CN108292926B - 有源天线阵列的线性化 - Google Patents

有源天线阵列的线性化 Download PDF

Info

Publication number
CN108292926B
CN108292926B CN201580084850.7A CN201580084850A CN108292926B CN 108292926 B CN108292926 B CN 108292926B CN 201580084850 A CN201580084850 A CN 201580084850A CN 108292926 B CN108292926 B CN 108292926B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
precoder
antenna elements
signals
combination
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201580084850.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108292926A (zh
Inventor
B.乔汉斯森
F.格哈塞姆扎德
J.蒂尔伯格
L.雷克伯格
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB filed Critical Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Publication of CN108292926A publication Critical patent/CN108292926A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108292926B publication Critical patent/CN108292926B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3276—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using the nonlinearity inherent to components, e.g. a diode
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

提供了一种用于有源天线阵列的线性化的传送器布置及其中的方法。有源天线阵列包括多个天线元件，其与多个功率放大器相关联。有源天线阵列进一步与预编码器W相关联，所述预编码器W具有许多输入和5输出端口。该方法包括获得经由预编码器W的第一输入端口被提供至天线阵列的第一信号X1。该方法进一步包括基于第一信号X1和基于由X1经由预编码器W和经由功率放大器的传播而产生的来自多个天线元件的反馈，适配与第一输入端口连接的预失真线性化器。10实施例还被提供用于基于多个输入信号X1、X2等以及来自多个天线元件的反馈来适配预失真线性化器。

