KR20200070285A - 컨버터 설계 - Google Patents

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KR20200070285A
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라드냐 아난트 머크헤드카
기어로이드 션 오헤이딘
아밋 쿠마
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제네럴 일렉트릭 테크놀러지 게엠베하
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Abstract

컨버터 설계(30)는 복수의 극 및 복수의 컨버터(32)를 포함하며, 복수의 극(60, 62, 64)은 적어도 하나의 양극(60), 적어도 하나의 음극(62) 및 중성 극(64)을 포함하고, 복수의 컨버터(32)는 적어도 하나의 제1 컨버터(32a) 및 적어도 하나의 제2 컨버터(32b)를 포함하고, 상기 또는 각각의 제1 컨버터(32a)는 중성 극(64) 및 상기 또는 각각의 양극(60)에 연결되고, 상기 또는 각각의 제1 컨버터(32a)는 중성 극(64) 및 대응하는 양극(60)에 걸쳐 컨버터 전압을 제어하도록 작동되고, 상기 또는 각각의 제2 컨버터(32b)는 중성 극(64) 및 상기 또는 각각의 음극(62)에 연결되고, 상기 또는 각각의 제2 컨버터(32b)는 중성 극(64) 및 대응하는 음극(62)에 걸쳐 컨버터 전압을 제어하도록 작동되며, 컨버터 설계(30)는 양극 및 음극(60, 62)의 전력 또는 전류 레벨 사이에 불균형이 있을 때 그리고 중성 극(64)이 0이 아닌 전위에 있을 때 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍된 제어기(36)를 포함하고, 제어기(36)는 대응하는 양극 또는 음극(60, 62)의 극-대-접지 전압이 대응하는 양극 또는 음극(60, 62)의 전압 정격보다 낮거나 같도록 대응하는 컨버터 전압을 제어하기 위해 각각의 컨버터(32a, 32b)를 작동시키기 위한 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍된다.

Description

컨버터 설계
본 발명은 복수의 컨버터를 포함하는 컨버터 설계(converter scheme), 특히 바람직하게는 고전압 직류 전력 송신 및 분배에 사용하기 위해, 중성 극(neutral pole) 및 접지 사이에 고임피던스 전도체를 갖는 컨버터 설계에 관한 것이다.
복수의 컨버터를 포함하는 컨버터 설계를 작동시키는 것이 알려져 있다.
본 발명의 제1 양태에 따르면, 복수의 극 및 복수의 컨버터를 포함하는 컨버터 설계가 제공되며, 복수의 극은 적어도 하나의 양극, 적어도 하나의 음극 및 중성 극(neutral pole)을 포함하고, 복수의 컨버터는 적어도 하나의 제1 컨버터 및 적어도 하나의 제2 컨버터를 포함하고, 상기 또는 각각의 제1 컨버터는 상기 중성 극 및 상기 또는 각각의 양극에 연결되고, 상기 또는 각각의 제1 컨버터는 상기 중성 극 및 대응하는 양극에 걸쳐 컨버터 전압을 제어하도록 작동되며, 상기 또는 각각의 제2 컨버터는 상기 중성 극 및 상기 또는 각각의 음극에 연결되고, 상기 또는 각각의 제2 컨버터는 상기 중성 극 및 대응하는 음극에 걸쳐 컨버터 전압을 제어하도록 작동되며, 컨버터 설계는 양극 및 음극의 전력 또는 전류 레벨 사이의 불균형이 있을 때 그리고 중성 극이 0이 아닌 전위에 있을 때, 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍된 제어기를 포함하고, 제어기는 대응하는 양극 또는 음극의 극-대-접지 전압(pole-to-ground voltage)이 대응하는 양극 또는 음극의 전압 정격(voltage rating)보다 낮거나 같도록 대응하는 컨버터 전압을 제어하기 위해 각각의 컨버터를 작동시키기 위한 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍된다.
본 발명의 컨버터 설계는 바이폴라(bipolar) 전력 송신 설계에서의 사용을 위한 바이폴라 컨버터 배열을 포함할 수도 있지만, 이에 제한되지는 않는다. 대안적으로 또는 추가적으로 본 발명의 컨버터 설계는 병렬로 연결된 다수의 제1 컨버터 및/또는 병렬로 연결된 다수의 제2 컨버터를 포함하는 다단자 컨버터 배열(multi-terminal converter arrangement)을 포함할 수도 있지만, 이에 제한되지는 않는다.
양극 및 음극 각각의 전압 정격은 이에 연결되거나 이에 연관된 전력 송신 장비의 전압 정격에 의해 규정될 수도 있다.
사용시, 각각의 제1 및 제2 컨버터는 양극 및 음극의 전력 또는 전류 레벨이 균형을 이루고 중성 극이 0의 전위에 있는 균형 잡힌 작동 조건 하에서 전력 송신을 용이하게 하기 위해 중성 극 및 대응하는 양극 또는 음극에 걸쳐 각각의 컨버터 전압을 제어하도록 작동된다. 제1 및 제2 컨버터들에 의해 제공되는 컨버터 전압들은 일반적으로 전력 송신 전반에서의 컨버터 전압의 일정한 레벨의 유지를 포함하는 사용자 요구들에 의해 규정된다.
본 발명의 컨버터 설계에서 제어기의 포함은 양극 및 음극의 전력 또는 전류 레벨이 균형을 이루지 않고 중성 극이 0이 아닌 전위에 있는 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 컨버터 설계가 전력 송신을 용이하게 함으로써 컨버터 설계의 신뢰성(reliability) 및 유용성(availability)을 개선시킨다. 이는, 균형 잡히지 않은 작동 조건이 적어도 하나의 양극 또는 음극의 전압 정격을 초과하는 위험(risk)을 초래하지만, 제어기는 양극 및 음극의 전압 정격이 초과되지 않는 것을 보장하기 위해 균형 잡히지 않은 작동 조건 동안 전압 제어 모드를 자동적으로 수행할 수 있기 때문이다. 이와 달리, 컨버터 설계로부터의 제어기의 생략은, 적어도 하나의 양극 또는 음극의 전압 정격을 초과하는 위험으로 인해 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 컨버터 설계의 작동이 허용될 수 없으므로, 균형 잡힌 작동 조건이 복구될 때까지 컨버터 설계의 정지(shutdown)를 요구하거나, 더 낮은 전력 레벨에서 작동하는 극의 전력과 동일하도록 더 높은 전력 레벨에서 작동하는 극의 전력의 감소를 요구하므로, 컨버터 설계의 전체적인 전력 능력에 악영향을 줄 것이다.
게다가 전압 제어 모드의 수행은 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서의 컨버터 설계가 균형 잡힌 작동 조건 동안 또한 사용되는 컨버터 전압을 계속 이용하는 최적화되지 않은 시나리오와 비교할 때, 컨버터 설계가 균형 잡히지 않은 작동 조건으로부터 발생하는 컨버터 설계의 작동 손실 최적화의 효과를 가지는 컨버터 전압을 이용하게 할 수 있다.
양극 및 음극의 전력 또는 전류 레벨 사이의 불균형에서의 변화는, 예를 들어, 하나 이상의 작동 파라미터에서의 변화 또는 컨버터 설계의 구성에서의 변화의 결과로서 발생할 수도 있다. 이것은 이전의 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 전압 제어 모드에 사용된 컨버터 전압이 새로운 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 (더 높은 손실, 더 높은 전압응력(voltage stress) 및 감소된 수명과 같은) 컨버터 설계의 최적이 아닌(suboptimal) 성능을 초래할 수도 있는 것일 수도 있다. 컨버터 설계의 구성에서의 변화는 (중성 극의 임피던스를 변화시키는) 중성 극과 연관된 서비스 중(in-service) 전도체의 수에서의 변화 및/또는 병렬-연결된 컨버터 수에서의 변화의 결과로서 발생할 수도 있다.
본 발명의 실시예에서, 제어기는 대응하는 양극 또는 음극의 극-대-접지 전압이 대응하는 양극 또는 음극의 전압 정격보다 낮거나 같도록 양극 및 음극의 전력 또는 전류 레벨 사이의 불균형에서의 변화에 응답하여 실시간으로 대응하는 컨버터 전압을 업데이트하기 위해 각각의 컨버터를 작동시키기 위한 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍될 수도 있다.
위의 방식으로 제어기를 프로그래밍하는 것은 컨버터 설계의 균형 잡히지 않은 작동 조건에서의 변화 동안에도 대응하는 양극 또는 음극의 극-대-접지 전압을 대응하는 양극 또는 음극의 전압 정격보다 낮거나 같은 레벨에서 유지하도록 대응하는 컨버터 전압을 동적으로(dynamically) 제어하기 위해 제어기가 각각의 컨버터를 작동시키게 할 수 있다.
