KR20210097698A - 디지털 전치보상 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 개시는 디지털 전치보상(DPD) 장치 및 방법을 개시한다. 상기 DPD 장치는 전치보상 파라미터를 사용하여 디지털 기저대역 신호로부터 전치보상 성분을 획득하여 전치보상 성분을 출력하도록 구성된 전치보상기; 및 상기 전치보상 성분을 하나 또는 다수의 가중치 계수에 적용함으로써 하나 또는 다수의 가중치 전치보상 성분을 획득하고, 상기 디지털 기저대역 신호와 상기 하나 또는 다수의 가중치 전치보상 성분을 결합함으로써 하나 또는 다수의 전치보상 보정 신호를 획득하도록 구성된 가중치 유닛을 포함하되, 여기서 상기 하나 또는 다수의 가중치 계수는 상기 디지털 기저대역 신호, 상기 전치보상 성분, 및 빔포밍 어레이로부터의 무선 주파수 신호를 결합하여 획득된 메인 로브 방향의 합성 신호에 기초하여 결정된다.

Description

디지털 전치보상 장치 및 방법
본 개시는 무선 디지털 정보 처리 기술에 관한 것으로, 더 상세하게는, 디지털 전치보상(predistortion) 장치 및 방법에 관한 것이다.
5G 또는 대규모 다중입출력(Massive MIMO) 시스템에서 하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming)은 스펙트럼 효율성과 시스템 처리량을 효과적으로 개선하는 기술이다. 그러나 이 기술은 기지국에서 전력 증폭기(power amplifier: PA)의 비선형 특성의 영향에 취약하여 성능이 열악하기 때문에 전력 증폭기 선형화 기술들이 절실히 필요하다. 그 중에서, 디지털 전치보상(Digital Predistortion: DPD)이 가장 널리 사용되는 기술이다.
종래의 디지털 전치보상기술에서 모든 전력 증폭기는 선형화된다. 즉, 기지국의 각 전력 증폭기에는 디지털 전치보상 모듈이 장착되어 있다. 이러한 아키텍처는 대부분 4G LTE 시스템에서 사용되며, 5G 또는 대규모 MIMO 시스템에는 적합하지 않다. 이것은 5G 또는 대규모 MIMO 시스템의 기지국은 일반적으로 많은 수의 전력 증폭기를 갖고 있기 때문이다. LTE 시스템 솔루션이 계속 사용된다면, 수용할 수 없는 계산적 및 하드웨어적 자원 소모로 귀결되고, 결국에는 장비 크기와 전력이 증가한다.
또 다른 방법은 빔-지향성(bean-oriented) 디지털 전치보상으로, 이것은 전치보상 모듈을 사용하여 다수의 전력 증폭기를 구동한다. LTE 시스템 솔루션과 비교하여, 이 방법은 각 전력 증폭기를 선형화하지 않고, 어레이 빔의 메인 로브(main lobe) 방향으로 합성 신호를 선형화한다. 이 방법의 장점은, 하드웨어의 자원 소모를 절약하고, 어레이 빔의 메인 로브 방향으로 사용자에 의해 수신되는 신호의 품질을 보장한다는 것이다. 이 방법의 단점은 어레이 빔의 사이드 로브(side lobe)의 비선형 왜곡을 억제하거나 열화시킬 수 없기 때문에, 기지국의 커버리지에 영향을 미치고 기지국과 사용자 간의 간섭을 생성한다는 점이다.
본 개시는 어레이 빔의 비선형화 왜곡을 감소시키기 위한 전치보상 방법을 제공한다.
본 개시의 실시 예는 디지털 전치보상(digital predistortion: DPD) 장치를 제공한다. DPD 장치는, 전치보상 파라미터를 사용하여 디지털 기저대역 신호로부터 전치보상 성분을 획득하고 상기 전치보상 성분을 출력하도록 구성된 전치보상기(predistorter); 및 상기 전치보상 성분을 하나 또는 다수의 가중치 계수(weighting coefficients)에 적용함으로써 하나 또는 다수의 가중치 전치보상 성분을 획득하고, 디지털 기저대역 신호와 하나 또는 다수의 가중치 전치보상 성분을 결합하여 하나 또는 다수의 전치보상 보정 신호를 획득하도록 구성된 가중치 유닛(weighting unit)을 포함한다. 상기 하나 또는 다수의 가중치 계수는 디지털 기저대역 신호, 전치보상 성분, 및 빔포밍 어레이로부터의 무선 주파수 신호들을 결합하여 획득된 메인 로브 방향의 합성 신호에 기초하여 결정된다.
본 개시의 실시 예는 디지털 전치보상을 구현하는 방법을 제공한다. 상기 방법은 전치보상 파라미터를 사용하여 디지털 기저대역 신호로부터 전치보상 성분을 획득하는 과정과; 상기 전치보상 성분을 하나 또는 다수의 가중치 계수에 적용함으로써 하나 또는 다수의 가중치 전치보상 성분을 획득하는 과정과; 및 디지털 기저대역 신호와 하나 또는 다수의 가중화 전치보상 성분을 결합함으로써 하나 또는 다수의 전치보상 보정 신호를 획득하는 과정을 포함한다. 상기 하나 또는 다수의 가중치 계수는 빔포밍 어레이로부터 무선 주파수 신호들을 결합하여 획득된 메인 로브 방향의 디지털 기저대역 신호, 전치보상 성분 및 합성 신호에 기초하여 결정된다.
본 개시의 실시 예는 DPD 장치를 제공하고, 상기 DPD는 전치보상 파라미터에 따라 디지털 기저대역 신호를 처리하고 전치보상 성분을 획득하며, 상기 전치보상 성분을 i 가중치 계수로 가중치하고 i-채널 가중치 전치보상 성분을 획득하며, 그리고 디지털 기저대역 신호 및 i-채널 가중치 전치보상 성분을 각각 결합하여 i-채널 전치보상 보정 신호를 획득하되, 여기서, 상기 가중치 계수는 디지털 기저대역 신호, 전치보상 성분 및 무선 주파수 신호들을 결합하여 획득한 메인 로브 방향의 합성 신호에 기초하여 계산되고; i는 자연수이다.
예를 들어, 상기 DPD는,
전치보상 파라미터에 따라 디지털 기저대역 신호를 처리하여 전치보상 성분을 획득하는 전치보상기; 및
전치보상기로부터의 전치보상 성분을 i 가중치 계수로 개별적으로 가중치하고, i-채널 가중치 전치보상 성분을 획득하고, 그리고 상기 디지털 기저대역 신호와 상기 i-채널 가중치 전치보상 성분을 결합하여 개별적으로 i-채널 전치보상 보정 신호를 획득하여 상기 i-채널 전치보상 보정 신호를 출력하는 가중치 유닛을 포함한다.
예를 들어, 상기 가중치 유닛은,
디지털 기저대역 신호, 전치보상기에 의해 출력된 전치보상 성분, 및 합성 신호에 따라 가중치 계수를 구성하는 후-가중치 계산 유닛(post-weighting calculating unit),
가중치 계수를 전치보상 성분과 곱하여 가중치화 전치보상 성분을 획득하는 승산기(multiplier),
상기 가중치화 전치보상 성분을 상기 디지털 기저대역 신호와 결합하여 전치보상 보정 신호를 획득하는 가산기(adder)를 포함한다.
예를 들어, 상기 후-가중치 계산 유닛은, 메인 로브 검출 신호의 품질을 보장하는 것을 전제로 메인 로브 방향을 제외한 다른 방향에서 비선형 왜곡 성분의 최대 전력 값을 최소화하는 기준에 따라 가중치 계수를 선택하거나, 또는
메인 로브 방향 신호의 품질을 보장하는 것을 전제로 모든 방향에서 비선형 왜곡 성분의 전력의 합을 최소화하는 기준에 따라 가중치 계수를 선택하거나, 또는
메인 로브 방향 신호의 품질을 보장하는 것을 전제로 고정된 방향에서 비선형 왜곡 성분의 전력을 최소화하는 기준에 따라 가중치 계수를 선택한다.
