KR20240083812A - 기저대역 일관성을 이용하는 레인징 측정 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

일방향 레인징 방법은 장치들 간의 이중 톤 RF 신호들의 교환을 수반하는 기술을 이용하여 제1 및 제2 무선 장치들 간의 거리를 추정하고, 및 제1 및 제2 장치들 각각에서, 각각의 장치에 의해 송신 및 수신되는 RF 신호들에 의해 운반되는 기저대역 신호들 간의 "기저대역 일관성"을 유지한다.

Description

기저대역 일관성을 이용하는 레인징 측정 방법 및 장치{METHOD AND DEVICE FOR RANGING MEASUREMENT EMPLOYING BASEBAND COHERENCE}

본 개시는 일반적으로 무선 통신들에 관한 것이며, 특히 다중-경로 신호 환경에서 무선 장치들 간의 레인징(ranging) 측정들에 관한 것이다.

두 무선 장치들 간의 거리(레인징(ranging)) 측정들은 두 장치들 간의 신호 전파에 대한 RTT(Round Trip Time)의 측정을 통해 이루어질 수 있다. 일부 기존 레인징 측정들은 각 장치에서 사운딩(sounding) 신호들의 ToD(Time of Departure) 및 ToA(Time of Arrival) 측정 및 ToA / ToD 데이터의 교환을 수반한다. ToA는 시작 시퀀스 이후의 시간에서(기저대역으로 하향변환 후) 사운딩 신호의 위상을 측정함으로써 추정될 수 있다. 그러나, 다중-경로 환경에서, 어느 주어진 주파수에서 측정된 위상은 다중-경로 신호들과 시선(line-of-sight) 신호 간의 보강 및 상쇄 간섭에 의해 변경되어, 거리 측정의 부정확함을 낼 수 있다.

두 무선들 간의 거리를 측정하는 능력은 바람직한 속성이고, 액세스 권한 부여(예를 들어, 액세스 권한을 부여하기 위해 측정된 거리가 미리 결정된 범위 내에 있어야 함) 및 장치/자산 추적과 같은 많은 애플리케이션들 내에서 유용하다. 이러한 거리 측정들은 블루투스(Bluetooth) 및 WLAN(Wireless Local Area Network)들과 같은 단거리 무선 기술들에 특히 유용할 수 있다. 결과적으로, 현재, 블루투스 표준은 이 기능을 지원하도록 확장되고 있다. 한 가지 고려 사항은 정확한 거리들을 달성할 수 있는 RTP(Round Trip Phase) 기술이다. 이는 협대역 CW(Continuous Wave) 신호들을 이용하는 위상 기반 방법으로, 본질적으로 반사기에서 효과적인 반사(레이더 반사와 유사) 후 반송파의 위상을 측정하는 데 의존한다. 정확하기는 하지만, 이 거리 측정 기술은, 기술의 단순성으로 인해, 예를 들어 단순 지연으로, 방법이 쉽게 스푸핑(spoofing)될 수 있으므로 안전하지 않다. 따라서, 보안 레인징 애플리케이션들을 위한 적절한 독립형 해결책이 아니다. 또한, RTP와 같은, 독점 해결책들은 그들의 로컬 오실레이터들의 세심한 조정에 의해 일방향 범위를 측정할 수 있지만, 이는 에러들이 발생하기 쉬우며/또는 엄청나게 복잡한 구현을 요구하는 어려운 제어 작업이다.

RTT(Round Trip Time)라 불리는, 또 다른 기술은 선천적으로 지연 공격에 강인하고 블루투스 표준에도 추가되었다. 이는 장치들 간의 전파 시간을 측정한다. 일반적으로, RTT는 RTP보다 덜 정확하지만 RTP 측정들은 쉽게 스푸핑될 수 있으므로 보안 표준에 포함된다. 본 발명자들에 의해 2019년 11월 21일에 출원되고 제목이 ANGLE / TIME OF ARRIVAL MEASUREMENT USING NARROWBAND SIGNALS인 공동 계류 중인 미국 특허 출원 번호 16/690,857(이하에서, "'857 출원")는 높은 신호 대 노이즈 환경에서 RTT 측정들의 정확도를 향상시킨다. 그러나, RTP 측정들과 같이 이는 여전히 양방향 레인징 측정이고 RTT에 모호하지 않은 거리가 없지만 결과적으로 다중-경로 신호들이 난해해질 수 있다.

본 개시의 기술적 사상이 해결하려는 과제는, 다중-경로 신호 환경에서 무선 장치들 간의 레인징(ranging) 측정 방법 및 장치를 제공하는 데 있다.

본 개시에 따르면, "일방향" 레인징 방법은 장치들 간에 이중 톤 RF(Radio Frequency) 신호들의 교환을 수반하는 기술을 이용하여 제1 및 제2 장치들 간의 거리, 일부 경우들에서 다중-경로 거리들 및 도착 각도들을 추정하고, 제1 및 제2 장치들 각각에서, 각각의 장치에 의해 송신 및 수신되는 RF 신호들에 의해 운반되는 기저대역 신호들 간의 "기저대역 일관성"을 유지할 수 있다.

레인징 방법의 실시예에서, 제1 장치에서, 제1 시점에서 주파수가 2Δf만큼 떨어진 제1 및 제2 톤들을 가지는 제1 RF 신호(사운딩 신호)가 송신될 수 있다. 제2 장치에서: 제1 RF 신호가 수신되고 그로부터 제1 기저대역 신호가 도출되고; 제1 및 제2 톤들에 각각 대응하는 제1 및 제2 CGR(Complex Gain Response)들이 제2 시점에서 시작 시점에서 취한 제1 기저대역 신호 샘플들의 DFT(Discrete Fourier Transform) 처리를 이용하여 계산되고; 제2 RF 신호가 생성될 수 있다. 제2 RF 신호는 제1 및 제2 톤들을 가지고, 제2 시점 (J x T) 이후에 발생하는 제3 시점에서 송신될 수 있고, 여기서 J는 정수이고 T는 1/Δf와 같다. 제1 무선 장치는 제2 RF 신호를 수신하고, 제2 기저대역 신호를 도출하고; 제1 시점의 (K x T) 이후에 발생하는 제4 시점에서 시작 시점에서 취한 제2 기저대역 신호의 샘플들의 DFT 처리를 이용하여 제2 RF 신호의 제1 및 제2 톤들 각각에 대응하는 제3 및 제4 CGR들을 계산할 수 있고; 여기서 K는 정수이다. 제1 및 제2 무선 장치들 간의 제1 또는 제2 신호의 전파 지연은 제1 내지 제4 CGR들을 이용하여 추정될 수 있다.

일 실시예에서, 제1 무선 장치는 제1 기저대역 신호를 생성하고; 제1 기저대역 신호에 기초하여 제1 RF 신호를 생성하고, 제1 RF 신호를 제2 무선 장치에 송신하고, 제1 RF 신호는 적어도 제1 및 제2 톤들을 포함하고; 제2 무선 장치로부터 제2 RF 신호를 수신하고, 제2 RF 신호는 적어도 제1 및 제2 RF 톤들을 포함하고; 수신된 제2 RF 신호로부터 제2 기저대역 신호를 도출하고; 및 제1 및 제2 무선 장치들 간의 거리 추정을 위해 제1 기저대역 신호 및 제2 기저대역 신호 간의 기저대역 일관성을 유지하는 송수신기 회로를 포함할 수 있다.

본 개시의 상기 및 기타 측면들과 특징들은 유사한 참조 문자들이 유사한 요소들 또는 특징들을 가리키는 첨부 도면들과 함께 취해진 다음의 상세한 설명으로부터 더욱 명백해질 것이다. 동일하거나 유사한 타입의 다양한 요소들은 참조 라벨을 두 번째 라벨에 직접 첨부하거나 동일/유사한 요소들을 구별하는 대시 및 두 번째 라벨(예를 들어, _1, _2)을 함께 첨부하여 구별될 수 있다. 그러나, 주어진 설명이 첫 번째 참조 라벨만을 이용한 경우, 두 번째 참조 라벨과 관계없이 동일한 첫 번째 참조 라벨을 가지는 동일/유사 요소들 중 어느 하나에 적용할 수 있다.
도 1은 다중-경로 환경 내에서 무선 장치들을 포함하는 통신 시스템을 도시한다.
도 2는 일 실시예에 따른 레인징 방법을 도시하는 순서도이다.
도 3은 도 2의 방법에서 신호들의 예시 및 그들의 시간 관계들을 도시하는 신호 타이밍도이다.
도 4는 일 실시예에 따른 도 2의 방법을 수행할 수 있는 무선 장치 내의 예시적인 회로의 개략적인 블록도이다.
도 5는 도 2의 방법을 이용하여 송신될 수 있는 이중 톤 사운딩 신호에 대해 계산된 예시적인 기저대역 전력 스펙트럼 밀도의 그래프이다.
도 6은 일 실시예에 따른 다중-경로 신호들을 해결하는 레인징 방법을 도시하는 순서도이다.
도 7은 도 6의 방법 내에서 동작들을 수행할 수 있는 무선 장치 내의 예시적인 회로의 블록도이다.
도 8은 관련 기술 방법과 비교하여 실시예에 의해 측정된 무선 장치들 간의 시선 신호 및 다중-경로 신호의 시뮬레이션된 전파 경로 거리 측정 결과의 그래프이다.

첨부된 도면들을 참조하여, 다음의 설명은 예시의 목적으로 여기에 개시된 본 개시의 특정 예시적인 실시예들의 포괄적인 이해를 돕기 위해 제공된다. 설명은 본 개시를 이해하는 데 있어 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자를 돕기 위해 다양한 특정 세부사항들을 포함하지만, 이러한 세부사항들은 단지 예시적인 것으로 간주되어야 한다. 단순화 및 명확성의 목적들을 위하여, 공지 기능들 및 구성들에 대한 설명들이 그들의 포함이 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자에 의한 본 개시의 이해를 모호하게 할 때 생략될 수 있다.

