KR20210045112A - 무선 통신 시스템에서 가변 신호 감쇠를 위한 장치 및 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 가변 신호 감쇠를 위한 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20210045112A
KR20210045112A KR1020190128464A KR20190128464A KR20210045112A KR 20210045112 A KR20210045112 A KR 20210045112A KR 1020190128464 A KR1020190128464 A KR 1020190128464A KR 20190128464 A KR20190128464 A KR 20190128464A KR 20210045112 A KR20210045112 A KR 20210045112A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
transmission line
control unit
impedance
signal
present disclosure
Prior art date
Application number
KR1020190128464A
Other languages
English (en)
Inventor
민동규
윤영창
강대현
안규환
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020190128464A priority Critical patent/KR20210045112A/ko
Priority to US17/769,447 priority patent/US20240128625A1/en
Priority to EP20877033.9A priority patent/EP4047820A4/en
Priority to PCT/KR2020/014186 priority patent/WO2021075918A1/ko
Publication of KR20210045112A publication Critical patent/KR20210045112A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/28—Impedance matching networks
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/22—Attenuating devices
    • H01P1/227—Strip line attenuators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H1/00—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/40—Impedance converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H1/00—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network
    • H03H2001/0021—Constructional details
    • H03H2001/0085—Multilayer, e.g. LTCC, HTCC, green sheets

Landscapes

  • Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

본 개시는 LTE(Long Term Evolution)와 같은 4G(4th generation) 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G(5th generation) 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 본 개시는 가변 신호 감쇠를 위한 장치는, RFIC 내 stack-up 구조에 내장된 신호 감쇠 장치에 있어서, 상기 RFIC 내의 제1레이어에 위치한 제1전송라인과, 상기 제1레이어에 인접한 제2레이어에 위치하며, 상기 제1전송라인과 전자기적으로 커플링되는 제2전송라인과, 제어부를 포함하며, 상기 제1전송라인은, 일 측에 임피던스 조절부를 포함하며, 상기 제어부는, 상기 임피던스 조절부를 가변적으로 제어하는 것이 가능하다.