본 발명의 추가 실시예에서, 제어기는 대응하는 양극 또는 음극의 극-대-접지 전압이 대응하는 양극 또는 음극의 전압 정격보다 낮거나 같도록 대응하는 컨버터 전압을 감소시키고 대응하는 양극 또는 음극의 전류를 증가시키도록 적어도 하나의 컨버터를 작동시키기 위한 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍될 수도 있다. 이는 대응하는 양극 또는 음극을 통해 요구되는 전력을 전달하기 위한 컨버터 설계의 능력이 대응하는 컨버터 전압 감소에 의해 영향을 받지 않음을 보장한다.
전압 제어 모드는 제1 컨버터의 수 및 제2 컨버터의 수에 따라 다를 수도 있다. 제1 컨버터의 수의 범위가 1에서 다수에 이르고 제2 컨버터의 수의 범위가 1에서 다수에 이르는 것이 이해될 것이다.
본 발명의 실시예에서, 제1 컨버터의 수는 제2 컨버터의 수와 동일할 수도 있다. 이러한 실시예에서, 제어기는:
단일 양극 및 단일 음극이 있을 때, 양극의 전력 또는 전류 레벨 및 음극의 전력 또는 전류 레벨; 또는
다수의 양극 및 다수의 음극이 있을 때, 양극의 전력 또는 전류 레벨의 합 및 음극의 전력 또는 전류 레벨의 합
사이에 불균형이 있을 때, 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍될 수도 있다.
위의 균형 잡히지 않은 작동 조건은, 예를 들어, 컨버터 설계의 시험(testing)/시운전(commissioning) 및/또는 유지 중에 일정 기간 동안 상이한 전력 레벨에서 양극 및 음극을 작동시킬 필요가 있을 때 발생할 수도 있다. 또한 위의 균형 잡히지 않은 작동 조건은, 예를 들어, 연관 냉각 시스템의 정지(outage) 또는 부분적인 정지 등으로 인한 연관 장비의 정격감소(derating)에 기인하여 제1 및 제2 컨버터 중 적어도 하나의 전력 능력이 감소될 때 발생할 수도 있다.
본 발명의 다른 실시예에서, 제1 컨버터의 수는 제2 컨버터의 수와 동일하지 않을 수도 있다. 이러한 실시예에서, 제어기는:
다수의 양극 및 단일 음극이 있을 때, 양극의 전력 또는 전류 레벨의 합 및 음극의 전력 또는 전류 레벨;
단일 양극 및 다수의 음극이 있을 때, 양극의 전력 또는 전류 레벨 및 음극의 전력 또는 전류 레벨의 합; 또는
다수의 양극 및 다수의 음극이 있을 때, 양극의 전력 또는 전류 레벨의 합 및 음극의 전력 또는 전류 레벨의 합
사이에 불균형이 있을 때, 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍될 수도 있다.
위의 균형 잡히지 않은 조건은 고장(breakdown)으로 인하거나 유지로 인해 하나 이상의 극이 서비스 불가능할 때 발생할 수도 있다. 또한 위의 균형 잡히지 않은 작동 조건은 컨버터 설계의 요구가 제1 컨버터(들) 및 제2 컨버터(들) 사이의 상이한 전력 수요를 포함할 때 발생할 수도 있다.
제어기는 양극 및 음극 중 적어도 하나의 전력 또는 전류 레벨에서의 변화 동안 그리고 양극 및 음극 중 적어도 하나의 전력 또는 전류 레벨에서의 변화 동안 양극 및 음극의 전력 또는 전류 레벨 사이에 불균형이 있을 때 대응하는 컨버터 전압을 변경하기 위해 적어도 하나의 컨버터를 작동시키기 위한 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍될 수도 있다.
위의 균형 잡히지 않은 작동 조건은 양극 및 음극 중 적어도 하나가 양극 및 음극의 전력 또는 전류 레벨 사이에 일시적인 불균형을 생성하는 전력 또는 전류 레벨에서의 변화를 겪을(undergoing) 때 발생할 수도 있다. 양극 및 음극 중 적어도 하나의 전력 또는 전류 레벨에서의 변화는 대응하는 컨버터가 디블록(deblock)된 이후에 양극 및 음극 중 적어도 하나의 전력 또는 전류 레벨에서의 증가 또는 대응하는 컨버터가 블록되기 이전에 양극 및 음극 중 적어도 하나의 전력 또는 전류 레벨에서의 감소의 형태를 취할 수도 있다.
따라서, 본 발명의 컨버터 설계는 균형 잡히지 않은 작동 조건의 넓은 범위에 걸쳐 전력 송신을 용이하게 하기 위해 전압 제어 모드를 수행할 수 있다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 제어기는 대응하는 양극 또는 음극의 극-대-접지 전압이 대응하는 양극 또는 음극의 전압 정격보다 낮거나 같도록 대응하는 컨버터 전압을 제어하도록 적어도 하나의 컨버터를 작동시키기 위한 전압 제어 모드에서의 기준값으로서 중성 극의 0이 아닌 전위를 사용하도록 프로그래밍될 수도 있다.
이런 방식으로 제어기를 프로그래밍하는 것은 대응하는 양극 또는 음극의 전압 정격을 초과하는 위험을 피하도록 전압 제어 모드에서의 컨버터 전압을 제어하는 신뢰할 수 있는 수단을 제공한다.
제어기는 중성 극의 하나 이상의 작동 파라미터를 얻거나 결정하고, 중성 극의 0이 아닌 전위를 결정하기 위해 중성 극의 상기 또는 각각의 얻어지거나 결정된 작동 파라미터를 사용하도록 프로그래밍될 수도 있다. 예를 들어, 주어진 작동 파라미터는 중성 극의 주어진 작동 파라미터를 직접적으로 측정하도록 구성된 측정 디바이스로부터 수신될 수도 있거나, 중성 극의 주어진 작동 파라미터는 컨버터 설계의 작동 파라미터에 기반하여 제어기에 의해 계산되거나, 예측되거나, 모델링(model)될 수도 있다. 중성 극의 0이 아닌 전위의 결정은 계산, 예측 또는 모델링으로 수행될 수도 있다. 중성 극의 작동 파라미터는 서비스 중인 병렬 연결된 전도체의 수, 전도체 온도 및 전도체(들)를 통해 흐르는 전류에 의존하는 중성 극과 연관된 전도체(들)의 임피던스와 관련될 수도 있다. 중성 극과 연관된 전도체(들)의 임피던스는 주기적으로 업데이트된 룩업 테이블(lookup table)로부터 선택될 수도 있거나 실시간으로 계산될 수도 있다.
중성 극의 0이 아닌 전위에서의 변화는, 예를 들어, 중성 극의 하나 이상의 작동 파라미터에서의 변화의 결과로서 발생할 수도 있다. 제어기는 중성 극의 작동 파라미터에서의 적어도 하나의 변화에 응답하여 실시간으로 중성 극의 결정된 0이 아닌 전위를 업데이트하도록 프로그래밍될 수도 있다. 이는 전압 제어 모드에서의 컨버터 전압의 원하는 제어를 신뢰할 수 있게 성취하기 위해 기준값이 중성 극의 실제 0이 아닌 전위를 정확하게 반영하는 것을 보장하므로, 제어기가 중성 극의 작동 파라미터에서의 적어도 하나의 변화에 응답하여 전압 제어 모드에서의 컨버터 전압을 동적으로 제어하도록 컨버터를 작동시킬 수 있게 한다.
제어기는 중성 극의 전류를 얻거나 결정하고 중성 극의 0이 아닌 전위를 결정하기 위해 중성 극의 얻어지거나 결정된 전류를 사용하도록 프로그래밍될 수도 있다.
컨버터 설계는 중성 극에 연결된 전도체를 더 포함할 수도 있으며, 전도체는 접지 전위에 연결될 수도 있다. 더 구체적으로, 컨버터 설계는 중성 극에 연결된 적어도 하나의 전도체를 포함할 수도 있으며, 상기 또는 각각의 전도체는, 예를 들어, 전용 금속 귀로(metallic return) 또는 전극 라인(electrode line)의 형태이다. 나아가, 컨버터 설계는 중성 극에 연결되고 병렬로 연결되는 다수의 전도체를 포함할 수도 있으며, 컨버터 설계는 서비스 중인 하나 이상의 전도체로 작동된다.
컨버터 설계가 중성 극에 연결된 전도체를 포함할 때, 제어기는 전도체의 저항 또는 임피던스를 얻거나 결정하고 중성 극의 0이 아닌 전위를 결절하기 위해 전도체의 얻어지거나 결정된 저항 또는 임피던스를 사용하도록 프로그래밍될 수도 있다.