이하에서 설명되는 본 개시의 실시예들에서, 레인징(ranging) 측정과 수반된 두 무선 장치들 각각에서 수행되는 송신(TX) 신호 및 수신(RX) 신호 상관관계들의 세심한 구성을 통해, 장치들 간의 거리의 추정이 사운딩 신호에 의해 생성되는 두 변조된 톤들에 대한 효과적인 위상 기반 레인징을 통해 이루어질 수 있다. 실시예들에서, 상기-언급한 '857 출원에 내재된 다중경로의 컨볼빙(convolving)이 방지되어 다중경로의 훨씬 우수한 분해능을 허용할 수 있다. 장치들은 "일방향 레인징 측정"을 수행하지만, 일방향 레인징 측정에 대한 표준 방법론들과 달리, LO(Local Oscillator)에서 유지되기 위한 위상 일관성을 요구하지 않을 수 있다. 대신에, 일관성이 구현하기 더 쉬운 기저대역 클럭들에 대해서만 구현될 수 있다.

블루투스-호환 및 애플리케이션들의 다른 타입들에서, '857 출원의 기술을 이용하는 장치들은 RTT 측정 절차에 사운딩 신호를 추가할 수 있다. 이 기술은 좋은 SNR(Signal to Noise Ratio)로 위상 기반 레인징(RTP)과 정확도가 동일한 RTT 적용을 허용할 수 있다. 여기의 본 개시의 실시예들은 '857 출원의 양방향 방법론에 반대되거나 이에 추가하여 사운딩 신호가 일방향 레인징 추정에 이용되도록 '857 출원의 접근을 확장할 수 있다. 그 결과 나중에 설명되는 도 8에서 도시된 것과 같은 다중-경로 환경들에서 향상된 성능을 얻을 수 있다. 보안상의 이점은 '857 출원의 방법과 여기에 설명된 방법들을 결합함으로써 획득할 수 있다.

본 개시의 일부 실시예들은, 예를 들어, 블루투스-호환 실시예들, 전통적으로 광대역 레인징 기술(예를 들어, 40MHz 또는 이상)을 통해 달성되는 다중-경로 채널 상태에서 유사한 성능을 달성할 수 있는 레인징 측정들을 수행하기 위해 협대역 신호들 /무선을 이용할 수 있다. 광대역 레인징 기술들과 비교하여, 이러한 실시예들은 구축 비용이 저렴하고 동작 시 전력을 덜 소비하는 협대역 무선의 이용을 허용할 수 있다. 협대역 신호는 또한 동일한 총 송신 전력과 함께 광대역 신호에 비해 긴 연결 커버리지를 달성할 수 있다. 다른 실시예들에서, 예를 들어, WLAN-호환 가능한 장치들을 이용하는, WLAN 또는 다른 OFDM 파형에서 많은 OFDM 톤들의 완전한 세트까지 레인징 측정동안 이용될 수 있고, 이는 WLAN 예시에서 40~80MHz의 대역폭과 동일할 수 있다. 위의 경우들 중 하나에서, 블루투스 또는 WLAN에서 이용되는 것과 같은 기존 무선 구성요소들은 본 개시의 레인징 애플리케이션을 위해 재이용될 수 있다.

여기서, 무선 장치라는 용어는 무선 신호를 송신 및/또는 수신할 수 있는 모든 장치들을 언급한다. 무선 장치는 휴대용 장치, 손에 들고 쓰는 장치, 고정 위치 장치, 기지국 등일 수 있고, 블루투스, WiFi, LTE, 5G 등과 같은 임의의 적합한 프로토콜을 통해 동작하도록 구성될 수 있다.

도 1은 다중-경로 환경 내에서 무선 장치들을 포함하는 통신 시스템을 도시한다.

제1 무선 장치(10-1)는 안테나(12-2)를 가지는 제2 무선 장치(10-2)에 신호를 송신하는 안테나(12-1)를 포함할 수 있다. 시선(line-of-sight) 신호(환경 내에 존재하는 경우)는 시선 경로 p1을 따라 전파될 수 있고, 안테나(12-2)의 법선 N에 대하여 각도 θ₁로 안테나(12-2)의 개구에 입사하여 도착할 수 있다. (각각의 안테나들(12-1, 12-2)은 단일 안테나 요소 또는 요소들의 배열로 구현될 수 있다.) 안테나(12-1)에 의해 송신된 신호 에너지는 또한 통신 환경에서 O₁ 및 O₂와 같은 물체에 의해 반사될 수 있고, 각각 θ₂ 및 θ₃ 각도들로 입사하는 다중-경로 채널 경로들 p2 및 p3을 따라 안테나(12-2)에 의해 수신될 수 있다.

간략하게, 아래 설명된 실시예들에 따르면, 일방향 시선 거리 d1 = cτ(c = 빛의 속도, τ = 최단 전파 지연)은 각 무선 장치(10-1, 10-2)가 "기저대역 일관성" 타이밍 방법을 이용하여 실질적으로 동일한 주파수 특성들을 가지는 이중 톤 사운딩 신호를 송신 및 수신하는 타이밍 및 피드백 방식을 이용하여 결정될 수 있다. 일련의 측정들은 관심 주파수 대역에 걸쳐 수행될 수 있고, 각 측정은 캐리어 주파수보다 위에 하나 및 아래에 하나인 이중 톤들을 생성하기 위해 서로 다른 캐리어 주파수를 활용할 수 있다. 인접한 캐리어 주파수들은 서로에 대해 하나의 공통 톤과 하나의 다른 톤을 생성할 수 있다. 각각의 측정에 대해, 각각의 무선 장치(10-1, 10-2)는 다른 장치로부터 각각 수신된 이중 톤들에 대한 CGR(Complex Gain Response)들을 측정할 수 있다. 장치들(10-1, 10-2) 중 하나는 다른 장치로 자신이 측정한 CGR들을 피드백할 수 있다. 일방향 거리 d1에 대응하는 전파 지연 τ은 각 캐리어 주파수에 대응하여 추정될 수 있다. 스티칭(stitching) 알고리즘이 대역에 걸쳐 분산된 CCR(Coherent Channel Response)들을 획득하기 위해 실행될 수 있고, 이는 매칭 톤들에 대한 측정들 간의 위상 오프셋들을 고려할 수 있다. 신호 경로 계산 알고리즘은 그런 다음 보다 정확한 거리 측정에 도달하고 다중-경로 신호들의 도착 각도들과 신호 강도들을 결정하기 위해 실행될 수 있다. 스티칭 및 신호 경로 계산 알고리즘들과 함께 일방향 범위 측정을 위한 기저대역 일관성 타이밍의 이용을 통해, 관련 분야 기술들에 비해 우수한 결과들 및/또는 덜 복잡한 회로/처리 구현이 실현될 수 있다.

도 2는 일 실시예에 따른 레인징 방법(200)을 도시하는 순서도이다.

도 3은 도 2의 방법에서 신호들의 예시 및 그들의 시간 관계들을 도시하는 신호 타이밍도이다.

간략하게, 거리 측정 방법(200)을 사용하면, 두 장치들(10-1, 10-2) 각각에서 송신(TX) 및 수신(RX) 상관관계들 간의 기저대역 일관성이 달성될 수 있다. 이러한 기저대역 일관성은 다중-경로 신호들의 향상된 분해능을 가지는 협대역 하드웨어를 이용하여 구현된 측정들을 달성하는 데 중요하다(나중에 설명됨). 기저대역 일관성의 개념적 관점은 사운딩 신호의 톤들을 IF(Intermediate Frequency) "Δf"와 주 LO 신호의 혼합으로 생성된 CW(Continuous Wave) 신호들로 간주함으로써 이해될 수 있다(여기서, 예를 들어, Δf는 Bluetooth에서 ±500KHz, IEEE 802.11ax 또는 나중의 버전들과 호환되는 WLAN에서 ±78.125KHz, 802.11또는 앞선 버전들과 호환되는 WLAN에서 ±312.5KHz일 수 있고, 여기서 312.5KHz 및 78.125KHz는 각각의 서브캐리어 간격들임). 이 동작은 장치들(10-1, 10-2) 각각에서 수행될 수 있다. 방법은 이들 2개의 CW 신호들을 생성하는 혼합들이 신호 교환의 TX 및 RX 동작들 내에서 일관성 있도록 보장할 수 있다. 이는 그런 다음 구현하기 어렵고 세심하게 계획된 LO 주파수의 변경들을 통해 일방향 레인징 관련 기술에서 달성된 위상 일관성과 동일할 수 있다. 레인징 방법(200)의 기저대역 일관성은 톤들과 RX 상관관계들 모두에 대한 혼합을 생성하는 연속적인 클럭이나, 연속적인 루프백 캡처를 통해 가장 쉽게 획득할 수 있다.

도 4는 방법(200)을 구현하기 위한 제1 및 제2 장치들(10-1, 10-2) 각각 내의 예시적인 송수신기 회로(400)의 블록도이다.

송수신기 회로(400)는 예로서 루프백 수신기 아키텍처를 활용할 수 있다. 도 2 내지 4를 종합적으로 참조하면, 단계 S202에서, 제1 및 제2 장치들(10-1, 10-2)은 대략적인 동기화 핸드셰이크 시퀀스동안 동기신호들(SS)을 교환할 수 있다. 블루투스 시스템 예시에서, 대략적인 동기화는 블루투스 프리앰블/헤더의 의사 랜덤 시퀀스에 기초할 수 있다. WLAN 예시(예를 들어, IEEE 802.11 표준에 따른 WiFi 호환 통신)에서 유사한 대략적인 동기화 신호 교환이 이루어질 수 있다.

