CN118120142A - 电力转换器和控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明解决更可靠地进行软切换的问题。在电力转换器(100)中，针对多个开关(8)分别一对一地设置多个谐振电容器(9)。多个谐振电容器(9)中的各谐振电容器连接在多个开关(8)中的相应一个开关的第一端子与第二DC端子(32)之间。控制器(50)控制多个第一切换元件(1)、多个第二切换元件(2)和多个开关(8)。在判断为与属于多个切换电路(10)的两个切换电路(10)相对应的两相谐振电流同时流经谐振电感器(L1)的情况下，控制器(50)进行用于使两个切换电路(10)中的一个切换电路(10)中的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)的各个导通时间段移位的控制。

Description

电力转换器和控制方法

技术领域

本公开一般涉及电力转换器和控制方法。更特别地，本公开涉及具有将DC电力转换成AC电力的能力的电力转换器和用于控制这样的电力转换器的方法。

背景技术

专利文献1公开了用于将DC电力转换成多相AC电力的电力转换器。

专利文献1的电力转换器包括主切换部件(电力转换电路)、两个电容器、一个线圈(谐振电感器)、多个辅助开关元件、以及控制部件。主切换部件包括针对多相AC电力的各个相所设置的多个主切换电路。多个主切换电路中的各主切换电路被实现为串联连接在DC电源的两个端子之间的一对主开关元件，并且使用该一对主开关元件的互连节点作为其关联相的输出节点。两个电容器对DC电源的电压进行分压。线圈的一个端子连接到两个电容器的分压节点。多个辅助开关元件连接线圈的其他端子和各个相的输出节点。在判断为多个相电流流经线圈的情况下，控制部件控制多个辅助开关元件以使流经至少一个相的电流量小于预设量。

在专利文献1的电力转换器中，在判断为多个相电流流经线圈的情况下，控制部件控制多个辅助开关元件以使流经至少一个相的电流量小于预设量。因而，电力转换器不进行与该至少一个相相对应的主开关的软切换。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2010-233306

发明内容

本公开的目的是提供使得能够更可靠地进行软切换的电力转换器和控制方法。

根据本公开的一方面的电力转换器包括第一DC端子和第二DC端子、电力转换电路、多个AC端子、多个开关、多个谐振电容器、谐振电感器、电容器、以及控制器。所述电力转换电路包括多个第一切换元件和多个第二切换元件。在所述电力转换电路中，多个切换电路并联连接，在所述多个切换电路中的各切换电路中，所述多个第一切换元件中的一个第一切换元件和所述多个第二切换元件中的相应一个第二切换元件一对一地串联连接。在所述电力转换电路中，所述多个第一切换元件连接到所述第一DC端子，并且所述多个第二切换元件连接到所述第二DC端子。所述多个AC端子分别是针对所述多个切换电路一对一地设置的。所述多个AC端子中的各AC端子连接到所述多个切换电路中的相应一个切换电路的第一切换元件和第二切换元件之间的连接节点。所述多个开关是针对所述多个切换电路一对一地设置的。所述多个开关中的各开关的第一端子连接到所述多个切换电路中的相应一个切换电路的第一切换元件和第二切换元件之间的连接节点。所述多个开关的各个第二端子共同地连接到公共连接节点。所述多个谐振电容器分别是针对所述多个开关一对一地设置的。所述多个谐振电容器中的各谐振电容器连接在所述多个开关中的相应一个开关的第一端子与所述第二DC端子之间。所述谐振电感器具有第一端子和第二端子。在所述谐振电感器中，所述谐振电感器的第一端子连接到所述公共连接节点。所述电容器连接在所述谐振电感器的第二端子与所述第二DC端子之间。所述控制器控制所述多个第一切换元件、所述多个第二切换元件和所述多个开关。在判断为与属于所述多个切换电路的两个切换电路相对应的两相谐振电流同时流经所述谐振电感器的情况下，所述控制器进行使所述两个切换电路中的一个切换电路中的第一切换元件和第二切换元件各自的导通时间段移位的控制。

根据本公开的另一方面的控制方法是一种电力转换器的控制方法。所述电力转换器包括第一DC端子和第二DC端子、电力转换电路、多个AC端子、多个开关、多个谐振电容器、谐振电感器、以及电容器。所述电力转换电路包括多个第一切换元件和多个第二切换元件。在所述电力转换电路中，多个切换电路并联连接，在所述多个切换电路中的各切换电路中，所述多个第一切换元件中的一个第一切换元件和所述多个第二切换元件中的相应一个第二切换元件一对一地串联连接。在所述电力转换电路中，所述多个第一切换元件连接到所述第一DC端子，并且所述多个第二切换元件连接到所述第二DC端子。所述多个AC端子分别是针对所述多个切换电路一对一地设置的。所述多个AC端子中的各AC端子连接到所述多个切换电路中的相应一个切换电路的第一切换元件和第二切换元件之间的连接节点。所述多个开关是针对所述多个切换电路一对一地设置的。所述多个开关中的各开关的第一端子连接到所述多个切换电路中的相应一个切换电路的第一切换元件和第二切换元件之间的连接节点。所述多个开关的各个第二端子共同地连接到公共连接节点。所述多个谐振电容器分别是针对所述多个开关一对一地设置的。所述多个谐振电容器中的各谐振电容器连接在所述多个开关中的相应一个开关的第一端子与所述第二DC端子之间。所述谐振电感器具有第一端子和第二端子。在所述谐振电感器中，所述谐振电感器的第一端子连接到所述公共连接节点。所述电容器连接在所述谐振电感器的第二端子与所述第二DC端子之间。所述控制方法包括第一步骤和第二步骤。所述第一步骤包括：判断与属于所述多个切换电路的两个切换电路相对应的两相谐振电流是否同时流经所述谐振电感器。所述第二步骤包括：在所述第一步骤中判断为所述两相谐振电流同时流经所述谐振电感器的情况下，进行使所述两个切换电路中的一个切换电路中的第一切换元件和第二切换元件各自的导通时间段移位的控制。

附图说明

图1是包括根据第一实施例的电力转换器的系统的电路图；

图2例示该电力转换器如何操作；

图3例示该电力转换器如何操作；

图4示出分别与同该电力转换器的多个AC端子连接的AC负载中的三相电压指令相对应的占空比如何随时间而改变；

图5是例示该电力转换器在与图4所示的范围A1相对应的时间段中如何操作的时序图；

图6是例示该电力转换器的控制器如何操作的流程图；

图7是例示该电力转换器的控制器如何操作的流程图；

图8是例示该电力转换器的控制器如何操作的流程图；

图9是例示该电力转换器在与图4所示的范围A2相对应的时间段中如何操作的时序图；

图10是例示该电力转换器的控制器如何操作的流程图；

图11是例示该电力转换器的控制器如何操作的流程图；

图12是例示该电力转换器的控制器如何操作的流程图；

图13是例示根据第一实施例的第一变形例的电力转换器如何操作的时序图；

图14是例示该电力转换器如何操作的时序图；

图15例示该电力转换器如何操作；

图16例示该电力转换器如何操作；

图17是例示根据第一实施例的第二变形例的电力转换器如何操作的时序图；

图18是例示该电力转换器如何操作的时序图；

图19是例示根据第一实施例的第三变形例的电力转换器如何操作的时序图；

图20是例示该电力转换器如何操作的时序图；

图21是根据第二实施例的电力转换器的电路图；

图22是例示根据第二实施例的电力转换器中的开关的另一结构的电路图；

图23是例示根据第二实施例的电力转换器中的开关的又一结构的电路图；

图24是根据第三实施例的电力转换器的电路图；以及

图25是根据第四实施例的电力转换器的电路图。

具体实施方式

(第一实施例)

将参考图1至图12来说明根据第一实施例的电力转换器100。

(1)电力转换器的总体结构

例如，如图1所示，电力转换器100包括第一DC端子31和第二DC端子32、以及多个(例如，三个)AC端子41。DC电源E1连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间。AC负载RA1连接到多个AC端子41。AC负载RA1例如可以是三相电动机。电力转换器100将DC电源E1的DC输出转换成AC电力并将该AC电力输出到AC负载RA1。DC电源E1例如可以包括太阳能电池或燃料电池。DC电源E1可以包括DC-DC转换器。在电力转换器100中，如果第一DC端子31和第二DC端子32之间所连接的DC电源E1例如是蓄电池，则多个AC端子41可以连接到电网而不是AC负载RA1。这允许电力转换器100将从DC电源E1供给的DC电力转换成AC电力并将该AC电力输出到电网。这还允许电力转换器100将从电网供给的AC电力转换成DC电力并将该DC电力输出到DC电源E1。如本文所使用的，“电网”是指由诸如电力公司等的电力提供商使用以向客户的受电设备供给电力的整个系统。在电力转换器100中，如果多个AC端子41是三个AC端子41，则AC电力例如可以是具有U相、V相和W相的三相AC电力。

电力转换器100包括电力转换电路11、多个(例如，三个)开关8、多个(例如，三个)谐振电容器9、谐振电感器L1、电容器C1和控制器50。电力转换电路11包括多个(例如，三个)第一切换元件1和多个(例如，三个)第二切换元件2。在电力转换电路11中，多个(例如，三个)切换电路10并联连接，在各切换电路10中，多个第一切换元件1中的一个第一切换元件和多个第二切换元件2中的相应一个第二切换元件一对一地串联连接。在电力转换电路11中，多个第一切换元件1连接到第一DC端子31并且多个第二切换元件2连接到第二DC端子32。多个开关8中的各开关例如可以是双向开关。多个AC端子41分别是针对多个切换电路10一对一地设置的。多个AC端子41中的各AC端子连接到多个切换电路10中的相应切换电路10的第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。多个开关8分别是针对多个切换电路10一对一地设置的。多个开关8中的各开关的第一端子连接到多个切换电路10中的相应切换电路10的第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。多个开关8各自的第二端子共同地连接到公共连接节点25。多个谐振电容器9分别是针对多个开关8一对一地设置的。多个谐振电容器9中的各谐振电容器连接在多个开关8中的相应一个开关8的第一端子与第二DC端子32之间。谐振电感器L1具有第一端子和第二端子。谐振电感器L1的第一端子连接到公共连接节点25。电容器C1连接在谐振电感器L1的第二端子与第二DC端子32之间。控制器50控制多个第一切换元件1、多个第二切换元件2和多个开关8。

控制器50对多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件进行零电压软切换。

(2)电力转换器的详情

如上所述，电力转换器100包括第一DC端子31和第二DC端子32、电力转换电路11、多个(例如，三个)AC端子41、多个(例如，三个)开关8、多个(例如，三个)谐振电容器9、谐振电感器L1、电容器C1以及控制器50。在电力转换电路11中，多个(例如，三个)切换电路10并联连接，在各切换电路10中，多个第一切换元件1中的一个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的相应一个第二切换元件2一对一地串联连接。电力转换器100还包括保护电路17。电力转换器100还包括另一电容器C10。电容器C10连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间，并且并联连接到电力转换电路11。

在电力转换器100中，DC电源E1例如可以连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间，并且AC负载RA1例如可以连接到多个AC端子41。

在以下的说明中，为了便于说明，对于多个切换电路10，针对U相、V相和W相的切换电路10在下文将分别被称为“切换电路10U”、“切换电路10V”和“切换电路10W”。此外，在以下的说明中，切换电路10U的第一切换元件1和第二切换元件2在下文将被称为“第一切换元件1U”和“第二切换元件2U”。同样，在以下的说明中，切换电路10V的第一切换元件1和第二切换元件2在下文将被称为“第一切换元件1V”和“第二切换元件2V”。同样，在以下的说明中，切换电路10W的第一切换元件1和第二切换元件2在下文将被称为“第一切换元件1W”和“第二切换元件2W”。此外，在以下的说明中，第一切换元件1U和第二切换元件2U之间的连接节点3在下文将被称为“连接节点3U”，第一切换元件1V和第二切换元件2V之间的连接节点3在下文将被称为“连接节点3V”，并且第一切换元件1W和第二切换元件2W之间的连接节点3在下文将被称为“连接节点3W”。此外，在以下的说明中，连接到连接节点3U的AC端子41在下文将被称为“AC端子41U”，连接到连接节点3V的AC端子41在下文将被称为“AC端子41V”，并且连接到连接节点3W的AC端子41在下文将被称为“AC端子41W”。此外，在以下的说明中，并联连接到第二切换元件2U的谐振电容器9在下文将被称为“谐振电容器9U”，并联连接到第二切换元件2V的谐振电容器9在下文将被称为“谐振电容器9V”，并且并联连接到第二切换元件2W的谐振电容器9在下文将被称为“谐振电容器9W”。此外，在以下的说明中，连接到连接节点3U的开关8在下文将被称为“开关8U”，连接到连接节点3V的开关8在下文将被称为“开关8V”，并且连接到连接节点3W的开关8在下文将被称为“开关8W”。

