KR910000688B1 - 감쇠기 제어 회로 - Google Patents

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엘. 웰터 데니스
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모토로라 인코포레이티드
빈센트 조셉 로너
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Abstract

내용 없음.

Description

감쇠기 제어 회로
제1도는 본 발명의 감쇠기 제어 회로를 포함하는 스피커 폰을 설명하는 부분 블록 및 개략도.
제2도는 본 발명의 감쇠기 제어 회로를 설명하는 부분 개략 및 블록도.
제3도는 제2도의 감쇠기 제어 회로를 설명하는 상세한 개략선도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
12 : 감쇠기 제어회로 26 : 배경 레벨 회로
58 : 송신 레벨 검출기 60 : 수신 레벨 검출기
70 : 열 전류원 72 : 스위치
74 : 제1제어 회로 80 : 제2제어 회로
본 발명은 전자 감쇠기에 관한 것으로, 특히, 그러한 회로의 감쇠를 제어하기 위해 절대 온도에 비례하는 제어 신호를 발생하기 위한 회로와 방법에 관한 것이다.
감쇠 회로의 자동 제어는 전화기와 다른 음향 제품의 설계에 흔히 필요로 한다. 예를 들어, 당대의 스퍼커 폰은 음성 오디오 신호의 송.수신이 동시에 되지 않는 동작의 반-이중 모드로 전형적으로 동작된다. 그러므로, 어떤 특정한 시간에서, 상기 스피커 폰은 잘 이해된 바와 같이 송신 모드, 유휴 모드 또는 수신 모드중 어느 한쪽이다. 반-이중 동작을 제공하기 위해, 스피커 폰은 한쌍의 감쇠기와 스피커 폰의 송신 신호 경로에 위치한 송신 감쇠 회로 및 스피커 폰의 수신 신호 경로에 있는 수신 감쇠 회로를 구비한다. 단일 회로에 의해 송수신 감쇠기가 제어되고, 기능직으로, 제어 회로로부터 공급된 제어 신호에 응답하며 보충하며, 한 감쇠기가 최대 이득으로 동작되는 반면에, 다른 감쇠기는 최대 감쇠로 동작되고, 또한 그 반대로도 동작된다.
두 감쇠기는 결코 둘다 온되거나, 둘다 오프되지 않는다. 따라서, 예를 들어 사용자가 이야기하면, 스피커 폰은 수신 신호가 사용자로부터의 음성 신호 송신에 역으로 영향을 주는 것을 금지하도록 송신 감쇠기가 최대이득으로 동작되는 반면에 수신 감쇠는 최대 감쇠로 동작되는 송신모드로 위치된다. 유사하게 제어 수신된 오디오 신호에 응답하여 감쇠기는 자동적으로 최대 이득으로 스위치되는 반면에 송신 감쇠기는 최대 감쇠로 동작된다. 유휴 모드에서, 오디오 신호가 송신되지 않거나 수신되지 않을때에는 언제라도, 송수신 채널 양쪽의 이득은 그것의 중간 값으로 감소된다.
적어도 한 종래 기술의 스피커 폰에 있어서, 감쇠 제어 회로이외에 송수신 감쇠기가 내장된 회로 형태로 제조된다. 상기 종래 기술의 스피커 폰에 있어서의 송수신 감쇠기는 실제로 본 기술에 숙련된 자에게 잘 알려진 한쌍의 이득 제어된 2 또는 4상한 멀티플라이어 회로이다. 상기 두 감쇠기는 이득 제어 회로가 인가되는 공동으로 접속된 이득 제어 입력을 갖는다. 상기 두 멀티플라이어 회로의 이득 제어 입력은 이득 제어 신호의 부재시에 송신 감쇠기가 최대 이득으로 동작되는 반면에 수신 감쇠기는 최대 감쇠로 동작되도록 한다.
멀티플라이어 회로의 온도의 외존 상태때문에 문제가 생기는데 즉, 송.수신 감쇠기의 이득은 온도의 함수로서 변화한다. 이것은 각 감쇠기의 이득이 고 품질의 스피커 폰 동작을 제공하기 위해, 여전히 일정하게 있어야 하므로 바람직하지 않다.
온도 보상을 하려는 시도에서, 적어도 제조자는 사전 결정된 온도 계수를 갖는 완성된 스피커 폰 회로 내부에 전류를 발생하기 위해 외부 서미스터를 사용한다. 이 내부에 발생된 전류는 두 감쇠기를 구동하는 제어전압을 발생한다. 이런 방법으로, 제어 전압은 두 감쇠기의 이득 대 온도 특성을 접근시키는 온도 특성을 갖는다. 그러나, 문제는 외부 서미스터의 온도 특성이 완성된 회로 감쇠기 회로의 은도 특성을 따르지 않기 때문에 제어 전압이 온도에 대하여 감쇠기의 변화 및 이득을 정확히 따르지 않는다는 상기 온도 보상안이 존재한다. 상기는 두 감쇠기의 각각의 상대 이득 사이에 바람직하지 않은 상쇄를 불러 일으킬 수 있으므로 그에 대한 로그 이득은 일정하지 않은 상태가 된다.
