KR20210020162A - 스위치드 커패시터 조절기의 출력 전류를 측정하기 위한 회로들 및 방법들 - Google Patents

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라이온 세미컨덕터 인크.
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Abstract

커패시터; State0일 때 커패시터를 부하와 병렬로 커플링하고, State1일 때 커패시터를 부하와 직렬로 커플링하는 스위치들 - 스위치들 중 제1 스위치는 State0에 있을 때 커패시터를 접지에 연결하고 스위치들 중 제2 스위치는 State1에 있을 때 커패시터를 입력 전압에 연결함 - ; 제3 스위치 - 제3 스위치의 제1 측부는 제1 스위치 및 제2 스위치 중 하나(OFWSW)와 동일하게 커패시터에 연결되고, 제3 스위치는 OFWSW와 동일하게 스위칭하고, 제3 스위치는 OFWSW보다 작음 - ; 제3 스위치의 제2 측부에 연결되는 제1 저항기; 및 제1 저항기를 통해 흐르는 전류를 측정하고, 제1 저항기를 통해 흐르는 것으로 측정된 전류에 기초하여 부하에 제공되는 전류를 추정하는 하드웨어 프로세서를 포함하는 회로들.

Description

스위치드 커패시터 조절기의 출력 전류를 측정하기 위한 회로들 및 방법들
본 출원은, 2018년 11월 5일에 출원된 미국 가특허 출원 제62/756,064호의 이익을 주장하는, 2019년 1월 31일에 출원된 미국 특허 출원 제16/264,079호의 이익을 주장하며, 이로써 상기 출원들 각각은 그 전체가 본원에 참조로 통합된다.
스위치드 커패시터(Switched Capacitor; SC) 조절기들은 직류-직류(direct-current-to-direct-current; DC/DC) 변환기들 및 배터리 충전기 집적 회로(integrated circuit; IC)들을 포함하는 다양한 애플리케이션들에서 사용될 수 있다.
스위치드 커패시터(SC) 조절기의 출력 전류를 측정하는 것은 도움이 될 수 있다. 예를 들어, SC 배터리 충전기 IC가 배터리를 충전하기 위해 사용된 충전 전류를 조절할 수 있도록, SC 배터리 충전기 IC의 출력 전류를 측정하는 것이 도움이 될 수 있다. 충전 전류를 조절하기 위해, 충전기 IC는 자신의 출력 전류를 측정하고 그것이 타겟 출력 전류 값보다 큰지 또는 작인지 여부를 결정할 필요가 있다. 그 결과에 기초하여, 충전기 IC는 출력 전류를 가능한 한 타겟 값과 유사하도록 조정할 수 있다. 다른 예에서, 출력 전류를 측정하고 이에 출력 전압을 곱함으로써 SC DC/DC 변환기에서 출력 전력을 측정하는 것이 도움이 될 수 있다. 다수의 SC DC/DC 변환기들을 갖는 전력 관리 IC(PMIC)에서, PMIC가 각각의 DC/DC 변환기에 의해 얼마나 많은 전력이 소비되는지를 추적할 수 있도록, 각각의 SC DC/DC 변환기의 출력 전력을 측정하는 것이 도움이 될 수 있다.
출력 전류를 측정하는 것이 도움이 되지만, 이를 수행하기 위한 종래 기술들은 전력 사용 관점에서 비효율적이다. 출력 전류를 측정하는 간단한 방법은, 도 1에 예시된 바와 같이 출력에 직렬 저항기를 추가하고 저항기에 걸린 전압을 측정하는 것이다. IR = V이기 때문에, 저항기 RSERIES(120)에 걸린 전압을 측정하고 저항기 값으로 나누는 것은 RSERIES(120)에 걸쳐 흐르는 전류의 양을 컴퓨팅할 수 있다. 이러한 접근법의 문제는 I2R의 전력 손실이 있다는 점이다. R이 5 밀리옴(milliOhm)과 동일하고 I가 5 암페어(Amp)와 동일하면, I2R 전력 손실은 125 밀리와트(milliWatt)와 동일하다. I2R 손실을 감소시키기 위해 R을 감소시키는 것이 가능하다. 그러나, 작은 R 값은 작은 IR = V 값을 도출하고, 작은 전압 값을 감지하는 것은 더 곤란해진다(예를 들어, 더 작은 전압들을 감지하기 위해 더 높은 비트의 아날로그-디지털 변환기가 필요하다).