在电力转换器100中，DC电源E1的高电位输出端子(正电极)连接到第一DC端子31，并且DC电源E1的低电位输出端子(负电极)连接到第二DC端子32。此外，在电力转换器100中，AC负载RA1的U相、V相和W相分别连接到三个AC端子41U、41V和41W。

在电力转换电路11中，多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件具有控制端子、第一主端子和第二主端子。多个第一切换元件1和多个第二切换元件2的各个控制端子连接到控制器50。在电力转换器100的多个切换电路10中的各切换电路中，第一切换元件1的第一主端子连接到第一DC端子31，第一切换元件1的第二主端子连接到第二切换元件2的第一主端子，并且第二切换元件2的第二主端子连接到第二DC端子32。在多个切换电路10中的各切换电路中，第一切换元件1是高侧切换元件(P侧切换元件)并且第二切换元件2是低侧切换元件(N侧切换元件)。多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件例如可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)。因而，在多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件中，控制端子、第一主端子和第二主端子分别是栅极端子、集电极端子和发射极端子。电力转换电路11还包括：多个第一二极管4，其与一对一地反并联连接到多个第一切换元件1；以及多个第二二极管5，其一对一地反并联连接到多个第二切换元件2。在多个第一二极管4中的各第一二极管中，第一二极管4的阳极连接到与第一二极管4相对应的第一切换元件1的第二主端子(发射极端子)，并且第一二极管4的阴极连接到与第一二极管4相对应的第一切换元件1的第一主端子(集电极端子)。在多个第二二极管5中的各第二二极管中，第二二极管5的阳极连接到与第二二极管5相对应的第二切换元件2的第二主端子(发射极端子)，并且第二二极管5的阴极连接到与第二二极管5相对应的第二切换元件2的第一主端子(集电极端子)。

AC负载RA1的U相例如可以经由AC端子41U连接到第一切换元件1U和第二切换元件2U之间的连接节点3U。AC负载RA1的V相例如可以经由AC端子41V连接到第一切换元件1V和第二切换元件2V之间的连接节点3V。AC负载RA1的W相可以例如经由AC端子41W连接到第一切换元件1W和第二切换元件2W之间的连接节点3W。

多个第一切换元件1和多个第二切换元件2由控制器50控制。

多个谐振电容器9是针对多个开关8一对一地设置的。多个谐振电容器9中的各谐振电容器连接在其相应的开关8的第一端子与第二DC端子32之间。电力转换器100包括多个谐振电路。多个谐振电路包括具有谐振电容器9U和谐振电感器L1的谐振电路、具有谐振电容器9V和谐振电感器L1的谐振电路、以及具有谐振电容器9W和谐振电感器L1的谐振电路。多个谐振电路共同地共用谐振电感器L1。

多个开关8中的各开关例如可以包括反并联连接在一起的第一IGBT 6和第二IGBT7。在多个开关8中的各开关中，第一IGBT 6的集电极端子和第二IGBT 7的发射极端子彼此连接，并且第一IGBT 6的发射极端子和第二IGBT 7的集电极端子彼此连接。在多个开关8中的各开关中，第一IGBT 6连接到与包括第一IGBT 6的开关8相对应的切换电路10的连接节点3。在多个开关8中的各开关中，第二IGBT 7连接到与包括第二IGBT 7的开关8相对应的切换电路10的连接节点3。开关8U连接到第一切换元件1U和第二切换元件2U之间的连接节点3U。开关8V连接到第一切换元件1V和第二切换元件2V之间的连接节点3V。开关8W连接到第一切换元件1W和第二切换元件2W之间的连接节点3W。在以下的说明中，为了便于说明，开关8U的第一IGBT 6和第二IGBT 7在下文将分别被称为“第一IGBT 6U”和“第二IGBT 7U”，开关8V的第一IGBT 6和第二IGBT 7在下文将分别被称为“第一IGBT 6V”和“第二IGBT 7V”，并且开关8W的第一IGBT 6和第二IGBT 7在下文将分别被称为“第一IGBT 6W”和“第二IGBT 7W”。

多个开关8由控制器50控制。换句话说，第一IGBT 6U、第二IGBT 7U、第一IGBT 6V、第二IGBT 7V、第一IGBT 6W和第二IGBT 7W由控制器50控制。

谐振电感器L1具有第一端子和第二端子。在谐振电感器L1中，谐振电感器L1的第一端子连接到公共连接节点25，并且谐振电感器L1的第二端子连接到电容器C1。

电容器C1连接在谐振电感器L1的第二端与第二DC端子32之间。电容器C1例如可以是薄膜电容器。

保护电路17包括第三二极管13和第四二极管14。第三二极管13连接在公共连接节点25和第一DC端子31之间。在第三二极管13中，第三二极管13的阳极连接到公共连接节点25，并且第三二极管13的阴极连接到第一DC端子31。第四二极管14连接在公共连接节点25和第二DC端子32之间。在第四二极管14中，第四二极管14的阳极连接到第二DC端子32，并且第四二极管14的阴极连接到公共连接节点25。因而，第四二极管14串联连接到第三二极管13。

电容器C10连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间并且并联连接到电力转换电路11。电容器C10例如可以是电解电容器。

控制器50控制多个第一切换元件1、多个第二切换元件2和多个开关8。进行控制器50的功能的智能体包括计算机系统。计算机系统包括单个或多个计算机。计算机系统可以包括处理器和存储器作为其主要硬件组件。计算机系统用作通过使处理器执行计算机系统的存储器中所存储的程序来进行根据本公开的控制器50的功能的智能体。程序可以预先存储在计算机系统的存储器中。可替代地，程序也可以通过电信线路下载，或者在记录在诸如存储卡、光盘或硬盘驱动器(磁盘)(其中的任何对于计算机系统均是可读的)等的非暂态存储介质中之后进行分发。计算机系统的处理器可以由包括半导体集成电路(IC)或大规模集成电路(LSI)的单个或多个电子电路构成。这些电子电路可以一起集成在单个芯片上或分布在多个芯片上，无论哪种都是适当的。这些多个芯片可以一起聚合在单个装置中或者分布在多个装置中，而没有限制。

控制器50输出用以分别控制多个第一切换元件1U、1V、1W的导通/关断(ON/OFF)状态的脉宽调制(PWM)信号SU1、SV1、SW1。PWM信号SU1、SV1、SW1各自是具有例如在第一电位电平(以下称为“低电平”)和比第一电位电平高的第二电位电平(以下称为“高电平”)之间交替的电位电平的信号。第一切换元件1U、1V、1W在PWM信号SU1、SV1、SW1为高电平时分别变为导通，并且在PWM信号SU1、SV1、SW1为低电平时分别变为关断。另外，控制器50还输出用以分别控制多个第二切换元件2U、2V、2W的导通/关断状态的PWM信号SU2、SV2、SW2。PWM信号SU2、SV2、SW2各自是具有例如在第一电位电平和比第一电位电平高的第二电位电平之间交替的电位电平的信号。第二切换元件2U、2V、2W在PWM信号SU2、SV2、SW2为高电平时分别变为导通，并且在PWM信号SU2、SV2、SW2为低电平时分别变为关断。控制器50使用具有锯齿波形的载波信号(参考图2)来生成分别针对多个第一切换元件1U、1V、1W的PWM信号SU1、SV1、SW1以及分别针对多个第二切换元件2U、2V、2W的PWM信号SU2、SV2、SW2。更具体地，控制器50至少基于载波信号和U相电压指令来生成要分别供给到第一切换元件1U和第二切换元件2U的PWM信号SU1、SU2。此外，控制器50至少基于载波信号和V相电压指令来生成要分别供给到第一切换元件1V和第二切换元件2V的PWM信号SV1、SV2。此外，控制器50还至少基于载波信号和W相电压指令来生成要分别供给到第一切换元件1W和第二切换元件2W的PWM信号SW1、SW2。U相电压指令、V相电压指令和W相电压指令是相位彼此相差120度并且振幅(电压指令值)随时间而改变的正弦波信号。此外，U相电压指令、V相电压指令和W相电压指令各自具有相同长度的一个周期。另外，U相电压指令、V相电压指令和W相电压指令的一个周期比载波信号的一个周期长。

要从控制器50向第一切换元件1U和第二切换元件2U分别供给的PWM信号SU1、SU2的占空比根据U相电压指令而变化。控制器50通过将U相电压指令与载波信号进行比较来生成要供给到第一切换元件1U的PWM信号SU1。控制器50通过使要供给到第一切换元件1U的PWM信号SU1反转来生成要供给到第二切换元件2U的PWM信号SU2。另外，为了防止第一切换元件1U和第二切换元件2U的各个导通时间段彼此重叠，控制器50在PWM信号SU1具有高电平的时间段和PWM信号SU2具有高电平的时间段之间设置死区时间Td(参考图2)。

要从控制器50向第一切换元件1V和第二切换元件2V分别供给的PWM信号SV1、SV2的占空比根据V相电压指令而变化。控制器50通过将V相电压指令与载波信号进行比较来生成要供给到第一切换元件1V的PWM信号SV1。控制器50通过使要供给到第一切换元件1V的PWM信号SV1反转来生成要供给到第二切换元件2V的PWM信号SV2。另外，为了防止第一切换元件1V和第二切换元件2V的各个导通时间段彼此重叠，控制器50在PWM信号SV1具有高电平的时间段和PWM信号SV2具有高电平的时间段之间设置死区时间Td(参考图2)。

要从控制器50向第一切换元件1W和第二切换元件2W分别供给的PWM信号SW1、SW2的占空比根据W相电压指令而变化。控制器50通过将W相电压指令与载波信号进行比较来生成要供给到第一切换元件1W的PWM信号SW1。控制器50通过使要供给到第一切换元件1W的PWM信号SW1反转来生成要供给到第二切换元件2W的PWM信号SW2。另外，为了防止第一切换元件1W和第二切换元件2W的各个导通时间段彼此重叠，控制器50在PWM信号SW1具有高电平的时间段和PWM信号SW2具有高电平的时间段之间设置死区时间Td(参考图3)。

U相电压指令、V相电压指令和W相电压指令例如可以是相位彼此相差120度并且振幅随时间而改变的正弦波信号。因而，例如，如图4所示，PWM信号SU1、SV1、SW1的各个占空比以相位彼此相差120度的正弦波的形式改变。同样，PWM信号SU2、SV2、SW2的各个占空比也以相位彼此相差120度的正弦波的形式改变。

控制器50基于载波信号、各个电压指令、以及与AC负载RA1的状态有关的信息来生成各个PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、SW1、SW2。例如，如果AC负载RA1是三相电动机，则与AC负载RA1的状态有关的信息例如可以包括从用于分别检测流经AC负载RA1的U相、V相和W相的电流的多个电流传感器供给的检测值。

设置了多个开关8、谐振电感器L1、多个谐振电容器9、电容器C1和保护电路17以对多个第一切换元件1和多个第二切换元件2进行零电压软切换。

在该电力转换器100中，控制器50不仅控制电力转换电路11的多个第一切换元件1和多个第二切换元件2，而且还控制多个开关8。

控制器50生成用于分别控制第一IGBT 6U、第二IGBT 7U、第一IGBT 6V、第二IGBT7V、第一IGBT 6W和第二IGBT 7W的各个导通/关断状态的控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、SW6、SW7，并且将控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、SW6、SW7输出到第一IGBT 6U、第二IGBT 7U、第一IGBT 6V、第二IGBT 7V、第一IGBT 6W和第二IGBT 7W的各个栅极端子。

如果第一IGBT 6U为导通并且第二IGBT 7U为关断，则开关8U允许按顺序流经电容器C1、谐振电感器L1、开关8U和谐振电容器9U以对谐振电容器9U进行充电的充电电流通过。另一方面，如果第一IGBT 6U为关断并且第二IGBT 7U为导通，则开关8U允许按顺序流经谐振电容器9U、开关8U、谐振电感器L1和电容器C1以去除来自谐振电容器9U的电荷的放电电流通过。

如果第一IGBT 6V为导通并且第二IGBT 7V为关断，则开关8V允许按顺序流经电容器C1、谐振电感器L1、开关8V和谐振电容器9V以对谐振电容器9V进行充电的充电电流通过。另一方面，如果第一IGBT 6V为关断并且第二IGBT 7V为导通，则开关8V允许按顺序流经谐振电容器9V、开关8V、谐振电感器L1和电容器C1以去除来自谐振电容器9V的电荷的放电电流通过。

