KR20240117372A

KR20240117372A - 저손실을 위한 저잡음 증폭기 및 이를 포함하는 장치

Info

Publication number: KR20240117372A
Application number: KR1020230009643A
Authority: KR
Inventors: 김기현; 김진현
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2023-01-25
Filing date: 2023-01-25
Publication date: 2024-08-01
Also published as: WO2024158100A1

Abstract

본 개시는 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 또는 6G 통신 시스템에 관련된 것이다. 본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 저잡음 증폭기(low noise amplifier)는, 제1 인덕터(inductor), 제2 인덕터, 및 커패시터(capacitor)를 포함할 수 있고, 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 병렬로 배치되고, 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 공진(resonance) 상태이며, 및 상기 커패시터는 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터 사이에 이격되어 배치될 수 있다.

Description

저손실을 위한 저잡음 증폭기 및 이를 포함하는 장치{LOW NOISE AMPLIFIER AND APPARATUS INCLUDING THEREOF FOR LOW LOSS}

본 개시(disclosure)는 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로 무선 통신 시스템에서 저손실을 위한 저잡음 증폭기 및 이를 포함하는 장치에 관한 것이다.

5G 이동통신 기술은 빠른 전송 속도와 새로운 서비스가 가능하도록 넓은 주파수 대역을 정의하고 있으며, 3.5 기가헤르츠(3.5GHz) 등 6GHz 이하 주파수('Sub 6GHz') 대역은 물론 28GHz와 39GHz 등 밀리미터파(㎜Wave)로 불리는 초고주파 대역('Above 6GHz')에서도 구현이 가능하다. 또한, 5G 통신 이후(Beyond 5G)의 시스템이라 불리어지는 6G 이동통신 기술의 경우, 5G 이동통신 기술 대비 50배 빨라진 전송 속도와 10분의 1로 줄어든 초저(Ultra Low) 지연시간을 달성하기 위해 테라헤르츠(Terahertz, THz) 대역(예를 들어, 95GHz에서 3 테라헤르츠 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다.

5G 이동통신 기술의 초기에는, 초광대역 서비스(enhanced Mobile BroadBand, eMBB), 고신뢰/초저지연 통신(Ultra-Reliable Low-Latency Communications, URLLC), 대규모 기계식 통신 (massive Machine-Type Communications, mMTC)에 대한 서비스 지원과 성능 요구사항 만족을 목표로, 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위한 빔포밍(Beamforming) 및 거대 배열 다중 입출력(Massive MIMO), 초고주파수 자원의 효율적 활용을 위한 다양한 뉴머롤로지 지원(복수 개의 서브캐리어 간격 운용 등)와 슬롯 포맷에 대한 동적 운영, 다중 빔 전송 및 광대역을 지원하기 위한 초기 접속 기술, BWP(Band-Width Part)의 정의 및 운영, 대용량 데이터 전송을 위한 LDPC(Low Density Parity Check) 부호와 제어 정보의 신뢰성 높은 전송을 위한 폴라 코드(Polar Code)와 같은 새로운 채널 코딩 방법, L2 선-처리(L2 pre-processing), 특정 서비스에 특화된 전용 네트워크를 제공하는 네트워크 슬라이싱(Network Slicing) 등에 대한 표준화가 진행되었다.

현재, 5G 이동통신 기술이 지원하고자 했던 서비스들을 고려하여 초기의 5G 이동통신 기술 개선(improvement) 및 성능 향상(enhancement)을 위한 논의가 진행 중에 있으며, 차량이 전송하는 자신의 위치 및 상태 정보에 기반하여 자율주행 차량의 주행 판단을 돕고 사용자의 편의를 증대하기 위한 V2X(Vehicle-to-Everything), 비면허 대역에서 각종 규제 상 요구사항들에 부합하는 시스템 동작을 목적으로 하는 NR-U(New Radio Unlicensed), NR 단말 저전력 소모 기술(UE Power Saving), 지상 망과의 통신이 불가능한 지역에서 커버리지 확보를 위한 단말-위성 직접 통신인 비 지상 네트워크(Non-Terrestrial Network, NTN), 위치 측위(Positioning) 등의 기술에 대한 물리계층 표준화가 진행 중이다.

뿐만 아니라, 타 산업과의 연계 및 융합을 통한 새로운 서비스 지원을 위한 지능형 공장 (Industrial Internet of Things, IIoT), 무선 백홀 링크와 액세스 링크를 통합 지원하여 네트워크 서비스 지역 확장을 위한 노드를 제공하는 IAB(Integrated Access and Backhaul), 조건부 핸드오버(Conditional Handover) 및 DAPS(Dual Active Protocol Stack) 핸드오버를 포함하는 이동성 향상 기술(Mobility Enhancement), 랜덤액세스 절차를 간소화하는 2 단계 랜덤액세스(2-step RACH for NR) 등의 기술에 대한 무선 인터페이스 아키텍쳐/프로토콜 분야의 표준화 역시 진행 중에 있으며, 네트워크 기능 가상화(Network Functions Virtualization, NFV) 및 소프트웨어 정의 네트워킹(Software-Defined Networking, SDN) 기술의 접목을 위한 5G　베이스라인 아키텍쳐(예를 들어, Service based Architecture, Service based Interface), 단말의 위치에 기반하여 서비스를 제공받는 모바일 엣지 컴퓨팅(Mobile Edge Computing, MEC) 등에 대한 시스템 아키텍쳐/서비스 분야의 표준화도 진행 중이다.

이와 같은 5G 이동통신 시스템이 상용화되면, 폭발적인 증가 추세에 있는 커넥티드 기기들이 통신 네트워크에 연결될 것이며, 이에 따라 5G 이동통신 시스템의 기능 및 성능 강화와 커넥티드 기기들의 통합 운용이 필요할 것으로 예상된다. 이를 위해, 증강현실(Augmented Reality, AR), 가상현실(Virtual Reality, VR), 혼합 현실(Mixed Reality, MR) 등을 효율적으로 지원하기 위한 확장 현실(eXtended Reality, XR), 인공지능(Artificial Intelligence, AI) 및 머신러닝(Machine Learning, ML)을 활용한 5G 성능 개선 및 복잡도 감소, AI 서비스 지원, 메타버스 서비스 지원, 드론 통신 등에 대한 새로운 연구가 진행될 예정이다.

또한, 이러한 5G 이동통신 시스템의 발전은 6G 이동통신 기술의 테라헤르츠 대역에서의 커버리지 보장을 위한 신규 파형(Waveform), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO, FD-MIMO), 어레이 안테나(Array Antenna), 대규모 안테나(Large Scale Antenna)와 같은 다중 안테나 전송 기술, 테라헤르츠 대역 신호의 커버리지를 개선하기 위해 메타물질(Metamaterial) 기반 렌즈 및 안테나, OAM(Orbital Angular Momentum)을 이용한 고차원 공간 다중화 기술, RIS(Reconfigurable Intelligent Surface) 기술뿐만 아니라, 6G 이동통신 기술의 주파수 효율 향상 및 시스템 네트워크 개선을 위한 전이중화(Full Duplex) 기술, 위성(Satellite), AI(Artificial Intelligence)를 설계 단계에서부터 활용하고 종단간(End-to-End) AI 지원 기능을 내재화하여 시스템 최적화를 실현하는 AI 기반 통신 기술, 단말 연산 능력의 한계를 넘어서는 복잡도의 서비스를 초고성능 통신과 컴퓨팅 자원을 활용하여 실현하는 차세대 분산 컴퓨팅 기술 등의 개발에 기반이 될 수 있을 것이다.

무선 통신 시스템에서 mmWave(millimeter wave) 대역의 신호를 송수신하는 전자 장치는 RF(radio frequency) 신호 처리를 위하여 RFIC(radio frequency integrated chip)를 포함할 수 있다. 이 때, RFIC는 전력 증폭기(power amplifier, PA) 및 저잡음 증폭기(low noise amplifier, LNA)를 포함하는 증폭기(예를 들어, 캐스코드 증폭기(cascode amplifier) 또는 차동 증폭기(differential amplifier))를 포함할 수 있다. RFIC를 설계함에 있어 손실(loss)을 최소화하기 위해, 전력 증폭기와 저잡음 증폭기를 제어하는 스위치(예를 들어, 안테나 스위치)가 요구될 수 있다. 이 때, 전력 증폭기와 저잡음 증폭기를 모두 제어하는 안테나 스위치의 경우, 임피던스 매칭을 위해 안테나 스위치에 커패시터(capacitor)가 추가적으로 배치될 필요가 있고, 추가된 커패시터에 의해 손실이 발생할 수 있다. 즉, 임피던스 매칭을 위해 부가되는 소자에 의해 손실이 발생하여 효율이 떨어질 수 있다. 따라서, 안테나 스위치로 인한 매칭에 따른 손실을 최소화하기 위하여, 전력 증폭기와 저잡음 증폭기 사이에 별도의 스위치를 위한 소자를 추가하지 않더라도 효율이 높은 RFIC 및 저잡음 증폭기의 구조가 요구된다.

상술한 바와 같은 논의를 바탕으로, 본 개시(disclosure)는 무선 통신 시스템에서 서비스의 원활한 효율성을 제공할 수 있는 방법 및 장치를 제공하고자 한다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 병렬 공진 인덕터(inductor)를 포함하는 저잡음 증폭기의 구조를 이용하여 매칭 손실(matching loss)을 최소화할 수 있는 구조를 제공한다.

