KR20230070105A - 전원 공급 장치 및 이를 포함하는 표시 장치 - Google Patents

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남양욱
박성천
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Abstract

DC-DC 컨버터는 일반 모드에서 복수의 트랜지스터들을 서로 교번하여 턴-온(turn-on)시킴으로써 인덕터 전류를 생성하는 제1 구동 방식으로 제1 전원 전압을 출력하고, 절전 모드에서 제1 구동 방식보다 적은 턴-온 횟수로 인덕터 전류를 생성하는 제2 구동 방식으로 제1 전원 전압을 출력하는 제1 컨버터; 절전 모드에서 제2 구동 방식보다 더 적은 턴-온 횟수로 인덕터 전류를 생성하는 제3 구동 방식으로 제2 전원 전압을 출력하고, 절전 모드에서의 제2 전원 전압과 일반 모드에서의 제2 전원 전압의 크기를 다르게 결정하는 제2 컨버터; 및 제1 및 제2 컨버터들이 일반 모드 또는 절전 모드에 따라 구동하도록 모드 제어 신호를 제1 및 제2 컨버터들에 공급하는 모드 선택부를 포함한다.

Description

전원 공급 장치 및 이를 포함하는 표시 장치{POWER SUPPLY AND DISPLAY DEVICE HAVING THE SAME}
본 발명은 전원 공급 장치 및 이를 포함하는 표시 장치에 관한 것이다.
표시 장치는 외부로부터 공급되는 입력 전원을 변환함으로써 화소들의 구동에 필요한 고전위 출력 전원과 저전위 출력 전원을 생성하는 전원 공급 장치를 포함할 수 있다. 전원 공급 장치는 생성된 양의 전원과 음의 전원을 전원선을 통하여 표시 장치의 표시 패널로 공급할 수 있다.
전원 공급 장치는 고전위 출력 전원을 생성하기 위해 부스트 컨버터를 이용하고, 저전위 출력 전원을 생성하기 위해 인버팅 벅 부스트 컨버터를 이용할 수 있다. 이 때, 인버팅 벅 부스트 컨버터는 음의 전압을 출력 전원으로 출력하므로, 입력 전원과 출력 전원 간의 레벨 차이가 클 수 있다. 이로 인해, 인버팅 벅 부스트 컨버터에 포함된 스위칭 트랜지스터들에 걸리는 내압이 클 수 있다.
한편, 표시 장치는 스마트 폰, 및 노트북 컴퓨터 등의 전자 기기일 수 있다. 표시 장치가 노트북 컴퓨터인 경우, 입력 전원으로 배터리 전압 범위(예: 5.5V 내지 17.6V), 및 상기 배터리 전압 범위보다 높은 어댑터 전압 범위(예: 18V 내지 22V)를 가질 수 있다. 따라서, 종래의 표시 장치는 인버팅 벅 부스트 컨버터를 구현 시, 어댑터 전압 범위를 기준으로 스위칭 트랜지스터들의 내압을 고려하여 설계해왔다. 다만, 트랜지스터들 내압이 클수록 더 큰 용량의 트랜지스터들이 요구된다. 고용량의 트랜지스터들은 온-저항 및 사이즈가 증가하므로, 전원 공급 장치의 효율을 저하시키고, 전원 공급 장치(예: Power management integrated circuit; 이하 PMIC)가 실장되는 인쇄회로 기판의 Y축 사이즈를 증가시키는 문제점이 있다.
본 발명의 일 목적은 배터리 전압 범위를 기준으로 스위칭 트랜지스터들을 설계하되, 어댑터 전압 범위에서도 스위칭 트랜지스터들의 내압을 견딜 수 있는 전원 공급 장치 및 표시 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 일 목적은 소비 전력이 향상되고, 전원 공급 장치(예: PMIC)가 실장되는 인쇄회로 기판의 Y축 사이즈가 감소된 전원 공급 장치 및 표시 장치를 제공하는 것이다.
다만, 본 발명의 목적은 상술한 목적들로 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 실시예들에 따른 전원 공급 장치는 입력 전원을 수신하는 입력 단자와 제1 노드 사이에 배치된 제1 트랜지스터, 상기 제1 노드와 접지 사이에 배치된 인덕터, 및 상기 제1 노드와 출력 전원을 출력하는 출력 단자 사이에 배치된 제2 트랜지스터를 포함하는 스위치부, 제어부로부터 수신한 제어 신호 및 주파수 신호에 기초하여 상기 제1 트랜지스터를 제어하는 제1 제어 신호 및 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 제2 제어 신호를 출력하는 스위칭 제어부, 및 제1 모드로부터, 상기 제1 모드와 대비하여, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터의 구동 방식, 스위칭 주파수, 및 슬루율 중 적어도 하나를 가변시키는 제2 모드로 변환시키는 제2 모드 동작 신호를 상기 제어부로 공급하는 모드 선택부를 포함한다.
상기 모드 선택부는, 상기 입력 전원의 전압 레벨과 기 설정된 개시 전압 레벨을 비교하고, 상기 입력 전원의 전압 레벨이 상기 개시 전압 레벨 이상인 경우, 상기 제2 모드 동작 신호를 생성하는 것을 특징으로 한다.
상기 입력 전원은, 양의 전압 레벨을 갖고, 배터리 전압 범위 및 상기 배터리 전압 범위보다 큰 어댑터 전압 범위를 가질 수 있다.
상기 배터리 전압 범위는 5.5V 내지 17.6V이고, 상기 어댑터 전압 범위는 18V 내지 22V일 수 있다.
상기 모드 선택부는 상기 배터리 전압 범위에서 상기 제2 모드 동작 신호를 미생성할 수 있다.
상기 모드 선택부는, 상기 입력 전원의 전압 레벨과 기 설정된 종료 전압 레벨을 비교하고, 상기 입력 전원의 전압 레벨이 상기 종료 전압 레벨 이하인 경우, 상기 제2 모드 동작 신호를 중단할 수 있다.
상기 개시 전압 레벨은 상기 종료 전압 레벨보다 클 수 있다.
상기 모드 선택부는, 상기 입력 전원의 전압 레벨이 상기 개시 전압 레벨 이상인 경우 제1 버퍼 기간 후에 상기 제2 모드 동작 신호를 생성하고, 상기 입력 전원의 전압 레벨이 상기 종료 전압 레벨 이하인 경우 제2 버퍼 기간 후에 상기 제2 모드 동작 신호를 중단할 수 있다.
상기 제1 버퍼 기간은 상기 제2 버퍼 기간보다 짧을 수 있다.
상기 모드 선택부는, 상기 출력 전원의 전압 레벨과 기 설정된 출력 전원 신호에 대응되는 전압 레벨을 더 비교하고, 상기 출력 전원의 전압 레벨이 상기 출력 전원 신호에 대응되는 전압 레벨 이하인 경우, 상기 제2 모드 동작 신호를 생성하는 것을 특징으로 할 수 있다.
상기 출력 전원은 음의 전압 레벨을 가질 수 있다.
상기 제어부는, 외부로부터 상기 스위칭 제어부를 제어하는 레지스터 값을 수신하는 인터페이스부, 외부로부터 수신한 기준 클럭 신호를 이용하여 상기 주파수 신호를 생성하는 주파수 생성 회로, 상기 모드 선택부에 상기 출력 전원 신호를 제공하는 출력 전원 제어부를 포함할 수 있다.
상기 스위칭부는, 상기 제1 모드에서, 상기 제1 및 제2 트랜지스터를 교번하여 턴-온시키는 제1 구동 방식, 제1 구간에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터를 교번하여 턴-온시키고 제2 구간에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터들을 동시에 턴-오프시키는 제2 구동 방식, 및 제1-1 구간에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터를 교번하여 턴-온시키고 상기 제2 구간보다 긴 제2-1 구간에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터들을 동시에 턴-오프시키는 제3 구동 방식 중 어느 하나로 구동될 수 있다.
상기 스위칭부는, 상기 제2 모드에서 상기 제2 구동 방식 또는 상기 제3 구동 방식으로 구동될 수 있다.
상기 제1 트랜지스터의 턴-온 항복 전압은 상기 제1 방식에서는 포워딩 전압, 상기 입력 전원의 최대 전압, 상기 출력 전원의 최소 전압, 및 오버 과도 전압의 합이고, 상기 제2 및 제3 방식에서는 상기 입력 전원의 최대 전압 및 오버 과도 전압의 합일 수 있다.
상기 스위칭부는, 상기 제1 모드에서 상기 스위칭 주파수를 기준 주파수로 설정하고, 상기 제2 모드에서 상기 스위칭 주파수를 상기 기준 주파수보다 낮은 주파수로 설정할 수 있다.
상기 스위칭부는, 상기 제1 모드에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터들을 제1 슬루율로 제어하고, 상기 제2 모드에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터들을 상기 제1 슬루율보다 낮은 제2 슬루율로 제어할 수 있다.
상기 제1 트랜지스터의 턴-오프 항복 전압은 상기 입력 전원의 최대 전압, 상기 출력 전원의 최소 전압, 포워딩 전압, 언더 과도 전압의 합이고, 상기 제2 트랜지스터의 턴-오프 항복 전압은 상기 입력 전원의 최대 전압, 상기 출력 전원의 최소 전압, 및 오버 과도 전압의 합일 수 있다.
상기 제2 슬루율로 제어 시 상기 언더 과도 전압 및 상기 오버 과도 전압의 절대값의 크기는, 상기 제1 슬루율로 제어 시 상기 언더 과도 전압 및 상기 오버 과도 전압의 절대값의 크기보다 감소할 수 있다.
본 발명의 일 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 실시예들에 따른 표시 장치는, 스캔 라인들, 제1 전원 라인, 제2 전원 라인, 및 상기 스캔 라인들 및 상기 제1 및 제2 전원 라인들에 연결되는 화소들을 포함하는 표시 패널, 상기 스캔 라인들에 스캔 신호들을 순차적으로 제공하는 스캔 구동부, 및 입력 전원을 제1 전원 전압 및 제2 전원 전압으로 변환하며, 상기 제1 전원 라인에 상기 제1 전원 전압을 공급하고, 상기 제2 전원 라인에 상기 제2 전원 전압을 공급하는 전원 공급부를 포함한다.
상기 전원 공급부는, 상기 입력 전원의 전압 레벨과 기 설정된 개시 전압 레벨을 비교하고, 상기 입력 전원의 전압 레벨이 상기 개시 전압 레벨 이상인 경우, 제1 모드를 제2 모드로 변환시키는 제2 모드 동작 신호를 생성하는 모드 선택부를 포함하고, 상기 제2 모드는, 상기 제1 모드에 대비하여 상기 전원 공급부에 포함된 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 구동 방식, 스위칭 주파수, 및 슬루율 중 적어도 하나가 가변되는 것을 특징으로 한다.
