KR20220082595A

KR20220082595A - 무선 중계 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20220082595A
Application number: KR1020200172638A
Authority: KR
Inventors: 김병철
Original assignee: 주식회사 랜컴테크놀로지
Priority date: 2020-12-10
Filing date: 2020-12-10
Publication date: 2022-06-17
Also published as: KR102417564B1

Abstract

본 발명은 무선 중계 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명에 따른 무선 중계 장치는, 제1 무선 통신 장치로부터 송신된 제1 신호 및 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 수신 안테나를 통해 수신하는 제1 수신부; 상기 제1 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하는 제1 궤환 간섭 제거부; 상기 제1 궤환 간섭 제거부에서 전송된 제1 신호를 제1 송신 안테나를 통해 송신하는 제1 송신부; 제2 무선 통신 장치로부터 송신된 제2 신호 및 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제2 수신 안테나를 통해 수신하는 제2 수신부; 상기 제2 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하는 제2 궤환 간섭 제거부; 및 상기 제2 궤환 간섭 제거부에서 전송된 제2 신호를 상기 제2 송신 안테나를 통해 송신하는 제2 송신부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 중계 장치 및 방법 {Apparatus and method for wireless relaying}

본 발명은 무선 중계 장치 및 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 시분할 이중화(TDD; Time Division Duplexing) 방식을 채용하는 이동통신 서비스에 사용되는 무선 중계 장치 및 방법에 관한 것이다.

무선 중계 장치는 일반적으로 무선통신 서비스 영역 내 음영지역을 해소하기 위하여 사용되는 장치로서, 무선통신 서비스에 사용되는 신호를 선택적으로 증폭하여 재송출하는 기능을 수행한다.

이동통신 서비스와 같이 통신이 양방향, 즉 기지국에서 단말기로 신호가 전달되는 하향(DL; Down Link) 통신과 단말기에서 기지국으로 신호가 전달되는 상향(UL; Up Link) 통신으로 이루어지는 경우, 이중화(Duplexing) 방식을 채용하여 양방향 통신을 수행하는데, 대표적인 이중화 방식으로는 주파수분할 이중화(FDD; Frequency Division Duplexing) 방식과 시분할 이중화(TDD; Time Division Duplexing) 방식이 있다. 그리고, 최근에는 단일주파수 전이중화(single frequency full duplex) 방식이 개발되어 종래 시분할 이중화 방식에 비해 주파수효율을 두 배로 향상시킨 시스템들이 개발되고 있다.

시분할 이중화 방식을 채용하는 이동통신에서는, 도 1에 도시된 바와 같이, 한 주기(T) 내 하향구간(T_DL) 동안 기지국이 단말기로 신호를 송출하고 그 신호를 단말기가 수신하며, 한 주기(T) 내 상향구간(T_UL) 동안 단말기가 기지국으로 신호를 송출하고 그 신호를 기지국이 수신함으로써, 양방향 통신이 이루어 진다. 실제 구현에 있어서, 하향구간(T_DL)에서 상향구간(T_UL)으로 및/또는 상향구간(T_UL)에서 하향구간(T_DL)로 넘어가는 경계에 기지국이나 단말기 모두 신호를 송출하지 않는 경계구간을 가질 수 있으나, 본 발명에서는 그 차이가 없으므로 별도로 구분하지 않는다.

종래기술에 따른 시분할 이중화 방식의 이동통신용 무선 중계 장치(10)는, 도 2에 도시된 바와 같이, 도너 안테나(11a)와 서비스 안테나(11b), 도너 안테나에서 수신된 신호 중 중계할 신호의 주파수 성분을 선택적으로 증폭하는 하향 수신부(12a), 하향 수신부에서 전달된 신호의 전력을 증폭하는 하향 송신부(13a), 서비스 안테나에서 수신된 신호 중 중계할 신호의 주파수 성분을 선택적으로 증폭하는 상향 수신부(12b), 상향 수신부에서 전달된 신호의 전력을 증폭하는 상향 송신부(13b), 도너 안테나를 하향 수신부 또는 상향 송신부에 선택적으로 연결하는 도너 안테나 전환부(14a), 서비스 안테나를 하향 송신부 또는 상향 수신부에 선택적으로 연결하는 서비스 안테나 전환부(14b), 그리고 하향구간(T_DL)에서는 도너 안테나가 하향 수신부에 연결되도록 도너 안테나 전환부를 제어하고 서비스 안테나가 하향 송신부의 출력을 전달받도록 서비스 안테나 전환부를 제어하며, 상향구간(T_UL)에서는 서비스 안테나가 상향 수신부에 연결되도록 서비스 안테나 전환부를 제어하며 도너 안테나가 상향 송신부의 출력을 전달받도록 도너 안테나 전환부를 제어하는 동기신호 발생부(15) 등을 구비한다.

종래기술에 따른 시분할 이중화 방식 무선 중계 장치는 양방향 통신을 위해 동기신호 발생부의 제어에 따라 도너 안테나 전환부 및 서비스 안테나 전환부가 제어되어 신호의 전달 방향이 전환되는 원리이므로, 무엇보다도 하향구간(T_DL)과 상향구간(T_UL)을 정확하게 결정하고 그에 따라 동기신호를 발생하여야 한다.

과거 하향구간(T_DL)과 상향구간(T_UL)이 각각 일정하게 정해져 있어서 신호 전달 방향의 주기성이 명확한 경우에는 양측 안테나로부터 수신되는 신호의 크기 등을 관찰하여 그 주기를 추정하고 이에 근거하여 동기신호를 발생하는 비교적 단순한 장치를 사용해 왔다.

그런데, 데이터 서비스가 중요한 현대의 이동통신 방식은 데이터 전송량 등의 변화에 쉽게 적응할 수 있도록 주기(T), 하향구간(T_DL) 및 상향구간(T_UL)을 변수로 취하여 상황에 따라 기지국에서 그 값을 결정하여 단말기로 전달하므로, 단말기에서는 기지국으로부터 수신된 정보에 근거하여 신호를 수신하고 송신하는 시점을 결정하여야 한다.

따라서, 시분할 이중화 방식 무선 중계 장치의 동기신호 발생부도 기지국으로부터 전달된 통신신호에서 정보를 취득하는 전 과정, 즉 역분산(Despreading), 역다중화(Demultiplexing), 채널추정(Channel Estimation), 복호(Decoding) 등의 처리를 수행할 수 있는 장치를 구비해야 하는 문제점이 있었다.

뿐만 아니라, 통신표준이 변경되면 이러한 장치를 교환 혹은 수정하여야 하는 번거로움이 있으며, 수신되는 신호가 미약하거나 불안정할 경우 동기신호 발생부가 초기화 과정으로 진입하게 되어 기지국 신호와 정보를 재획득하기까지의 시간 동안 무선 중계 장치는 기능을 멈추어야 하는 문제점이 있었다.

또한, 도너 안테나 전환부와 서비스 안테나 전환부는 신호전달 경로에서 신호의 감쇠나 열화를 야기하는 문제점도 있었다.