또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 스위치와 직렬로 연결된 전력 증폭기 및 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기의 구조를 통하여 RFIC(radio frequency integrated circuit)의 성능을 향상시킬 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 저잡음 증폭기(low noise amplifier)는, 제1 인덕터(inductor), 제2 인덕터, 및 커패시터(capacitor)를 포함할 수 있고, 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 병렬로 배치되고, 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 공진(resonance) 상태이며, 및 상기 커패시터는 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터 사이에 이격되어 배치될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 무선 통신 시스템의 전자 장치는, 복수의 RFIC(radio frequency integrated circuit)들을 포함할 수 있고, 상기 복수의 RFIC들 중 적어도 하나의 RFIC는 저잡음 증폭기를 포함할 수 있고, 상기 저잡음 증폭기는, 제1 인덕터(inductor), 제2 인덕터, 및 커패시터(capacitor)를 포함할 수 있고, 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 병렬로 배치되고, 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 공진(resonance) 상태이며, 및 상기 커패시터는 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터 사이에 이격되어 배치될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예들은 무선 통신 시스템에서 서비스를 효과적으로 제공할 수 있는 장치 및 방법을 제공할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따른 장치는, 병렬 공진 인덕터(inductor)를 포함하는 저잡음 증폭기의 특정 구조를 통하여, 전력 증폭기와 저잡음 증폭기 사이의 스위치를 위한 추가 소자를 배치하지 않더라도 안테나 및 전력 증폭기와 임피던스(impedance) 매칭(matching)을 가능하게 하고, 손실(loss)을 최소화할 수 있다.

본 개시에서 얻을 수 있는 효과는 다양한 실시예들에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 2는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 증폭기와 스위치를 포함하는 RFIC(radio frequency integrated circuit)의 프론트 엔드(front end)의 다양한 구조를 도시한다.
도 3은, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기(low noise amplifier) 및 RFIC의 프론트 엔드의 구조를 도시한다.
도 4a는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기의 일부를 도시한다.
도 4b는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 병렬 공진 인덕터 구조의 예를 도시한다.
도 5a는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 신호를 수신하는 경우, RFIC의 일부에 대한 등가 회로를 도시한다.
도 5b는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 신호를 전송하는 경우, RFIC의 일부에 대한 등가 회로를 도시한다.
도 6a는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기의 임피던스를 도시하는 그래프의 예를 도시한다.
도 6b는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기의 성능을 도시하는 그래프의 예를 도시한다.
도 7은, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 전자 장치의 기능적 구성을 도시한다.

본 개시에서 사용되는 용어들은 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 다른 실시예의 범위를 한정하려는 의도가 아닐 수 있다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 용어들은 본 개시에 기재된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가질 수 있다. 본 개시에 사용된 용어들 중 일반적인 사전에 정의된 용어들은, 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 동일 또는 유사한 의미로 해석될 수 있으며, 본 개시에서 명백하게 정의되지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다. 경우에 따라서, 본 개시에서 정의된 용어일지라도 본 개시의 실시예들을 배제하도록 해석될 수 없다.

이하에서 설명되는 본 개시의 다양한 실시예들에서는 하드웨어적인 접근 방법을 예시로서 설명한다. 하지만, 본 개시의 다양한 실시예들에서는 하드웨어와 소프트웨어를 모두 사용하는 기술을 포함하고 있으므로, 본 개시의 다양한 실시예들이 소프트웨어 기반의 접근 방법을 제외하는 것은 아니다.

이하 설명에서 사용되는 전자 장치의 부품을 지칭하는 용어(예: 보드 구조, 기판, PCB(print circuit board), FPCB(flexible PCB), 모듈, 안테나, 안테나 소자, 회로, 프로세서, 칩, 구성요소, 기기), 부품의 형상을 지칭하는 용어(예: 구조체, 구조물, 지지부, 접촉부, 돌출부, 개구부), 구조체들 간 연결부를 지칭하는 용어(예: 연결선, 급전선(feeding line), 연결부, 접촉부, 급전부(feeding unit), 지지부, 컨택 구조체, 도전성 부재, 조립체(assembly)), 회로를 지칭하는 용어(예: PCB, FPCB, 신호선, 급전선, 데이터 라인(data line), RF 신호 선, 안테나 선, RF 경로, RF 모듈, RF 회로) 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다. 또한, 이하 사용되는 '...부', '...기', '...물', '...체' 등의 용어는 적어도 하나의 형상 구조를 의미하거나 또는 기능을 처리하는 단위를 의미할 수 있다.

mmWave 대역의 신호를 이용하는 전자 장치에 있어서, 전자 장치는 신호의 처리를 위하여 RFIC(radio frequency integrated circuit)를 포함할 수 있다. 이 때, RFIC 내부에 안테나, 증폭기(예를 들어, 캐스코드 증폭기(cascode amplifier) 또는 차동 증폭기(differential amplifier)) 중 전력 증폭기(power amplifier, PA)와 저잡음 증폭기(low noise amplifier, LNA)를 선택적으로 스위칭해주는 스위치가 배치될 수 있다. 전력 증폭기와 저잡음 증폭기 사이에 배치되어, 이들을 스위칭해주는 스위치는 안테나 스위치라고 불릴 수 있다. RFIC 내부 소자들 사이의 임피던스 매칭(impedance matching)을 위해, 안테나 스위치와 대응하는 추가적인 소자(예를 들어, 커패시터(capacitor))들이 추가적으로 배치되어 매칭될 수 있다. 그러나, 임피던스 매칭을 위해 소자들이 추가적으로 배치됨으로써, 추가되는 소자에 의한 손실(loss)이 발생될 수 있어, 전자 장치의 효율이 떨어질 수 있다.

이하, 본 개시에서는 저잡음 증폭기 내에 병렬 공진 인덕터를 배치하여, 저잡음 증폭기를 위한 추가적인 스위칭 소자를 배치하지 않고 임피던스 매칭을 하여 손실을 최소화하기 위한 구조를 제안한다. 병렬 공진 인덕터를 저잡음 증폭기 내에 포함시켜, 저잡음 증폭기가 신호 증폭 및 스위칭 기능을 동시에 가능하게 함으로써 손실을 최소화할 수 있다.

다만, 본 개시에 따른 구조가 이에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, 본 개시의 일 실시예에 따라, 병렬 공진 인덕터가 저잡음 증폭기 내에 포함되는 한, 병렬 공진 인덕터는 저잡음 증폭기의 입출력 방향의 앞 쪽 또는 뒤 쪽과 같이 제한되지 않는 위치에 배치되는 구조를 포함할 수 있다. 다른 예를 들어, 본 개시의 일 실시예에 따라, 병렬 공진 인덕터가 배치된 저잡음 증폭기를 포함하는 RFIC는 전력 증폭기에 직렬로 연결된 스위치 대신, 또는 이에 더하여 전력 증폭기와 저잡음 증폭기를 스위칭하는 스위치(예를 들어, 안테나 스위치)를 포함할 수도 있다. 또 다른 예를 들어, 본 개시의 일 실시예에 따라, 저잡음 증폭기에 배치되는 병렬 공진 인덕터 구조는 공진 상태에 있는 2개의 인덕터 외에도, 3개 이상의 인덕터를 포함할 수 있다. 이하에서는, 설명의 편의를 위하여 저잡음 증폭기 구조에 병렬적으로 배치되는 두 개의 인덕터를 포함하는 RFIC를 기준으로 하여 설명한다.

도 1은, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 무선 통신 시스템을 도시한다. 도 1은 무선 통신 시스템에서 무선 채널을 이용하는 노드(node)들의 일부로서, 기지국(110), 단말(120), 및 단말(130)을 예시한다. 도 1은 하나의 기지국만을 도시하나, 기지국(110)과 동일 또는 유사한 다른 기지국이 더 포함될 수 있다.

기지국(110)은 단말들(120, 130)에게 무선 접속을 제공하는 네트워크 인프라스트럭쳐(infrastructure)이다. 기지국(110)은 신호를 송신할 수 있는 거리에 기초하여 일정한 지리적 영역으로 정의되는 커버리지(coverage)를 가진다. 기지국(110)은 기지국(base station) 외에 '액세스 포인트(access point, AP)', '이노드비(eNodeB, eNB)', '5G 노드(5th generation node)', '무선 포인트(wireless point)', '송수신 포인트(transmission/reception point, TRP)' 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어로 지칭될 수 있다.

단말(120) 및 단말(130) 각각은 사용자에 의해 사용되는 장치로서, 기지국(110)과 무선 채널을 통해 통신을 수행한다. 경우에 따라, 단말(120) 및 단말(130) 중 적어도 하나는 사용자의 관여 없이 운영될 수 있다. 즉, 단말(120) 및 단말(130) 중 적어도 하나는 기계 타입 통신(machine type communication, MTC)을 수행하는 장치로서, 사용자에 의해 휴대되지 아니할 수 있다. 단말(120) 및 단말(130) 각각은 단말(terminal) 외 '사용자 장비(user equipment, UE)', '이동국(mobile station)', '가입자국(subscriber station)', '고객 댁내 장치(customer premises equipment, CPE)', '원격 단말(remote terminal)', '무선 단말(wireless terminal)', '전자 장치(electronic device)', 또는 '사용자 장치(user device)' 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어로 지칭될 수 있다.