상기 전원 공급부는, 상기 입력 전원을 수신하는 입력 단자와 제1 노드 사이에 배치된 상기 제1 트랜지스터, 상기 제1 노드와 접지 사이에 배치된 인덕터, 및 상기 제1 노드와 상기 출력 전원을 출력하는 출력 단자 사이에 배치된 상기 제2 트랜지스터를 포함하는 스위치부, 및 제어부로부터 수신한 제어 신호 및 주파수 신호에 기초하여 상기 제1 트랜지스터를 제어하는 제1 제어 신호 및 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 제2 제어 신호를 출력하는 스위칭 제어부를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따른 전원 공급 장치 및 표시 장치는, 입력 전원의 전압 레벨에 대응하여, 일반 모드 또는 입력 전압 제한 모드로 동적 구동함으로써, 배터리 전압 범위를 기준으로 스위칭 트랜지스터들을 설계하되, 어댑터 전압 범위에서도 스위칭 트랜지스터들의 내압을 견딜 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따른 전원 공급 장치 및 표시 장치는, 배터리 전압 범위를 기준으로 스위칭 트랜지스터들을 설계함으로써, 소비 전력이 향상되고, 전원 공급 장치(예: PMIC)가 실장되는 인쇄회로 기판의 Y축 사이즈가 감소될수 있다.
다만, 본 발명의 효과는 상술한 효과에 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 표시 장치를 나타내는 블록도이다.
도 2는 도 1의 표시 장치에 포함된 전원 공급부의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 DC-DC 컨버터를 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 모드 선택부(112)의 내부 구성을 나타낸 도면이다.
도 5는 입력 전압 제한 모드 진입 조건을 설명하기 위한 순서도이다.
도 6a 및 6b는 일반 모드 및 입력 전압 제한 모드 별 전원 공급부의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 도 2의 인터페이스부가 외부로부터 수신하는 레지스터 값의 종류를 설명하는 표이다.
도 8a 내지 도 8c는 도 6a 및 도 6b의 제1 내지 제3 구동 방식들을 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 도 3의 DC-DC 컨버터에 포함된 트랜지스터들 각각에 걸리는 내압을 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 LDMOS 종류 별 턴-온 최소 항복 전압(Min. On BV), 턴-오프 최소 항복 전압(Min. Off BV), 및 온-저항(RSP)을 나타내는 표이다.
도 11은 전원 공급부 내 트랜지스터들에 대한 스위칭 제어 신호의 슬루율을 가변시키는 실시예를 설명하기 위한 도면이다.
도 12는 전원 공급부 내 트랜지스터들의 오프-듀티(off-duty)(또는, 구동 방식)를 변경한 실시예를 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 전원 공급부 내 트랜지스터들에 대한 스위칭 제어 신호의 슬루율 가변, 및 전원 공급부 내 트랜지스터들의 오프-듀티(off-duty)(또는, 구동 방식)를 모두 변경한 실시예를 설명하기 위한 도면이다.
도 14는 본 발명의 효과를 설명하기 위한 그래프이다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 표시 장치를 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 표시 장치(1000)는 표시 패널(200), 스캔 구동부(300), 데이터 구동부(400), 타이밍 제어부(500), 및 전원 공급부(100)(또는, 전원 공급 장치)를 포함할 수 있다.
표시 패널(200)은 스캔 라인들(SL1 내지 SLn, 단, n은 양의 정수), 데이터 라인들(DL1 내지 DLm, 단, m은 양의 정수), 및 화소들(PX)을 포함할 수 있다. 또한, 표시 패널(200)은 제1 전원 라인(PL1) 및 제2 전원 라인(PL2)을 포함할 수 있다.
본 발명에서, 표시 패널(200)의 종류가 특별히 한정되지는 않는다. 예를 들어, 표시 패널(200)은 자발광 표시 패널일 수 있다. 이 경우 표시 패널(200)은 복수의 발광소자들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 발광소자는 유기 발광 다이오드(organic light emitting diode)로 선택될 수 있다. 또한, 발광소자는 마이크로 LED(light emitting diode), 양자점 발광 다이오드(quantum dot light emitting diode)와 같은 무기 발광 다이오드(inorganic light emitting diode)로 선택될 수 있다. 또한, 발광소자는 유기물과 무기물이 복합적으로 구성된 소자일 수도 있다.
또는, 표시 패널(200)은 액정 표시 패널(Liquid Crystal Display panel, LCD panel), 전기영동 표시 패널(Electro-Phoretic Display panel, EPD panel) 및 일렉트로웨팅 표시 패널(Electro-Wetting Display panel, EWD panel)과 같은 비발광성 표시 패널일 수 있다. 표시 패널(200)이 비발광성 표시 패널인 경우, 표시 장치(1000)는 표시 패널(200)로 광을 공급하기 위한 백라이트 유닛(Back-light unit)을 더 구비할 수 있다.
화소(PX)는 스캔 라인들(SL1 내지 SLn) 및 데이터 라인들(DL1 내지 DLm)에 의해 구획된 영역(예를 들어, 화소 영역)에 배치될 수 있다.
화소(PX)는 제1 전원 라인(PL1), 제2 전원 라인(PL2), 스캔 라인들(SL1 내지 SLn)중 대응되는 하나, 및 데이터 라인들(DL1 내지 DLm) 중 대응되는 하나에 연결될 수 있다. 이하에서, “연결”은 전기적인 연결뿐만 아니라, 물리적인 연결을 포함하며, 직접적인 연결뿐만 아니라 다른 구성 요소를 통한 간접적인 연결을 포함할 수 있다.
화소(PX)는 발광 소자 및 발광 소자에 구동 전류를 제공하거나 제공하기 위한 적어도 하나의 트랜지스터를 포함할 수 있다.
화소(PX)는 스캔 라인을 통해 제공되는 스캔 신호에 응답하여 데이터 라인을 통해 제공되는 데이터 전압(또는, 데이터 신호)에 대응하는 휘도로 발광할 수 있다. 예를 들어, 제n 번째 행 및 제m 번째 열에 위치하는 화소(PX)는 제n 스캔 라인(SLn)을 통해 제공되는 스캔 신호에 응답하여 제m 데이터 라인(DLm)을 통해 제공되는 데이터 전압(또는, 데이터 신호)에 대응하는 휘도로 발광할 수 있다.
스캔 구동부(300)는 스캔 제어 신호(SCS)에 기초하여 스캔 신호를 생성하고, 스캔 신호를 스캔 라인들(SL1 내지 SLn)에 순차적으로 제공할 수 있다. 여기서, 스캔 제어 신호(SCS)는 스캔 개시 신호(또는 스캔 스타트 펄스), 스캔 클럭 신호들 등을 포함하고, 타이밍 제어부(500)로부터 제공될 수 있다. 예를 들어, 스캔 구동부(300)는 스캔 클럭 신호들을 이용하여, 펄스 형태의 스캔 개시 신호(예를 들어, 게이트-온 전압 레벨의 펄스)에 대응하는 펄스 형태의 스캔 신호를 순차적으로 생성 및 출력하는 시프트 레지스터(shift register)를 포함할 수 있다.
데이터 구동부(400)는 타이밍 제어부(500)로부터 제공되는 영상 데이터(DATA2) 및 데이터 제어 신호(DCS)에 기초하여 데이터 전압들(또는, 데이터 신호들)을 생성하며, 데이터 전압들을 데이터 라인들(DL1 내지 DLm)에 제공할 수 있다. 여기서, 데이터 제어 신호(DCS)는 데이터 구동부(400)의 동작을 제어하는 신호이며, 유효 데이터 전압의 출력을 지시하는 로드 신호(또는, 데이터 인에이블 신호)를 포함할 수 있다.
예를 들어, 데이터 구동부(400)는 감마 전압들을 이용하여 영상 데이터(DATA2)에 포함된 데이터값(또는, 계조값)에 대응하는 데이터 전압을 생성할 수 있다. 여기서, 감마 전압들은 데이터 구동부(400)에서 생성되거나, 별도의 감마 전압 생성 회로(예를 들어, 감마 집적 회로)로부터 제공될 수 있다. 예를 들어, 데이터 구동부(400)는 데이터값에 기초하여 감마 전압들 중 하나를 선택하여 데이터 신호로서 출력할 수 있다.
타이밍 제어부(500)는 외부(예: 어플리케이션 프로세서)로부터 입력 영상 데이터(DATA1) 및 제어 신호(CCS)를 수신하고, 제어 신호(CCS)에 기초하여 스캔 제어 신호(SCS) 및 데이터 제어 신호(DCS)를 생성할 수 있다. 여기서, 제어 신호(CCS)는 수직 동기 신호, 수평 동기 신호, 클럭 신호 등을 포함할 수 있다. 또한, 타이밍 제어부(500)는 입력 영상 데이터(DATA1)를 변환하여 영상 데이터(DATA2)를 생성할 수 있다. 예를 들어, 타이밍 제어부(500)는 입력 영상 데이터(DATA1)를 데이터 구동부(400)에서 이용 가능한 포맷을 가지는 영상 데이터(DATA2)로 변환할 수 있다.
도 1에서는 스캔 구동부(300), 데이터 구동부(400), 및 타이밍 제어부(500)는 상호 독립적으로 구성된 것으로 도시되어 있으나, 이는 예시적인 것으로, 이에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, 스캔 구동부(300), 데이터 구동부(400), 및 타이밍 제어부(500) 중 적어도 하나는 표시 패널(200)에 형성되거나, IC로 구현되고 연성 회로 기판에 실장되어 표시 패널(200)에 연결될 수 있다. 예를 들어, 스캔 구동부(300)는 표시 패널(200)에 형성될 수 있다. 또한, 스캔 구동부(300), 데이터 구동부(400), 및 타이밍 제어부(500) 중 적어도 2개는 하나의 IC로 구현될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 전원 공급부(100)(또는, 전원 공급 장치)는 입력 전원(VIN)을 이용하여 제1 전원 전압(ELVDD)을 생성하여 제1 전원 라인(PL1)에 공급하고, 제2 전원 전압(ELVSS)을 생성하여 제2 전원 라인(PL2)에 공급할 수 있다. 여기서, 제1 전원 전압(ELVDD) 및 제2 전원 전압(ELVSS)은 화소(PX)의 동작에 필요한 전압들이며, 제1 전원 전압(ELVDD)은 제2 전원 전압(ELVSS)의 전압 레벨보다 높은 전압 레벨을 가질 수 있다.
예를 들어, 전원 공급부(100)는 PMIC(power management integrated circuit)로 구현되고, 내부에 구비된 트랜지스터들에 대한 스위칭 동작을 통해 입력 전원(VIN)을 제1 전원 전압(ELVDD) 및 제2 전원 전압(ELVSS)으로 각각 변환할 수 있다.