Description

무선 통신 시스템에서 가변 신호 감쇠를 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR VARIABLE SIGNAL ATTENUATION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 개시(disclosure)는 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로 무선 통신 시스템에서 가변적 신호 감쇠를 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
4G(4th generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G(5th generation) 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(beyond 4th network) 통신 시스템 또는 LTE(long term evolution) 시스템 이후(Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역(예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(full dimensional mimo, FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network, cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(device to device communication, D2D), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크(moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP(coordinated multi-points), 및 수신 간섭제거(interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(advanced coding modulation, ACM) 방식인 FQAM(hybrid frequency shift keying and quadrature amplitude modulation) 및 SWSC(sliding window superposition coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(filter bank multi carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및 SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
5G 시스템과 같이 무선 통신 시스템이 발전함에 따라, 다양한 서비스를 제공할 수 있게 될 것이 예상된다. 따라서, 이러한 서비스들을 원활하게 제공하기 위한 방안이 필요하다.
이러한 5G system 운용조건에서 요구되는 입출력 전력의 다이나믹 레인지(dynamic range)를 확보하기 위하여 RFIC(radio frequency integrated circuit) 내 전력 증폭기 블록(block)은 게인 모드(gain mode)를 변경할 수 있도록 설계된다. 하지만 여러 게인 모드를 내장함과 동시에 각 게인 모드에서 최적의 선형성을 확보하는 것은 설계상의 많은 어려움을 동반한다. 이에 대한 해결책으로 전력 증폭기는 최소한의 게인 모드를 확보하며, 여러 감쇠 모드(mode) 기능이 내장된 감쇠기를 이용하여 최종 출력되는 전력의 크기를 조절하는 방법이 있다. 따라서 감쇠기는 전력 증폭기 신호의 선형성을 유지할 수 있어야 하며, 최소 감쇠 모드에서의 손실을 최소 트랜지스터(transistor) 운용 시 기생 커패시턴스 (parasitic capacitance)에 의한 영향을 조절하기 위해 인덕터(inductor)를 주로 사용하는데, 인덕터는 보통 타 소자 대비 큰 공간을 필요로 한다. 따라서 공간적인 효율성과 최적의 선형성을 모두 확보할 수 있는 신호 감쇠기에 대한 지속적인 필요가 있었다.
상술한 바와 같은 논의를 바탕으로, 본 개시(disclosure)는, 무선 통신 시스템에서 실장 공간의 효율성을 확보하기 위한 감쇠 장치 및 방법을 제공한다.
본 개시에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 RFIC(radio frequency integrated circuit) 내 stack-up 구조에 내장된 신호 감쇠 장치는, 상기 RFIC 내의 제1레이어에 위치한 제1전송라인과, 상기 제1레이어에 인접한 제2레이어에 위치하며, 상기 제1전송라인과 전자기적으로 커플링되는 제2전송라인과, 제어부를 포함하며, 상기 제1전송라인은, 일 측에 임피던스 조절부를 포함하며, 상기 제어부는, 상기 임피던스 조절부를 가변적으로 제어한다.
본 개시의 다른 양태에 의할 때, 무선 통신 시스템에서 RFIC 내 stack-up 구조를 이용한 신호 감쇠 방법은, 상기 RFIC 내의 인접한 두 레이어들을 전자기적으로 커플링 하는 과정과, 상기 두 레이어들 각각의 임피던스 값을 제어하는 과정을 포함한다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 장치 및 방법은, 감쇠 장치가 내장되는 실장 공간을 효율적으로 확보할 수 있게 한다.
본 개시에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치의 구성을 도시한다.
도 2는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치의 동작을 도시한다.
도 3은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치의 단면도를 도시한다.
도 4는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치의 다른 단면도를 도시한다.
도 5는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치의 등가 회로를 도시한다.
도 6은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치의 등가 회로를 개략적으로 도시한다.
도 7은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치가 적용된 RFIC(radio frequency integrated circuit)의 블록도를 도시한다.
도 8은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치가 RFIC에 적용되는 다른 예를 도시한다.
도 9는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치에서 감쇠 모드의 변화에 따라 옴 매칭(ohm matching)의 변화를 도시한다.
도 10은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치에서 각 모드(mode)별 매칭(matching) 변화를 나타낸 그래프를 도시한다.
도 11은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치에서 각 모드(mode)별 감쇠 스텝(attenuation step) 변화를 나타낸 그래프를 도시한다.
