KR830001370Y1 - 안정화 전원 회로 - Google Patents
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Abstract
내용 없음.
Description
제1도는 본 고안의 회로도.
제2도는 본 고안의 고속 스위칭 회로의 등가회로도.
제3도는 본 고안의 고속 스위칭 회로 각부의 출력파형.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
(가) : 정류회로 (나) : 고속스위칭 회로
(다) : 스파이크 제거회로 (라) : 인버터 회로
(마) : 출력단 회로 (바) : 제어회로
(사) : 궤환회로 (B1) : 정궤환 회로
(R2) : GND분리 및 오차 증폭회로 (N) : 잡음 제거기
(B) : 브리지 정류기 (L) : 출력 평활회로
(Vin) : 정류회로 (가)의 출력 직류전압 (Vo) : 고속 스위칭 회로 (나)의 출력 전압
본 고안은 안정된 한 직류출력을 만들어 이것으로부터 여러가지 직류출력을 만드는 데 그중에서 한 직류 출력만 제어해 주어도 다른 출력은 자동적으로 안정된 직류출력을 얻을 수 있도록 된 안정화 전원 회로에 관한 것이다. 종래에는 컴푸터 관련 제품(CTV, VTR, Printer) 등에 필요한 전원을 공급하기 위해서는 대형이고 중량이며 과전력을 소모하는 고가의 전원 회로를 사용해야만 하는 결점이 있었다.
본 고안은 이러한 점을 감안하여 안출한 것으로, 고속 스위칭 회로의 출력 전압을 안정되도록 하고 이 안정된 전압을 이용하여 100% 듀리싸이클을 이용하는 인버터 회로에서 다수의 직류전압으로 변환시키고 그 중 하나의 변동을 검출하여 고속 스위칭 회로의 동작을 제어하여 다수의 직류 출력 전압이 모두 안정되도록 한 것으로 이를 첨부한 도면에 의하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
부온도 특성을 가지는 더미스터(R1), 브리지정류기(B) 및 콘덴서(C1)로 구성된 정류회로 (가)의 출력측에, 트렌지스터(Q1,Q2)의 콜렉터를 공통으로 접속하고, 에미터는 저항(R2)을 통해 공통으로 접속하며 이에코일(L1)을 연결시키고 베이스는 저항(R6,R7)을 통해 공통 접속시키어 구성된 공통스위칭회로 (나)를 접속하고 여기에 저항(R5), 콘덴서(C5) 및 다이오드(D3)로 구성된 스파이크 제거회로(다)를 접속해서 인버터회로(라)에 연결시킨다.
여기서 인버터 회로 (라)는 트렌지스터(Q3)Q4)의 콜렉터 단자를 비포화 전력 변압기(T1)의 1.3번에 각각 연결하고 에미터는 포화구동 변압기(T2)의 1차측에 각각 연결하며, 베이스 측에는 저항(R8)을 포화구동 변압기(T2)의 2차측과 저항(10)을 각각 연결하여 비포화 전력 변압기(T1)의 4.5번에서 유도된 전압에 의해 트렌지스터(Q3)(Q4)가 도통 및 차단될 때에 정 및 부의 펄스를 가해주는 다이오드(D5-D8)와 저항(R11)을 통해 비포화전력력 변압기(T1)의 5번에 연결하고, 포화구동변압기(T2)의 1차측 2번은 병렬 접속된 다이오드(D4), 콘덴서(C6)를 통해 비포화 전력 전압기(T1)의 4번에 연결하고 저항(R9)은 비포화 전력 전압기(T1)의 2.4번과 포화구동 변압기(T2)의 5번에 연결시켜 구성시킨다.
그리고 인버터 회로(라)의 출력측에 출력단 회로(마)를 연결하며 궤환회로부(사)의 GND분리 및 오차증폭회로(β2)는 출력단자(+V1)에 연결하고 정궤환회로(b1)은 고속 시위칭회로(나)의 출력측에 연결아며 제어회로(바)는 저항(R7) 및 트렌지스터(Q2) 베이스 단자의 접속점에 연결시켜 구성된다.