여기서, 상기 승산기들의 수는 i이고, 가산기들의 수는 i이며,
상기 후-가중치 계산 유닛에 의해 출력된 i 개의 가중치 계수들은 각각 i 개의 승산기들에 입력되고,
i 개의 승산기들은 i 개의 가중치 계수들과 전치보상 성분을 각각 곱하고, i-채널 가중치 전치보상 성분들을 i 개의 가산기들에 출력하고,
i 개의 가산기들은 i-채널 가중치 전치보상 성분과 디지털 기저대역 신호를 각각 가산한 다음, i-채널 전치보상 보정 신호를 출력한다.
상기 전치보상 파라미터는 디지털 기저대역 신호, 전치보상 성분 및 합성 신호에 따라 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛에 의해 학습되고, 상기 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛에 의해 전치보상기에 출력된다.
합성된 신호는 빔포밍 어레이의 전력 증폭기에서 출력되는 무선 주파수 신호들을 결합하고 메인 로브 방향에서 하나의 채널 합성 신호를 선택하여 피드백 채널의 멀티플렉서에 의해 획득되며, 상기 합성된 신호는 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛 및 후-가중치 계산 유닛으로 출력된다.
상기 후-가중치 계산 유닛은 시간 t에서의 전치보상기의 출력 d(t), i-번째 채널의 가중치 계수
Figure pct00001
, i-번째 채널의 아날로그 빔포밍 계수
Figure pct00002
에 따라서, 또한 일반 메모리 다항식 모델(general memory polynomial model)을 사용하여, 방위각
Figure pct00003
에서 전송될 어레이 신호의 합성 신호인
Figure pct00004
를 획득하고,
여기서, I는 총 채널 수이고,
Figure pct00005
는 방위각
Figure pct00006
에서 송신 안테나의 어레이 다양체(array manifold)를 나타내고, zi(t)는 시간 t에서 i-번째 송신 채널의 출력이고;
Figure pct00007
방향의 비선형 왜곡은,
Figure pct00008
이며,
최대 전력 최소화 기준, 또는 전력 합 최소화 기준, 또는 고정 방향 최소화 기준의 전력에 따라 비선형 왜곡에서의 {
Figure pct00009
}를 해결하여 {
Figure pct00010
}이
Figure pct00011
를 충족할 수 있도록 한다.
본 개시의 실시 예는 하이브리드 빔포밍 장치를 제공하되, 상기 장치는,
디지털 기저대역 신호에 대해 전치보상 처리를 수행하고 i-채널 전치보상 보정 신호를 출력하는 DPD;
상기 i-채널 전치보상 보정 신호에 대해 아날로그 빔포밍을 수행하고, m-채널 무선 주파수 신호들을 출력하고, m-채널 무선 주파수 신호들을 대해 각각 전력 증폭을 수행하는 빔포밍 어레이(beamforming array);
상기 DPD에 대한 전치보상 파라미터를 제공하는 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛(predistortion parameter training unit); 및
상기 빔포밍 어레이에 의해 출력된 m-채널 무선 주파수 신호들을 결합하고, 메인 로브 방향으로 하나의 채널 합성 신호를 선택하고, 상기 선택된 합성 신호를 상기 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛으로 출력하는 피드백 채널(feedback channel)를 포함하며,
상기 DPD는 전치보상 파라미터에 따라 디지털 기저대역 신호를 처리하고 전치보상 성분을 획득하며, 전치보상 성분을 i 가중치 계수들로써 가중치로 하여 i-채널 가중치 전치보상 성분을 획득하고, 그리고 상기 디지털 기저대역 신호와 i-채널 가중치 전치보상 성분을 각각 결합하여 i-채널 전치보상 보정 신호를 획득하며;
여기서, 상기 가중치 계수는 디지털 기저대역 신호, 전치보상 성분, 및 합성 신호에 기초하여 계산되고; i와 m은 자연수이다.
본 개시의 실시 예는 또한 다채널 빔포밍 장치를 제공하되, 상기 빔포밍 장치는,
DPD 및 빔포밍 서브-유닛에 의해 각각 n-채널 디지털기저대역 신호를 처리 한 다음, 상기 처리된 신호를 전송하는 n 개의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이들; 및
상기 n 개의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이에 대한 i-채널 가중치 전치보상 성분을 각각 제공하는 가중치 유닛; 을 포함하되:
각각의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이는,
디지털 기저대역 신호에 대한 전치보상 처리를 수행하고 i-채널 전치보상 보정 신호를 출력하는 DPD;
상기 i-채널 전치보상 보정 신호에 대해 아날로그 빔포밍을 수행하고, m-채널 무선 주파수 신호들을 출력하고, 상기 m-채널 무선 주파수 신호들에 대해 각각 전력 증폭을 수행하는 빔포밍 어레이;
상기 DPD에 대한 전치보상 파라미터를 제공하는 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛; 및
상기 빔포밍 어레이에서 출력된 m-채널 무선 주파수 신호들을 결합하고, 메인 로브 방향으로 하나의 채널 합성 신호를 선택하고, 상기 선택된 합성 신호를 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛으로 출력하는 피드백 채널을 포함하되;
상기 DPD는 상기 디지털 기저대역 신호와 상기 가중치 유닛에 의해 출력된 i-채널 가중치 전치보상 성분을 결합하고, i-채널 전치보상 보정 신호를 획득하고;
여기서, 상기 i-번째 가중치화 전치보상 성분은, 상기 DPD로부터 빔포밍 서브-어레이 및 전치보상 성분에 입력되는 디지털 기저대역 신호에 따라 n 개의 가중치 계수를 포함하는 가중치 벡터를 계산 및 획득하고, n-채널 DPD들로부터의 전치보상 성분에 대한 가중치화를 각각 수행함으로써, 가중치 유닛에 의해 획득되고; i, m 및 n은 자연수이다.
상기 가중치 유닛은,
상기 입력된 n-채널 디지털 기저대역 신호, n 개의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이로부터의 n-채널 전치보상 성분 및 n-채널 합성 신호에 따라, 상기 빔포밍 및 다음의 일반화된 메모리 다항식 모델을 사용하여 방위각
Figure pct00012
에서 비선형 왜곡을 획득하는 가중치 매트릭스 계산 유닛(weighting matrix calculating unit)을 포함하되,
Figure pct00013
여기서,
Figure pct00014
이고,
Figure pct00015
는
Figure pct00016
방향에서 n-번째 서브-어레이의 어레이 다양체(array manifold)를 나타내고,
Figure pct00017
, znm는 n-번째 서브-어레이에서의 m-번째 전력 증폭기의 출력을 나타내며,
Figure pct00018
, xn은 n-번째 서브-어레이의 기저대역 신호를 나타내고,
Figure pct00019
여기서,
Figure pct00020
,
Figure pct00021
는 n-번째 서브-어레이에서 m-번째 안테나의 시뮬레이션된 빔포밍 계수를 나타내고,
Figure pct00022
는 풀어야 후-가중치 매트릭스(post-weighting matrix)이며, 그리고
I는 단위 매트릭스를 나타낸다.
상기 후-가중치 계수 매트릭스 유닛(post-weighting coefficient matrix unit)은 최대 전력 값 최소화 기준, 또는 전력 합 최소화 기준, 또는 고정 방향 최소화 기준에서의 전력에 따라 비선형 왜곡의 후-가중치 매트릭스를 풀어,
Figure pct00023
이 임의의 메인 로브 방향에서
Figure pct00024
을 충족할 수 있도록 하고, 전치보상기에 의해 출력된 전치보상 성분은 상기 풀린 가중치 매트릭스 계수로 가중치화 되고, 가중치 전치보상 성분이 출력된다.