또한, 전원 공급부(100)는 입력 전원(VIN)을 이용하여 제3 전원 전압(AVDD)을 생성하여 데이터 구동부(400)에 제공할 수 있다. 여기서, 제3 전원 전압(AVDD)은 데이터 구동부(400)의 구동(예를 들어, 감마 전압들의 생성)에 필요한 전압이다.
전원 공급부(100)는 입력 전원(VIN)에 기초하여 표시 패널(200) 및 데이터 구동부(400)에 제공되는 소스 전압들(ELVDD, ELVSS, AVDD)의 크기 및 시퀀스를 관리할 수 있다. 예를 들어, 제1 전원 전압(ELVDD) 및 제2 전원 전압(ELVSS)은 화소(PX)들의 구동에 필요한 양의 전압과 음의 전압이고, 제3 전원 전압(AVDD)은 데이터 구동부(400)의 구동에 필요한 전압일 수 있다.
일 실시예에서, 전원 공급부(100)는 입력 전원(VIN)의 전압을 제1 전원 전압(ELVDD)으로 변환하는 컨버터, 및 입력 전원(VIN)의 전압을 제3 전원 전압(AVDD)으로 변환하는 컨버터를 부스트 컨버터(boost converter)로 구현하고, 입력 전원(VIN)의 전압을 제2 전원 전압(ELVSS)으로 변환하는 컨버터를 인버팅 벅 부스트 컨버터(inverting buck boost converter)로 구현할 수 있다. 이 때, 인버팅 벅 부스트 컨버터는 음의 전압인 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력 전원으로 출력하므로, 입력 전원(VIN)과 출력 전원 간 차이가 클 수 있다. 이로 인해, 인버팅 벅 부스트 컨버터(또는, 전원 공급부(100))에 포함된 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)에 걸리는 전압(또는, 내압)이 클 수 있다.
일 실시예에 따른 표시 장치(1000)는 스마트 폰, 및 노트북 컴퓨터 등의 전자 기기일 수 있다. 표시 장치(1000)가 노트북 컴퓨터인 경우, 배터리 전압 범위(예: 5.5V 내지 17.6V) 및 상기 배터리 전압 범위보다 높은 어댑터 전압 범위(예: 18V 내지 22V)를 가질 수 있다.
따라서, 상기 높은 어댑터 전압 범위를 고려하여 인버팅 벅 부스트 컨버터(또는, 전원 공급부(100))에 포함된 트랜지스터 선정 시, 용량이 큰 LDMOS(Lateral Double-diffused MOSFET)가 사용될 수 있다. 고 용량의 트랜지스터는 온-저항이 크기 때문에 사이즈가 크며, 효율도 감소하므로 표시 장치(1000)의 소비전력이 증가되고, 전원 공급 장치(예: PMIC)가 실장되는 인쇄회로 기판의 Y축 사이즈가 증가될 수 있다.
일 실시예에서, 전원 공급부(100)는 입력 전원(VIN)이 낮은 배터리 전압 범위(예: 5.5V 내지 17.6V)에 해당하는 경우 일반 모드(또는, 제1 모드)로 구동되고, 입력 전원(VIN)이 상기 배터리 전압 범위보다 높은 어댑터 전압 범위(예: 18V 내지 22V)에 해당하는 경우 입력 전압 제한 모드(또는, 제2 모드)로 구동될 수 있다.
전원 공급부(100)는 입력 전압 제한 모드로 구동 시, 전원 공급부(100)내 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)의 오프-듀티(off-duty)(또는, 온-듀티)(또는, 구동 방식), 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)의 스위칭 주파수, 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)에 대한 스위칭 제어 신호의 슬루율(slew rate) 중 적어도 하나를 가변시킴으로써, 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)에 걸리는 전압(또는, 내압)을 감소시킬 수 있다. 여기서, 오프-듀티는 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)이 스위칭하는 동안 턴-오프되는 비율을 의미하고, 스위칭 주파수는 단위 시간 당 턴-온 또는 턴-오프되는 횟수를 의미하며, 스위칭 제어 신호의 슬루율은 스위칭 제어 신호의 에지(예를 들어, 라이징 에지, 폴링 에지)에서의 경사도로 정의되며, 스위칭 제어 신호의 슬루율은 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)의 턴-온 상태 및 턴-오프 상태간의 상태 변환시 소요되는 시간(즉, 상태 변환 소요 시간, 천이 시간)으로 표현될 수 있다.
예를 들어, 전원 공급부(100)는 입력 전압 제한 모드로 구동 시, 일반 모드 대비, 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)의 오프-듀티를 증가시키고, 트랜지스터들의 스위칭 주파수를 감소시키고, 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)에 대한 스위칭 제어 신호의 슬루율을 감소(또는, 천이 시간을 증가)시킬 수 있다. 슬루율이 감소하는 경우, 천이 시간이 증가되고, 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)의 천이 과정에서 발생하는 과도 전압의 크기가 감소될 수 있다.
이와 같이 본원의 일 실시예에 따른 전원 공급부(100)는, 높은 어댑터 전압 범위(예: 18V 내지 22V)에서, 전원 공급부(100) 내 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)에 걸리는 전압(또는, 내압)을 감소시키는 입력 전압 제한 모드로 구동 가능하므로, 낮은 배터리 전압 범위(예: 5.5V 내지 17.6V)에 부합하는 작은 크기의 LDMOS(예: 20V LDMOS)로 설계될 수 있다. 이로 인해, 전원 공급부(100)는 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)의 온-저항이 감소하므로, 상시 전원이 아닌 배터리로부터 공급되는 충전 전원으로 구동되는 경우의 효율이 향상될 수 있다.
이하, 전원 공급부(100)가 입력 전압 제한 모드로 구동되는 조건 및 입력 전압 제한 모드에서, 전원 공급부(100)에 포함된 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)에 걸리는 전압(또는, 내압)을 감소시키는 구동 방법에 대해 자세히 설명한다.
도 2는 도 1의 표시 장치에 포함된 전원 공급부의 일 예를 나타내는 블록도이다. 이 때, 설명의 편의를 위해 전원 공급부(100)는 입력 전원(VIN)의 전압을 제2 전원 전압(ELVSS)으로 변환하여 출력 전원(VOUT)으로서 출력하는 컨버터를 중심으로 설명한다.
도 2를 참조하면, 전원 공급부(100)는 DC-DC 컨버터(110) 및 제어부(120)를 포함할 수 있다.
DC-DC 컨버터(110)는 스위치부(예: 트랜지스터 및 인덕터 등), 스위치부의 온/오프 동작을 제어하는 스위칭 제어부(111) 및 일반 모드 또는 입력 전압 제한 모드 중 어느 모드로 구동할지 여부를 결정하는 모드 선택부(112)를 포함할 수 있다.
DC-DC 컨버터(110)는 입력 전원(VIN)을 제2 전원 전압(VSS)으로 변환할 수 있다. 예를 들어, DC-DC 컨버터(110)는 인버팅 벅 컨버터로 구현되고, 입력 전원(VIN)의 전압 레벨을 강하시켜 제2 전원 전압(VSS)을 출력 전원(VOUT)으로서 생성할 수 있다. DC-DC 컨버터(110)의 구체적인 구성에 대해서는 도 3을 참조하여 후술한다.
제어부(120)는 외부로부터 데이터를 수신하는 인터페이스부(121), 및 스위칭 제어부(111)에 주파수 신호(S_SW)를 공급하는 주파수 생성 회로(122)를 포함할 수 있다. 또한, 제어부(120)는 모드 선택부(112)에 출력 전원 신호(S_VOUT)를 공급하는 출력 전원 제어부(123)를 더 포함할 수 있다.
인터페이스부(121)는 외부로부터 DC-DC 컨버터(110)(또는, 스위칭 제어부(111))를 제어하는 데이터(예: 레지스터 값)를 수신하고, 모드 선택부(112)로부터 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)(또는, 제2 모드 동작 신호)를 수신했는지 여부에 기초하여, 제어 신호(CS)를 DC-DC 컨버터(110)에 전송할 수 있다. 이 때, 제어 신호(CS)는 도 7의 표로 나타낸 외부로부터 수신하는 레지스터 값들을 포함할 수 있다.
DC-DC 컨버터(110)는 제어 신호(CS)에 의해 DC-DC 컨버터(110) 내 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)의 오프-듀티(off-duty)(또는, 구동 방식), 트랜지스터들의 스위칭 주파수, 및 트랜지스터들(도 3의 M1, M2)에 대한 스위칭 제어 신호의 슬루율(slew rate) 중 적어도 하나를 가변할 수 있다.
일 실시예에 따른, 인터페이스부(121)는 I2C(inter-integrated circuit) 방식으로 통신을 수행할 수 있다. 이러한 I2C 통신 방식은 하드웨어 변경 없이 소프트웨어적으로 기능을 변경할 수 있으며, 일 대 다수의 통신 기능을 지원할 수 있다. I2C 인터페이스는 직렬 데이터(serial data, SDA) 배선과 직렬 클록(serial clock, SCL) 배선의 두 배선을 이용하여 통신할 수 있다. 다만, 이에 한정되는 것은 아니고, 인터페이스부(121)는 공지된 다양한 인터페이스 방식으로 데이터 통신을 수행할 수 있다.
주파수 생성 회로(122)는 외부로부터 수신한 기준 클럭 신호를 이용하여 주파수 신호(S_SW)를 생성하고, 이를 DC-DC 컨버터(110)(또는, 스위칭 제어부(111))에 공급할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 주파수 생성 회로(122)는 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON) 수신 여부에 따라, 상이한 주파수 신호(S_SW)를 DC-DC 컨버터(110)에 공급할 수 있다.
예를 들어, 주파수 생성 회로(122)는 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)를 미수신한 경우(즉, 일반 모드)에는 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 주파수 신호를 생성하여 출력하고, 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)를 수신한 경우(즉, 입력 전압 제한 모드)에는 제2 스위칭 주파수를 가지는 제2 주파수 신호를 생성하여 출력할 수 있다. 이 때, 제2 스위칭 주파수는 제1 스위칭 주파수보다 작을 수 있다.
출력 전원 제어부(123)는 모드 선택부(112)에 모드 전환 판단 개시 여부를 결정하기 위한 출력 전원 신호(S_VOUT)를 공급할 수 있다. 출력 전원 제어부(123)는 인터페이스부(121)로부터 수신한 출력 전원(VOUT)의 전압 레벨에 관한 레지스터 값(도 7의 IVL_LV, IVL_LV2)에 기초하여, 출력 전원 신호(S_VOUT)를 생성할 수 있다. 출력 전원 신호(S_VOUT)는 기 설정된 기준 전압에 관한 정보를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 모드 선택부(112)는 실제 검출된 출력 전원(VOUT)과 출력 전원 신호(S_VOUT)에 기초하여, 모드 전환 여부에 대한 판단을 개시할 수 있다. 예를 들어, 모드 선택부(112)는 출력 전원 신호(S_VOUT)가 -7V에 대응되는 값을 가지는 경우, 출력 전원(VOUT)이 -7V 이하인 경우에, 모드 전환 여부에 대한 판단을 개시할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 DC-DC 컨버터를 나타내는 블록도이다. 도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 모드 선택부(112)의 내부 구성을 나타낸 도면이다. 도 5는 입력 전압 제한 모드 진입 조건을 설명하기 위한 순서도이다.