전도체의 저항 또는 임피던스에서의 변화는 예를 들어, 전도체의 하나 이상의 작동 파라미터에서의 변화의 결과로서 발생할 수도 있다. 제어기는 전도체의 작동 파라미터에서의 적어도 하나의 변화에 응답하여 실시간으로 전도체의 얻어지거나 결정된 저항 또는 임피던스를 업데이트하도록 프로그래밍될 수도 있다. 이는 전압 제어 모드에서의 컨버터 전압의 원하는 제어를 신뢰할 수 있게 성취하기 위해 기준값이 중성 극의 실제 0이 아닌 전위를 정확하게 반영하는 것을 보장하므로, 제어기가 전도체의 작동 파라미터에서의 적어도 하나의 변화에 응답하여 전압 제어 모드에서의 컨버터 전압을 동적으로 제어할 수 있게 한다.
컨버터 설계는 전도체의 저항 또는 임피던스를 얻기 위해 전도체의 전기적 특성을 측정하도록 구성되는 측정 디바이스를 더 포함할 수도 있다. 제어기는 전도체의 저항 또는 임피던스를 결정하는 절차(procedure)를 업데이트 하기 위해 전도체의 얻어진 저항 또는 임피던스를 사용하도록 프로그래밍될 수도 있다. 이는 제어기에 전도체의 얻어지거나 결정된 저항 또는 임피던스에 기초하여 중성 극의 0이 아닌 전위의 정확한 결정을 보장하는 지능형 학습 메커니즘(intelligent learning mechanism)을 제공한다.
제어기는 전도체의 최대(maximum) 저항 또는 임피던스를 얻거나 결정하고 중성 극의 0이 아닌 전위를 결정하기 위해 전도체의 얻어지거나 결정된 최대 저항 또는 임피던스를 사용하도록 프로그래밍될 수도 있다.
전도체의 최대 저항 또는 임피던스를 사용하는 것은 전압 제어 모드에서의 사용을 위한 중성 극의 0이 아닌 전위의 결정을 단순화하는 반면, 전도체의 실제 저항 또는 임피던스를 사용하는 것은 컨버터 설계의 보다 최적의 전력 송신 성능을 허용하지만 전압 제어 모드에서의 사용을 위한 중성 극의 0이 아닌 전위의 보다 복잡한 결정을 요구한다.
본 발명의 제2 양태에 따르면, 컨버터 설계를 작동시키는 방법이 제공되며, 컨버터 설계는 복수의 극 및 복수의 컨버터를 포함하고, 복수의 극은 적어도 하나의 양극, 적어도 하나의 음극 및 중성 극을 포함하고, 복수의 컨버터는 적어도 하나의 제1 컨버터 및 적어도 하나의 제2 컨버터를 포함하고, 상기 또는 각각의 제1 컨버터는 중성 극 및 상기 또는 각각의 양극에 연결되고, 상기 또는 각각의 제2 컨버터는 중성 극 및 상기 또는 각각의 음극에 연결되며, 상기 방법은:
중성 극 및 대응하는 양극에 걸쳐 컨버터 전압을 제어하도록 상기 또는 각각의 제1 컨버터를 작동시키는 단계;
중성 극 및 대응하는 음극에 걸쳐 컨버터 전압을 제어하도록 상기 또는 각각의 제2 컨버터를 작동시키는 단계; 및
양극 및 음극의 전력 또는 전류 레벨 사이의 불균형이 있을 때 그리고 중성 극이 0이 아닌 전위에 있을 때, 대응하는 양극 또는 음극의 극-대-접지 전압이 대응하는 양극 또는 음극의 전압 정격보다 낮거나 같도록 대응하는 컨버터 전압을 제어하기 위한 각각의 컨버터를 작동시키기 위해 전압 제어 모드를 수행하는 단계
를 포함한다.
본 발명의 제1 양태의 컨버터 설계 및 그 실시예의 이점은 본 발명의 제2 양태의 방법 및 그 실시예에 준용하여 적용된다(apply mutatis mutandis).
본 발명의 방법은 대응하는 양극 또는 음극의 극-대-접지 전압이 대응하는 양극 또는 음극의 전압 정격보다 낮거나 같도록 양극 및 음극의 전력 또는 전류 레벨 사이의 불균형에서의 변화에 응답하여 실시간으로 대응하는 컨버터 전압을 업데이트하기 위한 각각의 컨버터를 작동시키기 위해 전압 제어 모드를 수행하는 단계를 포함할 수도 있다.
본 발명의 방법은:
대응하는 양극 또는 음극의 극-대-접지 전압이 대응하는 양극 또는 음극의 전압 정격보다 낮거나 같고/같거나;
중성 극(66)에서의 전류가 중성 극(66)의 전도체의 전류 정격보다 낮거나 같도록
대응하는 컨버터 전압을 감소시키고, 선택적으로 대응하는 양극 또는 음극의 전류를 증가시키기 위한 적어도 하나의 컨버터를 작동시키기 위해 전압 제어 모드를 수행하는 단계를 포함할 수도 있다.
대응하는 양극 또는 음극의 전류에서의 증가는 상기 또는 각각의 대응하는 컨버터로부터 전력의 원하는 레벨을 유지할 것이다.
본 발명의 방법의 실시예에서, 제1 컨버터의 수는 제2 컨버터의 수와 동일할 수도 있다. 이러한 실시예에서, 본 발명의 방법은:
단일 양극 및 단일 음극이 있을 때, 양극의 전력 또는 전류 레벨 및 음극의 전력 또는 전류 레벨; 또는
다수의 양극 및 다수의 음극이 있을 때, 양극의 전력 또는 전류 레벨의 합 및 음극의 전력 또는 전류 레벨의 합
사이에 불균형이 있을 때, 전압 제어 모드를 수행하는 단계를 포함할 수도 있다.
본 발명의 방법의 다른 실시예에서, 제1 컨버터의 수는 제2 컨버터의 수와 동일하지 않을 수도 있다. 이러한 실시예에서, 본 발명의 방법은:
다수의 양극 및 단일 음극이 있을 때, 양극의 전력 또는 전류 레벨의 합 및 음극의 전력 또는 전류 레벨;
단일 양극 및 다수의 음극이 있을 때, 양극의 전력 또는 전류 레벨 및 음극의 전력 또는 전류 레벨의 합; 또는
다수의 양극 및 다수의 음극이 있을 때, 양극의 전력 또는 전류 레벨의 합 및 음극의 전력 또는 전류 레벨의 합
사이에 불균형이 있을 때, 전압 제어 모드를 수행하는 단계를 포함할 수도 있다.
본 발명의 방법은 양극 및 음극 중 적어도 하나의 전력 또는 전류 레벨에서의 변화 동안 그리고 양극 및 음극 중 적어도 하나의 전력 또는 전류 레벨에서의 변화 동안 양극 및 음극의 전력 또는 전류 레벨 사이에 불균형이 있을 때 대응하는 컨버터 전압을 변경하기 위해 적어도 하나의 컨버터를 작동시키기 위한 전압 제어 모드를 수행하는 단계를 포함할 수도 있다.
본 발명의 방법은 대응하는 양극 또는 음극의 극-대-접지 전압이 대응하는 양극 또는 음극의 전압 정격보다 낮거나 같도록 대응하는 컨버터 전압을 제어하기 위해 적어도 하나의 컨버터를 작동시키기 위한 전압 제어 모드에서의 기준값으로서 중성 극의 0이 아닌 전위를 사용하는 단계를 포함할 수도 있다.
본 발명의 방법은: 중성 극의 하나 이상의 작동 파라미터를 얻거나 결정하는 단계; 및 중성 극의 0이 아닌 전위를 결정하기 위해 중성 극의 상기 또는 각각의 얻어지거나 결정된 작동 파라미터를 사용하는 단계를 포함할 수도 있다.
본 발명의 방법은 중성 극의 작동 파라미터에서의 적어도 하나의 변화에 응답하여 실시간으로 중성 극의 결정된 0이 아닌 전위를 업데이트하는 단계를 포함할 수도 있다.
본 발명의 방법은: 중성 극의 전류를 얻거나 결정하는 단계; 및 중성 극의 0이 아닌 전위를 결정하기 위해 중성 극의 얻어지거나 결정된 전류를 사용하는 단계를 더 포함할 수도 있다.
컨버터 설계가 중성 극에 연결된 전도체를 더 포함할 때, 본 발명의 방법은: 전도체의 저항 또는 임피던스를 얻거나 결정하는 단계; 및 중성 극의 0이 아닌 전위를 결정하기 위해 전도체의 얻어지거나 결정된 저항 또는 임피던스를 사용하는 단계를 포함할 수도 있다.
