된 위상 보정 방법과 개념적으로 유사한 방법으로 누화 감소를 수행한다. 즉 전화선이 처음으로 연결될때, 매 3번째 주파수 채널이 1개 시간 기점 동안 완전한 진폭으로 변화된다. 매 3번째 주파수 채널이 1개 시간 기점 동안 완전한 진폭으로 변화된다. 인접한 다른 채널에서 검출된 에너지의 크기는 인접한 채널의 누화에 비례하고 기준 채널로서 사용한다. 상기 정보는 RAM버퍼(144)에 기억되어 보정 계수(K)를 형성하는데 사용되며, 상기 보정 계수(K)는 벡터 디파이너(18)의 위상 찌그러짐 보정 출력과 승산되고 그것으로부터 감산된다. 상기 동작은 특별한 전화선이 연결되어 어떤 채널이 인접 채널에 미치는 인접 채널의 누화 크기가 RAM에 기억될때까지 각 64채널에 대하여 반복된다. 누화 감소회로(140)는 X값 및 Y값을 보정하는 위상 찌그러짐 보정 회로와 벡터 디파이너(18)의 극좌표 변환 회로 사이에 위치한다.
2개의 벡터(x1, y1, x2, y1, …, x64, y64)로서 전달되는 각각의 64 캐리어들은 x1', y1', x2', y2', …, x64', y64'에 대응하는 출력 벡터들을 발생하도록 누화 감소 회로에 입력을 형성한다.
제 7 도에는 기준 콜렉터 및 발생기(22)가 도시된다. 기준 콜렉터 및 발생기(22)는 입력되는 타이밍 정보를 사용해서 벡터 디파이너(18)의 샘플 적분기(110)를 동작시켜 시간 기점 경계를 정확히 리세트하도록 한다. 기준 콜렉터 및 발생기(22)의 기본 입력은 기준 신호(202)이다(본 실시예에서는 32번째 캐리어 주파수). 어떤 개시 위치에서든지 기준 신호(202)의 에너지는 연속되는 3개의 시간 기점에 대해 측정된다. 적정시간에 에너지가 있을 경우, 중간 시간 기점은 에너지를 모두 포함하고, 처음 시간 기점은 에너지를 갖지 않으며 나중 시간 기점도 에너지를 갖지 않는다. 모듈 -3 카운터(204)는 연속해서 AND 게이트(206, 208, 210)를 오픈시킨다. AND게이트(206, 208, 210)가 모듈 -3 카운터에 의해 "온"되었을때, 에너지는 빠른 게이트(212), 늦은 게이트(214) 정상 게이트(214)에 각각 저장된다. 입력 신호(202)가 모듈 -3 카운터(204)와 적당히 시간이 맞추어질 경우, 모든 에너지는 정상 게이트(216)에 있게 된다. 정상 게이트의 출력은 벡터 디파이너(18)가 시간 기점에 대한 개시 및 종료를 나타내는데 사용하는 타이밍 신호(217)를 형성한다.
임계 검출기(218, 220)는 빠른 게이트(212) 및 늦은 게이트(214)가 인가한 에너지를 저장한다. 검출된 두개의 에너지 값이 소정의 임계값을 초과할 경우, 공통 카운팅 체인(222)을 리세팅함으로써 조잡하게 조정된다. 그러나, 고속 모뎀(10)이 동시성을 갖거나 빠른 게이트(212)와 늦은 게이트(214)에서의 에너지가 충분히 작다면, 단지 점차적인 위상편이 보정만이 요구된다. 상기 보정은 제 8 도에 도시한 바와 같은 효과를 나타내며, 전압 제어 발진기(VXCO)(224)로 카운팅 체인(222)에 보정 입력을 입력시킴으로써 이루어진다. 이러한 처리 방법은 모두 디지탈 영역내에서 발생되는 것은 아니다. 즉 D/A변환기(226)는 미소한 불안 요소에 민감하지 않는 장시간의 보정 상수를 생성하는 방법으로 전압 제어된 발진기(222)의 발진 주파수에 대한 궤환 보정을 위하여 감산기(228)로부터 디지탈 입력을 수신하는 것을 알 수 있다.