도 2 및 도 3을 참조하면, DC-DC 컨버터(110)는 스위치부, 스위칭 제어부(111), 및 모드 선택부(112)를 포함할 수 있다. 스위치부는 인덕터(L), 제1 트랜지스터(M1), 및 제2 트랜지스터(M2)를 포함할 수 있다.
DC-DC 컨버터(110)는 입력 전원(VIN)을 변환하여 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력 전원(VOUT)으로서 출력할 수 있다.
인덕터(L)는 제1 노드(N1)와 접지 사이에 연결될 수 있다. 인덕터(L)에 흐르는 인덕터 전류에 기초하여 제2 전원 전압(ELVSS)이 제어될 수 있다.
제1 트랜지스터(M1)는 입력 전원(VIN)을 제공하는 입력 단자와 제1 노드(N1) 사이에 연결될 수 있다. 제1 트랜지스터(M1)는 스위칭 제어부(111)로부터 제1 제어 신호(G1)를 인가받아 턴-온되고, 인덕터(L)에 전류가 흐르도록 제어할 수 있다. 이 때, 입력 단자와 제1 트랜지스터(M1) 사이에 제1 커패시터(C1)가 배치될 수 있다.
제2 트랜지스터(M2)는 제1 노드(N1) 및 출력 전원(VOUT)을 출력하는 출력 단자 사이에 연결될 수 있다. 제2 트랜지스터(M2)는 스위칭 제어부(111)로부터 제2 제어 신호(G2)를 인가받아 턴-온될 수 있다. 이 때, 출력 단자와 제2 트랜지스터(M2) 사이에 제2 커패시터(C2)가 배치될 수 있다.
따라서, 제1 트랜지스터(M1)가 턴-온 되어 인덕터(L)에 기전력이 발생된 이후, 제2 트랜지스터(M2)가 턴-온 됨으로써 입력 전원(VIN)을 제2 전원 전압(ELVSS)으로 변환하고, 출력 전원(VOUT)으로서 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력할 수 있다. 이 때, 제1 노드(N1)는 제1 트랜지스터(M1), 제2 트랜지스터(M2) 및 인덕터(L)의 공통 노드로 정의될 수 있다.
스위칭 제어부(111)는 제어 신호(CS) 및/또는 주파수 신호(S_SW)에 기초하여, 제1 트랜지스터(M1), 및 제2 트랜지스터(M2)의 온-오프를 제어할 수 있다. 예를 들어, 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)은 스위칭 제어부(111)의 제어에 의해 교번하여 온-오프될 수 있다.
모드 선택부(112)는 입력 전압 제한 모드(또는, 제2 모드)로 동작할지 여부를 판단할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 모드 선택부(112)는 출력 전원(VOUT)의 전압의 크기가 기 설정된 기준 전압(도 7의 IVL_LV, IVL_LV2)의 크기보다 작거나 같은 경우 입력 전원(VIN)의 센싱을 개시할 수 있다. 이 후, 모드 선택부(112)는 센싱된 입력 전원(VIN)의 전압 레벨이 기 설정된 개시 전압(도 4, 도 7의 IVL_ENT) 레벨보다 크거나 같은 경우, 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)를 출력하고, 입력 전원(VIN)의 전압 레벨이 기 설정된 종료 전압(도 4, 도 7의 IVL_EXT) 레벨보다 작거나 같은 경우, 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)의 출력을 중단할 수 있다. 이 때, 개시 전압은 종료 전압보다 클 수 있다.
도 4를 참조하면, 일 실시예에 따른 모드 선택부(112)는 제1 저항(R1), 제2 저항(R2), 제3 트랜지스터(M3), 제1 비교기(OP1), 제2 비교기(OP2), 제1 판단부(112a), AND 연산부(112b), OR 연산부(112c), 및 제2 판단부(112d)를 포함할 수 있다.
제3 트랜지스터(M3)는 입력 전원(VIN)과 접지 사이에 배치될 수 있다. 입력 전원(VIN)과 제3 트랜지스터(M3)의 제1 전극 사이에 제1 저항(R1)이 배치되고, 제3 트랜지스터(M3)의 제2 전극과 접지 사이에 제2 저항(R2)이 배치될 수 있다.
제3 트랜지스터(M3)의 게이트 전극은 제1 판단부(112a)의 출력 단자에 연결될 수 있다. 제1 판단부(112a)는 출력 전원(VOUT) 및 출력 전원 신호(S_VOUT)를 수신하고, 출력 전원(VOUT)의 전압의 크기 및 출력 전원 신호(S_VOUT)에 대응되는 전압의 크기를 비교하여, 출력 전원(VOUT)의 전압의 크기가 출력 전원 신호(S_VOUT)에 대응되는 전압의 크기보다 작거나 같은 경우, 입력 전원 센싱 신호(SS)를 출력할 수 있다. 이 때, 상술한 바와 같이, 출력 전원 신호(S_VOUT)는 기 설정된 기준 전압에 관한 정보(도 7의 IVL_LV, IVL_LV2)를 포함할 수 있다.
제3 트랜지스터(M3)의 제2 전극은 제1 비교기(OP1)의 제1 입력 단자(또는, 비반전 단자) 및 제2 비교기(OP2)의 제1 입력 단자(또는, 비반전 단자)에 연결될 수 있다. 제1 비교기(OP1)의 제2 입력 단자(또는, 반전 단자)에는 개시 전압(IVL_ENT)이 연결되고, 제2 비교기(OP2)의 제2 입력 단자(또는, 반전 단자)에는 종료 전압(IVL_EXT)이 연결될 수 있다. 이 때, 제1 및 제2 비교기(OP1,OP2)는 연산 증폭기일 수 있다.
제1 비교기(OP1)의 출력 단자는 AND 연산부(112b)의 제1 입력 단자 및 OR 연산부(112c)의 제1 입력 단자에 연결될 수 있다. 제2 비교기(OP2)의 출력 단자는 AND 연산부(112b)의 제2 입력 단자 및 OR 연산부(112c)의 제2 입력 단자에 연결될 수 있다.
AND 연산부(112b)의 출력 단자 및 OR 연산부(112c)의 출력 단자는 제2 판단부(112d)에 연결될 수 있다. 이 때, 제2 판단부(112d)는 플립-플롭 회로로 구성될 수 있다.
도 5를 참조하면, 전원 공급부(100)는 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL Enable)가 '0'인 경우에 도 5에 도시된 일련의 시퀀스 진행을 개시할 수 있다. 이 때, 전원 공급부(100)는 제한 모드 동작 신호(IVL Enable)를 제공받기 전에 인에이블 신호 '1'을 제공받아, 파워-온 상태일 수 있다.
DC-DC 컨버터(110)는 출력 전원(VOUT)의 전압 레벨 및 출력 전원 신호(S_VOUT)에 대응되는 전압 레벨을 비교할 수 있다(S10).
DC-DC 컨버터(110)는 출력 전원(VOUT)의 전압 레벨이 출력 전원 신호(S_VOUT)에 대응되는 전압 레벨 초과인 경우, 상기 전압 레벨을 비교하는 단계(S10)를 재 수행할 수 있다. 이 때, 출력 전원 신호(S_VOUT)는 기 설정된 기준 전압에 관한 정보(도 7의 IVL_LV, IVL_LV2)를 포함할 수 있다. 도 4에 도시된 제1 판단부(112a)는 출력 단자에서 제공 받은 실제 출력 전원(VOUT)의 전압 레벨과 제어부(120)로부터 제공 받은 출력 전원 신호(S_VOUT)에 대응되는 전압 레벨을 비교할 수 있다.
DC-DC 컨버터(110)는 출력 전원(VOUT)의 전압 레벨이 출력 전원 신호(S_VOUT)에 대응되는 전압 레벨 이하인 경우, 입력 전원(VIN)의 전압 레벨을 검출하기 위한 센싱을 개시할 수 있다(S20).
도 4에 도시된 제1 판단부(112a)는 출력 전원(VOUT)의 전압 레벨이 출력 전원 신호(S_VOUT)에 대응되는 전압 레벨보다 작거나 같은 경우 입력 전원 센싱 신호(SS)를 제3 트랜지스터(M3)의 게이트 전극에 제공할 수 있다. 입력 전원 센싱 신호(SS)는 제3 트랜지스터(M3)를 턴-온시키는 신호일 수 있다.
DC-DC 컨버터(110)는 입력 전원(VIN)의 전압 레벨 및 개시 전압(IVL_ENT) 레벨을 비교할 수 있다(S30).
도 4에 도시된 제1 비교기(OP1)는 제1 입력 단자를 통해 입력 전원(VIN)을 수신하고, 제2 입력 단자를 통해 개시 전압(IVL_ENT)을 수신할 수 있다. 제1 비교기(OP1)는 입력 전원(VIN)의 전압 레벨이 개시 전압(IVL_ENT) 레벨 이상인 경우 논리 하이 레벨을 출력하고 반대의 경우 논리 로우 레벨을 출력할 수 있다.
한편, DC-DC 컨버터(110)는 입력 전원(VIN)의 전압의 크기가 개시 전압(IVL_ENT) 미만인 경우, 입력 전압 제한 모드(또는, 제2 모드)를 종료할 수 있다. 다시 말해, DC-DC 컨버터(110)는 입력 전원(VIN)의 전압의 크기가 개시 전압(IVL_ENT) 미만인 경우, 일반 모드로 구동될 수 있다.
DC-DC 컨버터(110)는 입력 전원(VIN)의 전압의 크기가 개시 전압(IVL_ENT) 이상인 경우, 입력 전압 제한 모드(또는, 제2 모드)로 구동될 수 있다(S40).
도 4에 도시된 제2 판단부(112d)는 AND 논리 회로(112b) 및 OR 논리 회로(112c) 양 쪽으로부터 논리 하이 레벨을 수신하는 경우, 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)를 출력할 수 있다.
DC-DC 컨버터(110)는 입력 전원(VIN)의 전압 레벨 및 종료 전압(IVL_EXT) 레벨을 비교할 수 있다(S50).