Description

有源天线阵列的线性化
技术领域
本发明应用于功率放大器的线性化的技术领域，并且具体地应用于在有源天线阵列中操作的功率放大器。
背景技术
射频功率放大器是一类电子放大器，其用于将低功率射频信号转换成大功率的较大信号，典型地用于驱动传送器的天线。典型地优化的是，具有高效率、高输出功率(P1dB)压缩、在输入和输出上的良好回波损耗（return loss）、良好增益、和最佳的热耗散。
在通信系统中的下行链路中传送的无线电典型地被设计成向天线传递预定的功率等级，天线进而被设计成在某个方向中辐射向一些用户设备(UE)。在这样做时，通常同时要求信号具有某个质量，并且在系统视角中还要求相邻信道/频率(频谱、或空间)中的泄漏遵照某个值，所述某个值由对应的标准或有时由官方规章规定。
无用（unwanted）信号发射(即相邻信道/频率中的泄漏)是由发射链中组件或多或少地是非线性的而引起，从而引起频谱加宽。对于某种受害系统而言，无论信号是否正被用作“有用信号”还是信号是否正被视为干扰信号(即无用发射)，该频谱加宽的等级可直接与信号质量有关。
一种解决这些种类的缺陷(即非线性化)并确保无用发射的要求的等级保持低于某个限制或值的方法，是使用仿真或数字线性化器来以适当的方式使信号预失真，使得由例如功率放大器的非线性引起的无用发射在传送链路中被抵消。预失真电路反向模拟放大器的增益和相位特性，并且在与放大器结合时产生更线性并减少放大器的失真的整体系统。实质上，“逆失真”被引入到放大器的输入内，从而抵消放大器的非线性化。由于无线电功率放大器随着其输出功率增大到其最大额定输出而趋于变得更加非线性，因此预失真是从放大器获得更多可用功率而无需构建更大、更低效和更昂贵的放大器的一种方式。如今线性化或预失真是非常普遍的方法。该方法还被应用于具有两个或更多个传送路径（即并行的无线电）的系统中，诸如在所谓的有源天线阵列或有源阵列系统(AAS)中。
然而，随着AAS中有源收发器分支(即传送路径/无线电)的数量的增大，使所有传送路径线性化的复杂性显著增大。明显的是，当来到高于某个数量的收发器分支时，用于线性化器的处理功率和容量超过用于其它功能性的处理功率和容量，并且从而业务容量以及功率效率能剧烈被降级。另外，随着AAS中有源收发器分支数量的增大，与线性化相关联的硬件成本和复杂性成为问题。
发明内容
降低具有大量有源天线分支的有源天线系统的复杂性将是期望的。这通过本文描述的实施例被实现，并提供随附的权利要求的集合被定义。实施例能够实现使用仅一个或几个线性化器的天线阵列的传送路径中的多个并行功率放大器的线性化(即，能够实现比传送路径的数量少得多的线性化器的使用)。功率放大器在其非线性的特性中可以都不相同。
本文描述的实施例的优点是用例如仅一个预失真器来使大量天线放大器预失真的能力。从更广泛的意义上，受限数量的(一个或几个)预失真器可服务有源阵列天线中的大量放大器。这种受限数量的预失真器可配置成不仅在一个波束的波束方向上线性化，而且实际上同时在若干波束中线性化。
本文描述的实施例的一大优点是对于放大器的整个天线阵列可使用例如仅一个预失真器而不需要单独使每个放大器预失真的可能性。该优点主要在于线性化器、用于接收路径的硬件的减少以及用于应付具有不同非线性特性的所有放大器的信号处理的减少。
根据第一方面，提供了一种用于有源天线阵列的线性化的方法。该方法要由传送器布置执行。有源天线阵列包括多个天线元件，所述多个天线元件与多个功率放大器相关联。有源天线阵列进一步与具有许多输入端口的预编码器W相关联。该方法包括基于所获得（201、301）的第一信号X1和基于由X1经由预编码器W和经由所述多个功率放大器的传播而产生的来自所述多个天线元件的信号的组合，适配(202, 304)与预编码器W的第一输入端口连接的预失真线性化器。
根据第二方面，提供了一种用于有源天线阵列的线性化的传送器布置，其中有源天线阵列包括与多个功率放大器相关联的多个天线元件。传送器布置配置成基于获得的第一信号X1和基于由X1经由预编码器W和经由所述多个功率放大器的传播而产生的来自所述多个天线元件的信号的组合来适配与预编码器W的第一输入端口连接的预失真线性化器。
根据第三方面，提供了一种网络节点，其包括根据第二方面的传送器布置。
根据第四方面，提供了一种计算机程序，其包括指令，当在至少一个处理器上被执行时，所述指令促使所述至少一个处理器实行根据第一方面的方法。
根据第五方面，提供了一种载体，其含有第四方面的计算机程序。
附图说明
本文公开的技术的前述和其它目的、特征和优点将从如随附的附图中所示的实施例的以下更具体的描述中变得显而易见。附图不一定按比例绘制，而是重点被放在示出本文公开的技术的原理上。
图1a为根据现有技术的预失真器的示意图。
图1b为根据示范性实施例的天线布置的示意图。
图2-3是示出根据示范性实施例的由传送器布置执行的方法的流程图。
图4a-4d是对根据本发明的出于教学原因示出对实施例的现有技术天线布置的修改的示意图。
图5-7a是根据示范性实施例的天线布置的示意图。
图7b和7c是根据示范性实施例与多信道预失真器有关的示意图。
图8是示出作为针对4个元件ULA的放大器之间的相关性的函数的ACLR的图。
图9示出根据示范性实施例的包括8个元件ULA的天线布置的双输入端口激励。
图10a-c是示出当不应用本发明(10a)时和当应用本发明(10b)的示范性实施例时的示范性8个元件ULA的辐射图案以及在另一个图表达(10c)中这两个之间的比较的图。
图11a-c是示出根据示范性实施例的天线布置的不同实现的示意性框图。
图12-13是示出无线通信网络的不同实施方式的示意性框图，其中实施例可采用分布式或非分布式的方式被应用。
具体实施方式
图1a是示出根据现有技术的示范性预失真器的示意性框图。预失真器通过在信号(下面被称为“原始输入信号”)被输入到要被线性化的失真组件之前将校正项添加到该信号来工作。在图1a中，失真组件被示出为功率放大器。校正项使得从功率放大器的结果输出比如果校正项未被添加的情况将更类似于原始输入信号。在理想情况下，来自失真组件的输出信号将与输入信号相同(但在功率放大器的情况下被放大)，即，被输入到失真组件的预失真的信号导致输出信号与原始输入信号相同(但在PA的情况下被放大)。换言之，在理想情况下，由失真组件引起的所有失真被抵消且系统完全是线性的。
为了确定要被添加到原始输入信号的校正项，来自放大器的输出信号被馈送回预失真器。校正项继续作为原始输入信号的函数而产生；且反馈信号被用来适配该函数，以便使反馈信号和原始输入信号之间的差异最小化。例如，要被添加的校正项可作为原始输入信号的多项式和适配的多项式的系数(例如，通过最小二乘法)而产生，以便使差异最小化。
例如C=k1X1+k2X2+k3X3+…
其中系数k是适配的。
如今，用于使大量有源阵列天线分支线性化的现有技术是将线性化器应用到阵列中的每一个放大器。典型地，天线分支的数量大约为2-4，或可能是8分支。然而，有源天线阵列中的有源天线分支的数量预期在未来以快速的步伐增大，远超过8个天线。还应注意到，有源天线分支的数量可并被预期远超过实际的MIMO层或被传送的波束的数量。当天线分支与现今一样少时，每个放大器一个线性化器的应用是受限的问题。然而，随着天线分支的数量增大，大量的线性化器将例如在功率消耗方面成为问题。
发明人已实现一种解决方案，其描述于本文中，根据该解决方案，能使得用于使一组无线电收发器分支线性化的线性化器的数量比有线天线系统AAS中的无线电收发器分支的数量少得多。例如，根据解决方案的一实施例，单个线性化器可被用于使有源天线阵列中的所有收发器分支线性化。备选地，可使用每MIMO层或波束一个线性化器。图1b示出其中单个端口或“单信道”线性化器被用于使整个天线阵列线性化的天线布置。上述提及的单个线性化器的备选将是对于基带端口的组合具有两个或更多个线性化器。“每MIMO层一个”的选项可被视作后者备选的一个版本。下面将进一步描述解决方案。
根据本文描述的解决方案的实施例，仅一个线性化器或受限数量的线性化器被用于使整个天线阵列线性化。这意味着线性化器的数量可比要被线性化的并联功率放大器的数量少的多。线性化的天线阵列可使得其可操作以提供所谓的“大规模MIMO”，即，本发明不限于仅用于受限数量的天线元件(例如，少至2、4或8个并联功率放大器)。根据一个实施例，通过使用正好在分裂基带或信号功率放大器之前放置的单个线性化器使天线阵列线性化。下面将进一步详细描述如何实现这一点以及为什么其是可能的。
一个或少数线性化器的使用可适用于所有情况，即，在有源天线阵列中的功率放大器在其非线性的特性方面全部都不同时也一样。通过应用本文描述的实施例，无用发射中的主要或最佳减少将发生在线性化的天线阵列的一个或多个期望的方向上，诸如在主波瓣或波束中。在所有其它方向上，将仍存在一些辐射的无用发射。这些无用发射的等级将取决于功率放大器的非线性的性质的“相似性”。在其中有源天线阵列的放大器在它们的非线性的性质方面全部相等的边缘情况下，在天线阵列角空间覆盖的所有方向上可期待无用发射中的相同的减少。