한국 등록특허공보 제10-0697209호

본 발명은 전술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여 창안된 것으로, 본 발명의 목적은 시분할 이중화 방식의 이동통신 서비스에서 동기신호 발생부 없이 무선 신호를 중계할 수 있는, 즉 역분산, 역다중화, 채널추정, 복호 등의 정보 취득 과정을 수행하지 않고 무선 신호를 중계할 수 있는 무선 중계 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 시분할 이중화 방식의 이동통신 서비스에서 주기, 하향구간, 상향구간 등의 변수에 영향을 받지 않고 무선 신호를 중계할 수 있는 무선 중계 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 서비스 송신 안테나에서 송출되어 도너 수신 안테나로 피드백된 신호성분 및/또는 도너 송신 안테나에서 송출되어 서비스 수신 안테나로 피드백된 신호성분을 제거하여 정제된 기지국 신호와 단말기 신호를 중계하는 무선 중계 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

상기 목적을 위하여, 본 발명의 일 형태에 따른 무선 중계 장치는, 제1 무선 통신 장치로부터 송신된 제1 신호 및 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 수신 안테나를 통해 수신하는 제1 수신부; 상기 제1 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하는 제1 궤환 간섭 제거부; 상기 제1 궤환 간섭 제거부에서 전송된 제1 신호를 제1 송신 안테나를 통해 송신하는 제1 송신부; 제2 무선 통신 장치로부터 송신된 제2 신호 및 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제2 수신 안테나를 통해 수신하는 제2 수신부; 상기 제2 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하는 제2 궤환 간섭 제거부; 및 상기 제2 궤환 간섭 제거부에서 전송된 제2 신호를 상기 제2 송신 안테나를 통해 송신하는 제2 송신부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

그리고, 본 발명의 다른 형태에 따른 무선 중계 장치는, 제1 무선 통신 장치로부터 송신된 제1 신호, 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호, 및 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 수신 안테나를 통해 수신하는 제1 수신부; 상기 제1 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호 및 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하는 제1 궤환 간섭 제거부; 상기 제1 궤환 간섭 제거부에서 전송된 제1 신호를 상기 제1 송신 안테나를 통해 송신하는 제1 송신부; 제2 무선 통신 장치로부터 송신된 제2 신호, 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호, 및 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제2 수신 안테나를 통해 수신하는 제2 수신부; 상기 제2 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호 및 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하는 제2 궤환 간섭 제거부; 및 상기 제2 궤환 간섭 제거부에서 전송된 제2 신호를 상기 제2 송신 안테나를 통해 송신하는 제2 송신부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

한편, 본 발명의 일 형태에 따른 무선 중계 방법은, 제1 무선 통신 장치로부터 송신된 제1 신호 및 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 수신 안테나를 통해 제1 수신부가 수신하는 단계; 상기 제1 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 궤환 간섭 제거부가 제거하는 단계; 및 상기 제1 궤환 간섭 제거부에서 전송된 신호를 제1 송신부가 제1 송신 안테나를 통해 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

그리고, 본 발명의 일 형태에 따른 무선 중계 방법은, 제1 무선 통신 장치로부터 송신된 제1 신호, 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호, 및 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 수신 안테나를 통해 제1 수신부가 수신하는 단계; 상기 제1 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호 및 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 궤환 간섭 제거부가 제거하는 단계; 및 상기 제1 궤환 간섭 제거부에서 전송된 신호를 제1 송신부가 상기 제1 송신 안테나를 통해 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 서비스 송신 안테나에서 송출되어 도너 수신 안테나로 피드백된 신호성분 및/또는 도너 송신 안테나에서 송출되어 서비스 수신 안테나로 피드백된 신호성분을 제거하여 정제된 기지국 신호와 단말기 신호를 효율적으로 중계할 수 있는 효과를 가진다.

그리고, 본 발명에 따르면, 시분할 이중화 방식의 이동통신 서비스에서 역분산, 역다중화, 채널추정, 복호 등의 정보 취득 과정을 수행하지 않고, 또한 주기, 하향구간, 상향구간 등의 변수에 영향을 받지 않고 무선 신호를 중계할 수 있어, 종래기술에 비해 복잡도를 크게 줄여 경제성과 성능을 향상시킬 수 있는 효과를 가진다.

도 1은 시분할 이중화 방식을 설명하는 타이밍도이다.
도 2는 종래기술에 따른 시분할 이중화 방식 무선 중계 장치의 구성도이다.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 무선 중계 장치의 구성도이다.
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 무선 중계 장치의 수학적 모델을 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 무선 중계 장치의 구성도이다.
도 6은 도 5의 제1 디지털 신호 처리기의 상세 구성도이다.
도 7은 도 5의 제1 디지털 신호 처리기의 또 다른 상세 구성도이다.
도 8은 도 7의 제1 디지털 신호 처리기에서 처리되는 하향 궤환 채널 추정치의 타이밍도를 예시한 것이다.

이하에서는 첨부 도면 및 바람직한 실시예를 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다. 참고로, 하기 설명에서 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.

도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 무선 중계 장치의 구성도이다.

도 3을 참조하면, 본 발명의 제1 실시예에 따른 무선 중계 장치(100)는, 기지국(제1 무선 통신 장치)으로부터 송신된 하향신호(제1 신호)를 수신하는 도너 수신 안테나(제1 수신 안테나; ANT1), 도너 수신 안테나(ANT1)를 통해 수신된 신호 중 중계할 신호의 주파수 성분을 선택적으로 증폭하는 하향 수신부(제1 수신부; 110), 하향 수신부(110)에서 전달된 신호성분 중 서비스 송신 안테나(ANT2) 및 도너 송신 안테나(ANT4)로부터 유입된 간섭을 제거하는 하향 궤환 간섭 제거부(제1 궤환 간섭 제거부; 115), 하향 궤환 간섭 제거부(115)에서 전달된 신호의 전력을 증폭하는 하향 송신부(제1 송신부; 120), 하향 송신부(120)에서 증폭된 신호를 단말기(제2 무선 통신 장치)로 송출하는 서비스 송신 안테나(제1 송신 안테나; ANT2), 단말기로부터 송신된 상향신호(제2 신호)를 수신하는 서비스 수신 안테나(제2 수신 안테나; ANT3), 서비스 수신 안테나(ANT3)를 통해 수신된 신호 중 중계할 신호의 주파수 성분을 선택적으로 증폭하는 상향 수신부(제2 수신부; 130), 상향 수신부(130)에서 전달된 신호성분 중 도너 송신 안테나(ANT4) 및 서비스 송신 안테나(ANT2)로부터 유입된 간섭을 제거하는 상향 궤환 간섭 제거부(제2 궤환 간섭 제거부; 135), 상향 궤환 간섭 제거부(135)에서 전달된 신호의 전력을 증폭하는 상향 송신부(제2 송신부; 140), 상향 송신부(140)에서 증폭된 신호를 기지국으로 송출하는 도너 송신 안테나(제2 송신 안테나; ANT4) 등을 포함한다.