본 개시에서 사용되는 용어들은 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 다른 실시 예의 범위를 한정하려는 의도가 아닐 수 있다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 용어들은 본 개시에 기재된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가질 수 있다. 본 개시에 사용된 용어들 중 일반적인 사전에 정의된 용어들은, 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 동일 또는 유사한 의미로 해석될 수 있으며, 본 개시에서 명백하게 정의되지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다. 경우에 따라서, 본 개시에서 정의된 용어일지라도 본 개시의 실시 예들을 배제하도록 해석될 수 없다.
이하에서 설명되는 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어적인 접근 방법을 예시로서 설명한다. 하지만, 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어와 소프트웨어를 모두 사용하는 기술을 포함하고 있으므로, 본 개시의 다양한 실시 예들이 소프트웨어 기반의 접근 방법을 제외하는 것은 아니다.
이하 본 개시는 무선 통신 시스템에서 가변 신호 감쇠를 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 구체적으로, 본 개시는 무선 통신 시스템에서 실장 공간의 효율성을 확보하기 위한 기술을 설명한다.
이하 설명에서 사용되는 신호를 지칭하는 용어, 채널을 지칭하는 용어, 제어 정보를 지칭하는 용어, 네트워크 객체(network entity)들을 지칭하는 용어, 장치의 구성 요소를 지칭하는 용어 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다.
또한, 본 개시에서, 특정 조건의 만족(satisfied), 충족(fulfilled) 여부를 판단하기 위해, 초과 또는 미만의 표현이 사용되었으나, 이는 일 예를 표현하기 위한 기재일 뿐 이상 또는 이하의 기재를 배제하는 것이 아니다. '이상'으로 기재된 조건은 '초과', '이하'로 기재된 조건은 '미만', '이상 및 미만'으로 기재된 조건은 '초과 및 이하'로 대체될 수 있다.
또한, 본 개시는, 일부 통신 규격(예: 3GPP(3rd Generation Partnership Project))에서 사용되는 용어들을 이용하여 다양한 실시 예들을 설명하지만, 이는 설명을 위한 예시일 뿐이다. 본 개시의 다양한 실시 예들은, 다른 통신 시스템에서도, 용이하게 변형되어 적용될 수 있다.
도 1은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치의 구성을 도시한다.
도 1을 참고하면, 신호 감쇠 장치(100)는 전송라인(transmission line)(110a,110b) 임피던스 조절부(130a,130b)을 예시한다.
전송라인(110a,110b)은 적어도 두 개 이상이 높이를 달리하여 나란히 배치된다. 보다 구체적으로, 전송라인 두 개가 배치되는 구조를 가정할 때, 상부에 배치된 전송라인을 제1전송라인(110a), 하부에 배치된 전송라인을 제2전송라인(110b)이라 지칭할 수 있다. 각각의 전송라인의 일단에는 임피던스 조절부(130a,130b)가 연결된다. 제1전송라인(110a)에 연결된 임피던스 조절부를 제1임피던스 조절부(130a)라 지칭하고, 제2전송라인(110b)에 연결된 임피던스 조절부를 제2임피던스 조절부(130b)라 지칭할 수 있다. 제1전송라인(110a)의 일단에는 전류가 유입되는 시그널 포트(signal port)가 존재할 수 있다.
임피던스 조절부는, 일정한 범위 내에서 가변적인 임피던스 값을 갖는다. 보다 구체적으로, 임피던스 조절부는 전송 라인과 전기적으로 연결되어 전송라인에 흐르는 전류의 크기를 조절할 수 있다. 제1임피던스 조절부(130a)는 제1전송라인(110a)의 임피던스를 조절할 수 있고, 제2임피던스 조절부(130b)는 제2전송라인(110b)의 임피던스를 조절할 수 있다. 제1임피던스 조절부(130a)와 제2임피던스 조절부(130b)는 독립적으로 제어되거나, 미리 정해진 조건이나 사용자의 의도에 따라 상호 의존적으로 제어될 수 있다. 임피던스 조절부는 제어부에 의해 제어된다. 제어부는 임피던스 조절부와 별도의 구성일 수 있고, 임피던스 조절부에 포함된 일 구성일 수 있다. 제어부가 임피던스 조절부와 별도의 구성인 경우, 제어부는 복수의 임피던스 조절부에 모두 연결될 수 있다. 이 때 제어부와 각각의 임피던스 조절부는 전기적으로 연결된다.
각각의 임피던스 조절부의 일 측은 접지될 수 있다. 보다 구체적으로, 임피던스 조절부가 두 개인 경우, 각각의 임피던스 조절부는 두 개의 전송라인에 각각 하나씩 연결되고, 각각의 임피던스 조절부들은 전송라인을 기준으로 상호 대칭 구조를 이룰 수 있다. 상부 층에 위치하는 제1전송라인(110a)의 일단에 제1임피던스 조절부(130a)가 연결될 때, 제2임피던스 조절부(130b)는, 하부 층에 위치하는 제2전송라인(110b)의 타단에 연결될 수 있다. 제1전송라인(110a)의 타단에는 전류가 유출입되는 제1포트가 존재하고, 제2전송라인(110b)의 일단에는 전류가 유출입되는 제2포트가 존재할 수 있다.
제1전송라인(110a)과 제2전송라인(110b)에 흐르는 각각의 전류의 크기는 상호 의존적일 수 있다.
도 2는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치(200)의 동작을 도시한다. 도 2를 참조할 때, 각각의 전송라인(210a,210b)의 일단에는 시그널 포트 (250,270)가 존재하며, 이 시그널 포트를 통하여 전류의 유출입이 일어날 수 있다. 제1전송라인(210a)에 구비된 시그널 포트를 제1포트(250), 제2전송라인(210b)에 구비된 시그널 포트를 제2포트(270)라 정의할 수 있다.
인접하여 두 층을 이루는 전송라인(210a,210b)들은 전자기적으로 상호 커플링 된 상태일 수 있다. 여기서 인접한 두 층이란, 층 사이의 공간에 다른 층이 존재하지 않는 두 개의 층을 의미한다. 또는 후술하는 바와 같이 신호와 연관되는 다른 층이, 해당 층 사이의 공간에 존재하지 않는 경우를 의미할 수 있다.
인접하여 두 층을 이루는 전송라인들 중 상부 층 전송라인(210a)의 일단에는 적어도 하나 이상의 트랜지스터(230a)가 연결되고 타단에는 시그널 포트(250)가 존재할 수 있다. 트랜지스터는 상술한 임피던스 조절부에 포함되어 임피던스 조절부가 가변적인 임피던스 값을 갖도록 유도할 수 있다. 시그널 포트에서 유입된 전류(255)는 타단에 위치한 트랜지스터(230a) 측으로 흐르고, 이 과정에서 두 층을 이루는 전송라인들 상호간에는 전자기적 커플링 상태에 놓일 수 있다.