단계 S204에서, 제1 장치(10-1)는 각각 -Δf 및 +Δf만큼 캐리어 주파수 f_c로부터 오프셋된 제1 및 제2 톤들을 가지는 제1 RF 신호(사운딩 신호) S_{tx1_rf}를 생성할 수 있다. 제1 RF 신호 S_{tx1_rf}는 주기성 T를 가지는 주기적인 제1 기저대역 신호 S_tx1bb(t)의 이용을 통해 생성될 수 있고, 여기서 T = 1/Δf 이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 제1 RF 신호는 제1 시점(t₁)에 송신될 수 있다. 제1 기저대역 신호 S_tx1bb(t)는 각각이 주기성 T를 가지는 I 채널 신호 BBT1(도 3 및 도 4에 도시)과 Q 채널 신호 BBT1'(도 4에 도시)을 포함하는 복합 신호일 수 있다. BBT1 및 BBT1'은 각각 주기적인 사인파 신호, 주기적으로 위상을 변경하는 사인파 신호(예를 들어, 주파수 및 위상 전이들의 평활화로 인해 위상 변화 영역들에서 사인파 부분 및 대략 가우시안 형태의 부분을 가지는 주기적인 신호)와 비슷할 수 있거나, 다른 주기적인 신호 파형을 가질 수 있다. 예를 들어, 도 4에 도시된 바와 같이, 제1 RF 신호는 I 및 Q 기저대역 신호들을 생성하는 FSK(Frequency Shift Keying) 변조 방식을 이용하여 생성될 수 있고, 이는 제1 RF 신호 S_{tx1_rf}를 생성하기 위해 상향 변환, 결합 및 증폭될 수 있다. 장치들(10-1 및 10-2) 각각 내의 송수신기 회로(400)는 레인징 방법을 수행할 수 있다. (대부분의 회로 요소들은 장치의 일반적인 통신들에도 이용될 수 있다.)

제1 RF 신호를 생성하기 위해, 컨트롤러(402)는 2Δf의 데이터 레이트(rate)로 1과 0이 교대로 나타나는 시퀀스로 구성된 데이터 신호 D₁(t)를 생성할 수 있다. 예를 들어, 블루투스 예시에서, 2Δf는 1MHz 비트 레이트(T = 2μs)에 대응할 수 있다. WiFi 예시에서, 2Δf는 T = 3.2μs에 대응할 수 있다. 예로서, 30-100 비트들 정도의 시퀀스가 특정 캐리어 주파수와 연관된 하나의 사운딩 신호 측정을 위해 이용될 수 있다. 데이터 신호 D₁(t)는 원치 않는 스펙트럼 성분들을 줄이기 위해 심볼들 간의 전이들을 평활화하는 가우시안 FSK 변조기일 수 있는 FSK(Frequency Shift Keying) 변조기(404)에 인가될 수 있다. 여기서, 컨트롤러(402)는 여기에 기술된 바와 같은 기능들을 수행하기 위해 장치(10) 내의 메모리(미도시)로부터 명령들을 독출하고 실행하는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다.

나머지 송신 체인은 제1 RF 신호 S_{tx1_rf}를 생성하고 이를 안테나(418)를 통해 시간 t₁에 송신하기 위해 기저대역 신호들을 상향 변환할 수 있다. 이를 위해, 변조기(404)는 각각의 I 및 Q 채널들에서 각각의 DAC(Digital to Analog Converter)들(406_1 및 406_2)에 인가되는 FSK 변조된 디지털 신호를 출력할 수 있고, 여기서 이들은 각각 BBT1 및 BBT1'로 변환될 수 있다. (도 3에서는, 도시의 편의를 위해 BBT1 신호만 도시하였다.) 신호 BBT1 및 BBT1'는 믹서들(408_1 및 408_2)에 의해 상향 변환될 수 있고, 이들은 각각 상향 변환을 위해 LO(410)로부터 캐리어 주파수 f_c의 I 및 Q LO(Local Oscillator) 신호를 수신할 수 있다. 상향변환된 신호들은 합산기(409)에 의해 합산되고, 합산된 신호는 안테나(418)를 통한 송신을 위해 T/R(Transmit/Receive) 스위치(416)를 통해 라우팅될 수 있는 제1 RF 신호 S_{tx1_rf}를 제공하기 위해 PA(Power Amplifier)(412)에 의해 증폭될 수 있다.

대안적인 아키텍처에서, 극 변조기는 구성요소들(404~412)의 체인을 대체할 수 있고, 여기서 극 변조기는 FSK BPM(Baseband Polar Modulator)(직교(cartesian) 변조기(404)를 대체)일 수 있고, PLL(Phase Locking Loop)은 BPM으로부터 출력되는 극 좌표 시스템 위상값을 수신할 수 있고; 단일 믹서는 위상 값에 기초하여 PLL로부터 제1 입력을 수신하고, BPM으로부터 극 시스템 진폭 값이 적용되는 제2 입력을 수신할 수 있다. 단일 믹서는 제1 RF 신호를 출력할 수 있다. 상보형 극 복조기는 송수신기 회로(400)의 관련 복조 구성 요소들을 대체할 수 있다.

도 3에 도시된 바와 같이, 시간 t1은 장치(10-1)의 클럭 생성기들(405) 내의 샘플링 클럭에 의해 생성된 샘플링 클럭 신호 CLK1의 클럭 전이와 정렬된(또는 달리 참조된) 시간일 수 있다. DAC(406) 출력들과 시간 t₁ 간의 회로 경로 지연들은 레인징 측정에 대해 무시할 수 있는 것으로 가정될 수 있다. 대안적으로, 그러한 지연들의 추정은 전파 지연의 후속 추정을 위한 교정에서 고려될 수 있다. 제1 RF 신호는 추정될 신호 전파 지연 τ 이후 시간 t_A에서 제2 장치(10-2)에 도착할 수 있다. 장치(10-1)와 장치(10-2) 간의 최단 전파 경로가 시선 경로이면, 장치들 간의 시선 거리 d1은 앞서 언급한 바와 같이 d1=cτ로 계산될 수 있다.

WLAN 예시(아래에서 추가로 논의됨)에서, 제1 RF 신호는 WLAN 패킷의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호로서 생성될 수 있고, 여기서 패킷의 복수의 OFDM 톤들(서브캐리어들) 중 두 개는 제1 및 제2 톤들에 대응할 수 있다. (WLAN 경우에서 추가적인 톤들이, 일부 경우들에서 전체 WLAN 대역 내의 모든 OFDM 톤들이 레인징 측정 신호 교환에 활용될 수 있다.) OFDM 신호들을 생성하고 수신하는 WLAN-호환 송수신기 회로는 도 4에 도시된 회로로 대체될 수 있다. 802.11ac WLAN 패킷들은 312.5KHz 서브캐리어 간격의 OFDM 변조를 이용할 수 있고; 이는 3.2μs OFDM 심볼 기간(주기성 T = 3.2μs)으로 해석될 수 있고; 802.11ax WLAN 패킷은 78.125KHz 서브캐리어 간격으로 OFDM 변조를 이용할 수 있고; 이는 12.8μs OFDM 심볼 기간(주기성 T = 12.8μs)으로 해석될 수 있다.

도 2를 계속 참조하면, 단계 S206에서, 제2 장치(10-2)는 제1 RF 신호를 수신하고 하향 변환 후에 그로부터 제2 기저대역 신호 S_rx2bb(t)를 도출할 수 있다. (S_rx2bb(t)는 하향 변환 후 각 I 및 Q 채널들의 신호 BBR2 및 BBR2'의 합성으로 이해될 수 있다.) 예를 들어, 제2 장치(10-2)는 도 4에 도시된 것과 동일한 회로 아키텍처를 가질 수 있으므로, 제1 RF 신호는 안테나(418)를 통해 수신되고, T/R 스위치(416)를 통해 라우팅될 수 있고; LNA(Low Noise Amplifier)(420)에 의해 증폭되고; 그런 다음 I 및 Q 수신 채널 신호들로 분할되어 믹서들(424_1, 424_2)의 각각의 제1 입력 포트들에 적용될 수 있다. LO(410)는 캐리어 주파수 f_c에서 LO 신호를 출력할 수 있고, LO 신호는 분할되어 I 채널의 믹서(424_1)의 제2 입력 포트로 직접 인가되고, 90° 위상 지연으로 지연 요소(409)를 통해 믹서(424_2)의 제2 입력 포트에 인가될 수 있다. 믹서(424_1, 424_2)는 기저대역 신호들 BBR2 및 BBR2'를 생성하기 위해 각각의 입력 RF 신호들을 하향 변환할 수 있다(설명의 단순화를 위해 도 3에는 BBR2만 표시됨).

단계 S208에서, 제2 장치(10-2)는 샘플들 S_rx2bb(t)의 DFT(Digital Fourier Transform) 처리를 이용하여 S_rx2bb(t)의 제1 및 제2 톤들에 각각 대응하는 제1 및 제2 CGR(Complex Gain Response)들을 계산할 수 있다. 이를 위해, 제2 장치(10-2)에서, ADC(Analog to Digital Converter)들(426_1, 426_2)이 믹서들(424_1, 424_2)의 각각의 출력(샘플러들(427_1, 427_2)에 의한 샘플링 이후)을 디지털 신호들로 변환할 수 있고, DFT 엔진(428)은 디지털 신호들의 DFT 계수를 계산할 수 있다. CGR 처리 블록들(430_1, 430_2)은, 디지털 신호들에 기초하여, 각각 (f_c - Δf) 및 (f_c + Δf)에서의 CGR들에 대응하는 -w_M 및 +w_M(w_M = 2πΔf) 각각의 CGR들을 획득할 수 있다. 이 과정에서 S_rx2bb(t)의 샘플들은 t_A 시간 이후 t₂ 시간부터 취해지기 시작한다고 가정할 수 있다. 따라서, 제1 RF 신호가 수신되는 시간 t_A와 제1 샘플이 취해지는 시간 t₂ 간에 "부분 지연"이 있을 수 있다. 부분 지연은 장치들(10-1 및 10-2)의 샘플링 클럭들 간의 타이밍 오프셋에 적어도 부분적으로 기인할 수 있다.