도 4에 도시된 제2 비교기(OP2)는 제1 입력 단자를 통해 입력 전원(VIN)을 수신하고, 제2 입력 단자를 통해 종료 전압(IVL_EXT)을 수신할 수 있다. 제2 비교기(OP2)는 입력 전원(VIN)의 전압 레벨이 종료 전압(IVL_EXT) 레벨 이상인 경우 논리 하이 레벨을 출력하고 반대의 경우 논리 로우 레벨을 출력할 수 있다.
DC-DC 컨버터(110)는 입력 전원(VIN)의 전압 레벨이 종료 전압(IVL_EXT) 레벨 이상인 경우, 입력 전압 제한 모드(또는, 제2 모드)를 유지할 수 있다. 도 4에 도시된 제2 판단부(112d)는 AND 논리 회로(112b)로부터 논리 로우 레벨을 수신하고 OR 논리 회로(112c)로부터 논리 하이 레벨을 수신하는 경우, 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)를 출력할 수 있다.
DC-DC 컨버터(110)는 입력 전원(VIN)의 전압 레벨이 종료 전압(IVL_EXT) 레벨 이하인 경우, 입력 전압 제한 모드(또는, 제2 모드)를 종료할 수 있다.
도 4에 도시된 제2 판단부(112d)는 AND 논리 회로(112b) 및 OR 논리 회로(112c) 양 쪽으로부터 논리 로우 레벨을 수신하는 경우, 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)의 출력을 중단할 수 있다.
도 6a 및 6b는 일반 모드 및 입력 전압 제한 모드 별 전원 공급부의 동작을 설명하기 위한 도면이다. 도 7은 도 2의 인터페이스부가 외부로부터 수신하는 레지스터 값의 종류를 설명하는 표이다.
도 6a를 참조하면, 전원 공급부(100)는 입력 전원(VIN) 및 출력 전원(VOUT)의 전압 레벨에 기초하여, 일반 모드 또는 입력 전압 제한 모드로 동적 구동될 수 있다. 전원 공급부(100)는 입력 전원(VIN)이 낮은 배터리 전압 범위(예: 5.5V 내지 17.6V)에 해당하는 경우 일반 모드로 구동되고, 입력 전원(VIN)이 상기 배터리 전압 범위보다 큰 어댑터 전압 범위(예: 18V 내지 22V)에 해당하는 경우 입력 전압 제한 모드로 구동될 수 있다. 이 때, 도 2의 모드 선택부(112)는 상기 배터리 전압 범위에서 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)(도는, 제2 모드 동작 신호)를 미생성할 수 있다.
먼저, 일반 모드(또는, 제1 모드)에서 전원 공급부(100)의 동작을 설명한다.
첫번째로, 전원 공급부(100)는 스위칭 속도를 기준 주파수로 설정할 수 있다. 예를 들어, 기준 주파수는 약 1.5MHz 일 수 있다. 다만 이에 한정되는 것은 아니다.
두번째로, 전원 공급부(100)는 슬루율을 기준 슬루율로 설정할 수 있다.
세번째로, 전원 공급부(100)는 DC-DC 컨버터(110)를 제1 구동 방식, 제2 구동 방식, 및 제3 구동 방식 중 어느 하나로 동작시켜 제2 전원 전압(ELVSS)을 생성할 수 있다. 예를 들어, 제1 구동 방식은 도 8a에 도시된 연속 전도 모드(continuous-conduction mode; 이하 CCM)이고, 제2 구동 방식은 도 8b에 도시된 불연속 전도 모드(discontinuous conduction mode; 이하, DCM)이고, 제3 구동 방식은 도 8c에 도시된 펄스 스킵 모드(pulse skip mode; 이하, PSM)일 수 있다.
다음, 입력 전압 제한 모드(또는, 제2 모드)에서 전원 공급부(100)의 동작을 설명한다.
첫번째로, 전원 공급부(100)는 스위칭 속도를 일반 모드의 기준 주파수보다 낮은 주파수로 설정할 수 있다. 예를 들어, 입력 전압 제한 모드 주파수는 450kHz, 600kHz, 750kHz, 및 900kHz 중 어느 하나일 수 있다.
두번째로, 전원 공급부(100)는 슬루율을 일반 모드의 기준 슬루율보다 감소된 입력 전압 제한 모드 슬루율로 설정할 수 있다. 이 때, 입력 전압 제한 모드 슬루율은 제2 전원 전압(ELVSS) 별로 설정될 수 있다. 예를 들어, 제2 전원 전압(ELVSS) 레벨이 낮을수록 입력 전압 제한 모드 슬루율은 감소(또는, 천이 시간 증가)할 수 있다.
세번째로, 전원 공급부(100)는 DC-DC 컨버터(110)를 제2 구동 또는 제3 구동 중 어느 하나로 동작시켜 제2 전원 전압(ELVSS)을 생성할 수 있다.
한편, 전원 공급부(100)는 상술한 바와 같이, 입력 전원(VIN)의 전압 레벨이 개시 전압(IVL_ENT) 레벨 이상이고, 출력 전원(VOUT)의 전압 레벨이 출력 전원 신호(S_VOUT)에 대응되는 전압 레벨 이하인 경우, 즉, 제1 시점(P1)에서 일반 모드에서 입력 전압 제한 모드로 전환을 준비할 수 있다. 이 때, 출력 전원 신호(S_VOUT)는 기 설정된 기준 전압에 관한 정보(도 7의 IVL_LV, IVL_LV2)를 포함할 수 있다.
도 6a를 참조하면 일 실시예에서, 전원 공급부(100)는, 제1 시점(P1)으로부터 제1 버퍼 기간이 경과한 시점에서, 즉, 제2 시점(P2)에서 일반 모드에서 입력 전압 제한 모드로 전환을 수행할 수 있다. 예를 들어, 제1 버퍼 기간은 10μs일 수 있다. 제1 버퍼 기간이 설정된 경우, 빈번한 모드 전환이 방지될 수 있다.
입력 전압 제한 모드의 온/오프를 나타내는 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)는, 제2 시점(P2)에서 논리 로우 레벨로부터 논리 하이 레벨로 변할 수 있다.
제3 시점(P3)에서, 입력 전원(VIN)의 전압 레벨이 종료 전압(IVL_EXT) 레벨 이하일 수 있다. 이 경우, 전원 공급부(100)는 입력 전압 제한 모드에서 일반 모드로 모드 전환을 준비할 수 있다. 여기서, 종료 전압(IVL_EXT) 레벨은 개시 전압(IVL_ENT) 레벨보다 기 설정된 값만큼 작을 수 있다. 개시 전압(IVL_ENT) 및 종료 전압(IVL_EXT) 사이의 구간은 히스테리시스 구간(R_HYS)으로 정의되고, 히스테리시스 구간(R_HYS)에서는 모드 전환이 수행되지 않을 수 있다. 히스테리시스 구간이 설정된 경우, 빈번한 모드 전환이 방지될 수 있다.
제2 시점(P2)에서와 유사하게, 전원 공급부(100)는, 제3 시점(P3)으로부터 제2 버퍼 기간이 경과한 시점에서, 즉, 제4 시점(P4)에서, 입력 전압 제한 모드로부터 일반 모드로 전환을 수행할 수 있다. 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)는, 제4 시점(P4)에서 논리 하이 레벨로부터 논리 로우 레벨로 변할 수 있다.
한편, 도 6b를 참조하면 다른 실시예에서, 전원 공급부(100)는 입력 전원(VIN)의 크기에만 기초하여, 일반 모드에서 입력 전압 제한 모드로 전환될지 여부를 판단할 수 있다.
전원 공급부(100)는, 입력 전원(VIN)의 전압 레벨이 개시 전압(IVL_ENT) 레벨 이하인 시점에서 즉, 제1 시점(P1')으로부터 제1 버퍼 기간이 경과한 시점에서 즉, 제2 시점(P2')에서 일반 모드에서 입력 전압 제한 모드로 전환을 수행할 수 있다. 예를 들어, 제1 버퍼 기간은 10μs일 수 있다. 제1 버퍼 기간이 설정된 경우, 빈번한 모드 전환이 방지될 수 있다.
입력 전압 제한 모드의 온/오프를 나타내는 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL MODE_ON)는, 제2 시점(P2')에서 논리 로우 레벨로부터 논리 하이 레벨로 변할 수 있다. 도 6b의 나머지 구성은 도 6a에 도시된 실시예와 실질적으로 동일한 바 중복되는 설명은 생략한다.
도 2 및 도 7을 참조하면, 전원 공급부(100)는 인터페이스부(121)를 통해 외부(예: 어플리케이션 프로세서 등)로부터 레지스터 값들을 제공받을 수 있다.
레지스터 값들은, 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL Enable)에 대한 설정값, 입력 전압 제한 모드 옵션(IVL option)에 대한 설정값, 개시 전압(IVL_ENT)에 관한 설정값, 종료 전압(IVL_EXT)에 관한 설정값, 출력 전원의 제1 전압 레벨(IVL_LV)에 관한 설정값, 출력 전원의 제2 전압 레벨(IVL_LV2)에 관한 설정값, 제1 슬루율(IVL1 Slew-rate)에 관한 설정값, 제2 슬루율(IVL2 Slew-rate)에 관한 설정값, 제1 및 제2 버퍼 기간(IVL deglith time)에 관한 설정값, 입력 전압 제한 모드 스위칭 주파수(IVL Frequency)에 관한 설정값을 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL Enable)에 대한 설정값은 1비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL Enable)에 대한 설정값이 0인 경우, 전원 공급부(100)는 도 5에 도시된 일련의 시퀀스 진행을 개시하고, 입력 전압 제한 모드 동작 신호(IVL Enable)에 대한 설정값이 1인 경우, 전원 공급부(100)는 도 5에 도시된 일련의 시퀀스 진행을 종료할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 입력 전압 제한 모드 옵션(IVL option)에 대한 설정값은 1비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 입력 전압 제한 모드 옵션(IVL option)에 대한 설정값이 0인 경우, 전원 공급부(100)는 입력 전압 제한 모드의 개시 조건으로서, 입력 전원(VIN)의 전압 레벨이 개시 전압(IVL_ENT) 레벨 이상이고, 출력 전원(VOUT)의 전압 레벨이 제1 기준 전압(IVL_LV) 레벨 이하인 조건을 고려하고, 입력 전압 제한 모드 옵션(IVL option)에 대한 설정값이 1인 경우, 전원 공급부(100)는 입력 전압 제한 모드의 개시 조건으로서, 입력 전원(VIN)의 전압 레벨이 개시 전압(IVL_ENT) 레벨 이상인 조건 만을 고려할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 개시 전압(IVL_ENT)에 관한 설정값은 2비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 개시 전압(IVL_ENT)에 관한 설정값이 00인 경우 개시 전압(IVL_ENT)은 18.5V이고, 개시 전압(IVL_ENT)에 관한 설정값이 01인 경우 개시 전압(IVL_ENT)은 19V이고, 개시 전압(IVL_ENT)에 관한 설정값이 10인 경우 개시 전압(IVL_ENT)은 19.5V이고, 개시 전압(IVL_ENT)에 관한 설정값이 11인 경우 개시 전압(IVL_ENT)은 20V일 수 있다.
