KR20230030144A - 출력 전압 맥동 저감을 위한 dc-dc 컨버터 및 이의 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

DC-DC 컨버터의 출력 전압 맥동 저감을 위한 보조 회로는, 충방전을 수행하는 커패시터; 전압원에 연결되는 제1 스위치와 제2 스위치 및 제1 스위치와 제2 스위치의 접점과 커패시터 사이에 연결되어 제1 인덕터 전류가 흐르는 제1 인덕터를 포함하는 메인 벅 컨버터; 및 제1 스위치와 제2 스위치와 병렬로 연결되는 제3 스위치와 제4 스위치 및 제3 스위치와 제4 스위치의 접점과 커패시터 사이에 연결되어 제2 인덕터 전류가 흐르는 제2 인덕터를 포함하고, 제1 인덕터 전류와 출력 전류의 차이를 보상하기 위해 서로 다른 높이를 갖는 두 개의 포락선을 생성하여 제2 인덕터 전류를 제어하는 보조 벅 컨버터;를 포함한다. 이에 따라, 본 발명은 이중 포락선 제어를 통하여 출력 전압의 맥동을 최소화할 수 있다.

Description

출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터 및 이의 제어 방법{DC-DC CONVERTER TO REDUCE VOLTAGE RIPPLE OF OUTPUT VOLTAGE AND METHOD FOR CONTROLLING THE SAME}
본 발명은 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터 및 이의 제어 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 DC-DC 컨버터의 출력 전압 맥동을 줄이기 위한 보조 회로의 고효율 및 고정밀 구동에 대한 것으로, 보조 회로 자체의 운전 효율을 높이면서도 출력 전압의 맥동을 매우 낮은 수준까지 정밀하게 억제할 수 있는 기술에 관한 것이다.
일반적인 직류-직류 컨버터 회로는 직류 전원을 다른 크기의 직류 전원으로 변환하는 것이 가능하다. 이러한 직류-직류 컨버터 중 널리 이용되는 벅 컨버터는 비절연 강압형 컨버터로서, 높은 직류 전압을 낮은 직류 전압으로 변환하는데 주로 이용된다.
한편, 이러한 벅 컨버터는 컴퓨팅 장치나 서버 장치 등의 전원 공급 장치에 이용되기도 하고, 전기 자동차나 전기 선박 등의 전기 추진 시스템에도 이용되는 등 여러 분야에서 이용되고 있다. 특히, 컴퓨팅 장치의 중앙 처리 장치나 그래픽 처리 장치의 전력 공급 장치로 사용되는 VRM(Voltage Regulator Module)에는 대부분 벅 컨버터가 이용된다.
그러나 이러한 벅 컨버터에 보조회로가 구비되지 않은 경우에는, 맥동 전압의 저감에 한계가 있으며, 보조회로를 구비하여 맥동 전압이 저감되더라도, 하드 스위칭 방식으로 보조회로의 동작을 제어하는 경우에는 전력 변환 효율이 낮은 것으로 알려져 있다.
한편, 벅 컨버터는 보조회로의 동작이 소프트 스위칭 방식으로 제어되는 경우에는 비교적 효율은 높지만, 보조회로의 설계 및 제어 방법이 복잡하다는 단점이 존재한다. 또한, 부하 전류가 계단형이 아닌 다양한 형태로 변화할 경우 제어가 어렵다는 단점이 있다.
이에 따라, 설계 및 제어 방법이 간단하면서도 시간 지연(딜레이), 기생 성분이 존재하는 실제 컨버터에 적용할 수 있는 보조회로가 요구된다.
KR 10-2021-0046161 A
Z. Shan, S. Tan, C. K. Tse and J. Jatskevich, "Augmented Buck Converter Design using Resonant Circuits for Fast Transient Recovery," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 31, no. 8, pp. 5666-5679, Aug. 2016.
이에, 본 발명의 기술적 과제는 이러한 점에서 착안된 것으로 본 발명의 목적은 DC-DC 컨버터의 출력 전압 맥동 저감을 위한 보조 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압 맥동 저감을 위한 보조 회로의 구동 방법을 제공하는 것이다.