본 개시의 실시 예는 디지털 전치보상을 위한 가중치 장치를 제공하되,
상기 가중치 장치는, n-채널 디지털 기저대역 신호, n 개의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이들의 n-채널 전치보상 성분, 및 각각의 m-채널 무선 주파수 신호들을 결합하고 출력을 위해 메인 로브 방향으로 하나의 채널 합성 신호를 선택하는 하이브리드 빔포밍 서브-어레이들에 의해 출력되는 n-채널 합성 신호들에 따라서, n 개의 가중치 계수들을 포함하는 가중치 벡터를 계산 및 획득하고, i 개의 가중치 벡터로써 n-채널 전치보상 성분을 각각 가중치화 한다.
본 개시의 실시 예는 디지털 전치보상을 구현하는 방법을 제공하며, 상기 방법은:
현재의 디지털 기저대역 신호, m-채널 무선 주파수 신호들 및 전치보상 성분을 수집하는 과정과;
수집된 m-채널 무선 주파수 신호들을 결합하여 메인 로브 방향의 합성 신호를 형성하는 과정과;
상기 합성 신호, 상기 수집된 디지털 기저대역 신호 및 상기 전치보상 성분에 따라 i 개의 가중치 계수들의 계산을 수행하는 과정과;
i 개의 가중치 계수로써 상기 현재의 전치보상 성분을 각각 가중치화 하고, i-채널 가중치 전치보상 성분을 획득하는 과정과;
상기 디지털 기저대역 신호를 상기 i-채널 가중치 전치보상 성분들과 각각 결합하고, i-채널 전치보상 보정 신호를 획득하는 과정을 포함하며;
여기서 i 및 m은 자연수이다.
본 발명의 실시 예는 디지털 기저대역 신호, 전치보상 성분, 및 전치보상 성분을 재분배하기 위해 어레이로부터의 RF 신호들을 결합함으로써 획득되는 메인 로브 방향의 합성 신호에 기초하여 획득된 가중치 계수에 기초하여, 전치보상 성분에 가중치를 부여한다. 상기 가중치 계수를 유연하게 선택함으로써, 어레이 빔의 메인 로브 방향 신호가 보장되고 어레이 빔의 사이드 로브 신호가 억제된다. 추가적인 아날로그 장치를 도입하지 않고, 장비의 면적과 비용을 줄이는 것이 유익하며, 각 전력 증폭기가 유사한 비선형 특성을 갖도록 요구하지 않고, 빔포밍 장치의 시스템 성능을 더욱 향상시키고, 커버리지를 늘리며, 스테이션 측 간섭과 사용자 간 누화를 감소시킨다.
도 1은 본 개시에 따른 DPD 회로 구조를 예시하는 개략도이다.
도 2는 본 개시의 제1 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 장치를 예시하는 개략도이다.
도 3은 본 개시의 제2 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 장치를 예시하는 개략도이다.
도 4는 본 개시의 제3 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 서브-어레이를 포함하는 다채널 빔포밍 장치를 예시하는 개략도이다.
도 5는 본 개시의 제4 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 서브-어레이를 포함하는 다채널 빔포밍 장치를 예시하는 개략도이다.
도 6은 본 개시의 일 실시 예에 따른 디지털 전치보상을 구현하기 위한 방법을 예시하는 흐름도이다.
도 7은 3 개의 안테나로 구성된 서브-어레이에서 비-가중치화 전치보상에 의해 형성된 어레이 빔 패턴을 예시하는 개략도이다.
도 8은 3 개의 안테나로 구성된 서브-어레이에서 가중치화 전치보상에 의해 형성된 어레이 빔 패턴을 예시하는 개략도이다.
도 9는 비선형화, 사전-개선된 비-가중치화(pre-improved un-weighted) DPD 및 개선된 가중치화(improved weighted) DPD를 활용하여 모든 방향에서 비선형 왜곡을 억제하는 효과를 예시하는 개략도이다.
이하, 본 개시의 목적, 기술적 해결책 및 이점을 보다 명확하게 하기 위해, 본 개시는 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명될 것이다.
본 출원에서, 각 전력 증폭기의 전치보상 성분은 후-가중치 유닛(post-weighting unit)에 의해 가중치 방식으로 재분배되므로, 하이브리드 빔포밍 장치의 출력 무선 주파수(RF) 신호 빔의 메인 로브 방향의 신호 품질이 보장되면서도 사이드 로브의 비선형 왜곡이 억제될 수 있다.
도 1은 본 개시에 따른 DPD 회로 구조를 예시하는 개략도이다. 도 1을 참조하면, DPD 회로는 전치보상기(predistorter), 후-가중치 계산 유닛(post-weighting calculating unit), 승산기들(multipliers) 및 가산기들(adders)을 포함한다. 전치보상기에는 디지털 기저대역(BB) 신호가 입력되고, 상기 전치보상기는 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛(predistortion parameter training unit)에 의해 출력된 학습된 전치보상 학습 파라미터에 따라 전치보상 성분을 출력한다.
메인 로브 방향의 합성 신호는 전력 증폭기에 의해 출력되는 각 RF 신호로부터의 멀티플렉서에 의해 결합된다. 상기 합성 신호는 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛과 후-가중치 계산 유닛에 각각 입력된다. 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛은 디지털 기저대역 신호, 멀티플렉서에서 출력된 합성 신호 및 전치보상기에 의해 출력된 전치보상 성분에 따라 전치보상 파라미터 트레이닝을 수행한다.
후-가중치 계산 유닛은 멀티플렉서에 의해 출력되는 합성 신호, 전치보상기에 의해 출력되는 전치보상 성분 및 디지털 기저대역 신호에 따라 각각 i 개의 가중치 계수들을 구성하고, 전치보상 성분에 대한 가중치를 각각 수행하는 데 사용될 i-채널 가중치 계수를 출력하여 i-채널 전력 증폭기의 전치보상 성분들을 재분배한다. i-채널 가중치화 전치보상 성분은 디지털 기저대역 신호와 결합되어 i-채널 전치보상 보정 신호를 획득하고, 이 신호들은 디지털-아날로그 변환기로 출력되어 상기 i-채널 전치보상 보정 디지털 신호를 i-채널 아날로그 무선주파수 신호로 변환한다. 즉, 전치보상 성분과 i-채널 가중치 계수는 각각 i 개의 승산기에 입력되고, 모든 승산기들은 가중치화 전치보상 성분을 하나의 가산기에 출력하고, 디지털 기저대역 신호는 각 가산기에 입력되고, 또한 i 개의 가산기는 i-채널 전치보상 보정 신호를 출력한다. 여기서, i의 수는 디지털-아날로그 변환기에 의해 출력되는 다채널 RF 신호의 수와 동일하다.
후-가중치 계산 유닛에 의해 구성된 가중치 계수는 최소-최대 최적화(Min-Max optimization) 또는 총 전력 최소화(total power minimization)와 같은 다양한 최적화 기준에 의해 선택될 수 있다. 최소-최대 최적화는 메인 로브 방향 신호의 품질을 보장하면서 다른 방향에서의 비선형 왜곡 성분의 최대 전력을 최소화하는 계수들의 세트를 선택하는 것이다. 총 전력 최소화는 메인 로브 방향 신호의 품질을 보장하면서 모든 방향에서 비선형 왜곡 성분의 전력의 합을 최소화하는 계수들의 세트를 선택하는 것이다. 또한 기준을 변경하여 다양한 시나리오에 유연하게 적응할 수 있다. 예를 들어, 어떤 고정된 무선 연결 시나리오에서, 상기 기준은 메인 로브 방향 신호의 품질을 보장하면서 고정된 방향에서 비선형 왜곡 성분의 전력을 최소화하는 계수들 세트를 선택할 수 있다.