제 6 도에는 콘스텔레이터 회로(20)가 도시된다. 콘스텔레이터(20)는 백터 디파이너(18)에서 얻은 위상과 진폭을 해석하는 기능과, 상기 위상 및 진폭 값(즉 정의된 벡터)을 특정 데이타 패턴에 상응하는 ROM(즉 콘스텔레이숀 백터)내에 기장된 값에 가장 근접하게 정합시키는 기능을 갖고 있다. 이것은 근접 접합(closest-fit)인 테이블 룩-업 처리이다. 특히, 바람직한 실시예에서의 위상 정보는 1개 시간 기점과 다음 시간 기점 사이의 위상 차이에 의해 복호화된다. 상이한 위상편이 변조 기술을 이용해서 각각의 64채널에 대한 정확하고 절대적인 위상 관계를 오래동안 유지해야할 필요성을 제거된다.
제 8 도에서, 특정시간 기점에 대한 위상 신호(252)는 벡터 디파이너(18)에서 인가된다. 바로 이전의 시간 기점에서의 위상 신호 값은 시간 지연 RAM(256)에 저장된다. 현재의 시간 기점과 이전의 시간 기점 사이의 위상차는 감산기(256)에 계산된다. 그후, 위상차 신호(258)는 위상 드리프트 콜렉터(260)를 통과한다. 위상 드리프트 콜렉터(260)는 일종의 감산기로써, 완전히 제거되지 않은 어떤 제 2 의 명령 드리프트를 설명하기 위해서 기준 콜렉터 및 발생기(22)에서 얻은 위상 보정 신호(도시되지 않았음)에 대해 작은 양으로 위상차 신호(258)를 보정한다.
보정된 위상 값(264)은 백터 디파이너(18)에서 수신된 증폭값(266)을 따라 콘스텔레이터 ROM(268)에 인가된다. ROM(268)내에서는 진폭값(266)과 보정된 위상값(264)을 유도한다. ROM(268)내에 저장된 근접 위상각(270)과 근접 진폭값(272)은 유일한 데이타 패턴에 대응하는 유일한 벡터를 형성한다. 고속 모뎀의 실시예에 있어서, 5비트들은 각 데이타 채널의 각 시간 기점내에서 해석된다. 따라서, ROM (268)에는 32쌍의 진폭 및 위상 값이 기억된다. 간단한 알고리즘은 정합 기능을 수행하고, 데이타 패턴을 출력한다. 기억된 벡터 쌍들이 수신 벡터 및 형성된 벡터중 어느 것에도 정합되지 않을 경우, 즉 수신된 벡터 값이 기억된 값과 아주 상이할 경우, 에러가 발생하게된다. 에러 발생을 방지하기 위해서, 본 발명의 고속 모뎀(10)에는 기억된 각도와 수신된 각도 사이의 위상차를 모니터하는 기능이 부여된다. 또한, 기억된 진폭과 수신된 진폭에 대한 차를 모니터하는 기능도 부여된다. 상기 정보는 고속 모뎀의 성능과 전화 연결상태등을 간단하는데 매우 중요한 것이다. 제 8 도에 있어서, 근접 위상 각도(270)와 측정된(혹은 수신된) 위상 각도(264)는 위상 감산기(274)에 의해 수신된다. 위상 에러 신호(276)는 에러를 모니터하는데 이용된다. 하이 레벨의 위상 에러는 1개 또는 여러개의 채널이 갖는 확률 에러, 즉 무시될 수 있는 정보를 제공한다. 마이크로 프로세서(도시안됨)에서 제공되는 이 논리회로는 고속 모뎀(10)에 연결되어 각각의 채널 성능 특성들을 포함하는 고속 모뎀(10')에 패킷을 전송한다. 유사한 방법으로 근접된 진폭(272)과 수신된 진폭 값(266)은 진폭 감산기(278)에 인가된다. 여기서 진폭차가 계산되고 계산된 진폭 에러 신호(280)는 각각의 채널 이득값(104)를 변조시키게 된다.