미설명 부호중 a,b은 교류입력 단자이고, E은 접지(Earth)이며, F1는 휴즈이다. 또한 S는 두교류 입력선(a,b)을 동시에 단속시켜 주는 스위치이고, N은 잡음 제어기이며 D1,D2은 다이오드 C3, C4은 콘덴서, R3, R4은 저항이고, D9~D14은 역방향 회복시간이 빠른 정류용 다이오드이고, C7~C12)은 스위칭시 다이오드(D~D)를 보호해 주는 보호용 콘덴서이고, L은 인덕터와 콘덴서로 이루어진 출력 평활회로이며, C2는 1차측(또는 입력) 접지에 잡음이 생겼을 때 이를 어스로 바이패스 시켜주는 고내압을 가진 세라믹 콘덴서이고, 마찬가지로 C13도 2차측(또는 출력) 접지에 고주파 스위칭으로 인한 잡음이 발생되었을 때 어스로 바이패스 시켜주는 세라믹 콘덴서이다.
이와같이 구성된 본 고안의 작용효과를 설명하면 다음과 같다.
스위치(S)가 단속되어 교류전원이 잡음 제거기(N)에 인가되면 잡음 제기기(N)로 교류전원에서 발생되는 잡음이 후단회로 유기되어 오동작을 일으키는 요인을 감소시키는 동시에 후단에서 발생되는 잡음이 교류전원으로 되돌아가는 것을 방지해 준다.
이와같이 잡음이 제거된 교류전원이 정류회로(가)에 인가되어 더미스터(R1)에 전류가 흐르면 부의온도 특성 때문에 더미스터(R1)의 저항치가 작아져 더미스터(R1)에서의 전력 손실을 감소시키고 콘덴서(C1)에 대한 충전비를 제한하게 되어 감작스런운 과도한 돌입전류가 흐르는 것을 방지하여 콘덴서(C1) 및 브리지 정류기(B)의 정류용 다이오드를 보호해 주고, 브리지 정류기(B) 및 콘덴서(C1에서 정류되어 직류전압(Vin)이 출력되어 고속 스위칭 회로(나)의 트랜지스터(Q1)(Q2)의 콜렉터와 제어회로(바)에 인가되어 트랜지스터(Q1)(Q2)은 온(ON)된다.
제2(a)도의에서 보는 바와같이 트랜지스터(Q1)이 온 되면 전류는 코일(L1) 및 저항(R4)를 통해 콘덴서(C4)에 충전되며 저항(R4)은 작은 값의 저항으로서 고주파 충방전되는 콘덴서(C4)의 충전비를 제한시켜준다.
여기서 고속 스위칭 회로 (나)의 입력전압(Vin)은 출력전압(Vo)보다 높으므로 출력전압(Vo)은 차차증가하여 미리 정해놓은 상하선에 이른다.
이때 정궤한 회로(b1)은 제어회로 (바)에 정궤환되어 제어회로 (바)의 신호에 따라 트랜지스터(Q1)은 오프(off)되어 제2(b)도와 같이된다. (여기에서 다이오드(D1)은 프리휠링(Free Wheeling) 다이오드로 트렌지스터(Q1)가 온 주기 동안 코일(L1)의 자장에 저장된 에너지를 방전하는 통로를 제공해 주고 오프 주기 동안에는 출력전류에 대한 통로를 마련해 준다)
이때 출력 전압(Vo)은 감소하고 콘덴서(C4)는 방전하며 부하(Zo)에는 주로 코일(L1)에 축적되어 있던 에너지에 의해 전류가 흐르고 출력직류 전압(Vo)가 감소를 계속하여 미리 정해진 하한선에 이르면 정궤환 회로(d1)의 정궤환에 의한 제어회로(바)의 제어신호에 의해 트렌지스터(Q1)은 다시 온된다.
부하(Zo)에서 소모되는 에너지는 트렌지스터(Q1)이 온되었을 때 입력직류 전압(Vin)으로 공급된 에너지와 같아야 하므로
(여기서 Vin : 입력전압, Io : 출력전류, T : 주기=Ton+Toff, Ton : Q1온 시간, Toff : Q 오프시간)
이다.
식(2)에서 알 수 있는 바와 같이 원하는 출력전압(Vo)을 얻기 위해서는 듀티 싸이클(Ton)을 변화시키면 된다. 즉, 입력전압(Vin)을 감소하면 Ton을 증가시키고(따라서 Toff는 감소) 반대로 Vin이 증가하면 Ton을 감소(따라서 Toff은 증가)시킨다.
따라서 교류 입력전압이 변화하더라도 충분히 안정된 출력전압을 만들어 낼 수 있으며, 제3(b)에서 코일(L)에 흐르는 전류의 시간에 대한 변화를 dill/dt를 살펴보면,
이다.