如果第一IGBT 6W为导通并且第二IGBT 7W为关断，则开关8W允许按顺序流经电容器C1、谐振电感器L1、开关8W和谐振电容器9W以对谐振电容器9W进行充电的充电电流通过。另一方面，如果第一IGBT 6W为关断并且第二IGBT 7W为导通，则开关8W允许按顺序流经谐振电容器9W、开关8W、谐振电感器L1和电容器C1以去除来自谐振电容器9W的电荷的放电电流通过。

(3)电力转换器的操作

在以下的说明中，流经谐振电感器L1的电流在下文将由iL1指定，流经AC负载RA1的U相的电流在下文将由iU指定，流经AC负载RA1的V相的电流在下文将由iV指定，并且流经AC负载RA1的W相的电流在下文将由iW指定。此外，在以下的说明中，对于这些电流iL1、iU、iV和iW中的各电流，如果电流在由图1所示的箭头中的相应箭头指示的方向上流动，则假定电流的极性为正。另一方面，如果电流在与由图1所示的箭头指示的方向相反的方向上流动，则假定电流的极性为负。

如上所述，电力转换器100包括包含第三二极管13和第四二极管14的保护电路17。因而，在该电力转换器100中，例如，当在开关8U的第一IGBT 6U为导通并且正电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、开关8U的第一IGBT 6U变为关断时，流经谐振电感器L1的电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器100中，例如，当在开关8U的第二IGBT 7U为导通并且负电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、开关8U的第二IGBT 7U变为关断时，电流沿着按顺序通过第四二极管14、谐振电感器L1和电容器C1的路径流动，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器100中，例如，当在开关8V的第一IGBT 6V为导通并且正电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、开关8V的第一IGBT 6V变为关断时，流经谐振电感器L1的电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器100中，例如，当在开关8V的第二IGBT 7V为导通并且负电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、开关8V的第二IGBT 7V变为关断时，电流沿着按顺序通过第四二极管14、谐振电感器L1和电容器C1的路径流动，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器100中，例如，当在开关8W的第一IGBT 6W为导通并且正电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、开关8W的第一IGBT 6W变为关断时，流经谐振电感器L1的电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器100中，例如，当在开关8W的第二IGBT 7W为导通并且负电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下、开关8W的第二IGBT 7W变为关断时，电流沿着按顺序通过第四二极管14、谐振电感器L1和电容器C1的路径流动，直到流经谐振电感器L1的电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。

接着，将参考图1和图2来说明控制器50如何对多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件进行零电压软切换控制。

在对第一切换元件1进行零电压软切换控制时，需要紧挨在第一切换元件1变为导通之前将第一切换元件1两端的电压降低到零。因而，控制器50通过使与第一切换元件1相对应的第一IGBT 6变为导通以使与谐振电感器L1和第一切换元件1串联连接的谐振电容器9产生谐振并由此利用电容器C1中所储存的电荷对谐振电容器9进行充电，来将作为零电压软切换控制的对象的第一切换元件1两端的电压降低到零。

另一方面，在对第二切换元件2进行零电压软切换控制时，需要紧挨在第二切换元件2变为导通之前将第二切换元件2两端的电压降低到零。因而，控制器50通过使与第二切换元件2相对应的第二IGBT 7变为导通以使与谐振电感器L1和第二切换元件2并联连接的谐振电容器9产生谐振并由此去除从谐振电容器9向电容器C1的电荷，来将作为零电压软切换控制的对象的第二切换元件2两端的电压降低到零。控制器50经由开关8对谐振电容器9进行充电和放电，使得死区时间Td与LC谐振的半周期一致。这允许电力转换器100进行零电压软切换。

在图2中示出要从控制器50向切换电路10U的第一切换元件1U和第二切换元件2U分别供给的PWM信号SU1、SU2。另外，在图2中还示出要从控制器50向开关8U的第一IGBT 6U供给的控制信号SU6、流经AC负载RA1的U相的电流iU、流经谐振电感器L1的电流iL1、以及第一切换元件1U两端的电压V_1U。此外，在图2中示出要从控制器50向切换电路10V的第一切换元件1V和第二切换元件2V分别供给的PWM信号SV1、SV2。另外，在图2中还示出要从控制器50向开关8V的第一IGBT 6V供给的控制信号SV6、流经AC负载RA1的V相的电流iV、流经谐振电感器L1的电流iL1、以及第一切换元件1V两端的电压V_1V。

此外，在图2中还示出控制器50为了防止同相的第一切换元件1和第二切换元件2同时变为导通所设置的死区时间Td。此外，在图2中还示出由控制器50针对用于开关8U的第一IGBT 6U的控制信号SU6所设置的附加时间Tau和由控制器50针对用于开关8V的第一IGBT6V的控制信号SV6所设置的附加时间Tav。

在图3中示出要从控制器50向切换电路10W的第一切换元件1W和第二切换元件2W分别供给的PWM信号SW1、SW2。另外，在图3中还示出要从控制器50向开关8W的第一IGBT 6W供给的控制信号SW6以及流经AC负载RA1的W相的电流iW。在图3中还示出流经谐振电感器L1的电流iL1。在图3中还示出第一切换元件1W两端的电压V_1W。

此外，在图3中还示出控制器50为了防止第一切换元件1W和第二切换元件2W同时变为导通所设置的死区时间Td。此外，在图3中还示出由控制器50针对用于开关8W的第一IGBT 6W的控制信号SW6所设置的附加时间Taw。

附加时间Tau是控制器50为了通过以下操作使控制信号SU6的高电平时间段比死区时间Td长所设置的时间量：将要供给到开关8U的第一IGBT 6U的控制信号SU6的高电平时间段的开始时刻t1设置为比为了防止第一切换元件1U和第二切换元件2U同时变为导通所设置的死区时间Td的开始时刻t2早的时间点。附加时间Tau的长度由电流iU的值确定。为了从死区时间Td的开始时刻t2开始产生LC谐振，优选在死区时间的开始时刻t2处电流iL1的值与电流iU的值一致。这是因为只要满足iL1<iU，所有电流都流经AC负载RA1，并且因此不能对谐振电容器9U进行充电。控制信号SU6的高电平时间段的结束时刻可以与死区时间Td的结束时刻t3同时或者比死区时间Td的结束时刻t3晚。在图2所示的示例中，控制信号SU6的高电平时间段的结束时刻被设置为与死区时间Td的结束时刻同时。控制器50将控制信号SU6的高电平时间段设置为Tau+Td。第一切换元件1U两端的电压V_1U在死区时间Td的结束时刻t3处变为零。在图2所示的示例中，电流iL1在控制信号SU6的高电平时间段的开始时刻t1处开始流经谐振电感器L1，并且在自死区时间Td的结束时刻t3起经过了附加时间Tau的时刻t4处变为零。此时，从死区时间Td的开始时刻t2起，电流iL1满足iL1≥iU，并且因此，作为从图2的顶部起的第五个波形所示的电流波形的阴影部分中的电流iL1流入谐振电容器9U以产生LC谐振。从死区时间Td的结束时刻t3起，电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11。

附加时间Tav是控制器50为了通过以下操作使控制信号SV6的高电平时间段比死区时间Td长所设置的时间量：将要供给到开关8V的第一IGBT 6V的控制信号SV6的高电平时间段的开始时刻t5设置为比为了防止第一切换元件1V和第二切换元件2V同时变为导通所设置的死区时间Td的开始时刻t6早的时间点。附加时间Tav的长度由电流iV的值确定。为了从死区时间Td的开始时刻t6起开始产生LC谐振，优选在死区时间Td的开始时刻t6处电流iL1的值与电流iV的值一致。这是因为只要满足iL1<iV，所有电流都流经AC负载RA1，并且因此不能对谐振电容器9V进行充电。控制信号SV6的高电平时间段的结束时刻可以与死区时间Td的结束时刻t7同时或者比死区时间Td的结束时刻t7晚。在图2所示的示例中，控制信号SV6的高电平时间段的结束时刻被设置为与死区时间Td的结束时刻t7同时。控制器50将控制信号SV6的高电平时间段设置为Tav+Td。第一切换元件1V两端的电压V_1V在死区时间Td的结束时刻t7处变为零。在图2所示的示例中，电流iL1在控制信号SV6的高电平时间段的开始时刻t5处开始流经谐振电感器L1，并且在自死区时间Td的结束时刻t7起经过了附加时间Tav的时刻t8处变为零。此时，从死区时间Td的开始时刻t6起，电流iL1满足iL1≥iV，并且因此，作为从图2的顶部起的第十个波形所示的电流波形的阴影部分中的电流iL1流入谐振电容器9V以产生LC谐振。从死区时间Td的结束时刻t7起，电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11。

附加时间Taw是控制器50为了通过以下操作使控制信号SW6的高电平时间段比死区时间Td长所设置的时间量：将要供给到开关8W的第一IGBT 6W的控制信号SW6的高电平时间段的开始时刻t9设置为比为了防止第一切换元件1W和第二切换元件2W同时变为导通所设置的死区时间Td的开始时刻t10早的时间点。附加时间Taw的长度由电流iW的值确定。为了从死区时间Td的开始时刻t10开始产生LC谐振，优选在死区时间的开始时刻t10处电流iL1的值与电流iW的值一致。这是因为只要满足iL1<iW，所有电流都流经AC负载RA1，并且因此不能对谐振电容器9W进行充电。控制信号SW6的高电平时间段的结束时刻可以与死区时间Td的结束时刻t11同时或者比死区时间Td的结束时刻t11晚。在图3所示的示例中，控制信号SW6的高电平时间段的结束时刻被设置为与死区时间Td的结束时刻t11同时。控制器50将控制信号SW6的高电平时间段设置为Taw+Td。第一切换元件1W两端的电压V_1W在死区时间Td的结束时刻t11处变为零。在图3所示的示例中，电流iL1在控制信号SW6的高电平时间段的开始时刻t9处开始流经谐振电感器L1，并且在自死区时间Td的结束时刻t11起经过了附加时间Taw的时刻t12处变为零。此时，从死区时间Td的开始时刻t10起，电流iL1满足iL1≥iW，并且因此，作为从图3的顶部起的第四个波形所示的电流波形的阴影部分中的电流iL1流入谐振电容器9W以产生LC谐振。从死区时间Td的结束时刻t11起，电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11。

为了如上所述在PWM信号SU1的高电平时间段和PWM信号SU2的高电平时间段之间的死区时间Td的开始时刻t2处开始产生LC谐振，控制器50基于电流iU确定附加时间Tau，使得在死区时间Td的开始时刻t2处满足iL1＝iU。更具体地，例如，使用利用电流传感器的电流iU的检测结果或其信号处理值或者电流iU的估计值、预先存储的谐振电感器L1的电感L、以及电容器C1两端的电压V1的检测结果，控制器50通过下式确定附加时间Tau：Tau＝iU×(L/V1)。在这种情况下，作为电流iU的检测结果或其信号处理值，可以使用加上了附加时间Tau的载波周期的检测值或者在最接近载波周期的定时处的检测值。此外，在这种情况下，作为电流iU的估计值，例如，可以使用按加上了附加时间Tau的载波周期所估计的电流iU的值。

为了如上所述在PWM信号SV1的高电平时间段和PWM信号SV2的高电平时间段之间的死区时间Td的开始时刻t6处开始产生LC谐振，控制器50基于电流iV确定附加时间Tav，使得在死区时间Td的开始时刻t6处满足iL1＝iV。更具体地，例如，使用利用电流传感器的电流iV的检测结果或其信号处理值或者电流iV的估计值、预先存储的谐振电感器L1的电感L、以及电容器C1两端的电压V1的检测结果，控制器50通过下式确定附加时间Tav：Tav＝iV×(L/V1)。在这种情况下，作为电流iV的检测结果或其信号处理值，可以使用加上了附加时间Tav的载波周期的检测值或者在最接近载波周期的定时处的检测值。此外，在这种情况下，作为电流iV的估计值，例如，可以使用按加上了附加时间Tav的载波周期所估计的电流iV的值。

为了如上所述在PWM信号SW1的高电平时间段和PWM信号SW2的高电平时间段之间的死区时间Td的开始时刻t10处开始产生LC谐振，控制器50基于电流iW确定附加时间Taw，使得在死区时间Td的开始时刻t10处满足iL1＝iW。更具体地，例如，使用利用电流传感器的电流iW的检测结果、预先存储的谐振电感器L1的电感L、以及电容器C1两端的电压V1的检测结果，控制器50通过下式确定附加时间Taw：Taw＝iW×(L/V1)。在这种情况下，作为电流iW的检测结果或其信号处理值，可以使用加上了附加时间Taw的载波周期的检测值或者在最接近载波周期的定时处的检测值。此外，在这种情况下，作为电流iW的估计值，例如，可以使用按加上了附加时间Taw的载波周期所估计的电流iW的值。