상기한 본 발명의 목적을 실현하기 위한 일 실시예에 따른 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터는, 충방전을 수행하는 커패시터; 전압원에 연결되는 제1 스위치와 제2 스위치 및 제1 스위치와 제2 스위치의 접점과 커패시터 사이에 연결되어 제1 인덕터 전류가 흐르는 제1 인덕터를 포함하는 메인 벅 컨버터; 및 제1 스위치와 제2 스위치와 병렬로 연결되는 제3 스위치와 제4 스위치 및 제3 스위치와 제4 스위치의 접점과 커패시터 사이에 연결되어 제2 인덕터 전류가 흐르는 제2 인덕터를 포함하고, 제1 인덕터 전류와 출력 전류의 차이를 보상하기 위해 서로 다른 높이를 갖는 두 개의 포락선을 생성하여 제2 인덕터 전류를 제어하는 보조 벅 컨버터;를 포함한다.
본 발명의 실시예에서, 상기 보조 벅 컨버터는, 두 개의 포락선을 선택적으로 이용하여 제2 인덕터 전류를 제어할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 보조 벅 컨버터는, 선택된 포락선 내의 삼각파 형태로 제2 인덕터 전류를 제어할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 보조 벅 컨버터는, 제2 인덕터 전류의 첫 번째 삼각파 형성에는 상대적으로 높은 포락선을 선택하여 제어할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 보조 벅 컨버터는, 제2 인덕터 전류의 두 번째 이후의 삼각파 형성에는 상대적으로 낮은 포락선을 선택하여 제어할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 보조 벅 컨버터는, 제1 인덕터 전류와 출력 전류를 이용하여 제1 포락선을 생성하는 제1 포락선 생성부; 및 제1 인덕터 전류와 출력 전류를 이용하여 제1 포락선을 생성하는 제2 포락선 생성부;를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제1 포락선 생성부 및 상기 제2 포락선 생성부는, 아날로그 회로 및 디지털 코드 명령어 중 하나로 구현할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 보조 벅 컨버터는, 출력 전류가 변동하더라도 출력 전압이 일정하도록 제어할 수 있다.
상기한 본 발명의 다른 목적을 실현하기 위한 일 실시예에 메인 벅 컨버터에 병렬로 연결되는 보조 벅 컨버터를 통해 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법은, DC-DC 컨버터로부터 발생하는 제1 인덕터 전류와 출력 전류를 이용하여 서로 다른 높이를 갖는 두 개의 포락선을 생성하는 단계; 제2 인덕터 전류의 제어를 위해 상대적으로 높은 제1 포락선을 선택하는 단계; 제2 인덕터 전류의 첫 번째 삼각파 형성을 위해 제1 포락선 내의 삼각파를 이용하는 단계; 제2 인덕터 전류의 제어를 위해 상대적으로 낮은 제2 포락선을 선택하는 단계; 및 제2 인덕터 전류의 두 번째 이후의 삼각파 형성을 위해 제2 포락선 내의 삼각파를 이용하는 단계;를 포함한다.
본 발명의 실시예에서, 상기 서로 다른 높이를 갖는 두 개의 포락선을 생성하는 단계는, 아날로그 회로 및 디지털 코드 명령어를 통해 수행할 수 있다.
이와 같은 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터 및 이의 제어 방법에 따르면, 이중 포락선 제어를 통하여 컨버터의 부하 전류(출력 전류)가 변동할 때 발생하는 출력 전압의 맥동을 최소화한다. 또한, 본 발명에서 제안된 보조 회로의 고효율 및 고정밀 구동에 따라, 보조 회로 자체의 운전 효율을 높이면서도 출력 전압의 맥동을 매우 낮은 수준까지 정밀하게 억제할 수 있다.
도 1은 메인 벅 컨버터와 보조 벅 컨버터를 포함하는 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 2는 도 1의 DC-DC 컨버터 회로의 모드별 동작 및 주요 파형을 보여주는 도면이다.
도 3은 본 발명의 이중 포락선 제어를 설명하기 위한 포락선의 예시를 보여주는 도면이다.
도 4는 본 발명에 따른 이중 포락선 제어를 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명을 적용한 회로도 및 제어 블록도의 예시이다.
도 6은 포락선의 크기(k1)와 시간 지연(Δtd)의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 7(a)는 도 5의 제어 블록도 내 k1이며, 도 7(b)는 k1을 구현하기 위한 회로의 예시이다.
도 8은 포락선의 크기(kc)와 출력 전압(vO)과의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 9(a)는 도 5의 제어 블록도 내 kc이며, 도 9(b)는 kc을 구현하기 위한 회로의 예시이다.