제3(c)도에서 T1에서 T2까지 변화한 전하량은 △Q은,
(단 f=주파수=)이다.
즉, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vo)과의 차이는 코일(Li)에 저장하여 사용하기 때문에 트랜지스터Q1)이 오프시엔 전혀 전력 소모가 없고, 온시에도 VCE(Sat)Ic 만클의 아주 적은 전력을 소모하므로 트랜지스터(Q1)은 단순히 스위치로서 작용한다.
VCE=(Sat)=트랜지스터(Q1)의 시온콜렉터-에미터간의 전압강하 IC
=트랜지스터(Q1)의 온시의 콜렉터 전류)
그리고 고주파로 동작하기 때문에 식(5)(7)에서 보는 바와같이 코일(L1) 및 콘덴서(C4)도 그만클 작은 용량으로도 가능하며 입력 전압(Vin)용 콘덴서(C1)도 입력전압(Vin)의 변화가 커도 되기 때문에 크지 않아도 되며 코일(L1)의 2차측 권선으로부터 트랜지스터(Q)(Q)에 역방향 에미터-베이스 바이어스 되어 손실 요인이 되는 전하축전 현상을 저항(R2, R3, R6) 및 콘덴서(C3), 다이오드(D2)로 된 회로를 통해 극복하고 코일(L1)의 2차측 권선의 위상 변화가 트로지스터(Q1,Q2)의 온주기 끝에 트랜지스터(Q1, Q2)들에 가해저는 턴-오프 바이어스(Turn-off via(s)의 펄스를 야기하며 트랜지스터(Q1, Q2)의 턴-오프는 재생성자로 되어 대단히 빨리 가속되므로 지연 시간을 감소시켜 과도 상태에서의 전력 손실을 크게 감소시켜 준다.
한편 스파이크 제거회로(다)는 두인버터 트랜지스터(Q3, Q4) 둘다 도통 될 때 스타트-엎 상태나 과부하 상태로부터의 회복상태에서 일어날 수 있는 큰 전류 스파이크를 제거하여 RFI(radio Frequencu intetference) 복사를 감소시킬 뿐만 아니라 인버터트랜지스터(Q3, Q4) 및 전단의 스위치용 트랜지스터)Q1, Q2)를 보호해 준다.
이와같이 고속 스위칭 회로 (나)에서 안정된 직류출력 전압(Vo)이 스파이크 제거회로 (다)를 통해 비포화 전력변압기(T1)의 중앙 접속점에 인가되면 저항(R9)을 통해 포화구동변압기(T2)의 2차권선을 거쳐 트랜지스터(Q3) 및 (Q4)의 베이스에 바이어스 전류를 공급해 주는데 이때 트랜지스터의 특성에 의해 트랜지스터(Q3)가 먼저 도통 되었다고 가정하면 비포화 전력 변압기(T1)의 2번선에서 1번선을 통해 트랜지스터(Q3)에 전류가 흐르고 트랜지스터(Q3)의 출력 전류는 포화구동 변압기(T2)의 1번선을 거쳐 2번선을 거쳐 2번선 방향으로 흐르게 된다.
이 전류는 포화구동 변압기(T2)의 1번선에서 2번선을 통해 흐르므로 포화구동 변압기(T2)의 2차권선 4.5번에 전압을 유기시키는 데 이 전압은 트랜지스터(Q3)의 베이스에 정궤환 되어 있다. 즉, 포화구 변동압기(T2)의 2차권선은 트랜지스터(Q3)의 콜렉터 전류를 더욱 증가시킨다.
이러한 과정을 되풀이하여 마칠내 트랜지스터(Q3)은 포화되고 포화구동 변압기(T2)도 포화되는 점까지 도달하게 된다.
포화구동 변압기(T2)가 포화되면 비포화전력 변압기(T1)의 1차측과 2차측 권선에는 더 이상 전압이 유기되지 않으므로 저항(R9)을 통해 흐르고 있었던 일부의 전류가 트랜지스터(Q4)가 일부 흐르게되어 트랜지스터(Q)는 부분적으로 도통하게 된다.
그런데 포호구동 변압기(T2)는 권선 방향때문에 트랜지스터(Q4)에 흐르는 전류는 부의 보자력(negative Coercove fprce)을 나타내므로 트랜지스터(Q4)는 부의 보자력 방향으로 전류가 증가하게 되어 코어가 다시 높은 투자율 상태로 되어 트랜지스터(Q3)은 완전히 차단(off)되고 트랜지스터(Q4)은 완전히 도통된다.