下面，将描述通过传送器布置执行的示范性方法实施例。方法实施例适合于有源天线阵列的线性化。有源天线阵列包括与多个功率放大器相关联的多个天线元件。有源天线阵列进一步与具有许多输入和输出端口的预编码器W相关联。传送器布置可包括有源天线阵列，或传送器布置可配置成可连接到有源天线阵列。传送器布置可进一步可操作以被包括支持波束成形的无线通信网络中的网络节点中。例如，传送器布置可被包括在无线电接入节点或其它类型的无线电节点或设备中，例如，在接入所谓的节点的无线电装备RE部分中。图1b示出示范性传送器布置。
首先，将描述一实施例，其可适用于例如其中预编码器W的仅一个输入端口要被馈送有输入信号的情形中。这也可被称为预编码器的单个输入端口要被激励。其中预编码器W的仅一个输入端口要被激励的此类情形在本文中可被称为“单个输入端口”情形、“单信道”情形或“单个输入信道”的情形。单信道的情形例如在图1b中被示出。下面将进一步描述一实施例，其被指向其中预编码器W的多于一个输入端口要被馈送有相应的输入信号的情形。其中预编码器W的多于一个输入端口要被激励的情形在本文中可被称为“多输入端口”情形或“多信道”情形。多信道的情形在图7a-7c中被示出。
在图2中示出与示范性方法实施例有关的流程图。图2中示出的方法包括基于获得的(201,301)第一信号X1和基于由X1经由预编码器W和经由多个功率放大器的传播而产生的来自多个天线元件的信号的组合适配202与预编码器W的第一输入端口连接的预失真线性化器(也被称为预失真器)。
第一信号X1优选地在出现在预失真线性化器的输入时被获得。在预编码器W以前，在预失真线性化器的输出处获得信号也是可能的。这是可能的，因为通过线性化器应用到信号的预失真是已知的。然而，最方便的备选将是在预失真线性化器之前获得信号。信号X1可被称为期望的信号，其被期望的是，从多个天线元件馈送回的信号的组合应尽可能相似。在下文中，将假设X1在出现在预失真线性化器的输入时被获得，即便存在至少一个其它备选，即，在预失真线性化器之后但在预编码器W之前。
第一信号X1是经由与预编码器W的第一输入端口连接的预失真线性化器被提供至天线阵列的信号。来自多个天线元件的信号和/或其组合也可在本文中被称为“反馈”。
预编码器W也可被表示为例如预编码矩阵，并且可被假设成处理信号X1使得其将在某个辐射图案中被省略。也就是说，被馈送到预编码器W的输入端口的信号将被从多个(例如，全部)天线元件传送，使得形成辐射图案诸如波束，其中信号X1可例如通过无线设备被接收。在波束成形的情况下，辐射图案将是波束，且预编码器W可被称为波束成形器或波束成形矩阵。所谓的“波束”被假设成具有某个方向，即波束方向。预编码器W可以是所谓的Butler矩阵或如3GPP标准中定义的预编码器。第一信号X1经由预失真线性化器并经由W的输入端口被提供至有源天线阵列。信号可被假设为在预编码器W的多个输出上的呈已处理形式的输出，并经由多个功率放大器传播到天线元件。
与预编码器W的第一输入端口连接的预失真线性化器例如在图1b中被示出。第一输入端口不必一定是“第一”，即，端口中的某一个，而是可以是例如图1b中示出的端口中的任一个。预失真线性化器可以是仿真的或数字的，但在这里，我们将假设其是数字的，例如所谓的数字预失真器DPD 101。DPD 101需要被适配以便能够使信号X1预失真使得由有源天线阵列的多个功率放大器102的非线性引起的无用发射被减轻、降低或抵消。为了做到这一点，信息从多个天线元件103被馈送回DPD 101。只有信号的感兴趣的选择部分可从天线元件被反馈回，或者感兴趣的部分可例如通过DPD或中间实体被得出。所述反馈通过天线布置被获得且连同获得的信号X1一起被用于对于适配DPD的基础，使得无用发射在某个方向（例如在与W的第一输入端口相关联的波束方向上）上被抵消。
来自多个天线元件的反馈可与从天线元件在某个方向上传送的信号有关。在无用发射要在与第一输入端口相关联的波束方向上被最小化的情况下，反馈应有关于或代表在所述波束方向上由有源天线阵列传送的信号。
预失真线性化器的适配可基于测量值，其基于反馈和第一信号X1被获得。测量值应反映由与多个无线元件相关联的多个功率放大器的组合的非线性产生的无用发射。换言之，可基于来自多个天线元件的信号和信号X1的组合获得测量值，所述测量值反映要由DPD减轻或抵消的无用发射。然后预失真线性化器的适配可基于所述测量值而执行。预失真线性化器的适配可进一步被描述为基于由与多个天线元件相关联的多个功率放大器产生的非线性的互调产物的获得的线性组合。
反馈信号的特性可备选地被理解为如同在“空气”中存在虚拟求和端口。在下文中，为了便于理解，将假设要无用发射在与预编码器(波束成形器)W相关联的波束方向上被减轻的情形。然而，应注意，本文描述的解决方案也适用于使与主波束方向不同的其它方向上的无用发射最小化。虚拟求和端口例如在图1b中被示出为虚拟“去预解码器”或“波束去形成器”W-1。虚拟去预解码器应代表执行预编码器W的反转，即，使得包括可能的无用发射的信号X1出现在对应于W的第一输入端口的输出端口上。应注意，去预解码器W-1不会影响在有源天线阵列的传送分支中传播的信号，而是仅与反馈有关。当对于使在波束方向上的无用发射最小化来设计W-1时，如果测量在与W的第一输入端口相关联的波束方向上的信号，则可发现对应于将在W-1的输出端处出现的那个信号的信号。然而，由于在天线元件外部的空气中的点中测量是不方便的，所以从每个天线元件或每个分支获取反馈。基于例如从每个天线元件传送的信号的相位，方向将是可得出的。通过来自多个天线元件的信号的适当组合，通过如W-1的函数的使用，存在一种模拟在某个波束方向上发生的事情的方式。
波束的方向通过预编码器W的知识而间接被了解，预编码器W的知识可具有仿真或数字形式。它明确不一定需要知道波束方向。通过W-1乘法将输出信号重新组合是足够的。矩阵W-1可由已知的预编码器W得出。DPD可然后基于矩阵W-1的输出而被适配，所述输出将是来自感兴趣的方向上的每个天线元件的贡献的组合，例如总和。在该情况下，感兴趣的方向是与预编码器W的第一输入端口相关联的波束方向。信号X1可因而与反馈信号(即，矩阵W-1的输出)相比较。DPD可基于该比较相应地被适配。换言之，一方向(诸如波束方向)上的天线元件的信号可通过在来自天线元件的输出上的适当配置的矩阵W-1的应用而被获得。
通过应用以上描述的实施例，可通过单个预失真线性化器使有源天线阵列线性化，这例如对于如以上给出的原因是非常有益的。
例如每次预编码器W的仅一个输入端口被激励时，以上描述的方法实施例对于线性化器的适配良好地工作。以上描述的线性化器可被称为“单信道”线性化器，因为预失真是基于一个输入信号(X1)和反馈的。然而，当预编码器W的多于一个输入端口被激励时，可应用解决方案的另一实施例，其将在下面被描述。指向其中预编码器W的多于一个输入端口被同时激励的情形的实施例包括另一类型的预失真线性化器的适配，其不同于以上描述的单信道情形中使用的那个。
当预编码器W的多个输入端口要被激励时，每输入端口可应用一个线性化器。预编码器W的每个输入端口与相应的辐射图案（诸如波束）相关联。在其中预编码器的输入端口与波束相关联的情况下，输入端口也可被称为“波束端口”。通过每输入端口应用一个预失真线性化器，多个方向上的无用发射可被最小化。在W的每个激励的输入端口与波束方向相关联的情况下，无用发射可在每个波束方向上被减轻。每输入端口一个线性化器的应用（根据本文描述的解决方案的实施例被适配）能够实现多个方向上的无用发射的同时减轻，这是非常有益的。然而，即使多个方向(例如，波束)上的无用发射被减轻或甚至抵消，如在整个天线阵列角空间覆盖上辐射和集成的无用发射将不为零，尽管大幅度减少。
下面，将参照图3描述示范性方法实施例。在该示例中，进一步阐明哪些额外的特征可出现对于适合于当预编码器W的两个或更多个输入端口经由预失真线性化器同时被馈送(以相应的信号X1，X2，…，等)时的实施例的问题。
在图3中示出的方法包括获得301第一信号X1，其经由与预编码器W的第一输入端口连接的预失真线性化器而被提供或馈送至天线阵列。信号X1可在出现在第一预失真线性化器的输入时被获得。方法进一步包括获得302第二信号X2，其经由与预编码器W的第二输入端口连接的第二预失真线性化器而被同时提供(与信号X1被提供至天线阵列同时)至天线阵列。信号X2可在出现在到第二预失真线性化器的输入时被获得。信号X1和X2被同时馈送到两个端口，X1到第一输入端口(经由第一线性化器)，而X2到W的第二输入端口(经由第二线性化器)。方法进一步包括获得303来自多个天线元件的信号的反馈。方法进一步包括基于信号X1和反馈并还基于信号X2适配304与W的第一输入端口连接的预失真线性化器。反馈（例如以来自多个天线元件的信号的适当的组合的形式）现在将也反映第二信号X2在感兴趣的方向上(例如，在与第一输入端口相关联的波束方向上)的来自多个天线元件的信号上的影响。反馈可然后与信号X1、X2和/或其组合相比较。这样，由多个功率放大器的非线性引起的无用发射可在与预编码器W的第一输入端口相关联的方向上(例如，在波束方向上)被抵消。