在电力转换器100中，三相(即，U相、V相和W相)电压指令的各个相位彼此相差120度，但两相电压指令的指令值每60度的电角度彼此接近，并且两相PWM信号的各个占空比也彼此接近(参考图4所示的范围A1和A2)。在图4所示的范围A1中，U相PWM信号和V相PWM信号的占空比在0.75附近。在图4所示的范围A2中，U相PWM信号和V相PWM信号的占空比在0.25附近。在范围A1中，谐振电流是正电流iL1。另一方面，在范围A2中，谐振电流是负电流iL1。在范围A1中，例如，在载波信号的一个周期时间段中，要供给到第一IGBT 6U的控制信号SU6的高电平时间段的开始时刻t1和要供给到第一IGBT 6V的控制信号SV6的高电平时间段的开始时刻t5之间的时滞可以短到使得U相谐振电流和V相谐振电流可以同时流经谐振电感器L1。在电力转换器100中，谐振电流在范围A2中具有与范围A1中相反的方向，但在范围A2中U相谐振电流和V相谐振电流可以同时流经谐振电感器L1。

假定多个谐振电容器9U、9V和9W的各个电容分别由Cru、Crv和Crw指定。在这种情况下，如果U相电流和V相电流同时流经谐振电感器L1，则在等效电路中具有谐振电容器9U和谐振电容器9V的合成电容(＝Cru+Crv)的电容器串联连接到谐振电感器L1。因而，在电力转换器100中，如果两相电流同时流经谐振电感器L1，则与单相电流流经谐振电感器L1的情形相比，包括谐振电感器L1的谐振电路的谐振频率改变。因此，电力转换器100不能进行零电压软切换。

相比之下，在电力转换器100中，在判断为与属于多个切换电路10的两个切换电路10相对应的两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的情况下，控制器50进行使两个切换电路10其中之一中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制。如本文所使用的，表述“在判断为两相谐振电流同时流动的情况下”还可以指预先推定为两相电流将同时流经谐振电感器L1的情形。

图2示出U相谐振电流和V相谐振电流彼此不重叠(即，不同时流动)的情形与U相电流和V相电流彼此重叠(即，同时流动)的情形之间的示例性边界条件。将参考图2来说明边界条件。在电力转换器100中，如果要供给到切换电路10U的第一切换元件1U的PWM信号SU1的高电平时间段的开始时刻t3与要供给到切换电路10V的第一切换元件1V的PWM信号SV1的高电平时间段的开始时刻t7之间的时滞等于或大于(Tau+Tav+Td)，则U相谐振电流和V相谐振电流彼此不重叠。另一方面，如果该时滞小于(Tau+Tav+Td)，则U相谐振电流和V相谐振电流彼此重叠。也就是说，在根据边界条件将针对时滞的阈值设置为(Tau+Tav+Td)的情况下，如果时滞小于阈值，则可以推定为与属于多个切换电路10的切换电路10U和切换电路10V的两个相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。注意，该阈值仅是示例，并且该阈值也可以被设置为任何其他值。例如，考虑到附加时间Tau的误差和附加时间Tav的误差，也可以将阈值设置为甚至比(Tau+Tav+Td)大的值。另外，上述的用于计算时滞以判断两相谐振电流是否同时流动的方法仅是示例。相反，也可以采用任何其他计算方法，只要可以计算出与上述时滞相对应的时滞即可。例如，作为用于判断两相谐振电流是否同时流动的时滞，也可以使用要供给到切换电路10U的第二切换元件2U的PWM信号SU2的高电平时间段的结束时刻t2与要供给到切换电路10V的第二切换元件2V的PWM信号SV2的高电平时间段的结束时刻t6之间的时滞。在这种情况下，如果时滞小于(Tau+Tav+Td)以使得谐振电流彼此重叠，则两相谐振电流实际上彼此重叠的时间段将由Tov_uv指定。在电力转换器100中，如果采用上述边界条件，则U相(或V相)谐振电流一结束流动，V相(或U相)谐振电流就开始流动。

在电力转换器100中，如果要供给到切换电路10U的第一切换元件1U的PWM信号SU1的高电平时间段的开始时刻t3与要供给到切换电路10W的第一切换元件1W的PWM信号SW1的高电平时间段的开始时刻t11之间的时滞等于或大于(Tau+Taw+Td)，则U相谐振电流和W相谐振电流彼此不重叠。另一方面，如果该时滞小于(Tau+Taw+Td)，则U相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠。也就是说，在根据边界条件将针对时滞的阈值设置为(Tau+Taw+Td)的情况下，如果时滞小于阈值，则可以推定为与属于多个切换电路10的切换电路10U和切换电路10W的两个相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。注意，该阈值仅是示例，并且阈值也可以被设置为任何其他值。例如，考虑到附加时间Tau的误差和附加时间Taw的误差，也可以将阈值设置为甚至比(Tau+Taw+Td)大的值。另外，上述的用于计算时滞以判断两相谐振电流是否同时流动的方法仅是示例。相反，也可以采用任何其他计算方法，只要可以计算出与上述时滞相对应的时滞即可。例如，作为用于判断两相谐振电流是否同时流动的时滞，也可以使用要供给到切换电路10U的第二切换元件2U的PWM信号SU2的高电平时间段的结束时刻t2与要供给到切换电路10W的第二切换元件2W的PWM信号SW2的高电平时间段的结束时刻t10之间的时滞。在这种情况下，如果时滞小于(Tau+Taw+Td)以使得谐振电流彼此重叠，则两相谐振电流实际上彼此重叠的时间段将由Tov_uw指定。

在电力转换器100中，如果要供给到切换电路10V的第一切换元件1V的PWM信号SV1的高电平时间段的开始时刻t7与要供给到切换电路10W的第一切换元件1W的PWM信号SW1的高电平时间段的开始时刻t11之间的时滞等于或大于(Tav+Taw+Td)，则V相谐振电流和W相谐振电流彼此不重叠。另一方面，如果该时滞小于(Tav+Taw+Td)，则V相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠。也就是说，在根据边界条件将针对时滞的阈值设置为(Tav+Taw+Td)的情况下，如果时滞小于阈值，则可以推定为与属于多个切换电路10的切换电路10V和切换电路10W的两个相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。注意，该阈值仅是示例，并且该阈值也可以被设置为任何其他值。例如，考虑到附加时间Tav的误差和附加时间Taw的误差，也可以将阈值设置为甚至比(Tav+Taw+Td)大的值。另外，上述的用于计算时滞以判断两相谐振电流是否同时流动的方法仅是示例。相反，也可以采用任何其他计算方法，只要可以计算出与上述时滞相对应的时滞即可。例如，作为用于判断两相谐振电流是否同时流动的时滞，也可以使用要供给到切换电路10V的第二切换元件2V的PWM信号SV2的高电平时间段的结束时刻t6与要供给到切换电路10W的第二切换元件2W的PWM信号SW2的高电平时间段的结束时刻t10之间的时滞。在这种情况下，如果时滞小于(Tav+Taw+Td)以使得谐振电流彼此重叠，则两相谐振电流实际上彼此重叠的时间段将由Tov_vw指定。

(3-1)控制器在与图4所示的范围A1相对应的时间段中的操作

图5是与图4所示的范围A1相对应的时间段的示例性时序图。具体地，图5的上部示出在控制器50判断为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形下的尚未移位的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、以及控制信号SU6、SU7、SV6、SV7的时序图。另一方面，图5的下部示出在PWM信号SU1和PWM信号SU2各自移位了相同的附加时间Tau的情形下的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。从图5所示的电流iL1的波形可以看出，电力转换器100可以减少U相谐振电流和V相谐振电流之间的重叠。

接着，将参考图5至图8来说明控制器50在与图4所示的范围A1相对应的时间段中的示例性操作。在以下的说明中，为了便于说明，切换电路10U的第一切换元件1U和第二切换元件2U的各个导通时间段移位的移位时间量(以下称为“移位时间”)在下文将由Tus指定，切换电路10V的第一切换元件1V和第二切换元件2V的各个导通时间段移位的移位时间在下文将由Tvs指定，并且切换电路10W的第一切换元件1W和第二切换元件2W的各个导通时间段移位的移位时间在下文将由Tws指定。在使PWM信号SU1和PWM信号SU2的各个导通时间段移位的情况下，控制器50不改变载波信号的一个周期中的PWM信号SU1和PWM信号SU2的占空比。在使PWM信号SV1和PWM信号SV2的各个导通时间段移位的情况下，控制器50不改变载波信号的一个周期中的PWM信号SV1和PWM信号SV2的占空比。在使PWM信号SW1和PWM信号SW2的各个导通时间段移位的情况下，控制器50不改变载波信号的一个周期中的PWM信号SW1和PWM信号SW2的占空比。此外，针对第一切换元件1U的PWM信号SU1的高电平时间段的时间宽度在下文将由Tuon指定，针对第一切换元件1V的PWM信号SV1的高电平时间段的时间宽度在下文将由Tvon指定，并且针对第一切换元件1W的PWM信号SW1的高电平时间段的时间宽度在下文将由Twon指定。第一切换元件1U的导通时间段与PWM信号SU1的高电平时间段一对一地相对应。第一切换元件1V的导通时间段与PWM信号SV1的高电平时间段一对一地相对应。第一切换元件1W的导通时间段与PWM信号SW1的高电平时间段一对一地相对应。此外，在两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流、U相谐振电流和W相谐振电流、或者V相谐振电流和W相谐振电流)实际彼此重叠时的重叠持续时间在下文将分别由Tov_uv、Tov_uw和Tov_vw指定。

控制器50例如可以按载波信号的每周期生成PWM信号SU1、PWM信号SV1和PWM信号SW1，然后进行用于减少U相谐振电流和V相谐振电流之间的重叠的第一处理、用于减少U相谐振电流和W相谐振电流之间的重叠的第二处理、以及用于减少V相谐振电流和W相谐振电流之间的重叠的第三处理。

(3-1-1)第一处理

将参考图6来说明第一处理。

控制器50将移位时间Tus和移位时间Tvs设置为初始值(＝0)(在步骤S11中)。

在进行步骤S11之后，控制器50判断与切换电路10U相对应的U相谐振电流和与切换电路10V相对应的V相谐振电流是否同时流经谐振电感器L1(即，彼此重叠)(在步骤S12中)。

在判断为U相谐振电流和V相谐振电流彼此重叠的情况下(在步骤S12中回答为“是”的情况下)，控制器50判断是否满足Tuon<Tvon(在步骤S13中)。

在判断为满足Tuon<Tvon的情况下(在步骤S13中回答为“是”的情况下)，控制器50将Tus设置为预定时间段Tshift_uv(在步骤S14中)，然后每当PWM信号SU1的信号电平改变时(即，在信号电平为高的高电平时间段的开始时刻t3和结束时刻处)加上Tus，并且每当PWM信号SV1的信号电平改变时(即，在信号电平为高的高电平时间段的开始时刻t7和结束时刻处)加上Tvs(＝0)(在步骤S16中)。以这种方式，控制器50使PWM信号SU1的信号电平改变的各定时在该定时延迟的方向上移位了预定时间段Tshift_uv。也就是说，控制器50使第一切换元件1U的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段推迟的方向)上移位。

另一方面，在步骤S13中判断为不满足Tuon<Tvon的情况下(即，在步骤S13中回答为“否”的情况下)，控制器50将Tvs设置为预定时间段Tshift_uv(在步骤S15中)，然后每当PWM信号SU1的信号电平改变时加上Tus(＝0)，并且每当PWM信号SV1的信号电平改变时加上Tvs(在步骤S16中)。以这种方式，控制器50使PWM信号SV1的信号电平改变的各定时在时间轴上该定时延迟的方向上移位了预定时间段Tshift_uv。也就是说，控制器50使第一切换元件1V的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段推迟的方向)上移位。注意，在步骤S12中判断为U相谐振电流和V相谐振电流彼此不重叠的情况下(在步骤S12中回答为“否”的情况下)，控制器50每当PWM信号SU1的信号电平改变时加上Tus(＝0)，并且每当PWM信号SV1的信号电平改变时加上Tvs(＝0)(在步骤S16中)。

使用经过了步骤S16的PWM信号SU1和PWM信号SV1，控制器50控制第一切换元件1U和第一切换元件1V。

因而，在第一处理中，在判断为U相谐振电流和V相谐振电流彼此重叠的情况下，控制器50使PWM信号SU1和PWM信号SV1中的一个PWM信号移位，该一个PWM信号与PWM信号SU1和PWM信号SV1中的另一PWM信号相比，高电平时间段具有更短的时间宽度。注意，Tshift_uv是预定时间段。根据第一实施例的电力转换器100可以通过将Tshift_uv定义为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)实际彼此重叠的时间段Tov_uv来减少U相谐振电流和V相谐振电流之间的重叠。