단계 S210에서, 제2 장치(10-2)는 (f_c - Δf) 및 (f_c +Δf)인 제1 및 제2 톤들을 가지는 제2 RF 신호 S_{tx2_rf}를 생성하고, t₂의 (J x T) 시간 단위 이후에 발생하는 t₃ 시점에 제2 RF 신호를 송신할 수 있고, 여기서 J는 정수이다. 대안적으로, 루프백 수신기 아키텍처에서, 아래에 설명된 "DFT 정렬"은 기저대역 일관성을 설정하기 위해 충분할 수 있으므로, 아래에 설명된 것처럼, (t₃ - t₂)가 반드시 (J x T)와 동일하지는 않을 수 있다. 두 경우 모두, 제2 RF 신호에 의해 전달되는 (또한 생성하는데 이용되는) 기저대역 신호 S_tx2bb(t)는 제2 기저대역 신호 S_rx2bb(t)와 일관성이 있는 것으로 이해될 수 있다. 이는 이들 신호들은 동일한 주기성 T를 가지고 T의 정수 배로 시간적으로 분리되기(또는 루프백 수신기 아키텍처에서 생성된 각 DFT들의 대응하는 시작 시간들은 T의 정수 배만큼 시간적으로 분리되기) 때문이다. 루프백 수신기가 없는 아키텍처에서는, 아래에 설명된 대로 타이밍 조정은 타임-스탬프들의 이용을 통해 제2 RF 신호에 대해 이루어질 수 있다.

제2 RF 신호는 제2 장치(10-2) 내에 이용된 동일하거나 유사한 송신 체인 회로(402-422)의 이용을 통해, 제2 데이터 신호 D₂(t)의 생성부터 시작하여, 제1 RF 신호와 동일한 방식으로 생성 및 송신될 수 있다. (다른 예에서, 제2 장치(10-2)의 송신기 회로는 제1 장치(10-1)의 송신기 회로와 다를 수 있다. 예를 들어, 제2 장치(10-2)는 루프백 수신 메커니즘을 생략할 수 있고, 제1 장치(10-1)는 루프백 수신 메커니즘을 포함할 수 있으며, 그 반대도 가능하다.) 장치(10-2)의 클럭 생성기들(405) 중 두 번째 샘플링 클럭은 제1 장치(10-1)의 샘플링 클럭과 동일한 클럭 주파수(적어도 나이퀴스트 주파수, 즉, 적어도 Δf의 두배)를 가질 수 있으나, 위상 오프셋이 무작위일 수 있다. 또한, 도 4의 예시적인 아키텍처에서, 연속적인 캡처를 가지는 루프백 수신기 회로는 루프백 커플러(414) 및 연관된 제어/처리(예를 들어, 컨트롤러(402) 내)를 포함할 수 있다. 제1 RF 신호의 송신 시간 t1은 루프백 수신기 회로를 통해 타임스탬프될 수 있다. 루프백 메커니즘은 루프백 경로(417)를 따라 송신될 제1 또는 제2 RF 신호의 일부를 DFT 엔진(428)에 결합할 수 있다. 루프백 수신기 메커니즘은 기저대역 일관성을 실현하기 위해 DFT 엔진(428)을 통해 달성될 고정밀 타임 스탬프들 송신(TX) 및 수신(RX)을 위한 방법을 제공할 수 있다. 예를 들어, 기저대역 일관성을 유지함으로써, 일방향 위상 기준이 경로의 낮은 톤에 대해 구성된 다음, 상위 톤에 대한 해당 위상의 변화가 2w_M에 걸친 채널에 대한 일방향 위상 분산을 획득하기 위해 이용될 수 있다. 이러한 방식으로, 루프백 메커니즘은 제3 및 제4 CGR들을 획득하는 데 이용되는 위상 기준을 구성하는 데 이용될 수 있다.

다른 실시예들은 루프백 수신기 메커니즘을 생략하고, 원하는 기저대역 일관성을 달성하기 위해 대체 아키텍처를 구현할 수 있다. 예를 들어, 변조를 생성하는 TX 클럭과 기저대역 TX 및 RX 신호들 간의 상관관계들에 이용되는 RX 클럭(둘 다 클럭 생성기들(405) 내)은 동일하거나 알려지고 일정한 위상 관계를 가질 수 있다. 이 경우, TX 변조의 시작점의 타임 스탬프로부터, 장치(10-1)에서의 RX 상관관계((t₄ - t₁) = (K x T)를 달성하기 위해)가 적절한 시간 t₄에서 시작된다는 것이 보장될 수 있다. 유사하게, 장치(10-2)에서, RX 상관관계의 시작점 t₂는 타임 스탬프될 수 있고, 그런 다음 TX 변조의 시작점 t₃은 기저대역 일관성을 달성하도록 조정될 수 있다(t₃-t₂ = J x T인 경우). 또는, 이러한 타이밍 조정이 특정 시스템 설계에서 가능하지 않은 경우, 타이밍 차이를 설명하기 위해 RX 상관 관계 결과들에 대한 수정이 이루어질 수 있다. 기본 RX 및 TX 클럭들 및 ADC 또는 DAC 클럭들 간의 리샘플링 동작들이 있을 수도 있다. 이러한 리샘플링 동작들의 위상 관계가 알려지면, 다음에 추가 수정이 이루어질 수 있다. 예를 들어, 처리 복잡도를 줄이기 위해 RX 상관관계가 ADC 레이트와 다른 샘플링 레이트로 수행될 수 있다. 이(다른 샘플링 레이트)는 처리 지연을 발생시키는 리샘플링을 요구할 수 있다. 따라서, 리샘플링된 시퀀스에서 획득된 타이밍은 ADC 지점에서 보이는 원래 신호의 타이밍보다 늦을 수 있으나, 타이밍은 수정될 수 있다. 또한, 앞서 언급된 바와 같이, 기저대역에서 RF로 진행되는 지연들이 보상될 수 있고, 부분적인 리샘플러가 이용되는 경우, 이러한 지연들은 동적으로 변할 수 있다. 리샘플링 동작의 위상은 그러한 변화하는 지연들을 보상하기 위해 결정 및 참조될 수 있다.

단계 S212에서, 제1 장치(10-1)는 제2 RF 신호를 수신 신호 S_rx2bb(t)로서 수신하고, 이로부터 제3 기저대역 신호 S_rx1bb(t)(I 및 Q 성분 신호들 BBR1 및 BBR1'로 구성됨)는 제2 기저대역 신호에 대해 방금 논의된 것과 동일한 방식으로 수신 경로 회로를 통해 복원될 수 있다. 단계 S214에서, 제1 장치는 시간 t₁의 (K x T) 이후에 발생하는 시간 t₄에서 시작하여 취한 S_rx1bb(t) 샘플들의 DFT 처리를 이용하여 제2 RF 신호의 제1 및 제2 톤들에 각각 대응하는 제3 및 제4 CGR들을 계산할 수 있고, 여기서 K는 정수이다. 따라서, 장치(10-1)에서, 기저대역 일관성이 송신 시 생성된 기저대역 신호 S_tx1bb(t)와 수신된 기저대역 신호 S_rx1bb(t) 간에 유지될 수 있다. 도 4의 루프백 수신기 실시예에서, S_tx1bb(t)는 또한 제1 RF 신호 S_{tx1_rf}를 루프백하고, S_tx1bb(t)를 복구하기 위해 이를 기저대역으로 변환하고, S_tx1bb(t)를 DFT 처리함으로써 효과적으로 DFT 처리될 수 있다. S_tx1bb(t) 및 S_rx1bb(t)의 DFT 처리는 이의 위상을 유지하는 일관성 있는 클럭을 이용하여 수행될 수 있고, DFT는 (K x T) μs 간격으로 시작할 수 있다. 다시 말해, DFT 계산이 수행된 RX 기저대역 신호의 제1 샘플은 DFT 계산이 수행된 루프백 경로에서 복원된 TX 기저대역 신호의 제1 샘플의 (K x T) μs 이후에 발생할 수 있다(여기서 기저대역과 RF 간의 처리 지연은 교정될 수 있다).

따라서, 장치(10-1 및 10-2) 각각에서의 TX 및 RX(고정밀) 타임 스탬프들은 모두 DFT 엔진(428)을 통해 달성될 수 있다. 상관 관계는 T μs의 정수 배 간격으로 정확히 시작할 수 있다(이들 자체 TX 및 RX 신호들에 대해 각 장치에서 수행되는 상관관계 간에서). 이(T μs)는 101010 패턴의 반복 레이트이므로 두 상관관계 출력들 간의 위상 차이가 이 기간에 랩(wrap)되고, 즉, 위상 차이는 모듈로(modulo) 2π 연산 후에 일정해질 수 있다.

단계 S216에서, 제2 장치(10-2)는 어느 적절한 프로토콜을 이용하여 제1 및 제2 CGR들을 제1 장치(10-1)에 송신할 수 있다(예를 들어, 단계 S208의 미리 결정된 시간 이후, 또는 제1 장치(10-1)와의 또 다른 핸드쉐이크 이후). 단계 S218에서, 아래 설명된 바와 같이, 이들은 전파 지연 τ을 계산하기 위해 제3 및 제4 CGR들과 함께 이용되는 제1 장치(10-1)에서 수신될 수 있다. 대안적으로, 제1 장치(10-1)는 제3 및 제4 CGR들을 제2 장치(10-2)로 송신하고, 제2 장치는 전파 지연 τ을 계산할 수 있다.