기지국(110), 단말(120), 단말(130)은 밀리미터 파(mmWave) 대역(예: 28GHz, 30GHz, 38GHz, 60GHz)에서 무선 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 이때, 채널 이득의 향상을 위해, 기지국(110), 단말(120), 단말(130)은 빔포밍(beamforming)을 수행할 수 있다. 여기서, 빔포밍은 송신 빔포밍 및 수신 빔포밍을 포함할 수 있다. 즉, 기지국(110), 단말(120), 단말(130)은 송신 신호 또는 수신 신호에 방향성(directivity)을 부여할 수 있다. 이를 위해, 기지국(110) 및 단말들(120, 130)은 빔 탐색(beam search) 또는 빔 관리(beam management) 절차를 통해 서빙(serving) 빔들(112, 113, 121, 131)을 선택할 수 있다. 서빙 빔들(112, 113, 121, 131)이 선택된 후, 이후 통신은 서빙 빔들(112, 113, 121, 131)을 송신한 자원과 QCL(quasi co-located) 관계에 있는 자원을 통해 수행될 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 따른, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기의 구조 및 이를 포함하는 RFIC의 구조는 mmWave 대역의 신호를 송신 또는 수신하는 전자 장치에서 이용될 수 있다. 예를 들어, 도 1의 기지국(110)이 mmWave 대역의 신호를 송신 또는 수신하는 경우, 기지국(110)에 배치되는 저잡음 증폭기 또는 RFIC는 본 개시의 일 실시예에 따른 저잡음 증폭기 또는 RFIC의 구조로 형성될 수 있다. 다른 예를 들어, 도 1의 단말들(120, 130)이 mmWave 대역의 신호를 송신 또는 수신하는 경우, 단말들(120, 130)에 배치되는 저잡음 증폭기 또는 RFIC는 본 개시의 일 실시예에 따른 저잡음 증폭기 또는 RFIC의 구조로 형성될 수 있다.

이하 도 2에서, 안테나 스위치를 포함하는 일반적인 RFIC의 프론트 엔드 구조와 대비하여 본 개시의 일 실시예에 따른 병렬 공진 인덕터를 포함하는 RFIC 프론트 엔드의 구조에 대하여 설명한다.

도 2는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 증폭기와 스위치를 포함하는 RFIC(radio frequency integrated circuit)의 프론트 엔드(front end)의 다양한 구조를 도시한다. 구체적으로, 도 2는 전력 증폭기와 저잡음 증폭기를 스위칭하는 안테나 스위치를 포함하는 RFIC의 프론트 엔드의 구조(210) 및 안테나 스위치 없이 병렬(parallel) 공진(resonance) 인덕터(inductor)가 저잡음 증폭기 내에 배치되는 RFIC의 프론트 엔드의 구조(220)를 도시한다.

도 2를 참조하여, RFIC의 프론트 엔드 구조(210)는 전력 증폭기와 저잡음 증폭기(212) 사이에 배치되어 안테나와의 연결을 스위칭하는 안테나 스위치(214)를 포함할 수 있다. 보다 구체적으로, TDD(time division duplex)를 위한 RFIC의 프론트 엔드(210)는 전력 증폭기와 저잡음 증폭기(212) 사이의 매칭 격리도(isolation)의 확보를 용이하게 수행할 수 있도록, 전력 증폭기와 저잡음 증폭기(212) 사이에서 안테나와의 연결을 스위칭하는 안테나 스위치(214)가 배치되는 구조를 포함할 수 있다. 여기서, 매칭이란, 입력단과 출력단을 연결할 때, 서로 다른 두 연결단의 임피던스 차에 의한 반사를 줄이려는 방법인 임피던스 매칭을 의미할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 프론트 엔드 구조(210)는 각 증폭기 단(stage)의 임피던스 매칭을 위한 격리를 용이하게 할 수 있고, 설계적인 측면에서 높은 자유도를 가질 수 있다. 다만, 안테나 스위치(214)는 스위칭 기능을 위하여 각 증폭기를 위한 추가적인 소자(예를 들어, 병렬로 연결된 커패시터들 등)가 더 필요할 수 있고, 이에 따른 추가적인 경로 손실을 발생시키며 동시에 잡음 지수를 열화 시킬 수 있다. 또한, 설계적인 측면에서, 전력 흐름을 고정하기 위한 역할을 하는 아이솔레이터(isolator) 또는 아이솔레이터를 구현하기 위한 서큘레이터(circulator)가 외부에 배치되어야 할 필요가 있을 수도 있는 바, 추가적인 손실 및 필요 면적을 발생시킴으로써, 전체 시스템의 송수신 성능을 감소시킬 수 있다.

도 2를 참조하여, RFIC의 프론트 엔드 구조(220)는 전력 증폭기, 저잡음 증폭기(222 및 전력 증폭기에 직렬로 연결된 단독 직렬 스위치(224)(이하, 편의상 전송 스위치를 의미)를 포함할 수 있다. 구체적으로, RFIC의 프론트 엔드 구조(220)는 저잡음 증폭기에 직접적으로 연결된 안테나 스위치가 배치되지 않는 대신, 병렬 공진 인덕터가 저잡음 증폭기 내에 포함되어 배치될 수 있으며, 그에 따른 병렬 공진 특성의 저잡음 증폭기 자체가 안테나 스위치의 역할을 대체할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따라, RFIC의 프론트 엔드 구조(220)는 전송 경로에 배치된 단일 직렬 스위치(224) 및 수신 경로에서 상호 커플링(mutual coupling)을 활용한 병렬 공진 구조를 갖는 저잡음 증폭기(222)를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따라, 신호의 수신 시, 전송 스위치(224)는 off 동작을 수행할 수 있으며, 전력 증폭기는 off 상태에 놓일 수 있고, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기(222)는 일정한 값의 임피던스(예를 들어, 일반적으로 임피던스 매칭을 위하여 50 Ω(ohm)으로 설계) 값을 갖게 되어 안테나와 임피던스 매칭이 될 수 있다. 이와 반대로, 신호의 전송 시, 전송 스위치(224)는 on 동작을 수행할 수 있으며, 전력 증폭기는 on 상태에 놓여 신호의 증폭 기능을 수행할 수 있고, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기(222)는 매우 큰 값을 갖는 저항으로 유도되어, 마치 off 상태인 것과 같아지도록 될 수 있다. 상술한 바와 같이, RFIC의 프론트 엔드 구조(220)에 따라, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기(222)는 저잡음 증폭기뿐만 아니라, 안테나 스위치의 기능을 동시에 수행할 수 있다. 또한, 병렬 공진 구조를 갖는 저잡음 증폭기(222)만으로 수신 경로의 안테나 스위치가 대체될 수 있고, 전송 경로의 단일 직렬 스위치(224)만이 배치되어 전송 경로의 손실도 최소화될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따라, RFIC의 프론트 엔드 구조 또는 병렬 공진 구조를 갖는 저잡음 증폭기의 구조는 상술한 실시예에 제한되지 않으며, 유사하거나 실질적으로 동일한 목적과 효과를 갖는 한, 다양한 구조를 포함할 수 있다. 예를 들어, RFIC의 프론트 엔드는 안테나 스위치를 포함하면서, 보다 효과적으로 스위칭 또는 증폭 기능을 수행할 수 있도록 병렬 공진 구조를 갖는 저잡음 증폭기를 더 포함할 수도 있다. 또는, 일 실시예에 따라, 저잡음 증폭기 내의 공진 구조는 일반적으로 존재하던 저잡음 증폭기 내의 소자들이 병렬 구조를 포함하는 임의의 구조로 배치되어 공진 특성을 발휘하는 다양한 경우를 포함할 수도 있다.

도 3은, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기(low noise amplifier) 및 RFIC의 프론트 엔드의 구조를 도시한다. 보다 구체적으로, 도 3은, 도 2의 RFIC의 프론트 엔드(220)의 구조의 구체적인 회로도가 도시된다.

도 3을 참조하여, RFIC의 프론트 엔드 구조(300)는 안테나, 전력 증폭기, 전송 스위치(320) 및 저잡음 증폭기의 구체적인 회로도를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따라, 저잡음 증폭기는 병렬 공진 인덕터를 포함하는 구조(310), 전원 공급을 위한 바이어스 소자(315), 전원을 공급하는 드레인 전원(voltage drain, VDD)(316) 및 증폭을 위한 다음 단(317) 등이 배치될 수 있다. 일 실시예에 따라, 상호 커플링된 병렬 공진 구조(310)는 병렬로 연결되어 공진 상태가 되는 인덕터(311, 312)를 포함할 수 있고, 이러한 병렬 공진 상태의 각 인덕터는 반대 방향의 흑점(dot)을 포함할 수 있다. 즉, 각 인덕터는 서로 반대 방향의 자기장을 갖게 되어, 인덕터 전류에 의한 상호 유도 전압 극성이 각각 다른 방향일 수 있다. 또한, 공진 상태의 인덕터들의 결합 계수(coupling factor)는 K_f일 수 있으며, 결합 계수는 인덕터들의 인덕턴스들의 곱과 반비례할 수 있다. 일 실시예에 따라, 상호 커플링된 병렬 공진 구조(310)는 커패시터(C₁)(313)를 더 포함할 수 있고, 커패시터(313)는 바이어스 소자의 on/off 동작에 의해 회로가 단락(short)이 되는 것을 방지하기 위하여 배치될 수 있다. 또한, 상호 커플링된 병렬 공진 구조(310)는, 신호 증폭을 위한 제1 트랜지스터(transistor)(M₁)(314)를 더 포함할 수 있으며, 제1 트랜지스터의 증폭을 위한 on/off 동작에 따라, 저잡음 증폭기는 안테나 스위치와 유사한 기능을 수행할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 수신 경로에 배치되는 저잡음 증폭기 구조는 off 상태일 때, 높은 임피던스가 되는 특성을 가질 수 있기 때문에 안테나 스위치와 유사한 기능을 수행할 수 있다. 일 실시예에 따라, 수신 경로에 배치되는 전송 스위치(320)는 전력 증폭기의 on/off 상태에만 관여를 하는 바, 병렬 트랜지스터 없이, 직렬로 배치되는 제2 트랜지스터(M₂)만으로 스위치 기능을 수행할 수 있다. 또한, 전송 스위치(320)는 병렬 인덕터를 포함하지 않기 때문에, 신호 수신 시, 전력 증폭기의 off 상태 임피던스와 함께 RFIC의 프론트 엔드 구조(300)의 임피던스 매칭에서 고려될 수 있다. 일 실시예에 따라, 신호 전송 시, 제2 트랜지스터(M₂)는 항복(breakdown)이 발생하지 않기 때문에 큰 채널 너비(width)를 필요로 하지 않고, 이에 따라, 신호 수신 시에도 전력 증폭기의 off 상태 임피던스와 함께 임피던스 매칭에서 고려되어도 경로 손실 또는 매칭 측면에서 성능의 열화가 크지 않을 수 있다. 다만, 일 실시예에 따라, 전력 증폭기의 off 상태 임피던스의 개별적인 특성에 따라 손실의 차이는 존재할 수 있다. 예를 들어, 일반적으로 class AB type의 전력 증폭기는 off 상태 출력 임피던스가 Doherty type의 전력 증폭기의 off 상태 출력 임피던스보다 큰 특징을 가질 수 있다. 따라서, 이러한 특성에 기반하여, 본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 임피던스 매칭을 위해 다양한 종류의 전력 증폭기(예를 들어, class AB type, Doherty type)들 중 적어도 하나가 선택되어 배치될 수 있다.