본 발명의 방법은 전도체의 작동 파라미터에서의 적어도 하나의 변화에 응답하여 실시간으로 전도체의 얻어지거나 결정된 저항 또는 임피던스를 업데이트하는 단계를 포함할 수도 있다.
컨버터 설계가 전도체의 저항 또는 임피던스를 얻기 위해 전도체의 전기적 특성을 측정하도록 구성된 측정 디바이스를 더 포함할 때, 본 발명의 방법은 전도체의 저항 또는 임피던스를 결정하는 절차를 업데이트하기 위해 전도체의 얻어진 저항 또는 임피던스를 사용하는 단계를 포함할 수도 있다.
본 발명의 방법은: 전도체의 최대 저항 또는 임피던스를 얻거나 결정하는 단계; 및 중성 극의 0이 아닌 전위를 결정하기 위해 전도체의 얻어지거나 결정된 최대 저항 또는 임피던스를 사용하는 단계를 더 포함할 수도 있다.
본 특허 명세서에서 용어 "제1" 및 "제2" 등의 사용은, 단지 유사한 특징(예를 들어, 제1 및 제2 컨버터) 사이의 구별을 의도하고, 달리 명시되지 않으면, 다른 특징에 비하여 한 특징의 상대적인 중요성을 나타내는 것을 의도하지는 않음이 이해될 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예가 이제 첨부 도면을 참조하여 비제한적인 예시로 설명될 것이다:
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 컨버터 설계를 개략적으로 도시하고;
도 2는 도 1의 컨버터 설계의 예시적인 컨버터를 개략적으로 도시하고;
도 3은 본 발명의 전압 제어 모드가 수행되지 않을 때, 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 도 1의 컨버터 설계의 예시적인 작동을 예시하고;
도 4는 본 발명의 전압 제어 모드가 수행될 때, 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 도 1의 컨버터 설계의 예시적인 작동을 예시하고;
도 5는 도 1의 컨버터 설계의 균형 잡히지 않은 작동 조건의 예시를 예시하고;
도 6은 본 발명의 전압 제어 모드가 수행되지 않을 때, 도 5의 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 도 1의 컨버터 설계의 예시적인 작동을 예시하고;
도 7은 본 발명의 전압 제어 모드가 수행될 때, 도 5의 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 도 1의 컨버터 설계의 예시적인 작동을 예시하고;
도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 컨버터 설계를 개략적으로 도시하고;
도 9는 본 발명의 전압 제어 모드가 수행되지 않을 때, 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 도 8의 컨버터 설계의 예시적인 작동을 예시하고;
도 10은 본 발명의 전압 제어 모드가 수행될 때, 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 도 8의 컨버터 설계의 예시적인 작동을 예시한다.
본 발명의 제1 실시예에 따른 바이폴라(bipolar) 컨버터 설계는 도 1에 도시되고, 일반적으로 참조 번호 30에 의해 지정된다. 바람직하게는 바이폴라 컨버터 설계는 고전압 직류 송신에서의 사용을 위해 정격화된다.
바이폴라 컨버터 설계(30)는 복수의 극, 복수의 제1 및 제2 컨버터(32), 복수의 제3 컨버터(34) 및 제어기(36)를 포함한다. 명확성을 위해, 도면에서 각각의 제1 컨버터는 또한 32a로서 라벨이 붙여지고 각각의 제2 컨버터는 또한 32b로서 라벨이 붙여진다.
단순함의 목적을 위해, 도 1의 바이폴라 컨버터 설계의 제어기(36)는 단일 제어 유닛(38)으로서 그의 구현에 관하여 예시적으로 설명된다. 제어기(36)의 구성은 바이폴라 컨버터 설계(30)의 구체적인 요구에 따라 변경될 수도 있다. 예를 들어, 제어기(36)는 복수의 컨버터(32, 34)를 제어하기 위한 글로벌(global) 제어 유닛, 바이폴라 컨버터 설계(30)를 제어하기 위한 적어도 하나의 로컬(local) 제어 유닛, 적어도 하나의 컨버터(32, 34)를 제어하기 위한 적어도 하나의 로컬 제어 유닛 또는 이들의 조합을 포함할 수도 있다. 글로벌 제어 유닛은 각각의 컨버터(32, 34)로부터 멀리 떨어져서 위치될 수도 있고, 통신 링크를 통해 각각의 컨버터(32, 34)와 통신하도록 구성될 수도 있다. 상기 또는 각각의 로컬 제어 유닛은 적어도 하나의 컨버터(32, 34)의 부근(vicinity)에 위치될 수도 있다. 글로벌 제어 유닛은 통신 링크를 통해 적어도 하나의 로컬 제어 유닛과 통신하도록 구성될 수도 있다. 다수의 로컬 제어 유닛의 경우에, 각각의 로컬 제어 유닛은 통신 링크를 통해 적어도 하나의 다른 로컬 제어 유닛과 통신하도록 구성될 수도 있다.
바이폴라 컨버터 설계(30)는 제1 및 제2 끝(end) 사이에 연장되는 제1 DC 전력 송신 라인(40) 및 제1 및 제2 끝(end) 사이에 연장되는 제2 DC 전력 송신 라인(42)을 포함한다.
각각의 컨버터(32, 34)는 제1 DC 단자(44) 및 제2 DC 단자(46)를 포함한다. 또한, 도 1에 도시된 각각의 컨버터(32, 34)는 복수의 AC 단자(48)를 포함하며, 이들 각각은 사용시 각각의 다중-위상(multi-phase) AC 네트워크(50)의 각각의 위상에 연결된다. 특히, 도 1에 도시된 각각의 컨버터(32, 34)는 복수의 컨버터 림(limb)을 포함하는 AC/DC 전압원(voltage source) 컨버터(32, 34)를 규정하며, 이들 각각은 도 2에 도시된 바와 같이 배열된다. 다른 실시예에서, 각각의 전압원 컨버터(32, 34)가 라인 정류 컨버터(line commutated converter)에 의해 대체될 수도 있는 것이 예상된다.
각각의 컨버터 림(52)은 제1 및 제2 DC 단자(44, 46) 사이에 연장되고, 제1 DC 단자(44) 및 AC 단자(48) 사이에 연장되는 제1 림 부분(54), 및 제2 DC 단자(46) 및 AC 단자(48) 사이에 연장되는 제2 림 부분(56)을 포함한다.
각각의 림 부분(54, 56)은 복수의 직렬-연결된 스위칭 구성요소(58)를 포함하며, 이들 각각은 사이리스터(thyristor)의 형태로 있다. 본 발명의 다른 실시예에서, 각각의 림 부분 내의 복수의 직렬-연결된 스위칭 구성요소는, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar transistors; IGBT)와 같은 하나 이상의 다른 유형의 반도체 스위치에 의해 대체될 수도 있는 것이 예상된다.
각각의 컨버터(32, 34)의 토폴로지(topology)가 단지 본 발명의 작동을 예시하는 것을 돕기 위해 선택되고, 각각의 컨버터(32, 34)가 상이한 토폴로지를 갖는 다른 컨버터에 의해 대체될 수도 있음이 이해될 것이다. 예를 들어, 각각의 컨버터(32, 34)는 모듈러 멀티레벨 컨버터(Modular Multilevel Converter; MMC) 또는 대체 암 컨버터(Alternate Arm Converter; AAC)와 같은, 체인-링크 컨버터(chain-link converter)로서 구성될 수도 있다.
복수의 극은 양의 DC 극(60), 음의 DC 극(62) 및 중성 극(64)을 포함한다.
제1 컨버터(32a)의 제1 DC 단자(44)는 양의 DC 극(60)에 연결되고, 제2 컨버터(32b)의 제1 DC 단자(44)는 음의 DC 극(62)에 연결되고, 제1 및 제2 컨버터(32a, 32b)의 제2 DC 단자(46)는 중성 극(64)에 연결된다.
제1 DC 전력 송신 라인(40)의 제1 끝은 양의 DC 극(60)에 작동 가능하게(operatively) 연결되고, 제1 DC 전력 송신 라인(40)의 제2 끝은 복수의 제3 컨버터(34) 중 하나의 제1 DC 단자(44)에 작동 가능하게 연결된다. 제2 DC 전력 송신 라인(42)의 제1 끝은 음의 DC 극(62)에 작동 가능하게 연결되고, 제2 DC 전력 송신 라인(42)의 제2 끝은 복수의 제3 컨버터(34) 중 다른 하나의 제1 DC 단자(44)에 작동 가능하게 연결된다.