제1 실시 예:
도 2는 본 개시의 제1 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 장치를 예시하는 개략도이다. 도 2를 참조하면, 상기 장치는 DPD, 빔포밍 어레이, 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛 및 피드백 채널을 포함한다. 디지털 기저대역 신호는 DPD와 빔포밍 어레이를 차례로 통과한 후 안테나 어레이에 의해 전송된다. 피드백 채널은 빔포밍 어레이의 각 전력 증폭기에서 출력된 RF 신호를 수집하고, RF 신호를 결합하여 메인 로브 방향의 합성 신호를 얻고, 그 합성 신호를 각각 DPD 및 전치보상 파라미터 학습 장치로 피드백 한다.
상기 DPD는 전치보상기, 후-가중치 계산 유닛, 승산기, 및 가산기를 포함한다. 전치보상기에는 디지털 기저대역 신호가 입력되고, 전치보상기는 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛에 의해 출력된 학습된 전치보상 학습 파라미터에 따라 전치보상 성분을 출력한다.
피드백 채널에서의 멀티플렉서는 빔포밍 어레이의 각 전력 증폭기에서 출력된 무선 주파수 신호에서 메인 로브 방향의 합성 신호를 결합하고, 직교 역변조기(orthogonal inverse modulator)는 상기 합성 신호를 역 변조하고 역 변조 신호를 출력하며, 이것은 이어서 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛과 후-가중치 계산 유닛에 각각 입력된다. 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛은 디지털 기저대역 신호와 직교 역변조기에 의해 출력된 역 변조 신호와 전치보상기에 의해 출력된 전치보상 성분을 기반으로 전치보상 파라미터 학습을 수행한다.
후-가중치 계산 유닛은 직교 역변조기에서 출력되는 역 변조 신호, 전치보상기에서 출력되는 전치보상 성분 및 디지털 기저대역 신호에 따라 가중치 계수 구성을 수행한다. 출력된 가중치 계수는 전치보상 성분에 가중치를 부여하여 전력 증폭기의 전치보상 성분을 재분배한다. 가중치화 전치보상 성분은 디지털 기저대역 신호와 결합되어 전치보상 보정 신호를 획득한다. 전치보상 보정 신호는 빔포밍 어레이의 직교 변조기에 입력된다. 즉, 전치보상 성분과 가중치 계수는 승산기에 입력되고, 승산기는 가중치 전치보상 성분을 가산기에 출력하고, 디지털 기저대역 신호는 가산기에 입력되고, 가산기는 전치보상 보정 신호를 빔포밍 어레이에 출력한다. 후-가중치 계산 유닛에 의해 구성된 가중치 계수는 최소-최대 (Min-Max) 최적화 또는 총 전력 최소화와 같은 상이한 최적화 기준에 의해 선택될 수 있다. 상기 최소-최대 최적화는 메인 로브 방향 신호의 품질을 보장하면서 다른 방향에서 비선형 왜곡 성분의 최대 전력을 최소화하는 계수들의 세트를 선택하는 것이다. 총 전력 최소화는 메인 로브 방향 신호의 품질을 보장하면서 모든 방향에서 비선형 왜곡 성분의 전력 합을 최소화하는 계수 세트를 선택하는 것이다. 또한 이것은 기준을 변경하여 다양한 시나리오에 유연하게 적응될 수 있다. 예를 들어, 어떤 고정된 무선 연결 시나리오에 있어, 상기 기준은 메인 로브 방향 신호의 품질을 보장하면서 고정된 방향에서 비선형 왜곡 성분의 전력을 최소화하는 계수 세트를 선택할 수 있다.
빔포밍 어레이는 직교 변조기, 아날로그 빔포머(beamformer) 및 전력 증폭기를 포함한다. DPD에서 출력된 전치보상 보정 신호는 직교 변조기에 입력되고, 직교 변조기에 의해 변조된 후, 그 변조된 신호가 아날로그 빔포머로 출력된다. 아날로그 빔포머는 입력된 변조 신호를 다중 무선 주파수 신호로 변환하고, 각각의 무선 주파수 신호는 증폭을 위해 각 전력 증폭기에 입력되며, 이어서 안테나 어레이를 통해 전송된다.
본 실시 예에서, 전력 증폭기의 전치보상 성분을 재분배함으로써, 메인 로브 지향성 신호의 품질을 보장하면서 사이드 로브의 비선형 왜곡이 억제될 수 있으므로, 선형화 각도를 확장하고, 커버리지를 증가시키고, 또한 인접국의 간섭을 감소시킬 수 있다.
제2 실시 예:
도 3은 본 개시의 제2 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 장치를 예시하는 개략도이다. 도 3을 참조하면, DPD는 빔포밍 어레이의 i 개의 직교 변조기에 각각 i 개의 전치보상 보정 신호를 출력한다. 각각의 직교 변조기는 각각 전치보상 보정 신호를 변조하고 그 변조된 신호를 출력한다. I-채널 변조 신호는 각각 아날로그 빔포머에 입력되며, 아날로그 빔포머에 의해 처리된 후 m-채널 무선 주파수 신호가 출력되고, 이어서 m 개의 무선 주파수 신호가 전력 증폭기에 의해 증폭된다. 여기서, m 및 i는 1보다 큰 자연수이고, i는 m보다 작거나 같다. 본 예에서는, i = 3이 일례로 사용된다.
상기 피드백 채널은 직교 역변조기를 더 포함한다. 멀티플렉서에서 출력된 합성 신호는 직교 역변조기에 의해 역 변조된 후, 상기 역 변조된 신호가 각각 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛과 후-가중치 계산 유닛으로 출력된다.
DPD의 후-가중치 계산 유닛은 멀티플렉서에 의해 출력된 합성 신호, 전치보상기에 의해 출력된 전치보상 성분 및 디지털 기저대역 신호에 따라 가중치 계수 구성을 수행하고, i-채널 가중치 계수를 출력한다. i-채널 가중치 계수는 각 전력 증폭기의 전치보상 성분을 재분배하기 위해 전치보상 성분들에 대해 개별적으로 가중치화를 수행하는 데 사용된다. i-채널 가중치 전치보상 성분이 각각 디지털 기저대역 신호와 결합된 후, i-채널 전치보상 보정 신호가 획득되고, 즉, i-채널 전치보상 보정 신호의 전체가 획득되어 각각 빔포밍 어레이로 출력된다. 회로 구조의 관점에서, 전치보상 성분과 모든 가중치 계수는 각 승산기에 입력되고, 모든 승산기는 가중치 전치보상 성분을 하나의 가산기에 출력하고, 디지털 기저대역 신호는 모든 가산기에 입력되며, 모든 가산기는 전치보상 보정 신호를 빔포밍 어레이에 출력한다. 즉, 달리 말하면, i 개의 승산기들은 각각 전치보상 성분에 가중치를 부여하고, i 개의 가산기들은 i 개의 승산기들에 의해 출력되는 i-채널 가중치 전치보상 성분과 디지털 기저대역 신호를 각각 결합하여, i 개의 전치보상 보정 신호들을 획득한다. 마찬가지로, 후-가중치 계산 유닛에 의해 구성된 가중치 계수는 최소-최대 최적화 또는 총 전력 최소화와 같은 다양한 최적화 기준에 의해 선택될 수 있다.
가중치 계산 프로세스는 다음과 같다.
시간 t에서의 전치보상기의 출력이 d(t)이고 i-번째 채널의 가중치 계수가
Figure pct00025
이고,
Figure pct00026
는 i-번째 채널의 아날로그 빔포밍 계수(하이브리드 빔포밍 이론
Figure pct00027
에 따른)라 가정하면, 일반 메모리 다항식 모델을 사용하여, 방위각
Figure pct00028
에서 전송되는 어레이 신호의 합성 신호는 다음과 같이 얻을 수 있다.