도 4a는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기의 일부를 도시한다. 구체적으로, 도 4a를 참조하면, 개별적인 금속(metal)으로 형성되는 인덕터 또는 커패시터를 사선에서 바라본 도면이 도시된다. 일 실시예에 따라, 도 4a에 도시된 구조는 도 3의 L_p(311), L_s(312) 및 C₁(313)을 형성하는 구조와 대응될 수 있다. 예를 들어, 도 4a에 도시된 구조는 제1 트랜지스터(M₁)를 제외한 상호 커플링된 병렬 공진 회로의 구조를 구현적으로 도시한 도면일 수 있다.

도 4a를 참조하여, 병렬 공진 구조는 병렬적으로 배치되어 공진 상태에 있는 제1 인덕터(L_s), 제2 인덕터(L_p)를 포함할 수 있다. 또한, 병렬 공진 구조는 바이어스 소자의 on/off 동작에 의해 회로가 단락(short)이 되는 것을 방지하기 위하여 배치되는 커패시터(C₁)(450)를 더 포함할 수 있다. 일 실시예에 따라, 제1 인덕터와 제2 인덕터는 각각 두 개의 금속층을 이용하여 스파이럴(spiral) 형태로 형성될 수 있다. 병렬 공진 인덕터가 스파이럴 형태로 형성되고, 그 사이에 커패시터(C₁)(450)가 배치될 수 있도록 병렬 공진 구조가 형성됨으로써, 각 인덕터와 커패시터가 차지하는 면적은 병렬 공진 상태를 유지하면서 최소화될 수 있다. 특히, 이러한 구조는 고주파 RFIC의 동작적인 측면에서 회귀 전류 경로(return current path)를 명확히 특정할 수 있어, 회로의 안정성을 높여줄 수도 있다.

일 실시예에 따라, 제1 인덕터(L_s)는 제1 금속층(410) 및 제2 금속층(420)이 수평으로 배치되어 형성될 수 있다. 제1 금속층(410)은 제1 트랜지스터(M₁)의 소스(source)로부터 전하 캐리어를 공급받을 수 있다. 제2 금속층(420)은 대지와 연결되어 접지(ground) 역할을 수행할 수 있다. 일 실시예에 따라, 제1 금속층(410)과 제2 금속층(420)에 전류가 흐르면서 발생하는 자기장에 의해 유도 전압 극성이 발생할 수 있다.

일 실시예에 따라, 제2 인덕터(L_p)는 제2 금속층(420) 및 제3 금속층(430)이 수평으로 배치되어 형성될 수 있다. 제2 금속층(420)은 대지와 연결되어 접지(ground) 역할을 수행할 수 있다. 일 실시예에 따라, 제2 금속층(420)과 제3 금속층(430)에 전류가 흐르면서 발생하는 자기장에 의해 유도 전압 극성이 발생할 수 있다. 일 실시예에 따라, 제2 인덕터(L_p)에 의해 발생하는 유도 전압 극성은 제1 인덕터(L_s)에 의해 발생하는 유도 전압 극성과 반대일 수 있다.

일 실시예에 따라, 커패시터(C₁)(450)는 제4 금속층(440)과 접착되어 형성될 수 있고, 제4 금속층(440)은 제1 트랜지스터(M₁)의 게이트(gate)에게 전하 캐리어를 전달할 수 있다.

일 실시예에 따라, 도 4a에 개시된 구조는 차지하는 면적을 최소화하고 회로의 안정성을 위해 구현된 구조를 의미할 수 있다. 다만, 본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 면적과 무관하게 각 인덕터가 서로 미치는 영향을 최소화하고, 결합 계수를 조정하는 등, 구현에 따라, 상술한 예시에 제한되지 않고, 다양한 구조를 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 예를 들어, 커패시터(C_-1)(450) 또는 제1 금속층 내지 제4 금속층(410, 420, 430, 440)은 금속뿐만 아니라 다양한 재료가 사용될 수 있다. 일 실시예에 따라, 다양한 재료는 전류를 효율적으로 송수신하고 반응성이 낮으며, 고온에서 잘 견디는 특성을 고려하여, 다양한 반도체 소재들 또는 산화막(oxide) 위에 증착 적층(stack)된 다결정 실리콘(poly silicon) 등을 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 저잡음 증폭기 내의 다양한 소자들과의 배치를 고려하여, 회로 구조의 다양성을 위해, 제1 인덕터(L_s), 제2 인덕터(L_p) 또는 커패시터(450)는 도 4a에 도시된 구조와 다른 순서로 수평적으로 배치될 수도 있으며, 인덕터의 병렬 공진 특성에 커패시터가 미칠 영향을 고려하여, 커패시터(C₁)(450)를 인덕터들과 별도로 배치하여 병렬 공진 구조가 형성될 수도 있다.

일 실시예에 따라, 병렬 공진 특성을 위한 유도 결합 특성은 인덕터 간의 자기장에 의한 것으로, 인덕터들 사이의 거리에 따라 그 특성이 변할 수 있다. 따라서, 병렬 공진 상태를 포함하는 한, 회로의 차지 면적과 무관하게 결합 계수 또는 임피던스 매칭을 위한 여러 변수를 조정하기 위하여 각 인덕터는 일정한 거리를 두고 이격될 수도 있다.

일 실시예에 따라, 병렬 공진 특성을 위하여 2개의 인덕터뿐만 아니라, 3개 이상의 인덕터가 상호 간에 커플링될 수도 있다. 따라서, 병렬 공진 구조는 3개 이상의 인덕터를 포함할 수 있고, 그 중 일부 또는 전부가 병렬적으로 배치되어 병렬 공진 상태에 있는 한, 상술한 예시에 제한되지 않고 본 개시의 다양한 실시예들에 포함될 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 저잡음 증폭기가 포함하는 병렬 공진 구조는 각 인덕터들이 공진 상태에 있어, 전류의 흐름에 따라 높은 임피던스가 되는 특성을 갖는 한, 도 4a에 도시된 예시에 제한되지 않고, 다양한 구조가 구현적으로 포함될 수 있다.

도 4b는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 병렬 공진 인덕터 구조의 예를 도시한다. 보다 구체적으로, 도 4b를 참조하여, 도 4a에 도시된 병렬 공진 구조의 각 금속층들 및 커패시터(450)가 개별적으로 도시된다.

일 실시예에 따라, 제1 인덕터(L_s)는 제1 금속층(410) 및 제2 금속층(420)이 수평으로 배치되어 형성될 수 있다. 제1 금속층(410)은 제1 트랜지스터(M₁)의 소스(source)로부터 전하 캐리어를 공급받을 수 있다. 제2 금속층(420)은 대지와 연결되어 접지(ground) 역할을 수행할 수 있다. 일 실시예에 따라, 제1 금속층(410)과 제2 금속층(420)에 전류가 흐르면서 발생하는 자기장에 의해 유도 전압 극성이 발생할 수 있다. 일 실시예에 따라, 제2 금속층(420)은 제1 인덕터(L_s) 및 제2 인덕터(L_p)에 의해 공유적으로 사용될 수 있다.

도 5a는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 신호를 수신하는 경우, RFIC의 일부에 대한 등가 회로를 도시한다. 구체적으로, 도 5a를 참조하여, 신호를 수신하는 경우, RFIC 프론트 엔드의 임피던스 매칭을 위한 구체적인 등가회로가 도시된다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 도 5a를 참조하여, 신호 수신(예를 들어, Rx) 모드의 RFIC 프론트 엔드의 등가회로(500)가 도시된다. 신호 수신 모드의 RFIC 프론트 엔드의 등가회로(500)는 안테나 임피던스(501), 출력 임피던스(510), 기생 커패시터(511), 병렬 공진 상태를 위하여 유도 결합되는 인덕터들(502, 503), 제1 트랜지스터 등가 모델(505) 및 부하 임피던스(504)를 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 안테나의 임피던스(501)는 Z-₀일 수 있다. 또한, 신호 수신 시, 프론트 엔드 회로의 입력 임피던스는 Z_{IN_Rx}일 수 있다. 일 실시예에 따라, Z_{in_Rx}는 전력 증폭기가 off 상태일 때의 출력 임피던스인 Z_{PA_OFF}(510)와 제2 트랜지스터의 off 상태일 때의 기생 커패시터(C_{M2--_OFF})(511)를 포함한 임피던스일 수 있다. 즉, 신호 수신 시, 전력 증폭기의 off 상태 임피던스가 저잡음 증폭기의 임피던스 매칭을 위해 저잡음 증폭기의 임피던스에 포함되어 이용될 수 있다.