도 5는 도 2의 방법을 이용하여 송신될 수 있는 이중 톤 사운딩 신호에 대해 계산된 예시적인 기저대역 전력 스펙트럼 밀도의 그래프이다.

그래프는 제1 및/또는 제2 RF 신호가 f_c(기저대역으로 하향 변환될 때 도 5의 0Hz에 해당), (f_c-Δf) 및 (f_c+Δf) 뿐만 아니라 다른 주파수들에서도 스펙트럼 성분들을 가질 수 있음을 보여준다. 양 및 음의 주파수 성분 S+f 및 S-f는 도 4의 DFT 엔진(428)을 이용하여 추출될 수 있고, 이는 이론적인 기저대역 신호의 가장 높은 양 및 음의 피크 스펙트럼 성분들(DC 성분 제외)과 각각 일치할 수 있다.

도 3으로 돌아가서, 타이밍 도는 제1 부터 제4 CGR들과 CGR들을 기초로 한 전파 지연 τ을 계산하기 위해 따라야 할 일련의 방정식들의 이해를 가능하게 할 수 있다. 방정식들은 또한 기저대역 일관성의 특성의 이해를 가능하게 할 수 있다. 앞서 언급한 바와 같이, t₁은 이중 톤 신호(제1 RF 신호)가 송신되는 시간이고, 여기서 t₁은 장치 1의 샘플링 클럭과 정렬될 수 있다. 시간 t₂는 수신된 이중 톤 신호에 대해 장치 2에서 DFT가 수행되는 시작 시간일 수 있다(DFT 계산들에 이용된 제1 샘플의 시간). 시간 t₃은 이중 톤 신호가 장치 2에서 송신되는 시간이고; t₄는 장치 1에서 수신된 신호에 대해 DFT가 수행되는 시작 시간(제1 샘플의 시간)일 수 있다. 시간 t₁, t₂, t₃ 및 t₄는 동일한 절대 시간 기준을 참조할 수 있다. (루프백 수신기 실시예에서, 도 3에 도시되지 않은, 추가적인 시간 t₅는 나중에 설명된 기저대역 신호들 BBR1과 BBT2 간의 "DFT 정렬"에 기초하여 약간 다른 방식으로 장치(10-2)에서 기저대역 일관성을 달성하는 것과 관련될 수 있다.)

언급된 바와 같이, 이 예에서 기저대역 일관성을 위한 조건은 t₄-t₁ 및 t₃-t₂가 각각 T의 배수(이중 톤 신호의 주기성, 예를 들어, Bluetooth의 2μs)인 것일 수 있다. t₂와 t₄의 대략적인 동기화 정확도는 최종 타이밍 측정 정확도에 영향을 미치지 않기 때문에, t₂와 t₄의 선택은 위의 기저대역 일관성 조건을 자유롭게 보장할 수 있다. 이는 위상 기반 레인징(나중에 표시)에 대한 정보를 추출하기 위해 대수학의 일부 용어들의 취소들을 허용할 수 있다.

단순성과 일반성을 잃지 않고, 주파수 오프셋은 무시될 수 있고, 초기 위상은 시간 t₁에서 0으로 가정될 수 있다. ADC 클럭은 DFT 클럭과 동기화될 수 있지만, 그렇지 않으면, 부분 리샘플러가 교환 전체에서 지속적으로 실행될 수 있다. 만들어질 수 없는 가정은 LO(410)가 TX와 RX 간의 위상 연속을 유지한다는 것, 즉, 두 시간 순간들(TX와 RX 시간 순간들) 간의 RF 위상 차이가 동일하게 유지된다는 것일 수 있다. 이러한 이유로, 아래 방정식들은 송신 및 수신 위상들의 값이 동일하다는 가정에 기초하지 않을 수 있다.

장치 1(장치 10-1)의 송신기 RF 출력에서, 제1 RF 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다:

여기서 는 순간 시간 t₁에서의 장치 1의 RF 위상일 수 있다.

장치 2(장치 10-2)에서의 수신기 기저대역 입력은 다음과 같을 수 있다:

여기서 은 순간 시간 t₂의 장치 2의 RF 위상일 수 있다.

위에서 논의한 제1 및 제2 CGR들, 및 , 각각 S_{tx1_rf}의 제1 및 제2 톤들 f_c-Δf 및 f_c+Δf에 대응하는, 을 획득하기 위해 시간 t₂(즉, t₂ 시간에서 시작하는 샘플을 이용하여 수행된 S_rx2bb(t)의 DFT)에서 장치 2의 톤 별 기저대역 상관관계는 DFT 엔진(428)에 의해 다음과 같이 계산될 수 있다:

위의 방정식들은 라는 가정에서 유효할 수 있고, 여기서 M은 임의의 정수이다. 위의 DFT 계산은 DFT의 한 타입으로 이해되는 FFT(Fast Fourier Transform)를 이용하여 수행될 수 있다.

장치 2 송신기 RF 출력은 다음과 같을 수 있다:

여기서 은 t₃ 순간 시간의 장치 2의 RF 위상일 수 있다.

장치 1 수신기 기저대역 입력은 다음과 같을 수 있다:

상기 논의된 제3 및 제4 CGR을 획득하기 위한 장치 1 기저대역에서의 톤별 상관관계는 시간 t₄에서 수행될 수 있다:

아래에 재나열된, 상관관계 출력의 두 세트들(제1 내지 제4 CGR들)은 일방향 신호 전파 지연(및 그에 따라, 두 장치들 간의 거리)을 추정하는 데 이용될 수 있다:

이때 , 만일 이면, 즉, 이들의 차이가 이중 톤 기저대역 신호의 주기성의 배수이기 때문에, 방정식의 타당성에 영향을 미치지 않을 수 있다.

기저대역 일관성을 유지함으로써 제약 조건 및 을 가질 수 있고, 여기서 n₁과 n₂는 정수들이다. 이들 두 표현식들을 결합하면 다음과 같은 결과가 나올 수 있다:

지수들은 2π의 모든 배수로 래핑되므로, 위 방정식들은 을 로 대체하여 다음과 같이 다시 작성될 수 있다:

(1)

(2)

(3)

(4)

편의상, (1)~(4)에 표현된 항들에 대한 위상은 다음과 같이 나타내질 수 있다:

(5)

(6)

(7)

(8)

레인징을 달성하기 위해 이러한 방정식들을 조작하는 다양한 방법이 있다. 예를 들어, 다음을 얻기 위해 위상들은 감산될 수 있다:

(11)

(12)

왕복(2방향) 시간은 다음 방정식들의 추가들로부터 추정될 수 있다:

(13)

이는 ToA(Time of Arrival)의 대략적인 추정을 피할 수 있다는 이점을 가지고 관련 기술의 사운딩 시퀀스 레인징 측정과 동등한 결과를 줄 수 있다. 방정식들은 일방향 범위가 추출되는 것을 허용할 수도 있다. 예를 들어, (5)를 (8)에, (6)을 (7)에 가산하면 다음과 같다:

(14)

(15)

그런 다음 방정식 (14)및 (15)는 을 계산하기 위해 차분될 수 있다:

(16)

그런 다음 의 값은 다음과 같이 신호 전파 지연 τ에 대한 값에 도착하기 위해 방정식들 (11) 또는 (12)에 삽입될 수 있다:

(17)

(18)

여기서 은 와 동일해야 한다.

방정식 (17) 또는 (18)에 의해 정의된 τ를 시선거리 d1에 대한 전파 지연이라고 가정하면, 거리 d1 = cτ (c = 빛의 속도)일 수 있다.

방정식 (17) 또는 (18)의 신호 전파 지연 결과들 중 하나는 캐리어 주파수 f_c와 연관하여 측정된 거리 d1을 결정하기 위한 최종 결과로 이용될 수 있으며, 이는 측정이 올바르게 수행되면 대략 동일하기 때문일 수 있다. (다중-경로 환경에서는, d1에 대한 서로 다른 결과들이 넓은 대역폭에 걸쳐 서로 다른 각각의 캐리어 주파수들을 이용하여 측정될 수 있으며; 이는 아래 도 6과 관련하여 설명될 것이다.) τ는 장치 1에서 장치 2로 또는 그 반대의 전파 지연이므로, 일방향 전파 지연일 수 있다. 따라서, 방법(200)은 일방향 레인징 방법으로 지칭될 수 있다. 일방향 레인징 방법은 왕복 전파 시간을 측정하는 양방향 레인징 방법에 비해 적어도 두 개의 이점들을 가질 수 있다. 첫째, 주어진 최소 주파수 단계에서(측정이 주파수 단계들에 의해 인접한 캐리어로부터 각각 분리된 서로 다른 캐리어들에서 수행될 때), 명확한 거리(2π 랩 전)는 두 배 더 멀 수 있다. 예를 들어, BLE(Bluetooth Low Energy) 및 1MHz의 채널 분리에 기초하는 구현들의 예에서, 이 거리가 150m에서 300m로 늘어날 수 있다. 두 번째 장점은 한 개 초과의 광선이 있는 채널(즉, 다중-경로 채널)에 대해, 표준 양방향 범위가 실제로 두 경로들(장치 1에서 2로, 장치 2에서 1로)의 컨볼루션이라는 것일 수 있다. 상호성에 따라 이러한 경로들은 동일하지만 아래 도 8과 관련하여 논의된 것처럼 여전히 컨볼루션 곱들을 형성할 수 있다. 이러한 컨볼루션 곱들의 생성은 여기서 기저대역 일관성을 이용하는 일방향 거리 측정 방법을 사용하면 방지될 수 있다.

