KR20230008868A - 2-와이어 전자 스위치 및 디머 - Google Patents

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앰버 세미컨덕터 아이엔씨.
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Abstract

AC 소스로부터 부하로 가는 파워를 제어하기 위한 양방향성 스위치 및 디머가 설명된다. 이러한 접근법은 플로팅(floating) AC/DC 파워 서플라이 및 AC 소스와 부하의 연결 및 AC 소스와 AC/DC 파워 서플라이의 주기적 연결 사이에서 교번하는 솔리드 스테이트 이중 폴 스위치를 포함하는, 양방향성 스위치 서브회로 구조인 파워 MOSFET을 사용한다. 스위치 및 디머 회로 구조는 두 개의 와이어만 가지는 현존하는 단상 회로에 삽입될 수 있게 한다. 이러한 디자인은 전체 회로를 단일 칩 상에 제작할 수 있게 한다.

Description

2-와이어 전자 스위치 및 디머
관련 출원에 대한 상호 참조
해당없음.
주정부에 의해 후원된 연구 또는 개발에 관련된 진술
해당없음.
본 발명은 전자 스위치 및 디밍 제어를 제공하기 위한 파워 관리 시스템 및 방법에 관한 것이다.
전통적으로, 가정 및 비즈니스 환경에서 교류(AC) 전력에 액세스하는 것은, 설비 전기 시스템 내로 유선 연결되는 기계적 아웃렛에 의해 제공된다. 이러한 아웃렛은 퓨즈 및 회로 차단기와 같은 전기기계 디바이스를 사용하여, 과도한 전기 부하 또는 발생가능한 위험한 접지 고장으로부터 보호된다. 이와 유사하게, 조명 및 실링팬과 같은 종래의 실내 전기 기기의 제어는 전기기계 스위치를 사용하여 이루어진다. 이러한 근본적으로 기계적인 제어 디바이스는 간단한 온-오프 제어를 제공하고, 필연적으로 마모되며, 시간이 지남에 따라서 단락 회로 또는 잠재적으로 위험한 방전(arcing)을 초래할 수 있다.
일반적인 전기 기기의 더 미세한 제어는, 통상적으로 AC 메인 파형이 사이클별로 인터럽트되게 하는 소위 위상 제어가 이루어지게 하는, 트라이악과 같은 전자 디바이스에 의해 제공된다. 트라이악 이전의 가변저항기(rheostat) 또는 자동변압기보다 훨씬 더 효율적이지만, 트라이악은 큰 전기 부하를 제어하기 위한 작은 엔클로저 내에서 효과적으로 사용되기에는 여전히 비효율적이고, 전기 잡음이 설비 전기 시스템 내에 다시 생기게 할 수 있다. 더욱이, 이들은 건강에 유해한 효과가 생기게 하는, 현대의 발광 다이오드(LED) 램프에서의 깜빡임을 초래할 수 있다.
최신 AC 스위치는 AC 파워를 소망되는 부하에 인가하는 것을 제어하기 위해서 바이폴라 트랜지스터 또는 MOSFET과 같은 고전압 반도체 디바이스를 채용한다. 이러한 현재의 회로는 AC/DC 파워 서플라이 및 통상적인 단상 회로의 다음의 세 가지 와이어 모두에 대한 액세스를 요구하는 트랜지스터화된 제어 회로를 포함한다: AC 메인으로부터의 핫(hot) 리드, 스위칭되는 부하로 연결되는 리드, 및 공통인 중성 리드. 이러한 최신의 3-와이어 시스템은 2018 년 11월 7일에 출원되고 발명의 명칭이 "Electronic Switch and Dimmer"인 Telefus 등의 국제 출원 공개 번호 제 WO 2019/133110을 포함한다.
따라서, 설비 전기 시스템 내의 광범위한 애플리케이션을 위한, 더 신뢰가능하고 효율적인 보다 광범위한 제어 옵션을 제공하는 개선된 전자 AC 제어 시스템에 대한 필요성이 존재한다. 더욱이, 낮은 비용으로 제작될 수 있고 발전된 파워 제어 기능을 위하여 다른 회로부와 함께 통합될 수 있는 반도체 디바이스를 사용하여 실현될 수 있는 이러한 제어 시스템, 및 두 개의 와이어인 핫 AC 메인 리드 및 부하만을 사용하여 간단히 설치될 수 있는 제어 시스템에 대한 필요성이 존재한다.
본 발명은 간단한 아웃렛 온-오프 스위칭으로부터, 예를 들어 전기 조명의 디밍을 위해서 인가된 AC 파워를 연속적으로 변경하는 것에 이르는 설비 전기 시스템 전체에서, AC 파워를 제어하기 위한 새로운 접근법에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 일 실시형태에서 온-오프 및 AC 메인 파형의 위상-제어 양자 모두를 제공하는 기능들의 조합에 관한 것이다.