도 10(a)는 단일 포락선 제어의 시뮬레이션 결과를 나타내고, 도 10(b)는 본 발명에 따른 이중 포락선 제어의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터 제어 방법의 흐름도이다.
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예에 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
이하, 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 보다 상세하게 설명하기로 한다.
도 1은 메인 벅 컨버터와 보조 벅 컨버터를 포함하는 DC-DC 컨버터의 회로도이다. 도 2는 도 1의 DC-DC 컨버터 회로의 모드별 동작 및 주요 파형을 보여주는 도면이다.
컨버터의 부하 전류(출력 전류)가 변동할 때 컨버터의 출력 전압은 일정한 값을 유지하지 못하고 흔들리게 되는데, 본 발명은 이 흔들림(맥동)을 억제하기 위해 DC-DC 컨버터를 제어하기 위한 보조 회로를 제안한다.
도 1을 참조하면, 제1 스위치(Q1), 제2 스위치(Q2) 및 제1 인덕터(L1)는 메인 벅 컨버터를 구성하고, 제3 스위치(Q3), 제4 스위치(Q4) 및 제2 인덕터(L2)는 보조 벅 컨버터(또는, 보조 회로)를 구성한다. 이들 컨버터는 출력 전류(iO)가 변동하더라도 출력 전압(vO)가 일정하도록 운전된다.
메인 벅 컨버터와 보조 벅 컨버터는 동일한 형태의 회로가 병렬로 연결될 수 있다. 전압원(Vin)은 직류 전원을 공급할 수 있고, 메인 벅 컨버터는 전압원(Vin)에 연결될 수 있다.
커패시터(Co)는 메인 벅 컨버터의 타단에 연결되어 메인 벅 컨버터의 동작에 따라 충전 및 방전 중 적어도 하나의 동작을 수행할 수 있다.
이에 따라, 메인 벅 컨버터는 전압원(Vin) 또는 타단에 연결되는 커패시터(Co) 중 적어도 하나의 접점으로부터 전달되는 직류 전류가 흐르는 방향을 제어하는 스위치로써 동작할 수 있다.
또한, 커패시터(Co)는 메인 벅 컨버터 또는 보조 벅 컨버터로부터 출력되는 전류로부터 교류분의 전류를 정류할 수 있다.
부하는 메인 벅 컨버터와 커패시터(Co)의 접점에 연결될 수 있으며, 부하에는 사전에 설정되는 부하 전류가 흐를 수 있다.
이때, 부하는 직류 전원을 이용하는 외부 장치 등을 포함할 수 있으며, 이에 따라 부하는 서로 다른 크기의 부하 전류(io)가 흐를 수 있고, 부하의 동작에 따라 부하 전류의 크기가 가변될 수 있다.
여기에서, 부하는 전류원으로써 동작할 수 있으며, 이에 따라, 부하에서 요구되는 전류가 변화하는 경우에, 전류원의 크기도 변화하는 것으로 이해할 수 있으며, 이러한 전류원에 의해 흐르는 전류가 부하 전류인 것으로 이해할 수 있다.
이때, 부하 전류(io)는 삼각파, 정현파, 톱니파 및 사각파 등 여러가지 형태로 나타날 수 있다.
보조 벅 컨버터는 메인 벅 컨버터와 병렬로 연결되며, 메인 벅 컨버터로부터 부하와 커패시터(Co)의 접점으로 진행하는 전류와 부하 전류(io)의 차이로 나타나는 돌발 전류를 보상할 수 있다.
여기에서, 돌발 전류는 부하의 동작에 따라 부하에 흐르는 부하 전류가 변화할 때, 메인 벅 컨버터로부터 부하를 향해 흐르는 전류가 부하 전류를 추종하는 동안 발생할 수 있는 부하 전류(io)에 대한 메인 벅 컨버터의 출력 전류의 부족분 또는 과다분 중 적어도 하나의 요소를 의미할 수 있다.
이에 따라, 보조 벅 컨버터는 부하의 동작에 따라 부하 전류가 변할 때, 메인 벅 컨버터의 출력 전압에서 나타날 수 있는 맥동 현상을 감소시키는 것으로 이해할 수 있다.
한편, 보조 벅 컨버터는 전압원(Vin) 또는 타단에 연결되는 커패시터(Co) 중 적어도 하나의 접점으로부터 전달되는 직류 전류가 흐르는 방향을 제어하는 스위치로써 동작할 수 있다.