(3-1-2)第二处理

将参考图7来说明第二处理。

控制器50将移位时间Tus和移位时间Tws设置为初始值(＝0)(在步骤S21中)。

在进行步骤S21之后，控制器50判断与切换电路10U相对应的U相谐振电流和与切换电路10W相对应的W相谐振电流是否同时流经谐振电感器L1(在步骤S22中)。

在判断为U相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠的情况下(在步骤S22中回答为“是”的情况下)，控制器50判断是否满足Tuon<Twon(在步骤S23中)。

在判断为满足Tuon<Twon的情况下(在步骤S23中回答为“是”的情况下)，控制器50将Tus设置为预定时间段Tshift_uw(在步骤S24中)，然后每当PWM信号SU1的信号电平改变时(即，在高电平时间段的开始时刻t3和结束时刻处)加上Tus，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时(即，在高电平时间段的开始时刻t11和结束时刻处)加上Tws(＝0)(在步骤S26中)。以这种方式，控制器50使PWM信号SU1的信号电平改变的各定时在时间轴上该定时延迟的方向上移位了预定时间段Tshift_uw。也就是说，控制器50将第一切换元件1U的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段推迟的方向)上移位。

另一方面，在步骤S23中判断为不满足Tuon<Twon的情况下(即，在步骤S23中回答为“否”的情况下)，控制器50将Tws设置为预定时间段Tshift_uw(在步骤S25中)，然后每当PWM信号SU1的信号电平改变时加上Tus(＝0)，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时加上Tws(在步骤S26中)。以这种方式，控制器50使PWM信号SW1的信号电平改变的各定时在时间轴上该定时延迟的方向上移位了预定时间段Tshift_uw。也就是说，控制器50使第一切换元件1W的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段推迟的方向)上移位。注意，在步骤S22中判断为U相谐振电流和W相谐振电流彼此不重叠的情况下(在步骤S22中回答为“否”的情况下)，控制器50每当PWM信号SU1的信号电平改变时加上Tus(＝0)，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时加上Tws(＝0)(在步骤S26中)。

使用经过了步骤S26的PWM信号SU1和PWM信号SW1，控制器50控制第一切换元件1U和第一切换元件1W。

因而，在第二处理中，在判断为U相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠的情况下，控制器50使PWM信号SU1和PWM信号SW1中的一个PWM信号移位，该一个PWM信号与PWM信号SU1和PWM信号SW1中的另一PWM信号相比，高电平时间段具有更短的时间宽度。注意，Tshift_uw是预定时间段。根据第一实施例的电力转换器100可以通过将Tshift_uw定义为两相谐振电流(即，U相谐振电流和W相谐振电流)实际彼此重叠的时间段Tov_uw来减少U相谐振电流和W相谐振电流之间的重叠。

(3-1-3)第三处理

将参考图8来说明第三处理。

控制器50将移位时间Tvs和移位时间Tws设置为初始值(＝0)(在步骤S31中)。

在进行步骤S31之后，控制器50判断与切换电路10V相对应的V相谐振电流和与切换电路10W相对应的W相谐振电流是否同时流经谐振电感器L1(在步骤S32中)。

在判断为V相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠的情况下(在步骤S32中回答为“是”的情况下)，控制器50判断是否满足Tvon<Twon(在步骤S33中)。

在判断为满足Tvon<Twon的情况下(在步骤S33中回答为“是”的情况下)，控制器50将Tvs设置为预定时间段Tshift_vw(在步骤S34中)，然后每当PWM信号SV1的信号电平改变时(即，在高电平时间段的开始时刻t7和结束时刻处)加上Tvs，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时(即，在高电平时间段的开始时刻t11和结束时刻处)加上Tws(＝0)(在步骤S36中)。以这种方式，控制器50使PWM信号SV1的信号电平改变的各定时在时间轴上该定时延迟的方向上移位了预定时间段Tshift_vw。也就是说，控制器50将第一切换元件1V的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段推迟的方向)上移位。

另一方面，在步骤S33中判断为不满足Tvon<Twon的情况下(即，在步骤S33中回答为“否”的情况下)，控制器50将Tws设置为预定时间段Tshift_vw(在步骤S35中)，然后每当PWM信号SV1的信号电平改变时加上Tvs(＝0)，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时加上Tws(在步骤S36中)。以这种方式，控制器50使PWM信号SW1的信号电平改变的各定时在时间轴上该定时延迟的方向上移位了预定时间段Tshift_vw。也就是说，控制器50使第一切换元件1W的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段推迟的方向)上移位。注意，在步骤S32中判断为V相谐振电流和W相谐振电流彼此不重叠的情况下(在步骤S32中回答为“否”的情况下)，控制器50每当PWM信号SV1的信号电平改变时加上Tvs(＝0)，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时加上Tws(＝0)(在步骤S36中)。

使用经过了步骤S36的PWM信号SV1和PWM信号SW1，控制器50控制第一切换元件1V和第一切换元件1W。

因而，在第三处理中，在判断为V相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠的情况下，控制器50使PWM信号SV1和PWM信号SW1中的一个PWM信号移位，该一个PWM信号与PWM信号SV1和PWM信号SW1中的另一PWM信号相比，高电平时间段具有更短的时间宽度。注意，Tshift_vw是预定时间段。根据第一实施例的电力转换器100可以通过将Tshift_vw定义为两相谐振电流(即，V相谐振电流和W相谐振电流)实际彼此重叠的时间段Tov_vw来减少V相谐振电流和W相谐振电流之间的重叠。

(3-2)控制器在与图4所示的范围A2相对应的时间段中的操作

图9是与图4所示的范围A2相对应的时间段的示例性时序图。具体地，图9的上部示出在控制器50判断为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形下的尚未移位的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。另一方面，图9的下部示出在PWM信号SU1和PWM信号SU2各自移位了相同的附加时间Tau的情形下的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。从图9所示的电流iL1的波形可以看出，电力转换器100可以减少U相谐振电流和V相谐振电流之间的重叠。

接着，将参考图10至图12来说明控制器50在与图4所示的范围A2相对应的时间段中的示例性操作。注意，本文中将适当地省略与控制器50在与图4所示的范围A1相对应的时间段中的示例性操作相同的处理步骤的说明。

控制器50例如可以按载波信号的每周期生成PWM信号SU1、PWM信号SV1和PWM信号SW1，然后进行用于减少U相谐振电流和V相谐振电流之间的重叠的第一处理、用于减少U相谐振电流和W相谐振电流之间的重叠的第二处理、以及用于减少V相谐振电流和W相谐振电流之间的重叠的第三处理。

(3-2-1)第一处理

将参考图10来说明第一处理。

控制器50将移位时间Tus和移位时间Tvs设置为初始值(＝0)(在步骤S11a中)。

在进行步骤S11a之后，控制器50判断与切换电路10U相对应的U相谐振电流和与切换电路10V相对应的V相谐振电流是否同时流经谐振电感器L1(即，彼此重叠)(在步骤S12a中)。

在判断为U相谐振电流和V相谐振电流彼此重叠的情况下(在步骤S12a中回答为“是”的情况下)，控制器50判断是否满足Tuon<Tvon(在步骤S13a中)。

在判断为满足Tuon<Tvon的情况下(在步骤S13a中回答为“是”的情况下)，控制器50将Tus设置为-Tshift_uv(在步骤S14a中)，然后每当PWM信号SU1的信号电平改变时(即，在信号电平为高的高电平时间段的开始时刻和结束时刻处)加上Tus，并且每当PWM信号SV1的信号电平改变时(即，在信号电平为高的高电平时间段的开始时刻和结束时刻处)加上Tvs(＝0)(在步骤S16a中)。以这种方式，控制器50使PWM信号SU1的信号电平改变的各定时在该定时延迟的方向上移位了-Tshift_uv(换句话说，使各定时在该定时提前的方向上移位了Tshift_uv)。也就是说，控制器50使第一切换元件1U的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段提前的方向)上移位。

另一方面，在步骤S13a中判断为不满足Tuon<Tvon的情况下(即，在步骤S13a中回答为“否”的情况下)，控制器50将Tvs设置为-Tshift_uv(在步骤S15a中)，然后每当PWM信号SU1的信号电平改变时加上Tus(＝0)，并且每当PWM信号SV1的信号电平改变时加上Tvs(在步骤S16a中)。因而，控制器50使PWM信号SV1的信号电平改变的各定时在时间轴上该定时延迟的方向上移位了预定时间段-Tshift_uv(换句话说，使各定时在时间轴上该定时提前的方向上移位了Tshift_uv)。也就是说，控制器50使第一切换元件1V的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段提前的方向)上移位。注意，在步骤S12a中判断为U相谐振电流和V相谐振电流彼此不重叠的情况下(在步骤S12a中回答为“否”的情况下)，控制器50每当PWM信号SU1的信号电平改变时加上Tus(＝0)，并且每当PWM信号SV1的信号电平改变时加上Tvs(＝0)(在步骤S16a中)。

使用经过了步骤S16a的PWM信号SU1和PWM信号SV1，控制器50控制第一切换元件1U和第一切换元件1V。

因而，在第一处理中，在判断为U相谐振电流和V相谐振电流彼此重叠的情况下，控制器50使PWM信号SU1和PWM信号SV1中的一个PWM信号移位，该一个PWM信号与PWM信号SU1和PWM信号SV1中的另一PWM信号相比，高电平时间段具有更短的时间宽度。注意，Tshift_uv是预定时间段。根据第一实施例的电力转换器100可以通过将Tshift_uv定义为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)实际彼此重叠的时间段Tov_uv来减少U相谐振电流和V相谐振电流之间的重叠。

(3-2-2)第二处理

将参考图11来说明第二处理。

控制器50将移位时间Tus和移位时间Tws设置为初始值(＝0)(在步骤S21a中)。

在进行步骤S21a之后，控制器50判断与切换电路10U相对应的U相谐振电流和与切换电路10W相对应的W相谐振电流是否同时流经谐振电感器L1(在步骤S22a中)。

在判断为U相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠的情况下(在步骤S22a中回答为“是”的情况下)，控制器50判断是否满足Tuon<Twon(在步骤S23a中)。

在判断为满足Tuon<Twon的情况下(在步骤S23a中回答为“是”的情况下)，控制器50将Tus设置为-Tshift_uw(在步骤S24a中)，然后每当PWM信号SU1的信号电平改变时(即，在高电平时间段的开始时刻和结束时刻处)加上Tus，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时(即，在高电平时间段的开始时刻和结束时刻处)加上Tws(＝0)(在步骤S26a中)。以这种方式，控制器50使PWM信号SU1的信号电平改变的各定时在时间轴上该定时延迟的方向上移位了-Tshift_uw(换句话说，使各定时在时间轴上该定时提前的方向上移位了Tshift_uw)。也就是说，控制器50将第一切换元件1U的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段提前的方向)上移位。

另一方面，在步骤S23a中判断为不满足Tuon<Twon的情况下(即，在步骤S23a中回答为“否”的情况下)，控制器50将Tws设置为-Tshift_uw(在步骤S25a中)，然后每当PWM信号SU1的信号电平改变时加上Tus(＝0)，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时加上Tws(在步骤S26a中)。因而，控制器50使PWM信号SW1的信号电平改变的各定时在时间轴上该定时延迟的方向上移位了-Tshift_uw(换句话说，使各定时在时间轴上该定时提前的方向上移位了Tshift_uw)。也就是说，控制器50使第一切换元件1W的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段提前的方向)上移位。注意，在步骤S22a中判断为U相谐振电流和W相谐振电流彼此不重叠的情况下(在步骤S22a中回答为“否”的情况下)，控制器50每当PWM信号SU1的信号电平改变时加上Tus(＝0)，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时加上Tws(＝0)(在步骤S26a中)。

使用经过了步骤S26a的PWM信号SU1和PWM信号SW1，控制器50控制第一切换元件1U和第一切换元件1W。

因而，在第二处理中，在判断为U相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠的情况下，控制器50使PWM信号SU1和PWM信号SW1中的一个PWM信号移位，该一个PWM信号与PWM信号SU1和PWM信号SW1中的另一PWM信号相比，高电平时间段具有更短的时间宽度。注意，Tshift_uw是预定时间段。根据第一实施例的电力转换器100可以通过将Tshift_uw定义为两相谐振电流(即，U相谐振电流和W相谐振电流)实际彼此重叠的时间段Tov_uw来减少U相谐振电流和W相谐振电流之间的重叠。

(3-2-3)第三处理

将参考图12来说明第三处理。

控制器50将移位时间Tvs和移位时间Tws设置为初始值(＝0)(在步骤S31a中)。

在进行步骤S31a之后，控制器50判断与切换电路10V相对应的V相谐振电流和与切换电路10W相对应的W相谐振电流是否同时流经谐振电感器L1(在步骤S32a中)。

在判断为V相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠的情况下(在步骤S32a中回答为“是”的情况下)，控制器50判断是否满足Tvon<Twon(在步骤S33a中)。