따라서, 스위치드 커패시터(SC) 조절기의 출력 전류를 측정하기 위한 새로운 메커니즘들(회로들 및 방법들을 포함할 수 있음)이 바람직하다.
스위치드 커패시터 조절기의 출력 전류를 측정하기 위한 회로들 및 방법들이 제공된다. 일부 실시예들에서, 부하에 제공되는 전류를 측정하기 위한 회로들은, 제1 측부(side) 및 제2 측부를 갖는 커패시터; 제1 상태에 있을 때 커패시터를 부하와 병렬로 커플링하고, 제2 상태에 있을 때 커패시터를 부하와 직렬로 커플링하는 복수의 스위치들 - 복수의 스위치들 중 제1 스위치는, 복수의 스위치들이 제1 상태에 있을 때 커패시터의 제1 측부를 접지에 연결하고, 복수의 스위치들 중 제2 스위치는, 복수의 스위치들이 제2 상태에 있을 때 상기 커패시터의 제2 측부를 입력 전압에 연결함 - ; 제1 측부 및 제2 측부를 갖는 제3 스위치 - 제3 스위치의 제1 측부는 제1 스위치 및 제2 스위치 중 하나와 동일하게 커패시터에 연결되고, 제3 스위치는 제1 스위치 및 제2 스위치 중 하나와 동일하게 스위칭하고, 제3 스위치는 제1 스위치 및 제2 스위치 중 하나보다 작음 - ; 제1 측부 및 제2 측부를 갖는 제1 저항기 - 제1 저항기의 제1 측부는 제3 스위치의 제2 측부에 연결됨 - ; 및 제1 저항기를 통해 흐르는 전류를 측정하고, 제1 저항기를 통해 흐르는 것으로 측정된 전류에 기초하여 부하에 제공되는 전류를 추정하는 하드웨어 프로세서를 포함한다.
도 1은 종래 기술에 따른 스위치드 커패시터 변환기의 예의 개략도이다.
도 2는 일부 실시예들에 따라 출력 전류를 추정하기 위해 소형 스위치 및 소형 저항기를 사용하는 스위치드 커패시터 변환기의 예의 개략도이다.
도 3은 일부 실시예들에 따라 출력 전류를 추정하기 위해 소형 스위치 및 소형 저항기를 사용하는 스위치드 커패시터 변환기의 다른 예의 개략도이다.
도 4는 일부 실시예들에 따라 출력 전류를 추정하기 위해 복제 변환기를 사용하는 스위치드 커패시터 변환기의 예의 개략도이다.
스위치드 커패시터(SC) 조절기의 출력 전류를 측정하기 위한 메커니즘들(회로들 및 방법들을 포함할 수 있음)이 제공된다.
일부 실시예들에서, 메커니즘들은 SC 조절기에 대한 입력 전류(IIN)를 측정하고, SC 조절기의 출력 전압(VOUT)을 측정하고, SC 조절기에 대한 입력 전압(VIN)을 측정하고, 이러한 측정치들 및 효율 추정치에 기초하여 출력 전류(IOUT)을 계산함으로써 SC 조절기의 출력 전류를 측정할 수 있다.
예를 들어, 일부 실시예들에서, 효율 추정치는 하기 수식을 사용하여 교정 프로세스 동안 계산될 수 있다:
효율 =
Figure pct00001
.
여기서 VIN, VOUT, IIN, 및 IOUT은 예상 동작 조건들 하에서 측정된다. 이어서, 동작 동안, IOUT은 하기 수식을 사용하여 계산될 수 있다:
Figure pct00002
.