본 발명의 제1 실시예에 따른 무선 중계 장치(100)는, 도 3에 도시된 바와 같이, 기지국 방향으로 향하는 두 개의 안테나, 즉 도너 송신 안테나(ANT4)와 도너 수신 안테나(ANT1)를 구비하고, 단말기 방향(서비스 영역)으로 향하는 두 개의 안테나, 즉 서비스 송신 안테나(ANT2)와 서비스 수신 안테나(ANT3)를 구비하여, 시간을 분할하여 동작하지 않고 항상 기지국과 단말기의 신호를 중계한다. 즉, 도너 수신 안테나(ANT1)는 항상 기지국 신호(하향신호)를 수신하고, 서비스 송신 안테나(ANT2)는 항상 증폭된 기지국 신호를 송신하며, 서비스 수신 안테나(ANT3)는 항상 단말기 신호(상향신호)를 수신하고, 도너 송신 안테나(ANT4)는 항상 증폭된 단말기 신호를 송신한다.

이 과정에서 서비스 송신 안테나(ANT2)로부터 송출된 신호의 일부는 서비스 수신 안테나(ANT3)로 유입되고, 도너 송신 안테나(ANT4)로부터 송출된 신호의 일부는 도너 수신 안테나(ANT1)로 유입된다. 또한, 기지국 방향의 도너 안테나(도너 수신 안테나, 도너 송신 안테나)와 단말기 방향의 서비스 안테나(서비스 수신 안테나, 서비스 송신 안테나)가 가까이 설치될 경우, 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출된 신호의 일부는 다시 도너 수신 안테나(ANT1)로 유입되고, 도너 송신 안테나(ANT4)에서 송출된 신호의 일부는 다시 서비스 수신 안테나(ANT3)로 유입된다.

그 결과, 도너 수신 안테나(ANT1)는 기지국으로부터 송신된 하향신호, 도너 송신 안테나(ANT4)에서 송출되어 피드백된 신호, 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출되어 피드백된 신호를 모두 수신하고, 서비스 수신 안테나(ANT3)는 단말기로부터 송신된 상향신호, 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출되어 피드백된 신호, 도너 송신 안테나(ANT4)에서 송출되어 피드백된 신호를 모두 수신하게 된다.

이에, 도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제1 실시예에 따른 무선 중계 장치(100)는, 도너 수신 안테나(ANT1)을 통해 수신된 신호(기지국으로부터 송신된 하향신호, 도너 송신 안테나(ANT4)에서 송출되어 피드백된 신호, 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출되어 피드백된 신호)를 하향 수신부(110)에서 증폭한 후, 하향 궤환 간섭 제거부(115)가 도너 송신 안테나(ANT4)에서 송출되어 피드백된 신호 및 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하여 기지국으로부터 송신된 하향신호만 추출하고, 하향 송신부(120)는 하향 궤환 간섭 제거부(115)에서 전송된 신호(기지국의 하향신호)의 전력을 증폭하여 서비스 송신 안테나(ANT2)를 통해 단말기로 송신한다. 그리고, 서비스 수신 안테나(ANT3)을 통해 수신된 신호(단말기로부터 송신된 상향신호, 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출되어 피드백된 신호, 도너 송신 안테나(ANT4)에서 송출되어 피드백된 신호)를 상향 수신부(130)에서 증폭한 후, 상향 궤환 간섭 제거부(135)가 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출되어 피드백된 신호 및 도너 송신 안테나(ANT4)에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하여 단말기로부터 송신된 상향신호만 추출하고, 상향 송신부(140)는 상향 궤환 간섭 제거부(135)에서 전송된 신호(단말기의 상향신호)의 전력을 증폭하여 도너 송신 안테나(ANT4)를 통해 기지국으로 송신한다.

앞서 설명한 바와 같이, 시분할 이중화(TDD; Time Division Duplexing) 방식에서는 하향신호가 송출되는 하향구간(T_DL)동안에는 상향신호가 송출되지 않고 상향신호가 송출되는 상향구간(T_UL)동안에는 하향신호가 송출되지 않기 때문에, 본 발명 제1 실시예에서 하향 궤환 간섭 제거부(115) 및/또는 상향 궤환 간섭 제거부(135)는 하향신호가 상향신호에 주는 간섭 및/또는 상향신호가 하향신호에 주는 간섭을 제거하기 위한 목적 보다는, 물리적으로 형성된 "도너 수신 안테나(ANT1) - 하향 수신부(110) - 하향 송신부(120) - 서비스 송신 안테나(ANT2) - 서비스 수신 안테나(ANT3) - 상향 수신부(130) - 상향 송신부(140) - 도너 송신 안테나(ANT4)"의 폐루프(Closed Loop)의 루프 증폭도(Loop Gain)를 감소시켜 동작을 안정화하고, 하향 궤환 간섭 제거부(115)는 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출된 하향신호가 바로 도너 수신 안테나(ANT1)로 유입되는 궤환 간섭과 상향 경로(서비스 수신 안테나(ANT3) - 상향 수신부(130) - 상향 궤환 간섭 제거부(135) - 상향 송신부(140) - 도너 송신 안테나(ANT4))를 거쳐 도너 수신 안테나(ANT1)로 유입되는 궤환 간섭을 제거하고, 상향 궤환 간섭 제거부(135)는 도너 송신 안테나(ANT4)에서 송출된 상향신호가 바로 서비스 수신 안테나(ANT3)로 유입되는 궤환 간섭과 하향 경로(도너 수신 안테나(ANT1) - 하향 수신부(110) - 하향 궤환 간섭 제거부(115) - 하향 송신부(120) - 서비스 송신 안테나(ANT2))를 거쳐 서비스 수신 안테나(ANT3)로 유입되는 궤환 간섭을 제거하여, 기지국 신호와 단말기 신호의 품질을 각각 보호하기 위함이다.

도 4는, 본 발명의 제1 실시예에 따른 무선 중계 장치의 원리를 설명하기 위하여 도 3의 장치를 수학적 모델로 나타낸 것이다.

여기서, G_IDL은 하향 수신부의 증폭도이고, G_ODL은 하향 송신부의 증폭도이며, G_IUL은 상향 수신부의 증폭도이고, G_OUL은 상향 송신부의 증폭도이다. 그리고, h₂₁은 서비스 송신 안테나(ANT2)와 도너 수신 안테나(ANT1) 사이의 채널 임펄스 응답(Channel Impulse Response)이고, h₄₁은 도너 송신 안테나(ANT4)와 도너 수신 안테나(ANT1) 사이의 채널 임펄스 응답이며, h₄₃은 도너 송신 안테나(ANT4)와 서비스 수신 안테나(ANT3) 사이의 채널 임펄스 응답이고, h₂₃은 서비스 송신 안테나(ANT2)와 서비스 수신 안테나(ANT3) 사이의 채널 임펄스 응답이다. 그리고,

_DL(t)는 하향 송신부의 입력부터 하향 수신부의 출력까지의 채널 임펄스 응답에 대한 추정치(하향 궤환 채널 추정치)이고,

_UL(t)는 상향 송신부의 입력부터 상향 수신부의 출력까지의 채널 임펄스 응답에 대한 추정치(상향 궤환 채널 추정치)이다. 그리고, s_DL(t)는 기지국의 송출 신호이고, r_DL(t)는 하향 궤환 간섭 제거부의 입력 신호이며, x_DL(t)는 하향 궤환 간섭 제거부의 출력 신호이고, y_DL(t)는 서비스 송신 안테나(ANT2)의 송출 신호이이다. 그리고, s_UL(t)는 단말기의 송출 신호이고, r_UL(t)는 상향 궤환 간섭 제거부의 입력 신호이며, x_UL(t)는 상향 궤환 간섭 제거부의 출력 신호이고, y_UL(t)는 도너 송신 안테나(ANT4)의 송출 신호이이다. 그리고, i_DL(t)는 하향 궤환 간섭 신호이고,

_DL(t)는 하향 수신부 출력의 하향 궤환 간섭 추정치이며, i_UL(t)는 상향 궤환 간섭 신호이고,

_UL(t)는 상향 수신부 출력의 상향 궤환 간섭 추정치이다. 그리고, δ(t)는 단위 임펄스 함수(Unit Impulse Function)이고, τ_DL는 하향 수신부의 시간 지연치이며, τ_UL는 상향 수신부의 시간 지연치이다. 참고로, 본 설명은 서비스에 사용되는 선택된 신호대역에 국한한 것이므로, 대역여파(band-pass filtering) 기능은 생략한다.