인접하여 두 층을 이루는 전송선로들 중 하부 층 전송선로(210b)의 일단에는 적어도 하나 이상의 트랜지스터(230b)가 연결되고 타단에는 시그널 포트(270)가 존재할 수 있다. 트랜지스터(230b)는 임피던스 조절부에 포함되어 임피던스 조절부가 가변적인 임피던스 값을 갖도록 유도할 수 있다. 상부 층 시그널 포트 (250)에서 유입된 전류(255)의 흐름에 따라 하부 층 시그널 포트(270)에 유도전류 (275)가 흐르게 되고, 유도전류(275)는 하부 층 시그널 포트(270)에서 트랜지스터 (230b)측으로 흐를 수 있다. 이러한 구조 하에서, 각각의 시그널 포트와 각각의 트랜지스터는 대칭적으로 위치한다.
임피던스 조절부에 포함되는 트랜지스터가 복수인 경우, 이 때 복수의 트랜지스터들은 각각 병렬로 연결될 수 있다. 임피던스 조절부와 전기적으로 연결된 제어부는 복수의 트랜지스터들을 각각 독립적으로 제어할 수 있다. 트랜지스터들의 제어에 따라 임피던스 조절부의 전체 임피던스 값이 변화하게 된다. 임피던스는 일정한 조건 하에서 저항으로 정의될 수 있다. 트랜지스터의 제어에 의해 저항이 증가하거나 감소하는 경우, 신호의 감쇠가 이루어질 수 있다. 보다 구체적으로, off상태에 놓이는 트랜지스터의 수가 증가할수록 임피던스 조절부의 전체 임피던스 값이 증가하고, 이는 신호의 감쇠를 유도한다. On상태에 놓이는 트랜지스터의 수가 증가하면 전체 임피던스 값이 감소하고, 이로 인하여 제2포트(270)은 최대 전력이 전달되는 상태로 접근하게 된다. 미리 설정된 조건 또는 사용자의 의도에 따라 제어부를 컨트롤하여 복수의 트랜지스터의 스위치를 동작 시킴으로써, RFIC 내 전력 증폭기의 신호를 감쇠하거나 감쇠하는 정도를 조절할 수 있다. 특히, 선형성 확보가 중요한 위치에서, 최종 출력 선형성에 결정적 기여를 하는 요소(PA 등)를 최적 설정 후, 이에 선행하는 감쇠기가 적절한 input level을 결정해 줄 수 있는 경우, 다양한 input level에 대해 최종 RFIC 출력의 선형성이 최적 유지될 수 있다.
도 3은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치의 단면도를 도시한다. 도 3은 무선 통신 시스템에서 이용되는 신호 감쇠 장치(300)의 구성으로서, 전송라인(310a,310b), 임피던스 조절부(330a,330b)를 예시한다.
도 3을 참조할 때, 전송라인은 복수의 메탈 라인이 층(layer)을 이루는 구조일 수 있다. 복수의 메탈 라인은 복수의 층, 즉 복수의 레이어를 이루고, 이들 각각을 제1레이어(310a), 제2레이어(310b) 등으로 구분할 수 있다. 제1레이어(310a) 및 제2레이어(310b)는 인접하는 레이어를 지칭하는 것으로 이해할 수 있다. 각각의 전송라인들은 그에 대응되는 레이어에 위치할 수 있다. 이 때, 인접하는 두 전송라인이 신호 감쇠 장치(300)로서 기능할 수 있고, 상부 층 전송라인(310a)의 일단에 임피던스 조절부(330a)가 구비될 때, 하부 층 전송라인(310b)의 타단에는 상부 층과 대칭적으로 임피던스 조절부(330b)가 구비될 수 있다. 양 임피던스 조절부(330a,330b)는 내부에 포함된 트랜지스터의 구동에 따라 가변적인 전체 임피던스를 갖는다. 보다 구체적으로, 임피던스 조절부에 포함된 각각의 트랜지스터는 모두 병렬로 연결되어, 개별적으로 스위칭되며, 이 스위칭은 임피던스 조절부와 전기적으로 연결된 별도의 제어부에 의해 수행될 수 있다. 전송라인을 이루는 메탈라인들은 RFIC 공정에서 사용되는 스택업 구조의 일부로서, 두 개 이상일 수 있으며, 접지 기판(substrate ground)(390)과 하부 층 전송라인(310b) 사이에는 신호와 연관되는 제3의 전송라인은 존재하지 않는다. 트랜지스터로 이루어진 임피던스 조절부(330a,330b)는 구현할 감쇠 모드(attenuation mode)의 개수 및 정도에 따라 그 크기가 조절될 수 있고, 각각 병렬로 연결된 트랜지스터들의 개별적 또는 일괄적인 스위칭에 따라 임피던스가 변하게 된다.
인접하여 배치된 제1전송라인(310a) 및 제2전송라인(310b), 상호 대칭구조를 이루는 임피던스 조절부(330a,330b)는, 커플드 라인 트랜스포머(coupled line transformer)를 형성한다. 따라서 제1전송라인(310a) 일단에 구비된 제1포트 (350)로부터 유입되는 전류로 인하여, 제2전송라인(310b)의 일단에 구비된 제2포트 (370)에 유도 전류가 흐르게 되고, 유도 전류의 크기는 임피던스 조절부(330a,330b)에 의해 가변 되는 임피던스의 크기에 대응하여 감쇠 될 수 있다. 즉, 메탈 라인의 일 측에 트랜지스터를 포함하는 임피던스 조절부를 상호 대칭적으로 구비함으로써, RFIC 공정에 사용되는 스택업 구조를 트랜스포머(transformer)로서 이용할 수 있게 된다. 이와 같은 구조 하에서, 사용자는 임피던스 조절부에 포함된 각각의 트랜지스터를 온-오프(on-off)로 스위칭 함으로써 필요에 따라 최종 출력되는 전력의 크기를 조절할 수 있게 된다. 예를 들어, off 상태의 트랜지스터의 수가 증가하게 되면 임피던스 조절부의 전체 임피던스 값은 증가하게 되고, 유도전류는 감소한다. 유도전류의 감소는 최종 출력되는 전력의 크기의 감쇠로 이어진다. 병렬로 연결되어 개별적 또는 일괄적으로 스위칭 되는 트랜지스터들은 최종 출력되는 전력 증폭기 신호들을 선형적으로 감쇠 시킬 수 있다. 또한, 트랜지스터는 최대 전력을 전송하는 경우 모두 on 상태로 동작하므로 선형성 확보에 특히 용이한 구조이다.
도 4는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치의 다른 단면도를 도시한다. 도 4는 본 개시의 신호 감쇠 장치를 이루는 커플드 라인 트랜스포머의 메탈라인 구조를 보다 구체적으로 예시한다.
RFIC 공정에 사용되는 스택업 구조를 이루며, 레귤러 트레이스 라인을 형성하는 메탈라인(410a,410b)를 임의로 A,B로 특정할 수 있고, 이를 이용하여 감쇠 기능을 담당하는 커플드 라인 트랜스포머를 정의할 수 있다. 이 때, 본 개시의 신호 감쇠 장치는, 별도의 메탈라인 C(410c)를 더 포함할 수 있다. 메탈라인C(410c)의 일 측은 메탈라인 B(410b)와 접속되고, 타 측은 트랜지스터 (430c)와 연결된다. 메탈라인 B(410b)와 메탈라인 C(410c)가 접속되는 접속점은 제1포트(450)로 정의할 수 있다. 따라서, 메탈라인 B(410b)의 일 측에서 유입되는 전류는 메탈라인 C(410c)를 통하여 트랜지스터로 전달된다.