메인 벅 컨버터는 제1 스위치(Q1), 제2 스위치(Q2) 및 제1 인덕터(L1)를 포함할 수 있다.
제1 스위치(Q1)는 전압원(Vin)에 연결되고, 제2 스위치(Q2)는 제1 스위치(Q1)의 타단에서 전압원(Vin)에 병렬로 연결될 수 있다.
또한, 제1 인덕터(L1)는 제1 스위치(Q1)와 제2 스위치(Q2)의 접점에 연결되고, 제1 인덕터(L1)의 타단은 커패시터(Co)와 부하의 접점에 연결될 수 있다.
이때, 제1 스위치(Q1) 및 제2 스위치(Q2)는 모스펫(MOSFET: MOS Field-Effect Transistor) 등의 반도체 소자가 이용될 수 있으며, 도 1에 도시된 바와 같이, 각각의 모스펫은 모스펫에 병렬로 연결되는 다이오드(Diode)를 구비할 수 있다.
또한, 각각의 모스펫은 모스펫의 드레인과 소스가 도통되도록 게이트에 일정한 전압이 입력될 수 있다. 이때, 게이트에 전압을 입력하는 전압원은 전압원(Vin)으로부터 있으며, 게이트에 전압을 입력하는 전압원을 포함할 수도 있다.
한편, 커패시터(Co)가 충전을 수행하는 중에는 제1 스위치(Q1)가 도통되고 제2 스위치(Q2)가 차단될 수 있으며, 커패시터(Co)가 방전을 수행하는 중에는 제2 스위치(Q2)가 도통되고 제1 스위치(Q1)가 차단될 수 있다.
여기에서, 부하에 흐르는 부하 전류가 일정한 크기로 유지되는 경우에는, 커패시터(Co)의 충전 및 방전이 교대로 이루어지고, 보조 벅 컨버터는 전기적으로 차단되어, 메인 벅 컨버터의 제1 스위치(Q1) 및 제2 스위치(Q2)가 커패시터(Co)에서 충전 및 방전이 이루어지도록 교대로 도통 또는 차단될 수 있다.
이때, 제1 인덕터(L1)는 커패시터(Co)와 연결되어 로우 패스 필터(Low Pass Filter)로써 동작할 수 있으며, 이를 위해, 제1 인덕터(L1) 및 커패시터(Co)는 부하에 안정적으로 전류를 공급하도록 충분한 크기로 구비될 수 있다.
한편, 부하의 동작에 따라 부하에 흐르는 부하 전류가 증가하는 경우에, 제1 스위치(Q1)는 도통되고 제2 스위치(Q2)는 차단될 수 있으며, 부하 전류의 증가에 의해 제1 인덕터(L1)에 흐르는 전류(이하, 제1 인덕터 전류, iL1)와 부하 전류(io) 간에 차이로 나타나는 돌발 전류가 존재하는 동안 제1 스위치(Q1) 및 제2 스위치(Q2)의 상태가 유지될 수 있다.
이와 관련하여, 돌발 전류는 제1 인덕터 전류(iL1)와 부하에 흐르는 부하 전류(io)의 차이를 의미하는 것으로 이해할 수 있다.
또한, 부하의 동작에 따라 부하에 흐르는 부하 전류가 감소하는 경우에, 제1 스위치(Q1)는 차단되고 제2 스위치(Q2)는 도통될 수 있으며, 부하 전류(io)의 감소에 의해 발생하는 돌발 전류가 존재하는 동안 제1 스위치(Q1)및 제2 스위치(Q2)의 상태가 유지될 수 있다.
보조 벅 컨버터는 제3 스위치(Q3), 제4 스위치(Q4) 및 제2 인덕터(L2)를 포함할 수 있다.
제3 스위치(Q3)는 전압원(Vin)에 연결되고, 제4 스위치(Q4)는 제3 스위치(Q3)의 타단에서 전압원(Vin)에 병렬로 연결될 수 있다.
이와 관련하여, 제3 스위치(Q3)는 전압원(Vin)과 제1 스위치(Q1)의 접점에 연결되는 것으로 이해할 수 있다.
또한, 제2 인덕터(L2)는 제3 스위치(Q3)와 제4 스위치(Q4)의 접점에 연결되고, 제2 인덕터(L2)의 타단은 커패시터(Co)와 부하의 접점에 연결될 수 있다.