在判断为满足Tvon<Twon的情况下(在步骤S33a中回答为“是”的情况下)，控制器50将Tvs设置为-Tshift_vw(在步骤S34a中)，然后每当PWM信号SV1的信号电平改变时(即，在高电平时间段的开始时刻和结束时刻处)加上Tvs，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时(即，在高电平时间段的开始时刻和结束时刻处)加上Tws(＝0)(在步骤S36a中)。以这种方式，控制器50使PWM信号SV1的信号电平改变的各定时在时间轴上该定时延迟的方向上移位了-Tshift_vw(换句话说，使各定时在时间轴上该定时提前的方向上移位了Tshift_vw)。也就是说，控制器50将第一切换元件1V的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段提前的方向)上移位。

另一方面，在步骤S33a中判断为不满足Tvon<Twon的情况下(即，在步骤S33a中回答为“否”的情况下)，控制器50将Tws设置为-Tshift_vw(在步骤S35a中)，然后每当PWM信号SV1的信号电平改变时加上Tvs(＝0)，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时加上Tws(在步骤S36a中)。因而，控制器50使PWM信号SW1的信号电平改变的各定时在时间轴上该定时延迟的方向上移位了-Tshift_vw(换句话说，使各定时在时间轴上该定时提前的方向上移位了Tshift_vw)。也就是说，控制器50使第一切换元件1W的导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段提前的方向)上移位。注意，在步骤S32a中判断为V相谐振电流和W相谐振电流彼此不重叠的情况下(在步骤S32a中回答为“否”的情况下)，控制器50每当PWM信号SV1的信号电平改变时加上Tvs(＝0)，并且每当PWM信号SW1的信号电平改变时加上Tws(＝0)(在步骤S36a中)。

使用经过了步骤S36a的PWM信号SV1和PWM信号SW1，控制器50控制第一切换元件1V和第一切换元件1W。

因而，在第三处理中，在判断为V相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠的情况下，控制器50使PWM信号SV1和PWM信号SW1中的一个PWM信号移位，该一个PWM信号与PWM信号SV1和PWM信号SW1中的另一PWM信号相比，高电平时间段具有更短的时间宽度。注意，Tshift_vw是预定时间段。根据第一实施例的电力转换器100可以通过将Tshift_vw定义为两相谐振电流(即，V相谐振电流和W相谐振电流)实际彼此重叠的时间段Tov_vw来减少V相谐振电流和W相谐振电流之间的重叠。

(4)概括

根据第一实施例的电力转换器100包括第一DC端子31和第二DC端子32、电力转换电路11、多个AC端子41、多个开关8、多个谐振电容器9、谐振电感器L1、电容器C1、以及控制器50。电力转换电路11包括多个第一切换元件1和多个第二切换元件2。在电力转换电路11中，多个切换电路10并联连接，在各切换电路10中，多个第一切换元件1中的一个第一切换元件和多个第二切换元件2中的相应一个第二切换元件一对一地串联连接。在电力转换电路11中，多个第一切换元件1连接到第一DC端子31，并且多个第二切换元件2连接到第二DC端子32。多个AC端子41分别是针对多个切换电路10一对一地设置的。多个AC端子41中的各AC端子连接到多个切换电路10中的相应一个切换电路的第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。多个开关8分别是针对多个切换电路10一对一地设置的。多个开关8中的各开关的第一端子连接到多个切换电路10中的相应一个切换电路的第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。多个开关8的各个第二端子共同地连接到公共连接节点25。多个谐振电容器9分别是针对多个开关8一对一地设置的。多个谐振电容器9中的各谐振电容器连接在多个开关8中的相应一个开关的第一端子与第二DC端子32之间。谐振电感器L1具有第一端子和第二端子。在谐振电感器L1中，谐振电感器L1的第一端子连接到公共连接节点25。电容器C1连接在谐振电感器L1的第二端子与第二DC端子32之间。控制器50控制多个第一切换元件1、多个第二切换元件2和多个开关8。在判断为与属于多个切换电路10的两个切换电路10相对应的两相谐振电流同时流经谐振电感器L1时，控制器50进行用于使两个切换电路10中的一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制。这允许电力转换器100降低两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的可能性，由此使得能够更可靠地进行软切换。更具体地，根据第一实施例的电力转换器100采用相同的谐振电感器L1共同地连接到多个切换电路的结构，但可以降低两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的可能性，并由此使得能够进行零电压软切换。另外，根据第一实施例的电力转换器100降低了两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的可能性，由此降低了由于谐振电流的最大值增加而产生热并造成损失的可能性。

另外，第一实施例的说明还公开了以下的控制方法。

控制方法是用于控制电力转换器100的方法。电力转换器100包括第一DC端子31和第二DC端子32、电力转换电路11、多个AC端子41、多个开关8、多个谐振电容器9、谐振电感器L1、以及电容器C1。电力转换电路11包括多个第一切换元件1和多个第二切换元件2。在电力转换电路11中，多个切换电路10并联连接，在各切换电路10中，多个第一切换元件1中的一个第一切换元件和多个第二切换元件2中的相应一个第二切换元件一对一地串联连接。在电力转换电路11中，多个第一切换元件1连接到第一DC端子31，并且多个第二切换元件2连接到第二DC端子32。多个AC端子41分别是针对多个切换电路10一对一地设置的。多个AC端子41中的各AC端子连接到多个切换电路10中的相应一个切换电路的第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。多个开关8分别是针对多个切换电路10一对一地设置的。多个开关8中的各开关的第一端子连接到多个切换电路10中的相应一个切换电路的第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。多个开关8的各个第二端子共同地连接到公共连接节点25。谐振电感器L1具有第一端子和第二端子。在谐振电感器L1中，谐振电感器L1的第一端子连接到公共连接节点25。多个谐振电容器9分别是针对多个开关8一对一地设置的。多个谐振电容器9中的各谐振电容器连接在多个开关8中的相应一个开关的第一端子与第二DC端子32之间。电容器C1连接在谐振电感器L1的第二端子与第二DC端子32之间。控制方法包括第一步骤和第二步骤。第一步骤包括：判断与属于多个切换电路10的两个切换电路10相对应的两相谐振电流是否同时流经谐振电感器L1。第二步骤包括：当在第一步骤中判断为两相谐振电流同时流经谐振电感器L1时，进行用于使两个切换电路10中的一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制。

该控制方法可以降低两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的可能性，由此使得能够更可靠地进行软切换(零电压软切换)。另外，该控制方法还降低了由于谐振电流的最大值增加而产生热并造成损失的可能性。

(第一实施例的第一变形例)

根据第一实施例的第一变形例的电力转换器100具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)相同的电路结构，因此省略了其电路图的图示。接着，将参考图1、图13和图14来说明根据第一实施例的第一变形例的电力转换器100如何操作。

在根据第一实施例的第一变形例的电力转换器100中，与上述的根据第一实施例的电力转换器100一样，在判断为与属于多个切换电路10的两个切换电路10相对应的两相谐振电流同时流经谐振电感器L1时，控制器50还进行用于使两个切换电路10中的一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制。在这种情况下，在根据第一变形例的电力转换器100中，控制器50在与图4所示的范围A1相对应的时间段中，使PWM信号的信号电平改变的各定时仅在时间轴上该定时提前的方向上移位。也就是说，控制器50使一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段提前的方向)上移位。

作为示例，图13的上部示出在控制器50判断为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形下的尚未移位的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。另一方面，图13的下部示出在PWM信号SU1和PWM信号SU2各自移位了相同的预定时间段Tshift_uv的情形下的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。注意，在根据第一变形例的电力转换器100中，通过向U相谐振电流和V相谐振电流实际彼此重叠的时间段Tov_uv进一步加上预定时间段来定义Tshift_uv，由此使得能够减少U相谐振电流和V相谐振电流之间的重叠。

另外，在根据第一变形例的电力转换器100中，控制器50在与图4所示的范围A2相对应的时间段中，使PWM信号的信号电平改变的各定时仅在时间轴上该定时延迟的方向上移位。也就是说，控制器50使一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段推迟的方向)上移位。

作为示例，图14的上部示出在控制器50判断为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形下的尚未移位的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。另一方面，图14的下部示出在PWM信号SV1和PWM信号SV2各自移位了相同的预定时间段Tshift_uv的情形下的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。注意，在根据第一变形例的电力转换器100中，通过向两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)实际彼此重叠的时间段Tov_uv进一步加上预定时间段来定义Tshift_uv，由此使得能够减少U相谐振电流和V相谐振电流之间的重叠。

根据第一实施例的第一变形例的电力转换器100与根据第一实施例的电力转换器100一样可以降低两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的可能性，由此使得能够更可靠地进行软切换(零电压软切换)。在根据第一实施例的第一变形例的电力转换器100的操作的前述说明中，仅说明了判断为两相电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形作为示例。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。也就是说，尽管省略了对控制器50在判断为其他对谐振电流中的任何对谐振电流(即，U相谐振电流和W相谐振电流或者V相谐振电流和W相谐振电流)同时流动的情形下的示例性操作的说明，但控制器50在判定为其他对谐振电流中的任何对谐振电流(即，U相谐振电流和W相谐振电流或者V相谐振电流和W相谐振电流)同时流动的情形下，也可以以与在判断为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形下相同的方式操作。同样，应当理解，除非另有说明，否则在以下要说明的其他变形例和实施例中的任何变形例和实施例中，即使仅说明控制器50在判断为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形下的示例性操作，控制器50在判断为其他对谐振电流中的任何对谐振电流(即，U相谐振电流和W相谐振电流或者V相谐振电流和W相谐振电流)同时流动的情形下，也可以以与在判断为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形下相同的方式操作。

(第一实施例的第二变形例)

在根据第一实施例的第二变形例的电力转换器100中，控制器50可被配置为组合地、交替地或按预定比率进行第一控制模式和第二控制模式。具体地，本文中的第一控制模式是指如下的模式：控制器50以与根据第一实施例的电力转换器100的控制器50相同的方式，使第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段在时间轴上导通时间段推迟的方向上移位。本文中的第二控制模式是指如下的模式：控制器50以与根据第一变形例的电力转换器100的控制器50相同的方式，使第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段在时间轴上导通时间段提前的方向上移位。

如果控制器50进行第一控制模式，则在第一切换元件1U的导通时间段移位之前和之后，U相和V相之间的线电压(U-V线电压)如图15所示改变。

另一方面，如果控制器50进行第二控制模式，则在第一切换元件1U的导通时间段移位之前和之后，U相和V相之间的相间电压如图16所示改变。

在根据第一实施例的第二变形例的电力转换器100中，多个相中的两个之间的线电压(U-V线电压)的变化和极性趋势根据控制器50进行第一控制模式还是第二控制模式而改变。这就是在控制器50仅进行第一控制模式或仅进行第二控制模式的情况下、在线电压的变化模式中将产生偏差的原因。相比之下，根据第二变形例的电力转换器100与进行仅一个控制模式的情形相比，将减小在线电压的变化模式中将产生的这种偏差。

(第一实施例的第三变形例)

根据第一实施例的第三变形例的电力转换器100具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)相同的电路结构，因此省略了其电路图的图示。接着，将参考图1、图17和图18来说明根据第一实施例的第三变形例的电力转换器100如何操作。

在根据第一实施例的第三变形例的电力转换器100中，与上述的根据第一实施例的电力转换器100一样，在判断为与属于多个切换电路10的两个切换电路10相对应的两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的情况下，控制器50也进行使两个切换电路10中的一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制。在这种情况下，在根据第三变形例的电力转换器100中，控制器50使第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段在载波信号的一个周期内移位了最大移位时间Tshift_uv_max。“最大移位时间”根据PWM信号的移位方向如下变化。如果移位方向是在时间轴上导通时间段推迟的方向，则本文中的“最大移位时间”是指使载波信号的一个周期的结束时刻与PWM信号的高电平时间段的结束时刻之间的时滞移位了预定时间量或零的移位时间。另一方面，如果PWM信号的移位方向是在时间轴上导通时间段提前的方向，则本文中的“最大移位时间”是指使载波信号的一个周期的开始时刻与PWM信号的高电平时间段的开始时刻之间的时滞移位了预定时间量或零的移位时间。

作为示例，图17的上部示出在与图4所示的范围A1相对应的时间段中控制器50判断为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形下的尚未移位的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。另一方面，图17的下部示出在PWM信号SU1和PWM信号SU2各自移位了最大移位时间Tshift_uv_max的情形下的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。在该示例中，预定时间被设置为与死区时间Td相同的时间段。