일 실시예에 따라, 신호 수신 시, 제1 트랜지스터(M₁)는 on 상태일 수 있다. 신호 수신 모드의 경우, 제1 트랜지스터(M₁)(505)의 등가 모델은 게이트-소스 간 커패시터(C_gs)(507), 게이트-소스 간 종속 전압원(V_gs)(509), 게이트-드레인 간 커패시터(C_gd))(508) 및 드레인-소스 간 임피던스(Z_ds)(506)를 포함할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 이상적인 임피던스 매칭을 위한 RFIC 프론트 엔드의 회로가 아래와 같이 구현될 수 있다.

일 실시예에 따라, 임피던스 매칭을 위하여 신호 수신 시, Z_{IN_Rx}와 Z₀은 실질적으로 동일하도록 설계될 수 있다. 일 실시예에 따라, 바이어스 전원에 의한 단락(short) 방지를 위하여 실제적으로 존재하는 커패시터들(C₁(미도시) 및 C_gd(509))은 임피던스 매칭 시, 그 영향이 미약하므로, 제외하고 해석될 수 있다. 또한, 산술적인 편의상, 병렬 공진 인덕터들(502, 503)은 동일한 인덕턴스 값을 갖는다고 가정할 수 있고, 병렬 공진 인덕터의 결합 계수(k_f)는 1이라고 가정할 수 있으며, 제1 트랜지스터(M₁)의 임피던스(506)는 on 또는 off 상태를 구분하지 않고 동일한 값의 입출력 임피던스 값을 가질 수 있도록 가정할 수 있다. 저잡음 증폭기의 부하 임피던스 Z_L(504)은 신호 수신 시, 임피던스 매칭을 위한 필수 조건인 소자라고 할 수 있으며, 회귀 손실(return loss)이 일반적으로 좋은 품질을 의미할 수 있는 -10dB 이하(예를 들어, VSWR(voltage standig wave ratio)<1.925)로 설계될 수 있다.

일 실시예에 따라, 신호 수신 시, 제1 트랜지스터(M₁)(505)를 포함하는 RFIC 회로(500)를 S 파라미터로 표현하면 과 같이 나타날 수 있다. 여기서, S-_ab는 출력 전압을 입력 전압으로 나눈 값()일 수 있다. S 파라미터란 주파수 분포상에서 입력 전압 대 출력 전압의 비를 의미하며, 입출력 신호 간의 상대적인 값을 통해 RF(radio frequency) 회로의 특성 분석에 사용되는 파라미터일 수 있다.

일 실시예에 따라, 상술한 조건 하에서, 임피던스 매칭을 하기 위하여, 반사 계수()가 도입될 수 있다. 반사 계수란 임피던스 차에 의해 발생하는 반사량을 입력 전압 대 반사 전압 비로 계산한 지표를 의미할 수 있으며, 으로 표현될 수 있다. 일 실시예에 따라, 반사 계수의 수치가 작을 수록 반사량이 작고, 임피던스 매칭이 잘 되었다는 것을 의미할 수 있다. 일 실시예에 따라, 임피던스 매칭이 완벽하게 수행된 경우, 입력단과 부하단에서 반사가 전혀 일어나지 않고, 최대 전력의 효율을 낼 수 있는 회로라는 것을 의미할 수 있다. 다만, 실제적 회로에서 반사가 전혀 일어나지 않을 수는 없는 바, 이 때 발생하는 반사 계수를 전력의 log scale(dB)로 변환한 값이 회귀 손실(return loss)일 수 있다. 즉, 과 같이 표현될 수 있다. 따라서, 회귀 손실의 절대 값이 클수록 반사량이 작다는 의미인 바, 임피던스 매칭이 잘되었다는 것을 의미할 수 있다. 또다른 반사 지표로서, 정재파비(voltage standig wave ratio, VSWR)가 도입될 수 있다. 정재파비는 최대 진폭과 최소 진폭의 전압의 비를 의미하는 것으로, 와 같이 표현될 수 있다. 즉, 가장 이상적인 VSWR 값은 1일 수 있으며, VSWR이 증가할수록 반사량이 커지며, 이상적인 임피던스 매칭에서 벗어나는 것을 의미할 수 있다.

상술한 바와 같이, 효율적인 임피던스 매칭을 위하여, 일정한 반사량 이하의 값을 갖기 위한 입력 임피던스가 설계될 수 있다. 예를 들어, 일반적으로 효율적인 임피던스 매칭을 수행하기 위하여, 실제적 회로는 VSWR이 1.925 미만인 경우로 설계될 수 있다. 이러한 조건 하에서, 입력 임피던스 부하의 값을 계산하면 아래와 같은 값을 가질 수 있다.

여기서, 상술한 조건을 고려하여, , 및 과 같이 표현될 수 있다.

일 실시예에 따라, 위 수학식에서 산출된 부하 임피던스를 고려하여 신호 수신 시, 입력 임피던스의 값은 아래와 같은 식으로 표현될 수 있다.

일 실시예에 따라, 수학식 2에서 산출된 입력 임피던스의 수식에 상술한 조건들에 기반한 값 및 구체적인 아래와 같은 소자 값을 대입할 수 있다.

Name	Value	Name	Value
C _gs	40 fF	L _p , L _s	220 pH
C _ds	30 fF	k _f	1
C _gd	∞	Z _L	402\|\|6.4fF
g _m	0.03 S	C _{M2_OFF}	60fF
Z _ds	600\|\|30fF	Z _{PA_OFF}	0

일 실시예에 따라, 위와 같은 소자 값들은 신호 수신의 경우 또는 신호 전송의 경우 RFIC의 등가회로에 모두 대입될 수 있다. 일 실시예에 따라, 위와 같은 소자 값들을 대입하는 경우, 아래와 같은 수식이 도출될 수 있다.

일 실시예에 따라, 신호 수신 시, 입력 임피던스의 값을 해석한 결과, 입력 임피던스의 값은 안테나 임피던스의 값과 실질적으로 동일한 값을 가질 수 있다. 즉, 신호 수신 시, RFIC 프론트 엔드의 등가회로(500)는 병렬로 연결된 인덕터에 의하여 공진 특성을 갖도록 설계될 수 있다. 예를 들어, 입력 임피던스는 병렬 공진 형태의 특성을 가질 수 있으며, 신호 수신 시, Z₀과 같이 보일 수 있다.

도 5b는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 신호를 전송하는 경우, RFIC의 일부에 대한 등가 회로를 도시한다. 구체적으로, 도 5b를 참조하여, 신호를 전송하는 경우, RFIC 프론트 엔드의 임피던스 매칭을 위한 구체적인 등가회로가 도시된다. 일 실시예에 따라, 도 5b의 등가회로는 도 5a의 등가회로와 동일한 회로가 신호 전송 모드에 있는 경우일 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 도 5b를 참조하여, 신호 전송(예를 들어, Tx) 모드의 RFIC 프론트 엔드의 등가회로(550)가 도시된다. 신호 전송 모드의 RFIC 프론트 엔드의 등가회로(550)는 안테나 임피던스(551), 병렬 공진 상태를 위하여 유도 결합되는 인덕터들(552, 553), 제1 트랜지스터 등가 모델(555) 및 부하 임피던스(554)를 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 안테나의 임피던스(551)는 Z-₀일 수 있다. 또한, 신호 전송 시, 프론트 엔드 회로의 출력 임피던스는 Z_{OUT_Tx}일 수 있다. 일 실시예에 따라, Z_{OUT_Tx}는 전력 증폭기가 on 상태인 경우로서, 안테나 임피던스(551)와 저잡음 증폭기의 off 임피던스가 병렬로 형성된 임피던스일 수 있다.

일 실시예에 따라, 신호 전송 시, 제1 트랜지스터(M₁)는 off 상태일 수 있다. 신호 전송 모드의 경우, 제1 트랜지스터(M₁)(555)의 등가 모델은 게이트-소스 간 커패시터(C_gs)(557), 게이트-드레인 간 커패시터(C_gd))(558) 및 드레인-소스 간 임피던스(Z_ds)(556)를 포함할 수 있다. 이 때, 저잡음 증폭을 위한 바이어스 전원이 off이므로, 게이트-소스 간 전압이 인가되지 않을 수 있다.

일 실시예에 따라, 임피던스 매칭을 위하여 신호 수신 시, Z_{OUT_Tx}와 Z₀은 실질적으로 동일하도록 설계될 수 있다. 일 실시예에 따라, 바이어스 전원에 의한 단락(short) 방지를 위하여 실제적으로 존재하는 커패시터들(C₁(미도시) 및 C_gd(559))은 임피던스 매칭 시, 그 영향이 미약하므로, 제외하고 해석될 수 있다. 또한, 산술적인 편의상, 병렬 공진 인덕터들(552, 553)은 동일한 인덕턴스 값을 갖는다고 가정할 수 있고, 병렬 공진 인덕터의 결합 계수(k_f)는 1이라고 가정할 수 있으며, 제1 트랜지스터(M₁)의 임피던스(556)는 on 또는 off 상태를 구분하지 않고 동일한 값의 입출력 임피던스 값을 가질 수 있도록 가정할 수 있다. 저잡음 증폭기의 부하 임피던스 Z_L(554)은, 회귀 손실(return loss)이 일반적으로 좋은 품질을 의미할 수 있는 -10dB 이하(예를 들어, VSWR(voltage standig wave ratio)<1.925)로 설계될 수 있다.