为了在第一和第二输入端口的同时激励期间，也在与预编码器W的第二输入端口相关联的方向上抵消无用发射，方法可进一步包括基于信号X1、基于信号X2和基于来自多个天线元件的反馈适配305与W的第二输入端口连接的第二预失真线性化器，所述反馈以由X1和X2经由预编码器W和经由多个功率放大器的传播而产生的来自多个天线元件的信号的组合的形式。来自多个天线元件的信号的组合应有关于与预编码器W的第二输入端口相关联的辐射图案或方向。
可基于获得的(例如计算的)测量值适配与预编码器W的第一输入端口连接的预失真线性化器。此类测量值可是由与多个天线元件相关联的多个功率放大器产生的非线性的互调产物的线性组合。可基于信号X1、X2和基于来自多个天线元件的反馈计算或得出测量值。基于获得的测量值，信号X1和X2等在被提供至W的相应的输入端口之前可通过相应的适配的线性化器被预失真。这可被表述为预失真线性化器基于由多个功率放大器的组合的非线性产生的无用发射的测量值而被适配。来自多个天线元件的信号可经历与矩阵W-1（其可例如作为矩阵W的逆矩阵而被得出）的乘法，以获得与感兴趣的方向有关的反馈信号。
预失真线性化器的内部可采用对本领域技术人员可用的不同方式（例如也关于处理记忆效应和诸如此类）被实现。在单个输入信道预失真器中，应用的预失真将是在该信道上的输入信号的函数，然而在多输入信道的情况下，在具体信道上的应用的预失真将是若干信道的输入信号的函数。在两种情况下，针对信道的函数将被适配以使在对于该信道的输入信号和用于该信道的反馈信号之间的差异最小化。
以上的实施例应与如今使用的常用技术进行比较，其将相应的数字预失真器应用于每一个天线分支。该现有技术还意味着在天线分支上必须存在数模转换器，DAC。在有源阵列天线的更简单的形式中，由于成本原因或热耗散原因，不具有任何分布式的DAC(即，每天线分支一个DAC)可以是所期望的。在此类情况下，甚至不可能如在现有技术那样在每个有源分支等级上应用DPD。可能地，仿真预失真器可代替被应用在每个天线分支上，但此类仿真线性化器至今未示出出与它们的数字配对一样良好的性能。此外，记忆效应补偿以仿真的方式将非常难以实现。
综上所述，如根据本文所述的解决方案的实施例的在公共点上具有线性化器并与数字线性化器(DPD)保持在一起甚至变得更加令人感兴趣。
为了理解为什么可使用例如仅一个线性化器来使并行的多个功率放大器线性化，这些功率放大器可被认为它们全部一起模拟更大的放大器，其带有并行的多个功率放大器的非线性因子的基本上总和。在有源阵列系统的输入处应用的外部线性化器不能决定内部地在系统中是否存在仅一个放大器或是否存在并行的放大器的组合。这里的差异在于在输出侧上求和如何进行，即哪些信息被馈送回并用于适配线性化器，这将在下面更完全地被描述。如果功率放大器在非线性方面全部都相同，则理想情况下可在所有方向上实现完美IM(互调)抵消。当在非线性方面不相等时，则理想情况下，可例如在波束方向上实现完美的抵消。为了在所有方向上实现完美抵消，所需的是实际上存在对于来自所有天线分支的物理求和点，即，对于所有波束的一个点。在一些情况下，此类物理求和点可存在，但典型地，此类“点”将分布在空间中。
如果黑箱内的并行放大器具有一个输入和一个输出，并将信号X应用到黑箱的输入，则来自并行的所有放大器的信号输出的求和将在黑箱中进行，且将仅存在一个输出信号X’。因而黑箱的输出可被表示为求和端口。然而，如果来自每个放大器的输出信号被保持分开、离开黑箱并辐射到空气中，则我们将转而需要在“空气”中具有虚拟求和端口，以得到信号的求和。在空气中，仅可在角空间中的信号的“良好”相干组合的方向上发现该求和。换言之，可在主波束方向上的点中发现该求和。
注意到，不管解决方案，无用发射的空间分布将不会如想要或期望的信号那样被波束成形，且因此无用发射将在角域中散布。
下面，将以几个等式的角度来解释虚拟求和端口的概念。假设功率放大器的非线性的行为可通过以功率的求和形式的求和表征，即，以下形式的多项式：
y(x)=α1x+α2x|x|+α3x|x|2+α4x|x|3+… (1)
我们假设信号x实际上是时间的函数，使得大体上x=x（t），并因此我们可通过F{x（t）}=X（w）表示相同信号的傅里叶变换。
这里，在等式(1)中，我们为了简单且不失去通用性而放弃了对例如记忆效应等的任何其它依赖性，且只剩下非线性效应的纯多项式代表。注意，该示例一般足以捕获所谓的AM-AM失真(增益压缩或展开失真)以及AM-PM失真(相位失真)二者，因为这些系数可以通常是复杂参数。
让更大量的放大器构成阵列天线的激励，其中每个放大器在非线性方面具有不同的特性。来自该集合（manifold）的组合输出将如以下等式所表述：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
或者，以另一方式表述，对所有系数求和：
Figure DEST_PATH_IMAGE004
现在，根据以下给予求和的系数新的参数名：
Figure DEST_PATH_IMAGE006
最后这给予我们并行放大器的组合集合的以下表达式：
y(x)=β1x+β2x|x|+β3x|x|2+β4x|x|3+… (5)
可注意到，这与上面的等式(1)具有相同的形式，但具有新的系数。也就是说，组合的放大器如当所有输出在组合器中在完美的、唯一的物理求和点被求和时所看到的。
如果求和的平面被转移到天线阵列之外，则获得略微不同的等式。为了简单起见，我们仅针对均匀线性阵列(ULA)给出该等式，即，其中元件沿着直线与天线等距离被放置的阵列。
Figure DEST_PATH_IMAGE008
在上述等式中，k0是以载体频率在自由空间中的传播常数。频率参数ω应当被视作载体周围的频率，使得其捕获乱真发射。
Figure DEST_PATH_IMAGE010
其中
Xn（ω）=F{x（t）·|x（t）|n-1}，F = 傅里叶变换 (8)
鉴于等式(6)，我们可观察当放大器的激励相差使波束点在另一方位（ψ0）上而不是在平面宽边方向上的相位量时发生的情况。在该情况下，每个放大器输入是按
Figure DEST_PATH_IMAGE012
调整的相位。在该情况下，图案示图将获得下面的表达式，其是对等式(6)的更改。
Figure DEST_PATH_IMAGE014
这里，可清楚地看到，对于ψ=ψ0的特殊情形(即，波束方向)，当达到发射时，我们将得到不同的放大器贡献的纯求和；即：
Figure DEST_PATH_IMAGE016
如果出于某种原因，期望的是将不同于波束方向的某一其它方向上的无用发射最小化，即，对于其中ψ≠ψ0的情况，表达式将改为：
Figure DEST_PATH_IMAGE018
综上所述，我们可进一步进行我们的研究，如如何在具有比我们实际上具有的无线电传送端口更少的基带端口时进一步控制线性化过程。观察到这不会限制于与无线电传送路径有关的基带端口的数量的定义，并最后不会限制天线元件的实际数量。记住，我们也可有与每个无线电分支连接的不同数量的物理天线，其可进而是与基带端口相比完全不同的数量。
考虑四个无线电分支的图4a中描绘的示例。其示出了与我们具有的天线元件一样多的输入端口，但还没有实现任何线性化器。用于使放大器的阵列线性化的直截了当的方式将是如图4b中指示的在每个功率放大器(PA)之前直接放置线性化器。在该情况下，它们通过仿真预失真器(APD)被例示，但通常也可以是其数字版本。
我们可在PA阵列和APD：s的阵列之间插入矩阵乘积(W-1 x W)的分析过程中继续前进，如在图4c中示出的那样。注意到，这将不会在信号传送路径的正向特性中改变任何事情。在进一步发展中，我们也可将DAC阵列从系统结构的左边移动到被放置在正好在该矩阵乘积(W-1 x W)的中间。在图4d中示出该过程。
在这种情况下，我们已经有效地将线性化器移动至基带并还允许线性化器变成数字的。应注意，以这种方式，放大器中的每一个仍然被单独地线性化。矩阵W可被称为预编码器，或波束成形器并可例如由Butler矩阵实现。还应记住，矩阵W也可被视为如对于MIMO传送3GPP中定义的预编码器。换言之，矩阵或预编码器W可例如是波束成形器或MIMO预编码器。
如果我们预期在AAS中具有所谓的端口展开，即，具有比实际天线端口的数量更少的数字流，则我们可采取另一方法。我们仅能够使和我们在数字基带处具有的端口一样多的端口线性化。
现在让我们退后一步，来仅考虑一个波束激励。这将遵循如在图5中看到的图像，其示出单个端口的激励，连同仅一个端口的线性化。
鉴于上述讨论，在图5中描绘的系统的任何端口可被用于线性化和波束定义。在图6中，第二端口通过本应被引导至第二波束内的信号来激励，所述第二波束通常不同于在激励第一端口时形成的波束，如在图5中示出的。
再次，理论上，完美的线性化可在图5和6中激励的相应的两个输入端口中的任一个中以及在对应的波束的主方向上被获得。如果放大器不完全相同，则产生的互调(即无用发射)将在主波束方向上仍然处于最小值(如果不是零)，但在主波束之外的其它方向上将存在剩余项。如果端口被单独激励，则该陈述适用于图5和图6中描绘的两个情况。然而，如果端口同时被激励，则即使在两个波束的主方向上，互调(无用发射)也将不会完全被抵消，因为来自两个波束的信号贡献将以非线性的方式混合。