일 실시형태는 전자 스위치로서, AC 메인 서플라이와 요구되는 부하 사이에 연결된 매우 낮은 "온" 저항을 가지는 파워 MOS 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)를 사용한다. 통상적인 파워 MOSFET은 본질적으로 도전 채널과 병렬인 보디 다이오드를 포함하기 때문에, 진정으로 양방향성인 (AC) 스위치 구성을 제공하기 위해서, 공통인 소스 단자를 가지는 디바이스들의 쌍이 백투백 구조로 연결된다. 파워 MOSFET의 스위칭 동작을 제어하기 위하여, AC 메인 파형과 동기된 MOSFET 스위치의 동작을 통해서 주기적으로 리프레시되는 새로운 플로팅 AC/DC 파워 서플라이가 포함된다.
특정한 예들은 본 발명의 개념을 예시적인 애플리케이션들로 한정하려는 의도가 아니다. 본 발명의 다른 양태와 장점들은 첨부 도면과 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1은 기본적인 선행 기술의 3-와이어 스위치/디머 회로의 블록도이다.
도 2는 종래 기술의 전환된 AC/ DC 파워 서플라이의 개략도이다.
도 3a는 선행 기술의 양방향성 스위치의 기본적인 소자들의 개략도이다.
도 3b는 스위치 디바이스들에 걸쳐서 추가 부하를 포함하는 도 3a의 회로의 변경예이다.
도 3c는 스위치 디바이스가 "오프" 상태일 때에 추가 부하를 통해 흐르는 전류를 보여주는 도 3b의 회로이다
도 4는 2-와이어 스위치/디머 회로의 실시형태의 블록도이다.
도 5는 MOSFET을 사용하는 도 2의 AC/DC 파워 서플라이의 일 실시형태의 개략도이다.
도 6은 도 5의 AC/DC 파워 서플라이 및 도 3a의 기본적인 스위치 회로의 변경예를 사용하는, 도 1의 3-와이어 회로의 일 실시형태의 개략도이다.
도 7은 도 6의 실시형태의 개략도인데, 소자들은 도 4의 2-와이어 회로를 생성하도록 재연결되었다.
도 8a는 양방향성 스위치 내의 MOSFET이 "오프" 상태이고 중성 라인이 핫 라인에 비하여 포지티브인, 도 7의 회로의 효과적인 구성을 보여준다.
도 8b는 양방향성 스위치 내의 MOSFET이 "오프" 상태이고 핫 라인이 중성 라인에 비하여 포지티브인, 도 7의 회로의 효과적인 구성을 보여준다.
도 9는 양방향성 스위치 내의 MOSFET이 "온" 상태인 도 7의 회로의 효과적인 구성을 보여준다.
도 10은 과전류 보호 및 출력 DC 전압 레귤레이션을 위한 서브회로들이 추가된, 도 7의 회로를 보여준다.
도 11은 도 10에서 사용되는 바와 같은 밸러스트 회로의 세부사항을 보여준다.
도 1은 솔리드 스테이트 스위치 디바이스를 이용한 기본적인 선행 기술의 3-와이어 스위치/디머 유닛(100)의 블록도이다. AC 메인 소스(101)는 스위치/디머 회로(100)를 통하여, 부하(104) 및 중성(105) 출력 연결에 연결된 부하(102)로 연핫(103) 및 중성(105) 입력 연결을 제공한다. 스위치 디바이스(108)는 AC/DC 파워 서플라이(106)에 의한 DC 파워가 제공된 스위치 제어 회로(107)에 의해서 구동된다. 스위치 모드에서 연속적인 DC 바이어스가 제어 회로(107)에 의해 스위치 디바이스(108)에 공급되어 닫힌 상태를 유지하게 한다. 디머 모드에서, 동작 바이어스는 AC 메인(101) 파형과 동기화된 펄스로서 제어 회로(107)에 의해서 제공되는데, 펄스의 듀티 사이클은 부하에 인가되는 총 파워의 퍼센트를 형성한다. 디머 동작을 위해서, 제어기(107)는 당업계에 공지된 바와 같은 펄스 생성 회로부 및 AC 메인과의 동기화부를 포함한다. 제어기는 소망되는 파워를 부하에 입력하기 위한 사용자 인터페이스를 더 포함할 수 있다. 일 실시형태에서, 사용자 인터페이스는 물리적으로 제어 회로(107) 내에 통합된다. 다른 실시형태에서, 제어 회로는 무선 통신 회로부를 포함하고 사용자 인터페이스는 제어 회로(107)로부터 물리적으로 원격으로 위치된다. 스위치/디머 유닛을 설치하기 위해서는 최소 세 개의 연결(103-105)이 요구된다는 것에 주의한다.