설명의 편의상 주기(T), 하향구간(T_DL) 및 상향구간(T_UL)은 각각 일정한 값을 갖는다고 가정하고, 이하에서는 기지국으로부터 하향신호가 송출되는 하향구간(T_DL)동안의 본 발명의 동작 방식에 대해 설명한다.

우선, 하향 송신부(120)에서 송출되는 신호 y_DL(t)는 하기 수식 1과 같이 표현되고, 하향 궤환 간섭 제거부(115)의 출력 x_DL(t)는 하기 수식 2와 같이 표현될 수 있다.

[수식 1]

y_DL(t) = G_ODLx_DL(t)

[수식 2]

x_DL(t) = r_DL(t) -

_DL(t)

그리고, 하향 수신부(110)의 출력 r_DL(t)는 하기 수식 3과 같이 표현될 수 있다. 여기서, ν_DL(t)는 하향 수신부 입력에 대한 열잡음이고, 연산자 *는 컨볼루션(Convolution) 연산자이다.

[수식 3]

r_DL(t) = G_IDL[s_DL(t) + ν_DL(t) + i_DL(t)] * δ(t-τ_DL)

한편, 하향 궤환 채널에는 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 도너 수신 안테나(ANT1)로의 궤환경로 외에 서비스 송신 안테나(ANT2) - 서비스 수신 안테나(ANT3) - 상향 수신부(130) - 상향 궤환 간섭 제거부(135) - 상향 송신부(140) - 도너 송신 안테나(ANT4) - 도너 수신 안테나(ANT1)로의 궤환경로가 추가되므로, 하향 궤환 채널의 임펄스 응답 h_DL(t)는 하기 수식 4와 같이 표현될 수 있다.

[수식 4]

h_DL(t) = h₂₁(t) + G_IULG_OULh₂₃(t) * δ(t-τ_UL) * h₄₁(t)

여기서, 상기 하향 궤환 채널 전체에 대한 추정오차를 ε_DL(t)라 하면, 하향 궤환 간섭 제거부(115)에서 추정된 하향 궤환 채널의 임펄스 응답 추정치

_DL(t)은 하기 수식 5와 같이 표현될 수 있다.

[수식 5]

_DL(t) = G_IDLG_ODLδ(t-τ_DL) * [h_DL(t) + ε_DL(t)]

그러므로, 수식 4를 수식 5에 대입하면, 하향 궤환 채널의 임펄스 응답 추정치

_DL(t)은 하기 수식 6과 같이 정리될 수 있다.

[수식 6]

_DL(t) = G_IDLG_ODLδ(t-τ_DL) * [h₂₁(t) + G_IULG_OULδ(t-τ_UL) * h₂₃(t) * h₄₁(t)] + G_IDLG_ODLδ(t-τ_DL) * ε_DL(t)

한편, 하향 궤환 간섭 i_DL(t)는 하기 수식 7과 같이 표현될 수 있으며, 하향 궤환 간섭 제거부(115)에서 추정된 하향 궤환 간섭 추정치

_DL(t)는 하기 수식 8과 같이 표현될 수 있다.

[수식 7]

i_DL(t) = G_ODLx_DL(t) * h_DL(t)

[수식 8]

_DL(t) = x_DL(t) *

_DL(t)

그러므로, 수식 2~3 및 6~8로부터 하향 궤환 간섭 제거부(115)의 출력 x_DL(t)는 하기 수식 9와 같이 표현될 수 있다.

[수식 9]

x_DL(t) = G_IDL[s_DL(t-τ_DL) + ν_DL(t-τ_DL)] - G_IDLG_ODLx_DL(t-τ_DL) * ε_DL(t)

따라서, 하향 송신부(120)의 출력 y_DL(t)는 수식 1 및 9로부터 하기 수식 10과 같이 표현될 수 있다.

[수식 10]

y_DL(t) = G_ODLG_IDL[s_DL(t-τ_DL) + ν_DL(t-τ_DL)] - G_IDLG² _ODLx_DL(t-τ_DL) * ε_DL(t)

상기와 같이 대부분의 궤환 간섭이 제거되어 무선 중계 장치의 증폭도 G_ODLG_IDL만큼 증폭된 신호와 열잡음, 그리고 추정오차에 의해 제거되지 않은 간섭성분이 송출된다.

상기 수식 1 내지 10은 연속시간(continuous time) 신호 및 시스템으로 표현하였으나, 무선 중계 장치는 서비스 대역이 정해진 대역제한 시스템이므로 궤환 간섭 제거부를 포함한 신호처리의 일부는 디지털 신호 처리기(DSP; Digital Signal Processor)로 구현될 수 있다.

또한, 궤환 채널 h_pq(t)(여기서 p=2 또는 4, q=1 또는 3)는 전파의 전파경로상에 존재하는 산란체와 반사체 등으로 형성되므로 인과시스템(causal system)이며 시간이 지남에 따라 전력이 소멸되는 시스템이다. 즉, t<0에서, 그리고 t→Δ 이면 h_pq(t) = 0이다. 따라서, 궤환 간섭 제거부를 구현함에 있어서 유효채널구간을 T_pq라 하면 궤환 채널 추정치

_pq(t)는 0 < t < T_pq에 대해서만 추정한다. 유효채널구간은 다양한 기준으로 결정할 수 있으며, 예를 들면 t > T_pq 동안 |ε_DL(t)|² >> |h_pq(t)|² 인 T_pq일 수 있다.

이상의 설명에서는 기지국으로부터 하향신호가 송출되는 하향구간(T_DL)동안의 본 발명의 동작 방식에 대해 설명하였는데, 단말기로부터 상향신호가 송출되는 상향구간(T_UL)동안에도 동일한 방식으로 동작되므로 이에 대한 설명은 생략한다.

도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 무선 중계 장치의 구성도이다. 참고로, 본 발명의 제2 실시예는 전술한 본 발명의 제1 실시예를 보다 구체적으로 구현한 것이다.