이와 관련하여, 제2 인덕터(L2)는 제1 인덕터(L1), 커패시터(Co) 및 부하의 접점에 연결되는 것으로 이해할 수 있다.
이때, 제3 스위치(Q3) 및 제4 스위치(Q4)는 모스펫 등의 반도체 소자가 이용될 수 있으며, 도 1에 도시된 바와 같이, 각각의 모스펫은 모스펫에 병렬로 연결되는 다이오드를 구비할 수 있다.
또한, 각각의 모스펫은 모스펫의 드레인과 소스가 도통되도록 게이트에 일정한 전압이 입력될 수 있다.
이때, 게이트에 전압을 입력하는 전압원(Vin)으로부터 입력될 수 있으며, 게이트에 전압을 입력하는 전압원을 포함할 수도 있다.
한편, 부하에 흐르는 부하 전류의 크기가 일정하게 유지되어, 제1 스위치(Q1) 및 제2 스위치(Q2)가 교대로 도통 및 차단되는 경우에, 제3 스위치(Q3)와 제4 스위치(Q4)는 차단될 수 있다.
또한, 부하에 흐르는 부하 전류의 크기가 변하여 돌발 전류가 발생하는 경우에, 제1 스위치(Q1) 및 제2 스위치(Q2)은 일정한 상태가 유지될 수 있으며, 제3 스위치(Q3)와 제4 스위치(Q4)는 교대로 도통 및 차단될 수 있다.
한편, 제2 인덕터(L2)는 커패시터(Co)와 연결되어 로우 패스 필터(Low Pass Filter)로써 동작할 수 있으며, 이를 위해 제2 인덕터(L2) 및 커패시터(Co)는 부하에 안정적인 부하 전류를 공급하도록 충분한 크기로 구비될 수 있다.
도 2에 도 1의 컨버터 시스템의 주요 전압 및 전류 파형이 나타나 있다. 제2 인덕터(L2)에 흐르는 전류(이하, 제2 인덕터 전류, iL2)를 적절한 크기의 선형 포락선(Penv) 내의 삼각파 형태로 제어하면 보조 회로의 소프트 스위칭을 통한 고효율 달성 및 출력 전압(vO)의 맥동을 줄일 수 있다.
그러나, 이러한 방법은 제어 회로 내의 시간 지연(딜레이)가 없고, 컨버터의 기생 성분이 없으며, 출력 전류(iO) 또한 완벽한 계단형으로 변하는 것을 가정하고 있어 실제 회로의 구현에서는 잘 맞지 않는다.
본 발명에서는 실제 컨버터 구현 시 발생하는 상기의 비이상적인 특성, 즉 제어 회로 내의 딜레이, 컨버터 기생 성분, 출력 전류(iO)가 완벽한 계단형이 아닌 출력 전류(iO) 변동 등이 존재하더라도 출력 전압(vO)이 정밀하게 제어되도록(즉, 맥동을 최소화할 수 있도록) 포락선을 두 개 생성하여 제어에 이용한다. 본 발명에서는 이것을 이중 포락선 제어로 칭한다.
도 3에 포락선의 예시를 보이고 있다. 포락선의 높이를 kcB와 같이 설정하면 제2 인덕터 전류(iL2)는 파란 점선처럼 동작한다. 이 때, 출력 전압(vO) 역시 파란 점선으로 동작하며, 목표 전압(Vref)까지 도달하는 데까지 걸리는 시간, 즉 정착 시간이 상당히 긴 것을 볼 수 있다. 이는 상기의 비이상적 특성 때문이다.
정착 시간을 줄이기 위해 포락선 높이를 kcB보다 큰 ktB 또는 k1B처럼 설정할 수 있는데, ktB의 경우(하늘색 파형)는 정착 시간이 줄기는 하지만 한계가 있으며, k1B으로 설정할 경우(녹색 파형) 정착 시간이 최소화되지만 이후 출력 전압(vO)이 과보상되는 것(Vref를 초과하여 발생함)을 볼 수 있다.
따라서, 본 발명에서는 제2 인덕터 전류(iL2)의 첫 삼각파 형성을 위하여 k1B 높이의 포락선을, 이후 삼각파 형성을 위하여서는 kcB 높이의 포락선을 선택적으로 이용하는 제어 방법(빨간색 파형)을 제안한다. 이를 통해, 정착 시간을 최소화하면서도 과보상을 없애 출력 전압(vO)의 맥동을 최소화할 수 있다.