제 8 도에서는 송신 모뎀(10)과 수신 모뎀(10')이 패킷(300)과 패킷(300')의 형태로 정보를 교환하는 것이 도시된다(용이하게 예시하기 위한 프라임(') 표시는 송시 모뎀(10)과 수신 모뎀(10')과 동일한 구조를 가졌을 때 사용한다). 간접 작업 정보와 유저 데이타는 모두 전송된다. 간접 작업 정보는 사용하지 않는 채널 주파수 정의와 에러 검출 검사 함(check sum)의 오류같은 정보를 포함한다. 에러 검출 검사 합은 모든 데이타 전송에 대해 본질적인 에러를 확실히 하는데 사용된다. 다수의 데이타 소오스의 다중화 신호들이 다수의 로딩독(28)에 연결될때 추가의 간접 작업 정보가 요구된다. 각각의 로딩 독(28)은 유일한 번지를 갖는데, 본 실시예에서의 로딩 독은 0에서 15까지의 번지를 갖는다(번지는 4비트로 설정되며 후에 설명한다). 제 9 도는 특정 로딩 독 0(LD 0)(302)를 도시한다. 또한, 특정 로딩 1(304)과 특정 로딩 독 2(306)(LD 1 및 LD 2)도 도시된다. 모뎀(10)의 각 로딩 독(28)은 모뎀(10')의 로딩 독(28')에 물리적으로 연결(즉 "가상(virtual)"연결)된 개념을 표시한다. 이와같은 사실은 로딩 독(302)이 로딩 독(302')에 연결된 것과 같이 동작한다는 것을 의미한다. 마찬가지로, 로딩 독(304, 306)도 로딩 독(304')와 (306')에 물리적으로 연결된 것 같이 동작한다. 모뎀(10)내에서 내부적으로 어드레스된 패킷은 가상적 로딩 독(302)에서 가상적 로딩 독(302')으로 향한다. 데이타의 패킷화는 가질 수도 있다. 또한 데이타의 패킷화는 시간에 따라 변화하기 쉬운 통신 채널에서도 효과적으로 데이타의 전송을 수행한다.
제 10a 도는 2개의 송신 채널 시간 기점이 분리해서 도시된다. 모뎀(10)에서 모뎀(10')까지의 정보는 64주파수로 구성된 앙상블 형태로 전송된다. 전술한 바와같이, 각 주파수 캐리어는 5비트를 수용하기 위해 32비트 상태(위상 및 진폭)로 변조된다. 따라서, 각 시간 기점은 5비트로 구성된 64캐리어를 전송하므로 결국 320비트를 전송하게 된다.
제 10a 도에 있어서, 32번째 주파수는 본 발명의 바람직한 실시예에서 데이타용으로 사용한 것이 아니라 동기용으로 사용하는 것을 나타내기 위해 색칠되어 있다. 37번째 주파수 역시 인접한 전화선 케이블의 누화로 인해 데이타 채널로서의 기능이 떨어지기 때문에 색칠되어 있다. 또한, 63번째 및 64번째 주파수도 대역 가장 자리에 위치함으로써 잡음을 많이 갖게 되어 데이타를 전송하는 기능이 떨어지기 때문에 색칠되어 있다.
제 10b 도에는 수신 앙상블(32)이 도시되어 있다. 본 발명의 실시예에서 30Hz 내지 500Hz의 9개 캐리어들은 수신 채널을 구성한다. 수신 채널(32)에서의 각 캐리어들도 송신 채널(30)에서와 마찬가지로 5비트로 구성된다. 제 10b 도에 도시된 수신 채널(32)에 있어서, 73번째 주파수(73)는 기준용으로 사용된 것을 나타내기 위해 표시해 두었다.
제 11a 도에는 송신 앙상블(32)의 출력 데이타 스트림이 도시되었다. 앙상블(330)과 앙상블(331)은 시간 기점 i와 시간 기점 i+1내에 각기 송신된다. 앙상블(330)과 앙상블(331)의 결합은 640비트를 갖는 단일 패킷(334)을 구비한다. 길이가 긴 패킷은 각 패킷을 조합하는 오비헤드 기능에서 발생하는 유효 데이타율의 손상을 감소시키는 경향이 있다.