도 2는 종래 기술의 전환된 AC/ DC 컨버터(106)의 개략도이다. 회로부는 출력 노드(204)를 가지고 AC 메인(101)에 걸쳐서 연결되는 전압 분배기 네트워크(201, 202)를 포함한다. 비교기 회로(203)는 전압 분배기 출력 노드(204)에 연결된 그 반전 입력 및 그 비-반전 입력에 연결된 레퍼런스 전압 VR을 가지는 전압 레퍼런스(205)를 가지는데, 비교기(203)는 전압 분배기 출력 전압 VD가 레퍼런스 전압 VR을 초과하면 후속하는 회로부로부터 핫 입력(103)을 단절시키는(스위치(206)를 개방함) 직렬 스위치(206)를 제어한다. 스위치(206)가 닫히면, 커패시터(208)가 직렬 다이오드(207)를 통해서 충전된다. 전압 분배기 출력 전압이 감소할 경우, 다이오드(207)는 커패시터(208)가 스위치(206)를 통해서 방전되는 것을 방지한다. 따라서, 다이오드(207) 및 커패시터(208)의 조합은 후속 레귤레이터 회로부 및 부하(209)에 공급하기 위하여 에너지를 AC 메인 사이클의 각각의 절반 동안에 저장하는 "피크 검출기(peak detector)" 회로를 형성한다. 커패시터(208) 양단의 전압은 후속 레귤레이터 회로부 및 부하(209)의 에너지 요구 사항을 만족시킬만큼 클 필요가 있을 뿐이다. 후속하는 레귤레이터(209)로 들어가는 입력 전압은 AC 메인의 rms 값과 비교할 때 크게 감소된다. 전압 분배기 출력(204)에서의 전압이 VR보다 크게 유지되기만 하면, "피크 검출기" 회로의 동작은 AC 메인의 피크 전압 내의 요동과 무관하게 커패시터(208)에 저장된 정상 상태 전압이 언제나 VR이 되도록 보장한다. 스위칭 회로의 이러한 실시형태는 전압 레귤레이터 회로 자체로서 동작한다.
도 3a는 AC 소스(101)로부터 부하(102)로 전달되는 파워를 제어하는 양방향성 전자 스위치를 생성하도록 파워 MOSFET 디바이스를 사용하는 종래 기술의 양방향성 스위치(108)의 기본적인 소자들의 개략도이다. 파워 MOSFET(301 및 302)은 보디 다이오드들(303 및 304)을 각각 포함한다. 스위치(306)는 파워 MOSFET(301 및 302)에 인가되는 게이트-소스 바이어스 전압을 제어한다. "온" 포지션(307)에서, 바이어스 전압(305)이 파워 MOSFET(301 및 302)의 게이트 단자(313, 314)에 인가된다. 전압(305)은 파워 MOSFET의 임계 전압(통상적으로 5 내지 10 볼트임)보다 큰 전압이고, 반전층이 형성되게 하고, 이를 통하여 각각의 디바이스의 드레인(309, 310)으로부터 소스(311, 312)로 연장되는 도전 채널을 생성한다. 이러한 "온" 상태에서, 각각의 파워 MOSFET의 드레인-소스 거동은 낮은 값의 저항인 Rds로 모델링될 수 있다. 드레인과 소스 사이의 전압 강하가 약 0.6 볼트 미만으로 유지되는 한, 보디 다이오드는 비도전성을 유지하고, 무시될 수 있다. "온" 상태에서, 도 3a의 회로는 등가적으로, 값 2Rds를 가지는 직렬 저항을 통해 AC 소스(101)에 연결된 부하(102)가 된다.
스위치(306)의 "오프" 포지션(308)에서, 파워 MOSFET(301, 302)의 게이트 단자(313, 314)는 소스 단자(311, 312)에 단락되고, 드레인-소스 도전 채널은 드레인-소스 전압이 보디 다이오드의 브레이크다운 전압 아래에 유지되는 한 사라진다. "오프" 상태에서, 도 1의 회로는 등가적으로 백투백 보디 다이오드(303 및 304)를 통해 AC 소스(101)에 연결되는 부하(102)가 되고, 이것은 부하(102)를 소스(101)로부터 효과적으로 단절시킨다. "오프" 상태에서 파워 MOSFET의 드레인-소스 전압이 보디 다이오드의 브레이크다운 전압인 Vbr 미만으로 유지되어야 한다는 요구 사항은, 보디 다이오드의 브레이크다운이 AC 소스(101)의 피크 전압을 초과할 것을 요구한다. 따라서, 예를 들어 소스(101)가 공통 120 볼트(rms) AC 메인에 대응한다고 가정하면, 각각의 보디 다이오드의 브레이크다운 전압은 170 볼트의 피크 소스 전압을 초과해야 한다.
파워 MOSFET 구조체를 더 상세히 분석하면, 보디 다이오드가 실질적으로 MOSFET 채널과 병렬 연결된 바이폴라 트랜지스터의 베이스-콜렉터 정션이 된다는 것이 드러난다. 추가적 기생 소자는 베이스-콜렉터 정션의 커패시턴스 및 베이스 및 이미터 사이의 기생 저항을 포함한다. 이러한 AC-커플링된 회로는 드레인-소스 전압의 변화율인 dVds/dt에 제약이 생기게 하여, 베이스-이미터 정션을 순방향 바이어싱하는 것을 피해서, MOSFET 채널이 "오프"인 동안에 바이폴라 트랜지스터가 통전하게 한다. 결과적으로 얻어지는 누설 전류가 부하(102)에 급전할만큼 충분하지 않을 수도 있는 반면에, 이것은 추가적인 효율 또는 안전성 문제를 일으키기에는 충분히 클 수 있다.