본 발명에 따른 이중 포락선 제어는 도 4에 나타내었다. 도 5는 본 발명을 적용한 회로도 및 제어 블록도의 예시이다.
도 5의 회로도 및 제어 블록도는 예시에 불과하며, 제어 블록도는 다양한 아날로그 및 디지털 방식으로 구현이 가능하다.
본 발명의 제어는 부하 전류(iO)가 수직으로 떨어지는 경우에 대해서도 상기와 유사한 설명 및 구현이 가능하다.
도 4에서 제 1포락선(크기가 상대적으로 더 큰 포락선)의 크기는 (1+k1)*B에 해당한다. k1은 제2 인덕터 전류(iL2)의 첫 번째 삼각형에만 관여한다는 뜻에서 아래첨자 1을 부여하였다.
k1은 상기에서 설명한 바와 같이 실제의 컨버터에 존재하는 비이상적 특성(예를 들어, 제어 회로 내의 딜레이(Δtd), 회로 소자의 기생 성분, 완벽한 계단형이 아닌 출력 전류(iO) 변동 파형 등)을 고려하여 설계한다. 예를 들어, Δtd가 유의미하고 나머지 비이상적 특성들은 무시 가능한 구현의 경우가 도 1에 나타나 있으며, 이 때의 k1은 아래의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 1]
Figure pat00001
Figure pat00002
Figure pat00003
위의 수학식에서 Vin은 컨버터의 입력 전압, Vo는 컨버터의 출력 전압, L1은 메인 인덕터(제1 인덕터)의 인덕턴스, L2는 보조 인덕터(제1 인덕터)의 인덕턴스, Δtd는 제어 회로의 딜레이이다. 예를 들어, 회로의 설계 제반 사항이 아래의 표 1과 같을 때, 포락선의 크기(k1)과 시간 지연(Δtd)의 관계는 도 6의 그래프에서 실선과 같이 나타난다.
[표 1]
Figure pat00004
본 발명의 실시예에서, 제1 포락선은 아날로그 회로 또는 디지털 코드의 명령어로 구현할 수 있는데, 예를 들어 아날로그 회로의 구성은 도 7과 같이 구현할 수 있다.
도 7(a)는 도 5의 제어 블록도 내 k1이며, 도 7(b)는 k1을 구현하기 위한 회로의 예시이다.
도 7(b)는 차동 증폭기 회로로써, s_iL1은 메인 인덕터 전류 검출 값, s_iO는 출력 전류 검출값을 의미한다. 만약, 저항 R19와 R20의 저항값을 1kΩ으로 선정한다면, R22와 R23의 저항값을 k1*1kΩ으로 설계하면 제1 포락선인 env1을 출력할 수 있다.
도 4에서 제2 포락선(크기가 상대적으로 더 작은 포락선)의 크기는 (1+kc)*B에 해당한다. kc는 제2 인덕터 전류(iL2)의 두 번째 및 이후 삼각형들에만 관여하고, 각 삼각형마다(cycle-by-cycle) 출력 전압(vO)이 목표 전압(Vref)에 돌아온다는 뜻에서 아래첨자 c를 부여하였다. 비이상적 특성은 제1 포락선에 반영되었으므로, kc는 이상적인 컨버터를 상정하여 아래의 수학식 2와 같이 설계할 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00005
회로의 설계 제반 사항이 표 1과 같을 때, kc와 출력 전압(vO)과의 관계는 도 8의 그래프 중 Δtd = 0인 경우와 같다. 도 8은 포락선 크기(kc)와 출력 전압(vO)과의 관계를 나타내는 그래프이다. 여기서, kp는 출력 전류가 수직 증가할 때의 kc, kn은 출력 전류가 수직 하강할 때의 kc이다.
본 발명의 실시예에서, 제2 포락선은 아날로그 회로 또는 디지털 코드의 명령어로 구현할 수 있는데, 예를 들어 아날로그 회로의 구성은 도 9와 같이 구현할 수 있다.
도 9(a)는 도 5의 제어 블록도 내 kc이며, 도 9(b)는 kc을 구현하기 위한 회로의 예시이다.