제 11b 도는 제 11a 도의 640비트 패킷의 내부 구조를 도시한다. 제 1 데이타 그룹은, 본 실시예에서 동작중인 로딩 독에 대해 도시한 바와같이, 4비트 어드레스(346)이다. 제 11b 도에 있어서, 로딩 독(302)의 어드레스(즉, 0000)는 제 1 어드레스 영역(346)내에 있어야 한다. 패킷(334)내의 로딩 독 어드레스(346)는 패킷의 데이타 부분에 포함된 다수의 4비트 그룹 즉 "니블"에 해당하는 영역(348)에 의해 생성된 후에 로딩 독(302')에 의해 수신된다. 활성적 통신량을 갖는 모든 로딩 독의 유일한 어드레스(346)는 실제 데이타(후술함) 영역내에서 발견되는 다수의 4비트 니블 영역(348)을 연속적으로 수반한다. 본 실시예에서는 모든 니블 영역(348)이 8비트를 갖게 된다(8비트는 256개의 4비트 니블을 허용하는데, 즉 1개 독당 1024의 이동된 데이타를 최대로 갖는다). 종단 경계부(350)는 존재하지 않는 로딩 독의 어드레스 4비트를 구비해서 선적된 정보를 갖춘 로딩 독(28)의 스트림 종단부를 수신 모뎀(10')에게 알려준다.
종단 경계부(350)는 2비트 모듈-4일련 번호(352)(즉, 0, 1, 2, 또는 3)가 연속한다. 상기 일련 번호(352)는 마지막으로 보정되어 수신된 패킷의 일련 번호를 보류하는 2비트 영역(354)을 수반한다. 동작중에, 각 패킷은 자신의 일련 번호(352)를 표시한다. 일련 번호(352)는 모듈-4패턴에서 선적된 각 패킷에 대해 하나씩 증가시킨다. 영역(354)은 마지막으로 보정되어 수신된 패킷의 2비트 일련 번호를 갖고 있기 때문에, 영역(354)의 내용은 수령을 나타낸다. 영역(254)이 마지막으로 송신된 패킷의 일련 번호와는 다른 값을 가질 경우, 송신 모뎀(10)은 마지막 패킷을 재송신해야 한다.
영역(354)은 다수의 데이타 영역(356)이 연속한다. 각 데이타 영역(356)은 특정 로딩 독 어드레스(346)에 해당하며, 영역(348)내에 니블 단위의 복수의 데이타를 포함한다. 본 발명의 종래 기술의 모뎀에 비해 우수한 특징은 데이타 영역(356)을 분리하는 분리 헤더를 필요로 하지 않는 것이다. 그 이유는 시간 기점 경계에서 정확히 패킷을 전송하도록 동기화되어 있기 때문이며, 그리고 각 데이타 영역(356)은 패킷의 헤더 정보(346, 348)가 기대되는 데이타 비트량을 정확히 수신 모뎀(10')에 알려주는 인접 영역과는 다르기 때문이다. 본 발명의 또 다른 특징은 각각이 다중화된 채널에 대한 최소 지연 시간을 일련의 데이타 입력(다른 로딩 독(28)의 입력)과 승산할 수 있는 능력을 가졌다는 것이다. 이러한 결과는 본 발명의 고속 모뎀에서 분리 패킷이 각 데이타 소오스를 필요로 하지 않기 때문에 얻을 수 있으며, 정보는 버퍼가 채울때 까지 대기한다기 보다 각 로딩 독을 이용할 수 있을때 선적된다.
본 발명의 고속 모뎀(10)에 대한 표준 패킷에는 2개의 영역이 추가된다. 데이타 영역(356)은 주기성 중복 검사 CRC(358)가 연속한다. 16비트 또는 24비트 CRC는 모뎀(10)의 에러-프리 성능을 보장하는데 충분하다. 마지막으로 패킷(334)이 모두 340비트를 유지하도록 CRC(358) 다음에 채움 영역(360)이 부착된다.