根据第一实施例的第三变形例的电力转换器100与根据第一实施例的电力转换器100一样，可以降低在与图4所示的范围A1相对应的时间段中两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的可能性，由此使得能够进行软切换(零电压软切换)。另外，根据第三变形例的电力转换器100与在根据第一实施例的电力转换器100中相比，可以使谐振电流流经谐振电感器L1的时间段的时间段更加分散，由此使得能够减轻谐振电感器L1上的热负荷。

在根据第三变形例的电力转换器100中，在控制器50在与图4所示的范围A1相对应的时间段中使一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段在预定方向(即，在时间轴上导通时间段推迟的方向)上移位的情况下，假定预定方向是在时间轴上导通时间段推迟的方向。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，如上述第一变形例那样，预定方向也可以是在时间轴上导通时间段提前的方向。可选地，移位时间也可以被设置为比最大移位时间短的任何其他时间量，只要移位时间不大于最大移位时间即可。

图18的上部示出在与图4所示的范围A2相对应的时间段中控制器50判断为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形下的尚未移位的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。另一方面，图18的下部示出在PWM信号SV1和PWM信号SV2各自移位了最大移位时间Tshift_uv_max的情形下的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。

根据第一实施例的第三变形例的电力转换器100与根据第一实施例的电力转换器100一样，可以降低在与图4所示的范围A2相对应的时间段中两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的可能性，由此使得能够进行软切换(零电压软切换)。另外，根据第三变形例的电力转换器100与在根据第一实施例的电力转换器100中相比，还可以使谐振电流流经谐振电感器L1的时间段更加分散，由此使得能够减轻谐振电感器L1上的热负荷。

在根据第三变形例的电力转换器100中，在控制器50在与图4所示的范围A2相对应的时间段中使一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段在预定方向上移位的情况下，假定预定方向是在时间轴上导通时间段提前的方向。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，如上述第一变形例那样，预定方向也可以是在时间轴上导通时间段推迟的方向。可选地，移位时间也可以被设置为比最大移位时间短的任何其他时间量，只要移位时间不大于最大移位时间即可。

(第一实施例的第四变形例)

根据第一实施例的第四变形例的电力转换器100具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)相同的电路结构，因此省略了其电路图的图示。接着，将参考图1、图19和图20来说明根据第一实施例的第四变形例的电力转换器100如何操作。

在根据第一实施例的第四变形例的电力转换器100中，与上述的根据第一实施例的电力转换器100一样，在判断为与属于多个切换电路10的两个切换电路10相对应的两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的情况下，控制器50还进行使两个切换电路10中的一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制。

在根据第一实施例的电力转换器100中，使用两个切换电路10中的第一切换元件1与具有较小占空比的PWM信号相关联的切换电路作为该一个切换电路10，控制器50进行使该一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位了预定时间段Tshift_uv的控制。另一方面，在根据第四变形例的电力转换器100中，使用两个切换电路10中的第一切换元件1与具有较大占空比的PWM信号相关联的切换电路作为该一个切换电路10，控制器50进行使该一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制。注意，如果如第一实施例那样、控制器50使用两个切换电路10中的第一切换元件1与具有较小占空比的PWM信号相关联的切换电路作为该一个切换电路10来进行使该一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制，则与在第四变形例中相比，可以以更高的自由度确定在载波信号的一个周期内使导通时间段移位的时间量。

作为示例，图19的上部示出在与图4所示的范围A1相对应的时间段中控制器50判断为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形下的尚未移位的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。另一方面，图19的下部示出在PWM信号SV1移位了移位时间的情形下的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。在根据第四变形例的电力转换器100中，在控制器50在与图4所示的范围A1相对应的时间段中使一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段在预定方向上移位的情况下，假定预定方向是在时间轴上导通时间段推迟的方向。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，如上述的第一变形例那样，预定方向也可以是在时间轴上导通时间段提前的方向。

此外，图20的上部示出在与图4所示的范围A2相对应的时间段中控制器50判断为两相谐振电流(即，U相谐振电流和V相谐振电流)同时流动的情形下的尚未移位的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。另一方面，图20的下部示出在PWM信号SU1移位了移位时间的情形下的PWM信号SU1、SU2、SV1、SV2、控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、以及电流iL1的时序图。在根据第四变形例的电力转换器100中，在控制器50在与图4所示的范围A2相对应的时间段中使一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段在预定方向上移位的情况下，假定预定方向是在时间轴上导通时间段提前的方向。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。可替代地，如上述的第一变形例那样，预定方向也可以是在时间轴上导通时间段推迟的方向。

根据第一实施例的第四变形例的电力转换器100与根据第一实施例的电力转换器100一样，可以降低两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的可能性，由此使得能够进行软切换(零电压软切换)。

(第二实施例)

接着，将参考图21来说明根据第二实施例的电力转换器100a。根据第二实施例的电力转换器100a还包括连接在谐振电感器L1的第二端子与第一DC端子31之间的电容器C9，这是与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的不同。在以下的说明中，根据该第二实施例的电力转换器100a中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。

电力转换器100a不包括根据第一实施例的电力转换器100的电容器C10。电容器C9串联连接到电容器C1。因而，在电力转换器100a中，电容器C9和C1的串联电路连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间。电容器C9的电容与电容器C1的电容相同。如本文所使用的，表述“电容器C9的电容与电容器C10的电容相同”不仅指电容器C9的电容与电容器C1的电容完全相同的情形，而且指电容器C9的电容落在电容器C1的电容的从95％到105％的范围内的情形。

在根据第二实施例的电力转换器100a中，通过将DC电源E1的输出电压除以电容器C9和C1的数量来获得电容器C1两端的电压V1。因而，电容器C1两端的电压V1将是DC电源E1的输出电压的一半。在根据第二实施例的电力转换器100a中，控制器50可以预先存储电容器C1两端的电压V1的值。

另外，在根据第二实施例的电力转换器100a中，多个开关8具有与根据第一实施例的电力转换器100的多个开关8不同的结构。具体地，在根据第二实施例的电力转换器100a的多个开关8中的各开关中，其第一IGBT 6和第二IGBT 7反串联连接。在多个开关8中的各开关中，第一IGBT 6的发射极端子和第二IGBT 7的发射极端子彼此连接。另外，多个开关8中的各开关还包括反并联连接到第一IGBT 6的二极管61和反并联连接到第二IGBT 7的二极管71。在多个开关8中的各开关中，第一IGBT 6的集电极端子连接到公共连接节点25。在多个开关8中的各开关中，第二IGBT 7的集电极端子连接到与包括第二IGBT 7的开关8相对应的切换电路10的连接节点3。开关8U连接到第一切换元件1U和第二切换元件2U之间的连接节点3U。开关8V连接到第一切换元件1V和第二切换元件2V之间的连接节点3V。开关8W连接到第一切换元件1W和第二切换元件2W之间的连接节点3W。

在根据第二实施例的电力转换器100a中，与上述的根据第一实施例的电力转换器100一样，在判断为与属于多个切换电路10的两个切换电路10相对应的两相谐振电流同时流经谐振电感器L1时，控制器50还进行使两个切换电路10中的一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制。这允许根据第二实施例的电力转换器100a与根据第一实施例的电力转换器100一样降低两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的可能性，由此使得能够进行软切换(零电压软切换)。

在根据第二实施例的电力转换器100a中，多个开关8中的各开关不必一定具有图21所示的结构，而也可以具有图22所示的结构或图23所示的结构。在图22中，在多个开关8中的各开关中，二极管63串联连接到第一IGBT 6，并且二极管73串联连接到第二IGBT 7。在图22中，第一IGBT 6和二极管63的串联电路以及第二IGBT 7和二极管73的串联电路反并联连接。根据图22所示的示例，针对多个开关8中的各开关设置二极管63和73可以防止反向偏置电压被直接施加到第一IGBT 6和第二IGBT 7中的任何一个，由此降低由于反向偏置电压的施加而导致第一IGBT 6和第二IGBT 7的特性下降的可能性。在图23中，在多个开关8中的各开关中，第一IGBT 6的集电极端子和第二IGBT 7的集电极端子彼此连接。可选地，在图21、图22和图23所示的结构中的任何结构中，第一IGBT 6和第二IGBT 7各自可以用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)或双极晶体管替换。在这种情况下，图21和图23所示的二极管61和71可以各自用替代元件的寄生二极管(其可以是MOSFET或双极晶体管)或构建在替代元件的单个芯片中的元件(其可以是MOSFET或双极晶体管)替换。此外，在图21和图23中，二极管61、71不必一定分别作为单独元件连接到第一IGBT 6和第二IGBT 7。可替代地，二极管61和第一IGBT 6也可以是内置在一个芯片中的单个元件，并且二极管71和第二IGBT 7也可以是内置在一个芯片中的单个元件。

(第三实施例)

接着，将参考图24来说明根据第三实施例的电力转换器100b。在根据第三实施例的电力转换器100b中，多个开关8具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)中的多个开关8不同的配置。在以下的说明中，根据该第三实施例的电力转换器100b中的、具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。

在电力转换器100b中，多个开关8中的各开关包括：单个IGBT 80；二极管81，其反并联连接到IGBT 80；两个二极管82、83的串联电路，其反并联连接到IGBT 80；以及两个二极管84、85的串联电路，其反并联连接到IGBT 80。在多个开关8中的各开关中，开关8的二极管82和83之间的连接节点(即，开关8的第一端子)连接到属于多个切换电路10的相应切换电路10的连接节点3，并且二极管84和85之间的连接节点(即，开关8的第二端子)连接到公共连接节点25。在多个开关8中的各开关中，在IGBT 80为导通时，开关8为导通。在IGBT 80为关断时，开关8为关断。

多个开关8的各个IGBT 80由控制器50控制。控制器50输出用于控制开关8U的IGBT80的导通/关断状态的控制信号SU8、用于控制开关8V的IGBT 80的导通/关断状态的控制信号SV8、以及用于控制开关8W的IGBT 80的导通/关断状态的控制信号SW8。

在IGBT 80为导通时，由包括谐振电感器L1和谐振电容器9的谐振电路产生的谐振电流流经开关8。在该电力转换器100b中，在多个开关8其中之一为导通时，包括谐振电流的充电电流沿着按顺序通过电容器C1、谐振电感器L1、二极管84、IGBT 80、二极管83和谐振电容器9的路径流动。另外，在该电力转换器100b中，在多个开关8其中之一为导通时，包括谐振电流的放电电流沿着按顺序通过谐振电容器9、二极管82、IGBT 80、二极管85、谐振电感器L1和电容器C1的路径流动。

在根据第三实施例的电力转换器100b中，与上述的根据第一实施例的电力转换器100一样，在判断为与属于多个切换电路10的两个切换电路10相对应的两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的情况下，控制器50还进行使两个切换电路10中的一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制。这允许根据第三实施例的电力转换器100b与根据第一实施例的电力转换器100一样降低两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的可能性，由此使得能够进行软切换(零电压软切换)。在图24中，各IGBT 80可以用MOSFET替换。在这种情况下，多个二极管81中的各二极管例如可以用相应MOSFET的寄生二极管替换。可替代地，在图24中，各IGBT 80例如也可以是双极晶体管或GaN基栅极注入晶体管(GIT)。

(第四实施例)

接着，将参考图25来说明根据第四实施例的电力转换器100c。根据第四实施例的电力转换器100c还包括连接在谐振电感器L1的第二端子与第一DC端子31之间的电容器C9，这是与根据第三实施例的电力转换器100b(参考图24)的不同。在以下的说明中，根据该第四实施例的电力转换器100c中的、具有与上述的根据第三实施例的电力转换器100b的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记指定，并且本文中将省略其说明。

电力转换器100c不包括根据第三实施例的电力转换器100b的电容器C10。电容器C9串联连接到电容器C1。因而，在电力转换器100c中，电容器C9和C1的串联电路连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间。电容器C9的电容与电容器C1的电容相同。如本文所使用的，表述“电容器C9的电容与电容器C1的电容相同”不仅指电容器C9的电容与电容器C1的电容完全相同的情形，而且指电容器C9的电容落在电容器C1的电容的95％至105％的范围内的情形。

在根据第四实施例的电力转换器100c中，通过将DC电源E1的输出电压除以电容器C9和C1的数量来获得电容器C1两端的电压V1。因而，电容器C1两端的电压V1将是DC电源E1的输出电压的一半。在根据第四实施例的电力转换器100c中，控制器50可以预先存储电容器C1两端的电压V1的值。

在根据第四实施例的电力转换器100c中，与上述的根据第三实施例的电力转换器100b一样，在判断为与属于多个切换电路10的两个切换电路10相对应的两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的情况下，控制器50还进行使两个切换电路10中的一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位的控制。这允许根据第四实施例的电力转换器100c与根据第三实施例的电力转换器100b一样降低两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的可能性，由此使得能够进行软切换(零电压软切换)。在图25中，各IGBT 80可以用MOSFET替换。在这种情况下，多个二极管81中的各二极管例如可以用相应MOSFET的寄生二极管替换。可替代地，在图25中，各IGBT 80例如也可以是双极晶体管或GaN基GIT。