为了在两个或更多个输入端口被同时激励时在主波束中保持互调(无用发射)减少，我们在线性化器之前引入复用矩阵。为了简单起见，假设同时激励两个端口，如在图7a中示出的那样。复用矩阵在该情况下为简单的矩阵，但将允许定义信号之间的交叉乘积，其将以别的方式在放大器中的信号的混合中被引入。
图7a中示出的复用矩阵‘A’是非常简单的形式，仅将输入复制并分到四个输出端口。换言之，线性化器被提供有两个输入信号，即在图7a中的X1和X2二者。矩阵‘A’可被写成：
Figure DEST_PATH_IMAGE020
采用除了反馈之外的多个“预编码器输入信号”(参见X1、X2、X3等)的预失真线性化器可被称为多信道线性化器，或多分支线性化器。可期望或需要使用多信道或多分支预失真线性化器，以便在不仅被具体信道上的信号的影响而且被同时被使用的多个信道的信号的影响时减轻该信道上的失真。在此类情况下，用于确定要被添加在多信道预失真器中的校正项的函数不是(仅)要预失真的具体信道的输入信号的函数，而是所有信道的输入信号的函数。该函数可例如是多项式且将在下面例示。
多信道或多分支的线性化器可通过考虑由多项式展开构成的基本线性化器被等式化，在多项式展开中，自变量由分支信号的求和代替。让我们说，一般的线性化器遵循根据以下的通用等式：
P(z)=β0·z+β1·z·（|z|）2+β2·z·（|z|）4+………
然后通过以正好两个天线分支信号的组合开始，我们可关于一般情况作出结论。因此，让我们以等式化正好两个信号的组合开始：
z=（a1·x1+ a2·x2）
那么，用于非线性的多项式数列中的一个展开项将为：
Figure DEST_PATH_IMAGE022
针对变量的和来进一步使用二项式展开数列，我们可写下以下表达式：
Figure DEST_PATH_IMAGE024
并因此以下情况也是真：
Figure DEST_PATH_IMAGE026
并且同样我们得到：
Figure DEST_PATH_IMAGE028
其进而可被简化为以下表达式：
Figure DEST_PATH_IMAGE030
回到对于预失真器的非线性展开的一般表达式，我们得出以下：
P(z)=β0·z+β1·z·（|z|）2+β2·z·（|z|）4+………
Figure DEST_PATH_IMAGE032
因此，通过该示例，清楚的是，为了使含有若干基础信号的信号输出线性化，我们将也不得不将那些包含在信号预失真器中。我们必须包含因子以便达到信号的复杂功率的所有可能的组合。也就是说，我们将不得不假定添加诸如以下的组合：
x1·（|x1|）2 x1·（|x2|）2 x2·（|x2|）2 x2·（|x1|）2
上述项考虑到第三阶非线性。如果第五阶(或更高)也要被考虑在内，则必须继续相同的过程。唯一的差别是表达式变得更加复杂且它们将变得非常多。
如果多于两个信号（即波束端口信号）必须被考虑，则过程同样如上所述。区别仅在于其不得不包括多项式项乘积的所有可能的组合。
作为另一示例，如果存在3个预编码器输入端口信号，那么我们必须包含以下分类的乘积：
Figure DEST_PATH_IMAGE034
我们可通过从在本文献的开头处已由等式1介绍的基本非线性展开中识别可能的乘积来识别所需项的线性组合。为了简化事情，而不限制结果，我们仅在展开式中保留“奇数”阶的项，诸如：
y(x)=α1x+α2x|x|+α4x|x|3+… (13)
该表达式可以复杂的形式重写，进而使我们得出以下描述：
y(x)=α1x+α2x2x*+α4x4x*+… (14)
让我们现在假设上述输入信号‘x’实际上是两个信号(z1和z2)的组合，则展开式将是以下形式，仅指出几个项：
Figure DEST_PATH_IMAGE036
预失真器/线性化器然后将包含所有这些可能的组合，因此以矩阵的形式，每个预失真器的输出将为：
Z·γ=DPD（z1，z2） （16）
用于最小化的成本函数将是通过对阵列贡献求和并根据矩阵W的逆矩阵对总和进行加权而给出的波束输出。例如在图7a中看到该虚拟输出矩阵的实现。
对解决线性化系数的迭代方法是根据以下最小均方(LMS)算法更新两个向量等式：
Figure DEST_PATH_IMAGE038
其中q1和q2是当波束矩阵W的逆矩阵被应用于输出端口y1-y4(在该情况下)时从信号矩阵Q取得的波束列向量。还有，ZH表示共轭转置矩阵。也就是：
Q=Y·W-1 （18）
尽管将被要求的是使所有PA在线性度的所有方面都相同以在所有角度上都能得到完全的互调抵消，但即使在PA之间的相关性并非100%，实际上我们也将得到大幅度的降低。还有，在PA之间存在略微差别的情况下，在辐射球上的集成功率的线性化将下降。在PA非线性之间的该略微的差别，我们可称之为相关性。
事实上，为了评估这种改进，在阵列是统一线性阵列天线(ULA)的特殊情况中，实际上有可能人工地集成辐射功率以得到针对其的封闭的表达式。
我们可以通过使用上面的等式11来开始于对于由ULA辐射的频率上的总功率的一般表达式：
Figure DEST_PATH_IMAGE040
对于ULA，并在简单的
Figure DEST_PATH_IMAGE042
积分之后，该数列可逐项积分以产生以下形式：
Figure DEST_PATH_IMAGE044
在交换积分和求和的顺序之后，我们得到以下结果：
Figure DEST_PATH_IMAGE046
该最后表达式(21)使其本身可被用于预测辐射范围的整个球上的集成功率，也是作为频率的函数。另外，作为特殊情况，在以上等式中，应观察到，如果d=0.5(λ)，则求和只在n=m时才会给出结果，即，针对该特殊情况，结果将是：
Figure DEST_PATH_IMAGE048
以上结果示出当元件间的距离是0.5λ(其可被视为限制)时来自ULA的集成功率频谱，但更清楚地示出来自阵列天线的发射的行为。
该表达式可被用于通过在所有放大器上工作的仅一个普通的DPD评估所有天线元件的预失真。作为示例，以上表达式可针对PA之间的不同的相似性进行数值计算，PA之间的不同的相似性被表示为非线性的PA系数向量之间的相关性。
本文使用的相关性由以下表达式来定义：
Figure DEST_PATH_IMAGE050
其中我们可将是在PA响应的非线性多项式展开中的系数的两个向量α和β视为：
Figure DEST_PATH_IMAGE052
在相关的表达式中，我们已包含从1至N-1的索引，其中我们假设第一系数在放大器之间对齐，并被设置为α0=β0=1.0
整个球上的集成发射的示例演示改进通过图8（其将相邻信道泄漏比(ACLR)示出为放大器之间的相关性的函数）中的图被示出。
该示例示出，即使放大器之间的相关性不是100%，我们实际上可通过实现对于所有放大器的一个单DPD/线性化器来在互调IM抑制(即，无用发射的抑制)中相当地增益。图8中的图示出了4个元件的ULA的示例，其中放大器在各个天线分支上，其中两个波束已对于阵列天线被激励。
例如，从图8中的图可看出，在没有任何线性化(粗线/虚线)的情况下，对于该示例，IM-等级将在38 dB。也可看出，当应用本文描述的解决方案的实施例时，即使仅带有放大器之间的60%的相关性，IM-等级可被降低至实际上为45 dBc。该等级可与3GPP中的LTE规范中所陈述的那些相比较，LET规范针对ACLR指示45 dBc的等级。因此，该简单的示例示出，在所有放大器的线性特性都不相等时，也可通过使用本文描述的实施例在ACLR中做出相当大的改进。
作为特定的示例，我们将通过使包括8个天线元件的阵列天线（如在图9中示出的那个）的两个输入端口线性化来演示该技术。为了简单起见，我们假设那些元件以各向同性的方式辐射。从简单的类似FFT的激励向量获得波束图案。
图10a中的图示出对于该8个元件阵列的组合的角度频谱图。其示出主载体波束和来自发射的辐射图案二者的辐射图案。因为这描绘了针对ULA的辐射情形，“phi”方向将观察全向辐射，并因此我们可使用3D图的第二协作轴线来转而描绘频谱分布。在图10a的图中，(所述两个中的)每个DPD/线性化器处于其初始状态，并还未开始其迭代。换言之，图10a示出作为示例8个元件ULA（如图9中所示出的）的频率和角度二者的函数的辐射图案的示例，其中PA相关性为73%且未激活DPD。
在图10b中，当DPD已收敛时，可看到对于示范性8个元件ULA的对应的辐射图案。如在图10b中可看到的，随着在整个球上积分，互调已明显减少，并且深频谱零点已形成在两个主波束方向上。该结果可如与图10a中所呈现的辐射发射进行比较。在该特定的情况下，每个单独的放大器都已被给予特定的非线性特性，以便模拟放大器之间的某种非单一相关性。在该情况下，相关性已经被设定为73%。
尽管在该示例中，相关性低至73%，但在球上的集成发射的降低是显著的。在图10c中，可比较对于集成频谱的频谱图。实线、更粗的出现线代表没有端口DPD的情况，而虚线、更细的出现线代表带有双端口DPD/线性化的情况。