이와 유사하게, "온" 상태에서의 제약을 고려하면, 각각의 파워 MOSFET에 대해 Rds*Iload로 주어지는 드레인-소스 전압 강하가 약 0.6 볼트보다 적어지도록 요구한다. 잠재적으로 더 중요한 것은, "온" 상태에서 각각의 파워 MOSFET에서 소산되는, Rds*Iload2으로 주어지는 파워인데, 이것은 과도한 온도 상승을 피하기 위해서 수 와트 미만으로 유지되어야 한다. 따라서, 예를 들어 공통 가정용 회로를 20 암페어의 통상적 한계를 가지는 120 볼트 AC 메인으로부터 스위칭하려면, 각각의 파워 MOSFET에 대한 Rds가 0.005 옴(5 밀리옴)보다 적어야 한다.
디바이스 내의 구조 및 도핑 레벨을 변경함으로써, 보디 다이오드의 브레이크다운 전압이 Rds의 값에 대해서 트레이드 오프될 수 있다는 것이 당업계에는 잘 알려져 있다. 특히, Rds의 값은 Vbr 2.5에 비례하는 것이 밝혀진 바 있다. 따라서, 예를 들어 Vbr을 절반으로 줄이면 Rds가 5.7의 인자만큼 감소되는 결과가 된다.
도 3a의 회로는, 스위치(306) 및 전압원(305)을 포함하는 개념적인 바이어스 스위칭 회로가, 소스(101)의 전체 피크-피크 범위에 걸쳐 전압이 변하는 백투백 파워 MOSFET(301 및 302)의 공통 소스 단자와 함꼐 전기적으로 플로팅된다는 것을 보여준다. 비록 개념 상으로는 간단하지만, 이러한 플로팅 바이어스 회로를 실제로 낮은 비용에 구현하는 것은 어려울 수 있다.
도 3b는 추가적인 부하 디바이스(317)가 파워 MOSFET(301 및 302)과 병렬 연결되고, "온" 포지션인 제어 스위치(306)가 파워 MOSFET 게이트(313, 314)를 전압(305)에 연결시키는, 도 3a의 회로의 변경예를 보여준다. 전류는 AC 소스(101)로부터 파워 MOSFET 채널을 통해 부하(102)로 흘러가고, 경로(318)를 따라가면서 추가적 부하 디바이스(317)를 실질적으로 바이패스한다. 도 3c는 제어 스위치(306)가 "오프' 포지션으로 이동되어 파워 MOSFET 게이트 전극(313, 314)을 소스 단자(311, 312)에 연결시킬 때의 도 3b의 회로를 도시한다. 이러한 경우에, 파워 MOSFET 디바이스는 비통전 상태가 되고 전류는 AC 소스(101)로부터 추가 부하(317)를 통해서 흐른다. 전류는 추가 경로(319)를 따라가서 부하(317) 및 부하(102)를 통해서 흐르고 AC 소스(101)로 복귀한다. 따라서, 양방향성 스위치 회로는 2-폴 스위치와 유사하게 동작하며, 파워 MOSFET이 "온"인 경우 전체 전류를 부하(102)에 공급하고, 파워 MOSFET이 "오프"인 경우 감소된 파워를 추가 부하(317)로 공급한다.
도 4는 2-와이어 스위치/디머(400)의 실시형태의 블록도이다. 도 1과 달리, 전자 스위치 및 디머(400)는 연결 및 동작을 위해서 두 개의 와이어(103, 104)만을 요구한다. 전자 스위치 소자(401)는 AC 메인(101)을 부하(102)에 직접적으로 연결한다. AC 파워는 공급 라인(402, 403)을 통해서 AC/DC 컨버터(106)에 제공되고, 필터링되고 조절된 DC 파워가 DC 출력 라인(404, 405)을 통하여 후속 회로부에 공급된다. 제어 회로(107)에는 입력 라인(406, 407)을 통해서 DC 파워가 공급되고, 스위치(401)의 상태를 제어하기 위한 제어 신호가 제어 라인(408, 409)을 통해서 제공된다. 도 1의 회로에서와 같이, 디머 모드에서 스위치(401)에 대한 동작 바이어스는 AC 메인(101) 파형과 동기화된 펄스로서 제어 회로(107)에 의해서 제공되는데, 펄스의 듀티 사이클은 부하에 인가되는 총 파워의 퍼센트를 형성한다. 스위치 모드에서 연속적인 풀 파워 동작을 하려면, 스위치(401)가 주기적으로 개방되어, 동작 DC 파워를 리프레시 동작들 사이에 제공하기 위해 충분한 에너지 저장소를 포함해야 하는 AC/DC 파워 서플라이(106)를 리프레시해야 한다.