일부 실시예들에서, 사전-시뮬레이션되고 SC 조절기 집적 회로(IC) 내의 메모리 또는 외부 메모리에 저장된 데이터를 사용하여 효율이 추정될 수 있다. VIN 및 VOUT은 예를 들어, 아날로그-디지털 변환기(analog to digital converter; ADC)를 사용하는 것과 같은 임의의 적합한 방식으로 측정될 수 있다. 일부 경우들에서, VIN 및 VOUT 값들은 예를 들어, SC 조절기에 의해 주어진 값들로 설정될 때 측정될 필요가 없다. IIN은 VIN과 직렬인 저항기에 걸린 전압을 측정하고(이는 ADC를 사용하는 것과 같은 임의의 적합한 방식으로 수행될 수 있음) 그 저항기를 통과하는 전류에 대해 계산함으로써(전술된 바와 같음) 결정될 수 있다. 이러한 기술은 저항기에서 I2R 손실을 초래할 것이지만, 저항기를 사용하여 IIN을 측정하는 I2R 손실은 IIN이 IOUT보다 작을 때 IOUT을 측정하는 I2R 손실보다 작다. 예를 들어, 2:1 SC 조절기에서, 입력 전류는 출력 전류의 대략 50%이므로, IIN이 측정될 때의 I2R 손실은 IOUT이 측정될 때의 I2R 손실의 대략 25%이다. 이러한 방식으로 IOUT을 측정하는 이점은, 도 1에 도시된 바와 같이 IOUT을 측정하는 것보다 IIN, VOUT, 및 VIN을 측정하고 IOUT을 계산하기 위해 추정 효율을 사용하는 것이 손실이 덜하다는 점이다. 이러한 방식으로 IOUT을 측정하는 단점은, (도 1에 도시된 바와 같이) SC 조절기의 출력에서 직렬 저항기를 사용하여 IOUT을 직접 측정하는 것보다 덜 정확하다는 점인데, 이는, 효율 추정치 및 VIN, IIN, VOUT의 측정치들에서의 에러들이 복합적이기 때문이다.
일부 실시예들에서, 이 메커니즘들은 SC 조절기의 출력 임피던스(ROUT)를 측정함으로써 SC 조절기의 출력 전류를 측정하고 IOUT을 계산할 수 있다. 예를 들어, N:M SC 조절기에서, 하기 수식이 IOUT을 컴퓨팅한다:
Figure pct00003
.
M 및 N은 SC 조절기 설계에 기초하여 알고있고, VIN 및 VOUT은 일부 실시예들에서 ADC를 사용하여 측정될 수 있다. ROUT은 SC 조절기 토폴로지(예를 들어, N:M SC 조절기의 N 및 M의 값들), 스위치 온-상태 저항(이는 스위치들이 비-이상적이고 온일 때에도 기생 저항을 갖기 때문임), SC 조절기의 스위칭 주파수(freq), 및 플라잉(flying) 커패시턴스의 양(CFLY)의 함수이다. 따라서, ROUT은:
Figure pct00004
로 표현될 수 있다.
이러한 변수들 중에서, 토폴로지 및 CFLY를 알고있는데, 이는 이들이 설계 시간에 설계자에 의해 결정되기 때문이다. 일부 실시예들에서, freq는 임의의 적합한 방식으로 (예를 들어, 신호들이 얼마나 빨리 스위칭하는지를 카운팅하기 위한 카운터들을 사용하여) 측정될 수 있다. 일부 실시예들에서, RSWITCH는 임의의 적합한 방식으로 (예를 들어, 기지의 전류를 스위치를 통해 흐르게 하고 스위치에 걸린 전압을 측정함으로써 교정 동안) 측정될 수 있다. 계산된 RSWITCH 값은, 일부 실시예들에서, SC 조절비 칩 내에 있든 또는 외부 메모리 내에 있든, 메모리에 저장될 수 있다. IOUT을 계산하는 이러한 방법의 이점은, 이것이 직렬 저항기를 사용한 I2R 손실을 초래하지 않는다는 점이다. 단점은, 이러한 변수들을 측정할 때의 에러들이 복합적인 경우 덜 정확할 수 있다는 점이다.