그러므로, 상기에서 설명한 형에 대해 완성된 회로 감쇠기의 이득을 제어하는데 사용될 수 있는 절대 온도에 비례하는 출력에서의 제어 전압을 발생하는 감쇠기 제어 회로의 필요성이 존재한다.
따라서, 본 발명의 목적은 온도 특성이 절대 온도에 비례하는 구동 전압을 발생하기 위해 개선된 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 절대 온도에 비례하는 출력에서의 전압을 발생하기 위해 집적 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 절대 온도에 비례하는 전압을 제공함으로써 전자 감쇠기의 이득/감쇠를 제어하기 위한 감쇠기 제어회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 제어 전압이 절대 온도에 비례하는 감쇠기 이득을 변화시키도록 제어 전압을 발생하기 위한 상호 보충 동작 감쇠기 쌍을 가진 스피커 폰등에 사용하는데 적합한 감쇠기 제어 회로를 제공하는 것이다.
상기 및 다른 목적에 따라서, 절대 온도에 비례하는 온도 계수를 가진 출력 신호를 발생하기 위한 회로가 제공되어 있는데, 상기 회로는 사전 결정된 온도계수를 갖는 전류를 제공하기 위한 전류원, 제1제어 회로가 동작될 때마다 제1 및 제2출력간의 상기 전류를 비례적으로 스티어링하기 위한 제1제어 회로, 제2제어 회로가 동작될 때마다 제1 및 제2출력간의 전류원에 의해 제공된 전류로서 동일 온도 계수를 실질적으로 갖는 전류를 비례적으로 스티어링하기 위한 제2제어 회로와, 제1 또는 제2제어 회로중 하나가 동작되는 동안 다른 하나는 동작되지 않게 하기 위해 자체에 인가되는 제어신호에 응답하는 전류원에 대하여 제1 및 제2제어 회로간에 연결된 스위칭 회로로 구성된다.
제1도를 참조하면, 본 발명의 감쇠기 제어 회로(12)를 넣은 점선(10)속에 완성된 스피커 폰 회로의 간단한 블록도가 도시되어 있다. 이해된 바와 같이, 스피커 폰은 반-이중 모드 동작으로 손쉬운 통신을 제공한다. 반-이중 동작은 송.수신 신호 경로에 제각기 놓여 있는 감쇠기(14 및 16)의 이득-감쇠를 제어함으로써 제공된다. 대표적인 응용에 있어서 스피커 폰은 음성 송.수신을 제공하기 위해 단자(18 및 20)에서 전화선과 연결된다. 감쇠기 제어회로(12)는 두 감쇠기의 이득을 제어하여 적당히 송신이나 수신 모드 어느 한쪽으로 스피커 폰을 위치시키도록 음성 구동된다. 송신 신호 경로는 입력(22)에서 가청 주파 증폭기(24)와 외부적으로 연결된 마이크로 폰(도시하지 않음)을 포함한다. 가청 주화 증폭기(24)외 출력은 배경 레벨 검출기(26)와 송신 감쇠기(14)외 입력 양쪽에 접속되며, 후자의 출력은 출력 단자(18)와 접속된다. 마찬가지로, 송신 신호 경로는 단자(20)와 가청 주파 증폭기(28)간에 연결된 수신 감쇠기(16)를 포함한다. 스피커(도시하지 않음)는 단자(30)에서 가청 주파 증폭기(28)의 출력과 외부적으로 접속된다. 동작 전위 V+의 소오스는 단자(32)에서 스피커 폰에 공급되어 스피커 폰의 내부 회로를 바이어스 하기 위한 전력 공급 전압 Vcc을 유도하는데 사용된다. 후에 더 상세히 설명될 것이지만. 스피커 폰은 송신 모드나 수신 모드 어느 한쪽으로 동작되도록 음성 스위치된다. 동작의 개별 모드에 따라, 감쇠기 제어 회로(12)는 적당히 송.수신 감쇠기(14 및 16)를 일반적으로 구동하는 도선(34)을 거쳐서 전압을 공급한다. 미리 언급한 것처럼, 송.수신 감쇠기(14 및 16)는 기능상 상호 보충적이며, 즉, 하나가 최대 이득으로 동작될 때, 다른 하나는 최대 감쇠로 동작되며 그 반대로도 동작된다.