제 11c 도는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 도해적 패킷을 도시한다. 첫번째 영역은 4비트로 구성된 로딩 독의 어드레스 영역(346)이다. 다음 영역은 로딩 독에 의해 선적된 많은 데이타 니블을 정의하는 8비트 영역(348)이다. 제 11c 도에는 영역(346)과 영역(348)이 반복되는데, 이것은 실예로써 단지 2개의 로딩 독(28)이 데이타를 선적했음을 의미한다. 영역(350)은 일련의 수령 영역(352, 354)(각기 2비트로 되어 있음)을 수반한다. 패킷(334)내에는 2개의 데이타 영역(356)이 있는데, 첫번째 데이타 영역은 4비트로 구성된 5개의 데이타 니블을 구비하며(첫번째 로딩 독이 송신하는 데이타는 전부 20비트), 두번째 데이타 영역은 4비트로 구성되는 6개의 니블을 구비한다(즉, 두번째 로딩 독이 송신하는 데이타는 전부 24비트이다.). 후속되는 24비트의 CRC(358)는 데이타 영역(356)을 허용하며, 마지막으로 540비트 영역(360)이 채워져 640비트의 패킷이 형성된다.
제 11a 도, 제 11b 도 및 제 11c 도에 도시된 바와같이 패킷(334)의 배열에 있어서, 패킷은 하나 걸른 시간 기점 마다 선적되고 그리고 부분적으로 채워진 패킷이 선적되는 것을 알 수 있다. 이것은 병렬로 채우는 지연 시간을 최소로 하고, 패킷의 사용 기능 데이타부 끝부분에서 발생하는 에러로 인해 재송신을 필요로하는 어떤 에러 영향을 제거한다. 상기 배열은 전화 회로(12)가 결합있는 많은 주파수 채널에 지배받을때 고속 모뎀(10)의 사용을 간단하게 한다. 주파수 채널이 잡음으로 인해 거의 사용할 수 없을때 단일 주파수 캐리어는 1개 시간 거점당 5비트씩 유효 데이타율을 계속해서 감소시키며 즉, 1개 패킷당 10비트를 감소시키며 하강한다.
본 발명의 고속 모뎀(10)의 중요 장점중의 하나는 지금까지의 보정이 실제로 불가능했던 다수의 각 손상들을 효과적으로 보정할 수 있는 특정을 갖고 있다는 것이다. 상기 정보는 위상 감산기(274)의 출력 신호와 진폭 감산기(278) 출력 신호에 의해 콘스텔레이터에서 생성된다.
상기 정보는 전술한 실제 로딩 독(28) 개념에 의해 액세스 될 수 있다. 실제의 로딩 독(302)(LD 0)은 모뎀(10)의 데이타를 다른 모뎀(10')과 교환하기 위해 패킷을 그에 대응하는 원거리에 위치하는 로딩 독(302')(LD 0')으로 송신할 수 있는 능력을 갖고 있다.
따라서, 각 모뎀(10) 또는 (10')은 다른 유사 모뎀과 측정값을 완전히 교환할 수 있다. 캐리어로 사용된 각 주파수들에 대한 개별적 측정값들은 진폭, 위상 지연, 잡음, 주파수 오프셋등을 정의한다. 이러한 배열은 송수신 모뎀사이에서 수행되는 정보와 그리고 제 3 의 원격 모뎀 사이에서 수행되는 정보를 유용하게 교환할 수 있다. 이러한 목적으로 인해 단독 진단 채널(도시안됨)이 사용된다. 상기 단독 진단 채널은 분리된 전화 회로를 구비하며, AT＆T 103A과 같은 종래의 300bps 주파수 시프트 모뎀을 사용할 수도 있다. AT＆T류를 속하는 모뎀은 자동 응답과 자동 다이얼을 사용할 수 있는데, 그 모뎀에서 원격 진단 센터의 호출 입력은 진단 데이타를 전송하는 가상 로딩 독으로부터 패킷을 판독하기 위해 연결될 수도 있다. 진단 정보가 교환되는 동안에 다이얼 업이 연결되기 때문에, 여분의 동일 전화 회로는 분리될 수도 있고, 또한 전화선 또는 모뎀(10)으로 제공되는데 도움이 되도록 음성 통신 회로로써 사용될 수도 있다. 2선식 전화 회로의 9600bps를 초과한 데이타율로 전이중 동작이 기본 목적을 얻는데는 상기와 같은 선택 진단 전화 회로를 사용하는 방법밖에 없다는 것을 주지해야 한다.