일 실시예에 따르면, 종료 전압(IVL_EXT)에 관한 설정값은 2비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 종료 전압(IVL_EXT)에 관한 설정값에 관한 설정값이 00인 경우 종료 전압(IVL_EXT)은 17.5V이고, 종료 전압(IVL_EXT)에 관한 설정값이 01인 경우 종료 전압(IVL_EXT)은 18V이고, 종료 전압(IVL_EXT)에 관한 설정값이 10인 경우 종료 전압(IVL_EXT)은 18.5V이고, 종료 전압(IVL_EXT)에 관한 설정값이 11인 경우 종료 전압(IVL_EXT)은 19V일 수 있다.
일 실시예에 따르면, 출력 전원의 제1 전압 레벨(IVL_LV1)에 관한 설정값은 2비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 출력 전원의 제1 전압 레벨(IVL_LV1)에 관한 설정값이 00인 경우 출력 전원의 제1 전압 레벨(IVL_LV1)은 -7.0V이고, 출력 전원의 제1 전압 레벨(IVL_LV1)에 관한 설정값이 01인 경우 출력 전원의 제1 전압 레벨(IVL_LV1)은 -7,5V이고, 출력 전원의 제1 전압 레벨(IVL_LV1)에 관한 설정값이 10인 경우 출력 전원의 제1 전압 레벨(IVL_LV1)은 -8V이고, 출력 전원의 제1 전압 레벨(IVL_LV1)에 관한 설정값이 11인 경우 출력 전원의 제1 전압 레벨(IVL_LV1)은 -8.5V일 수 있다.
일 실시예에 따르면, 출력 전원의 제2 전압 레벨(IVL_LV2)에 관한 설정값은 2비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 출력 전원의 제2 전압 레벨(IVL_LV2)에 관한 설정값에 관한 설정값이 00인 경우 출력 전원의 제2 전압 레벨(IVL_LV2)은 -7V이고, 출력 전원의 제2 전압 레벨(IVL_LV2)에 관한 설정값이 01인 경우 출력 전원의 제2 전압 레벨(IVL_LV2)은 -7.5V이고, 출력 전원의 제2 전압 레벨(IVL_LV2)에 관한 설정값이 10인 경우 출력 전원의 제2 전압 레벨(IVL_LV2)은 -8V이고, 출력 전원의 제2 전압 레벨(IVL_LV2)에 관한 설정값이 11인 경우 출력 전원의 제2 전압 레벨(IVL_LV2)은 -8.5V일 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 슬루율(IVL1 Slew-rate)에 관한 설정값은 2비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 제1 슬루율(IVL1 Slew-rate)에 관한 설정값이 00인 경우 제1 슬루율(IVL1 Slew-rate)은 가장 빠른 단계이고, 제1 슬루율(IVL1 Slew-rate)에 관한 설정값이 01인 경우 제1 슬루율(IVL1 Slew-rate)은 빠른 단계이고, 제1 슬루율(IVL1 Slew-rate)에 관한 설정값이 10인 경우 제1 슬루율(IVL1 Slew-rate)은 느린 단계이고, 제1 슬루율(IVL1 Slew-rate)에 관한 설정값이 11인 경우 제1 슬루율(IVL1 Slew-rate)은 가장 늦은 단계일 수 있다. 이 때, 전원 공급부(100)는 출력 전원(VOUT)의 전압 레벨이 제1 전압 레벨(IVL_LV1) 이하인 경우, 제1 슬루율(IVL1 Slew-rate)을 적용할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제2 슬루율(IVL2 Slew-rate)에 관한 설정값은 2비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 제2 슬루율(IVL2 Slew-rate)에 관한 설정값이 00인 경우 제2 슬루율(IVL2 Slew-rate)은 가장 빠른 단계이고, 제2 슬루율(IVL2 Slew-rate)에 관한 설정값이 01인 경우 제2 슬루율(IVL2 Slew-rate)은 빠른 단계이고, 제2 슬루율(IVL2 Slew-rate)에 관한 설정값이 10인 경우 제2 슬루율(IVL2 Slew-rate)은 느린 단계이고, 제2 슬루율(IVL2 Slew-rate)에 관한 설정값이 11인 경우 제2 슬루율(IVL2 Slew-rate)은 가장 늦은 단계일 수 있다. 이 때, 전원 공급부(100)는 출력 전원(VOUT)의 전압 레벨이 제2 전압 레벨(IVL_LV2) 이하인 경우, 제2 슬루율(IVL2 Slew-rate)을 적용할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 버퍼 기간(IVL1 deglith time)에 관한 설정값은 2비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 제1 버퍼 기간(IVL1 deglith time)에 관한 설정값이 00인 경우 제1 버퍼 기간(IVL1 deglith time)은 0μs이고, 제1 버퍼 기간(IVL1 deglith time)에 관한 설정값이 01인 경우 제1 버퍼 기간(IVL1 deglith time)은 10μs이고, 제1 버퍼 기간(IVL1 deglith time)에 관한 설정값이 10인 경우 제1 버퍼 기간(IVL1 deglith time)은 50μs이고, 제1 버퍼 기간(IVL1 deglith time)에 관한 설정값이 11인 경우 제1 버퍼 기간(IVL1 deglith time)은 100μs일 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제2 버퍼 기간(IVL2 deglith time)에 관한 설정값은 2비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 제2 버퍼 기간(IVL2 deglith time)에 관한 설정값이 00인 경우 제2 버퍼 기간(IVL2 deglith time)은 0μs이고, 제2 버퍼 기간(IVL2 deglith time)에 관한 설정값이 01인 경우 제2 버퍼 기간(IVL2 deglith time)은 100μs이고, 제2 버퍼 기간(IVL2 deglith time)에 관한 설정값이 10인 경우 제2 버퍼 기간(IVL2 deglith time)은 500μs이고, 제2 버퍼 기간(IVL2 deglith time)에 관한 설정값이 11인 경우 제2 버퍼 기간(IVL2 deglith time)은 1000μs일 수 있다.일 실시예에 따르면, 입력 전압 제한 모드 스위칭 주파수(IVL Frequency)에 관한 설정값은 2비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 입력 전압 제한 모드 스위칭 주파수(IVL Frequency)에 관한 설정값에 관한 설정값이 00인 경우 입력 전압 제한 모드 스위칭 주파수(IVL Frequency)은 450kHz이고, 입력 전압 제한 모드 스위칭 주파수(IVL Frequency)에 관한 설정값에 관한 설정값이 01인 경우 입력 전압 제한 모드 스위칭 주파수(IVL Frequency)은 600kHz이고, 입력 전압 제한 모드 스위칭 주파수(IVL Frequency)에 관한 설정값에 관한 설정값이 10인 경우 입력 전압 제한 모드 스위칭 주파수(IVL Frequency)은 750kHz이고, 입력 전압 제한 모드 스위칭 주파수(IVL Frequency)에 관한 설정값에 관한 설정값이 11인 경우 입력 전압 제한 모드 스위칭 주파수(IVL Frequency)은 900kHz일 수 있다.
도 8a 내지 도 8c는 도 6a 및 도 6b의 제1 내지 제3 구동 방식들을 설명하기 위한 도면이다.
도 3 및 도 8a를 참조하면, 제1 구동 방식은 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)을 서로 교번하여 턴-온시킴으로써 인덕터 전류(IL)를 생성할 수 있다. 도 8a에 도시된 바와 같이, 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)은 소정의 스위칭 주기(T)로 온-오프를 반복할 수 있다. 예를 들어, 제1 주기(T1)동안 제1 트랜지스터(M1)의 턴-온 상태와 제2 트랜지스터(M2)의 턴-온 상태가 중첩되지 않는다.
제1 트랜지스터(M1)가 턴-온 되면(t1), 인덕터(L)에 기전력이 발생하여 제1 노드의 전압(V1)이 입력 전원(VIN)의 전압 레벨을 가지고, 제1 노드의 전압(V1)과 접지 전압(GND) 레벨 차이에 의해 인덕터 전류(IL)의 크기가 증가할 수 있다.
제1 트랜지스터(M1)가 턴-오프되고 제2 트랜지스터(M2)가 턴-온되면(t2), 인덕터(L)에 역기전력이 발생하므로 제1 노드의 전압(V1)이 하강하여 제2 전원 전압(ELVSS) 레벨을 가지고, 접지 전압(GND)과 제1 노드의 전압(V1) 레벨 차이에 의해 인덕터 전류(IL)의 크기가 감소할 수 있다.
이와 같은 스위칭 주기(T)가 반복되고, 인덕터 전류(IL)의 크기는 연속적으로 변할 수 있다. 일례로, 제1 구동 방식은 CCM 구동 방식일 수 있다. 제1 구동 방식은 출력 리플(ripple)을 최소화하므로 높은 출력 안정성을 갖는다.
도 8b에 도시된 바와 같이, 제2 구동 방식은 하나의 스위칭 주기(T)에 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)이 동시에 턴-오프되는 구간(이하, 제1 불연속 구간, t3)을 포함할 수 있다. 이 때, 제1 노드 전압(V1)은 접지 전압(GND) 레벨을 유지할 수 있다. 제1 인덕터(L1)의 일 단이 개방되므로, 전류는 접지 전압(GND) 레벨을 유지하고, 제1 불연속 구간(t3)동안 인덕터 전류(IL)는 변화하지 않는다. 또한, 인덕터 전류(IL)의 진폭이 제1 구동 방식보다 작을 수 있다. 예를 들어, 제2 구동 방식에서의 인덕터 전류(IL)의 피크 값은 제1 구동 방식에서의 인덕터 전류(IL)의 피크 값보다 작을 수 있다. 일례로, 제1 구동 방식은 DCM 구동 방식일 수 있다.
제1 구동 방식은 동일한 시간을 기준으로, 구동 주파수의 크기가 작아짐에 따라 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)의 스위칭 횟수(턴-온 횟수)가 줄어들 수 있다. 따라서, 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)의 스위칭 횟수에 따른 기생캡에 의한 전력 손실이 개선될 수 있다.
도 8c에 도시된 바와 같이, 제3 구동 방식은 하나의 스위칭 주기에 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)이 동시에 턴-오프되는 제2 불연속 구간(t4)을 포함할 수 있다. 제2 불연속 구간(t4)의 길이는 제1 불연속 구간(t3)보다 길 수 있다. 일 실시예에서, 제3 구동 방식은 일부 스위칭 주기를 스킵할 수도 있다. 이 경우, 제1 및 제2 트랜지스터(T1, T2)의 스위칭이 스킵되고, 인덕터 전류(IL) 또한 흐르지 않을 수 있다. 이에 따라, 인덕터 전류(IL)의 진폭 또한 제2 구동 방식보다 작을 수 있다. 일례로, 제3 구동 방식은 PSM 구동 방식일 수 있다.