그런데, 도 2 및 3은 도 4의 송수신기 회로를 이용하여 이중 톤 RF 신호들을 FSK 신호들(가우스 FSK 신호는 FSK 신호의 하나의 타입임)로 생성하는 맥락에서 주로 설명되었다. 그러나, 앞서 언급한 바와 같이, WLAN 신호들과 같은 OFDM 신호들은 레인징 측정들에서 대안적으로 생성 및 교환될 수 있다. 예를 들어, IEEE 802.11ax 표준과 호환되는 WLAN 패킷은 312.5KHz 서브캐리어 간격의 OFDM 변조를 이용할 수 있고, 이는 3.2μs OFDM 심볼 기간으로 변환될 수 있다. 인접한 두 서브캐리어들 간의 차동 위상은 지연이 3.2μs의 배수일 때 랩어라운드될 수 있다. 이러한 기저대역 일관성의 이점을 활용하기 위해, 도 3의 타이밍도를 참조하면, 각 스테이션은 두 이벤트들(장치 1의 경우 t₁과 t₄, 장치 2의 경우 t₂와 t₃) 간의 시간 간격이 3.2μs의 배수인지 확인해야하고, 이는 Bluetooth 케이스의 시간 간격인 2μs의 배수와 동일할 수 있다. 장치 2의 경우, t2 이전의 대략적인 동기화 타이밍에 기초하여, 위상 측정들은 CFR들을 획득하기 위해 수행될 수 있고, 그런 다음 사운딩 파형은 t₂로부터 3.2μs의 배수만큼 떨어진 t₃에서 다시 송신될 수 있다. 그런 다음 장치 1은 대략적인 동기화 타이밍에 가깝고 t₁에서 3.2μs의 배수만큼 떨어진 t₄를 선택할 수 있다. 나머지 계산은 도 2 및 3과 관련하여 설명된 것과 동일할 수 있다. 보상은 패킷의 OFDM 톤들의 상대적인 위상들에 대해 이루어질 수 있다(또는 이루어져야 할 수 있다). 그러나, 이러한 톤들은 FTM(Fine Timing Measurement) 교환에 대해 알려진 값들을 가지므로 보상이 쉽게 이루어질 수 있다.

앞서 언급한 바와 같이, 단계 S210 및 위의 수학식 1 내지 18에서, 장치 10-2에서 기저대역 일관성을 달성하기 위한 제1 예시 방법(및 이를 구현하는 무선 장치)에서, 제2 RF 신호 S_{tx2_rf}가 t2의 (J x T) 시간 단위들 이후에 발생하는 t₃ 시점에 송신될 수 있고, 여기서 J는 정수이다. 장치(10-2)에서 기저대역 일관성을 달성하기 위한 두 번째 예에서, 예시는 적어도 제2 장치(10-2)에서 루프백 수신기 아키텍처를 이용하는, DFT 정렬은 기저대역 일관성을 달성하는 데 충분할 수 있으므로 (t3-t2)가 반드시 (J x T)와 같지 않을 수 있다. 이 예는 다음과 같이 이해될 수 있다:

제2 장치(10-2) 송신기에서, 제1 RF 신호는 앞서 정의된 바와 같을 수 있다:

루프백 수신기 메커니즘을 이용하여, 방법은 송신 된 신호 S_{tx2_rf}를 장치 2의 자체 수신기(예를 들어, 믹서(424), 샘플러(427), ADC(426) 및 DFT 엔진(428)을 포함)로 루프백할 수 있고, 다음과 같이 표현되는 기저대역 신호 루프백 신호 (제2 RF 신호로부터 효과적으로 파생되는)를 생성할 수 있다:

(19)

여기서 는 제2 RF 신호의 위상이고 임의적일 수 있다.

그 후, 방법은 t₅의 시작 시간(t2 이후에 발생할 수 있음)으로 DFT 엔진(428)을 이용하여 DFT들을 취할 수 있다(그리고 제2 RF 신호의 제1 및 제2 톤들에 대응하는 CGR들을 효과적으로 획득할 수 있다):

여기서, 은 제2 RF 신호의 제1 톤에 대응하는 제5 CGR(또는 제1 "루프백 CGR")로 지칭될 수 있고, 는 제2 RF 신호의 제2 톤에 대응하는 제6 CGR(또는 제2 루프백 CGR)로 지칭될 수 있다.

이제, 위에 설명된 원래 4개의 CGR 곱들(위의 방정식들 (1) ~ (4)가 여기에서 반복될 수 있다:

(1)

(2)

(3)

(4)

그러나, 현재 기술된 실시예는 다음을 획득하기 위해, 및 의 곱셈들을 수행할 수 있고, 여기서 *는 켤레 복소수를 제공할 수 있다:

(22)

(23)

이러한 방정식들 (22)와 (23)은 가 를 대체했다는 점을 제외하면 및 에 대한 이전 방정식 (3) 및 (4)와 동일할 수 있고(이 임의 단계는 어쨌든 취소될 수 있음); 시간 t₅이 t₃을 대체하므로 타이밍 제약 조건이 t₅에 적용될 수 있다. 결과적으로, 와 제2 RF 신호의 송신 시간 t₃은 취소되었기 때문에 제약이 없을 수 있다.

따라서, 방정식 (18)은 전파 지연 τ 및 장치 1과 장치 2 간의 대응되는 거리 d1을 획득하기 위해 현재 설명된 실시예의 방정식들 (22) 및 (23)과 대응하여 유사하게 이용될 수 있다.

곱 을 형성할 때, 장치 1과 장치 2 간의 결과가 혼합되어 있을 수 있다. 예에서, G_rx1에 대한 결과는 장치 1에서 장치 2로 전송되고, 장치 2는 방정식들 (22) 및 (23)에 대한 처리를 수행할 수 있다. 또 다른 예에서, 장치 2는 결과들을 장치 1에 전송하고 장치 1은 방정식들 (22) 및 (23)에 대한 처리를 수행할 수 있다. 이 경우, 복소 이득 루프백 결과들 G_lb2 및 RX 복소 이득 결과 G_rx2(제1 및 제2 CGR들에 대한 결과)가 모두 장치 1로 전송될 수 있다.

구현들은 장치 1과 장치 2 간에 혼합 및 매치될 수 있다. 따라서, 앞서 설명한 기술은 일 예에서는 장치 1에 유사하게 적용되지만, 다른 예에서는 장치 1에 적용되지 않을 수 있다. 전자의 경우, 및 도 방금 설명한 와 같은 방식으로 수정될 수 있다. 그러나, TX-DFT 타이밍 제약 조건을 만족했다면 루프백 수신기가 장치 2에 구현되더라도 (1)과 (2)에 대해 앞서 표현된 방정식들이 이용될 수 있다.

도 6은 일 실시예에 따른 다중-경로 신호들을 해결하는 레인징 방법(600)을 도시하는 순서도이다.

방법(600)은 도 2의 레인징 방법(200)의 확장으로 간주될 수 있다. 다중-경로 신호 환경에서, 다중-경로 신호들은 단일 캐리어 주파수만으로 측정한 측정 결과의 정확도를 감소시킬 수 있다. 레인징 방법(600)은 원하는 대역폭에 걸쳐 여러 캐리어 주파수들 각각에서 측정을 수행함으로써 이 문제를 해결할 수 있다. 추가적으로, 방법(600)은 수신 장치에 대한 전파 거리 및 AoA(Angle of Arrival) 모두의 관점들에서 다중-경로 신호들을 정확하게 검출할 수 있다.

방법(600)을 사용하면, 단계 S602에서, 단계들 S202 내지 S218은 넓은 주파수 대역(예를 들어, 블루투스의 경우 40MHz 정도)에 걸쳐 분포된 캐리어 주파수들 f_c1 내지 f_cn 각각에 대해 수행될 수 있다. 각 캐리어들 f_c1~f_cn은 인접한 캐리어와 2Δf만큼 떨어져 있고, 여기서 각 캐리어 f_ci(i = 1~n 중 하나)는 (f_ci-Δf) 및 (f_ci+Δf)에서 제1 및 제2 톤들 각각을 생성하기 위해 이용될 수 있다. 이와 같이, 인접한 캐리어들 f_ci와 f_c(i+1)(i=1~(n-1))은 서로에 대하여 하나의 매칭 톤과 하나의 논-매칭 톤을 생성할 수 있다.

단계 S604에서, 방법은 주파수 대역에 걸친 톤들 각각에 대해 CCF(Coherent Channel Frequency) 응답들의 획득을 포함하는 스티칭 알고리즘을 실행할 수 있다. CCF 응답들은 매칭 톤들 간에 측정된 오프셋들에 의해 CGR들의 위상들의 조정에 의해 CGR들로부터 도출될 수 있다. CCF들을 도출하는 이 기술은 '857 출원에, 즉, 본 발명자들에 의해 2019년 11월 21일에 출원되고 제목이 ANGLE / TIME OF ARRIVAL MEASUREMENT USING NARROWBAND SIGNALS인 공동 계류 중인 미국 특허 출원 번호 16/690,857에, 설명될 수 있고, 이 출원은 그 전체로서 여기에 참조로 통합될 수 있다. '857 출원의 기술은 양방향 레인징 방법이지만, 스티칭 알고리즘이 여기의 일방향 레인징 방법에도 동일하게 적용될 수 있다.

OFDM 기반 통신(예를 들어, WiFi)과 같은, 광대역 하드웨어를 이용하는 실시예들에서, 모든 OFDM 톤들에 대한 CCF 응답들은 스티칭 알고리즘을 이용하지 않고도 도출될 수 있다. 그러나, 스티칭 알고리즘이 이 경우의 레인징 추정에 통합되면, 레인징에 대한 일반 통신에 이용되는 것보다 더 넓은 대역폭이 달성될 수 있다.