尽管在其中放大器之间的相关性非常低且在集成到整个球上时可获得几乎未减少的ACLR的受限情况下，在主波束内的发射中仍存在相当大的减少。在其中使用高阶调制方案(例如，256-QAM)的特定情况下，将要求的是具有大约3%的非常低的EVM。这导致也保持在主波束上的发射低是重要的。计算给出3％的EVM对应于低于主载体的-30 dB的发射等级。所以在该情况下明显的是，将理解甚至朝自己本身服务的UE的发射的任何减少。
以上描述的方法实施例和技术可在无线通信网络中，例如在传送器布置中被实现，其可被包括在一个或多个网络节点中，诸如例如，无线电接入节点，诸如eNB。方法可采用分布的方式被实现，例如，多个节点或实体可各自执行在网络中的不同定位处的动作的一部分。例如，可采用所谓的云解决方案或“集中式RAN”或“分离式架构”来实现一个或多个实施例，其中，例如eNB被分成2个或更多个分离节点。对应地，网络可被配置成使得例如在无线电接入节点和在核心网络节点中部分地执行方法实施例的动作。分布式情况可被描述为，通过在通信网络中可操作的传送器布置或网络节点执行该方法，但传送器布置或网络节点可分布在网络中，且不一定被包括在例如靠近天线的一个物理单元中。参照图12和图13，将进一步在下面给出分布式和非分布式实施方式的示例。
在图11a中以大体的方式示出传送器布置的示范性实施例。传送器布置1100被配置成执行以上例如参照图2或3描述的方法实施例中的至少一个。传送器布置1100与如之前描述的方法实施例的相同的技术特征、目标和优点相关联。将简短地描述传送器布置以便避免不必要的重复。
传送器布置可被实现和/或描述如下：传送器布置1100包括处理电路1101，和一个或多个通信接口1102。天线布置配置成用于有源天线阵列的线性化，其与多个天线元件和多个功率放大器相关联。有源天线阵列进一步与预编码器W相关联，预编码器W具有许多输入和输出端口。传送器布置可或可不被定义为包括实际天线阵列或天线元件、功率放大器、线性化器等。在传送器布置被定义为不包括天线阵列和/或相关联的组件的情况下，传送器布置至少可连接到要被线性化的天线阵列，包括相关的组件。处理电路可由一个或多个部分构成，所述部分可被包括通信网络中的一个或多个节点中，但这里作为一个实体被示出。
处理电路1101配置成基于获得的第一信号X1和基于来自多个天线元件的由X1经由预编码器W和经由多个功率放大器的传播而产生的信号的组合来促使传送器布置1100适配与预编码器W的第一输入端口连接的预失真线性化器。一个或多个通信接口1102（其也可被表示为例如输入/输出(I/O)接口）可包括用于从一个或多个其它实体获得信号和信息的接口。
如图11b所示出的，处理电路1101可包括一个或多个处理部件，诸如处理器1103和用于存储或保持指令的存储器1104。存储器将然后包括例如呈计算机程序1105的形式的指令，其在由一个或多个处理部件903执行时促使网络节点或布置1100执行以上描述的动作。处理电路1101可由一个或多个部分构成，且被包括在如在图10和11中示出的通信网络中的一个或多个节点中或被分布在其上，但这里作为一个实体被示出。
在图11c中示出了处理电路1101的备选实现。处理电路包括：适配单元1107，其配置成基于获得的第一信号X1和基于来自多个天线元件的由X1经由预编码器W和经由多个功率放大器的传播而产生的信号的组合来促使传送器布置适配与预编码器W的第一输入端口连接的预失真线性化器。处理电路课进一步包括获得单元1106，其配置成促使网络节点或布置从有源天线阵列的天线元件获得信号X1和反馈。处理电路可进一步包括要适配的实际线性化器1108。处理电路可包括更多个单元，诸如例如另一获得单元1109，其用于获得例如被馈送到W的第二输入端口的信号X2，其然后也可被用作用于适配线性化器的基础。处理电路1101可如之前提及的被包括在通信网络中的一个或多个节点中或被分布在其上，但这里被示出为被包括在一个实体中。以上描述的网络节点和布置可被配置用于本文描述的不同方法实施例。
图12示出示范性无线通信网络，在该情况下是LTE网络，其中可实现和应用本文提议的解决方案的实施例。常常在无线电接入网络RAN 1005和核心网络1006方面描述无线通信网络。在LTE中，这些表示E-UTRAN和EPC。E-UTRAN 1005包括无线电接入节点1001，其表示eNBs。EPC 1006包括核心网络节点，诸如MME 1002、S-GW 1003和P-GW 1004。可在网络中的一个或多个节点中实现本文描述的实施例。例如，在图12示出的示范性网络中，在无线电接入节点1201中可实现用于执行本文描述的实施例的功能性，其然后可基于获得的信号X1和由信号X1经由预编码器W和经由多个功率放大器的传播而产生的来自多个天线元件的信号的组合适配与第一输入端口连接的预失真线性化器。备选地，可在核心网络节点中（诸如MME 1002或一些其它控制节点中）至少部分地实现功能性。
图13也示出示范性无线通信网络，其中可实现本文提议的实施例。图13意在示出所谓的云解决方案，其中包括处理容量或处理电路1303-1306的例如以云实体的形式的资源，在不同的位置可被用于实现某个功能性。资源不一定需要接近天线或接入节点1301而定位，而是可定位在另一地域。此类资源可由网络供应商或操作者拥有，或可从第三方被提供或租借。在该类型的解决方案中，可在定位于不同地理位置的一个或多个服务器或实体中实现与无线电接入节点(例如诸如图12中的节点1201)相关联的功能性。关于本文描述的解决方案的实施例，可在一个或多个云实体1303-1306中实现该功能性。该功能性可作为云实体之间的合作来实现。这是分布式解决方案的一个示例。
可使用任何常规技术(诸如分立电路或集成电路技术，包括一般目的电子电路和专用电路二者)在硬件中实现本文描述的步骤、功能、过程、模块、单元和/或块。
具体示例包括一个或多个适当配置的数字信号处理器和其它已知的电子电路，例如互连以执行专门功能的离散逻辑门，或专用集成电路(ASIC)。
备选地，上述的步骤、功能、过程、模块、单元和/或块中的至少一些可被实现在软件（诸如计算机程序）中以用于由包括一个或多个处理单元的适当处理电路的执行。在计算机程序的使用之前和/或期间，例如在无线通信网络的一个或多个节点中，软件可由诸如电子信号、光信号、无线电信号或计算机可读存储介质的载体来携带。上面描述的处理电路可在所谓的云解决方案中实现，指的是可实现可被分布，并且可被称为例如位于所谓的虚拟节点或虚拟机中。
当由一个或多个处理器执行时，本文呈现的流程图或多个流程图可被认为是计算机流程图或多个流程图。对应的布置或设备可被定义为一组功能模块，其中由处理器执行的每个步骤对应于功能模块。在该情况下，功能模块被实现为运行在一个或多个处理器上运行的一个或多个计算机程序。
处理电路的示例包括但不限于一个或多个微处理器，一个或多个数字信号处理器DSP、一个或多个中央处理单元CPU和/或任何合适的可编程逻辑电路，诸如一个或多个现场可编程门阵列FPGA或一个或多个可编程逻辑控制器PLC。也就是说，以上描述的通信网络中的布置中的单元或模块可通过在一个或多个位置中的仿真和数字电路的组合和/或以软件和/或固件配置（例如存储在存储器中）的一个或多个处理器来实现。这些处理器中的一个或多个以及另一数字硬件可被包含在单个专用集成电路ASIC中，或者若干处理器和各种数字硬件可分布在若干单独的组件之中，无论是单独封装或组装成片上系统SoC。
还应该理解，重新使用其中实现所提出的技术的任何常规设备或单元的通用处理能力可以是可能的。例如通过现有软件的重新编程或通过添加新的软件组件来重新使用现有的软件也可以是可能的。
以上描述的实施例仅仅是作为例子给出，并且应该理解，所提出的技术不限于此。本领域技术人员将会理解，在不脱离本发明范围的情况下，可对实施例做出各种修改、组合和变化。尤其，在技术上可能的情况下，不同的实施例中的不同部分解决方案可组合成其他配置。
当使用词语“包括”或“包含”时，它应该被解释为非限制性的，即意思是“至少由......组成”。
还应该注意的是，在一些备选的实现中，框中标注的功能/行为可不按照流程图中标注的顺序发生。例如，以连续方式示出的两个框实际上可基本上同时被执行，或者这些块有时可以相反的顺序被执行，、取决于所涉及的功能性/动作。此外，流程图和/或框图的给定框的功能性可被分离到多个框内和/或流程图和/或框图的两个或更多个框的功能性可至少部分地被集成。最后，可在所示出的框之间添加/插入其它框，和/或可省略框/操作而不脱离本发明构思的范围。
要理解的是，交互单元的选择以及本公开内的单元的命名仅仅是为了示范性目的，并且适合于执行以上描述的任何方法的节点可采用多个备选方式来配置以便能够执行提议的程序动作。
还应该注意的是，本公开中描述的单元将被视为逻辑实体并且不必作为单独的物理实体。
缩写词
ADC 仿真到数字转换器
ACLR 相邻信道泄漏比
CBW 信道带宽
DPD 数字预失真
DRF 直接射频
EVM 误差向量幅度
IBW 瞬时带宽
IM 互调
I和Q 同相和正交相
GSM 全球移动通信系统
LMS 最小均方
LTE 长期演进
LUT 查找表
ULA 均匀线性阵列[天线]
PA 功率放大器
RF 射频
WCDMA 宽带码分多址移动通信系统。