동일한 시간을 기준으로, 제3 구동 방식은 소정의 구간에서 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)의 스위칭 동작을 스킵하므로, 전체 스위칭 횟수(턴-온 횟수)가 줄어들 수 있다. 따라서, 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)의 스위칭 횟수에 따른 기생캡에 의한 전력 손실이 개선될 수 있다.
도 9는 도 3의 DC-DC 컨버터에 포함된 트랜지스터들 각각에 걸리는 내압을 설명하기 위한 도면이다. 도 10은 LDMOS 종류 별 턴-온 최소 항복 전압(Min. On BV), 턴-오프 최소 항복 전압(Min. Off BV), 및 온-저항(RSP)을 나타내는 표이다.
이하, 설명의 편의를 위해, DC-DC 컨버터(도 3의 110)는 도 8a에 도시된 제1 구동 방식(예: CCM)으로 동작하는 것을 예로하여 설명한다. 일 실시예에 따른 제1 트랜지스터(M1)는 하드 스위칭을 통해 온/오프되고, 제2 트랜지스터(M2) 제로 전압 스위칭(또는 소프트 스위칭)을 통해 온/오프될 수 있다. 이 경우, 제2 트랜지스터(M2)는 소스 전극 및 드레인 전극 사이에 연결된 다이오드를 더 포함할 수 있다.
도 3, 도 8a 및 도 9를 참조하면, 제1 트랜지스터(M1)가 턴-온되는 경우, 제1 트랜지스터(M1)의 양단에 걸리는 내압은 포워딩 전압(VF), 입력 전원(VIN)의 전압, 출력 전원(VOUT)의 전압, 및 오버 과도 전압(VOVER)의 합일 수 있다.
제1 트랜지스터(M1)가 턴-오프되는 경우, 제1 트랜지스터(M1)의 양단에 걸리는 내압은 포워딩 전압(VF), 입력 전원(VIN)의 전압, 출력 전원(VOUT)의 전압, 및 언더 과도 전압(VUNDER)의 합일 수 있다.
제2 트랜지스터(M2)가 턴-온되는 경우, 제2 트랜지스터(M2)의 양단에 걸리는 내압은 포워딩 전압(VF)일 수 있다.
제2 트랜지스터(M2)가 턴-오프되는 경우, 제2 트랜지스터(M2)의 양단에 걸리는 내압은 입력 전원(VIN)의 전압, 출력 전원(VOUT)의 전압, 및 오버 과도 전압(VOVER)의 합일 수 있다.
예를 들어, 입력 전원(VIN)의 전압이 22V이고, 출력 전원(VOUT)의 전압(즉, 제2 전원 전압(ELVSS))이 -8V일 수 있다. 즉, 입력 전원(VIN)은 어댑터 전압 범위(예: 18V 내지 22V)에 해당할 수 있다. 또한, 제2 트랜지스터(M2)의 포워딩 전압(VF)은 0.5V이고, 오버 과도 전압(VOVER)은 6.6V이고, 언더 과도 전압(VUNDER)은 -6.6V일 수 있다. 이 경우, 제1 트랜지스터(M1)의 턴-온 항복 전압(M1 On BV)은 37.1V이고, 제1 트랜지스터(M1)의 턴-오프 항복 전압(M1 Off BV)은 37.1V이고, 제2 트랜지스터(M2)의 턴-온 항복 전압(M2 On BV)은 0.5V이고, 제2 트랜지스터(M2)의 턴-오프 항복 전압(M2 Off BV)은 36.6V일 수 있다.
상기 조건을 고려 시, DC-DC 컨버터(110)의 제1 트랜지스터(M1) 및 제2 트랜지스터(M2)로서 30V LDMOS 선정이 요구될 수 있다. 30V LDMOS는 온-저항(RSP)이 크기 때문에 12V LDMOS 내지 24V LDMOS 대비 사이즈 증가가 불가피하고, 효율도 감소하므로 소비전력 증가가 불가피하다는 단점이 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 전원 공급부(100)는 상술한 바와 같이, 높은 어댑터 전압 범위(예: 18V 내지 22V)에서, 입력 전원(VIN) 전압 레벨 센싱을 통해 입력 전압 제한 모드(또는, 제2 모드)로 구동될 수 있다. 전원 공급부(100)는 입력 전압 제한 모드로 구동 시, 전원 공급부(100)내 트랜지스터들의 오프-듀티(off-duty)(또는, 구동 방식), 트랜지스터들의 스위칭 주파수, 트랜지스터들에 대한 스위칭 제어 신호의 슬루율(slew rate) 중 적어도 하나를 가변시킴으로써, 상기 트랜지스터들에 걸리는 전압(또는, 내압)을 감소시킬 수 있다.
도 11은 전원 공급부 내 트랜지스터들에 대한 스위칭 제어 신호의 슬루율을 가변시키는 실시예를 설명하기 위한 도면이다. 이 때, 도 11에 도시된 가장 빠른 단계의 슬루율은 도 9에 도시된 제1 트랜지스터(M1)의 스위칭 제어 신호의 슬루율과 실질적으로 동일할 수 있다.
도 3, 도 9, 및 도 11을 참조하면, 제1 트랜지스터(M1)의 제어 신호가 가장 빠른 단계의 슬루율을 가지는 경우, 언더 과도 전압(VUNDER)은 -6.6V이나, 제1 트랜지스터(M1)의 스위칭 제어 신호가 빠른 단계의 슬루율을 가지는 경우, 언더 과도 전압(VUNDER')은 -2V로 감소할 수 있다. 이 경우, 제1 트랜지스터(M1)의 턴-오프 항복 전압(M1 On BV)은 37.1V에서 32.5V로 감소할 수 있다.
또한, 제2 트랜지스터(M2)의 제어 신호가 가장 빠른 단계의 슬루율을 가지는 경우, 오버 과도 전압(VOVER)은 6.6V이나, 제2 트랜지스터(M2)의 스위칭 제어 신호가 빠른 단계의 슬루율을 가지는 경우, 오버 과도 전압(VOVER')은 2V로 감소할 수 있다. 이 경우, 제2 트랜지스터(M2)의 턴-오프 항복 전압(M2 On BV)은 36.6V에서 32V로 감소할 수 있다.
도 10에 도시된 표를 참조하면, 상기 조건을 고려 시, DC-DC 컨버터(110)의 스위치부에 포함되는 제1 트랜지스터(M1) 및 제2 트랜지스터(M2)로서 20V LDMOS 선정도 가능해질 수 있다.
도 12는 전원 공급부 내 트랜지스터들의 오프-듀티(off-duty)(또는, 구동 방식)를 변경한 실시예를 설명하기 위한 도면이다. 이 때, 설명의 편의를 위해 도 12에서는 제2 구동 방식(즉, DCM)을 기준으로 설명하나, 제3 구동 방식(즉, PSM)은 제2 구동 방식과 실질적으로 동일한 효과(즉, 제1 트랜지스터(M1)의 턴-온 항복 전압(M1 On BV)의 감소)를 기대할 수 있다.
도 3, 도 8b, 및 도 9를 참조하면, 전원 공급부(100)가 제1 구동 방식(즉, CCM)으로 동작하는 경우, 제1 트랜지스터(M1)의 턴-온 항복 전압(M1 On BV)은 포워딩 전압(VF), 입력 전원(VIN)의 최대 전압, 출력 전원(VOUT)의 최소 전압, 및 오버 과도 전압(VOVER)의 합일 수 있다. 한편, 도 3, 도 8b, 및 도 12를 참조하면, 전원 공급부(100)가 제2 구동 방식(즉, DCM)으로 동작하는 경우, 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)이 동시에 턴-오프되는 구간(도 8b의 t3)을 포함하므로, 접지 전압(GND) 레벨에서 제1 트랜지스터(M1)는 턴-온되므로, 제1 트랜지스터(M1)의 턴-온 항복 전압(M1 On BV)은 입력 전원(VIN)의 전압 및 오버 과도 전압(VOVER)의 합일 수 있다.
따라서, 전원 공급부(100)가 제1 구동 방식(즉, CCM)으로 동작하는 경우, 제1 트랜지스터(M1)의 턴-온 항복 전압(M1 On BV)은 37.1V이나, 전원 공급부(100)가 제2 구동 방식(즉, DCM)으로 동작하는 경우, 제1 트랜지스터(M1)의 턴-온 항복 전압(M1 On BV)은 28.6V로 감소할 수 있다.
도 10에 도시된 표를 참조하면, 상기 조건을 고려 시, DC-DC 컨버터(110)의 스위치부에 포함되는 제1 트랜지스터(M1) 및 제2 트랜지스터(M2)로서 24V LDMOS 선정도 가능해질 수 있다.
도 13은 전원 공급부 내 트랜지스터들에 대한 스위칭 제어 신호의 슬루율 가변, 및 전원 공급부 내 트랜지스터들의 오프-듀티(off-duty)(또는, 구동 방식)를 모두 변경한 실시예를 설명하기 위한 도면이다.
도 13에 도시된 실시예는 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)의 스위칭 제어 신호가 빠른 단계의 슬루율을 가진다는 점에서, 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)의 스위칭 제어 신호가 가장 빠른 단계의 슬루율을 가지는 도 12에 도시된 실시예와 차이점이 있을 뿐 나머지 구성은 실질적으로 동일하다.
따라서, 도 12에 도시된 바와 같이, 전원 공급부(100)가 가장 빠른 단계의 슬루율 및 제2 구동 방식(즉, DCM)으로 동작하는 경우, 오버 과도 전압(VOVER)이 6.6V로서, 제1 트랜지스터(M1)의 턴-온 항복 전압(M1 On BV)은 28.6V이나, 도 13에 도시된 바와 같이, 전원 공급부(100)가 빠른 단계의 슬루율 및 제2 구동 방식(즉, DCM)으로 동작하는 경우, 오버 과도 전압(VOVER')이 2V로 감소하므로, 제1 트랜지스터(M1)의 턴-온 항복 전압(M1 On BV)은 24V로 감소할 수 있다.
도 10에 도시된 표를 참조하면, 상기 조건을 고려 시, DC-DC 컨버터(110)의 스위치부에 포함되는 제1 트랜지스터(M1) 및 제2 트랜지스터(M2)로서 20V LDMOS 선정도 가능해질 수 있다.