단계 S606에서, 방법은 최단 신호 경로에 대응하는 높은 정확도의 전파 지연 및 제1 및 제2 장치들 간의 적어도 하나의 다중-경로 신호 경로에 대응하는 적어도 하나의 추가 전파 지연을 도출하기 위해 CCF들을 이용하여 신호 경로들 알고리즘을 실행할 수 있다. 신호 경로들 알고리즘의 몇몇 예시들은 IFFT-기반 알고리즘과 MUSIC(MUltiple SIgnal Classification) 알고리즘, ESPRIT(Estimation of Signal Parameter via Signal Rotational Techniques) 알고리즘, 및 PHD(Pisarenko Harmonic Decomposition) 알고리즘을 포함할 수 있다. 이때 초해상도 알고리즘들의 어느 하나가 후자의 정확도를 향상시키기 위해 IFFT-기반 알고리즘과 함께 이용될 수 있다.

도 7은 도 6의 방법 내에서 동작들을 수행할 수 있는 무선 장치(10)(제1 또는 제2 장치들(10-1 또는 10-2) 중 어느 하나) 내의 예시적인 회로의 블록도이다. 컨트롤러(702)는 위에서 논의된 컨트롤러(402)의 기능들을 포함하지만 캐리어 주파수들 f_c1 내지 f_cn 각각과 관련하여 수행되는 장치(10)의 전체적인 동작들을 제어할 수 있다. 이를 위해, 컨트롤러(702)는 직교 변조기 / 업컨버터(708)의 캐리어 주파수를 제어하기 위해 제어 신호 C1을 생성하는 주파수 스케줄러(762)를 포함할 수 있다(예를 들어, 도 4의 LO(410), 지연 요소(409), 믹서들(408_1, 408_2), 가산기(409) 및 PA(412)에 의해 구성).

컨트롤러(702)는 데이터 신호 D(t)(D₁(t) 또는 D₂(t))를 생성하고 이를 G/FSK I/Q 변환기(704)에 출력할 수 있다(I 및 Q 채널들에서 가우스 또는 전통적인 FSK를 제공하는 변조기(404)와 유사). 각 캐리어 주파수 f_ci(i=1~n)에 대해, 나머지 구성 요소들은도 2 내지 4와 관련하여 위에서 설명한 것과 동일한 기능들을 수행할 수 있다. 이를 위해, 장치(10)는 샘플링 클럭을 샘플러(727)(샘플러(427)와 유사)에, DAC 클럭을 직교 변조기 / 상향-변환기(708)의 임의의 DAC들에, DFT 클럭 신호를 DFT 엔진(728)(DFT 엔진(428)과 유사)에 등과 같이 제공하는 클럭 생성기(705), 하향-변환기(725) 및 직교 변조기(724)가 함께 LNA(420), 믹서들(424_1, 424_2), LO(410) 및 지연 요소(409)를 포함할 수 있다. 이때 구성요소들(704, 708)는 앞서 설명한 바와 같이 극 변조기로 대체될 수 있다.

컨트롤러(702)는 CCF 응답 계산기(730) 및 신호 경로들 계산기(763)를 더 포함할 수 있다. 캐리어 주파수 f_ci에서의 각 측정에 대해, DFT 엔진(728)은 적어도 f_ci + Δf 및 f_ci - Δf에 대해 DFT 결과를 도출할 수 있다. 이러한 결과들은 단계 S604를 수행하여 CGR 측정들이 모든 캐리어들 f_c1 내지 f_cn에 대해 완료되면 관심 주파수 대역에 걸쳐 완전한 CCF 응답들의 세트를 획득을 수 있는 CCF 응답 계산기(730)에 적용될 수 있다. 신호 경로들 계산기(763)는 이어서 CCF 응답들의 완전한 세트에 기초하여 단계 S606을 수행하여 최단 신호 경로 및 임의의 다중-경로 신호 경로에 대한 최종 거리 측정값을 계산할 수 있다.

이때 여기서 장치(10)는 메모리(775) 및 UI(User Interface)(775)를 더 포함할 수 있다. 컨트롤러(702)는 그 동작을 실행하기 위해 메모리(776) 내에 저장된 명령어들을 독출하고, 메모리(776) 내에서 임시 및 최종 데이터를 저장 / 선택적으로 검색할 수 있는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다. 컨트롤러(702)는 레인징 측정들을 개시하기 위해 사용자 입력들을 수신할 수 있는 UI(775)와 상호작용할 수도 있다. 정상적인 통신 동작에서와 같이, I 및 Q 신호들을 디코딩하여 그들이 나타내는 데이터를 복구하려는 경우, ADC(726)의 디지털화된 출력은 컨트롤러(702) 내의 I/Q 디코더(761)에 의해 디코딩될 수 있다.

도 8은 관련 기술 방법과 비교하여 실시예에 의해 측정된 무선 장치들 간의 시선 신호 및 다중-경로 신호의 시뮬레이션된 전파 경로 거리 측정 결과의 그래프이다.

실선 90은 도 6의 일방향 기저대역 일관성 방법을 이용하여 시뮬레이션된 측정(실험실 테스트)을 나타낸다. 점선(91)은 종래의 양방향(RTT) 레인징 측정을 이용하여 시뮬레이션된 측정을 나타낸다. 예시 테스트에서, 시선 경로가 장치 1과 장치 2 간의 거리 d1에 설정되었고, 하나의 다중-경로 경로가 다중-경로 거리 d2로 설정되었다. 피크들 84 및 86은 기저대역 일관성 방법에 의해 측정된 수신 신호들의 전력을 나타내고, 이는 각각의 거리들 d1 및 d2에 정확하게 대응할 수 있다. 관련 기술 RTT 측정도 거리들 d1 및 d2에서 신호를 정확하게 검출했지만(그러나 기저대역 일관성 방법에 비해 신호 에너지가 적음), 이는 여러 다른 거리들에서의 피크 81도 검출하여, 추가적인 다중-경로 신호들을 잘못 검출할 수 있다. 이는 하나 이상의 광선(즉, 다중-경로)을 가지는 채널에 대해, 관련 기술의 양방향 범위 측정이 실제로 두 경로들(장치 1에서 장치 2로, 장치 2에서 장치 1로)의 컨볼루션을 측정할 수 있기 때문이다. 상호성에 따라 이러한 경로들은 동일하지만 아래 도 8에서 입증되었듯이 여전히 컨볼루션 곱들을 형성할 수 있다. 이때 시뮬레이션된 테스트 측정들은 넓은 대역폭에 걸쳐 측정된 진폭들 및 위상들의 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)을 이용하여 수행되었고; 동일 또는 유사한 결과들은 MUSIC 초해상도 알고리즘 또는 기타 적절한 신호 경로들 알고리즘을 이용하여 획득할 수 있다.

다른 시뮬레이션된 테스트 측정들에서, 광선 모델은 두 개의 밀접하게 간격을 둔(거리를 둔) 경로들로 구성되었다. 기저대역 일관성 방법은 각 경로들을 따라 전파되는 두 광선들을 성공적으로 해결할 수 있지만, 종래의 양방향 방법은 두 경로들 간의 거리에 있는 신호를 잘못 검출하고, 잘못 검출된 신호는 두 경로들에서 검출된 신호보다 더 높은 에너지를 가질 수 있다. 따라서 기저대역 일관성 방법은 다양한 신호 환경들에서 우수한 결과들을 제공할 수 있다.

따라서, 전술한 바와 같은 본 발명의 레인징 방법 및 장치의 실시예들은 장치로부터 송신된 신호와 수신 시 수행된 상관관계들 간의 기저대역 일관성을 주장할 수 있다. 기저대역 일관성을 유지함으로써, 우수한 일방향 레인징이 달성될 수 있다. 한편, 현재 블루투스 표준에 의해 지원되는 사운딩 신호 RTT 추정과 표준 위상 기반 레인징 추정은 각각 양방향 방법들이다. 앞서 언급한 바와 같이, 기저대역 일관성을 이용하는 일방향 레인징의 장점들은 우수한 다중-경로 광선 검출, 잘못된 광선 검출 방지, 양방향 레인징에 비해 측정 가능한 거리가 두 배로 늘어나는 등을 포함할 수 있다. 유사한 이점들이, 예를 들어, WLAN, Zigbee, LTE, 5G 등과 같은 다른 무선 통신 기술들에서도 실현될 수 있다. 예를 들어, 본 개시의 방법들은 반복적인 패턴을 가지는 FSK-유사 변조를 이용하는 임의의 무선 통신 기술에 적용되어 이점을 얻을 수 있다.

더욱이, 관련 기술의 일방향 레인징 추정들은 톤들의 교환에 걸쳐 두 장치들의 LO들 간의 위상 일관성을 유지하는 것을 요구할 수 있다. 실제로 이는 각 LO가 이의 주파수가 클럭 사이클의 정확한 타이밍 그리드에서 변경될 수 있도록 설계되어야 함을 의미할 수 있다. 또한, 각 LO는 주파수가 변경될 때 위상 연속성을 유지해야 할 수 있다. 이 두 기능들은 모두 달성하기 어렵고/거나 엄청나게 복잡한 구현들을 요고할 수 있다. 본 개시의 실시예들은 요구 사항들을 구현하기 쉬운 기저대역 일관성으로 옮길 수 있다.

본 개시의 예시적인 실시예들은 신호 화살표들, 블록도들(예를 들어, 도 7의 컴퓨팅 블록들 또는 도 2 및 도 6의 흐름도들) 및 알고리즘 표현들을 참조하여 설명되었다. 블록도들의 각 블록과 블록도들 내의 블록들의 조합들, 및 알고리즘적 표현들에 따른 동작들은 컴퓨터 프로그램 명령들에 의해 수반되는 하드웨어(예를 들어, 메모리(776)와 협력하는 컨트롤러(402 또는 702)의 처리 회로)에 의해 구현될 수 있다. 이러한 컴퓨터 프로그램 명령들은 컴퓨터, 기타 프로그램 가능한 데이터 처리 장치, 또는 기타 장치들이 특정 방식으로 기능하도록 지시할 수 있는 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체(예를 들어, 메모리(776))에 저장될 수 있으므로, 컴퓨터 판독 가능 매체 내에 저장된 명령어들은 블록도에 명시된 기능/행위를 구현하는 명령어들을 포함하는 제조품을 생성할 수 있다.