Figure pct00029
여기서, I는 총 채널 수이고,
Figure pct00030
는 방위각
Figure pct00031
에서 송신 안테나의 어레이 다양체(array manifold)를 나타내고, zi(t)는 시간 t에서 i-번째 송신 채널의 출력(i-번째 PA의 등가 기저대역 출력)이다. 메인 로브 방향(
Figure pct00032
), 즉
Figure pct00033
에 있을 때,
Figure pct00034
이면,
Figure pct00035
는 통상적인 빔 스티어링 DPD의 결과와 동일하다. 따라서, 다른 {
Figure pct00036
}가 선택되면, 제약 조건
Figure pct00037
이 만족되는 한, 메인 로브 방향의 합성 신호의 품질은 통상적인 빔 스티어링 DPD와 일치하도록 보장될 수 있다. 사이드 로브 신호의 비선형 왜곡을 억제하기 위해 하기의 최적화 문제를 해결하여 {
Figure pct00038
}이 획득될 수 있다.
Set:
Figure pct00039
는
Figure pct00040
방향에서의 비선형 왜곡을 나타내며, 그러면:
모드 1, 최소-최대 최적화 기준에 따라서,
Figure pct00041
여기서,
Figure pct00042
는 상이한 샘플링 각을 나타낸다.
모드 2, 최소-최대 최적화 기준에 따라서,
Figure pct00043
모드 3, 총 전력 최소화 기준에 따라서,
Figure pct00044
본 실시 예에서는 각 전력 증폭기의 전치보상 성분을 재분배함으로써 각 직교 변조기에 대해 전치보상 보정 신호가 입력될 수 있어, 메인 로브 방향 신호의 품질이 보장되면서도 사이드 로브의 비선형 왜곡이 억제될 수 있고, 선형화 각도가 확장될 수 있고, 커버리지가 증가될 수 있으며, 인접 스테이션의 간섭이 감소될 수 있다.
제3 실시 예:
도 4는 본 개시의 제3 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 서브-어레이를 포함하는 다채널 빔포밍 장치를 예시하는 개략도이다. 도 3을 참조하면, 다채널 빔포밍 장치는 n 개의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이들과 각각의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이에서 DPD에 대한 가중치 전치보상 성분을 제공하기 위한 가중치 유닛을 포함한다. 여기서, n은 메인 로브 방향의 신호들의 수보다 크다.
하나의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이는 하나의 채널을 형성한다. 임의의 채널에서 하이브리드 빔포밍 서브-어레이는 DPD, 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛, 빔포밍 서브-유닛 및 피드백 채널을 포함한다. DPD는 전치보상 성분을 획득하기 위해 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛에 의해 출력된 학습된 전치보상 파라미터에 따라 디지털 기저대역 신호를 전치보상 하는 전치보상기, 및 상기 전치보상 보정 신호를 획득하기 위해 디지털 기저대역 신호와 가중치화 전치보상 성분을 결합하는 가산기를 포함한다. 빔포밍 서브-유닛은 DPD로부터의 전치보상 보정 신호를 직교로 변조하는 직교 변조기, 상기 변조된 신호에 대해 아날로그 빔포밍을 수행하여 다채널 무선 주파수 신호를 출력하는 아날로그 빔포머, 및 무선 주파수 신호를 각각 증폭하는 전력 증폭기를 포함한다. 본 실시 예에서, 직교 변조기의 수는 1이다.
임의의 채널에서의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이에 대하여, DPD에 디지털 기저대역 신호가 입력되고, DPD에 의해 전치보상 보정 신호가 빔포밍 서브-유닛에 출력되고, 빔포밍 서브-유닛에 의해 처리된 후, 무선 주파수 신호가 출력 및 전송된다. 피드백 채널에서의 멀티플렉서는 빔포밍 서브-유닛의 각 전력 증폭기에서 출력되는 무선 주파수 신호로부터 메인 로브 방향의 합성 신호를 결합하고, 상기 합성 신호는 각각 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛과 가중치 유닛에 입력된다. 가중치 유닛은 하이브리드 빔포밍 서브-어레이에 입력된 디지털 기저대역 신호, DPD에서 전치보상기에 의해 출력된 전치보상 성분 및 멀티플렉서로부터의 합성 신호에 따라 가중치화 전치보상 성분을 계산하여, 상기 가중치화 전치보상 성분을 DPD의 가산기에 출력한다. 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛은 디지털 기저대역 신호, 멀티플렉서에 의해 출력된 합성 신호 및 전치보상기에 의해 출력된 전치보상 성분에 따라 전치보상 파라미터를 학습시킨다.
가중치 유닛에 대하여, 각 채널로부터의 디지털 기저대역 신호, 전치보상기로부터의 전치보상 성분 및 멀티플렉서의 합성 신호는 각각 가중치 유닛으로 입력된다. 상기 가중치 유닛은 최소-최대 최적화 또는 총 전력 최소화와 같은 상이한 최적화 기준에 따라 각 채널에 대한 가중치 계수를 선택하고, 해당 채널의 가중치 계수와 함께 각 채널의 전치보상 성분에 가중치를 부여하고, 각 채널의 가중치화 전치보상 성분을 획득하고, 각 채널의 가중치화 전치보상 성분을 해당 채널의 가산기로 출력한다.
일 실시 예에서, 상기 가중치 유닛은 가중치 매트릭스 계산 유닛 및 후-가중치 계수 매트릭스 유닛을 포함한다.
n 개의 서브-어레이들과 각 서브-어레이에 대한 M 개의 안테나로 구성된 어레이의 일반적인 형태를 고려할 때, 후-가중치 매트릭스는 n x n 복소 매트릭스다. n-번째 서브-어레이 왜곡 모듈의 시간 t에서의 출력은 dn(t)로 기록된다. n-번째 서브-어레이에 해당하는 후-가중치 계수(가중치 벡터)가
Figure pct00045
로 기록된다면, 후-가중치 매트릭스 후, n-번째 서브-어레이의 DPD 모듈의 출력은 다음과 같다:
Figure pct00046
여기서, xn(t)는 n-번째 서브-어레이인 벡터
Figure pct00047
의 기저대역 신호이다.
가중치 매트릭스 계산 유닛은 입력된 n-채널 디지털 기저대역 신호, n 개의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이들로부터의 n-채널 전치보상 성분, 및 n-채널 합성 신호에 따라, 빔포밍 이론과 일반화된 메모리 다항식 모델을 이용하여, 방위각
Figure pct00048
에서 비선형 왜곡을 구한다. 방위각
Figure pct00049
에서의 비선형 왜곡은 빔포밍 이론과 일반화된 메모리 다항식 모델을 이용하여 다음과 같이 구할 수 있다.
Figure pct00050
표현을 단순화하기 위해, 위 식에서는 타임 마크 t가 생략된다. 상기 식에서 기호들의 의미는 다음과 같다:
1.
Figure pct00051
, 여기서
Figure pct00052
는
Figure pct00053
방향에서 n-번째 서브-어레이의 어레이 다양체를 나타낸다.
2.
Figure pct00054
, znm는 n-번째 서브-어레이에서 m-번째 전력 증폭기의 출력을 나타낸다.
3.
Figure pct00055
, xn은 n-번째 서브-어레이의 기저대역 신호를 나타낸다.
4.
Figure pct00056
여기서,
Figure pct00057
,
Figure pct00058
는 n-번째 서브-어레이에서 m-번째 안테나의 시뮬레이션 된 빔포밍 계수를 나타낸다.
5.
Figure pct00059
는 풀어야 할 후-가중치 매트릭스다.