일 실시예에 따라, 신호 수신 시, 제1 트랜지스터(M₁)(555)를 포함하는 RFIC 회로(550)를 S 파라미터로 표현하면 과 같이 나타날 수 있다. 여기서, S-_ab는 출력 전압을 입력 전압으로 나눈 값()일 수 있다. S 파라미터란 주파수 분포상에서 입력 전압 대 출력 전압의 비를 의미하며, 입출력 신호 간의 상대적인 값을 통해 RF(radio frequency) 회로의 특성 분석에 사용되는 파라미터일 수 있다.

상술한 바와 같이, 효율적인 임피던스 매칭을 위하여, 일정한 반사량 이하의 값을 갖기 위한 출력 임피던스가 설계될 수 있다. 일 실시예에 따라, 상술한 조건들을 고려하여 산출된 부하 임피던스의 값은 도 5a에 개시된 수학식과 동일할 수 있다.

일 실시예에 따라, 상술한 바와 같이 산출된 부하 임피던스를 고려하여 신호 전송 시, 출력 임피던스의 값은 아래와 같은 식으로 표현될 수 있다.

일 실시예에 따라, 수학식 4에서 산출된 출력 임피던스의 수식에 상술한 조건들에 기반한 값 및 구체적인 소자 값이 대입될 수 있고, RFIC 프론트 엔드의 등가회로는 도 5a와 동일한 회로인 바, 도 5a의 표 1에 개시된 값과 동일한 값들이 사용될 수 있다.

즉, 표 1에 개시된 소자 값들은 신호 수신의 경우 또는 신호 전송의 경우 RFIC의 등가회로에 모두 대입될 수 있다. 일 실시예에 따라, 위와 같은 소자 값들을 대입하는 경우, 아래와 같은 수식이 도출될 수 있다.

일 실시예에 따라, 신호 전송 시, 출력 임피던스의 값을 해석한 결과, 출력 임피던스의 값은 안테나 임피던스의 값과 실질적으로 동일한 값을 가질 수 있다. 즉, 신호 전송 시, RFIC 프론트 엔드의 등가회로(550)는 병렬로 연결된 인덕터에 의하여 공진 특성을 갖도록 설계될 수 있다. 예를 들어, 출력 임피던스는 병렬 공진 형태의 특성을 가질 수 있으며, 신호 전송 시, Z₀과 같이 보일 수 있다.

상술한 바와 같이, 도 5a 내지 도 5b는 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기 및 전력 증폭기와 직렬로 연결된 스위칭 트랜지스터를 포함하는 RFIC의 프론트 엔드 구조의 임피던스 매칭을 위한 설계를 도시한다. 다만, 본 개시의 다양한 실시예들에 따라, 상술한 구조는 예시일 뿐, 이에 제한되지 않으며, 병렬 공진 특성을 갖는 다양한 구조의 저잡음 증폭기가 포함될 수 있다. 예를 들어, 저잡음 증폭기의 트랜지스터 임피던스 또는 부하 임피던스와 관련하여, 트랜지스터를 축적(stack)하여 전압 헤드룸의 문제없이 임피던스를 증가(boost)시킬 수 있는 캐스코드(cascode) 구조가 사용될 수 있다. 일 실시예에 따라, 저잡음 증폭기는 반전 입력 단자와 비반전 입력 단자를 사용하여, 두 입력 간의 차이를 증폭하는 차동(differential) 증폭기 구조가 사용될 수 있다. 일 실시예에 따라, 저잡음 증폭기는 축적된 트랜지스터 및 대칭 구조를 이용한 캐스코드 차동 증폭기 구조가 사용될 수 있다.

일 실시예에 따라, RFIC 프론트 엔드 구조는 상술한 저잡음 증폭기의 다양한 구조에 기반하여, 복수의 저잡음 증폭기를 포함할 수도 있다. 이때, RFIC의 프론드 엔드 구조는 변압기(transformer)를 더 포함할 수 있고, 적어도 하나의 저잡음 증폭기에 포함된 변압기 구조를 활용하여 분산 능동 변압기(distributed active transformer)의 형태로 입력 신호를 처리할 수 있다. 분산 능동 변압기는 복수의 인덕터들 및 저전압 트랜지스터들을 사용하여 많은 양의 RF 전력을 생성하는데 사용될 수 있다.

상술한 바와 같이, 입출력 전류 및 전원을 고려하여, 도 5a 및 도 5b에 개시된 트랜지스터 임피던스 또는 부하 임피던스 외에도 다양한 모델의 저잡음 증폭을 위한 구조가 형성될 수 있다. 다만 그러한 경우들에도 공진 상태의 인덕터들이 병렬로 배치되어 저잡음 증폭기 내에 형성됨으로써, 저잡음 증폭기가 공진 특성을 갖게 되어, 안테나 스위치의 역할을 대체할 수 있어야함은 물론이다.

이하 도 6a와 도 6b에서는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 병렬 공진 상태의 인덕터들을 포함하는 저잡음 증폭기와 저잡음 증폭기를 포함하는 전자 장치의 신호 전송 또는 신호 수신 시, 주파수 대역에 따른 특성 및 주파수 특성을 비교하여 설명한다.

도 6a는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기의 임피던스를 도시하는 그래프의 예를 도시한다. 도 6a에서는 설명의 편의를 위하여 RFIC 프론트 엔드의 각 소자 값들은 도 5a 및 도 5b에서 서술된 소자 값들 및 회귀 손실을 갖는 것으로 가정한다.

일 실시예에 따라, 도 6a의 제1 그래프(611)를 참조하면, 주파수 대역폭에 따른 스미스 차트(smith chart)가 도시된다. 제1 그래프(611)의 실선은 신호 전송 시, 주파수 대역에 따른 출력 임피던스의 집합을 의미할 수 있다. 제1 그래프(611)의 점선은 신호 수신 시, 주파수 대역에 따른 입력 임피던스의 집합을 의미할 수 있다. 일 실시예에 따라, 주파수 대역이 22GHz에서 32GHz로 증가함에 따라, 각 입력 임피던스 또는 출력 임피던스는 변화될 수 있다. 이 때, 전자 장치(예를 들어, RFIC의 프론트 엔드)의 소자 값들 또는 VSWR의 값은 도 5a 내지 도 5b에 개시된 값일 수 있다. 일 실시예에 따라, 부하 임피던스는 신호 수신 시, 공진 주파수가 27GHz가 되도록 설계되어 있을 수 있다. 일 실시예에 따라, 제1 그래프(611)에서 도시된 바와 같이, 신호 전송 시의 출력 임피던스는 신호 수신 시의 입력 임피던스에 비하여 간단한 등가회로를 가질 수 있으며, 이에 따라 미칠 수 있는 영향이 더 작은 바, 주파수 대역에 따른 변화가 더 작을 수 있다.

일 실시예에 따라, 도 6a의 제2 그래프(613)를 참조하면, 주파수 대역폭에 따른 회귀 손실이 도시된다. 도 6a의 제2 그래프(613)의 가로축은 주파수(단위: GHz)를 의미하고, 제2 그래프(613)의 세로축은 회귀 손실(단위: dB)을 의미한다. 일 실시예에 따라, 제2 그래프(613)의 실선은 신호 전송 시, 주파수 대역에 따른 출력 임피던스를 의미할 수 있다. 제2 그래프(613)의 점선은 신호 수신 시, 주파수 대역에 따른 입력 임피던스를 의미할 수 있다. 일 실시예에 따라, 부하 임피던스는 신호 수신 시, 공진 주파수가 27GHz가 되도록 설계되어 있을 수 있다.

도 6b는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기의 성능을 도시하는 그래프의 예를 도시한다. 도 6b에서는 설명의 편의를 위하여 RFIC 프론트 엔드의 각 소자 값들은 도 5a 및 도 5b에서 서술된 소자 값들 및 회귀 손실을 갖는 것으로 가정한다.

도 6b를 참조하여, 저잡음 증폭기가 off 상태인 경우, 신호가 전력 증폭기로부터 전송 경로를 따라 안테나에게 전송되는 구조(621)가 도시된다. 일반적으로 효율적인 임피던스 매칭을 위해, 실제 RF 회로에는 입력단, 부하단 등이 50 Ω(ohm)으로 매칭되어 있을 수 있다.

일 실시예에 따라, 도 6b의 그래프(623)를 참조하면, 주파수 대역폭에 따른 삽입 손실(insertion loss)이 도시된다. 도 6b의 그래프(623)의 가로축은 주파수(단위: GHz)를 의미하고, 그래프(623)의 세로축은 삽입 손실(단위: dB)을 의미한다. 삽입 손실이란 회로에 소자가 삽입되어 발생하게 되는 신호 전력의 손실을 의미할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예들에 따른 RFIC 프론트 엔드의 설계가 이루어진 경우, 전송 경로에서 예상되는 삽입 손실은, 주파수 대역이 24GHz에서 32GHz에 이르기까지 0.5dB 이하로 나타날 수 있다. 일반적인 전송 경로 소자들에 의한 삽입 손실(예를 들어, 안테나 스위치를 이용한 구조의 삽입 손실)이 1dB로 나타나는 것에 비하여, 전력 증폭기에 직렬로 연결된 단일 스위치의 사용에 따라, 삽입 손실의 현저한 감소가 이뤄질 수 있다. 또한, 신호 수신 시에는, 수신을 위한 스위치가 별도로 존재하지 않기 때문에 추가적인 삽입 손실은 발생하지 않을 수 있다.