도 5는 MOSFET을 사용하는 도 2의 AC/DC 파워 서플라이의 일 실시형태의 개략도인데, MOSFET 중 하나(503)는 입력 / 게이트(510) 및 출력(511)을 포함하여 간단한 비교기 회로(도 2의 203)를 형성하고, 하나(506)는 스위치(도 2의 206)와 같은 입력 / 게이트(512) 및 출력(513)을 가진다. 비교기로 들어가는 입력은 MOSFET(503)의 게이트(510)이고, 도 2의 전압 레퍼런스(205)와의 유사체는 MOSFET(503)의 임계 전압이다. MOSFET(503 및 506) 양자 모두는 504 및 507로 각각 명시적으로 표시된 보디 다이오드들을 포함한다. AC 메인(101)에 걸쳐서 나타나는 것이 아니라, 저항(501 및 502)을 포함하는 전압 분배기는 실질적으로 DC 출력 노드(514)에 걸쳐서 나타난다. 따라서, DC 출력(514)이 MOSFET(503)의 임계 전압 및 저항(501 및 502)에 의해 구축된 전압 분배기 비율에 의해 결정되는 값에 도달하면 MOSFET(503)이 턴온되고, 이를 통하여 스위치 MOSFET(506)을 턴오프한다. AC 메인(101)의 핫 리드(103)가 중성 리드(105)에 비하여 포지티브일 때애, 회로가 설명된 바와 같이 동작한다는 것에 주의한다. 중성 리드(105)가 핫 리드(103)에 비하여 포지티브가 되면, 전류는 보디 다이오드(504), 한류 저항(505), 제너 다이오드(508) 및 커패시터(509)로 이루어지는 병렬 네트워크를 거쳐서, 그리고 보디 다이오드(507)를 통해서 AC 메인(101)으로 다시 흘러간다. 그러면, AC 메인(101)의 극성이 반전될 경우 완전히 온 상태가 되도록 보장하기에 충분하게끔 스위치 MOSFET(506)의 임계 전압을 초과하도록 선택된 제너 전압까지 커패시터(509)가 충전된다. 이러한 회로 구조는 그 순방향 통전 모드에서 스위치 MOSFET(506) 내에서 소산되는 파워를 크게 절감하고, 이를 통하여 회로의 효율이 크게 증가된다.
도 6은 도 5의 AC/DC 파워 서플라이 및 도 3의 기본적인 스위치 회로의 변경예를 사용하는, 도 1의 3-와이어 회로(100)의 일 실시형태의 개략도이다. 스위치 회로는 보디 다이오드(303 및 304)를 각각 포함하는 파워 MOSFET(301 및 302)을 포함하고, AC/DC 파워 서플라이에 의해 제공되는 제어 전압 레벨을 허용하기 위해서 AC 메인(101) 중성 라인(105)에 재위치된다. 도 3의 스위치(306)의 기능은, 플로팅 제어 출력(408 및 409)을 제공하고 도 5에 도시되는 AC/DC 파워 서플라이 회로에 의해서 급전되는 제어 회로(107)를 사용하여 직접적으로 달성된다.
도 7은 도 6의 실시형태의 개략도인데, 소자들은 도 4의 2-와이어 회로(400)를 생성하도록 재연결되었다. 새로운 구조는 주로, AC 소스(101)의 핫 리드(103)를 이전에는 중성 라인(105)이었던 것에 재연결하는 것, 이전에는 AC 메인(101) 핫 리드(103)로부터의 부하를 AC 메인(101) 중성 리드(105)에 재연결하는 것, MOSFET(506)의 드레인(701)을 이전에는 AC 메인(101) 핫 리드(103)였던 것으로부터 양방향성 스위치 출력 노드(702)에 재연결하는 것, 및 커패시터(208), 제어 회로(107), 및 MOSFET 스위치 디바이스(301 및 302)의 공통 소스 연결부로의 연결을 가지는 플로팅 중성(404) 라인을 AC 메인(101) 중성 라인(105)이었던 것으로부터 분리하는 것을 수반한다. 도 6에서와 같이, 제어 회로(107)는 플로팅 제어 출력(408 및 409)을 제공한다. 요약하자면, 제 1 단자와 제 2 단자를 가지는 AC 소스(101) 및 제 1 단자와 제 2 단자를 가지는 부하(102) 사이의 교류(AC) 회로에서 전류를 스위칭하기 위한 양방향성 전자 스위치 시스템(400)으로서, 상기 AC 소스(101)의 제 1 단자에 연결된 입력 단자(103) 및 상기 부하(102)의 제 1 단자에 연결된 출력 단자(104) - 상기 AC 소스(101)의 제 2 단자 및 상기 부하(102)의 제 2 단자는 상기 양방향성 스위치 시스템의 외부에 상호연결됨 -를 가지고,
a. 상기 AC 소스(101)로부터의 에너지를 직류(DC)로 제어 회로 시스템(107)에 연결된 제 1 출력 단자(404) 및 제 2 출력 단자(405)에 제공하기 위한 제 1 입력 단자(402) 및 제 2 입력 단자(403)를 가지는 AC-DC 변환 시스템(106);
b. 상기 AC-DC 변환 시스템(106)의 제 1 출력(404) 및 제 2 출력(405)에 각각 연결된 제 1 DC 입력 단자(406) 및 제 2 DC 입력 단자(407); 및 제어 신호를 전자 스위치(401)에 제공하기 위한 제 1 출력 단자(408) 및 제 2 출력 단자(409)를 가지는 상기 제어 회로 시스템(107); 및
c. 상기 입력 단자(103)와 양방향성 스위치 출력 단자(104) 사이에 연결된 전자 스위치(401) - 제어 시스템 출력 단자들(408, 409) 사이에서 나타내는 제어 신호의 상태가 스위치의 상태를 결정함 -
를 더 포함하는, 양방향성 전자 스위치 시스템이 제공된다.