감쇠기 제어 회로(12)의 동작은 그 자체에 공급받은 세개의 제어 신호에 의해 제어된다. 이들 신호는(1) 도선(36)을 거쳐서 공급받은 배경 레벨 신호XDC, (2) 도선(37)을 거쳐서 공급받은 음량 레벨 제어신호 VLC와(3) T-R 비교기(40)로부터 도선(38)을 통하여 인가받은 제어 신호들이다. 음량 제어는 외부 분압기(potentiometer)(42)의 분압기 와이퍼 아암을 변화시킴으로서 조절되고 단자(44)에서 스피커 폰과 접속된다. 그러므로, 와이퍼 아암을 VB쪽으로 이동시켜 VLC를 증기시킴으로써, 변조된 제어 전압 V은 감쇠기 제어 회로(12)의 출력에서 송신 감쇠기(14)의 상대 이득을 감소시키는 동안 수신 감쇠기(16)의 이득을 증가시켜 도선(34)을 거쳐서 발생된다. 송.수신 감쇠기(14 및 16)의 최대 이득/감쇠값은 단자(50 및 52)에서 감쇠기와 연결된 가변 저항기(46 및 48)를 조절함으로서 제각기 결정된다.
송.수신 모드로 동작하는 것에 더하여 스피커 폰은 유휴 모드로 동작된다. 유휴 모드동안, 어떤 제어를 하는 음성 신호도 입력(54 및 56)에 연결되지 않는다. 상기 조건에 있어서 단자(54 및 56)에 각각 연결된 송.수신 레벨 검출기(58 및 60)의 출력은 비교기(40)의 출력을 고 래벨 상태로 있게 한다. 동시에. 단자(62)에서의 전압(캐패시터(64) 및 저항기(66) 양단에 설정된)은 충분히 낮아, 검출기(26)의 출력과 연결되어 또한 저 레벨 상태에 놓이면 감소기 제어회로(12)의 출력이 두 감쇠기의 이득을 약 중간 범위 값까지 감소시키는 값이 되도록 한다.
스퍼커 폰은 음성 신호등의 충분한 송신 신호가 있을 때 어떤 수신 신호 이상으로 존재하는 송신 모드로 위치된다. 이 경우에, 송.수신 레벨 검출기(58 및 60)의 상대 출력은 T-R 비교기(40)과 고 출력 래벨 상태로 놓이게 한다. 동시에, 배경 레벨 검출기(26)는 송신 신호가 배경 잡음 혹은 음성 때문인지를 결정한다. 신호가 배경 잡음 때문이라면, 감쇠기는 상기에서 설명한 바와 같이 유휴 모드로 놓인다. 그러나, 신호가 음성으로 이루어지면, 송.수신 감소기(14 및 16)는 감쇠기 제어 회로(12)의 출력에서 적당한 제어 신호를 발생하는 배경 레벨 검출기(26)에 의해 송신 감쇠기(14)의 이드을 최대로 하는 사이에 수신 감쇠기(16)의 이득을 최소화시키도륵 송신 모드로 스위치된다.
똑같은 방법으로, 스피커 폰은 T-R 비교기(40)의 출력이 낮게 적당히 스위치되는 감쇠기 제어 회로(12)의 출력에 의해 수신 모드로 위치된다. 상기는 출력(18)에서 나타나는 배경 잡음 및 음성 신호를 극복하기 위해 충분한 수신 신호가 단자(20)에 공급될 때마다 일어난다. 상기 상태에 있어서, 송.수신 레밸 검출기(58 및 60)의 출력은 T-R 비교기(40)의 출력이 저 레벨 상태로 되도록-하는 그와 같은 것이다. 따라서, 수신 감쇠기(16)의 이득은 송신 감쇠기(14)의 이득이 감쇠기 제어회로(12)의 출력에 의해 최소화 되어짐과 동시에 최대로 된다.
일반적으로 이해되어진 바와 같이, 송.수신 감쇠기(14 및 16)는 본 기술분야에 통상의 지식을 가진자에게 알려진 종래의 2 또는 4상한 멀티플라이어 회로에 의해 실현될 수 있다. 감쇠기의 이득은 감쇠기에 적당히 공급된 DC전압 구동을 변화시킴으로서 변화된다. 감쇠기(14 및 16)의 상대 이득이 온도에 따라 변화하지 않는 곳이 중요하다. 멀티플라이어 회로의 이득/감쇠가 제로 온도 계수를 갖기 위해, 이들 멀티플라이어를 구동시키는 전압은 멀티플라인어의 온도 특성과 같은 동일 방법으로 변화하는 전압 은도 특성을 갖는다. 본 발명의 감쇠기 제어회로(12)는 이후에 설명될 그러한 전압을 공급한다.