일부 실시예들에서, 메커니즘들은 SC 조절기의 스위치와 병렬로 소형 스위치 및 직렬 소형 저항기를 추가하고 그 소형 저항기를 사용하여 SC 조절기의 출력 전류를 추정함으로써 SC 조절기의 출력 전류를 측정할 수 있다.
도 2는 일부 실시예들에 따른 NBOT(208)에 대해 이러한 기술을 사용하는 2:1 SC 조절기의 예를 예시한다. 도시된 바와 같이, 소형 스위치 NBOT_SMALL(220)(NBOT(208)보다 훨씬 더 작은 폭을 갖는 것을 예외로 NBOT(208)와 유사한 특성들을 가짐) 및 소형 저항기 RSMALL(221)가 NBOT(208)와 병렬로 연결된다. 즉, 스위치 NBOT_SMALL(220)의 게이트는 NBOT_G(216)에 연결되고, NBOT_SMALL(220)의 최상부는 노드 CFLY_BOT(116)에 연결되고, NBOT_SMALL(220)의 바닥은 저항기 RSMALL(221)를 통해 접지에 연결된다. 예를 들어, NBOT_SMALL(220)의 폭이 NBOT(208)의 폭의 1/1000이면, NBOT_SMALL(220)을 토해 흐르는 전류는 또한 NBOT(208)를 통해 흐르는 전류의 대략 1/1000이다. 전류 값이 감소되면, 더 작은 손실로 전류를 측정하는 것이 더 용이하다. 예를 들어, RSMALL을 통한 I2R 손실은 NBOT(208)에 대해 직렬 저항기를 사용하는 것에 비해 1/1,000,000일 것이다.
동작 동안, NBOT(208)를 통한 전류는, RSMALL(221)을 통한 전압을 측정하고 이를 RSMALL(221)의 값으로 나누어 NBOT_SMALL(220)를 통한 전류를 측정함으로써, 그리고 이어서, NBOT(208)가 NBOT_SMALL(220)보다 1000배 더 큰 폭을 갖는 경우 결과 값이 1000을 곱함으로써 측정될 수 있다. 2:1 SC 조절기가 50% 듀티 사이클에서 동작하고 있는 경우, IOUT(112)은 NBOT(208)를 통한 전류의 대략 2배로 추정될 수 있다. 전압은 하드웨어 프로세서(224)에 커플링되는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(222)를 사용하는 것과 같은 임의의 적합한 방식으로 측정될 수 있다.
저항기 RSMALL(221)이 스위치 NBOT_SMALL(220)의 하부측에 도 2에 도시되어 있지만, 저항기는 그 대신 일부 실시예들에서 스위치 NBOT_SMALL(220)의 상부측에 배치될 수 있다.
도 3은 일부 실시예들에 따른 PTOP(202)에 대해 이러한 기술을 사용하는 2:1 SC 조절기의 예를 예시한다. 도시된 바와 같이, 소형 스위치 PTOP_SMALL(320)(PTOP(202)보다 훨씬 더 작은 폭을 갖는 것을 예외로 PTOP(202)와 유사한 특성들을 가짐) 및 소형 저항기 RSMALL(321)이 PTOP(202)와 병렬로 연결된다. 즉, 스위치 PTOP_SMALL(320)의 게이트는 PTOP_G(210)에 연결되고, PTOP_SMALL(320)의 최상부는 저항기 RSMALL(321)을 통해 VIN(104)에 연결되고, PTOP_SMALL(320)의 바닥은 노드 CFLY_TOP(118)에 연결된다. NBOT(208)에 대한 NBOT_SMALL(220)과 유사하게, PTOP_SMALL(320)의 폭은, 예를 들어, PTOP(202)의 폭의 1/1000일 수 있다. 2:1 SC 조절기가 50% 듀티 사이클에서 동작하고 있는 경우, IOUT(112)은 PTOP(202)를 통한 전류의 대략 2배라고 추정할 수 있다. 전압은 하드웨어 프로세서(224)에 커플링되는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(222)를 사용하는 것과 같은 임의의 적합한 방식으로 측정될 수 있다.