본 개시에 이용된 용어 "프로세서"는, 예를 들어, CPU(Central Processing Unit) 및/또는 기타 처리 회로(예를 들어, DSP(Digital Signal Processor), 마이크로프로세서, 등)를 포함하는 것과 같은 어느 처리 장치를 포함하도록 의도될 수 있다. 또한, "프로세서"는 계산 하드웨어를 포함하고, 컴퓨팅 장치 내에 다중 처리 코어들을 포함하는 다중-코어 프로세서를 지칭할 수 있다. 처리 장치와 연관된 다양한 요소들은 다른 처리 장치들에 의해 공유될 수 있다.

본 개시에 따른 전술된 방법들은 하드웨어, 펌웨어 또는 소프트웨어의 이용을 통해 또는 CD ROM, RAM, 플로피 디스크, 하드 디스크, 또는 광자기 디스크와 같은 기록 매체 내에 저장될 수 있는 컴퓨터 코드 또는 원래 원격 기록 매체 또는 비일시적 기계 판독 가능 매체에 저장되어 있고 로컬 기록 매체에 저장되도록 네트워크를 통해 다운로드된 컴퓨터 코드로 구현될 수 있고, 이에 따라 본 개시에서 설명된 방법들은 범용 컴퓨터나 특수 프로세서를 이용하여 기록 매체에 저장되거나 ASIC 또는 FPGA와 같은 프로그래밍 가능하거나 전용 하드웨어에 저장된 소프트웨어를 이용하여 렌더링될 수 있다. 분야에서 이해되는 바와 같이, 컴퓨터, 프로세서, 마이크로프로세서 컨트롤러 또는 프로그래밍 가능 하드웨어는 메모리 구성 요소(예를 들어, 컴퓨터, 프로세서 또는 하드웨어에 의해 액세스되고 실행될 때 여기에 개시된 처리 방법을 구현하는 소프트웨어 또는 컴퓨터 코드를 저장하거나 수신할 수 있는 RAM, ROM, 플래시 등)를 포함할 수 있다. 또한, 범용 컴퓨터가 여기에 표시된 처리를 구현하기 위한 코드에 액세스할 때, 코드의 실행은 범용 컴퓨터를 본 개시의 처리를 실행하기 위한 특수 목적 컴퓨터로 변환한다는 것이 인식될 것이다.

이상에서는 본 개시의 개념을 예시적인 실시예들을 참조하여 구체적으로 도시 및 설명하였으나, 통상의 기술자는 다음 청구항들 및 그 등가물들에 의해 정의된 청구 대상의 정신 및 범위를 벗어나지 않고 형태 및 세부 사항의 다양한 변경이 이루어질 수 있음을 이해할 것이다.

Claims (10)

1. 제1 및 제2 무선 장치들 간의 거리 측정을 위한 일방향 레인징(ranging) 방법에 있어서,
   상기 제1 및 제2 무선 장치들 간의 이중 톤 RF(Radio Frequency) 신호들을 교환하는 단계; 및
   상기 제1 및 제2 무선 장치들 각각에서, 각각의 무선 장치에 의해 송신 및 수신되는 상기 RF 신호들에 의해 운반되는 기저대역 신호들 간의 기저대역 일관성을 유지하는 단계를 포함하는
   일방향 레인징 방법.
2. 제1항에 있어서,
   상기 이중 톤 RF 신호들을 교환하는 단계는
   상기 제1 무선 장치에 의해, 제1 RF 신호를 상기 제2 무선 장치로 송신하는 단계; 및
   상기 제2 무선 장치에 의해, 제2 RF 신호를 상기 제1 무선 장치로 송신하는 단계를 포함하고,
   상기 제2 무선 장치에서 상기 기저대역 일관성을 유지하는 단계는
   상기 제1 RF 신호로부터 도출된, 제1 기저대역 신호의 샘플들의 제1 DFT(Discrete Fourier Transform) 처리를 통해, 주파수가 2Δf만큼 떨어진 상기 제1 RF 신호의 제1 및 제2 톤들에 각각 대응하는 제1 및 제2 CGR(Complex Gain Response)들 각각을 계산하는 단계; 및
   루프백(loopback) 수신기 경로 및 상기 제2 RF 신호로부터 도출된 제2 기저대역 신호의 샘플들의 제2 DFT 처리를 이용하여, 주파수가 2Δf만큼 떨어진 상기 제2 RF 신호의 제1 및 제2 톤들에 각각 대응하는 제5 및 제6 CGR들을 계산하는 단계를 포함하고,
   상기 샘플들의 제1 DFT 처리는 제1 시점에 시작하고, 상기 샘플들의 제2 DFT 처리는 상기 제1 시점의 (J x T) 이후에 발생하는 제2 시점에서 시작하고, J는 정수이고 T는 1/Δf와 같고,
   상기 일방향 레인징 방법은
   제1 무선 장치에서, 상기 제2 RF 신호의 상기 제1 및 제2 톤들에 각각 대응하는 제3 및 제4 CGR들을 계산하는 단계; 및
   상기 제1 내지 제6 CGR들을 이용하여 상기 제1 및 제2 무선 장치들 간의 상기 제1 또는 제2 RF 신호의 전파 지연을 추정하는 단계를 더 포함하는
   일방향 레인징 방법.
3. 제2항에 있어서,
   상기 전파 지연의 추정은 부분적으로 상기 제3 CGR과 상기 제5 CGR의 켤레 복소수의 곱셈, 및 상기 제4 CGR과 상기 제6 CGR의 켤레복소수의 곱셈에 기초하는
   일방향 레인징 방법.
4. 제2항에 있어서,
   상기 제1 무선 장치에서 기저대역 일관성을 유지하는 단계는 상기 제1 RF 신호가 송신되는 시점의 (K x T) 이후 발생하는 시점에 시작 시점에서 취한 상기 제2 기저대역 신호의 샘플들의 DFT 처리하는 단계를 포함하고, 상기 K는 정수인
   일방향 레인징 방법.
5. 제2항에 있어서,
   상기 전파 지연을 추정하는 단계는 상기 제1 무선 장치에서 수행되고,
   상기 방법은
   상기 제2 무선 장치에 의해, 상기 제1 무선 장치로 상기 제3, 제4, 제5 및 제6 CGR들을 나타내는 신호를 송신하는 단계를 더 포함하는
   일방향 레인징 방법.
6. 제1항에 있어서,
   상기 제1 무선 장치와 제2 무선 장치들 간의 거리를 측정하는 단계를 포함하고,
   상기 측정하는 단계는
   CCF(Coherent Channel Frequency) 응답을 획득하는 스티칭 알고리즘을 실행하는 단계; 및
   최단 신호 경로에 대응하는 제1 전파 지연을 도출하기 위해 상기 CCF를 이용하여 신호 경로들 알고리즘을 실행하는 단계를 포함하고,
   적어도 하나의 추가 전파 지연은 상기 제1 및 제2 무선 장치들 간의 적어도 하나의 다중-경로 신호 경로에 대응하는
   일방향 레인징 방법.
7. 제1 무선 장치로서,
   제1 기저대역 신호를 생성하고;
   상기 제1 기저대역 신호에 기초하여 제1 RF 신호를 생성하고, 상기 제1 RF 신호를 제2 무선 장치에 송신하고, 상기 제1 RF 신호는 적어도 제1 및 제2 톤들을 포함하고;
   제2 무선 장치로부터 제2 RF 신호를 수신하고, 상기 제2 RF 신호는 적어도 상기 제1 및 제2 RF 톤들을 포함하고;
   상기 수신된 제2 RF 신호로부터 제2 기저대역 신호를 도출하고; 및
   상기 제1 및 제2 무선 장치들 간의 거리 추정을 위해 상기 제1 기저대역 신호 및 상기 제2 기저대역 신호 간의 기저대역 일관성을 유지하는 송수신기 회로를 포함하는
   제1 무선 장치.
8. 제7항에 있어서,
   상기 송수신기 회로는 루프백(loopback) 수신기 회로를 포함하고,
   상기 기저대역 일관성은 상기 루프백 수신기 회로를 이용하여 유지되는
   제1 무선 장치.
9. 제7항에 있어서,
   상기 송수신기 회로는 상기 거리 추정을 수행하기 위한 처리 회로를 포함하고; 및
   거리 추정은 상기 제2 RF 신호의 상기 제1 및 제2 톤들에 대응하는 제3 및 제4 CGR(Complex Gain Response)들의 계산, 및 상기 제2 무선 장치로부터 획득된 상기 제3 및 제4 CGR들과 상기 제1 및 제2 CGR들을 이용한 전파 지연의 추정을 포함하고, 상기 제1 및 제2 CGR들은 상기 제2 무선 장치에서 기저대역 일관성이 유지됨과 함께 상기 제2 무선 장치에서 수신된 상기 제1 RF 신호의 상기 제1 및 제2 톤들에 대응하는
   제1 무선 장치.
10. 제7항에 있어서,
    상기 송수신기 회로는 상기 제1 및 제2 무선 장치들 간의 거리를 측정하고,
    상기 측정은 CCF(Coherent Channel Frequency) 응답을 획득하는 스티칭 알고리즘의 실행, 및 최단 신호 경로에 대응하는 제1 전파 지연 및 상기 제1 및 제2 무선 장치들 간의 적어도 하나의 다중-경로 신호 경로에 대응하는 적어도 하나의 추가 전파 지연을 도출하기 위해 상기 CCF를 이용한 신호 경로들 알고리즘의 실행을 포함하는
    제1 무선 장치.

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