이제, 제2도를 참조하면, 본 발명의 감쇠기 제어회로(12)의 간단한 개략도 및 블록도가 도시되어져 있다. 열전류 기준(열 전류원) 회로(70)는 사전 결정된 온도 계수를 갖는 전류 I를 발생한다. 전류 I는 전자 스위치(72)의 상태에 따라서 제1제어회로(74)는 제2제어회로(80)든 어느 한쪽을 통해 흐른다. 예를 들어, 낮아진 T-R 비교기(40)의 출력에 응답하여, 전류 I는 절대 온도에 비례하는 저항기(76) 양단에 대응 전압 V를 걸기 위해 수신 전압 제어 회로(74)를 통해 흐른다. 따라서, 송.수신 감쇠기(14 및 16)를 구동하기 위해 도선(34)에 나타난 노드(78)에서의 전압은 감쇠기와 같은 전압-온도 특성을 갖는다. 입력 단자(44)에서의 전압 VLC를 변화시킴으로써, 전류 I의 비례량은 저항기(76)를 통해 흐르게 되며, 즉,-VLC의 값이 크면 클수록 저항기(76)를 통해 흐르는 전류 I의 양도 보다 커진다.
송신 모드로 있는 스피커 폰에 응답하여, 스위치(72)가 제1제어회로(74)를 동작시키지 않는 동안, 제2제어회로(80)는 전류 I가 후자를 통해 흐르게 하기 위해 동작된다. 송신 모드로 도선(36)상에 나타나는 신호는 전류 I가 전혀 노드(78)로 흐르게 되지 않으며, 저항기(76)를 통하여 흐르지 않을 만큼 높다. 그 때문에, 저항기(76) 양단에 걸린 전압은 전혀 없고, 걸려진 전압 V와 제로와 같다. 상기는 도선(34)에 나타나는 전압이 정동작 전압(quiescent operating voltage) Vcc으로 하고 있을 때 최대 이득 및 최대 감쇠로 동작하는 송.수신 감쇠기로 된다.
유휴 모드시, 전류 I는 송신 모드 동안만 제2제어회로(80)를 통해 흐른다. 그러나, 상기 경우에 있어서 전류는 저항기(66)와 캐패시터(64)틀 지나서 만들어진 로드(62)에 나타나는 전압값과 비례하는 저항기(76) 양단의 전압 강하를 발생하도록 노드(78)쪽으로 흐르게 된다. 유휴 모드시 저항기(76) 양단의 전압 강하는 각각의 송.수신 감쇠기가 온도 여하에 따르지 않도록 절대 온도에 또한 비례한다.
이제 제3도를 참조하면, 감쇠기 제어 회로(12)가 상세히 도시되어 있다. 열 전류원(70)은 노드(92)에 열전류 I를 제공하도록 NPN 트랜지스터(84,86,88 및 90)와 상호 접속된 PNP 트랜지스터(82)를 구비한다. 열전류원(70)은 종래의 구조를 하고 그에 대한 동작은 본 기술분야에 숙련된 자에게 이해되어진다. 그러나, 간단히 트랜지스터(82)의 에미터는 저항기(94 및 96)를 통해 Vcc에 연결되며, 제로 온도 계수를 갖는 실질적인 정전위의 소오스이다. 트랜지스터(82)는 Vcc보다 더 적은 전위로 바이어스되는 트랜지스터의 베이스에 의해 바이어스 온되므로써 똑같은 전류가 그에 대한 두 콜렉터로부터 NPN트랜지스터(84 및 86)의 각 콜렉터로 흐른다. 트랜지스터(84)는 다이오드로서 접속되어 트랜지스터(86)와 함께 종래의 전류 미러 회로를 형성하므로서, 트랜지스터(86)를 통해 흐르는 전류는 실질적으로 다이오드 접속된 트랜지스터(84)를 통해 흐르는 전류와 같다. 트랜지스터(84 및 86)의 에미터는 제각기 저항기(98 및 100)를 통해 접지 기준점에 연결된다. 트랜지스터(84 및 86)의 유효 에미터 영역에 비례하는 영역에 의해서 상기 두 전류 밀도는 실질적으로 다르다. 예를 들어, 트랜지스터(84)의 유효 영역을 트랜지스터(86)의 유효 에미터 영역보다 크게 함으로써, 트랜지스터(84)에서 보다 작은 베이스-에미터 전압이 발생되며, 그로써 포지티브 온도 계수를 갖는 저항기(98) 양단에 델타 전압이 발생되도록 한다. 상기 전압은 저항기(98)를 통하여 전류를 발생하며, 상기 전류는 다알링톤 배치된 트랜지스터(88 및 90)를 통해 노드(92)로 흐른다. 상기 전류는 저항기(98) 양단에 확립된 포지티브 온도 전압에 의해 발생되어진다는 사실에 기인하여 또한 포지티브 온도 계수를 갖는다. 다알링톤 배치된 트랜지스터(88 및 90)는 트랜지스터(84 및 86)를 통해 흐르는 두 콜렉터 전류가 실질적으로 일정하게 유지되는 것을 확실하게 하도록 트랜지스터(86)의 콜렉터로부터 트랜지스터(84)의 에미터로 피드백을 또한 제공한다. 따라서, 노드(92)에서 제1제어 회로(74)든 제2제어 회로(80)든 어느 한쪽으로 흐르게 되는 열 전류 I가 발생된다.