IOUT(112)을 더 정확하게 계산하기 위해, 일부 실시예들은 NBOT_SMALL(220)과 RSMALL(221) 및 PTOP_SMALL(320)과 RSMALL(321) 둘 모두를 구현할 수 있다. 듀티 사이클이 50%일 때 State0 및 State1의 전류가 동일하다고 가정하는 것 대신에, State0 및 State1 둘 모두에서 흐르는 전류는 각각 NBOT_SMALL(220)과 RSMALL(221) 및 PTOP_SMALL(320)과 RSMALL(321)을 사용하여 계산될 수 있고, 2개의 전류 값들을 추가하는 것은 IOUT(112)을 도출한다.
저항기 RSMALL(321)이 스위치 PTOP_SMALL(320)의 상부측에 도 3에 도시되어 있지만, 저항기는 그 대신 일부 실시예들에서 스위치 PTOP_SMALL(320)의 하부측에 배치될 수 있다.
일부 실시예들에서, SC 조절기들의 카피들이 시간 인터리빙된 방식으로 병렬적으로 동작하고 있는 다중 위상(multi-phase) SC 조절기들을 사용할 때, N개의 위상들이 존재하는 경우, IOUT(112)을 계산하기 위해 위상마다 측정된 전류(도 2 및 도 3과 관련하여 앞서 예시된 바와 같이 계산될 수 있음)에 N이 곱해질 수 있다.
일부 실시예들에서, 메커니즘들은 IOUT(112)을 추정하기 위해 실제 2:1 SC 조절기보다 훨씬 작은 복제 2:1 SC 조절기를 사용함으로써 SC 조절기의 출력 전류를 측정할 수 있다. 도 4는 일부 실시예들에 따른 복제 SC 복제 조절기의 예를 예시한다. 도시된 바와 같이, 복제 2:1 SC 조절기(420)는 실제 2:1 SC 조절기(422)와 동일한 구조 및 입력 신호들을 갖지만, 그 스위치 폭들 및 커패시터 크기들은 조절기(422)의 대응부들의 1/N로 감소된다. 예를 들어, CFLY_REP(414) 및 COUT_REP(406)의 커패시턴스 값들은 각각 CFLY(114) 및 COUT(106)의 커패시턴스 값들의 1/N이고, PTOP_REP(402), NMID_REP(404), PMID_REP(406), 및 NBOT_REP(408)의 스위치 폭들은 각각 PTOP(202), NMID(204), PMID(206), 및 NBOT(208)의 스위치 폭들의 1/N이다. 복제 2:1 SC 조절기(420)의 출력 임피던스는 실제 2:1 SC 조절기(422)의 출력 임피던스보다 대략 N배 더 크다.
동작 동안, 복제 2:1 SC 조절기(420)는 기지의 전류 값을 갖는 고정 출력 전류 IOUT_REP(412)에 연결될 수 있다. 하기 관계들이 주어진다:
Figure pct00005
;
Figure pct00006
; 및
Figure pct00007
,
VOUT = VOUT_REP이면, IOUT = IOUT_REP x N이다.
IOUT을 결정하기 위해, IOUT_REP(412)의 값은, 일부 실시예들에서 IOUT_REP(412)의 어느 값에서 VOUT_REP(408)가 VOUT(108)와 동일하게 되는지를 식별하도록 제어가능하게 스윕(sweep)될 수 있다. 이어서, 일부 실시예들에서, IOUT(112)을 얻기 위해 IOUT_REP(412)의 식별된 값에 N이 곱해질 수 있다. 하드웨어 프로세서(224)에 커플링되는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(222)를 사용하는 것과 같은 임의의 적합한 방식으로, 전압들 VOUT_REP(408) 및 VOUT(108)이 측정될 수 있고, IOUT_REP(412)가 제어될 수 있다. 예를 들어, 하드웨어 프로세서는, 전압들 VOUT_REP(408) 및 VOUT(108)이 동일한 IOUT_REP(412)의 세팅이 발견될 때까지 IOUT_REP(412)를 조정하고 전압들 VOUT_REP(408) 및 VOUT(108)을 측정할 수 있다.