6. I는 단위 매트릭스를 나타낸다.
다중-빔 상황을 고려할 때, 임의의 메인 로브 방향
Figure pct00060
에
Figure pct00061
이 존재한다면, 모든 메인 로브 방향에서 합성 신호의 품질은 통상적인 빔-유도(beam-guided) DPD의 그것과 일치하도록 보장될 수 있다. 매트릭스
Figure pct00062
은 다음과 같은 방법으로 얻을 수 있다.
모드 1: 최소-최대 최적화 기준,
Figure pct00063
여기서,
Figure pct00064
는 다른 샘플링 각도를 나타내고, I는 총 빔 수를 나타낸다.
모드 2: 총 전력 최소화 기준,
Figure pct00065
모드 3: 고정 무선 연결 방향 최적화 기준
Figure pct00066
이를 바탕으로 후-가중치 계수 매트릭스 유닛은 최대 전력 값 최소화 기준, 전력 합 최소화 기준, 또는 고정 방향 최소화 기준의 전력에 따라 비선형 왜곡에서의 후-가중치 매트릭스를 풀어서,
Figure pct00067
이 모든 메인 로브 방향에서
Figure pct00068
를 충족하도록 하고, 그 다음에, n * i 가중치 벡터가 획득될 것이다. 각 가중치 벡터에는 n 개의 가중치 계수들이 포함된다. 상기 가중치 벡터는 후-가중치 매트릭스 계수들이다. 모든 하이브리드 빔포밍 서브-어레이에서의 전치보상기에 의해 출력된 전치보상 성분은 각각 가중치가 부여되고, 그 가중치 전치보상 성분이 출력된다. 따라서 각 채널의 후-가중치 출력은 모든 n-채널 전치보상 성분의 가중치화 결합이다.
본 실시 예에서는, 각 채널에서 전력 증폭기의 전치보상 성분을 재분배함으로써, 각 채널의 메인 로브 방향 신호의 품질이 보장되면서도 사이드 로브의 비선형 왜곡을 억제할 수가 있으므로, 선형화 각도를 확장하고, 커버리지 영역을 늘리고, 인접 스테이션의 간섭을 줄일 수 있다.
제4 실시 예:
도 5는 본 개시의 제4 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 서브-어레이를 포함하는 다채널 빔포밍 장치를 예시하는 개략도이다. 도 5를 참조하면, 다채널 하이브리드 빔포밍 장치는 N 개의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이를 포함한다. 예를 들어, 임의의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이는 i 개의 가산기들, i 개의 직교 변조기들, 및 각 하이브리드 빔포밍 서브-어레이에서 DPD에 대한 i-채널 가중치화 전치보상 성분을 제공하는 가중치 유닛을 포함한다. 여기서, N은 메인 로브 방향의 신호들의 수보다 큰 자연수이고, i는 1보다 큰 자연수이며, i가 1 인 경우 상기 장치는 제3 실시 예의 것에 해당한다.
하나의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이는 하나의 채널을 형성한다. 임의의 채널에서 하이브리드 빔포밍 서브-어레이는 DPD, 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛, 빔포밍 서브-유닛 및 피드백 채널을 포함한다. 상기 DPD는 전치보상 성분을 획득하기 위해 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛에 의해 출력된 학습된 전치보상 파라미터에 따라 디지털 기저대역 신호에 대한 전치보상 처리를 수행하는 전치보상기, 및 i-채널 전치보상 보정 신호를 획득하기 위해 디지털 기저대역 신호와 i-채널 가중치화 전치보상 성분을 각각 결합하는 가산기들을 포함한다. 예를 들어 상기 DPD는 대응하는 i 개의 가산기들을 포함한다. 빔포밍 서브-유닛은 DPD로부터 i-채널 전치보상 보정 신호를 각각 직교 변조하여 i-채널 변조 신호를 획득하는 직교 변조기들을 포함한다. 예를 들어, 빔포밍 서브-유닛은 대응하는 i 개의 직교 변조기들, i-채널 변조 신호에 대해 아날로그 빔포밍을 수행하고 다채널 무선 주파수 신호를 출력하는 아날로그 빔포머, 및 무선 주파수 신호를 각각 증폭하는 전력 증폭기를 포함한다.
임의의 채널의 하이브리드 빔포밍 서브-어레이에 대하여, 디지털기저대역 신호가 DPD에 입력되고, 그 다음에 DPD에 의해 i-채널 전치보상 보정 신호가 빔포밍 서브-유닛으로 출력되고, 빔포밍 서브-유닛에 의해 처리된 후, 무선 주파수 신호가 출력 및 전송된다. 피드백 채널에서의 멀티플렉서는 빔포밍 서브-유닛의 각 전력 증폭기에서 출력되는 무선 주파수 신호로부터 메인 로브 방향의 합성 신호를 결합하고, 상기 합성 신호는 각각 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛과 가중치 유닛에 입력된다. 가중치 유닛은 하이브리드 빔포밍 서브-어레이에 입력된 디지털 기저대역 신호, DPD에서 전치보상기에 의해 출력된 전치보상 성분, 및 멀티플렉서에서부터의 합성 신호에 따라 i-채널 가중치 전치보상 성분을 각각 계산하고, i-채널 가중치화 전치보상 성분을 DPD의 가산기에 출력한다. 예를 들어, 가중치 유닛은 i-채널 가중치 전치보상 성분을 각각 i 가산기에 출력할 수 있다. 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛은 디지털 기저대역 신호, 멀티플렉서에서 출력된 합성 신호, 및 전치보상기에 의해 출력된 전치보상 성분에 따라 전치보상 파라미터를 학습시킨다.
가중치 계산 유닛에 대해, 각 채널로부터의 디지털 기저대역 신호, 전치보상기에서 출력되는 전치보상 성분, 및 멀티플렉서에서 출력되는 합성 신호는 각각 가중치 유닛에 입력된다. 가중치 유닛은 n * i 가중치 벡터를 계산하고 획득하며, 각 가중치 벡터는 n-채널 가중치 계수를 포함한다. 가중치 벡터는 후-가중치 매트릭스 계수이다. N 개의 전치보상 성분은 후-가중치 매트릭스 계수를 사용하여 각각 가중치화 되고, 각 채널의 i-채널 가중치화 전치보상 성분이 획득되어 해당 채널의 가산기에 출력된다. 따라서 각 채널의 후-가중치 출력은 모든 n-채널 전치보상 성분의 가중치화 결합이다. 가중치 계산 유닛의 입출력 수의 견지에서, n * 3 개의 입력 신호와 n * i 개의 출력 신호가 존재한다.
가중치 유닛의 구체적인 계산은 제4 실시 예에서의 계산과 동일하므로, 여기서 반복하지 않을 것이다.
본 실시 예에 있어, 각 채널에서 각 전력 증폭기의 전치보상 성분을 재분배함으로써, 각 채널의 메인 로브 방향 신호의 품질을 보장하면서도 사이드 로브의 비선형 왜곡을 억제할 수 있으므로, 선형화 각도를 확장하고, 커버리지 영역을 증가시키고, 인접 스테이션의 간섭을 줄일 수 있다.
본 출원은 디지털 전치보상을 구현하는 방법을 추가로 제공한다. 도 6에 도시된 바와 같이, 도 6은 본 개시 내용의 실시 예에 따른 디지털 전치보상을 구현하기 위한 방법을 예시하는 흐름도이다.
블록 101에서, 현재의 디지털 기저대역 신호, 하이브리드 빔포밍 장치에 의해 출력되는 m-채널 무선 주파수 신호 및 전치보상 성분이 수집되며, 여기서 m은 자연수이다.
블록 102에서, 상기 수집된 m-채널 무선 주파수 신호가 결합되어 메인 로브 방향으로 합성 신호를 형성한다. m이 1이면, 무선 주파수 신호에서 빔이 메인 로브 방향에 있는 신호가 합성 신호로 사용된다.