중성 극(64)은 고임피던스 전류 귀환경로(return path)(66)의 제1 끝에 작동 가능하게 연결되지만, 전류 귀환경로(66)의 제2 끝은 복수의 제3 컨버터(34)의 제2 DC 단자(46)에 연결된다. 전류 귀환경로(66)는 제2 끝에서 접지되는 것으로서 도 1에 도시되어 있지만, 다른 실시예에서는 제1 끝에서 접지될 수도 있다. 전류 귀환경로(66)는 단일 전도체 또는 다수의 병렬 연결된 전도체를 포함할 수도 있으며, 상기 또는 각각의 전도체는 전극 라인 또는 전용 금속 귀로의 형태로 있다. 전류 귀환경로(66)가 다수의 병렬 연결된 전도체를 포함할 때, 바이폴라 컨버터 설계(30)는 서비스 중인 하나 이상의 전도체로 작동 가능하다.
제어기(36)는 제1 및 제2 컨버터(32a, 32b)와 제3 컨버터(34) 사이의 전력 송신을 용이하게 하기 위해 각각의 컨버터(32, 34)를 작동시키도록 프로그래밍된다. 특히, 제어기(36)는 제1 컨버터(32a)가 양의 DC 극 및 중성 극(60, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을 제어할 수 있고 제2 컨버터(32b)가 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을 제어할 수 있도록 대응하는 DC 단자(44, 46)에 걸쳐 각각의 컨버터 전압을 제어하기 위해 각각의 컨버터(32)를 작동시키도록 프로그래밍된다. 또한, 제어기(36)는 컨버터(32a, 34a) 사이의 DC 전력의 흐름 및 컨버터(32b, 34b) 사이의 DC 전력의 흐름을 제어하기 위해 블록된 상태 및 디블록된 상태 사이에서 변화하도록 각각의 컨버터(32, 34)를 선택적으로 작동시키도록 프로그래밍된다.
사용시, 각각의 제1 및 제2 컨버터(32a, 32b)는 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 전력 및 전류 레벨이 균형을 이루고 중성 극(64)이 0의 전위(Vn)에 있는 균형 잡힌 작동 조건 하에서 전력 송신을 용이하게 하기 위해 중성 극(64) 및 대응하는 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)에 걸쳐 각각의 컨버터 전압을 제어하도록 작동된다. 한편, 컨버터 전압은 전력 송신 동안 동일하고 일정한 레벨로 유지되고, 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 극-대-접지 전압이 각각 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 전압 정격을 초과하지 않는 것을 보장하도록 규정된다. 예시를 위해, 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 전압 정격은 800kV로 설정되지만, 각각의 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 전압 정격은 800kV와 다른 상이한 값을 가질 수도 있음이 이해될 것이다.
도 3은 바이폴라 컨버터 설계(30)의 균형 잡히지 않은 작동 조건의 예시를 예시한다. 도 3에서, 양의 DC 극(60)은 양의 DC 극 및 중성 극(60, 64)에 걸쳐 인가된 800kV의 오퍼레이터-규정된(operator-defined) 컨버터 전압과 함께 1650MW의 최대 전력 레벨에서 작동하고, 제2 DC 극(62)은 음의 DC 극 및 중성 극(62,64)에 걸쳐 인가된 800kV의 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압과 함께 150MW의 최소 전력 레벨에서 작동한다. 2.0625kA의 전류가 제1 DC 전력 송신 라인(40)을 통해 흐르지만, 0.1974kA의 전류가 제2 DC 전력 송신 라인(42)을 통해 흐른다. 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62) 사이의 전력 및 전류 레벨의 불균형의 결과로서, 중성 극이 -55kV의 0이 아닌 전위(Vn)에서 작동하도록, 1.865kA의 전류가 29.5Ω의 최대 저항을 갖는 전류 귀환경로(66)를 통해 흐른다.
중성 극(64)의 -55kV의 0이 아닌 전위(Vn)의 존재는 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 극-대-접지 전압이 각각 745kV 및 -855kV로 수정됨을 의미한다. -855kV 로의 음의 DC 극(62)의 극-대-접지 전압에서의 증가는 음의 DC 극(62)의 전압 정격이 초과됨을 의미한다.
유사하게, 양의 DC 극(60)이 양의 DC 극 및 중성 극(60, 64)에 걸쳐 인가된 800kV의 컨버터 전압과 함께 150MW의 최대 전력 레벨에서 작동하고, 제2 DC 극(62)이 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸쳐 인가된 800kV의 컨버터 전압과 함께 1650MW의 최소 전력 레벨에서 작동한다면, 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 극-대-접지 전압은 각각 855kV 및 -745kV로 수정되며, 이는 양의 DC 극(60)의 전압 정격이 초과되는 것을 초래한다.
위의 균형 잡히지 않은 작동 조건 동안 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 전압 정격을 초과하는 것을 피하기 위해, 제어기(36)는 도 4를 참조하여 다음과 같이 설명되는 전압 제어 모드에서 작동한다.
양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62) 사이의 전력 및 전류 레벨의 불균형에 기초하여, 전류 귀환경로(66)에서 흐르는 전류가 계산되거나, 예측되거나, 모델링될(modelled) 수 있다. 전류 귀환 경로(66)의 구성(즉, 하나 이상의 전도체가 서비스 중인지 여부)에 기초하여, 전류 귀환경로(66)의 저항이 측정되거나, 계산되거나, 예측되거나, 모델링될 수 있다. 그 다음 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn)는 전류 귀환경로(66)에서 흐르는 결정된 전류 및 전류 귀환경로(66)의 결정된 저항으로부터 계산될 수 있다.
그 다음 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 전력 및 전류 레벨 사이의 불균형이 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 전력 레벨 사이의 전력 차이(
Figure pct00001
)를 비교하거나, 각각 제1 및 제2 DC 전력 송신 라인(40, 42)을 통해 흐르는 전류인, 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)에서 흐르는 전류의 절대치(absolute value) 사이의 전류 차이(
Figure pct00002
)를 비교함으로써 평가된다.
전력 차이(
Figure pct00003
) 또는 전류 차이(
Figure pct00004
)가 미리 규정된 임계치(threshold)보다 높거나 같다면, 제1 컨버터(32a)는 양의 DC 극 및 중성 극(60, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압(예를 들어, 800kV)이 되도록 제어하기 위해 작동되지만, 제2 컨버터(32b)는 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을: (i) 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압 및 (ii) 극-대-접지 전압 한계(Vdc_limit) 및 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn) 사이의 차이 중 낮은 쪽이 되도록 제어하기 위해 작동된다. 이런 경우에, 극-대-접지 전압 한계(Vdc_limit)는 음의 DC 극(62)의 전압 정격에 의해 규정된다.
전력 차이(
Figure pct00005
) 또는 전류 차이(
Figure pct00006
)가 미리 규정된 임계치보다 낮다면, 제1 컨버터(32a)는 양의 DC 극 및 중성 극(60, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을: (i) 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압(예를 들어, 800kV) 및 (ii) 극-대-접지 전압 한계(Vdc_limit) 및 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn) 사이의 차이 중 낮은 쪽이 되도록 제어하기 위해 작동되지만, 제2 컨버터(32b)는 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압이 되도록 제어하기 위해 작동된다. 이런 경우에, 극-대-접지 전압 한계(Vdc_limit)는 양의 DC 극(60)의 전압 정격에 의해 규정된다.
전류 귀환경로(66)에서의 전류의 방향이 어떤 컨버터(32a, 32b)가 대응하는 컨버터 전압을: (i) 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압 및 (ii) 극-대-접지 전압 한계(Vdc_limit) 및 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn) 사이의 차이 중 낮은 쪽이 되도록 제어하기 위해 작동되는지를 식별하는데 사용할 수 있음이 이해될 것이다. 특히, 전류가 전류 귀환경로(66)의 제1 끝을 향해 흐른다면, 제2 컨버터(32b)가 이런 방식으로 제어되고, 전류가 전류 귀환경로(66)의 제2 끝을 향해 흐른다면, 제1 컨버터(32a)가 이런 방식으로 제어된다.
도 4는 위의 바이폴라 컨버터 설계(30)의 위의 균형 잡히지 않은 작동 조건 동안의 전압 제어 모드의 수행을 예시한다. 도 4에서, 양의 DC 극(60)은 양의 DC 극 및 중성 극(60, 64)에 걸쳐 인가된 800kV의 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압과 함께 1650MW의 최대 전력 레벨에서 작동하고, 제2 DC 극(62)은 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸쳐 인가된 -745kV의 제어기-규정된 컨버터 전압과 함께 150MW의 최소 전력 레벨에서 작동한다. 여기서 제어기-규정된 컨버터 전압은 -800kV의 음의 DC 극(62)의 전압 정격 및 55kV의 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn) 사이의 차이이다. 2.0625kA의 전류가 제1 DC 전력 송신 라인(40)을 통해 흐르지만, 0.2013kA의 증가된 전류는 제2 DC 전력 송신 라인(42)을 통해 흐른다. 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 극-대-접지 전압은 각각 745kV 및 -799.9kV이다.