일부 실시예들에서, N은, 복제 2:1 SC 조절기(420)의 영역 오버헤드가 작을 수 있도록 매우 큰 수로 설정될 수 있다. IOUT을 측정하는 것에 대한 이러한 접근법의 이점은 IOUT이 거의 전력 손실 없이 측정될 수 있다는 점이다. 단점은, 이러한 접근법이 복제 2:1 SC 조절기 및 실제 2:1 SC 조절기의 커패시턴스들 사이의 관계들에서의 부정확성들에 취약하다는 점이다. 더 상세하게는, CFLY(114)의 값이 온도 및 전압에 따라 변할 수 있기 때문에, CFLY_REP(414)에 대해 동일한 유형의 커패시터(예를 들어, 세라믹 커패시터, MOSFET 커패시터 등)가 사용되지 않는 경우, 복제 조절기의 CFLY_REP(414)의 값은 실제로 온도 변화 및/또는 전압 변화 이후 CFLY(114)의 값의 1/N이 아닐 수 있다. CFLY_REP(414)의 커패시턴스 값이 실제로 CFLY(114)의 값의 1/N이 아닌 경우, ROUT_REP = N x ROUT이라는 가정은 잘못되어, 부정확한 IOUT(112) 값을 초래할 수 있다. 다른 단점은, IOUT_REP(412)를 스윕하는 것이 시간이 걸려서, IOUT(112)을 계산하는 것이 더 오래 걸릴 수 있다는 점이다. IOUT(112)이 신속하게 변하고 있는 경우, IOUT(112)을 신속하게 계산하는 것은 난제일 수 있다.
IOUT(112)이 특정 값보다 낮은지 또는 높은지 여부를 간단히 아는 것이 허용가능한 일부 실시예들에서, IOUT_REP(412)를 스윕하는 것 대신에, IOUT_REP(412)는 고정 전류 값으로 설정될 수 있고, VOUT(108) 및 VOUT_REP(408)는 비교될 수 있다. VOUT(108)이 VOUT_REP(408)보다 큰 경우, 이는, IOUT(112)이 IOUT_REP(412)의 N배보다 작은 것을 표시한다. VOUT(108)이 VOUT_REP(408)보다 작은 경우, 이는, IOUT(112)이 IOUT_REP(412)의 N배보다 큰 것을 표시한다. 이러한 접근법의 이점은, 이것이 IOUT_REP(412)를 스윕하는 것을 요구하지 않고 결과를 더 신속하게 얻을 수 있다는 점이다. 이러한 접근법의 단점은, 이것이 IOUT(112)의 값을 측정하지 않고 단지 IOUT(112)이 특정 값보다 큰지 또는 작은지 여부를 표시한다는 점이다.
전술된 기술들은 도면들의 조절기들과는 상이한 2:1 SC 조절기들에서 사용될 수 있다. 예를 들어, PMID(206) 및 PTOP(202)는 NMOS FET들일 수 있다. 또한, 이러한 기술들은 2:1 SC 조절기들과는 다른 N:M SC 조절기들에서 사용될 수 있다.
전술된 바와 같이, 다양한 측정들이 이루어지고, 데이터(예를 들어, 추정치들)가 사용되고, 값들이 계산되고, 제어가 구현된다(예를 들어, IOUT_REP의 값들을 스윕함). 일부 실시예들에서 이러한 기능들을 수행하기 위해 임의의 적합한 범용 컴퓨터 또는 특수 목적 컴퓨터가 사용될 수 있다. 임의의 이러한 범용 컴퓨터 또는 특수 목적 컴퓨터는 임의의 적합한 하드웨어를 포함할 수 있다. 예를 들어, 이러한 하드웨어는 하드웨어 프로세서 및 메모리를 포함할 수 있다.