도 8a는 양방향성 스위치 회로 내의 MOSFET(301, 302)이 "오프" 상태이고 AC 메인(101) 핫 라인(103)이 AC 메인(101) 중성 라인(105)에 비하여 포지티브인, 도 7의 회로의 효과적인 구성을 보여준다. 전류는 보디 다이오드(504), 한류 저항(505), 제너 다이오드(508) 및 커패시터(509)로 이루어진 병렬 네트워크를 통해서 흐르고, 그리고 보디 다이오드(507) 및 부하(102)를 통해서 AC 메인(101)으로 다시 흘러간다. 그러면, AC 메인(101)의 극성이 반전될 경우 완전히 온 상태가 되도록 보장하기에 충분하게끔 스위치 MOSFET(506)의 임계 전압을 초과하도록 선택된 제너 전압까지 커패시터(509)가 충전된다.
도 8b는 양방향성 스위치 내의 MOSFET이 "오프" 상태이고 AC 메인(101) 중성 라인(105)이 AC 메인(101) 핫 라인(103)에 비하여 포지티브인, 도 7의 회로의 효과적인 구성을 보여준다. 전류는 부하(102)를 통해서, MOSFET(506)의 채널을 통해서, 그리고 피크 검출 다이오드(207)를 통해서 흐르면서, 커패시터(208)를 MOSFET(503)의 임계 전압 및 저항(501 및 502)을 포함하는 전압 분배기에 의해 결정되는 전압으로 충전시키고, 순방향 바이어스된 보디 다이오드(303)를 통해서 AC 메인(101)으로 돌아간다.
도 9는 양방향성 스위치 내의 MOSFET이 "온" 상태인 도 7의 회로의 효과적인 구성을 보여준다. AC/DC 파워 서플라이 회로는 바이패스되고, 모든 전류는 AC 메인(101)으로부터 부하(102)를 통해 흐른다.
도 10은 과전류 보호 및 출력 DC 전압 레귤레이션을 위한, 그리고 LED 조명을 위한 밸러스트를 제공하기 위한 서브회로들이 추가된, 도 7의 회로를 보여준다. 전류 샘플링 저항(1002) 및 npn 바이폴라 트랜지스터(1001)는 과전류 보호 회로를 형성한다. 저항(1002)은 파워 MOSFET(506)의 최대 전류 등급에 의해 결정되는 매우 작은 값(1 옴보다 훨씬 작음)을 가진다. 저항(1002) 양단의 전압이 약 0.6V를 초과하면(실리콘 트랜지스터의 경우), 바이폴라 트랜지스터(1001)는 통전되고 MOSFET(506)의 게이트를 자신의 소스에 연결하며 전류를 감소시킨다. 직렬인 패스 MOSFET(1003), 바이어스 저항(1004), 제너 다이오드(1005) 및 필터 커패시터(1006)는 간단한 전압 레귤레이션 회로를 형성한다. 출력 전압(514)은 패스 MOSFET(1003)의 임계 전압 보다 낮은, 다이오드(1005)의 제너 전압에 의해 주어지는 값으로 조정될 것이다. 일 실시형태에서, 2-와이어 스위치는 부하 전류의 추가적인 제어를 제공하는 밸러스트 회로(1007)를 더 포함한다. 회로(1007)는 스위치(301, 302)와 직렬로 연결된다. 밸러스트 회로(1007)는 제어 회로(107)에 의해 제어되고, 1008을 통하여 스위치 제어 회로(107)에 연결된다. 연결(1008)은 제어 회로(107)로 연결되는 유선 또는 무선 연결일 수 있다.