메탈라인 B(410b)의 일 측에는 트랜지스터(430b)가 연결된다. 메탈라인 C(410c)와 메탈라인 B(410b)에 연결된 트랜지스터(430b,430c)는 서로 대칭구조를 이루고, 인접한 두 메탈라인 B, C는 커플드 라인 트랜스포머로 기능한다. 따라서 메탈라인 B(410b)의 일 측에서 제1포트(450)을 경유하여 메탈라인 C(410c)로 전류가 흐르게 되면, 하부 층의 메탈라인 B(410b)는 제2포트(470) 측으로 유도전류가 흐르게 된다. 이러한 과정에서, 트랜지스터의 스위칭에 따라 전류의 감쇠가 일어난다. 메탈라인 B, C와 각각 연결된 트랜지스터들은 도 4에 도시된 바와 같이 기판에 매설된 형태일 수 있다. 양 트랜지스터들은 컨트롤 버스(435)를 통해 상호간에 데이터 또는 신호 교환을 할 수 있고, 상호 연동되어 일괄적으로 또는 개별적으로 스위칭이 일어날 수 있다. 컨트롤 버스(435)는 제어부에 포함된 구성일 수 있다. 도 4에는 메탈라인 B, C에 각각 하나의 트랜지스터만 도시되어 있으나, 이는 병렬로 배치된 트랜지스터 그룹(parallel transistor group)을 의미하는 것으로 이해되어야 한다. 트랜지스터의 일 측은 메탈라인 B와 전기적으로 연결되고 타 측은 접지될 수 있다. 마찬가지로 트랜지스터의 일 측은 메탈라인 C와 전기적으로 연결되고 타 측은 접지될 수 있다. 또한, 레귤러 트레이스 라인을 형성하는 메탈라인 A 또한 접지될 수 있다. 다시 말해, 메탈라인 B, 메탈라인 C 및 트랜지스터 그룹은 하나의 내장형 신호 감쇠 장치를 구성할 수 있다. 회로의 매칭(matching)은 메탈라인의 길이(inductance)와 메탈라인 B, 메탈라인 C 사이의 거리 및 메탈라인의 넓이(capacitance)조절을 통해 가능하다.
도 5는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치의 등가 회로를 도시한다. 도 5는 본 개시의 신호 감쇠 장치의 커플드 라인 트랜스포머에 의해 구현되는 인덕터(513a,513b) 및 커패시터 (515a,515b,517a,517b)가 포함된 등가회로를 예시한다.
인접한 두 메탈라인은 각각 인덕터로 동작하며(
Figure pat00001
), 두 층을 이루는 메탈 라인들이 일정한 간격을 두고 서로 겹쳐짐으로써 커플링 팩터(coupling factor) K가 높은 수준으로 형성된다. 따라서 인접한 두 메탈라인은 자기적인 커플드 트랜스포머(magnetically coupled transformer)를 형성한다. 트랜지스터가 포함되는 회로는 고주파에서 운용 시 기생 커패시턴스(535a,535b)의 영향을 받게 되고 이를 상쇄시키기 위해서 회로 내부에 인덕터를 구비할 것이 요구된다. 타 소자 대비 큰 공간을 필요로 하는 인덕터 없이도, 인덕터의 기능을 대체하여 기생 커패시턴스에 의한 영향을 조절하기 위하여 커플드 라인 트랜스포머가 이용될 수 있다. 커플드 라인 트랜스포머를 이용한 감쇠기(attenuator)의 경우, 트랜지스터의 오프 커패시턴스(off-capacitance)를 레조네이트 아웃(resonate-out)시키기 위한 인덕터가 불필요하므로 실장 공간에서 이득이 존재한다. 보다 구체적으로, 도 4에 도시된 등가회로와 같이, 커플드 라인 트랜스포머 모델(Coupled line transformer model) 자체에서 인덕터의 역할을 수행하는 구성(513a,513b)이 포함되어 있는 바, 별도로 인덕터 소자를 회로 내에 포함시킬 필요가 없다.
각각의 전송라인은 인덕터(513a,513b)로 동작할 수 있고, 인접하여 수직으로 배치된 스택업 구조 상의 두 층에 의해 높은 커플링 팩터 K를 갖는다. 근사적으로 커플링 팩터 K는 0.8 근방에서 정해질 수 있다.
또한 커플드 라인 트랜스포머의 등가 모델은, 메탈라인의 양 끝을 연결하는 각각의 라인 사이에 커패시턴스(515a,515b)를 형성할 수 있다.(
Figure pat00002
) 두 메탈 라인 중 아래쪽에 위치한 라인과 접지 기판 사이에도 커패시턴스(517a,517b)가 생성되고(
Figure pat00003
), 마찬가지로 등가 모델로 라인 양 끝에 나타낼 수 있다. 라인 양 끝에 위치한 m개의 트랜지스터는 기생 커패시턴스(
Figure pat00004
)(535a,535b)와 on-저항(Ron)(537a,537b)으로 나타낼 수 있으며, 그 값은 사용된 트랜지스터의 개수와 크기에 의해 결정된다. Ron(537a,537b)의 경우 감쇠 모드(attenuation mode)에 따라 각 트랜지스터의 온-오프 상태를 조절하며 그 값이 변하게 된다. 커플드 라인 트랜스포머에 의해 인덕터로 동작하는 전송라인들은 트랜지스터에 의해 생성된 기생 커패시턴스(535a,535b)들에 의한 영향을 조절할 수 있다. 또한, 라인 및 트랜지스터에 의해 생성되는 기생 커패시턴스(535a,535b), 인덕터(513a,513b)로 동작하는 메탈라인의 인덕턴스는 메탈라인의 너비, 길이 및 인접하는 메탈라인 층 간의 간격 변경으로 조정할 수 있다.
도 6은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치의 등가 회로를 개략적으로 도시한다. 도 6은 도 5의 등가회로 중 실제 신호 감쇠 장치의 동작에 주된 영향을 미치는 요소를 예시한다.
도 5의
Figure pat00005
과
Figure pat00006
은 타 소자 값 대비 매우 작은 값이므로 전체 회로 동작에서 영향력이 상대적으로 적음을 고려하여, 주된 구성인
Figure pat00007
(613a,613b),
Figure pat00008
(615a,615b)으로 등가회로를 구성할 수 있다. 이렇게 구성된 등가회로를 유효 커플드 라인 트랜스포머 모델(effective coupled line transformer model)(610)이라 정의할 수 있다. 가변 저항 R(630a,630b)은 병렬 연결된 여러 개의 트랜지스터를 선택적으로 켜고 끔에 의해 구동될 수 있다.
Figure pat00009
(615a,615b)과
Figure pat00010
(613a,613b)은 메탈 라인의 너비와 길이를 조정하여 원하는 값으로 설정할 수 있으며, 이를 통해 원하는 주파수에서의 동작을 구현할 수 있다. 최소 감쇠 모드는 모든 트랜지스터를 on상태로 설정하여 R(630a,630b)값을 최소로 하여 구현한다. 신호 감쇠는 병렬 연결된 여러 개의 트랜지스터 중 on 상태의 트랜지스터의 비율을 줄임으로써 가능해진다. 이는 회로의 저항 성분을 증가시켜 결과적으로 제1포트(650)에서 제2포트(670)로 유도되는 전류의 감소를 야기한다.
또한 커플드 라인 트랜스포머가 최대 전력의 신호를 전달할 경우 모든 트랜지스터가 on상태이기 때문에 off상태의 트랜지스터가 유발할 수 있는 비선형적 동작을 예방할 수 있으므로 선형성 확보가 용이해진다. 뿐만 아니라, 신호 감쇠모드에서도 R(630a,630b)값이 병렬로 존재하는(도5 참조) 기생 커패시턴스에 의한 임피던스와 비교하여 상대적으로 작은 수준으로 유지되므로, 오프 트랜지스터(off-transistor)에 의한 비선형적 요소 발생을 최소화시킬 수 있어 높은 선형성을 유지할 수 있다.
도 7은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치가 적용된 RFIC의 블록도를 도시한다. 도 7은 4 체인 RF(radio frequency) 송수신기 구조에서 전송선로 내장형 신호 감쇠 장치의 사용 예를 나타낸다.
도 7을 참조할 때, 신호 감쇠 장치는, 기존의 전송선로를 대체하여 사용할 수 있다. 보다 구체적으로, PA(power amplifier)(730)과 VGA(variable gain amplifier)(710) 사이를 연결하는 전송선로를 그대로 이용할 수 있으므로 별도의 공간이 불필요하여 공간사용의 효율성을 높일 수 있다. 또한 4개의 체인에서 각 체인(700) 또는 공통 부분(770)에 적용되어, 체인간 또는 전체 시스템 출력 전력의 미세한 레벨의 튜닝(fine level tuning)을 가능하게 한다.