여기에는 본 발명의 특정 실시예만이 기술되어 있지만 본 발명의 범위는 그 기술된 것만으로 제산되지 않는다. 이 분야에 숙련된자라면, 논리적 처리 방법을 수행하기 위해 1개 또는 그 이상의 마이크로 프로세서를 사용하여 바람직한 실시예의 구조에 어떤 변경을 실시할 수 있다는 것을 명백히 알 수 있다. 또한 상기와 같은 변경을 후술되는 특허 청구 범위의 범주내에서 해석되어야 한다.

Claims (10)

  1. 통과 대역을 갖는 통신 매체(12)를 통해 주파수 앙상블로 패킷화된 목적 정보를 수신하고 소오스 정보를 송신하는 모뎀(10)에 있어서, 상기 통신 매체(12)상의 상기 소오스 정보를 갖는 신호를 나타내기 위한 송신 변조기 수단(14, 24-26)을 포함하는데, 상기 송신 변조기 수단은, 상기 통과 대역내의 주파수로 구성되는 캐리어 앙상블을 직접 표시하는 다수의 제 1 디지탈 값을 발생하는 수단(36-50)과 ; 부호화되지 않은 제 1 직교 신호로서 상기 캐리어를 변조하는 것을 직접 나타내는 상기 제 1 디지탈 값으로부터 제 2 디지탈 값을 발생하며, 상기 캐리어들중 선택된 캐리어에 대한 패킷내에 디지탈 데이타를 규정하는 불연속 진폭과 위상편이의 형태로 상기 정보에 의해 상기 캐리어를 부호화 하는 수단(52-60)과 ; 불연속 시간 기점 동안 상기 캐리어의 변조 기간을 정확히 제어하는 수단(36-39)과 ; 상기 캐리어 앙상블의 상기 주파수에서 변조된 캐리어로써 상기 통신 매체(12)상에 아날로그 신호들이 나타나게 하기 위해 상기 제 2 디지탈 값을 상기 아날로그 신호들로 변환하는 수단(62-74)으로 구성되고 ; 상기 통신 매체(12)에 나타난 신호들로부터 상기 목적 정보를 추출하기 위한 수신 복조기 수단(14-26)을 포함하는데, 상기 수신 복조기 수단은 상기 통신 매체에 상기 변조된 캐리어를 나타내는 신호와 소정의 진폭 및 위상을 가진 제 2 직교 신호를 나타내는 다수의 신호를 승산함으로써 상기 통신매체(12)를 통해 수신된 아날로그 신호를 직접 나타내는 다수의 제 3 디지탈 값을 발생하는 수단(42-46, 74-102)과 ; 제 1 직교 신호와 거의 동일한 부호화되지 않은 신호의 주파수 및 위상을 결정하기 위해 제 3 디지탈 값을 적분하고, 그에 따라 제 2 직교 신호를 발생하는 수단(110-134, 204-228)과 ; 제 3 디지탈 신호와, 상기 목적 정보를 복호화하기 위해 상기 캐리어중 선택된 캐리어에 의해 전송된 부호화 가능한 데이타의 패턴을 나타내는 제 4 디지탈 신호를 비교하는 수단(254-268)과 ;송신하는 동안 변조된 데이타 패킷(26)을 검출하는 수단으로 구성되며, 각각의 상기 송신된 캐리어에 대해 상기 통신 매체(12)의 송신 특성을 측정하는 수단(20, 24-26)을 포함하는데, 상기 측정 수단은, 예정된 진폭 레벨로 예정된 기간내에 상기 캐리어중 선택된 캐리어를 송신하는 수단(24)과 ; 수신된 데이타 패턴과 소정의 양호한 데이타 패턴을 비교함으로써, 상기 목적 정보를 전송하는 수신 채널에 대한 통신 매체(12)의 손상에 의해 발생된 변조 신호를 해석하는 수단(274, 287)과 ; 상기 해석 수단이 데이타를 전송하는데 영향을 주는 상기 통신 매체에 대해 손상 받기 쉬운 상기 캐리어들중 상기 선택된 캐리어를 지시하는 경우, 상기 데이타의 송신에 대해 상기 캐리어들중 적어도 하나의 선택된 캐리어의 사용을 피하게 하는 수단(26)으로 구성되는 것을 특징으로 하는 패킷화 앙상블 모뎀.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 통신 매체(12)는 진폭 및 위상이 찌그러지기 쉬운 대역 제한된 전화선(12)인 것을 특징으로 하는 패킷화 앙상블 모뎀.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 부호화되지 않은 제 1 직교 신호는 90도 위상차가 있는 한상의 사인 곡선형 신호인 것을 특징으로 하는 패킷화 앙상블 모뎀.