도 11에 도시되는 일 실시형태에서, 밸러스트 회로(1007)는 병렬 연결된 밸러스트 저항(1101) 및 스위치(1102)를 포함한다. 스위치(1102)는 제어 회로(107)에 의해서 연결(1108)을 통해 제어된다. LED 조명을 디밍하기 위한 일 실시형태에서, 0% 출력까지 디밍할 때에 스위치(1102)는, 밸러스트 저항(1101)이 연결된 LED 부하를 통과하는 전류를 LED를 켜기 위해서 요구되는 임계보다 낮게 감소시키도록, 일반적으로 닫히고 열린다. 일 실시형태에서, 스위치(1102)는 릴레이 스위치이다. 다른 실시형태에서, 제어 라인(1008)은 제어 회로(107)로의 무선 연결이다.
요약
AC 소스로부터 부하로 가는 파워를 제어하기 위한 양방향성 스위치 및 디머가 설명된다. 이러한 접근법은 플로팅(floating) AC/DC 파워 서플라이 및 AC 소스와 부하의 연결 및 AC 소스와 AC/DC 파워 서플라이의 주기적 연결 사이에서 교번하는 솔리드 스테이트 이중 폴 스위치를 포함하는, 양방향성 스위치 서브회로 구조인 파워 MOSFET을 사용한다. 스위치 및 디머 회로 구조는 두 개의 와이어만 가지는 현존하는 단상 회로에 삽입될 수 있게 한다. 이러한 디자인은 전체 회로를 단일 칩 상에 제작할 수 있게 한다.

Claims (13)

  1. 제 1 단자와 제 2 단자를 가지는 AC 소스(101) 및 제 1 단자와 제 2 단자를 가지는 부하(102) 사이의 교류(AC) 회로에서 전류를 스위칭하기 위한 양방향성 전자 스위치 시스템(400)으로서,
    a. 상기 AC 소스(101)의 제 1 단자에 연결된 입력 단자(103) 및 상기 부하(102)의 제 1 단자에 연결된 출력 단자(104) - 상기 AC 소스(101)의 제 2 단자(105) 및 상기 부하(102)의 제 2 단자는 상기 양방향성 스위치 시스템의 외부에 상호연결됨 -;
    b. 상기 AC 소스(101)로부터의 에너지를 직류(DC)로 제어 회로 시스템(107)에 연결된 제 1 출력 단자(404) 및 제 2 출력 단자(405)에 제공하기 위한 제 1 입력 단자(402) 및 제 2 입력 단자(403)를 가지는 AC-DC 변환 시스템(106);
    c. 제어 신호를 전자 스위치(401)에 제공하기 위한 제 1 출력 단자(408) 및 제 2 출력 단자(409)를 가지는 상기 제어 회로 시스템(107); 및
    d. 상기 입력 단자(103)와 양방향성 스위치 출력 단자(104) 사이에 연결된 상기 전자 스위치(401) - 제어 시스템 출력 단자들(408, 409) 사이에서 나타내는 제어 신호의 상태가 스위치의 상태를 결정함 -
    를 포함하는, 양방향성 전자 스위치 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 AC-DC 변환 시스템은,
    a. 제어 회로 시스템(107)에 걸쳐 연결된 전압 분배기(501, 502);
    b. 입력(510) 및 상기 입력(510)을 통하여 상기 전압 분배기에 연결된 출력(511)을 가지는 제 1 스위치(503);
    c. 입력(512) 및 출력(513)을 가지는 제 2 스위치(506) - 상기 입력(512)은 한류 저항(505)을 통하여 상기 제 1 스위치(503)의 출력(511)에 연결됨 -;
    d. 다이오드(207)를 통하여 상기 제 2 스위치(506)의 출력(513)에 연결된 저장 커패시터(208);
    e. 상기 제 2 스위치(506)의 입력(512)과 출력(513) 사이에 연결되고 제너 전압을 가지는 제너 다이오드(508) 및 상기 제너 다이오드(508)에 병렬 연결됨으로써 상기 제 2 스위치(506)의 입력(512)과 출력(513) 사이의 전압을 상기 제너 다이오드(508)의 제너 전압으로 클램핑하는 분기 커패시터(509); 및
    f. 상기 저장 커패시터(208)에 연결된 상기 제어 회로 시스템(107)을 포함하는, 양방향성 전자 스위치 시스템.
  3. 제 2 항의 AC-DC 변환 시스템으로서,
    상기 저장 커패시터(208)와 상기 제어 회로 시스템(107) 사이에 개재된 직렬 전압 레귤레이터 회로를 더 포함하고,
    상기 직렬 전압 레귤레이터 회로는,
    특성 임계 전압(VT)을 가지고 상기 제어 회로 시스템(107)에 연결된 패스 트랜지스터(1003),
    상기 패스 트랜지스터에 걸쳐 연결된 바이어스 저항(1004), 및
    제너 전압(Vz)을 가지고, 상기 제어 회로 시스템(107)으로의 출력 전압이 VZ - VT에서 유지되도록 상기 바이어스 저항에 연결된 제너 다이오드(1005)를 포함하는, AC-DC 변환 시스템.