이와 같이, 전원 공급부(100)는 입력 전압 제한 모드(또는, 제2 모드)로 구동 시, 전원 공급부(100)내 트랜지스터들의 오프-듀티(off-duty)(또는, 구동 방식), 트랜지스터들의 스위칭 주파수, 및 트랜지스터들에 대한 스위칭 제어 신호의 슬루율(slew rate) 중 어느 하나만을 선택하여 단독으로 가변시킴으로써, 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)에 걸리는 전압(또는, 내압)을 감소시킬 수 있다. 다만, 전원 공급부(100)내 트랜지스터들의 오프-듀티(off-duty)(또는, 구동 방식), 트랜지스터들의 스위칭 주파수, 및 트랜지스터들에 대한 스위칭 제어 신호의 슬루율(slew rate) 중 두 개 또는 전부를 가변시키는 경우, 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)에 걸리는 전압(또는, 내압)을 더 효과적으로 감소시킬 수 있다.
도 14는 본 발명의 효과를 설명하기 위한 그래프이다.
도 3 및 도 14를 참조하면, 전원 공급부(100)에 포함된 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)을 더 적은 용량의 LDMOS로 구현할수록 전 로드 영역에서 효율이 향상되므로 전원 공급부(100)(또는 도 1의 표시 장치(1000)의 소비 전력이 감소하는 효과를 기대할 수 있다. 이 때, 효율은 전원 공급부(100)의 입력 전원(VIN) 대비 출력 전원(VOUT)의 비로 정의될 수 있다. 입력 전원(VIN)으로부터 출력 전원(VOUT)으로 변환되는 과정에서 로스가 클수록 효율이 감소할 수 있다. 예를 들어, 도 10을 참조하면, 30V LDMOS의 온-저항(RSP)은 16mΩ/mm2이고, 20V LDMOS의 온-저항(RSP)은 8mΩ/mm2인 것을 확인할 수 있다. 30V LDMOS의 온-저항(RSP) 대비 20V LDMOS의 온-저항(RSP)이 절반으로 감소하므로, 헤비 로드 영역의 효율 향상이 가능할 수 있다.
또한, 전원 공급부(100)에 포함된 제1 및 제2 트랜지스터들(M1, M2)을 더 적은 용량의 LDMOS로 구현할수록 LDMOS가 차지하는 면적이 감소하므로 공간 효율 및 생산 비용 절감 효과를 기대할 수 있다.
이상에서는 본 발명의 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
1000: 표시 장치
100: 전원 공급부
110: DC-DC 컨버터
111: 스위칭 제어부
112: 모드 선택부
120: 제어부
121: 인터페이스부
122: 주파수 생성 회로
123: 출력 전원 제어부
M1, M2: 제1 및 제2 트랜지스터
200: 표시 패널
300: 스캔 구동부
400: 데이터 구동부
500: 타이밍 제어부

Claims (20)

  1. 입력 전원을 수신하는 입력 단자와 제1 노드 사이에 배치된 제1 트랜지스터, 상기 제1 노드와 접지 사이에 배치된 인덕터, 및 상기 제1 노드와 출력 전원을 출력하는 출력 단자 사이에 배치된 제2 트랜지스터를 포함하는 스위치부;
    제어부로부터 수신한 제어 신호 및 주파수 신호에 기초하여 상기 제1 트랜지스터를 제어하는 제1 제어 신호 및 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 제2 제어 신호를 출력하는 스위칭 제어부; 및
    제1 모드로부터, 상기 제1 모드와 대비하여, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터의 구동 방식, 스위칭 주파수, 및 슬루율 중 적어도 하나를 가변시키는 제2 모드로 변환시키는 제2 모드 동작 신호를 상기 제어부로 공급하는 모드 선택부;를 포함하되,
    상기 모드 선택부는, 상기 입력 전원의 전압 레벨과 기 설정된 개시 전압 레벨을 비교하고, 상기 입력 전원의 전압 레벨이 상기 개시 전압 레벨 이상인 경우, 상기 제2 모드 동작 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 입력 전원은, 양의 전압 레벨을 갖고, 배터리 전압 범위 및 상기 배터리 전압 범위보다 큰 어댑터 전압 범위를 가지는 전원 공급 장치.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 배터리 전압 범위는 5.5V 내지 17.6V이고, 상기 어댑터 전압 범위는 18V 내지 22V인 전원 공급 장치.
  4. 제2 항에 있어서,
    상기 모드 선택부는 상기 배터리 전압 범위에서 상기 제2 모드 동작 신호를 미생성하는 전원 공급 장치.
  5. 제1 항에 있어서,
    상기 모드 선택부는, 상기 입력 전원의 전압 레벨과 기 설정된 종료 전압 레벨을 비교하고, 상기 입력 전원의 전압 레벨이 상기 종료 전압 레벨 이하인 경우, 상기 제2 모드 동작 신호를 중단하는 전원 공급 장치.
  6. 제5 항에 있어서,
    상기 개시 전압 레벨은 상기 종료 전압 레벨보다 큰 전원 공급 장치.
  7. 제5 항에 있어서,
    상기 모드 선택부는,
    상기 입력 전원의 전압 레벨이 상기 개시 전압 레벨 이상인 경우 제1 버퍼 기간 후에 상기 제2 모드 동작 신호를 생성하고,
    상기 입력 전원의 전압 레벨이 상기 종료 전압 레벨 이하인 경우 제2 버퍼 기간 후에 상기 제2 모드 동작 신호를 중단하는 전원 공급 장치.
  8. 제7 항에 있어서,
    상기 제1 버퍼 기간은 상기 제2 버퍼 기간보다 짧은 전원 공급 장치.
  9. 제1 항에 있어서,
    상기 모드 선택부는, 상기 출력 전원의 전압 레벨과 기 설정된 출력 전원 신호에 대응되는 전압 레벨을 더 비교하고, 상기 출력 전원의 전압 레벨이 상기 출력 전원 신호에 대응되는 전압 레벨 이하인 경우, 상기 제2 모드 동작 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  10. 제9 항에 있어서,
    상기 출력 전원은 음의 전압 레벨을 갖는, 전원 공급 장치.
  11. 제1 항에 있어서,
    상기 제어부는,
    외부로부터 상기 스위칭 제어부를 제어하는 레지스터 값을 수신하는 인터페이스부;
    외부로부터 수신한 기준 클럭 신호를 이용하여 상기 주파수 신호를 생성하는 주파수 생성 회로;
    상기 모드 선택부에 상기 출력 전원 신호를 제공하는 출력 전원 제어부;를 포함하는 전원 공급 장치.
  12. 제1 항에 있어서,
    상기 스위칭부는, 상기 제1 모드에서, 상기 제1 및 제2 트랜지스터를 교번하여 턴-온시키는 제1 구동 방식, 제1 구간에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터를 교번하여 턴-온시키고 제2 구간에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터들을 동시에 턴-오프시키는 제2 구동 방식, 및 제1-1 구간에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터를 교번하여 턴-온시키고 상기 제2 구간보다 긴 제2-1 구간에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터들을 동시에 턴-오프시키는 제3 구동 방식 중 어느 하나로 구동되는 전원 공급 장치.
  13. 제12 항에 있어서,
    상기 스위칭부는, 상기 제2 모드에서 상기 제2 구동 방식 또는 상기 제3 구동 방식으로 구동되는 전원 공급 장치.
  14. 제12 항에 있어서,
    상기 제1 트랜지스터의 턴-온 항복 전압은 상기 제1 방식에서는 포워딩 전압, 상기 입력 전원의 최대 전압, 상기 출력 전원의 최소 전압, 및 오버 과도 전압의 합이고, 상기 제2 및 제3 방식에서는 상기 입력 전원의 최대 전압 및 오버 과도 전압의 합인 전원 공급 장치.
  15. 제1 항에 있어서,
    상기 스위칭부는, 상기 제1 모드에서 상기 스위칭 주파수를 기준 주파수로 설정하고, 상기 제2 모드에서 상기 스위칭 주파수를 상기 기준 주파수보다 낮은 주파수로 설정하는 전원 공급 장치.
  16. 제1 항에 있어서,
    상기 스위칭부는, 상기 제1 모드에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터들을 제1 슬루율로 제어하고, 상기 제2 모드에서 상기 제1 및 제2 트랜지스터들을 상기 제1 슬루율보다 낮은 제2 슬루율로 제어하는 전원 공급 장치.
  17. 제16 항에 있어서,
    상기 제1 트랜지스터의 턴-오프 항복 전압은 상기 입력 전원의 최대 전압, 상기 출력 전원의 최소 전압, 포워딩 전압, 언더 과도 전압의 합이고, 상기 제2 트랜지스터의 턴-오프 항복 전압은 상기 입력 전원의 최대 전압, 상기 출력 전원의 최소 전압, 및 오버 과도 전압의 합인 전원 공급 장치.
  18. 제17 항에 있어서,
    상기 제2 슬루율로 제어 시 상기 언더 과도 전압 및 상기 오버 과도 전압의 절대값의 크기는, 상기 제1 슬루율로 제어 시 상기 언더 과도 전압 및 상기 오버 과도 전압의 절대값의 크기보다 감소하는 전원 공급 장치.
  19. 스캔 라인들, 제1 전원 라인, 제2 전원 라인, 및 상기 스캔 라인들 및 상기 제1 및 제2 전원 라인들에 연결되는 화소들을 포함하는 표시 패널;
    상기 스캔 라인들에 스캔 신호들을 순차적으로 제공하는 스캔 구동부; 및
    입력 전원을 제1 전원 전압 및 제2 전원 전압으로 변환하며, 상기 제1 전원 라인에 상기 제1 전원 전압을 공급하고, 상기 제2 전원 라인에 상기 제2 전원 전압을 공급하는 전원 공급부를 포함하되,
    상기 전원 공급부는,
    상기 입력 전원의 전압 레벨과 기 설정된 개시 전압 레벨을 비교하고, 상기 입력 전원의 전압 레벨이 상기 개시 전압 레벨 이상인 경우, 제1 모드를 제2 모드로 변환시키는 제2 모드 동작 신호를 생성하는 모드 선택부를 포함하고,
    상기 제2 모드는, 상기 제1 모드에 대비하여 상기 전원 공급부에 포함된 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 구동 방식, 스위칭 주파수, 및 슬루율 중 적어도 하나가 가변되는 것을 특징으로 하는 표시 장치.
  20. 제19 항에 있어서,
    상기 전원 공급부는,
    상기 입력 전원을 수신하는 입력 단자와 제1 노드 사이에 배치된 상기 제1 트랜지스터, 상기 제1 노드와 접지 사이에 배치된 인덕터, 및 상기 제1 노드와 상기 출력 전원을 출력하는 출력 단자 사이에 배치된 상기 제2 트랜지스터를 포함하는 스위치부; 및
    제어부로부터 수신한 제어 신호 및 주파수 신호에 기초하여 상기 제1 트랜지스터를 제어하는 제1 제어 신호 및 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 제2 제어 신호를 출력하는 스위칭 제어부;를 더 포함하는 표시 장치.
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