체인 1(700a)에 도시된 내장형 신호 감쇠 장치의 설명하면 다음과 같다. PS(phase shifter)(740)를 거쳐 입력된 신호는 TRX(transmit/receive) 스위치(715)를 지나 VGA(710)에 도달하고, VGA(710)를 통과한 신호는 신호 감쇠 장치, 즉 감쇠기(ATTN)(750)에 의해 정해진 게인 모드(gain mode)만큼 감쇠된 후, PA(730)로 전달된다. 감쇠기에 의해 선형성을 유지하며 감쇠된 신호는 PA(710)에 의해 충분히 증폭되어 송신된다. 체인 2(700b) 내지 체인 4(700d) 또한 체인 1 (700a)과 동일하게 동작한다.
다만 이 같은 실시 예가 감쇠기의 배치구조를 한정하는 것은 아니며, 전송라인에 내장되는 방식을 통해서라면 특별한 제한 없이 회로 내 감쇠기가 필요한 위치에 적용 가능하다.
체인 2(700b) 내지 체인 4(700d)에 도시된 블록 또한 이와 마찬가지로 적용된다. 또한 각 체인 뿐 아니라 공통부분에도 적용되어 전체 시스템 출력 전력의 미세한 레벨의 튜닝을 가능하게 한다. 따라서, 복수의 체인들의 출력을 컨트롤해야 하는 빔 포밍의 품질 향상을 가능하게 한다.
도 8은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치가 RFIC에 적용되는 다른 예를 도시한다. 도 8은 특정 밴드 주파수에 적합하게 설계된 신호 감쇠 장치를 선택적으로 사용하는 구조를 예시한다.
밴드 주파수마다 최적의 감쇠 장치를 이용할 필요가 있고, 복수의 감쇠 장치를 모두 회로에 내장하는 것은 공간활용상의 비효율을 증대 시킬 수 있다. 도 8에 개시된 구조는 스위칭에 의해 선택적으로 최적의 감쇠 기능을 구현한다.
예를 들어, 제1밴드 주파수를 사용하는 경우, 최적의 선형성을 유지하며 감쇠기능을 수행하기 위해서는, 전송선로가 제1밴드 주파수에 가장 적합하게 설계된 제1감쇠기에 연결되어야 한다. 따라서 밴드 선택(band selection) 스위치(857,855)는 제1감쇠기(851)가 전송선로에 연결되도록 스위칭을 수행한다. 제1밴드 주파수를 사용하는 경우에는, 마찬가지로 밴드 선택 스위치(857,855)가 제2 밴드 주파수에 가장 적합하게 설계된 제2감쇠기(853)에 전송선로가 연결되도록 스위칭을 수행한다. 도 8에는 2개의 서로 다른 밴드의 감쇠기만 도시되었으나, 필요에 따라 그 이상의 감쇠기를 추가로 설치하는 것도 가능할 것이다. 복수의 감쇠기를 이러한 구조로 추가하는 것은, 트랜지스터가 차지하는 공간이 매우 작으며 전송선로를 내장되어 있다는 점에서 회로 넓이 증가분을 최소화하는데 기여할 수 있다.
또한 밴드 선택 스위치는 전송선로에 내장되는 감쇠기의 양단에 두 개가 구비될 수 있고, 어느 일단에만 구비될 수도 있다. 밴드 선택 스위치는 별도로 구비된 제어장치에 연결되어 제어명령에 따라 구동할 수 있고, 임피던스 조절부를 제어하는 제어부에 의해 구동될 수 있다.
도 9는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치에서 감쇠 모드의 변화에 따라 옴 매칭(ohm matching)의 변화를 도시한다. 도 5를 참조할 때, 본 개시의 신호 감쇠 장치에서 제1포트와 제2포트에 각각 50 옴(ohm)의 저항 소자가 연결된 경우를 기준으로, 감쇠모드가 변하더라도, 운용 주파수에서의 매칭이 유지되는 것을 확인할 수 있다. 이는 RFIC 내의 스택업 구조에 존재하는 트레이스 라인을 커플드 라인 트랜스포머로 이용함에 기인한 것이다. 다시 말해서, 운용 주파수에서 동작하도록 적합한 넓이, 길이, 간격으로 그려진 라인에 의해 50 옴(ohm) 정합이 상당부분 결정되고, 트랜지스터 on-off에 따른 기생 capacitance(
Figure pat00011
, 도 5)와 전체 Ron 값은 정합에 큰 영향을 주지 않기 때문이다.
보다 구체적으로, 임피던스 조절부의 제어에 따라 트랜지스터의 온-오프 상태가 변함으로써 저항 값 Ron의 크기가 커지게 되고, 이로 인하여 신호 감쇠가 증가하더라도, 정합(matching)은 운용 주파수 대역을 크게 벗어나지 않음을 확인할 수 있다.
도 10은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치에서 각 모드별 매칭 변화를 나타낸 그래프를 도시한다. 도 10은 운용 주파수가 40GHz로 설정된 상태에서 각 모드별 매칭을 도시한다. 이를 통해 트랜지스터의 온-오프 상태에 따라 저항 Ron의 크기가 변하더라도, 여전히 40GHz 근방에서 매칭의 최적점이 유지되는 것을 알 수 있다.
도 11은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 신호 감쇠 장치에서 각 모드별 감쇠 스텝(attenuation step)변화를 나타낸 그래프를 도시한다.
도 11을 참조할 때, 본 개시의 신호 감쇠 장치는, 임피던스 값의 변화에 따라 신호의 감쇠가 일어날 때, 스텝 마다 균일한 변화를 보임을 알 수 있다. 보다 구체적으로, 트랜지스터의 온-오프 상태 변화 및 각 트랜지스터의 적절한 크기 설정을 통해 균일한 감쇠에 필요한 Ron값을 얻을 수 있다. 이에 따라, 시스템이 요구하는 RFIC의 최소 신호 level 조정 step을 구현할 수 있다. 또한 최대 전력의 신호를 전달할 경우 모든 트랜지스터(transistor)가 on 상태이기 때문에 off 상태의 트랜지스터가 유발할 수 있는 비선형적 동작을 예방할 수 있으므로 선형성 확보가 용이하다.
본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다.
소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금 본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다.
이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(read only memory, ROM), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(compact disc-ROM, CD-ROM), 디지털 다목적 디스크(digital versatile discs, DVDs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 다수 개 포함될 수도 있다.
또한, 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(local area network), WAN(wide area network), 또는 SAN(storage area network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크상의 별도의 저장장치가 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.
상술한 본 개시의 구체적인 실시 예들에서, 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시 예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.
한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (10)