따라서 바이폴라 컨버터 설계(30)의 균형 잡히지 않은 작동 조건 동안의 전압 제어 모드의 수행은 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 극-대-접지 전압을 초과하는 위험을 피하므로, 바이폴라 컨버터 설계(30)가 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 전력 송신을 용이하게 함으로써 바이폴라 컨버터 설계(30)의 신뢰성(reliability) 및 유용성(availability)을 개선시킨다.
게다가, 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서 바이폴라 컨버터 설계(30)가 균형 잡힌 작동 조건 동안 또한 사용되는 컨버터 전압을 계속 이용하는 시나리오와 비교할 때, 전압 제어 모드의 수행은 바이폴라 컨버터 설계(30)가 균형 잡히지 않은 작동 조건에서 발생하는 바이폴라 컨버터 설계(30)의 작동 손실을 감소시키는 효과를 갖는 컨버터 전압을 이용할 수 있게 한다.
선택적으로 제어기(36)는 전류 귀환경로(66)의 온도 및 전류 귀환경로(66)를 통해 흐르는 전류와 같은 전류 귀환경로(66)의 작동 파라미터에서의 변화를 고려하기 위해 전류 귀환경로(66)의 저항을 주기적으로 업데이트하도록 프로그래밍될 수도 있다. 이는 전류 귀환경로(66)의 양 끝에서 전압의 차이를 전류 귀환경로(66)를 통해 흐르는 전류로 나눔으로써 이루어질 수도 있다. 이는 전압 제어 모드가 중성 극(64)의 실제 0이 아닌 전위(Vn)를 정확하게 반영하는 0이 아닌 전위 기준값에 근거하여 구현될 수 있게 한다.
또한 선택적으로, 제어기(36)가 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn)의 더 정확한 결정을 보장하는 지능형 학습 메커니즘(intelligent learning mechanism)을 갖추도록 제어기(36)는 저항 계산 방정식 또는 룩업 테이블(lookup table)을 업데이트 하기 위해 전류 귀환경로(66)의 얻어진 저항을 사용하도록 프로그래밍될 수도 있다.
또한 선택적으로, 전압 제어 모드에서의 제어기(36)는 미리-계산된 룩업 테이블 또는 방정식으로서 소프트웨어를 사용하여 모델링될 수 있는 전류 귀환경로(66)의 주위 온도에 대하여 및 주어진 전도체 구성에 대해 전류 귀환경로(66)의 최대 저항을 사용하도록 프로그래밍될 수도 있다. 이는 전압 제어 모드에서의 기준값으로서 사용을 위한 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn)의 결정을 단순화하는 이득을 갖는다.
도 5는 바이폴라 컨버터 설계(30)의 균형 잡히지 않은 작동 조건의 다른 예시를 예시한다. 도 5에서, 양의 DC 극(60)은 양의 DC 극 및 중성 극(60, 64)에 걸쳐 인가된 800kV의 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압과 함께 1650MW의 최대 전력 레벨에서 작동하고, 제2 컨버터(32b) 및 이에 따라 음의 DC 극(62)은 초기에 블록된다. 제2 컨버터(32b) 및 그에 따라 음의 DC 극(62)이 디블록된 이후에, 음의 DC 극(62)의 전력 레벨은 3300MW의 원하는 바이폴라 전력 레벨을 달성하고 바이폴라 컨버터 설계(30)를 균형 잡힌 작동 조건으로 복구하기 위해 분당 60MW의 램프 속도(ramp rate)로 1650MW까지 램프 업(ramp up)되기 전에 순간적으로 150MW로 오른다. 그러나, 도 6에 도시된 것과 같이, 바이폴라 컨버터 설계(30)가 균형 잡힌 작동 조건으로 복구되기 전에, 150MW부터 1650MW까지의 음의 DC 극(62)의 전력 레벨의 램프 업 동안 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 전력 레벨 사이의 불균형은 음의 DC 극(62)의 극-대-접지 전압이 800kV의 음의 DC 극(62)의 전압 정격을 초과하는 것을 초래한다.
위의 균형 잡히지 않은 작동 조건 동안 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 전압 정격을 초과하는 것을 피하기 위해, 제어기(36)는 도 7을 참조하여 다음과 같이 설명되는 전압 제어 모드에서 작동한다.
다시, 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62) 사이의 전력 및 전류 레벨의 불균형에 기초하여, 전류 귀환경로(66)에서 흐르는 전류가 계산되거나, 예측되거나, 모델링될 수 있다. 전류 귀환경로(66)의 구성(즉, 하나 이상의 전도체가 서비스 중인지 여부)에 기초하여, 전류 귀환경로(66)의 저항이 측정되거나, 계산되거나, 예측되거나, 모델링될 수 있다. 그 다음 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn)가 전류 귀환경로(66)에서 흐르는 결정된 전류 및 전류 귀환경로(66)의 결정된 저항으로부터 계산될 수 있다.
제1 컨버터(32a)는 양의 DC 극 및 중성 극(60, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압(예를 들어, 800kV)이 되도록 제어하기 위해 작동된다. 한편, 제2 컨버터(32b)는 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을: (i) 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압 및 (ii) 극-대-접지 전압 한계(Vdc_limit) 및 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn) 사이의 차이 중 낮은 쪽이 되도록 제어하기 위해 작동된다. 이런 경우에, 극-대-접지 전압 한계(Vdc_limit)는 음의 DC 극(62)의 전압 정격에 의해 규정된다.
도 7은 위의 바이폴라 컨버터 설계(30)의 균형 잡히지 않은 작동 조건 동안의 전압 제어 모드의 수행을 예시한다. 도 7에서, 음의 DC 극(62)의 극-대-중성의 크기(즉, 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸친 컨버터 전압)는 150MW부터 1650MW까지의 음의 DC 극(62)의 전력 레벨의 램프 업 동안 745kV부터 800kV까지 변경되도록 제어되는 반면, 음의 DC 극(62)의 극-대-접지 전압의 크기는 800kV의 일정한 레벨로 유지된다. 다시 말해서, 전압 제어 모드에서의 제어기(36)는 음의 DC 극(62)의 극-대-접지 전압을 음의 DC 극(62)의 전압 정격보다 낮거나 같도록 유지하기 위해 음의 DC 극(62)의 전력 레벨의 램프 업 동안 제2 컨버터(32b)를 그의 컨버터 전압을 동적으로 변경하도록 작동시킨다. 이는 음의 DC 극(62)의 전력 레벨의 램프 업 동안 바이폴라 컨버터 설계(30)의 전력 송신 성능의 최적화를 가능하게 할 뿐만 아니라, 균형 잡힌 작동 조건으로의 바이폴라 컨버터 설계(30)의 점진적 복구를 가능하게 한다.
설명된 전압 제어 모드는 음의 DC 극(62)이 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸쳐 인가된 800kV의 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압과 함께 1650MW의 최대 전력 레벨에서 작동하고, 제1 컨버터(32a) 및 그에 따라 양의 DC 극(60)이 초기에 블록되고 그 다음 양의 DC 극(60)의 전력 레벨을 1650MW로 램프 업하기 전에 디블록되는 균형 잡히지 않은 작동 조건에 준용하여 적용된다.
본 발명의 다른 실시예에서, 제1 컨버터(32a)가 복수의 병렬-연결된 제1 컨버터에 의해 대체될 수도 있는 반면, 양의 DC 극이 복수의 양의 DC 극에 의해 대체될 수 있고, 각각의 제1 컨버터가 복수의 양의 DC 극 중 하나에 각각 연결되고/되거나, 제2 컨버터(32b)가 복수의 병렬-연결된 제2 컨버터에 의해 대체될 수도 있는 반면, 음의 DC 극(62)이 복수의 음의 DC 극에 의해 대체될 수 있고, 각각의 제2 컨버터가 복수의 음의 DC 극 중 하나에 각각 연결될 수도 있음이 예상된다. 선택적으로, 각각의 제3 컨버터(34)는 복수의 병렬-연결된 제3 컨버터에 의해 대체될 수도 있다. 이러한 실시예에서, 제어기는 양극의 전력 또는 전류 레벨의 합 및 음극의 전력 또는 전류 레벨의 합 사이에 불균형이 있을 때 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍될 수도 있다.