즉, 트랜지스터(Q4)의 베이스는 순방향 바이어스로 되고, 이 바이어스가 트랜지스터(Q4)의 콜렉터 전류를 증가시켜 앞의 과정과 마찬가지로 트랜지스터(Q4)를 포화시키고 마칠내 포화구동 변압기(T2)도 포화된다.
이렁게 해서 트랜지스터(Q3)(Q4)는 교대로 도통 차단되며 이때 발생되는 구형파 펄스 열을 비포화 전력 변압기(T1)의 1차측에서 2차측 권선으로 넘겨준다.
비포화 전력변압기(T1)의 2차측에 유기된 이 펄스 전압들은 출력단 회로 (마)의 정류회로(다이오드 D9-D14, 콘덴서 C7-C12)에서 전파정류하여 출력 평활회로(L)를 통해 원하는 직류전압들을 얻는다.
인버터 회로(라)의 다이오드(D4)는 포화구동 변압기(T2)의 1차측과 2차측의 중앙 접속점을 연결해 주면서 기준 전의를 설정해 주기 위한 것이고, 콘덴서(C6)는 교류 전류 통로가 된다.
그리고 비포화 전력 변압기(T1)의 4-5번선에서 유도된 전압은 다이오드(D5-D8)를 통해정 및부의 펄스를 트랜지스터(Q3,, Q4)에 가해주어 트랜지스터(Q3) 및 (Q4)가 도통 및 차단될 때의 상승시간과 하강시간을 줄여 스위칭 속도에 기인하는 중첩손실을 감소시킨다.
여기서 비포화 전력 변압기(T1)을 비포화하게 하고 포화 구동 변압기(T2)을 포화되도록 하여 동작시키는 것은 포화구동 변압기(T2)가 비포화 전력 변압기(T1) 보다 훨씬 더 작은 베이스 전류를 공급하게 하므로 코어 손실이 별로 없기 때문이다.
그리고 변압기의 크기도 주파수에 반비례하여 출력전압(+V1)을 제어해 줌으로써 다른 모든 출력 전압을 제어하기 위해 밀접한 자속 결합을 권선 방법을 채택한다.
입력 GND 및 출력 GND는 안정도를 유지하기 위해 분리하여야 하는데 이것이 GND 분리회로(B2)에서 이루어지고 출력전압의 제어는 오차 증폭회로(B2)에서 이루어진다.
그리하여 제어회로 (바)에서는 출력전압(+V1)으로부터의 궤환신호에 대응하여 낮은 출력 전압은 트랜지스터(Q1)의 도통시간을 증가시키고 높은 출력 전압은 트랜지스터(Q)의 도통시간을 감소시켜 인버터 회로(라)의 트랜지스터(Q3, Q4)에 가해지는 평균 전압을 높이거나 낮추는 효기를 가져온다.
이상과 같은 원리로 동작하는 본 고안의 안정화 전원회로는 자려 발전 방식으로인버터회로(라)의 트랜지스터(Q3, Q4)에서 100% 듀티 싸이클을 이용해 구형파(약 20KHZ)로 바꾸어 한 출력전압(+V1)만 제어해도 다른 출력 전압이 자동적으로 제어되어 안정된 직류 출력 전압을 얻을 수 있는 것으로 종래의 결점인 대형이고 중량이며 과전력을 소모하는 것을 개선한 소형이고 경량이며 소전력을 소모하는 안정화 전원회로이다.
Claims (1)
- 트랜지스터(Q1, Q2), 저항(R2, R3, R4, R6, R7), 다이오드(D1, D2), 콘덴서(C3, C4) 및 코일(L1)로 구성된 고속 스위칭 회로(나)에 트랜지스터(Q3, Q4), 저항(R8, R9, R10, R11), 콘덴서(C6), 다이오드(D4-D8), 포화구동변압기(T2), 비포화 전력변압기(T1)로 구성된 인버터회로(라)를 연결시키고 고속스위칭회로(나)의 출력전압(Vo) 및 출력단 회로(마)의 한 출력전압(+V1)의 변동을 감지하여 고속 스위칭 회로(나)를 제어하도록 궤환회로(사)를 연결시키어 한 출력전압(+V1)만 안정시키면 다른 출력전압은 자동으로 안정되도록 구성된 안정화 전원회로.
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