  1. RFIC(radio frequency integrated circuit) 내 스택업(stack-up) 구조에 내장된 신호 감쇠 장치에 있어서,
    상기 RFIC 내의 제1레이어에 위치한 제1전송라인과,
    상기 제1레이어에 인접한 제2레이어에 위치하며, 상기 제1전송라인과 전자기적으로 커플링되는 제2전송라인과,
    제어부를 포함하며,
    상기 제1전송라인은, 일 측에 임피던스 조절부를 포함하며,
    상기 제어부는, 상기 임피던스 조절부를 가변적으로 제어하는 신호 감쇠 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 임피던스 조절부는,
    적어도 두 개 이상의 트랜지스터들을 포함하며,
    상기 적어도 두 개 이상의 트랜지스터들은 병렬로 연결되는 신호 감쇠 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 적어도 두 개 이상의 트랜지스터들을 개별적으로 스위칭하는 신호 감쇠 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 임피던스 조절부는,
    상기 제1전송라인과 상기 제2전송라인에 각각 대칭적으로 구비되는 신호 감쇠 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 대칭적으로 구비되는 임피던스 조절부와 상호 연결되는 신호 감쇠 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 임피던스 조절부의 임피던스 값을 제어하여 상기 제2전송라인에 흐르는 유도전류의 크기를 감쇠하는 신호 감쇠 장치.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 제어부는,
    이미 결정된 감쇠 모드에 따라 각 트랜지스터들의 온-오프(on-off) 상태를 조절하는 신호 감쇠 장치.
  8. RFIC(radio frequency integrated circuit) 내 스택업(stack-up) 구조를 이용한 신호 감쇠 방법에 있어서,
    상기 RFIC 내의 인접한 두 레이어들을 전자기적으로 커플링하는 과정과,
    상기 두 레이어들 각각의 임피던스 값을 제어하는 과정을 포함하는 신호 감쇠 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 임피던스 값은, 상기 두 레이어들에 각각 연결되는 적어도 두개 이상의 트랜지스터의 온-오프(on-off)에 의해 결정되는 신호 감쇠 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 두 레이어들 각각의 임피던스 값을 제어하는 과정은,
    이미 결정된 감쇠 모드에 따라 상기 두 레이어들 각각의 임피던스 값을 결정하는 과정을 더 포함하는 신호 감쇠 방법.