하드웨어 프로세서는 마이크로프로세서, 마이크로-제어기, 디지털 신호 프로세서(들), 전용 로직, 및/또는 일부 실시예들에서 범용 컴퓨터 또는 특수 목적 컴퓨터의 기능을 제어하기 위한 임의의 다른 적합한 회로와 같은 임의의 적합한 하드웨어 프로세서를 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 하드웨어 프로세서는 메모리에 저장된 프로그램에 의해 제어될 수 있다.
메모리는 일부 실시예들에서 프로그램들, 데이터 및/또는 임의의 다른 적합한 정보를 저장하기 위한 임의의 적합한 메모리 및/또는 저장부일 수 있다. 예를 들어, 메모리는 랜덤 액세스 메모리, 판독 전용 메모리, 플래시 메모리, 하드 디스크 저장부, 광학 매체들, 및/또는 임의의 다른 적합한 메모리를 포함할 수 있다.
일부 실시예들에서, 임의의 적합한 컴퓨터 판독가능 매체들은 본 명세서의 기능들 및/또는 프로세스들을 수행하기 위한 명령들을 저장하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 컴퓨터 판독가능 매체들은 일시적이거나 비일시적일 수 있다. 예를 들어, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체들은, 자기 매체들의 비일시적 형태(예를 들어, 하드 디스크들, 플로피 디스크들, 및/또는 임의의 다른 적합한 자기 매체들), 광학 매체들의 비일시적 형태들(예를 들어, 콤팩트 디스크들, 디지털 비디오 디스크들, 블루레이 디스크들, 및/또는 임의의 다른 적합한 광학 매체들), 반도체 매체들의 비일시적 형태들(예를 들어, 플래시 메모리, EPROM(electrically programmable read-only memory), EEPROM(electrically erasable programmable read-only memory), 및/또는 임의의 다른 적합한 반도체 매체들)의 비일시적 형태들, 송신 동안 순간적이 아니거나 임의의 영구적 외관이 없는 임의의 적합한 매체들, 및/또는 임의의 적합한 유형적 매체들과 같은 매체들을 포함할 수 있다. 다른 예로서, 일시적 컴퓨터 판독가능 매체들은 네트워크 상의, 와이어들, 도체들, 광섬유들, 회로들, 송신 동안 순간적이 아니거나 임의의 영구적 외관이 없는 임의의 적합한 매체들, 및/또는 임의의 적합한 비유형적 매체들 내의 신호들을 포함할 수 있다.
본 발명은 전술한 예시적인 실시예들에서 설명되고 예시되었지만, 본 개시는 단지 예로서 이루어졌고, 후속하는 청구항들에 의해서만 제한되는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어남이 없이 본 발명의 구현의 세부사항들에서의 다수의 변화들이 이루어질 수 있음이 이해된다. 개시된 실시예들의 특징들은 다양한 방법들로 조합 및 재배열될 수 있다.

Claims (15)

  1. 부하에 제공되는 전류를 측정하기 위한 회로로서,
    제1 측부(side) 및 제2 측부를 갖는 커패시터;
    제1 상태에 있을 때 상기 커패시터를 상기 부하와 병렬로 커플링하고, 제2 상태에 있을 때 상기 커패시터를 상기 부하와 직렬로 커플링하는 복수의 스위치들 - 상기 복수의 스위치들 중 제1 스위치는, 상기 복수의 스위치들이 상기 제1 상태에 있을 때 상기 커패시터의 제1 측부를 접지에 연결하고, 상기 복수의 스위치들 중 제2 스위치는, 상기 복수의 스위치들이 상기 제2 상태에 있을 때 상기 커패시터의 제2 측부를 입력 전압에 연결함 - ;
    제1 측부 및 제2 측부를 갖는 제3 스위치 - 상기 제3 스위치의 제1 측부는 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나와 동일하게 상기 커패시터에 연결되고, 상기 제3 스위치는 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나와 동일하게 스위칭하며, 상기 제3 스위치는 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나보다 작음 - ;
    제1 측부 및 제2 측부를 갖는 제1 저항기 - 상기 제1 저항기의 제1 측부는 상기 제3 스위치의 제2 측부에 연결됨 - ; 및
    상기 제1 저항기를 통해 흐르는 전류를 측정하고, 상기 제1 저항기를 통해 흐르는 측정된 전류에 기초하여 상기 부하에 제공되는 전류를 추정하는 하드웨어 프로세서
    를 포함하는, 부하에 제공되는 전류를 측정하기 위한 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나는 상기 제1 스위치인 것인, 회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제1 스위치 및 상기 제3 스위치는 NMOS 트랜지스터들이고, 상기 제2 스위치는 PMOS 트랜지스터인 것인, 회로.