도 9(b)는 차동 증폭기 회로로써, s_iL1은 메인 인덕터 전류 검출 값, s_iO는 출력 전류 검출값을 의미한다. 만약, 저항 R26, R27의 저항값을 1kΩ으로 선정한다면, R24와 R25의 저항값을 kc*1kΩ으로 설계하면 제2 포락선인 env2를 출력할 수 있다.
이하에서는, 본 발명의 성능을 검증하기 위해 수행한 시뮬레이션을 설명한다. 시뮬레이션 조건은 표 1과 같다.
도 10에 시뮬레이션 결과가 나타나 있다.
도 10(a)는 단일 포락선 제어의 시뮬레이션 결과를 나타내고, 도 10(b)는 본 발명에 따른 이중 포락선 제어의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
도 10을 참조하면, 본 발명에 따른 이중 포락선 제어가 단일 포락선 제어보다 출력 전압(vO)의 정착 시간을 대폭 줄이는 것을 볼 수 있다.
이에 따라, 본 발명은 이중 포락선 제어를 통하여 출력 전압의 맥동을 최소화한다. 또한, 본 발명에서의 제어 기법은 벅 컨버터 이외의 다양한 컨버터 회로에 적용 가능하다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터 제어 방법의 흐름도이다.
본 실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 출력 전압 맥동 저감을 위한 보조 회로의 구동 방법은, 도 1의 DC-DC 컨버터와 실질적으로 동일한 구성에서 진행될 수 있다. 따라서, 도 1의 DC-DC 컨버터와 동일한 구성요소는 동일한 도면부호를 부여하고, 반복되는 설명은 생략한다.
또한, 본 실시예에 따른 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터 제어 방법은 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터 제어를 수행하기 위한 소프트웨어(애플리케이션)에 의해 실행될 수 있다.
컨버터의 부하 전류(출력 전류)가 변동할 때 컨버터의 출력 전압은 일정한 값을 유지하지 못하고 흔들리게 되는데, 본 발명은 이 흔들림(맥동)을 억제하기 위해 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법을 제안한다.
본 발명의 실시예에 따른 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터 제어 방법은 메인 벅 컨버터에 병렬로 연결되는 보조 벅 컨버터를 통해 수행될 수 있다. 메인 벅 컨버터와 보조 벅 컨버터는 동일한 형태의 회로를 가질 수 있다.
도 11을 참조하면, 본 실시예에 따른 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터 제어 방법은, DC-DC 컨버터로부터 발생하는 제1 인덕터 전류와 출력 전류를 이용하여 서로 다른 높이를 갖는 두 개의 포락선을 생성한다(단계 S10).
본 발명에서는 실제 컨버터 구현 시 발생하는 상기의 비이상적인 특성, 즉 제어 회로 내의 딜레이, 컨버터 기생 성분, 출력 전류(iO)가 완벽한 계단형이 아닌 출력 전류(iO) 변동 등이 존재하더라도 출력 전압(vO)이 정밀하게 제어되도록(즉, 맥동을 최소화할 수 있도록) 포락선을 두 개 생성하여 제어에 이용한다. 본 발명에서는 이것을 이중 포락선 제어로 칭한다.
상기 서로 다른 높이를 갖는 두 개의 포락선을 생성하는 단계는, 아날로그 회로 및 디지털 코드 명령어를 통해 수행할 수 있다.
제2 인덕터 전류의 제어를 위해 상대적으로 높은 제1 포락선을 선택한다(단계 S20). 제2 인덕터 전류의 첫 번째 삼각파 형성을 위해 제1 포락선 내의 삼각파를 이용한다(단계 S30).
제2 인덕터 전류의 제어를 위해 상대적으로 낮은 제2 포락선을 선택한다(단계 S40). 제2 인덕터 전류의 두 번째 이후의 삼각파 형성을 위해 제2 포락선 내의 삼각파를 이용한다(단계 S50).
본 발명에서는 제2 인덕터 전류(iL2)의 첫 삼각파 형성을 위하여 상대적으로 높은 높이의 포락선을, 이후 삼각파 형성을 위하여서는 상대적으로 낮은 높이의 포락선을 선택적으로 이용하는 제어 방법을 제안한다. 이를 통해, 정착 시간을 최소화하면서도 과보상을 없애 출력 전압(vO)의 맥동을 최소화할 수 있다.