도 5를 참조하면, 본 발명의 제2 실시예에 따른 무선 중계 장치(200)는, 기지국(제1 무선 통신 장치)으로부터 송신된 하향신호(제1 신호)를 수신하는 도너 수신 안테나(제1 수신 안테나; ANT1), 도너 수신 안테나(ANT1)를 통해 수신된 신호를 신호처리에 적절하게 증폭시키는 제1 저잡음 증폭기(211), 제1 저잡음 증폭기(211)에서 증폭된 신호를 대역 여파기(Band Pass Filter)와 AD 변환기(Analog to Digital Conversion)가 처리가능한 주파수 대역으로 변환(천이)시키는 제1 주파수 변환기(212), 제1 주파수 변환기(212)에서 전달된 신호 중 중계할 서비스 주파수 대역의 신호를 선택적으로 통과시키는 제1 대역 여파기(213), 제1 대역 여파기(213)에서 출력된 아날로그 신호를 표본화(Sampling) 및 양자화(Quantization)하여 디지털 신호로 변환하는 제1 AD 변환기(214), 제1 AD 변환기(214)에서 출력된 디지털 신호에서 하향 궤환 간섭 신호를 제거하는 제1 디지털 신호 처리기(215), 제1 디지털 신호 처리기(215)에서 출력된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 제1 DA 변환기(216), 제1 DA 변환기(216)에서 전달된 아날로그 신호 중 불필요한 주파수 대역의 신호를 제거하는 제2 대역 여파기(217), 제2 대역 여파기(217)를 통과한 신호를 다시 원래의 수신된 주파수 대역으로 변환시키는 제2 주파수 변환기(218), 제2 주파수 변환기(218)에서 주파수 변환된 신호의 전력을 증폭시키는 제1 전력 증폭기(219), 제1 전력 증폭기(219)에서 증폭된 신호를 단말기(제2 무선 통신 장치)로 송출하는 서비스 송신 안테나(제1 송신 안테나; ANT2) 등을 포함하여, 기지국에서 단말기로의 하향 경로에 대한 무선 중계 기능을 수행한다.

그리고, 본 발명의 제2 실시예에 따른 무선 중계 장치(200)는, 단말기로부터 송신된 상향신호(제2 신호)를 수신하는 서비스 수신 안테나(제2 수신 안테나; ANT3), 서비스 수신 안테나(ANT3)를 통해 수신된 신호를 신호처리에 적절하게 증폭시키는 제2 저잡음 증폭기(231), 제2 저잡음 증폭기(231)에서 증폭된 신호를 대역 여파기와 AD 변환기가 처리가능한 주파수 대역으로 변환(천이)시키는 제3 주파수 변환기(232), 제3 주파수 변환기(232)에서 전달된 신호 중 중계할 서비스 주파수 대역의 신호를 선택적으로 통과시키는 제3 대역 여파기(233), 제3 대역 여파기(233)에서 출력된 아날로그 신호를 표본화 및 양자화하여 디지털 신호로 변환하는 제2 AD 변환기(234), 제2 AD 변환기(234)에서 출력된 디지털 신호에서 상향 궤환 간섭 신호를 제거하는 제2 디지털 신호 처리기(235), 제2 디지털 신호 처리기(235)에서 출력된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 제2 DA 변환기(236), 제2 DA 변환기(236)에서 전달된 아날로그 신호 중 불필요한 주파수 대역의 신호를 제거하는 제4 대역 여파기(237), 제4 대역 여파기(237)를 통과한 신호를 다시 원래의 수신된 주파수 대역으로 변환시키는 제4 주파수 변환기(238), 제4 주파수 변환기(238)에서 주파수 변환된 신호의 전력을 증폭시키는 제2 전력 증폭기(239), 제2 전력 증폭기(239)에서 증폭된 신호를 기지국으로 송출하는 도너 송신 안테나(제2 송신 안테나; ANT4) 등을 포함하여, 단말기에서 기지국으로의 상향 경로에 대한 무선 중계 기능을 수행한다.

참고로, 상기 아날로그 신호 처리 과정 중 일부는 아날로그 신호 처리기와 디지털 신호 처리기가 나누어 처리하거나 어느 한 쪽으로 옮겨 질 수도 있다. 예를 들면, 대역통과필터 기능의 경우 도 5의 실시예에서는 아날로그 필터를 사용하는 대역 여파기로 구현되었으나, 또 다른 구현 형태로서 아날로그 필터는 엘리어싱(aliasing) 성분만 제거하고 디지털 신호 처리기에서 서비스 대역을 선택하는 대역여파 처리를 할 수도 있다. 그리고, 전술한 각 처리 과정에서 시간지연이 발생하는데, 일반적으로는 대역통과필터에서 가장 많은 시간지연이 발생한다.

도 6은 도 5의 제1 디지털 신호 처리기의 상세 구성도이다.

도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 제1 디지털 신호 처리기(215)는, 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출되어 상향 경로를 거쳐 도너 수신 안테나(ANT1)로 유입되는 궤환 경로의 채널(제1 하향 궤환 채널) 및 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출되어 상향 경로를 거치지 않고 바로 도너 수신 안테나(ANT1)로 유입되는 궤환 경로의 채널(제2 하향 궤환 채널)을 추정하여 하향 궤환 채널 추정치(

_DL)를 생성하는 제1 채널 추정기(215a), 제1 채널 추정기(215a)에서 추정된 하향 궤환 채널 추정치(

_DL)에 따라 제1 디지털 신호 처리기(215)의 출력(x_DL)을 조합하여 하향 궤환 간섭 추정치(

_DL)를 생성하는 제1 선형 조합기(215b), 제1 AD 변환기(214)로부터의 입력 신호(r_DL)에서 제1 선형 조합기(215b)에서 추정된 하향 궤환 간섭 추정치(

_DL)를 감산하는 제1 감산기(215c) 등을 포함한다.

이를 상술하면, 제1 AD 변환기(214)는 매 T_S시간간격으로 표본화된 이산시간신호(discrete time signal) r_DL(n)을 제1 디지털 신호 처리기(215)로 전송한다. 그러면, 제1 채널 추정기(215a)는 제1 AD 변환기(214)로부터의 입력 r_DL(n), 및 제1 감산기(215c)의 출력 x_DL(n)을 기초로 하향 궤환 채널 추정치

_DL(n)를 생성하고, 제1 선형 조합기(215b)는 제1 채널 추정기(215a)에서 생성된 하향 궤환 채널 추정치

_DL(n)를 가중상수로 이용하여 제1 감산기(215c)로부터의 입력 x_DL(n) 및 그 과거 값(x_DL(n-1), x_DL(n-2), ... )을 조합하여 하향 궤환 간섭 추정치

_DL(n)을 생성하며, 제1 감산기(215c)는 제1 AD 변환기(214)로부터의 입력 r_DL(n)에서 하향 궤환 간섭 추정치

_DL(n)을 감산하여 x_DL(n)을 출력한다.

전치행렬(transpose)을 위첨자 T로, 그리고 켤레전치행렬(conjugate transpose)을 위첨자 H로 나타내어, 상기 처리 과정을 수식화하면 다음과 같다.

우선, 제1 감산기(215c)의 출력 x_DL(n)은 하기 수식 11와 같이 표현될 수 있으며, 하향 궤환 간섭 추정치

_DL(n)은 제1 선형 조합기(215b)에서 하향 궤환 채널 추정치 벡터

_DL(n)와 입력 벡터 x _DL(n)를 연산하여, 예컨대 내적(inner product)을 산출하여 얻을 수 있다.