  4. 제2항에 있어서, 상기 제1 저항기의 제2 측부는 접지에 연결되는 것인, 회로.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나는 상기 제2 스위치인 것인, 회로.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치는 PMOS 트랜지스터들이고, 상기 제1 스위치는 NMOS 트랜지스터인 것인, 회로.
  7. 제5항에 있어서, 상기 제1 저항기의 제2 측부는 상기 입력 전압에 연결되는 것인, 회로.
  8. 제5항에 있어서,
    제1 측부 및 제2 측부를 갖는 제4 스위치 - 상기 제4 스위치의 제1 측부는 상기 제1 스위치와 동일하게 상기 커패시터에 연결되고, 상기 제4 스위치는 상기 제1 스위치와 동일하게 스위칭하며, 상기 제4 스위치는 상기 제1 스위치보다 작음 - ; 및
    제1 측부 및 제2 측부를 갖는 제2 저항기 - 상기 제2 저항기의 제1 측부는 상기 제4 스위치의 제2 측부에 연결되고, 상기 제2 저항기의 제2 측부는 접지에 연결됨 -
    를 더 포함하고,
    상기 하드웨어 프로세서는 또한 상기 제2 저항기를 통해 흐르는 전류를 측정하고, 상기 제2 저항기를 통해 흐르는 측정된 전류에 기초하여 상기 부하에 제공되는 전류를 추정하는 것인, 회로.
  9. 제8항에 있어서, 상기 하드웨어 프로세서는, 상기 제1 저항기를 통해 흐르는 전류 및 상기 제2 저항기를 통해 흐르는 전류의 조합에 기초하여 상기 부하에 제공되는 전류를 추정하는 것인, 회로.
  10. 제1항에 있어서, 상기 제3 스위치는, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나의 스위치의 폭의 1/10 이하인 폭을 갖는 것인, 회로.
  11. 제1항에 있어서, 상기 제3 스위치는, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나의 스위치의 폭의 1/100 이하인 폭을 갖는 것인, 회로.
  12. 제1항에 있어서, 상기 제3 스위치는, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나의 스위치의 폭의 1/1000 이하인 폭을 갖는 것인, 회로.
  13. 제1항에 있어서, 상기 제1 저항기의 제1 측부에서의 전압을 측정하는 아날로그-디지털 변환기(analog-to-digital converter)를 더 포함하는, 회로.
  14. 제1항에 있어서, 상기 하드웨어 프로세서는, 상기 제1 저항기에 걸린 전압을 결정하고 상기 제1 저항기에 걸린 전압을 상기 제1 저항기의 기지의 값으로 나눔으로써 상기 제1 저항기를 통해 흐르는 전류를 측정하는 것인, 회로.
  15. 제1항에 있어서, 상기 하드웨어 프로세서는, 상기 제1 저항기를 통해 흐르는 전류를, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나가 상기 제1 스위치일 때 상기 복수의 스위치들이 상기 제1 상태에 있는 시간의 백분율로, 그리고 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중 하나가 상기 제2 스위치일 때 상기 복수의 스위치들이 상기 제2 상태에 있는 시간의 백분율로 나눔으로써 상기 부하에 제공되는 전류를 추정하는 것인, 회로.
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