Claims (26)

1.一种要通过传送器执行的有源天线阵列的线性化的方法，所述有源天线阵列包括多个天线元件，所述多个天线元件与多个功率放大器相关联，所述有源天线阵列进一步与预编码器W相关联，所述预编码器W具有多个输入和输出端口，所述方法包括：
获得第一信号X1；
经由被连接到所述预编码器W的第一输入端口的第一预失真线性化器将获得的第一信号X1提供给所述有源天线阵列；
获得不同于所述获得的第一信号X1的第二信号X2；
经由被连接到所述预编码器W的第二输入端口的第二预失真线性化器将获得的第二信号X2与所述获得的第一信号X1同时地提供给所述有源天线阵列；
基于所述获得的第一信号X1、所述获得的第二信号X2以及由所述获得的第一信号X1经由所述预编码器W和经由所述多个功率放大器的传播而产生的来自所述多个天线元件的信号的组合，适配被连接到所述预编码器W的所述第一输入端口的所述第一预失真线性化器。
2.根据权利要求1所述的方法，其中信号的所述组合代表由所述有源天线阵列在无用发射要被最小化所在的方向上传送的信号。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述方向是与所述预编码器W的所述第一输入端口相关联的波束方向。
4.根据权利要求1-3中的任一项所述的方法，其中基于所述预编码器W的特性来获得来自所述多个天线元件的信号的所述组合。
5.根据权利要求1-3中的任一项所述的方法，其中所述第一预失真线性化器的所述适配包括：
获得由与所述多个天线元件相关联的所述多个功率放大器的组合非线性产生的无用发射的测量值，其中基于所述获得的第一信号X1和来自所述多个天线元件的信号的所述组合来获得所述测量值。
6.根据权利要求1-3中的任一项所述的方法，其中所述第一预失真线性化器的所述适配包括：
基于所述获得的第一信号X1和来自所述多个天线元件的信号的所述组合，获得由与所述多个天线元件相关联的所述多个功率放大器产生的非线性互调产物的线性组合。
7.根据权利要求1所述的方法，其中被连接到所述预编码器W的所述第一输入端口的所述第一预失真线性化器的所述适配包括：
基于来自所述多个天线元件的信号的所述组合、基于所述获得的第一信号X1并且基于所述获得的第二信号X2，获得由与所述多个天线元件相关联的所述多个功率放大器产生的非线性互调产物的线性组合。
8.根据权利要求1-3中的任一项所述的方法，进一步包括：
基于来自所述多个天线元件的信号的所述组合使所述获得的第一信号X1预失真。
9.一种用于有源天线阵列的线性化的传送器，所述有源天线阵列包括多个天线元件，所述多个天线元件与多个功率放大器相关联，并且进一步与预编码器W相关联，所述预编码器W具有多个输入和输出端口，所述传送器配置成：
获得第一信号X1；
经由被连接到所述预编码器W的第一输入端口的第一预失真线性化器将获得的第一信号X1提供给所述有源天线阵列；
获得不同于所述获得的第一信号X1的第二信号X2；
经由被连接到所述预编码器W的第二输入端口的第二预失真线性化器将获得的第二信号X2与所述获得的第一信号X1同时地提供给所述有源天线阵列；
基于所述获得的第一信号X1、所述获得的第二信号X2以及由所述获得的第一信号X1经由所述预编码器W和经由所述多个功率放大器的传播而产生的来自所述天线元件的信号的组合，适配被连接到所述预编码器W的所述第一输入端口的所述第一预失真线性化器。
10.根据权利要求9所述的传送器，进一步配置成获得作为由所述有源天线阵列在无用发射要被最小化所在的方向上传送的信号的代表的信号的所述组合。
11.根据权利要求9或10所述的传送器，进一步配置成获得作为由所述有源天线阵列在与所述预编码器W的所述第一输入端口相关联的波束方向上传送的信号的代表的信号的所述组合。
12.根据权利要求9-10中的任一项所述的传送器，进一步配置成基于所述预编码器W的特性来获得来自所述多个天线元件的信号的所述组合。
13.根据权利要求9-10中的任一项所述的传送器，其中为了适配所述第一预失真线性化器，所述传送器进一步配置成：
基于所述获得的第一信号X1和来自所述多个天线元件的信号的所述组合，获得由与所述多个天线元件相关联的所述多个功率放大器的组合非线性产生的无用发射的测量值。
14.根据权利要求9-10中的任一项所述的传送器，其中为了适配所述第一预失真线性化器，所述传送器进一步配置成：
基于所述获得的第一信号X1和来自所述多个天线元件的信号的所述组合，获得由与所述多个天线元件相关联的所述多个功率放大器产生的非线性互调产物的线性组合。
15.根据权利要求9所述的传送器，其中为了适配所述第一预失真线性化器，所述传送器进一步配置成：
基于来自所述多个天线元件的信号的所述组合、基于所述获得的第一信号X1并且基于所述获得的第二信号X2，获得由与所述多个天线元件相关联的所述多个功率放大器产生的非线性互调产物的线性组合。
16.根据权利要求9-10中的任一项所述的传送器，进一步配置成：
基于来自所述多个天线元件的所述信号的所述组合使所述获得的第一信号X1预失真。
17.一种网络节点，所述网络节点包括根据权利要求9-16中的任一项所述的传送器。
18.一种用于有源天线阵列的线性化的设备，所述有源天线阵列包括多个天线元件，所述多个天线元件与多个功率放大器相关联，所述有源天线阵列进一步与预编码器W相关联，所述预编码器W具有多个输入和输出端口，所述设备包括：
用于获得第一信号X1的部件；
用于经由被连接到所述预编码器W的第一输入端口的第一预失真线性化器将获得的第一信号X1提供给所述有源天线阵列的部件；
用于获得不同于所述获得的第一信号X1的第二信号X2的部件；
用于经由被连接到所述预编码器W的第二输入端口的第二预失真线性化器将获得的第二信号X2与所述获得的第一信号X1同时地提供给所述有源天线阵列的部件；
用于基于所述获得的第一信号X1、所述获得的第二信号X2以及由所述获得的第一信号X1经由所述预编码器W和经由所述多个功率放大器的传播而产生的来自所述多个天线元件的信号的组合来适配被连接到所述预编码器W的所述第一输入端口的所述第一预失真线性化器的部件。
19.根据权利要求18所述的设备，其中信号的所述组合代表由所述有源天线阵列在无用发射要被最小化所在的方向上传送的信号。
20.根据权利要求19所述的设备，其中所述方向是与所述预编码器W的所述第一输入端口相关联的波束方向。
21.根据权利要求18-20中的任一项所述的设备，其中基于所述预编码器W的特性来获得来自所述多个天线元件的信号的所述组合。
22.根据权利要求18-20中的任一项所述的设备，其中用于适配所述第一预失真线性化器的部件包括：
用于获得由与所述多个天线元件相关联的所述多个功率放大器的组合非线性产生的无用发射的测量值的部件，其中基于所述获得的第一信号X1和来自所述多个天线元件的信号的所述组合来获得所述测量值。
23.根据权利要求18-20中的任一项所述的设备，其中用于适配所述第一预失真线性化器的部件包括：
用于基于所述获得的第一信号X1和来自所述多个天线元件的信号的所述组合来获得由与所述多个天线元件相关联的所述多个功率放大器产生的非线性互调产物的线性组合的部件。
24.根据权利要求18所述的设备，其中用于适配被连接到所述预编码器W的所述第一输入端口的所述第一预失真线性化器的部件包括：
用于基于来自所述多个天线元件的信号的所述组合、基于所述获得的第一信号X1并且基于所述获得的第二信号X2来获得由与所述多个天线元件相关联的所述多个功率放大器产生的非线性互调产物的线性组合的部件。
25.根据权利要求18-20中的任一项所述的设备，进一步包括：
用于基于来自所述多个天线元件的信号的所述组合使所述获得的第一信号X1预失真的部件。
26.一种计算机可读存储介质，其上存储有指令，所述指令在至少一个处理器上被执行时促使所述至少一个处理器执行根据权利要求1-8中的任何一项所述的方法。
CN201580084850.7A 2015-11-27 2015-11-27 有源天线阵列的线性化 Active CN108292926B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/SE2015/051277 WO2017091119A1 (en) 2015-11-27 2015-11-27 Linearization of active antenna array