블록 103에서, 전치보상 파라미터는 상기 합성 신호, 상기 수집된 현재의 디지털 기저대역 신호 및 전치보상 성분에 따라 학습되고, 가중치 계수는 최소-최대 최적화 또는 총 전력 최소화와 같은 상이한 최적화 기준에 따라 선택된다. 또한, 기준을 변경함으로써 다양한 시나리오에 유연하게 적응될 수 있다. 예를 들어, 어떤 고정 무선 연결 시나리오에 있어, 상기 기준은 메인 로브 방향 신호의 품질을 보장하면서 고정 방향에서 비선형 왜곡 성분의 전력을 최소화하는 계수 세트를 선택할 수 있다. 선택된 가중치 계수들의 수는 전치보상 보정 할 신호의 수와 동일하다. 예를 들어, 하이브리드 빔포밍 장치로 입력되는 입력 신호(즉, 전치보상 보정 신호)가 i-채널을 갖는다면, 가중치 계수의 수는 i이다.
블록 104에서, 현재의 전치보상 파라미터는 학습된 전치보상 파라미터로써 업데이트되고, 현재의 가중치 계수는 획득된 가중치 계수로써 업데이트된다.
블록 105에서, 현재의 전치보상 성분은 블록 103에서 계산된 가중치 계수로써 가중치화 된다.
이 블록에서, 제1 전치보상 성분은 또한 업데이트된 (학습된) 전치보상 파라미터로부터 획득될 수 있으며, 상기 제1 전치보상 성분은 더 양호한 시스템 성능을 얻기 위해 업데이트된 가중치 계수(즉, 블록 103에서 계산된 가중치 계수)로 가중치화 될 수 있다.
블록 106에서, 가중치화 제1 전치보상 성분은 현재의 디지털 기저대역 신호와 결합되고, 전치보상 보정 신호가 획득된다.
블록 107에서, 직교 변조, 아날로그 빔포밍 및 전력 증폭은 안테나 어레이를 통해 전송되는 m-채널 무선 주파수 신호를 얻기 위해 차례로 전치보상 보정 신호에 대해 수행된다.
시간에 따른 시스템의 변화를 추적하기 위해 다음 업데이트 라운드를 위해 블록 101로 복귀한다.
본 출원의 실시 예에서, 가중치 계수가 모두 1 인 경우, 각 실시 예는 기존의 빔 지향(beam-oriented) 디지털 전치보상과 동등하다. 따라서 DPD가 비정상일 때 가중치 계수는 1로 설정되고, 이로써 시스템의 강건함을 증가시킨다.
본 개시 내용의 실시 예들의 개선 효과를 더 잘 설명하기 위해, 도 7 및 8을 참조한다. 도 7은 3 개의 안테나로 구성된 서브-어레이에서 비-가중치화 전치보상에 의해 형성된 어레이 빔 패턴을 예시하는 개략도이고, 도 8은 3 개의 안테나로 구성된 서브-어레이에서 가중치화 전치보상에 의해 형성된 어레이 빔 패턴을 예시하는 개략도이다. 실선은 왜곡되지 않은 이상적인 어레이 빔을 나타내고, 검은 색 점선은 전력 증폭기의 선형화에 의해 형성된 어레이 빔을 나타내며, 회색 점선은 모든 방향에서 비선형 왜곡 성분의 전력을 나타낸다. 위의 그림에서 알 수 있듯이 후-가중치 처리 후, 메인 로브 방향뿐만 아니라 다른 방향의 신호의 품질이 향상되었고, 빔 제로(beam zero)가 복원되었다.
도 9에 도시된 바와 같이, 도 9는 비선형화, 사전-개선된 비-가중치화 DPD 및 개선된 가중치화 DPD를 사용하여 모든 방향에서 비선형 왜곡을 억제하는 효과를 나타내는 개략도이다. 빔-유도 디지털 전치보상은 메인 로브 방향 액세서리 (0도 각도)에서만 비선형 왜곡을 억제할 수 있지만, 다른 방향에서는 더욱 악화됨을 알 수 있다. 그러나 후-가중치 디지털 전치보상은 모든 각도에서 왜곡을 억제할 수 있다.
전술한 설명은 본 개시의 단지 바람직한 실시 예일 뿐이며 그 보호 범위를 한정하기 위해 사용되는 것은 아니다. 본 개시의 정신과 원칙을 벗어나지 않고 이루어진 모든 변형, 균등한 대체 또는 개량은 본 개시의 보호 범위에 포함되어야 할 것이다.

Claims (13)

  1. 디지털 전치보상(digital predistortion: DPD) 장치에 있어서,
    전치보상 파라미터를 사용하여 디지털 기저대역 신호로부터 전치보상 성분을 획득하고 상기 전치보상 성분을 출력하도록 구성된 전치보상기(predistorter); 및
    상기 전치보상 성분을 하나 또는 다수의 가중치 계수에 적용함으로써 하나 또는 다수의 가중치 전치보상 성분을 획득하고, 및
    상기 디지털 기저대역 신호와 상기 하나 또는 다수의 가중치 전치보상 성분을 결합하여 하나 또는 다수의 전치보상 보정 신호들을 획득하도록 구성된 가중치 유닛(weighting unit)을 포함하되,
    상기 하나 또는 다수의 가중치 계수는 상기 디지털 기저대역 신호, 상기 전치보상 성분, 및 빔포밍 어레이로부터의 무선 주파수 신호들을 결합하여 획득된 메인 로브 방향의 합성 신호에 기초하여 결정되는,
    DPD 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 가중치 유닛은:
    상기 디지털 기저대역 신호, 상기 전치보상 성분, 및 상기 합성 신호에 기초하여 상기 하나 또는 다수의 가중치 계수를 결정하도록 구성된 후-가중치 계산 유닛;
    상기 하나 또는 다수의 가중치 계수들을 상기 전치보상 성분과 곱함으로써 상기 하나 또는 다수의 가중치화 전치보상 성분을 획득하도록 구성된 적어도 하나의 승산기; 및
    상기 디지털 기저대역 신호와 상기 하나 또는 다수의 가중치화 전치보상 성분을 결합함으로써 상기 하나 또는 다수의 전치보상 보정 신호들을 획득하도록 구성된 적어도 하나의 가산기를 포함하는 DPD 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 후-가중치 계산 유닛은:
    메인 로브 방향을 제외한 다른 방향에서 비선형 왜곡 성분의 최대 전력 값을 최소화하는 기준에 기초하여 상기 하나 또는 다수의 가중치 계수를 선택하거나; 또는
    모든 방향에서 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 값의 합계를 최소화하는 기준에 기초하여 상기 하나 또는 다수의 가중치 계수를 선택하거나; 또는
    고정된 방향으로 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 값을 최소화하는 기준에 기초하여 상기 하나 또는 다수의 가중치 계수를 선택하도록 구성되는 DPD 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 전치보상 파라미터는 상기 디지털 기저대역 신호, 상기 전치보상 성분 및 상기 합성 신호에 기초하여 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛에 의해 학습되고, 상기 학습된 전치보상 파라미터는 상기 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛에 의해 상기 전치보상기에 출력되는 DPD 장치.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 합성 신호는 상기 빔포밍 어레이의 전력 증폭기에 의해 출력되는 상기 무선 주파수 신호들을 결합하고, 메인 로브 방향의 하나의 채널 합성 신호를 선택함으로써 피드백 채널의 멀티플렉서에 의해 획득되며, 상기 합성 신호는 상기 전치보상 파라미터 트레이닝 유닛 및 후-가중치 계산 유닛으로 출력되는 DPD 장치.