도 7은, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른, 전자 장치의 기능적 구성을 도시한다.

도 7을 참고하면, 전자 장치(710)의 예시적인 기능적 구성이 도시된다. 전자 장치(710)는 안테나부(711), 필터부(712), RF(radio frequency) 처리부(713), 제어부(714)를 포함할 수 있다.

안테나부(711)는 다수의 안테나들을 포함할 수 있다. 안테나는 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행한다. 안테나는 서브스트레이트(예를 들어, PCB) 위에 형성된 도전체 또는 도전성 패턴으로 이루어진 방사체를 포함할 수 있다. 안테나는 상향 변환된 신호를 무선 채널 상에서 방사하거나 다른 장치가 방사한 신호를 획득할 수 있다. 각 안테나는 안테나 엘리먼트 또는 안테나 소자로 지칭될 수 있다. 일부 실시예들에서, 안테나부(711)는 복수의 안테나 엘리먼트들이 열(array)을 이루는 안테나 어레이(antenna array)(예를 들어, 서브 어레이(sub array))를 포함할 수 있다. 안테나부(711)는 RF 신호선들을 통해 필터부(712)와 전기적으로 연결될 수 있다. 안테나부(711)는 다수의 안테나 엘리먼트들을 포함하는 PCB에 실장될 수 있다. PCB는 각 안테나 엘리먼트와 필터부(712)의 필터를 연결하는 복수의 RF 신호선들을 포함할 수 있다. 이러한 RF 신호선들은 급전 네트워크(feeding network)로 지칭될 수 있다. 안테나부(711)는 수신된 신호를 필터부(712)에 제공하거나 필터부(712)로부터 제공된 신호를 공기중으로 방사할 수 있다. 본 개시의 일 실시예에 따른 구조의 안테나는 안테나부(711)에 포함될 수 있다.

다양한 실시예들에 따른 안테나부(711)는 이중 편파 안테나를 갖는 적어도 하나의 안테나 모듈을 포함할 수 있다. 이중 편파 안테나는 일 예로, 크로스-폴(x-pol) 안테나일 수 있다. 이중 편파 안테나는 서로 다른 편파에 대응하는 2개의 안테나 엘리먼트들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 이중 편파 안테나는 +45°의 편파를 갖는 제1 안테나 엘리먼트와 -45°의 편파를 갖는 제2 안테나 엘리먼트를 포함할 수 있다. 편파는 +45°, -45° 외에 직교하는 다른 편파들로 형성될 수 있음은 물론이다. 각 안테나 엘리먼트는 급전선(feeding line)과 연결되고, 후술되는 필터부(712), RF 처리부(713), 제어부(714)와 전기적으로 연결될 수 있다.

일 실시예에 따라, 이중 편파 안테나는 패치 안테나(혹은 마이크로스트립 안테나(microstrip antenna))일 수 있다. 이중 편파 안테나는 패치 안테나의 형태를 가짐으로써, 배열 안테나로의 구현 및 집적이 용이할 수 있다. 서로 다른 편파를 갖는 두 개의 신호들이 각 안테나 포트에 입력될 수 있다. 각 안테나 포트는 안테나 엘리먼트에 대응한다. 높은 효율을 위하여, 서로 다른 편파를 갖는 두 개의 신호들 간 코-폴(co-pol) 특성과 크로스-폴(cross-pol) 특성과의 관계를 최적화시킬 것이 요구된다. 이중 편파 안테나에서, 코-폴 특성은 특정 편파 성분에 대한 특성 및 크로스-폴 특성은 상기 특정 편파 성분과 다른 편파 성분에 대한 특성을 나타낸다.

필터부(712)는 원하는 주파수의 신호를 전달하기 위해, 필터링을 수행할 수 있다. 필터부(712)는 공진(resonance)을 형성함으로써 주파수를 선택적으로 식별하기 위한 기능을 수행할 수 있다. 일부 실시예들에서, 필터부(712)는 구조적으로 유전체를 포함하는 공동(cavity)을 통해 공진을 형성할 수 있다. 또한, 일부 실시예들에서 필터부(712)는 인덕턴스 또는 커패시턴스를 형성하는 소자들을 통해 공진을 형성할 수 있다. 또한, 일부 실시예들에서, 필터부(712)는 BAW(bulk acoustic wave) 필터 혹은 SAW(surface acoustic wave) 필터와 같은 탄성 필터를 포함할 수 있다. 필터부(712)는 대역 통과 필터(band pass filter), 저역 통과 필터(low pass filter), 고역 통과 필터(high pass filter), 또는 대역 제거 필터(band reject filter) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 즉, 필터부(712)는 송신을 위한 주파수 대역 또는 수신을 위한 주파수 대역의 신호를 얻기 위한 RF 회로들을 포함할 수 있다. 다양한 실시예들에 따른 필터부(712)는 안테나부(711)와 RF 처리부(713)를 전기적으로 연결할 수 있다.

RF 처리부(713)는 복수의 RF 경로들을 포함할 수 있다. RF 경로는 안테나를 통해 수신되는 신호 혹은 안테나를 통해 방사되는 신호가 통과하는 경로의 단위일 수 있다. 적어도 하나의 RF 경로는 RF 체인으로 지칭될 수 있다. RF 체인은 복수의 RF 소자들을 포함할 수 있다. RF 소자들은 증폭기, 믹서, 오실레이터, DAC, ADC 등을 포함할 수 있다. 예를 들어, RF 처리부(713)는 기저대역(base band)의 디지털 송신신호를 송신 주파수로 상향 변환하는 상향 컨버터(up converter)와, 상향 변환된 디지털 송신신호를 아날로그 RF 송신신호로 변환하는 DAC(digital-to-analog converter)를 포함할 수 있다. 상향 컨버터와 DAC는 송신경로의 일부를 형성한다. 송신 경로는 전력 증폭기(power amplifier, PA) 또는 커플러(coupler)(또는 결합기(combiner))를 더 포함할 수 있다. 또한 예를 들어, RF 처리부(713)는 아날로그RF 수신신호를 디지털 수신신호로 변환하는 ADC(analog-to-digital converter)와 디지털 수신신호를 기저대역의 디지털 수신신호로 변환하는 하향 컨버터(down converter)를 포함할 수 있다. ADC와 하향 컨버터는 수신경로의 일부를 형성한다. 수신 경로는 저전력 증폭기(low-noise amplifier, LNA) 또는 커플러(coupler)(또는 분배기(divider))를 더 포함할 수 있다. RF 처리부의 RF 부품들은 PCB에 구현될 수 있다. 안테나들과 RF 처리부의 RF 부품들은 PCB 상에서 구현될 수 있고, PCB와 PCB 사이에 필터들이 반복적으로 체결되어 복수의 층들(layers)을 형성할 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 따른 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기의 구조는 도 7의 RF 처리부(713)에 포함될 수 있다. 즉, RF 처리부(713)는 mmWave를 위한 RF 소자로서, RFIC(radio frequency integrated circuit)를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따라, 본 개시의 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기는 RFIC상에 배치될 수 있고, 병렬 공진 인덕터는 저잡음 증폭기의 증폭 기능을 위한 소자들 전단 또는 후단 중 적어도 하나에 배치될 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 따른 병렬 공진 인덕터가 포함된 저잡음 증폭기의 구조를 통해, RF 처리부(713)에는 전력 증폭기와 저잡음 증폭기 사이의 스위칭을 위하여 스위칭 소자(예를 들어, 커패시터)가 추가적으로 배치될 필요가 없고, 손실(loss)도 최소화될 수 있다. 또한, 저잡음 증폭기를 위한 스위칭 소자가 추가적으로 배치되지 않기 때문에 RF 처리부(713)가 전자 장치 내부에서 차지하는 면적이 감소될 수 있다. 이에 따라, 전자 장치는 더 많은 RF 구성요소들을 실장하거나 전자 장치의 크기가 소형화될 수 있다. 추가적으로, 본 개시의 일 실시예에 따른 병렬 공진 인덕터가 포함된 저잡음 증폭기의 구조에 의해서 RF 처리부(713)가 차지하는 면적이 감소되어 주변 RF 구성요소들과의 간섭이 최소화될 수 있는 바 추가적인 공정이 필요하지 않기 때문에 전자 장치의 대량 생산에도 용이할 수 있다.

제어부(714)는 전자 장치(710)의 전반적인 동작들을 제어할 수 있다. 제어부 (714)은 통신을 수행하기 위한 다양한 모듈들을 포함할 수 있다. 제어부(714)는 모뎀(modem)과 같은 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함할 수 있다. 제어부(714)는 디지털 신호 처리(digital signal processing)을 위한 모듈들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 제어부(714)는 모뎀을 포함할 수 있다. 데이터 송신 시, 제어부(714)는 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성한다. 또한, 예를 들어, 데이터 수신 시, 제어부(714)는 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다. 제어부(714)는 통신 규격에서 요구하는 프로토콜 스택(protocol stack)의 기능들을 수행할 수 있다.

도 7에서는 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 장치가 적용될 수 있는 장비로서 전자 장치(710)의 기능적 구성을 서술하였다. 그러나, 도 7에 도시된 예는 도 1 내지 도 6b를 통해 서술된 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 구조를 위한 장치의 예시적인 구성일 뿐, 본 개시의 실시예들이 도 7에 도시된 장비의 구성요소들에 한정되는 것은 아니다. 따라서, 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기 구조 그 자체 및 상기 구조를 포함하는 전자 장치 또한 본 개시의 실시예로써 이해될 수 있다.