노드(92)에 대하여 제1제어회로(74)와 제2제어회로(80) 사이에 연결되는 트랜지스터(102)는 전자 스위치로서 가능하므로서, 전류는 전술한 두개의 회로중 하나 혹은 다른 회로쪽으로 흐르게 된다 예를 들어, T-R 비교기(40)의 출력이 높으면, 열 전류 I는 트랜지스터(102)가 턴온되어질 때 PNP트랜지스터(106 및 108)와 저항기(110 및 112)로 구성되는 전류 미러를 통해 흐른다. 상기 조건에서, 트랜지스터(102)의 에미터에서 발생되며, 그에 대한 베이스에서 인가받은 전압 이하의 은 다이오드 전압 강하인 전압은 제1제어 회로(74)를 동작시키직 않도륵 하는데 충분하다. 제2제어 회로(80)는 이때 동작하도록 하므로서 노드(92)에서의 전류는 노드(92)에서 흐르는 전류와 크기가 실질적 같고 그곳에서 동일 온도 계수를 갖는 트랜지스터(106)를 통하여 전류를 발생하도록 전류 미러의 트랜지스터(108)를 통하여 흐른다. 트랜지스터(106)를 통해 흐르는 전류는 차동적으로 접속된 트랜지스터(114 및 116) 즉, 트랜지스터(106)의 콜렉터와 공통적으로 접속되어 있는 트랜지스터(114 및 116)의 에미터를 포함하는 비교기에 필요한 "태일(tail)"전류를 제공한다. 도선(36)을 거쳐 트련지스터(118)의 베이스에 있는 비교기의 입력에 공급된 배경 레밸 검출기회로(26)의 출력 상태 및 단자(62)에 걸린 전압에 따라서, 트랜지스터(106)의 콜렉터 전류는 트랜지스터(114 및 116) 사이에 비례하여 흐르게 된다.
이미 언급한 바와 같이, 송신 모드동안 스피커 폰에 대하여, 고 래벨 출력 신호는 다알링톤 배치로 접속된 PNP트랜지스터(118 및 120)를 역바이어스시키는 도선(36)상에 공급하고 저항기(122)를 통하여 트랜지스터(114)의 베이스에 공급된다. 상기 트랜지스터가 역바이어스되므로, 트랜지스터(114)는 그로부터 베이스 전류 흐름용 경로가 전혀 없을때 비도통 상태가 된다. 그러므로, 트랜지스터(106)로부터 공급된 모든 테일 전류는 트랜지스터(116)를 통하여 상기 트랜지스터의 콜렉터를 통하여 접지 기준점으로 흐르게 된다. 트랜지스터(116)는 실질적인 일정한 바이어스 전위가 걸려질 노드(124)에 상기 트랜지스터의 베이스가 접속될 때부터 도통 상태로 바이어스된다. 바이어스 전위는 트랜지스터(116)의 베이스와 Vcc 사이에 직렬로 접속된 다이오드(126 및 128)를 통해 발생된다. 따라서, 전류는 상기 두 다이오드를 통하여 저항기(130)를 거쳐, 다알링톤 배치된 PNP트랜지스터(132 및 134)를 통해 접지 기준점으로 흐른다. 비교기의 트랜지스터(114 및 116)의 공통 에미터에서 공급된 모든 테일 전류가 접지로 흐르게 되기 때문에, 상기 경우에 있어서, 비교기의 한 출력은 노드(78) 및 저항기(76)(제2도)를 통해 흐르는 전류는 전혀 없다. 따라서, 송신 감쇠기(14)는 최대 감쇠로 세트하는 수신 감쇠기(16)와 더불어 이미 설명한 바와 같이 최대 이득으로 동작된다.
스피커 폰이 수신 모드일 때, T-R비교기(40)의 출력은 저 레벨이며 트랜지스터(102)를 턴오프시킨다. 따라서 테일 전류는 전혀 송신 비교기쪽으로 공급되지 않는다. 따라서, 제2제어 회로(80)는 감쇠 제어 회로(12)애 걸쳐서 어떤 제어도 하지 않는다.