  4. 제 1 항에 있어서, 기준 캐리어가 다수의 불연속 송신 캐리어중의 하나로 되도록 상기 기준 캐리어에 따른 각각의 수신된 캐리어에 대한 진폭 및 위상 찌그러짐을 보정하는 수단(16, 18)을 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 패킷화 앙상블 모뎀.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 캐리어들은 고속 채널을 형성하는 제 1 캐리어 그룹과 저속 채널을 형성하는 제 2 캐리어 그룹으로 분리되는 것을 특징으로 하는 패킷화 앙상블 모뎀.
  6. 제 1 항에 있어서, 다수의 데이타 입력 소오스에서 나온 다수 입력 데이타 신호들은 소오스 정보를 에러 방지된 개별된 단위로 형성하기 위해 다수의 시간 기점을 통해 다중 송신되는 것을 특징으로 하는 패킷화 앙상블 모뎀.
  7. 제 1 항에 있어서, 고속 채널을 형성하는 제 1 캐리어 그룹은 64개의 캐리어로 구성되며, 저속 채널을 형성하는 제 2 캐리어 그룹은 9개의 캐리어로 구성되고, 상기 에러 방지 데이타 패킷은 각각의 캐리어에 대해 시간 기점당 5비트의 부호화 데이타로 각각 구성되는 것을 특징으로 하는 패킷화 앙상블 모뎀.
  8. 통신 매체의 통과 대역내에 존재하는 다수의 캐리어들을 이용하는 통신 매체를 통해 소오스 디지탈 정보를 송신하고 목적 디지탈 정보를 수신하는 모뎀(10)에 있어서, 상기 통신 매체의 송신 특성을 측정하는 수단(20, 24-26)을 포함하는데, 상기 측정 수단은, 예정된 진폭레벨로 예정된 기간동안 상기 캐리어중 선택된 캐리어에 상기 디지탈 정보를 송신하는 수단(24)과 ; 수신된 데이타 패턴과 소정의 양호한 데이타 패턴을 비교함으로써 상기 목적 정보를 전송하는 수신 캐리어에 대해 손상된 통신 매체에 의해 발생하는 변조신호를 해석하는 수단(274, 278)과 ; 상기 해석 수단이 데이타를 전송하는데 영향을 주는 상기 통신 매체에 대해 손상 받기 쉬운 상기 캐리어들중 상기 선택된 캐리어를 지시하는 경우, 상기 소오스 디지탈 정보의 송신에 대해 상기 캐리어들중 적어도 하나의 선택된 캐리어의 사용을 피하게 하는 수단(26)으로 구성되는 것을 특징으로 하는 패킷화 앙상블 모뎀.
  9. 제 1 항에 있어서, 상기 수신 복조기에 의해 수신된 것으로서 제 1 통신 매체(12)에 의해 변조된 송신 캐리어의 위상, 진폭 및 잡음 특성을 측정하는 수단(22)과 ; 다수의 시간 기점에 걸쳐 송신된 각각의 상기 캐리어에 대해 측정된 상기 위상, 진폭 및 잡음 특성을 통계적으로 평균하는 수단(24)과 ; 상기 각각의 송신 캐리어에 대해 통계적으로 평균된 위상, 진폭 및 잡음 특성으로 구성된 정보를 패킷화하고, 상기 패킷된 정보를 진단 목적을 위해 제 2 통신 매체를 통해 원거리에 위치한 모뎀에 송신하는 수단(26)을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 패킷화 앙상블 모뎀.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 제 1 통신 매체(12)는 에러 방지 데이타 패킷을 전송하는데 이용되고, 상기 제 2 통신 매체는 통계적으로 평균된 진단 정보와 음성 정보를 전송하는데 이용되는 것을 특징으로 하는 패킷화 앙상블 모뎀.
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