KR1020190128464A 2019-10-16 2019-10-16 무선 통신 시스템에서 가변 신호 감쇠를 위한 장치 및 방법 KR20210045112A (ko)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020190128464A KR20210045112A (ko) 2019-10-16 2019-10-16 무선 통신 시스템에서 가변 신호 감쇠를 위한 장치 및 방법
US17/769,447 US20240128625A1 (en) 2019-10-16 2020-10-16 Device and method for variable signal attenuation in wireless communication system
EP20877033.9A EP4047820A4 (en) 2019-10-16 2020-10-16 DEVICE AND METHOD FOR VARIABLE SIGNAL ATTENUATION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM
PCT/KR2020/014186 WO2021075918A1 (ko) 2019-10-16 2020-10-16 무선 통신 시스템에서 가변 신호 감쇠를 위한 장치 및 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020190128464A KR20210045112A (ko) 2019-10-16 2019-10-16 무선 통신 시스템에서 가변 신호 감쇠를 위한 장치 및 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20210045112A true KR20210045112A (ko) 2021-04-26

Family

ID=75537987

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020190128464A KR20210045112A (ko) 2019-10-16 2019-10-16 무선 통신 시스템에서 가변 신호 감쇠를 위한 장치 및 방법

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20240128625A1 (ko)
EP (1) EP4047820A4 (ko)
KR (1) KR20210045112A (ko)
WO (1) WO2021075918A1 (ko)

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4410990B2 (ja) * 2002-12-19 2010-02-10 三菱電機株式会社 減衰器
US8461898B2 (en) * 2009-12-23 2013-06-11 Rf Micro Devices, Inc. Temperature compensation attenuator
US8279020B2 (en) * 2010-06-07 2012-10-02 National Taiwan University Units for analog signal processing
EP2544369B1 (en) * 2011-07-04 2014-06-04 Alcatel Lucent Attenuator
US20140011461A1 (en) * 2012-07-03 2014-01-09 Infineon Technologies Ag System and Method for Attenuating a Signal in a Radio Frequency System
US9590591B1 (en) * 2016-03-17 2017-03-07 Analog Devices Global High frequency signal attenuators
TW201813284A (zh) * 2016-08-16 2018-04-01 美商天工方案公司 數位切換衰減器
US10103712B2 (en) * 2016-12-15 2018-10-16 Analog Devices Global Voltage variable attenuator, an integrated circuit and a method of attenuation
US10389400B2 (en) * 2017-11-07 2019-08-20 Qorvo Us, Inc. Radio frequency switch circuitry

Also Published As

Publication number Publication date
WO2021075918A1 (ko) 2021-04-22
US20240128625A1 (en) 2024-04-18
EP4047820A1 (en) 2022-08-24
EP4047820A4 (en) 2022-12-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9768731B2 (en) Linearity and noise improvement for multilevel power amplifier systems using multi-pulse drain transitions
US10972055B2 (en) Integrated doherty power amplifier
JP3211834U (ja) 干渉抑制用のアンテナシステム
US7830320B2 (en) Antenna with active elements
US10153731B2 (en) Apparatus and method for operating a power amplifier array with enhanced efficiency at back-off power levels
US9537461B2 (en) System and method for electronically adjustable antenna
US11817829B2 (en) Multi-mode broadband low noise amplifier
KR101670167B1 (ko) 고주파 스위치 회로
CN105991146B (zh) 高性能接收机构造及其方法
WO2021222657A1 (en) Isolation methods for full-duplex antenna systems
WO2016151340A1 (en) Linearized negative impedance converter matching circuits and impedance adjustment circuit for a negative impedance converter
EP3419104A1 (en) Cellular communication systems having antenna arrays therein with enhanced half power beam width (hpbw) control
CN104124496A (zh) 微带三通带带通滤波器
CN110600881A (zh) 天线装置及移动终端
WO2019183018A1 (en) Base station antennas that utilize amplitude-weighted and phase-weighted linear superposition to support high effective isotropic radiated power (eirp) with high boresight coverage
KR101415540B1 (ko) 대역별 가변틸트 안테나 장치
US10608691B1 (en) Compact multiple-input multiple-output (MIMO) antenna module
KR20210045112A (ko) 무선 통신 시스템에서 가변 신호 감쇠를 위한 장치 및 방법
WO2016151332A1 (en) Antenna impedance matching using negative impedance converter and pre- and post-matching networks
WO2017107615A1 (zh) 天线组件及电子设备
DE102021214143A1 (de) Phasenschieber mit geschalteten übertragungsleitungslasten
JP2003188604A (ja) 可変位相器、この可変位相器を具備する無線装置及び位相調整方法
US20220045667A1 (en) Low-loss bi-directional passive lsb phase shifter in mm-wave cmos
KR20240008620A (ko) 트랜스포머 기반 인덕턴스 제어 장치
KR20230015226A (ko) 불균일한 저항들을 포함하는 감쇠기 및 이를 포함하는 장치

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right