유휴 모드로 동작된 스피커 폰에 대하여, 트랜지스터(118)의 베이스에서 비교기에 대한 입력은 전압 XDC함수이다. 만약 XDC가 노드(124)에 걸린 전압보다 작으면, 트랜지스터(118,120 및 114)는 베이스 전류 구동용 경로가 저항기(122)를 통해 트랜지스터(114)로 공급될 때 턴온된다. 다이오드(126)는 다이오드(136)로부터 저항기(122)를 통하여 그곳을 통과하는 전류 흐름을 제공한다. 트랜지스터(114)가 턴온되었을 때, 트랜지스터(106)에 의해 공급된 데일 전류의 절단은 NPN 트랜지스터(138 및 140)로 구성한 전류 미러를 통하여 흐르게 된다. 트랜지스터(138)는 다이오드로서 접속되고 저항기(142)를 통하여 접지 기준점에 접속된 트랜지스터의 에미터를 갖는다. 유사하게, 트랜지스터(140)는 트랜지스터(138)의 콜렉터-베이스에 접속된 그 자체의 베이스와, 저항기(144)를 통하여 연결된 그 자체의 에미터를 갖는다. 트랜지스터(114)를 통해 흐르는 전류는 상기 전류가 노드(78)와 저항기(76)를 통하여 그 양단간에 조절된 전압 V를 발생하도록 흐르는 식으로 트랜지스터(140)의 콜렉터에서 미러된다. 노드(78)를 통해 흐르는 전류는 실질적으로 열전류원(70)에 의해 발생된 전류와 같은 온도 계수를 갖는다. 비교기의 출력(트랜지스터(140)의 콜렉터)에 흐르는 전류의 크기는 전압 VXDC 크기의 함수이다.
설명된 바와 같이, 제1제어 회로(74)는 저항기(150 및 152)를 통해 공통적으로 접속된 에미터를 갖는 NPN트랜지스터(146 및 148)로 구성한 차동 증폭기 회로를 포함한다. 테일 전류원은 접지에 대하여 두 저항기간에 연결된 콜렉터-에미터 경로를 갖는 트랜지스터(154)에 의해 두 저항기의 상호 접속점에서 상기 차동 증폭기에 공급된다. 트랜지스터(154)의 베이스는 다이오드(156) 양단에 발생된 바이어스 전위로 바이어스된다.
저항기(94)틀 통하는 전류가 저항기(96)를 통하여 흐르는 전류와 비교하여 볼 때 근소하게 작다고 가정하여 다이오드를 통하는 전류가 트랜지스터(158)에 의해 Vcc와 다이오드간에 직렬로 연결되어 있는 저항기(96)를 거쳐서 제공되기 때문에, 다이오드(156) 내의 바이어스 전류는 제로 온도 계수를 갖는다. 전압 Vcc가 제로 온도 계수를 갖기 때문에, 저항(96), 트랜지스터(158) 및 다이오드(156)를 통하는 전류도 또한 제로 온도 계수를 갖는다. 트랜지스터(158)의 베이스는 트랜지스터(160)의 에미터와 저항(162) 사이의 상호 접속점에 PNP트랜지스터(82)의 베이스와 더불어 접속되며, 상기 저항기의 다른축은 접지 기준점과 접속된다. Vce와 접지 사이에 연결된 저항기(164 및 166)로 구성되는 전압 저항기 디바이더는 트랜지스터(160)의 베이스에 공급되는 전위 VB를 발생하고 제로 온도 계수를 갖는 실질적인 정수이다. 설명되어진 바와 같이, 트랜지스터(146)의 베이스는 단자(44)에서 분압기(42)에 접속되어 있는 트랜지스터(148)의 베이스를 가진 VB에 또한 접속된다. 트랜지스터(148)의 베이스에 인가된 외부 바이어스 전압 VLC는 차동 증폭기의 동작이 온도와 관계가 없는 그런 제로 온도 계수를 또한 갖는다. 차동 증폭기의 출력(트랜지스터(146 및 148)외 콜렉터)은 각각의 다이오드(174 및 176)를 거쳐서 다이오드(178)를 통하여 Vcc애 접속된다.
제1제어 회로(74)는 또한 NPN 트랜지스터(170 및 172)에 의해 형성될 차동 증폭기(168)를 포함하며 상기 트랜지스터의 에미터가 노드(92)에서 열 전류원(70)과 공통적으로 접속된다. 상기 두 트랜지스터의 베이스 전극은 트랜지스터(146 및 148)의 콜렉터에 각각 접속된다. 차동 증폭기의 출력은 트랜지스터(170 및 172)의 콜렉터에서 전자는 노드(78)에서 저항(76)에 접속되고 후자는 Vcc에 접속되어 취해진다.