이와 같은, DC-DC 컨버터의 출력 전압 맥동 저감을 위한 보조 회로의 구동 방법은 애플리케이션으로 구현되거나 다양한 컴퓨터 구성요소를 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령어의 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체는 프로그램 명령어, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다.
상기 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록되는 프로그램 명령어는 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거니와 컴퓨터 소프트웨어 분야의 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.
컴퓨터 판독 가능한 기록 매체의 예에는, 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체, CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체, 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 ROM, RAM, 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령어를 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다.
프로그램 명령어의 예에는, 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드도 포함된다. 상기 하드웨어 장치는 본 발명에 따른 처리를 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이상에서는 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
본 발명은 이중 포락선 제어를 통하여 출력 전압의 맥동을 최소화하므로, 고정밀 및 고효율 컨버터 제어에 유용하게 활용 가능하다. 또한, 본 발명에서의 제어 방법은 벅 컨버터 이외의 다양한 컨버터 회로에 적용 가능하다.

Claims (10)

  1. 충방전을 수행하는 커패시터;
    전압원에 연결되는 제1 스위치와 제2 스위치 및 제1 스위치와 제2 스위치의 접점과 커패시터 사이에 연결되어 제1 인덕터 전류가 흐르는 제1 인덕터를 포함하는 메인 벅 컨버터; 및
    제1 스위치와 제2 스위치와 병렬로 연결되는 제3 스위치와 제4 스위치 및 제3 스위치와 제4 스위치의 접점과 커패시터 사이에 연결되어 제2 인덕터 전류가 흐르는 제2 인덕터를 포함하고, 제1 인덕터 전류와 출력 전류의 차이를 보상하기 위해 서로 다른 높이를 갖는 두 개의 포락선을 생성하여 제2 인덕터 전류를 제어하는 보조 벅 컨버터;를 포함하는, 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 보조 벅 컨버터는,
    두 개의 포락선을 선택적으로 이용하여 제2 인덕터 전류를 제어하는, 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터.
  3. 제2항에 있어서, 상기 보조 벅 컨버터는,
    선택된 포락선 내의 삼각파 형태로 제2 인덕터 전류를 제어하는, 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터.
  4. 제3항에 있어서, 상기 보조 벅 컨버터는,
    제2 인덕터 전류의 첫 번째 삼각파 형성에는 상대적으로 높은 포락선을 선택하여 제어하는, 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터.
  5. 제4항에 있어서, 상기 보조 벅 컨버터는,
    제2 인덕터 전류의 두 번째 이후의 삼각파 형성에는 상대적으로 낮은 포락선을 선택하여 제어하는, 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터.
  6. 제1항에 있어서, 상기 보조 벅 컨버터는,
    제1 인덕터 전류와 출력 전류를 이용하여 제1 포락선을 생성하는 제1 포락선 생성부; 및
    제1 인덕터 전류와 출력 전류를 이용하여 제1 포락선을 생성하는 제2 포락선 생성부;를 더 포함하는, 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제1 포락선 생성부 및 상기 제2 포락선 생성부는,
    아날로그 회로 및 디지털 코드 명령어 중 하나로 구현하는, 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터.
  8. 제1항에 있어서, 상기 보조 벅 컨버터는,
    출력 전류가 변동하더라도 출력 전압이 일정하도록 제어하는, 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터.
  9. 메인 벅 컨버터에 병렬로 연결되는 보조 벅 컨버터를 통해 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법에 있어서,
    DC-DC 컨버터로부터 발생하는 제1 인덕터 전류와 출력 전류를 이용하여 서로 다른 높이를 갖는 두 개의 포락선을 생성하는 단계;
    제2 인덕터 전류의 제어를 위해 상대적으로 높은 제1 포락선을 선택하는 단계;
    제2 인덕터 전류의 첫 번째 삼각파 형성을 위해 제1 포락선 내의 삼각파를 이용하는 단계;
    제2 인덕터 전류의 제어를 위해 상대적으로 낮은 제2 포락선을 선택하는 단계; 및
    제2 인덕터 전류의 두 번째 이후의 삼각파 형성을 위해 제2 포락선 내의 삼각파를 이용하는 단계;를 포함하는, 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 서로 다른 높이를 갖는 두 개의 포락선을 생성하는 단계는,
    아날로그 회로 및 디지털 코드 명령어를 통해 수행하는, 출력 전압 맥동 저감을 위한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.

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