또한, 본 개시가 도 1 내지 도 6b에서 도시된 바와 같은 구조로 한정함을 의미하는 것은 아니다. 예를 들어, 본 개시의 도 1 내지 도 6b에서는 병렬 공진 인덕터가 저잡음 증폭기 내의 전단에 배치되는 것으로 도시되었으나, 상술한 바와 같이 증폭 기능을 수행하는 다른 소자들을 고려하여 다른 구조를 가질 수 있다. 다른 예를 들어, 본 개시의 RFIC의 프론트 엔드는 직렬로 연결된 전력 증폭기의 스위치 및 병렬 공진 인덕터를 포함하는 저잡음 증폭기가 도시되었으나, 전력 증폭기의 스위치 대신, 전력 증폭기와 저잡음 증폭기를 스위칭하는 안테나 스위치가 더 배치될 수도 있다. 다시 말해서, 병렬 공진 인덕터의 구조, 개수 또는 다른 소자와의 관계를 고려하여 배치를 조절함으로써 효율적인 임피던스 매칭을 수행하도록 RFIC 프론트 엔드의 구조가 변경될 수 있음을 의미할 수 있다.

이상 도 1 내지 도 6b에서는, 설명의 편의를 위하여 저잡음 증폭기에 포함되는 병렬 공진 인덕터 구조로서, 2개의 인덕터 및 커패시터가 도시되였으나, 본 개시에 따른 구조가 이에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, 본 개시의 일 실시예에 따른 병렬 공진 인덕터 구조는 복수 개의 인덕터 및 커패시터뿐만 아니라, 복수 개의 공진 소자들을 더 포함할 수도 있다.

일 실시예에 따라, 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 스파이럴(spiral) 구조로 형성되고, 상기 제1 인덕터, 상기 제2 인덕터 및 상기 커패시터는 수평적으로 적층될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 제1 인덕터의 유도 전압 극성과 상기 제2 인덕터의 유도 전압 극성은 서로 반대 방향일 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 저잡음 증폭기는 캐스코드(cascode) 증폭기 구조 또는 차동(differential) 증폭기 구조 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 저잡음 증폭기는, 적어도 하나의 변압기(transformer)에 기반하여 분산 능동 변압기(distributed active transformer)로서 형성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 저잡음 증폭기는, 저잡음 증폭을 위한 적어도 하나의 트랜지스터를 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 적어도 하나의 트랜지스터는, 게이트(gate)-드레인(drain) 간 연결된 제1 커패시터, 게이트-소스(source) 간 연결된 제2 커패시터, 드레인-소스 간 연결된 임피던스 및 게이트-소스 간 연결된 종속 전압원을 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 커패시터의 값 및 제1 커패시터의 값은 0이고, 및 상기 제1 인덕터와 상기 제2 인덕터 사이의 결합 계수의 값은 1일 수 있다.

일 실시예에 따라, 신호를 전송하는 경우, 상기 드레인-소스 간 연결된 임피던스의 값은, 신호를 수신하는 경우의 상기 드레인-소스 간 연결된 임피던스의 값과 동일할 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 제1 인덕터의 인덕턴스 및 상기 제2 인덕터의 인덕턴스는 동일한 값일 수 있다.

전술한 구성도, 제어/데이터 신호 송신 방법의 예시도, 동작 절차 예시도, 구성도들은 본 개시의 권리범위를 한정하기 위한 의도가 없음을 유의하여야 한다. 즉, 본 개시의 실시예에 기재된 모든 구성부, 소자, 또는 객체가 개시의 실시를 위한 필수구성요소인 것으로 해석되어서는 안되며, 일부 구성요소 만을 포함하여도 개시의 본질을 해치지 않는 범위 내에서 구현될 수 있다. 또한 각 실시예는 필요에 따라 서로 조합되어 운용할 수 있다. 예컨대, 본 개시에서 제안하는 구조들의 일부분들이 서로 조합되어 배치 또는 형성될 수 있다.

상술한 본 개시의 구체적인 실시예들에서, 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.

한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다. 즉, 본 개시의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능하다는 것은 본 개시의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 또한 상기 각각의 실시예는 필요에 따라 서로 조합되어 운용할 수 있다. 예컨대, 본 개시에서 제안하는 방법들의 일부분들이 서로 조합되어 기지국과 단말이 운용될 수 있다. 또한 상기 실시예들은 5G, NR 시스템을 기준으로 제시되었지만, LTE, LTE-A, LTE-A-Pro 시스템 등 다른 시스템에도 상기 실시예의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능할 것이다.

한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

저잡음 증폭기(low noise amplifier)에 있어서,
제1 인덕터(inductor);
제2 인덕터; 및
커패시터(capacitor)를 포함하고,
상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 병렬로 배치되고,
상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 공진(resonance) 상태이며, 및
상기 커패시터는 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터 사이에 이격되어 배치되는 저잡음 증폭기.
청구항 1에 있어서,
상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 스파이럴(spiral) 구조로 형성되고,
상기 제1 인덕터, 상기 제2 인덕터 및 상기 커패시터는 수평적으로 적층되는 저잡음 증폭기.
청구항 1에 있어서,
상기 제1 인덕터의 유도 전압 극성과 상기 제2 인덕터의 유도 전압 극성은 서로 반대 방향인 저잡음 증폭기.
청구항 1에 있어서,
상기 저잡음 증폭기는 캐스코드(cascode) 증폭기 구조 또는 차동(differential) 증폭기 구조 중 적어도 하나를 포함하는 저잡음 증폭기.
청구항 1에 있어서,
상기 저잡음 증폭기는, 적어도 하나의 변압기(transformer)에 기반하여 분산 능동 변압기(distributed active transformer)로서 형성되는 저잡음 증폭기.
청구항 1에 있어서,
상기 저잡음 증폭기는, 저잡음 증폭을 위한 적어도 하나의 트랜지스터를 포함하는 저잡음 증폭기.
청구항 6에 있어서,
상기 적어도 하나의 트랜지스터는,
게이트(gate)-드레인(drain) 간 연결된 제1 커패시터, 게이트-소스(source) 간 연결된 제2 커패시터, 드레인-소스 간 연결된 임피던스 및 게이트-소스 간 연결된 종속 전압원을 포함하는 저잡음 증폭기.
청구항 7에 있어서,
상기 커패시터의 값 및 제1 커패시터의 값은 0이고, 및
상기 제1 인덕터와 상기 제2 인덕터 사이의 결합 계수의 값은 1인 저잡음 증폭기.
청구항 7에 있어서,
신호를 전송하는 경우, 상기 드레인-소스 간 연결된 임피던스의 값은,
신호를 수신하는 경우의 상기 드레인-소스 간 연결된 임피던스의 값과 동일한 저잡음 증폭기.
청구항 7에 있어서,
상기 제1 인덕터의 인덕턴스 및 상기 제2 인덕터의 인덕턴스는 동일한 값인 저잡음 증폭기.
무선 통신 시스템의 전자 장치에 있어서,
복수의 RFIC(radio frequency integrated circuit)들을 포함하고,
상기 복수의 RFIC들 중 적어도 하나의 RFIC는 저잡음 증폭기를 포함하고,
상기 저잡음 증폭기는, 제1 인덕터(inductor), 제2 인덕터, 및 커패시터(capacitor)를 포함하고,
상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 병렬로 배치되고,
상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 공진(resonance) 상태이며, 및
상기 커패시터는 상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터 사이에 이격되어 배치되는 전자 장치.
청구항 11에 있어서,
상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터는 스파이럴(spiral) 구조로 형성되고,
상기 제1 인덕터, 상기 제2 인덕터 및 상기 커패시터는 수평적으로 적층되는 전자 장치.
청구항 11에 있어서,
상기 제1 인덕터의 유도 전압 극성과 상기 제2 인덕터의 유도 전압 극성은 서로 반대 방향인 전자 장치.
청구항 11에 있어서,
상기 저잡음 증폭기는 캐스코드(cascode) 증폭기 구조 또는 차동(differential) 증폭기 구조 중 적어도 하나를 포함하는 전자 장치.
청구항 11에 있어서,
상기 저잡음 증폭기는, 적어도 하나의 변압기(transformer)에 기반하여 분산 능동 변압기(distributed active transformer)로서 형성되는 전자 장치.
청구항 11에 있어서,
상기 저잡음 증폭기는, 저잡음 증폭을 위한 적어도 하나의 트랜지스터를 포함하는 전자 장치.
청구항 16에 있어서,
상기 적어도 하나의 트랜지스터는,
게이트(gate)-드레인(drain) 간 연결된 제1 커패시터, 게이트-소스(source) 간 연결된 제2 커패시터, 드레인-소스 간 연결된 임피던스 및 게이트-소스 간 연결된 종속 전압원을 포함하는 전자 장치.
청구항 17에 있어서,
상기 커패시터의 값 및 제1 커패시터의 값은 0이고, 및
상기 제1 인덕터와 상기 제2 인덕터 사이의 결합 계수의 값은 1인 전자 장치.
청구항 17에 있어서,
신호를 전송하는 경우, 상기 드레인-소스 간 연결된 임피던스의 값은,
신호를 수신하는 경우의 상기 드레인-소스 간 연결된 임피던스의 값과 동일한 전자 장치.
청구항 17에 있어서,
상기 제1 인덕터의 인덕턴스 및 상기 제2 인덕터의 인덕턴스는 동일한 값인 전자 장치.