  4. 제 2 항의 AC-DC 변환 시스템으로서,
    제 2 스위치(506)를 통해 흐르는 전류를 제한하도록 상기 제 2 스위치(506)와 상기 저장 커패시터(208) 사이에 개재된 한류 전자 회로부를 더 포함하고,
    상기 한류 전자 회로부는,
    a. 상기 제 2 스위치(506)의 출력(513)과 상기 제어 회로 시스템(107) 사이에 연결된 감지 저항(1002); 및
    b. 상기 제어 회로 시스템과 상기 제 2 스위치(506)의 입력(512) 사이에 연결된 바이폴라 트랜지스터(1001)를 포함하는, AC-DC 변환 시스템.
  5. 제 2 항의 AC-DC 변환 시스템으로서,
    상기 제 1 스위치 및 제 2 스위치는 양자 모두 N-MOSFET인, AC-DC 변환 시스템.
  6. 제 2 항의 AC-DC 변환 시스템으로서,
    상기 제 1 스위치 및 제 2 스위치는 양자 모두 바이폴라 트랜지스터인, AC-DC 변환 시스템.
  7. 제 1 항의 AC-DC 변환 시스템으로서,
    모든 반도체 디바이스는 단일 집적 회로 칩 상에 제작된, AC-DC 변환 시스템.
  8. 제 2 항의 AC-DC 변환 시스템으로서,
    모든 반도체 디바이스는 단일 집적 회로 칩 상에 제작된, AC-DC 변환 시스템.
  9. 제 4 항의 AC-DC 변환 시스템으로서,
    모든 반도체 디바이스는 단일 집적 회로 칩 상에 제작된, AC-DC 변환 시스템.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 부하(102)로 전달되는 AC 파워의 위상 제어를 제공하도록, 상기 스위치 제어 회로(107) 출력 신호(408, 409)는 상기 AC 소스(101)와 동기되어 펄스화되는, 양방향성 전자 스위치 시스템.
  11. 제 1 항에 있어서,
    제어 회로 시스템(107) 출력 신호(408, 409)는, 상기 AC 소스(101)와 동기화된 펄스열을 포함하고,
    상기 펄스열은, 상기 부하(102)로 전달되는 평균 전류/파워를 효과적으로 제어함으로써 광원 부하에 대한 디밍 효과 및 AC 모터 부하에 대한 속도 제어를 제공하도록 조절가능한 펄스폭을 가지는, 양방향성 전자 스위치 시스템.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 전자 스위치(401)는,
    a. 제 3 직렬 연결된 전자 스위치 디바이스(301) 및 제 4 직렬 연결된 전자 스위치 디바이스(302)를 포함하고,
    각각의 스위치 디바이스는 드레인 단자(309, 310), 소스 단자(311, 312) 및 게이트 단자(313, 314)를 가지고,
    상기 제 3 직렬 연결된 스위치 디바이스및 제 4 직렬 연결된 스위치 디바이스 각각은 상기 게이트 단자(313, 314)와 상기 소스 단자(311, 312) 사이에 특성 임계 전압을 가지며,
    상기 제 3 스위치 디바이스(301)의 드레인 단자(309)는 솔리드 스테이트 양방향성 스위치(400)의 제 1 입력 단자를 포함하고,
    상기 제 4 스위치 디바이스(302)의 드레인 단자(310)는 상기 솔리드 스테이트 양방향성 스위치(400)의 제 1 출력 단자를 포함하며,
    상기 제 1 스위치 디바이스(301) 및 제 2 스위치 디바이스(302)의 소스 단자(311, 312)는 제 1 제어 단자(315)에 상호연결되고,
    상기 제 1 스위치 디바이스 및 제 2 스위치 디바이스의 게이트 단자(313, 314)는 제 2 제어 단자(316)에서 상호연결된, 양방향성 전자 스위치 시스템.
  13. 제 12 항에 있어서
    상기 양방향성 전자 스위치 시스템은,
    상기 제 3 스위치 디바이스(301)의 드레인 단자(309)와 상기 입력 단자(103) 사이에 연결된 밸러스트 회로(ballast circuit; 1007)를 더 포함하고,
    상기 밸러스트 회로는 제 5 스위치(1102) 및 밸러스트 저항(1101)을 포함하며,
    상기 밸러스트 저항 및 상기 제 5 스위치는 병렬 연결되고,
    상기 제 5 스위치는, 상기 제 5 스위치가 제 1 상태에서 닫히고 상기 양방향성 전자 스위치 시스템(400)을 통하여 상기 부하(102)로 흘러가는 전류가 상기 밸러스트 저항(1101)을 바이패스하도록, 그리고 상기 제 5 스위치가 제 2 상태에서 열리고 상기 양방향성 전자 스위치 시스템(400)을 통하여 상기 부하(102)로 흘러가는 전류가 상기 밸러스트 저항(1101)에 의하여 제한되도록, 상기 전자 제어 시스템(107)에 의하여 제어되는, 양방향성 전자 스위치 시스템.
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