트랜지스터(102)가 비도통 상태에 있을 때, 노드(92)에 나타나는 전류 I는 차동 증폭기(168)의 트랜지스터(170 및 172)의 공통 에미터로 흐르게 된다 상기는 제1제어 회로(74)가 동작하게 되므로서 트랜지스터(170 및 172)를 통해 흐르는 전류는 VLC의 크기에 따라서 노드(78)와 Vcc쪽으로 비례적으로 흐르개 된다. VLC를 변화시킴으로써, 트랜지스터(170)를 통해 흐르는 전류의 크기는 트랜지스터(172)를 통해 흐르는 전류에 대하여 변화될 수 있다. 예를 들어, VLC가 증가될 때, 많은 콜렉터 전류를 트랜지스터(148)에 보다 적게 공급하도록 다이오드(176)는 턴온되며, 번갈아, 상기는 트랜지스터(172)를 덜 도통 상태로 되게 한다. 상기는 저항기(76) 양단에 발생된 전압 V를 증가시키도록 트랜지스터(170)를 통하여 노드(78)로 흐르게 되는 보다 많은 전류 I를 할당한다. 반대로, VLC가 감소될 때, 다이오드(174)는 보다 어려운 도통을 하며 상기는 노드(78)로 흐르게 된 전류 I의 크기분 아니라 트랜지스터(170)의 전도도를 감소시킨다. 노드(78)로 흐르게 된 전류 I의 비례량은 적당히 저항기(150 및 152)를 비율시킴으로서 변화될 수 있다.
그러므로, 스피커 폰은 트랜지스터(102)가 턴오프될 때마다 수신 모드로 동작된다. 또한 VLC를 변화시킴으로써, 수신 신호 경로의 음량은 노드(78)에서 발생된 전압 구동 신호만큼 증가되고 도선(34)을 거쳐 송.수신 감쇠기(14 및 16)에서는 감소되며, 그래서 송신 감죄기(14)의 감쇠를 증가시키는 동안 수신 감쇠기(16)의 이득이 증가한다.
그러므로, 상기 서술된 것은 절대 온도에 비레하는 전압 구동 신호를 발생시키기 위한 새로운 제어 회로이다. 이 제어 회로는 반-이중 동작된 스피커 폰 시스템의 송.수신 신호의 이득/감쇠를 제어하는 것을 포함하는 많은 응용으로 사용될 수 있다.

Claims (9)

  1. 출력(34)에서 절대 온도와 비례하는 온도 계수를 갖는 출력 신호를 제공하는 감쇠기 제어회로(12)어 있어서, 사전 결정된 온도 계수를 갖는 전류를 공급하기 위한 열전류원(70)과, 제1제어 회로가 동작하게 될때마다, 상기 회로의 출력(34)에 연결되어 있는 제1 및 제2출력 사이에 상기 전류를 비례적으로 스티어링하기 위한 상기 전류원(70)에 연결된 제1제어 회로(74)와, 제2제어 회로가 동작하게 될때마다, 상기 회로의 출력(34)에 연결되어 있는 제1 및 제2출력 사이에 상기 전류원에 의해 공급된 상기 전류와 같은 온도 계수를 실질적으로 갖는 전류를 비례적으로 스티어링하기 위한 상기 전류원(70)에 연결된 제2제어회로(50)와, 상기 제1 및 제2제어 회로중 하나가 동작하게 하는 반면에 다른 하나는 그 자체에 인가받는 제어 신호(T-R comp)에 응답하여 비-동작으로 되게하는 상기 전류원(70)에 대하여 상기 제1 및 제2제어 회로 사이에 연결된 스위치 회로(72)을 특징으로 하는 감쇠기 제어 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 스위치(74)는 상기 전류원(70)과 상기 제1제어 회로(74) 양쪽에 연결되어 있는 제1전극, 상기 제2제어회로(80)에 연결되어 있는 제2전극과, 상기 제어 신호를 수신하는 제어 전극을 갖는 트랜지스터(102)를 구비하며, 상기 트랜지스터(102)는 상기 트랜지스터가, 상기 제어 신호에 의해 도통하게 될 때 상기 전류를 상기 제2제어 회로에 공급하여 상기 제1제어 회로를 비동작상태로 되게 하며, 상기 스위치 회로(74)는 상기 제2제어 회로(80)를 비동작 상태로 하게 하므로서 상기 전류원(74)에 의해 공급된 상기 전류는 상기 제1제어 회로(74)를 통하여 흐르는 것을 특징으로 하는 감쇠기 제어 회로.