[수식 11]

x_DL(n) = r_DL(n) -

_DL(n)

= r_DL(n) -

_DL ^H(n)x _DL(n)

하향 궤환 채널 추정치 벡터

_DL(n)은 하기 수식 12와 같이 크기가 N×1인 행렬로 표현될 수 있으며, 입력 벡터 x _DL(n)도 마찬가지로 하기 수식 13과 같이 크기가 N×1인 행렬로 표현될 수 있다. 여기서, 행렬의 길이 N은

_DL(t)의 유효채널구간을 기준으로 정해질 수 있다.

[수식 12]

_DL(n) = [

_DL.N-1(n)

_DL.N-2(n) ...

_DL.0(n)]^T

[수식 13]

x _DL(n) = [x_DL(n-N+1) x_DL(n-N+2) ... x_DL(n)]^T

채널추정기능에 있어서, 궤환 채널은 시변 채널(Time Varying Channel)이므로, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 채널 추정기는 LMS(Least Mean Square) 알고리즘, RLS(Recursive Least Square) 알고리즘, GN(Gauss-Newton) 알고리즘 등의 적응 알고리즘을 사용하는 적응형 필터(Adaptive Filter)로 구현되며, 이를 수식으로 표현하면 하기 수식 14와 같다.

[수식 14]

(n+1) =

(n) + Ψ{h(n),α(n),β(n),γ(n)}

여기서, Ψ{h(n),α(n),β(n),γ(n)}은 추정치

(n)을 개선하기 위한 조정치로서, α(n)은 입력신호, 즉 r_DL(n)과 그 과거 값(r_DL(n-1), r_DL(n-2), ... )일 수 있고, β(n)은 선형조합에 기여하는 표본, 즉 x_DL(n)과 그 과거 값(x_DL(n-1), x_DL(n-2), ... )일 수 있으며, γ(n)은 오차성분을 포함한 감산결과, 즉 x_DL(n)과 그 과거 값(x_DL(n-1), x_DL(n-2), ... )일 수 있다.

즉, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 채널 추정기는 현재의 채널 추정치

(n)를 적용하여 궤환 간섭 성분을 제거한 후 그 결과로서 발생된 오차를 기반으로 현재의 추정치를 조정하여

(n+1)을 산출한다.

상기 수식 6을 참고하면, H₂₁, H₂₃ 및 H₄₁의 유효채널구간을 각각 T₂₁, T₂₃ 및 T₄₁이라고 할 때, 추정하여야 할 하향 궤환 채널 추정치

_DL(n)의 길이 N_DL은 T₂₁ > T₂₃+T₄₁+τ_UL일 경우 하기 수식 15에 의해 정해질 수 있으며, T₂₁ < T₂₃+T₄₁+τ_UL일 경우 하기 수식 16에 의해 정해질 수 있다.

[수식 15]

(T₂₁ > T₂₃+T₄₁+τ_UL일 경우)

N_DL > (T₂₁+τ_DL)/T_S

[수식 16]

(T₂₁ < T₂₃+T₄₁+τ_UL일 경우)

N_DL > (T₂₃+T₄₁+τ_UL+τ_DL)/T_S

동일한 방법으로, H₄₃의 유효채널구간을 T₄₃이라 할 때, 상향 궤환 채널 추정치

_UL(n)의 길이 N_UL은 T₄₃ > T₄₁+T₂₃+τ_DL일 경우 하기 수식 17에 의해 정해질 수 있으며, T₄₃ < T₄₁+T₂₃+τ_DL일 경우 하기 수식 18에 의해 정해질 수 있다.

[수식 17]

(T₄₃ > T₄₁+T₂₃+τ_DL일 경우)

N_UL > (T₄₃+τ_UL)/T_S

[수식 18]

(T₄₃ < T₄₁+T₂₃+τ_DL일 경우)

N_UL > (T₄₁+T₂₃+τ_DL+τ_UL)/T_S

본 발명의 바람직한 실시예에서 N은 선형 조합기의 설계요소로서 하나의 값으로 고정될 수 있으며, 이때 근접한 공간에 설치되는 안테나 간의 유효채널구간은 동일하게 간주함이 바람직하다. 즉, T_H=T₂₁=T₂₃=T₄₁=T₄₃으로 설정하고, 그에 따라 실제 구현되는 장치는 수식 16 및 18을 적용할 수 있다. 또한, 상향 수신부와 하향 수신부의 구성이 동일하게 구현되어 상향 수신부의 시간지연 τ_DL과 하향 수신부의 시간지연 τ_UL이 같으면, 즉, τ=τ_DL=τ_UL이면 N은 하기 수식 19와 같이 단순화 될 수 있다.

[수식 19]

N > 2(T_H+τ)/T_S

도 7은 도 5의 제1 디지털 신호 처리기의 또 다른 상세 구성도이다. 참고로, 도 7은 τ_UL>>T_S, τ_DL>>T_S이고, T₂₁ <<τ_UL, T₄₃ <<τ_DL인 경우 보다 효율적으로 구현할 수 있는 실시예이다.

도 7에 도시된 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 제1 디지털 신호 처리기(215')는, 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출되어 상향 경로를 거쳐 도너 수신 안테나(ANT1)로 유입되는 궤환 경로의 채널(제1 하향 궤환 채널)을 추정하여 제1 하향 궤환 채널 추정치(

_DL1)를 생성하는 제1 채널 추정기(215a'), 서비스 송신 안테나(ANT2)에서 송출되어 상향 경로를 거치지 않고 바로 도너 수신 안테나(ANT1)로 유입되는 궤환 경로의 채널(제2 하향 궤환 채널)을 추정하여 제2 하향 궤환 채널 추정치(

_DL2)를 생성하는 제2 채널 추정기(215a"), 제1 디지털 신호 처리기(215')의 출력(x_DL)을 제1 지연시간(τ_DL1)동안 지연시키는 제1 지연기(215d'), 제1 디지털 신호 처리기(215')의 출력(x_DL)을 제2 지연시간(τ_DL2)동안 지연시키는 제2 지연기(215d"), 제1 채널 추정기(215a')에서 추정된 제1 하향 궤환 채널 추정치(

_DL1)에 따라 제1 지연기(215d')에서 출력된 신호를 조합하여 제1 하향 궤환 간섭 추정치(

_DL1)를 생성하는 제1 선형 조합기(215b'), 제2 채널 추정기(215a")에서 추정된 제2 하향 궤환 채널 추정치(

_DL2)에 따라 제2 지연기(215d")에서 출력된 신호를 조합하여 제2 하향 궤환 간섭 추정치(

_DL2)를 생성하는 제2 선형 조합기(215b"), 제1 AD 변환기(214)로부터의 입력 신호(r_DL)에서 제1 선형 조합기(215b')에서 추정된 제1 하향 궤환 간섭 추정치(

_DL1)를 감산하는 제1 감산기(215c'), 제1 감산기(215c')로부터의 입력 신호(r_DL-

_DL1)에서 제2 선형 조합기(215b")에서 추정된 제2 하향 궤환 간섭 추정치(

_DL2)를 감산하는 제2 감산기(215c") 등을 포함한다.