본 발명의 제2 실시예에 따른 바이폴라 컨버터 설계는 도 8에 도시되고, 일반적으로 참조 번호 130에 의해 지정된다. 도 8의 바이폴라 컨버터 설계(130)는 도 1의 바이폴라 컨버터 설계(30)와 구조 및 구성이 유사하고, 유사한 특징은 동일한 참조 번호를 공유한다.
도 8의 바이폴라 컨버터 설계(130)는 도 8의 바이폴라 컨버터 설계(130)가 복수의 병렬-연결된 제1 컨버터(32a) 및 복수의 양의 DC 극(60a, 60b)을 포함한다는 점에서 도 1의 바이폴라 컨버터 설계와 상이하다. 각각의 병렬-연결된 제1 컨버터(32a)는 양의 DC 극(60a, 60b) 중 하나에 각각 연결된다. 각각의 제1 컨버터(32)는 다중-위상 AC 네트워크(50)에 각각 연결된다.
도 9는 바이폴라 컨버터 설계(130)의 균형 잡히지 않은 작동 조건의 예시를 예시한다. 도 9에서, 각각의 양의 DC 극(60a, 60b)은 양의 DC 극 및 중성 극(60a, 60b, 64)에 걸쳐 인가된 800kV의 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압과 함께 1500MW의 전력 레벨에서 작동하고, 제2 DC 극(62)은 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸쳐 인가된 800kV의 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압과 함께 1500MW의 전력 레벨에서 작동한다. 3.75kA의 전류가 제1 DC 전력 송신 라인(40)을 통해 흐르지만, 1.875kA의 전류는 제2 DC 전력 송신 라인(42)을 통해 흐른다. 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60a, 60b, 62) 사이의 전력 및 전류 레벨의 불균형의 결과로서, 중성 극이 -55kV의 0이 아닌 전위(Vn)에서 작동하도록, 1.875kA의 전류가 29.5Ω의 최대 저항을 갖는 전류 귀환경로(66)를 통해 흐른다.
중성 극(64)의 -55kV의 0이 아닌 전위(Vn)의 존재는 양의 DC 극의 극-대-접지 전압이 747.5kV로 수정되지만 음의 DC 극(62)의 극-대-접지 전압이 -855kV로 수정됨을 의미한다. -855kV로의 음의 DC 극(62)의 극-대-접지 전압에서의 증가는 음의 DC 극(62)의 전압 정격이 초과됨을 의미한다.
위의 균형 잡히지 않은 작동 조건 동안 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60a, 60b, 62)의 전압 정격을 초과하는 것을 피하기 위해, 제어기(36)는 도 10을 참조하여 다음과 같이 설명되는 전압 제어 모드에서 작동한다.
양의 DC 극 및 음의 DC 극(60a, 60b, 62) 사이의 전력 및 전류 레벨의 불균형에 기초하여, 전류 귀환경로(66)에서 흐르는 전류가 계산되거나, 예측되거나, 모델링될 수 있다. 전류 귀환경로(66)의 구성(즉, 하나 이상의 전도체가 서비스 중인지 여부)에 기초하여, 전류 귀환 경로(66)의 저항이 측정되거나, 계산되거나, 예측되거나, 모델링될 수 있다. 그 다음 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn)는 전류 귀환경로(66)에서 흐르는 결정된 전류 및 전류 귀환경로(66)의 결정된 저항으로부터 계산될 수 있다.
그 다음 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60a, 60b, 62)의 전력 및 전류 레벨 사이의 불균형은 양의 DC 극(60a, 60b)의 전력 레벨의 합 및 음의 DC 극(62)의 전력 레벨 사이의 전력 차이(
Figure pct00007
)를 비교하거나 각각 제1 및 제2 DC 전력 송신 라인(40, 42)을 통해 흐르는 전류인 양의 DC 극 및 음의 DC 극에서 흐르는 전류의 절대치 사이의 전류 차이(
Figure pct00008
)를 비교함으로써 평가된다.
전력 차이(
Figure pct00009
) 또는 전류 차이(
Figure pct00010
)가 미리 규정된 임계치보다 높거나 같다면, 각각의 제1 컨버터(32a)는 대응하는 양의 DC 극 및 중성 극(60a, 60b, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압(예를 들어, 800kV)이 되도록 제어하기 위해 작동되지만, 제2 컨버터(32b)는 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을: (i) 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압 및 (ii) 극-대-접지 전압 한계(Vdc_limit) 및 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn) 사이의 차이 중 낮은 쪽이 되도록 제어하기 위해 작동된다. 이런 경우에, 극-대-접지 전압 한계(Vdc_limit)는 음의 DC 극(62)의 전압 정격에 의해 규정된다.
전력 차이(
Figure pct00011
) 또는 전류 차이(
Figure pct00012
)가 미리 규정된 임계치보다 낮다면, 각각의 제1 컨버터(32a)는 대응하는 양의 DC 극 및 중성 극(60a, 60b, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을: (i) 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압(예를 들어, 800kV) 및 (ii) 극-대-접지 전압 한계(Vdc_limit) 및 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn) 사이의 차이 중 낮은 쪽이 되도록 제어하기 위해 작동되지만, 제2 컨버터(32b)는 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸쳐 컨버터 전압을 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압이 되도록 제어하기 위해 작동된다. 이런 경우에, 극-대-접지 전압 한계(Vdc_limit)는 양의 DC 극(60a, 60b)의 전압 정격에 의해 규정된다.
도 10은 위의 바이폴라 컨버터 설계(130)의 균형 잡히지 않은 작동 조건 동안의 전압 제어 모드의 수행을 예시한다. 도 10에서, 각각의 양의 DC 극(60a, 60b)은 대응하는 양의 DC 극 및 중성 극(60a, 60b, 64)에 걸쳐 인가된 800kV의 오퍼레이터-규정된 컨버터 전압과 함께 1500MW의 전력 레벨에서 작동하고, 제2 DC 극(62)은 음의 DC 극 및 중성 극(62, 64)에 걸쳐 인가된 -747.5kV의 제어기-규정된 컨버터 전압과 함께 150MW의 전력 레벨에서 작동한다. 이러한 균형 잡히지 않은 작동 조건 하에서, 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn)는 -52.5kV이다. 여기서 제어기-규정된 컨버터 전압은 800kV의 음의 DC 극(62)의 전압 정격 및 -52.5kV의 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn) 사이의 차이이다. 3.75kA의 전류가 제1 DC 전력 송신 라인(40)을 통해 흐르지만, 1.974kA의 증가된 전류가 제2 DC 전력 송신 라인(42)을 통해 흐른다. 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60, 62)의 극-대-접지 전압은 각각 747.5kV 및 -800kV이다.
따라서 바이폴라 컨버터 설계(130)의 균형 잡히지 않은 작동 조건 동안의 전압 제어 모드의 수행은 양의 DC 극 및 음의 DC 극(60a, 60b, 62)의 극-대-접지 전압을 초과하는 위험을 피한다.
설명된 전압 제어 모드는 바이폴라 컨버터 설계(130)의 다른 변형에 준용하여 적용된다. 하나의 이러한 변형에서, 바이폴라 컨버터 설계는 단일 양의 DC 극에 연결된 단일 제1 컨버터를 포함하고, 다수의 음의 DC 극에 각각 연결된 다수의 제2 컨버터를 포함한다. 다른 이러한 변형에서, 바이폴라 컨버터 설계는 다수의 양의 DC 극에 각각 연결된 다수의 제1 컨버터를 포함하고, 다수의 음의 DC 극에 각각 연결된 다수의 제2 컨버터를 포함하며, 제1 컨버터의 수는 제2 컨버터의 수와 동일하지 않다.
위의 실시예를 설명하기 위해 사용된 각각의 수치는 단지 본 발명의 작동 방식을 예시하는 것을 돕기 위해 선택되고, 다른 적절한 수치로 대체될 수도 있음이 이해될 것이다. 또한, 컨버터 설계의 토폴로지가 단지 본 발명의 작동 방식을 예시하는 것을 돕기 위해 선택되고, 다른 적절한 토폴로지로 대체될 수도 있음이 이해될 것이다.