  3. 제2항에 있어서, 동작 전위가 공급되는 제1전원 공급 도체 및, 상기 제1전원 공급 도체와 상기 회로의 출력(34) 사이에 연결된 저항(76)을 구비하는 것을 특징으로 하는 감쇠기 제어 회로.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제1제어 회로(74)는, 제2제어 신호를 공급받는 회로(12)의 입력단자(44)에 연결된 제1입력과 실질적인 일정한 바이어스 전위(VB)를 공급받는 제2입력을 갖는 제1차동 증폭기(146,148)와, 상기 트랜지스터(102)의 상기 제1전극에 연결된 공통단자, 상기 제1차동 증폭기의 상기 제1 및 제2출력에 각각 연결된 제1 및 제2입력, 상기 제1제어 회로의 상기 출력인 제1출력과 상기 제1전원 공급 도체에 연결되어 있는 제2출력을 갖는 제2차동증폭기(168)를 구비하는 것을 특징으로 하는 감쇠기 제어 회로.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제1제어 회로(74)는 상기 제2차동 증폭기(168)의 상기 제1 및 제2입력과 상기 제1전원 공급 도체 사이에 연결된 제1(174) 및 제2(176) 다이오드를 구비하는 것을 특징으로 하는 감쇠기 제어 회로.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제1제어 회로(74)는 상기 제1및 제2다이오드와 제1전원 공급 도채 사이에 접속된 제3다이오드(178)를 구비하는 것을 특징으로 하는 감쇠기 제어 회로.
  7. 제2항에 있어서, 상기 제2제어 회로(80)는, 상기 전류원(70)에 의해 공급된 상기 전류(I)와 실질적으로 같은 전류의 크기와 온도 계수를 출력에서 공급하기 위하여 턴온되는 상기 트랜지스터(102)에 응답하는 상기 트랜지스터(102)의 상기 제2전극에 연결된 제1전류 미러회로(106 및 108) 및, 제1전류 미러(106,108)의 상기 출력에 연결된 공통 단자, 상기 제2제어회로(80)의 제1 및 제2출력인 각각의 제1 및 제2출력, 제1바이어스 전위를 바이어스된 제1입력, 상기 제1전류 미러 회로 출력 전류와 관련된 전류는 제2제어 신호가 제1레벨로 있을 때 상기 제1출력에 흐르게 되고, 제2제어 신호가 제2레벨로 있을 때 상기 제2출력에 흐르게 되도록 제2제어 신호를 수신하는 제2입력을 갖는 비교기(114,116)를 구비하는 것을 특징으로 하는 감쇠기 제어 회로.
  8. 제7항에 있어서, 상기 비교기(114,116)는 상기 관련 전류를 상기 비교기의 상기 제1출력에 공급하기 위한 제2전류 미러회로(138,140)을 구비하는 것을 특징으로 하는 감쇠기 제어 회로.
  9. 제8항에 있어서, 동작 전위와 접지 기준 신호가 제각기 공급되는 제1 및 제2전원 공급 도체와, 상기 제1전원 공급 도체와 회로(12)의 출력(34) 사이에 접속된 저항기(76)와, 상기 제2전원 공급 도체에 연결된 상기 비교기(114,116)의 상기 제2출력을 구비하는 것을 특징으로 하는 감쇠기 제어 회로.
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2613157A1 (fr) * 1987-03-27 1988-09-30 Mennecier Philippe Dispositif d'interphonie radio miniature et individuel permettant le dialogue simultane de plusieurs utilisateurs
US7221659B1 (en) * 2001-12-31 2007-05-22 Cisco Technology, Inc. Method and system for managing erroneous attenuation of signal
CN1914188A (zh) * 2003-12-05 2007-02-14 北卡罗来纳大学查珀尔希尔分校 用作抗微生物剂的阳离子取代的苯并呋喃

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2500698B1 (fr) * 1981-02-20 1989-02-17 Thomson Csf Mat Tel Dispositif anti-effet larsen pour poste telephonique
DE3148202A1 (de) * 1981-12-05 1983-06-09 Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH, 60325 Frankfurt "schaltungsanordnung zur gegensinnigen verstaerkungssteuerung von verstaerkern"
FR2518854B1 (fr) * 1981-12-18 1986-08-08 Thomson Csf Mat Tel Poste telephonique a amplificateurs de parole
JPS5979617A (ja) * 1982-10-27 1984-05-08 Mitsubishi Electric Corp 可変利得増幅器の制御回路
US4490582A (en) * 1983-02-18 1984-12-25 At&T Information Systems Inc. Speakerphone control circuit
NL8301138A (nl) * 1983-03-31 1984-10-16 Philips Nv Stroombronschakeling.
US4591743A (en) * 1983-12-19 1986-05-27 National Semiconductor Corporation Temperature compensated current sensing circuit
JPS60134548A (ja) * 1983-12-22 1985-07-17 Fujitsu Ltd 拡声電話装置
US4593208A (en) * 1984-03-28 1986-06-03 National Semiconductor Corporation CMOS voltage and current reference circuit

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EP0214472A2 (en) 1987-03-18

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