(其他变形例)

注意，上述的第一实施例至第四实施例及其变形例仅是本公开的各种实施例中的典型实施例及其变形例，并且不应被解释为限制性的。相反，可以在不背离本公开的范围的情况下根据设计选择或任何其他因素来以各种方式容易地修改第一典型实施例至第四典型实施例及其变形例。

例如，在判断为两相谐振电流同时流经谐振电感器L1的情况下，控制器50可以进行使一个切换电路10中的第一切换元件1和第二切换元件2的各个导通时间段移位相同的预定时间段的控制。另外，控制器50例如还可以被配置为使根据第一实施例的电力转换器100、根据第一实施例的第一变形例至第四变形例的电力转换器100、以及根据第二实施例、第三实施例和第四实施例的电力转换器100a至100c以任意组合以及按任意比率进行各个控制模式。

此外，多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件不必一定是IGBT，而也可以是MOSFET。在这种情况下，多个第一二极管4中的各第一二极管也可以用例如用作其相应第一切换元件1的MOSFET的寄生二极管替换。另外，多个第二二极管5中的各第二二极管也可以用例如用作其相应第二切换元件2的MOSFET的寄生二极管替换。MOSFET例如可以是Si基MOSFET或SiC基MOSFET。多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各切换元件例如也可以是双极晶体管或GaN基GIT。

此外，多个开关8中的各开关不必一定具有针对第一实施例至第四实施例所述的结构其中之一，而也可以具有任何其他结构，只要开关8可以进行双向开关的功能即可。例如，各开关8也可以具有两个MOSFET反并联连接的结构或者两个MOSFET反串联连接的结构。还可替代地，各开关8也可以是双栅极GaN基GIT或双向晶闸管。

可选地，在电力转换器100、100a、100b、100c中，如果多个谐振电容器9中的各谐振电容器具有相对较小的电容，则代替连接多个谐振电容器9作为单独元件，多个第二切换元件2两端的寄生电容器也可以用作多个谐振电容器9。

(方面)

上述的第一实施例至第四实施例及其变形例是本公开的以下方面的具体实现。

根据第一方面的电力转换器(100；100a；100b；100c)包括第一DC端子(31)和第二DC端子(32)、电力转换电路(11)、多个(例如，三个)AC端子(41)、多个开关(8)、多个谐振电容器(9)、谐振电感器(L1)、电容器(C1)、以及控制器(50)。电力转换电路(11)包括多个第一切换元件(1)和多个第二切换元件(2)。在电力转换电路(11)中，多个切换电路(10)并联连接，在各切换电路中，多个第一切换元件(1)中的一个第一切换元件和多个第二切换元件(2)中的相应一个第二切换元件一对一地串联连接。在电力转换电路(11)中，多个第一切换元件(1)连接到第一DC端子(31)，并且多个第二切换元件(2)连接到第二DC端子(32)。多个AC端子(41)分别是针对多个切换电路(10)一对一地设置的。多个AC端子(41)中的各AC端子连接到多个切换电路(10)中的相应一个切换电路的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)之间的连接节点(3)。多个开关(8)是针对多个切换电路(10)一对一地设置的。多个开关(8)中的各开关的第一端子连接到多个切换电路(10)中的相应一个切换电路的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)之间的连接节点(3)。多个开关(8)的各个第二端子共同地连接到公共连接节点(25)。谐振电感器(L1)具有第一端子和第二端子。多个谐振电容器(9)分别是针对多个开关(8)一对一地设置的。多个谐振电容器(9)中的各谐振电容器连接在多个开关(8)中的相应一个开关的第一端子与第二DC端子(32)之间。在谐振电感器(L1)中，谐振电感器(L1)的第一端子连接到公共连接节点(25)。电容器(C1)连接在谐振电感器(L1)的第二端子与第二DC端子(32)之间。控制器(50)控制多个第一切换元件(1)、多个第二切换元件(2)和多个开关(8)。在判断为与属于多个切换电路(10)的两个切换电路(10)相对应的两相谐振电流同时流经谐振电感器(L1)的情况下，控制器(50)进行用于使两个切换电路(10)中的一个切换电路(10)中的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)的各个导通时间段移位的控制。

根据第一方面的电力转换器(100；100a；100b；100c)使得能够更可靠地进行软切换。

在可以结合第一方面实现的根据第二方面的电力转换器(100；100a；100b；100c)中，控制器(50)在判断为两相谐振电流同时流经谐振电感器(L1)的情况下，进行用于使一个切换电路(10)中的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)的各个导通时间段移位了预定时间段的控制。

在可以结合第一方面或第二方面实现的根据第三方面的电力转换器(100；100a；100b；100c)中，控制器(50)在判断为两相谐振电流同时流经谐振电感器(L1)的情况下，进行用于使一个切换电路(10)中的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)的各个导通时间段在预定方向上移位的控制。

在可以结合第一方面至第三方面中任一方面来实现的根据第四方面的电力转换器(100；100a；100b；100c)中，控制器(50)在判断为两相谐振电流同时流经谐振电感器(L1)的情况下，通过将两个切换电路(10)中的与第一切换元件(1)相关联的PWM信号具有较小占空比的切换电路视为一个切换电路(10)，来进行使一个切换电路(10)中的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)的各个导通时间段移位的控制。

根据第四方面的电力转换器(100；100a；100b；100c)允许以增加的自由度确定导通时间段移位的时间量。

在可以结合第一方面至第四方面中任一方面来实现的根据第五方面的电力转换器(100；100a；100b；100c)中，多个第二切换元件(2)两端的寄生电容兼用作多个谐振电容器(9)。

根据第五方面的电力转换器(100；100a；100b；100c)有助于通过减少所需的组件的数量来削减成本。

根据第六方面的控制方法是电力转换器的控制方法。电力转换器包括第一DC端子(31)和第二DC端子(32)、电力转换电路(11)、多个(例如，三个)AC端子(41)、多个开关(8)、多个谐振电容器(9)、谐振电感器(L1)、以及电容器(C1)。电力转换电路(11)包括多个第一切换元件(1)和多个第二切换元件(2)。在电力转换电路(11)中，多个切换电路(10)并联连接，在各切换电路中，多个第一切换元件(1)中的一个第一切换元件和多个第二切换元件(2)中的相应一个第二切换元件一对一地串联连接。在电力转换电路(11)中，多个第一切换元件(1)连接到第一DC端子(31)，并且多个第二切换元件(2)连接到第二DC端子(32)。多个AC端子(41)分别是针对多个切换电路(10)一对一地设置的。多个AC端子(41)中的各AC端子连接到多个切换电路(10)中的相应一个切换电路的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)之间的连接节点(3)。多个开关(8)是针对多个切换电路(10)一对一地设置的。多个开关(8)中的各开关的第一端子连接到多个切换电路(10)中的相应一个切换电路的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)之间的连接节点(3)。多个开关(8)的各个第二端子共同地连接到公共连接节点(25)。多个谐振电容器(9)分别是针对多个开关(8)一对一地设置的。多个谐振电容器(9)中的各谐振电容器连接在多个开关(8)中的相应一个开关的第一端子与第二DC端子(32)之间。谐振电感器(L1)具有第一端子和第二端子。在谐振电感器(L1)中，谐振电感器(L1)的第一端子连接到公共连接节点(25)。电容器(C1)连接在谐振电感器(L1)的第二端子与第二DC端子(32)之间。控制方法包括第一步骤和第二步骤。第一步骤包括：判断与属于多个切换电路(10)的两个切换电路(10)相对应的两相谐振电流是否同时流经谐振电感器(L1)。第二步骤包括：在第一步骤中判断为两相谐振电流同时流经谐振电感器(L1)的情况下，进行用于使两个切换电路(10)中的一个切换电路(10)中的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)的各个导通时间段移位的控制。

根据第六方面的控制方法使得能够更可靠地进行软切换。

附图标记说明

1第一切换元件

2第二切换元件

3连接节点

8开关

9谐振电容器

10切换电路

11电力转换电路

25公共连接节点

31第一DC端子

32第二DC端子

41 AC端子

50 控制器

100,100a,100b,100c电力转换器

C1 电容器

L1 谐振电感器

Claims (6)

1.一种电力转换器，包括：

第一DC端子和第二DC端子；

电力转换电路，其包括多个第一切换元件和多个第二切换元件，所述电力转换电路被实现为多个切换电路的并联连接，在所述多个切换电路中的各切换电路中，所述多个第一切换元件中的一个第一切换元件和所述多个第二切换元件中的相应一个第二切换元件一对一地串联连接，所述多个第一切换元件连接到所述第一DC端子，所述多个第二切换元件连接到所述第二DC端子；

多个AC端子，其分别是针对所述多个切换电路一对一地设置的，所述多个AC端子中的各AC端子连接到所述多个切换电路中的相应一个切换电路的第一切换元件和第二切换元件之间的连接节点；

多个开关，其是针对所述多个切换电路一对一地设置的，所述多个开关中的各开关的第一端子连接到所述多个切换电路中的相应一个切换电路的第一切换元件和第二切换元件之间的连接节点，所述多个开关的各个第二端子共同地连接到公共连接节点；

多个谐振电容器，其分别是针对所述多个开关一对一地设置的，所述多个谐振电容器中的各谐振电容器连接在所述多个开关中的相应一个开关的第一端子与所述第二DC端子之间；

谐振电感器，其具有第一端子和第二端子，所述谐振电感器的第一端子连接到所述公共连接节点；

电容器，其连接在所述谐振电感器的第二端子与所述第二DC端子之间；以及

控制器，其被配置为控制所述多个第一切换元件、所述多个第二切换元件和所述多个开关，

其中，所述控制器被配置为在判断为与属于所述多个切换电路的两个切换电路相对应的两相谐振电流同时流经所述谐振电感器的情况下，进行用于使所述两个切换电路中的一个切换电路中的第一切换元件和第二切换元件的各个导通时间段移位的控制。

2.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，

所述控制器被配置为在判断为所述两相谐振电流同时流经所述谐振电感器的情况下，进行用于使所述一个切换电路中的第一切换元件和第二切换元件的各个导通时间段移位了预定时间段的控制。

3.根据权利要求1或2所述的电力转换器，其中，

所述控制器被配置为在判断为所述两相谐振电流同时流经所述谐振电感器的情况下，进行用于使所述一个切换电路中的第一切换元件和第二切换元件的各个导通时间段在预定方向上移位的控制。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换器，其中，

所述控制器被配置为在判断为所述两相谐振电流同时流经所述谐振电感器的情况下，通过将所述两个切换电路中的与第一切换元件相关联的PWM信号具有较小占空比的一个切换电路视为所述一个切换电路，来进行用于使所述一个切换电路中的第一切换元件和第二切换元件的各个导通时间段移位的控制。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的电力转换器，其中，

所述多个第二切换元件两端的寄生电容兼用作所述多个谐振电容器。

6.一种电力转换器的控制方法，所述电力转换器包括：

第一DC端子和第二DC端子；

电力转换电路，其包括多个第一切换元件和多个第二切换元件，所述电力转换电路被实现为多个切换电路的并联连接，在所述多个切换电路中的各切换电路中，所述多个第一切换元件中的一个第一切换元件和所述多个第二切换元件中的相应一个第二切换元件一对一地串联连接，所述多个第一切换元件连接到所述第一DC端子，所述多个第二切换元件连接到所述第二DC端子；

多个AC端子，其分别是针对所述多个切换电路一对一地设置的，所述多个AC端子中的各AC端子连接到所述多个切换电路中的相应一个切换电路的第一切换元件和第二切换元件之间的连接节点；

多个开关，其是针对所述多个切换电路一对一地设置的，所述多个开关中的各开关的第一端子连接到所述多个切换电路中的相应一个切换电路的第一切换元件和第二切换元件之间的连接节点，所述多个开关的各个第二端子共同地连接到公共连接节点；

多个谐振电容器，其分别是针对所述多个开关一对一地设置的，所述多个谐振电容器中的各谐振电容器连接在所述多个开关中的相应一个开关的第一端子与所述第二DC端子之间；

谐振电感器，其具有第一端子和第二端子，所述谐振电感器的第一端子连接到所述公共连接节点；以及

电容器，其连接在所述谐振电感器的第二端子与所述第二DC端子之间，

其中，所述控制方法包括：

第一步骤，用于判断与属于所述多个切换电路的两个切换电路相对应的两相谐振电流是否同时流经所述谐振电感器；以及

第二步骤，用于在所述第一步骤中判断为所述两相谐振电流同时流经所述谐振电感器的情况下，进行用于使所述两个切换电路中的一个切换电路中的第一切换元件和第二切换元件的各个导通时间段移位的控制。