Claims (15)

  1. 복수의 극 및 복수의 컨버터(32)를 포함하는 컨버터 설계(30, 130)로서,
    상기 복수의 극은 적어도 하나의 양극(60, 60a, 60b), 적어도 하나의 음극(62) 및 중성 극(64)을 포함하고,
    상기 복수의 컨버터(32)는 적어도 하나의 제1 컨버터(32a) 및 적어도 하나의 제2 컨버터(32b)를 포함하고,
    상기 또는 각각의 제1 컨버터(32a)는 상기 중성 극(64) 및 상기 또는 각각의 양극(60, 60a, 60b)에 연결되고,
    상기 또는 각각의 제1 컨버터(32a)는 상기 중성 극(64) 및 대응하는 양극(60, 60a, 60b)에 걸쳐 컨버터 전압을 제어하도록 작동되고,
    상기 또는 각각의 제2 컨버터(32b)는 상기 중성 극(64) 및 상기 또는 각각의 음극(62)에 연결되고,
    상기 또는 각각의 제2 컨버터(32b)는 상기 중성 극(64) 및 대응하는 음극(62)에 걸쳐 컨버터 전압을 제어하도록 작동되며,
    상기 컨버터 설계(30, 130)는 상기 양극 및 음극(60, 60a, 60b, 62)의 전력 또는 전류 레벨 사이에 불균형(imbalance)이 있을 때 그리고 상기 중성 극(64)이 0이 아닌 전위(Vn)에 있을 때, 전압 제어 모드를 수행하기 위해 프로그래밍된(programmed) 제어기(36)를 포함하고,
    상기 제어기(36)는 상기 대응하는 양극 또는 음극(60, 60a, 60b, 62)의 극-대-접지 전압(pole-to-ground voltage)이 상기 대응하는 양극 또는 음극(60, 60a, 60b, 62)의 전압 정격(voltage rating)보다 낮거나 같도록 대응하는 컨버터 전압을 제어하기 위해 각각의 컨버터(32a, 32b)를 작동시키기 위한 상기 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어기(36)는,
    상기 대응하는 양극 또는 음극(60, 60a, 60b, 62)의 극-대-접지 전압이 상기 대응하는 양극 또는 음극(60, 60a, 60b, 62)의 전압 정격보다 낮거나 같도록 상기 양극 및 음극(60, 60a, 60b, 62)의 전력 또는 전류 레벨 사이의 불균형에서의 변화에 응답하여 실시간으로 상기 대응하는 컨버터 전압을 업데이트(update)하기 위해 각각의 컨버터(32a, 32b)를 작동시키기 위한 상기 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제어기(36)는,
    상기 대응하는 양극 또는 음극(60, 60a, 60b, 62)의 극-대-접지 전압이 상기 대응하는 양극 또는 음극(60, 60a, 60b, 62)의 전압 정격보다 낮거나 같고/같거나;
    상기 중성 극(66)에서의 전류가 상기 중성 극(66)의 전도체의 전류 정격(current rating)보다 낮거나 같도록,
    상기 대응하는 컨버터 전압을 감소시키고, 선택적으로 상기 대응하는 양극 또는 음극(60, 60a, 60b, 62)의 전류를 증가시키기 위해 상기 컨버터(32a, 32b 34) 중 적어도 하나를 작동시키기 위한 상기 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 컨버터(32a)의 수는 상기 제2 컨버터(32b)의 수와 동일하고,
    상기 제어기(36)는,
    상기 양극(60)의 전력 또는 전류 레벨 및 상기 음극(62)의 전력 또는 전류 레벨; 또는
    상기 양극(60)의 전력 또는 전류 레벨의 합 및 상기 음극(62)의 전력 또는 전류 레벨의 합
    사이에 불균형이 있을 때, 상기 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1 컨버터(32a)의 수는 상기 제2 컨버터(32b)의 수와 동일하지 않고,
    상기 제어기(36)는,
    상기 양극(60a, 60b)의 전력 또는 전류 레벨의 합 및 상기 음극(62)의 전력 또는 전류 레벨;
    상기 양극의 전력 또는 전류 레벨 및 상기 음극의 전력 또는 전류 레벨의 합; 또는
    상기 양극의 전력 또는 전류 레벨의 합 및 상기 음극의 전력 또는 전류 레벨의 합
    사이에 불균형이 있을 때, 상기 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제어기(36)는,
    상기 양극 및 음극(60, 62) 중 적어도 하나의 전력 또는 전류 레벨에서의 변화 동안 그리고 상기 양극 및 음극(60, 62) 중 적어도 하나의 전력 또는 전류 레벨에서의 변화 동안 상기 양극 및 음극(60, 62)의 전력 또는 전류 레벨 사이에 불균형이 있을 때, 상기 대응하는 컨버터 전압을 변경하기 위해 상기 컨버터(32a, 32b) 중 적어도 하나를 작동시키기 위한 상기 전압 제어 모드를 수행하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제어기(36)는,
    상기 대응하는 양극 또는 음극(60, 60a, 60b, 62)의 극-대-접지 전압이 상기 대응하는 양극 또는 음극(60, 60a, 60b, 62)의 전압 정격보다 낮거나 같도록 상기 대응하는 컨버터 전압을 제어하기 위해 상기 컨버터(32a, 32b, 34) 중 적어도 하나를 작동시키기 위한 상기 전압 제어 모드에서의 기준값으로서 상기 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn)를 사용하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제어기(36)는,
    상기 중성 극(64)의 하나 이상의 작동 파라미터를 얻거나 결정하고, 상기 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn)를 결정하기 위해 상기 중성 극(64)의 상기 또는 각각의 얻어지거나 결정된 작동 파라미터를 사용하도록 프로그래밍 되는, 컨버터 설계.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제어기는,
    상기 중성 극(64)의 작동 파라미터에서의 적어도 하나의 변화에 응답하여 실시간으로 상기 중성 극(64)의 결정된 0이 아닌 전위(Vn)를 업데이트(update)하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제어기는,
    상기 중성 극(64)의 전류를 얻거나 결정하고, 상기 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn)를 결정하기 위해 상기 중성 극(64)의 얻어지거나 결정된 전류를 사용하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 컨버터 설계는,
    상기 중성 극(64)에 연결된 전도체를 더 포함하고,
    상기 제어기는,
    상기 전도체의 저항 또는 임피던스(impedance)를 얻거나 결정하고, 상기 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn)를 결정하기 위해 상기 전도체의 얻어지거나 결정된 저항 또는 임피던스를 사용하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제어기는,
    상기 전도체의 작동 파라미터에서의 적어도 하나의 변화에 응답하여 실시간으로 상기 전도체의 얻어지거나 결정된 저항 또는 임피던스를 업데이트하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 컨버터 설계는,
    상기 전도체의 저항 또는 임피던스를 얻기 위해 상기 전도체의 전기적 특성을 측정하도록 구성된 측정 디바이스를 더 포함하고,
    상기 제어기는,
    상기 전도체의 저항 또는 임피던스를 결정하는 절차(procedure)를 업데이트 하기 위해 상기 전도체의 얻어진 저항 또는 임피던스를 사용하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 제어기는,
    상기 전도체의 최대 저항 또는 임피던스를 얻거나 결정하고, 상기 중성 극(64)의 0이 아닌 전위(Vn)를 결정하기 위해 상기 전도체의 얻어지거나 결정된 최대 저항 또는 임피던스를 사용하도록 프로그래밍되는, 컨버터 설계.
  15. 컨버터 설계(30, 130)를 작동시키는 방법에 있어서,
    상기 컨버터 설계는 복수의 극 및 복수의 컨버터(32)를 포함하고,
    상기 복수의 극(60, 62, 64)은 적어도 하나의 양극(60), 적어도 하나의 음극(62) 및 중성 극(64)을 포함하고,
    상기 복수의 컨버터(32)는 적어도 하나의 제1 컨버터(32a) 및 적어도 하나의 제2 컨버터(32b)를 포함하고,
    상기 또는 각각의 제1 컨버터(32a)는 상기 중성 극(64) 및 상기 또는 각각의 양극(60)에 연결되고,
    상기 또는 각각의 제2 컨버터(32b)는 상기 중성 극(64) 및 상기 또는 각각의 음극(62)에 연결되고,
    상기 방법은,
    상기 중성 극(64) 및 대응하는 양극(60, 60a, 60b)에 걸쳐 컨버터 전압을 제어하도록 상기 또는 각각의 제1 컨버터(32a)를 작동시키는 단계;
    상기 중성 극(64) 및 대응하는 음극(62)에 걸쳐 컨버터 전압을 제어하도록 상기 또는 각각의 제2 컨버터(32b)를 작동시키는 단계;
    상기 양극 및 음극(60, 60a, 60b, 62)의 전력 또는 전류 레벨 사이에 불균형이 있을 때 그리고 상기 중성 극(64)이 0이 아닌 전위(Vn)에 있을 때, 상기 대응하는 양극 또는 음극(60, 60a, 60b, 62)의 극-대-접지 전압이 상기 대응하는 양극 또는 음극(60, 60a, 60b, 62)의 전압 정격보다 낮거나 같도록 대응하는 컨버터 전압을 제어하기 위해 각각의 컨버터(62a, 62b)를 작동시키기 위한 전압 제어 모드를 수행하는 단계
    를 포함하는 것인, 컨버터 설계를 작동시키는 방법.
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