  6. 제 2항에 있어서,
    상기 후-가중치 계산 유닛은 시간 t에서의 상기 전치보상기의 출력 d(t), i-번째 채널의 가중치 계수
    Figure pct00069
    , 및 상기 i-번째 채널의 아날로그 빔포밍 계수
    Figure pct00070
    에 기초하여, 그리고 일반적인 메모리 다항식 모델을 사용하여, 방위각
    Figure pct00071
    에서 전송될 어레이 신호의 상기 합성 신호인
    Figure pct00072
    를 획득하고,
    여기서, I는 총 채널 수이고,
    Figure pct00073
    는 상기 방위각
    Figure pct00074
    에서 송신 안테나의 어레이 다양체를 나타내고, zi(t)는 상기 시간 t에서 상기 i-번째 채널의 출력이고;
    상기 방위각
    Figure pct00075
    의 방향에서 비선형 왜곡은
    Figure pct00076
    이고,
    비선형 왜곡에서의 {
    Figure pct00077
    }는
    Figure pct00078
    를 충족하는 것인 DPD 장치.
  7. 디지털 전치보상을 구현하는 방법에 있어서,
    전치보상 파라미터를 사용하여 디지털 기저대역 신호로부터 전치보상 성분을 획득하는 과정과;
    전치보상 성분을 하나 또는 다수의 가중치 계수에 적용함으로써 하나 또는 다수의 가중치 전치보상 성분을 획득하는 과정과; 및
    상기 디지털 기저대역 신호와 상기 하나 또는 다수의 가중치화 전치보상 성분을 결합하여 하나 또는 다수의 전치보상 보정 신호를 획득하는 과정을 포함하고;
    상기 하나 또는 다수의 가중치 계수는 상기 디지털 기저대역, 상기 전치보상 성분, 및 빔포밍 어레이로부터의 무선 주파수 신호들을 결합함으로써 획득된 메인 로브 방향의 합성 신호에 기초하여 결정되는,
    방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 하나 또는 다수의 가중치 계수는 상기 디지털 기저대역 신호, 상기 전치보상 성분 및 상기 합성 신호에 기초하여 결정되는 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 전치보상 성분을 상기 하나 또는 다수의 가중치 계수에 적용하는 과정은 상기 하나 또는 다수의 가중치 계수를 상기 전치보상 성분과 곱하는 과정을 포함하는 방법.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 하나 또는 다수의 가중치 계수는 제1 기준, 제 2 기준 및 제 3 기준 중 하나에 기초하여 선택되고,
    상기 제1 기준은 메인 로브 방향을 제외한 다른 방향에서 비선형 왜곡 성분의 최대 전력 값을 최소화하는 기준이고,
    상기 제2 기준은 모든 방향에서 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 값의 합을 최소화하는 기준이고, 그리고
    상기 제3 기준은 고정 방향으로 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 값을 최소화하는 기준인 방법.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 전치보상 파라미터는 상기 디지털 기저대역 신호, 상기 전치보상 성분 및 상기 합성 신호에 기초하여 학습되는 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 합성 신호는 상기 빔포밍 어레이의 전력 증폭기에 의해 출력되는 상기 무선 주파수 신호들을 결합하고 메인 로브 방향에서 하나의 채널 합성 신호를 선택하여 획득되는 방법.
  13. 제7항에 있어서,
    시간 t에서 상기 전치보상 성분을 획득하는 전치보상기의 출력 d(t), i-번째 채널의 가중치 계수
    Figure pct00079
    , 상기 i-번째 채널의 아날로그 빔포밍 계수
    Figure pct00080
    에 기초하여, 그리고 일반 메모리 다항식 모델을 사용하여, 방위각
    Figure pct00081
    에서 전송될 어레이 신호의 상기 합성 신호인
    Figure pct00082
    를 획득하고,
    여기서, I는 총 채널 수이고,
    Figure pct00083
    는 상기 방위각
    Figure pct00084
    에서 송신 안테나의 어레이 다양체를 나타내고, zi(t)는 상기 시간 t에서 상기 i-번째 채널의 출력이고;
    상기 방위각
    Figure pct00085
    의 방향에서 비선형 왜곡은
    Figure pct00086
    이고,
    비선형 왜곡에서의 {
    Figure pct00087
    }는
    Figure pct00088
    를 충족하는 것인 방법.

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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023075325A1 (en) * 2021-10-28 2023-05-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for controlling non-linear effect of power amplifier
KR20230174875A (ko) * 2022-06-22 2023-12-29 주식회사 이노와이어리스 기지국 빔포밍 시험 장비의 어레이 경로 캘리브레이션 방법 및 장치

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113852576A (zh) * 2020-06-28 2021-12-28 中兴通讯股份有限公司 信号失真预校正方法、装置及非易失性存储介质
CN111988250B (zh) * 2020-07-14 2023-03-10 清华大学 一种模拟全连接混合波束成形系统及发射机
US11476808B2 (en) 2020-08-13 2022-10-18 Analog Devices International Unlimited Company Multi-component digital predistortion
CN113242196B (zh) * 2021-03-23 2022-11-18 海能达通信股份有限公司 数字预失真方法、系统及通信设备
EP4287514A1 (en) * 2022-05-30 2023-12-06 Nxp B.V. Beamformer and method of operation of a beamformer for mimo antenna system
CN115412414A (zh) * 2022-07-08 2022-11-29 东南大学 一种数字预失真反馈系统

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100289572A1 (en) * 2009-05-18 2010-11-18 Fujitsu Limited Predistorter, predistortion method, and predistortion system
WO2018067969A1 (en) * 2016-10-07 2018-04-12 Nanosemi, Inc. Beam steering digital predistortion
US20180287569A1 (en) * 2017-03-28 2018-10-04 Innophase, Inc. Adaptive digital predistortion for polar transmitter
US20180316367A1 (en) * 2015-11-27 2018-11-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Linearization of active antenna array

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012509614A (ja) * 2008-11-11 2012-04-19 アクシス ネットワーク テクノロジー リミテッド． リソースの効率的なアダプティブ・デジタル前置補償システム
KR101169880B1 (ko) * 2011-04-13 2012-07-31 서강대학교산학협력단 Ｏｆｄｍ 신호를 수신하는 전력 증폭기의 비선형 특성을 보상하기 위한 디지털 전치 왜곡 방법, 시스템 및 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체
CN102594749A (zh) * 2012-02-28 2012-07-18 中兴通讯股份有限公司 一种数字预失真处理方法及装置
CN103581082B (zh) * 2012-07-31 2016-10-05 富士通株式会社 基带预失真的系数更新装置及方法、预失真设备及发射机
US9762302B1 (en) 2016-06-01 2017-09-12 Maxlinear Asia Singapore PTE LTD Predistortion for hybrid digital/analog precoders
US11057004B2 (en) * 2017-02-25 2021-07-06 Nanosemi, Inc. Multiband digital predistorter
CN107566306B (zh) * 2017-08-29 2020-01-24 清华大学 面向波束成形系统的数字预失真结构及其控制方法
US10931238B2 (en) * 2018-05-25 2021-02-23 Nanosemi, Inc. Linearization with envelope tracking or average power tracking

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100289572A1 (en) * 2009-05-18 2010-11-18 Fujitsu Limited Predistorter, predistortion method, and predistortion system
US20180316367A1 (en) * 2015-11-27 2018-11-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Linearization of active antenna array
WO2018067969A1 (en) * 2016-10-07 2018-04-12 Nanosemi, Inc. Beam steering digital predistortion
US20180287569A1 (en) * 2017-03-28 2018-10-04 Innophase, Inc. Adaptive digital predistortion for polar transmitter

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023075325A1 (en) * 2021-10-28 2023-05-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for controlling non-linear effect of power amplifier
KR20230174875A (ko) * 2022-06-22 2023-12-29 주식회사 이노와이어리스 기지국 빔포밍 시험 장비의 어레이 경로 캘리브레이션 방법 및 장치

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