여기서, 제1 및 제2 채널 추정기(215a', 215a"), 제1 및 제2 선형 조합기(215b', 215b"), 제1 및 제2 감산기(215c', 215c")의 구체적 동작은 전술한 도 6의 제1 디지털 신호 처리기(215)의 제1 채널 추정기(215a), 제1 선형 조합기(215b), 제1 감산기(215c)의 내용을 참조할 수 있으므로 구체적인 설명을 생략하고, 이하에서는 상이한 부분을 위주로 부연 설명한다.

도 7의 제1 디지털 신호 처리기(215')에서는 도 6의 제1 디지털 신호 처리기(215)와 달리 하향 궤환 경로를 상향 경로를 거치는 제1 하향 궤환 경로와 상향 경로를 거치지 않는 제2 하향 궤환 경로로 구분하여 처리함에 따라, 상기 수식 4의 하향 궤환 채널의 임펄스 응답 h_DL(t)는 하기 수식 20 및 21과 같이 제1 하향 궤환 채널의 임펄스 응답 h_DL1(t)과 제2 하향 궤환 채널의 임펄스 응답 h_DL2(t)로 구분될 수 있다.

[수식 20]

h_DL1(t) = G_IULG_OULh₂₃(t) * δ(t-τ_UL) * h₄₁(t)

[수식 21]

h_DL2(t) = h₂₁(t)

그리고, 이에 따라 상기 수식 5의 하향 궤환 채널의 임펄스 응답 추정치

_DL(t)은 하기 수식 22 및 23과 같이 제1 하향 궤환 채널의 임펄스 응답 추정치

_DL1(t)와 제2 하향 궤환 채널의 임펄스 응답 추정치

_DL2(t)로 구분될 수 있다.

[수식 22]

_DL1(t) = G_IDLG_ODLδ(t-τ_DL) * [h_DL1(t) + ε_DL1(t)]

= G_IDLG_ODLG_IULG_OULδ(t-τ_DL -τ_UL) * h₂₃(t) * h₄₁(t) + G_IDLG_ODLδ(t-τ_DL) * ε_DL1(t)

[수식 23]

_DL2(t) = G_IDLG_ODLδ(t-τ_DL) * [h_DL2(t) + ε_DL2(t)]

= G_IDLG_ODLδ(t-τ_DL) * h₂₁(t) + G_IDLG_ODLδ(t-τ_DL) * ε_DL2(t)

그러므로, 제1 하향 궤환 채널 추정치 벡터

_DL1(n)은 상기 수식 22의 제1 하향 궤환 채널의 임펄스 응답 추정치

_DL1(t)에 대한 이산시간 추정치 벡터가 될 수 있으며, 제2 하향 궤환 채널 추정치 벡터

_DL2(n)은 상기 수식 23의 제2 하향 궤환 채널의 임펄스 응답 추정치

_DL2(t)에 대한 이산시간 추정치 벡터가 될 수 있다.

그리고, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 제1 지연기(215d')의 제1 지연시간(τ_DL1) 및 제2 지연기(215d")의 제2 지연시간(τ_DL2)은 하기 수식 24에 의해 결정될 수 있다.

[수식 24]

τ_DL1 = (M_DL + M_UL)T_S

τ_DL2 = M_DLT_S

여기서, M_DL은 및 M_UL 은 하기 수식 25를 만족하는 정수로 결정될 수 있다.

[수식 25]

τ_DL > M_DLT_S

τ_UL > M_ULT_S

이 경우, 도 8에 도시된 바와 같이, 하향 궤환 채널 추정치(

m(n))는 값이 항상 0인 원소가 존재하며, 이는 기억소자를 사용한 제1 지연기(215d') 및/또는 제2 지연기(215d")를 사용하여 제2 감산기(215c")의 출력 x_DL(n)을 지연시키기만 하면 되므로, 0인 원소에 대한 채널추정은 필요 없으며, 이에 따라 제1 및 제2 선형 조합기(215b', 215b")에서도 별도의 연산이 필요 없으므로 복잡도를 크게 줄일 수 있다.

참고로, 도 7에서는 제1 지연기(215d') 및 제2 지연기(215d")가 각각 τ_DL1 및 τ_DL2 동안 지연시키는 방식으로 구현하였으나, 제2 지연기(215d")가 먼저 τ_DL2 동안 지연시키고 제1 지연기(215d')는 제2 지연기(215d")의 출력을 τ_DL1-τ_DL2 동안 지연시키는 방식으로 구현하여도 무방하다.

한편, 만약 서비스 송신 안테나(ANT2)와 도너 수신 안테나(ANT1)이 충분히 이격되어 있거나 그 사이에 전파손실이 큰 구조물이 있어서 h₂₁(t)의 값을 무시할 수 있는 경우,

₂₁(t)의 처리와 관련된 제2 채널 추정기(215a"), 제2 선형 조합기(215b"), 제2 감산기(215c"), 제2 지연기(215d")는 생략될 수 있다.

이상의 설명에서는 하향 경로에 존재하는 제1 디지털 신호 처리기의 구조 및 동작에 대해 설명하였는데, 상향 경로에 존재하는 제2 디지털 신호 처리기도 동일한 방식으로 이루어지므로 이에 대한 설명은 생략한다.

지금까지 본 발명을 바람직한 실시예를 참조하여 상세히 설명하였지만, 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적 특징들을 변경하지 않고서 다른 구체적인 다양한 형태로 실시할 수 있는 것이므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해해야만 한다.

그리고, 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 특정되는 것이며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태는 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims

무선 중계 장치로서,
제1 무선 통신 장치로부터 송신된 제1 신호 및 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 수신 안테나를 통해 수신하는 제1 수신부;
상기 제1 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하는 제1 궤환 간섭 제거부;
상기 제1 궤환 간섭 제거부에서 전송된 제1 신호를 제1 송신 안테나를 통해 송신하는 제1 송신부;
제2 무선 통신 장치로부터 송신된 제2 신호 및 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제2 수신 안테나를 통해 수신하는 제2 수신부;
상기 제2 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하는 제2 궤환 간섭 제거부; 및
상기 제2 궤환 간섭 제거부에서 전송된 제2 신호를 상기 제2 송신 안테나를 통해 송신하는 제2 송신부를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 장치.
무선 중계 장치로서,
제1 무선 통신 장치로부터 송신된 제1 신호, 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호, 및 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 수신 안테나를 통해 수신하는 제1 수신부;
상기 제1 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호 및 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하는 제1 궤환 간섭 제거부;
상기 제1 궤환 간섭 제거부에서 전송된 제1 신호를 상기 제1 송신 안테나를 통해 송신하는 제1 송신부;
제2 무선 통신 장치로부터 송신된 제2 신호, 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호, 및 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제2 수신 안테나를 통해 수신하는 제2 수신부;
상기 제2 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호 및 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제거하는 제2 궤환 간섭 제거부; 및
상기 제2 궤환 간섭 제거부에서 전송된 제2 신호를 상기 제2 송신 안테나를 통해 송신하는 제2 송신부를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 장치.
제2항에 있어서,
상기 제1 궤환 간섭 제거부는 상기 제1 송신부의 증폭도, 상기 제1 송신 안테나와 상기 제1 수신 안테나 사이의 채널, 및 상기 제1 수신부의 증폭도에 기초하여 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 추정하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제1 궤환 간섭 제거부는 상기 제1 송신부의 증폭도, 상기 제1 송신 안테나와 상기 제2 수신 안테나 사이의 채널, 상기 제2 수신 안테나에서 상기 제2 수신부, 상기 제2 궤환 간섭 제거부, 상기 제2 송신부를 거쳐 상기 제2 송신 안테나로 연결되는 채널, 상기 제2 송신 안테나와 상기 제1 수신 안테나 사이의 채널, 및 상기 제1 수신부의 증폭도에 기초하여 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 추정하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제1 궤환 간섭 제거부는,
상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 상향 경로를 거쳐 상기 제1 수신 안테나로 유입되는 제1 하향 궤환 경로의 채널을 추정하여 하향 궤환 채널 추정치를 생성하는 제1 채널 추정기;
상기 제1 채널 추정기에서 추정된 하향 궤환 채널 추정치 및 상기 제1 궤환 간섭 제거부의 출력에 기초하여 하향 궤환 간섭 추정치를 생성하는 제1 선형 조합기; 및
상기 제1 수신부에서 전송된 신호에서 상기 하향 궤환 간섭 추정치를 감산하는 제1 감산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 장치.
제2항 또는 제3항에 있어서,
상기 제1 궤환 간섭 제거부는,
상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 상향 경로를 거쳐 상기 제1 수신 안테나로 유입되는 제1 하향 궤환 경로의 채널 및 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 상향 경로를 거치지 않고 상기 제1 수신 안테나로 유입되는 제2 하향 궤환 경로의 채널을 추정하여 하향 궤환 채널 추정치를 생성하는 제1 채널 추정기;
상기 제1 채널 추정기에서 추정된 하향 궤환 채널 추정치 및 상기 제1 궤환 간섭 제거부의 출력에 기초하여 하향 궤환 간섭 추정치를 생성하는 제1 선형 조합기; 및
상기 제1 수신부에서 전송된 신호에서 상기 하향 궤환 간섭 추정치를 감산하는 제1 감산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 장치.
제6항에 있어서,
상기 제1 채널 추정기는 상기 제1 감산기에서 출력된 신호, 또는 상기 제1 수신부에서 전송된 신호 및 상기 제1 감산기에서 출력된 신호를 입력으로 하는 적응형 필터(Adaptive Filter)로 구현되는 것을 특징으로 하는 무선 중계 장치.
제2항 또는 제3항에 있어서,
상기 제1 궤환 간섭 제거부는,
상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 상향 경로를 거쳐 상기 제1 수신 안테나로 유입되는 제1 하향 궤환 경로의 채널을 추정하여 제1 하향 궤환 채널 추정치를 생성하는 제1 채널 추정기;
상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 상향 경로를 거치지 않고 상기 제1 수신 안테나로 유입되는 제2 하향 궤환 경로의 채널을 추정하여 제2 하향 궤환 채널 추정치를 생성하는 제2 채널 추정기;
상기 제1 채널 추정기에서 추정된 제1 하향 궤환 채널 추정치 및 상기 제1 궤환 간섭 제거부의 출력에 기초하여 제1 하향 궤환 간섭 추정치를 생성하는 제1 선형 조합기;
상기 제2 채널 추정기에서 추정된 제2 하향 궤환 채널 추정치 및 상기 제1 궤환 간섭 제거부의 출력에 기초하여 제2 하향 궤환 간섭 추정치를 생성하는 제2 선형 조합기;
상기 제1 수신부에서 전송된 신호에서 상기 제1 하향 궤환 간섭 추정치를 감산하는 제1 감산기; 및
상기 제1 감산기에서 전송된 신호에서 상기 제2 하향 궤환 간섭 추정치를 감산하는 제2 감산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 장치.
제8항에 있어서,
상기 제1 궤환 간섭 제거부는,
상기 제1 궤환 간섭 제거부의 출력을 제1 지연시간동안 지연시켜 상기 제1 선형 조합기로 전달하는 제1 지연기; 및
상기 제1 궤환 간섭 제거부의 출력을 제2 지연시간동안 지연시켜 상기 제2 선형 조합기로 전달하는 제2 지연기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 장치.
무선 중계 방법으로서,
제1 무선 통신 장치로부터 송신된 제1 신호 및 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 수신 안테나를 통해 제1 수신부가 수신하는 단계;
상기 제1 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 궤환 간섭 제거부가 제거하는 단계; 및
상기 제1 궤환 간섭 제거부에서 전송된 신호를 제1 송신부가 제1 송신 안테나를 통해 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 방법.
제10항에 있어서,
상기 제거하는 단계는,
상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 상향 경로를 거쳐 다시 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 상기 제1 수신 안테나로 유입되는 제1 하향 궤환 경로의 채널을 추정하여 하향 궤환 채널 추정치를 생성하는 과정;
상기 하향 궤환 채널 추정치 및 상기 제1 궤환 간섭 제거부에서 전송된 신호에 기초하여 하향 궤환 간섭 추정치를 생성하는 과정; 및
상기 제1 수신부에서 전송된 신호에서 상기 하향 궤환 간섭 추정치를 감산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 방법.
제10항 또는 제11항에 있어서,
제2 무선 통신 장치로부터 송신된 제2 신호 및 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제2 수신 안테나를 통해 제2 수신부가 수신하는 단계;
상기 제2 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제2 궤환 간섭 제거부가 제거하는 단계; 및
상기 제2 궤환 간섭 제거부에서 전송된 신호를 제2 송신부가 상기 제2 송신 안테나를 통해 송신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 방법.
무선 중계 방법으로서,
제1 무선 통신 장치로부터 송신된 제1 신호, 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호, 및 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 수신 안테나를 통해 제1 수신부가 수신하는 단계;
상기 제1 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호 및 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제1 궤환 간섭 제거부가 제거하는 단계; 및
상기 제1 궤환 간섭 제거부에서 전송된 신호를 제1 송신부가 상기 제1 송신 안테나를 통해 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 방법.
제13항에 있어서,
상기 제거하는 단계는,
상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 상향 경로를 거쳐 다시 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 상기 제1 수신 안테나로 유입되는 제1 하향 궤환 경로의 채널 및 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 상향 경로를 거치지 않고 상기 제1 수신 안테나로 유입되는 제2 하향 궤환 경로의 채널을 추정하여 하향 궤환 채널 추정치를 생성하는 과정;
상기 하향 궤환 채널 추정치 및 상기 제1 궤환 간섭 제거부에서 전송된 신호에 기초하여 하향 궤환 간섭 추정치를 생성하는 과정; 및
상기 제1 수신부에서 전송된 신호에서 상기 하향 궤환 간섭 추정치를 감산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 방법.
제13항 또는 제14항에 있어서,
제2 무선 통신 장치로부터 송신된 제2 신호, 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호, 및 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제2 수신 안테나를 통해 제2 수신부가 수신하는 단계;
상기 제2 수신부에서 전송된 신호에 대해 상기 제1 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호 및 상기 제2 송신 안테나에서 송출되어 피드백된 신호를 제2 궤환 간섭 제거부가 제거하는 단계; 및
상기 제2 궤환 간섭 제거부에서 전송된 신호를 제2 송신부가 상기 제2 송신 안테나를 통해 송신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 중계 방법.