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108292926A CN108292926A (zh) 2018-07-17
CN108292926B true CN108292926B (zh) 2021-09-07

Family

ID=55022662

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580084850.7A Active CN108292926B (zh) 2015-11-27 2015-11-27 有源天线阵列的线性化

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10530399B2 (zh)
EP (1) EP3381129B1 (zh)
CN (1) CN108292926B (zh)
WO (1) WO2017091119A1 (zh)

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10298276B2 (en) 2016-12-08 2019-05-21 Analog Devices Global Spatial digital pre-distortion
EP3631979B1 (en) 2017-06-01 2023-11-01 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (Publ) Digital predistortion for advanced antenna system
US11038474B2 (en) 2017-11-01 2021-06-15 Analog Devices Global Unlimited Company Phased array amplifier linearization
GB2569121A (en) 2017-12-05 2019-06-12 Nokia Technologies Oy Method, apparatus and arrangement for linearizing of a transmitter array
US10511357B2 (en) 2017-12-12 2019-12-17 At&T Intellectual Property I, L.P. Detection scheme utilizing transmitter-supplied non-linearity data in the presence of transmitter non-linearity
MX2020006129A (es) 2017-12-14 2020-08-24 Ericsson Telefon Ab L M Linealizacion de amplificadores no lineales.
EP3780388A4 (en) * 2018-04-28 2021-04-21 Huawei Technologies Co., Ltd. HIGH FREQUENCY RECEIVER, HIGH FREQUENCY TRANSMITTER AND COMMUNICATION DEVICE
US11637609B2 (en) 2018-09-10 2023-04-25 Nokia Solutions And Networks Oy Array antenna adaptive digital pre-distortion with bayesian observation analysis
WO2020098916A1 (en) 2018-11-13 2020-05-22 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Active antenna array linearization
US10637694B1 (en) * 2018-12-21 2020-04-28 At&T Intellectual Property I, L.P. Reduction and/or mitigation of spatial emissions in multi-antenna wireless communication systems for advanced networks
CN109818585B (zh) * 2018-12-25 2023-06-16 深圳三星通信技术研究有限公司 一种数字预失真装置及方法
US11936343B2 (en) 2019-03-15 2024-03-19 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Per-branch, combined, and grouped combined MIMO DPD
US20220231750A1 (en) * 2019-06-12 2022-07-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Link adaptation for spatial multiplexing
EP3872987A3 (en) * 2020-02-04 2021-11-17 Nokia Solutions and Networks Oy Dual-band digital pre-distortion
EP3968526A1 (en) * 2020-09-14 2022-03-16 Nokia Technologies Oy Radio frequency transmission chains
US11374615B1 (en) * 2021-03-19 2022-06-28 Nxp Usa, Inc. Third order intermodulation distortion cancellation
WO2022271736A2 (en) * 2021-06-20 2022-12-29 Radsee Technologies Ltd. Multiple input multiple output radar, antenna arrays and transmission schemes
US20230091821A1 (en) * 2021-09-22 2023-03-23 Kymeta Corporation Carrier predistortion to improve signal quality of links on flat panel antennas

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1503587A (zh) * 2002-09-30 2004-06-09 ��³������ɷ����޹�˾�����Ϲ�˾ 用于波束形成的有源天线阵和系统
CN101730211A (zh) * 2008-10-15 2010-06-09 北方电讯网络有限公司 具有数字可配置的自适应线性化的最小反馈无线电架构
CN102369664A (zh) * 2009-04-01 2012-03-07 尤比戴尼有限公司 用于中继无线电信号的无线电系统和方法
CN102460828A (zh) * 2009-06-08 2012-05-16 电力波技术公司 用于无线网络的具有自适应预失真的多元件幅度和相位补偿天线阵列

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7688979B2 (en) * 2005-03-21 2010-03-30 Interdigital Technology Corporation MIMO air interface utilizing dirty paper coding
EP2132872B1 (en) * 2007-03-30 2018-11-28 Apple Inc. Amplifier pre-distortion systems and methods
KR101433845B1 (ko) * 2008-01-23 2014-08-27 삼성전자주식회사 다중 안테나 무선통신 시스템에서 피드백 경로를 공유하는디지털 선 왜곡 장치 및 방법
GB2463884B (en) * 2008-09-26 2014-01-29 Kathrein Werke Kg Antenna array with differently power rated amplifiers
GB2466708B (en) 2008-12-31 2012-05-02 Motorola Mobility Inc Method and apparatus for antenna selection and power control in a multiple-input multiple-output wireless communication system
US8154432B2 (en) * 2010-03-22 2012-04-10 Raytheon Company Digital to analog converter (DAC) having high dynamic range
US20110235734A1 (en) * 2010-03-26 2011-09-29 Peter Kenington Active antenna array having a single dpd lineariser and a method for predistortion of radio signals
US8428525B2 (en) * 2011-06-08 2013-04-23 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Predistorter for a multi-antenna transmitter
GB2488380B (en) * 2011-06-24 2018-04-04 Snaptrack Inc Envelope tracking system for mimo
US8391809B1 (en) * 2011-10-13 2013-03-05 Futurewei Technologies, Inc. System and method for multi-band predistortion
KR101967370B1 (ko) * 2011-12-26 2019-04-11 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 송신기 어레이 왜곡 보상 장치 및 그 제어 방법
CN102594749A (zh) * 2012-02-28 2012-07-18 中兴通讯股份有限公司 一种数字预失真处理方法及装置
JP5811929B2 (ja) * 2012-03-30 2015-11-11 富士通株式会社 無線装置、歪補償方法、及び歪補償プログラム
EP2845322B1 (en) * 2012-05-03 2017-04-19 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Radio communication apparatus and method
KR101975830B1 (ko) * 2013-04-02 2019-05-09 한국전자통신연구원 빔 형성 장치 및 그것의 빔 형성 방법
US10020574B2 (en) * 2014-09-24 2018-07-10 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Antenna arrangement for non-linear distortion mitigation
US9590664B2 (en) * 2015-02-16 2017-03-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method to improve active antenna system performance in the presence of mutual coupling
CN109155678B (zh) * 2016-03-07 2021-09-21 萨迪斯飞英国有限公司 用于天线阵列的校准方法、系统和存储介质
KR102586418B1 (ko) * 2016-03-23 2023-10-06 삼성전기주식회사 고주파 신호 전치왜곡 장치 및 전력증폭기 비선형 왜곡 보정 장치

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1503587A (zh) * 2002-09-30 2004-06-09 ��³������ɷ����޹�˾�����Ϲ�˾ 用于波束形成的有源天线阵和系统
CN101730211A (zh) * 2008-10-15 2010-06-09 北方电讯网络有限公司 具有数字可配置的自适应线性化的最小反馈无线电架构
CN102369664A (zh) * 2009-04-01 2012-03-07 尤比戴尼有限公司 用于中继无线电信号的无线电系统和方法
CN102460828A (zh) * 2009-06-08 2012-05-16 电力波技术公司 用于无线网络的具有自适应预失真的多元件幅度和相位补偿天线阵列

Also Published As

Publication number Publication date
EP3381129B1 (en) 2020-08-05
US20180316367A1 (en) 2018-11-01
WO2017091119A1 (en) 2017-06-01
US10530399B2 (en) 2020-01-07
CN108292926A (zh) 2018-07-17
EP3381129A1 (en) 2018-10-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108292926B (zh) 有源天线阵列的线性化
US11451252B2 (en) Digital predistortion for advanced antenna system
US9590664B2 (en) Method to improve active antenna system performance in the presence of mutual coupling
US10812166B2 (en) Beam steering digital predistortion
US10153793B2 (en) Apparatus and method for identification and compensation of distortion in a multi-antenna system
US8855175B2 (en) Low complexity all-digital PIM compensator
US20140301503A1 (en) Multi-cell processing architectures for modeling and impairment compensation in multi-input multi-output systems
US20110235749A1 (en) Active antenna array having analogue transmitter linearisation and a method for predistortion of radio signals
US20110235748A1 (en) Active antenna array having analogue transmitter linearisation and a method for predistortion of radio signals
WO2011076693A1 (en) Active antenna array with modulator-based pre-distortion
KR20100042233A (ko) 디지털적으로 구성가능한 적응 선형화를 갖는 최소 피드백 무선 구조
CN104937841A (zh) 用于pa线性化的频带限制自适应的系统和方法
Younes et al. On the modeling and linearization of a concurrent dual-band transmitter exhibiting nonlinear distortion and hardware impairments
US8855232B2 (en) Transmission apparatus and transmission method
KR101700008B1 (ko) 베이스밴드 디지털 전치 왜곡 아키텍처
CN109818585A (zh) 一种数字预失真装置及方法
Hesami et al. Single digital predistortion technique for phased array linearization
JP2008294518A (ja) 送信装置
US20200220564A1 (en) Transceivers for a wireless communication system, mobile device, and method for improving transceiver loopback calibration accuracy
JP2024520937A (ja) モデルアーキテクチャ検索及びハードウェアの最適化
KR101470817B1 (ko) 복수의 비선형 증폭기에 대하여 단일 피드백 회로를 사용하는 전치보상 장치 및 방법
US9680511B1 (en) Distortion compensator, distortion compensation method and radio equipment
WO2015100523A1 (zh) 干扰抑制方法以及装置
Barkhordar-pour Real-Time FPGA-Based Testbed for Evaluating Digital Predistortion in Fully Digital MIMO Transmitters
KR101712752B1 (ko) 전치왜곡 아날로그 빔 포밍 시스템 및 전치왜곡 방법

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant