KR20200070264A - 압전 변환기에 의해 자동 전력 공급기를 구동하기 위한 방법, 공급 회로 및 이로써 전력이 공급되는 장치 - Google Patents

Abstract

압전 변환기에 의해 자동 전력 공급기를 구동하기 위한 방법, 공급 회로 및 이로써 전력이 공급되는 장치
본 발명은 기계적 여기원으로부터 발생하는 기계적 진동들의 영향 하에서 압전 공진기를 형성하는, 압전 변환기(11)에 의해 생성되는 전기 에너지 수확 회로를 구동하기 위한 방법을 제안한다. 이 회로는 PWM을 이용해 작동하는 DC-DC 컨버터(123)를 거쳐 DC 출력 전압(Vout)을 생성하는데, 이것은 전류 값(δ_n)으로 그 듀티 사이클을 제어하는 신호(S148)에 의해 구동된다. 이 방법은
상기 수확 회로가 작동할 때 이하의 작동들:
- 상기 압전 전압 신호(Vp)의 검출,
- 적어도 차수 1인, 예를 들어 차수 3인, 상기 압전 신호의 개별적인 하모닉의 진폭의 평가(512),
- 상기 컨버터에 의해 생성되는 새로운 등가 저항(Rn+1), 및 상기 컨버터를 위해 제어되는 새로운 듀티 사이클(δ_n+1)의 예측(526)을 포함하는 예측 프로세스(51, 52);
상기 새로운 듀티 사이클을 제어하고 상기 새로운 저항을 생성하기 위해 새로운 설정-점 신호를 상기 컨버터에 적용하는 것에 의한, 임피던스 매칭의 프로세스(53);
상기 컨버터의 구동 신호의 상수 값(δ_n+1)을 가지는, 명목상의 작동 프로세스(54)를 포함한다.

Description

압전 변환기에 의해 자동 전력 공급기를 구동하기 위한 방법, 공급 회로 및 이로써 전력이 공급되는 장치

본 발명은 기계적 여기원으로부터 발생하는 기계적 진동들의 영향 하에서 압전 공진기를 형성하는, 압전 변환기에 의해 생성되는 전기 에너지 수확 회로를 구동하기 위한 방법을 제안한다. 이 회로는 PWM을 이용해 작동하는 DC-DC 컨버터를 거쳐 DC 출력 전압을 생성하는데, 이것은 전류 값으로 그 듀티 사이클을 제어하는 신호에 의해 구동된다. 이 방법은 통상적으로

수확 회로가 작동할 때 이하의 작동들:

- 압전 전압 신호의 검출,

- 적어도 차수 1인, 예를 들어 차수 3인, 압전 신호의 개별적인 하모닉의 진폭의 평가,

- 컨버터에 의해 생성되는 새로운 등가 저항, 및 컨버터를 위해 제어되는 새로운 듀티 사이클의 예측을 포함하는 예측 프로세스;

새로운 듀티 사이클을 제어하고 새로운 저항을 생성하기 위해 새로운 설정-점 신호를 컨버터에 적용하는 것에 의한, 임피던스 매칭의 프로세스;

컨버터의 구동 신호의 상수 값을 가지는, 명목상의 작동 프로세스를 포함한다.

전기 또는 전자 부품을 포함하고 또한 외부 전원 공급부에 연결되지 않고 장기간, 또는 내부에 처음에 저장된 에너지가 허용하는 것보다 더 긴 기간 동안 자율적으로 작동해야 하는 다양한 기기들이 있다.

이러한 기기들은 무선 기록 또는 통신 기능들을 갖는, 예를 들어 다양한 종류들의 측정 또는 검출 센서들일 수 있다. 이들은 이동형 또는 내장형(on-board) 기기들일 수 있거나, 또는 무선 수신기들 또는 환경 센서들과 같이, 광범위한 영역들에의 분포를 위한 것들일 수 있다. 이들은 또한 인체 또는 동물체 내에 이식되는 다양한 종류들의 저에너지 소비 기기들일 수 있는데, 이때 이들에 심장박동기와 같은, 재충전을 위한 전기적 연결을 제공하는 것은 어렵다. 또한 예를 들어 휴대용 기기들 또는 지능적 웨어러블들, 또는 감시 기기들, 또는 위치탐지기 비콘들(locator beacons)과 같은, 다른 기기들이 관련 있다.

이러한 기기들에 전원을 공급하기 위해, 예를 들어 반복적인 기계적인 변형들 또는 유체 내에서의 압력 변화들 또는 진동들의, 교류 형태로 이용가능한, 기계적 에너지의 국소원(local source)으로부터 전기 에너지를 추출하기 위해, 에너지 수확 장치가 그 안에 결합되는 것이 알려져 있다.

이러한 기계적 에너지는 다양한 타입들의 컨버터들, 소위 변환기들에 의해 수확될 수 있다. 압전 타입의 변환기들은 압전 특성들을 가지는 물질에 적용되는 힘들 또는 변형들을 이용한다. 이 압전 물질은 환경의 기계적 힘들에 의해 여기되는 기계적 공진기 내에 결합되고, 이로써 이 기계적 에너지를 전기 에너지로 변환한다. 이 타입의 변환은 소형화에 매우 적절하다.

통상적으로, 전기 에너지는 소비자에게 공급하거나 및/또는 배터리를 재충전하기 위해 그후 정류되고, 컨버터에 의해 조정되거나 조절되는, 교류 전압의 형태로 생성된다.

문헌 EP1612059는 차량 타이어에의, 타이어의 크라운의 내부 부분에의, 내장형 기기를 개시한다. 차량이 움직일 때, 타이어의 휨(flexing)과 연관된 기계적 응력들은, 교류 전압의 형태로, 압전 변환기에 의해 전기 에너지로 변환된다. 이 에너지는 차퍼 컨버터를 포함하는 수확 회로에 의해 수확되고, 또한 저장 장치에 저장된다. 이 저장된 에너지는 그후 온도 및 내부 압력과 같은 타이어의 서로 다른 매개변수들을 측정하기 위한 구성요소들을 포함하는 전자 시스템 뿐만 아니라, 차량 내에 고정된 수신기로 이 측정치들 및 다른 데이터를 송신하는 무선 송신 장치에 공급할 수 있다.

문헌 US2015263643은 수확 회로를 개시하는데, 이때 변환기의 교류 출력 신호는 SSHI(synchronized switch harvesting on an inductor) 타입의 스테이지를 형성하는 AC-DC 컨버터에 의해 직류로 변환된다. 후자는 동시에 신호의 정류 및 또한 신호의 형태의 정류를 생성하여, 저-결합 구성들(low-coupling configurations)에 있어서 그 에너지 회복을 최적화시킨다. 이 컨버터의 출력에서 획득되는 DC 전압의 함수로서, 수 개의 스위치들을 제어 모듈에 의해 제어되는 사이클의 서로 다른 순간들에 활성화시키는 것에 의해, 하나의 동일한 동기화된 프로세스를 이용해 이 기능들을 수행한다. 이 문헌에는, 이로써 정류되고 교정된 전압이 DC-DC 컨버터의 다운스트림 임피던스 매칭을 위한 베이스로서 작동한다.

다수의 응용의 맥락에서, 환경으로부터 공진기에 의해 수신되는 가속도는 시간에 따라, 진폭 및 주파수 모두에서 변할 수 있다. 이 주파수 및 진폭 변화들은 일반적으로 이 기계적 여기의 주기(period)에 비해서는 느리다. 다른 매개변수들, 특히 공진기 그 자체의 내재적인 매개변수들 또한 변할 수 있다. 변할 수 있는 이 다른 매개변수들은 이하를 포함할 수 있다:

- 변환기의 기계적 품질 인자, 댐핑이 공진기의 고정자 및 공진기 내의 변환기의 고정자의 마모에 의존하기 때문에; 및

- 커패시턴스, 압전 물질 그 자체의 마모 때문에.

이 프레임워크 내에서, 최대 전력 지점 추적 능력이 장착되는, 조정 장치들(adaptive devices)을 생성하는 것이 제안되었는데, 이것은 에너지 회복 시스템이 최대 전력 회복에 대응하는 작동 지점에 일치하는 것을 가능하게 해준다.

이 적응적인 해법들 중에서, 배터리로 이동되는 전류를 측정하는 것에 의해, 회복되는 전력을 예측하는 방법은 제어 회로의 DC 사용에 기초한다. 예를 들어, Ottman et al., "Adaptive piezoelectric energy harvesting circuit for wireless remote power supply," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 17, no. 5, pp. 669-676, September 2002 참조. 이 방법은 설계하기에 단순하고 또한 공진기의 특성에 독립적이지만, 전류를 측정하기 위한 특정 시스템의 사용, 및 디지털 신호 처리(DSP) 타입의 특수 회로에 의한 후-처리를 필요로 한다. DSP들은 매우 강력한 진보한 신호 처리 시스템들이지만 예를 들어 마이크로컨트롤러들에 대해서는, 상당한 전력을 소비한다.

다른 조정 방법은 수 번의 진동 주기들의 차수의 짧은 테스트 단계, 및 정상 에너지 생성 작동의 긴 단계의, 일련의 반복들(interations)을 가진다. 측정 단계 동안, 압전 변환기의 전기 회로는 파손되거나 또는 방해받아서, 전류 작동 조건들을 검출하게 된다. 이 측정은 수확 회로의 구동 매개변수들을 재계산하고, 또한 이로써 그 작동 지점을 결과적으로 조정하여 수확되는 전력을 최대화하기 위해 이용된다. 환경의 진동들 및 매개변수들은 그후 이후의 정상 작동 단계 동안 변하지 않는 것으로 가정된다. 이러한 조정 방법은 공개문서 Xia et　al., "Direct calculation of source impedance to adaptive maximum power point tracking for broadband vibration," Journal of Intelligent Material Systems and Structures, September 2016에 개시되어 있다.

이제, 이 공개문서에서 사용되는 조정 방법은 전기적 교란들이 기계적 행위를 변형시키지 않거나 또는 거의 조금만 변형시키는 것으로 가정하는데, 이것은 매우 저-결합된 시스템에 있어서만 유효하다. 이에 더하여, 이 방법은 또한 변환기는 이상적인 소스인 것으로 가정하는데, 이것 또한 매우 저-결합된 공진기에 있어서만 유효하다.

이 방법은 정류기 및 벅-부스트 컨버터에 연결되는 압전 공진기에 있어서, 생성되는 전력을 최대화하기 위해 수확 회로의 임피던스 매칭 계산을 이용한다.

이 임피던스 매칭 계산은 조절기-컨버터에 부과될 조정을 선택하기 위해, 만약 하나 있다면, 컨버터 및 배터리에 의해 형성되는 회로의 등가 전기 저항의 평가를 포함한다. 이 매칭 계산은 수집 회로의 행위의 수학적 모델링을 형성하는, 일반 이론에 기초한다. 이것은 처음에 설계되거나 및/또는 제조된 바와 같은, 회로의 이론적 특성들, 특히, 압전 변환기의 최대 커패시턴스(Cp)에 기초하여 수행된다.

이 일반 이론은 예를 들어 공개문서 Shu and Lien, "Analysis of power output for piezoelectric energy harvesting systems," Smart Materials and Structures, vol. 15, pp. 1499-1512, 2006에 존재한다.

이 타입의 방법은 그럼에도 불구하고 단점들을 가지고, 또한 모든 구성들에 용이하게 적응될 수 없다. 예를 들어, 이러한 방법은 테스트 단계 동안 시스템의 작동 사이클에 변형 또는 교란을 필요로 하는데, 이것은 시스템의 매개변수들이 종종 비선형적 방식으로, 그 작동 수준에 의존하는 경우에 있어서, 문제들이 제기될 수 있다. 이로써 이것은 매우 의미없는 결과들을 제공할 수 있고 이로써 재조정을 불충분하게 만든다.

게다가, 이 방법은 변환기의 행위가 출력에 공급하는 소비자 부하에 의존하기 때문에, 압전 변환기가 강한 전자기계적 결합(coupling)을 가질 때 부적절하다. 그러므로 무-부하 테스트 단계 동안 그 행위는 정상 작동 단계에 있어서 매우 관련 없게 된다.

게다가, 변환기의 행위에 기초한 구동 매개변수들의 계산의 일반 이론으로부터 시작하는 매칭 계산은 복잡한 계산들, 및 이로써 DSP 또는 강력한 프로세서를 필요로 하고, 이것은 상당한 비용, 복잡도, 공간 요건 및 에너지 소비를 나타낸다. 이것은 특히 매개변수들이 활성화 편차들(activation variations)로 인해 모두 알려져 있지 않을 때 문제가 된다.

본 발명의 목적은 특히 여기에 기술된, 종래 기술의 단점들의 모두 또는 부분을 극복하는 데 있다. 특히 더 신뢰할 수 있고, 더 정확하고, 더 빠르고, 더 단순하고 더 컴팩트한 장치들에 적용가능하고, 또한 더 낮은 에너지 소비를 하는 방법을 추구한다. 특히, 가능한 가장 연속적인 방법으로 작동 지점의 매칭을 달성하고자 하는데, 이것은 단순한 마이크로컨트롤러 또는 단순한 프로세서와 같은 단순한 컨트롤러에 의해 구현될 수 있다.

본 발명은 기계적 여기원으로부터 발생하는 기계적 진동들의 영향 하에서 압전 공진기를 형성하는, 압전 변환기에 의해 생성되는 전기 에너지를 수확하기 위한 회로를 구동하기 위한 방법을 제안한다.

이 수확 회로는 컨버터, 통상적으로 PWM을 이용해 작동하는 DC-DC 컨버터를 거쳐 DC 출력 전압을 생성하기 위해, 상기의 압전 변환기로부터 발생하는 교류 압전 전압으로 지칭되는 교류 전압을 수신한다. 이 컨버터는 적어도 하나의 구동 신호, 통상적으로 PWM 컨버터에 부과되는 듀티 사이클의 제어 신호를 이용해 구동된다. 이 구동 신호는 컨버터가 상기 수확 회로 내에서 등가 저항으로 지칭되는 임피던스를 가지도록 결정되고 또한 조정되고, 그 값은 결정되는 값의 전압, 통상적으로 상기 구동 신호에 종속하는, 조절되는 전압을 결정한다. 통상적으로, 예를 들어 누산기(accumulator)의 전력 공급의 경우에 있어서, 컨버터는 그 단자들의 입력에서 전압을 조절한다.

본 발명에 따르면, 이 방법은 상기 압전 변환기 및 상기 컨버터에 전기적으로 작동가능하게 연결되는, 구동 컨트롤러로 지칭되는 전자 컨트롤러에 의해, 예측 프로세스로 지칭되는 프로세스의 적어도 하나의 실현을 포함한다. 이 예측 프로세스는 이하의 작동들:

- 상기 압전 변환기와 상기 컨버터 사이에 위치되는 상기 수확 회로의 일 부분에서의 전압을 측정하는 것에 의해, 제1 순간 전 검출 주기 동안에서, 상기 압전 전압에 의해 생성되는 압전 신호로 지칭되는 신호의 특성들의 검출, 통상적으로, 이 작동은 상기 압전 전압을 형성하는 전압의 순간 값들을 직접 형태로, 또는 가능하다면 왜곡 없이 변형되어, 측정하는 것에 의해 수행된다;

- 상기 검출된 특성들로부터 시작하여, 상기 압전 신호의 적어도 하나의 하모닉의 진폭의 평가, 상기 하모닉은 1과 같거나 또는 이보다 큰 차수를 가지고;

- 상기 구동 신호의 전류 값으로 지칭되는 값의 영향 하에서 상기 검출 주기 동안 생성되는 상기 진폭 및 전류 등가 저항 값으로 지칭되는 값으로부터 시작하여, 상기 컨버터에 적용될 조정의 계산, 상기 조정 계산은 적어도:

○ 상기 제1 순간 이후의 제2 순간으로부터 시작하여 생성될 새로운 등가 저항 값으로 지칭되는 값의 계산, 및/또는

○ 상기 새로운 등가 저항을 생성하도록 상기 컨버터에 적용될 새로운 제어 신호 값의 계산을 포함하고;

- 상기 새로운 값을 갖는 제어 신호의 상기 컨버터에의 적용을 포함한다.

"하모닉(harmonic)"이라는 용어는, 여기서 종래의 정의로 사용되는데, 이에 따라서 하모닉 "0"는 신호의 연속적인 부분을 나타내고, 하모닉 "1"은 기본 주파수에서 작동하는 편차를 나타낸다.

이해되는 바와 같이, 또한 여기에 개시된 특성들 및 예들에 의해 도시된 바와 같이, 하모닉의 진폭의 평가는 결정되는 하모닉의 진폭을 나타내는, 예측되는 값이, 개별적으로, 즉 신호의 나머지와 이를 구별하도록, 결정되는 것을 의미한다.

이 하모닉의 평가는, 당업자에게 알려진 바와 같이, 그 이전 샘플에서 그 값에 대하여 그리고 각 순간에서 압전 전압의 시간적 진행(temporal evolution)에 기초하여, 통상적으로 실시간으로 계산된다. 그러므로 이것은 일반적으로 용인되는 의미, 즉 획득되는 전압 하모닉의 대략적인 값으로서 "예측"을 제공한다.

그러므로 "하나 또는 그 이상의 하모닉들"의 진폭의 평가는 신호의 서브셋의 평가와 관련 있고, 이 서브셋은 한정된 수의 하모닉들에 의해 형성된다. 바람직한 일 실시예에 있어서, 평가 단계는 하나의 하모닉에 관련된다.

일 특징에 따르면, 이 방법은

- 에너지 생성을 방해하거나 또는 압전 회로를 파손하지 않고; 및/또는

- 배터리 회로 내에서 전류 또는 출력 전력을 측정하지 않고; 및/또는

- 저장 없이, 즉 작동 중 메모리에, 전압 하모닉의 진폭 값의 전류 예측 뿐만 아니라 압전 전압의 2 개의 연속하는 샘플들이 아닌 값들의 기록 없이 구현된다.

이해되는 바와 같이, 이 방법은 부하 하에서 그 작동 동안 관찰되는 바와 같이, 상기의 회로의 실제 행동을 고려하기 위해 수확 회로와 컨버터의 매칭을 수행하는 것을 가능하게 해준다.

통상적으로, 새로운 등가 저항의 계산은, 이하의 매개변수들:

- 컨버터의 등가 저항(R),

- 압전 변환기의 최대 커패시턴스(C_p), 및

- 변환기의 기계적 품질 인자(Q)로부터 시작하여, 상기의 전기 전력을 최대화하도록 구현되는 뉴튼-랩슨 타입의 그래디언트 방법에 의해, 컨버터에 의해 공급되는 전기 전력의 값을 결정하는 다항식을 푸는 것을 포함한다.

특히, 이 해법은 이하의 등식과 관련 있다:

이때 고유 주파수(

) 및 맥동(

)의 변위(

)에 종속하는 베이스에 고정되는, 경도(K), 전자기계적 결합 계수(

), 커패시턴스(

), 댐핑(

)의 질량 압전 공진 시스템(

)에 대하여,

,

및

이다.

통상적으로, 이 방법은 예를 들어 구동 컨트롤러와 다르고 더 강력한 컴퓨터 또는 선-특성화 컨트롤러를 이용해, 예를 들어, 단 한번 수행되는, 자율적인 작동 주기 전 선-특성화 프로세스(pre-characterization process)를 포함한다.

이 선-특성화 프로세스는 자율적인 작동 주기 내내 상수(constant)로 남아 있는, 압전 공진기의 매개변수들, 특히 하나 또는 그 이상의 여기 레벨들에 대한, 질량, 경도, 전자기계적 결합, 및/또는 고유 주파수의 측정 또는 계산을 수행하기 위한 알려진 방법들에 따라 배치된다. 이 매개변수들의 값들은 그후 구동 컨트롤러에 접근가능한 메모리에 저장된다. 이 구동 컨트롤러는 자율적인 작동 시에 이 값들을 판독하고, 선택적으로 예를 들어 관찰되는 여기 레벨의 함수로서, 이를 검출하는 압전 작동 매개변수들에 대응하는 값들을 선택한다.

일 특징에 따르면, 상기 검출 단계(51)는 상기 변환기의 출력에서 가지는 형식으로 상기 전압 신호의 직접 측정(M11)에 의해 수행된다. 바람직하게, 이것은 그대로의 신호로, 정류되지 않는다.

대안적으로 또는 조합하여, 이 측정은 또한 정류되거나 및/또는 증폭된 버전과 관련 있지만, 그 형태를 변경하지는 않는다(이 변경의 부재는 반-주기 또는 적어도 1/4 주기 동안 정의된다). 예를 들어, 회로가 (예를 들어 다이오드 포화에 의한) 국소 형태의 변형을 포함하는 정류 및/또는 컨덴서에 의한 여과와 같이, 신호를 변형시키는 구성요소를 포함할 때, 본 발명의 특징은 검출 단계의 전압의 측정이 변환기의 출력과 이 구성요소의 입력 사이에서 수행될 것을 제공한다.

보다 상세하게, 이 방법은 상기 컨버터(123)가 특히 다이오드들과 같은 양극성 방향 구성요소들에 의해, 상기 압전 전압(Vp)을 제어 없이 비동기적으로, 직접 또는 제어되지 않는 수동 정류 회로를 통해 수신하는 수확 회로에서 구현된다.

이전의 특징들 및 서로 결합되거나 또는 결합될 수 없는 유리한 특징들에 따르면,

- 상기 컨버터는 펄스-폭 변조에 의해 작동하는 DC-DC 전압 조절기이고 또한 이 변조의 듀티 사이클을 나타내는 제어 신호에 의해 제어된다.

- 상기 조정 계산 단계는 적어도:

○ 상기 계산된 하모닉 진폭 및 상기 전류 저항 값으로부터 시작하여, 상기 제1 순간에서 상기 압전 변환기의 작동을 나타내는 최대 커패시턴스 값의 계산;

○ 상기 압전 변환기를 위해 계산되거나 또는 저장되는, 상기 최대 커패시턴스 및 품질 인자의 값으로부터 시작하여, 새로운 등가 저항의 계산을 포함한다.

- 상기 최대 커패시턴스 값의 계산의 단계는 또한 상기 검출 주기 동안 상기 압전 변환기의 작동을 나타내는, 상기 변위 최대 진폭 값의 계산을 포함하고; 또한 상기 방법은 또한 전자 메모리로부터 수신되거나 또는 판독되는 상기 변위 최대 진폭 및 가속도 값으로부터 시작하여 상기 품질 인자의 상기 값의 계산을 포함한다.

- 상기 방법은 또한 상기 압전 변환기에 의해 겪게 되는 가속도 값의, 상기 검출 주기 동안의 측정 또는 판독을 포함하고; 상기 조정 계산 단계는 적어도:

○ 상기 계산된 하모닉 진폭 및 상기 전류 저항 값으로부터 시작하여, 최대 커패시턴스 값 및 상기 검출 주기 동안 상기 압전 변환기의 작동을 나타내는, 최대 변위 값의 계산;

○ 상기 변위 최대 진폭 및 상기 가속도 값으로부터 시작하여, 상기 압전 변환기의 작동을 나타내는 품질 인자의 값의 계산, 및

○ 상기 최대 커패시턴스 및 상기 품질 인자로부터 시작하여, 상기 새로운 등가 저항 값의 계산을 포함한다.

- 상기 적어도 하나의 하모닉의 평가 단계는 적어도 회귀최소자승법(recursive least squares method)에 의해 수행된다.

- 상기 진폭 평가의 단계는 적어도 상기 압전 신호의 3차 하모닉의 진폭과 관련 있다.

- 상기 진폭 평가의 단계는 3과 같거나 또는 이보다 큰 차수의, 예를 들어 3과 동일한 차수만의, 하나 또는 그 이상의 하모닉들의 평가에만 관련 있다.

- 3차의 하모닉의 평가 동안, 상기 압전 변환기의 커패시턴스 및 상기 품질 인자의 계산 단계들은 이하의 연립 방정식:

을 푸는 것에 의해 수행된다.

- 1차의 하모닉의 평가 동안, 상기 압전 변환기의 커패시턴스 및 품질 인자의 계산 단계들은 변수(Cp)의 함수로서 이하의 연립 방정식:

을 푸는 것에 의해 수행된다.

- 상기 구동 방법은, 자율 작동 주기 동안, 복수의 반복들을 포함하고, 그 각각은

○ 예측 프로세스;

○ 제어 루프로 지칭되는, 조정 프로세스, 이것은 특히 비례 또는 비례-적분 타입의 교정 프로세스에 따라 관리되는 진보적 진행에 따라, 상기 예측 프로세스로부터 발생하는 상기 새로운 제어 신호 값의 상기 컨버터에의 적용을 포함하고; 및

○ 명목상의 작동으로 지칭되는 프로세스를 포함하고, 이 프로세스 동안 상기 전자 컨트롤러는 상기 새로운 제어 신호 값을 상기 컨버터에의 공급을 계속하면서 스탠바이 모드에 있다.

바람직하게, 여기에 개시되고 도시된 바와 같이, 하모닉 평가는 하나의 하모닉의 평가를 제공한다. 또는, 이것은 수 개의 하모닉들의 개별적인 평가를 포함할 수 있다.

선택적으로, 이 방법은 또한 신호 서브셋을 형성하는 수 개의 하모닉들, 즉 한정된 수의 하모닉들에 관련 있는 하모닉 평가 단계를 이용할 수 있다. 이 하모닉들은 함께 평가되거나, 또는 별도의 이용을 위해 개별적으로 평가될 수 있다.

다른 측면에 따르면, 본 발명은 기계적 여기원으로부터 발생하는 기계적 진동들의 영향 하에서 압전 공진기를 형성하는, 압전 변환기에 의해 생성되는 전기 에너지를 수확하기 위한 회로를 구동하기 위한 장치를 제안한다.

이 수확 회로는 컨버터를 통해 DC 출력 전압을 생성하기 위해, 상기 압전 변환기로부터 발생하는 압전 교류 전압으로 지칭되는 전압을 수신하고, 이것은 상기 회로 내에 등가 저항으로 지칭되는 임피던스를 존재시키기 위해, 적어도 하나의 구동 신호를 이용해 구동되고, 이 임피던스의 값은 상기 구동 신호에 종속하는 값의 컨버터의 작동 전압을 결정한다.

이 작동 전압은 출력이 상수-전압 배터리에 연결된다고 가정하면, 예를 들어 입력 전압이다.

이 장치는 여기에 개시되거나 또는 청구되는 바와 같은 구동 방법의 모든 단계들을 구현하도록 프로그래밍되는 전자 구동 컨트롤러를 포함한다.

일 특징에 따르면, 본 발명은 압전 공진기로부터 발생하는 전기 에너지를 수확하기 위한 회로, 뿐만 아니라 이러한 전기 에너지 수확 회로를 포함하는 전기 에너지를 생성하기 위한 장치 및 이 회로를 공급하는 압전 공진기를 제안한다. 이 회로는 적어도:

- 상기 압전 공진기로부터, 압전 신호를 형성하고 또한 정류된 전압을 생성하는, 교류 압전 전압을 수신하도록 연결되는 정류 스테이지;

- 선택적으로, 상기 정류된 전압을 수신하는 중간 전기 에너지 저장 장치;

- 출력 전압을 공급하는 구동가능한 조절 컨버터를 포함하는 종류이다.

이 특징에 따르면, 상기 전기 에너지 수확 회로는 상기 압전 신호를 측정하고 상기 컨버터를 구동시키기 위해 연결되는, 상기에서 개시된 바와 같은 구동 장치를 포함한다.

보다 상세하게, 이 수확 회로의 상기 컨버터는 차핑에 의해 작동하고, 또한 펄스-폭 변조에 의해 구동되는 적어도 하나의 DC-DC 컨버터로 실현된다.

또 다른 측면에 따르면, 본 발명은 여기에서 개시된 바와 같은 전기 에너지 수확 회로, 및 상기 수확 회로를 공급하는 압전 공진기를 포함하는 전기 에너지를 생성하기 위한 장치를 제안한다. 이 장치는 또한 상기 여기원에 의해 생성되는 가속도를 측정하도록 배치되는 적어도 하나의 가속도계를 포함하고; 상기 수확 회로의 구동 컨트롤러는 상기 가속도 측정을 수신하도록 연결되고, 또한 상기 컨트롤러는 여기에서 개시된 바와 같은 구동 방법의 모든 단계들을 구현하도록 배치되는 것을 특징으로 한다.

또 다른 측면에 따르면, 본 발명은 전기 또는 전자 장치에 있어서, 상기 전기 또는 전자 장치의 물질 환경에 의해 제공되는 진동 기계적 여기의 영향 하에서, 자율적인 전기 공급 또는 추가적인 전기 공급을 제공하도록 배치되는, 이러한 전기 에너지 생성 장치를 포함하는 전기 또는 전자 장치를 제안한다.

변환기의 작동의 검출을 이용하는 알려진 적응적인 방법들과 달리, 본 발명의 방법은 테스트 단계 동안 시스템의 작동 사이클을 변형하거나 또는 방해할 필요가 없다. 그러므로 더 신뢰할 수 있고 더 정확하다. 이것은 변환기의 작동 기능에 관련된 실시간 측정에 기초하고, 또한 강한 전자기적 결합을 갖는 압전 공진기들에 적용가능하기에 더 낫다.

본 발명은 가속도 신호의 진행에 상관없이, 가변 가속도의 음향 에너지원으로부터 배터리와 같은 저장 구성요소로 최대 전력 전달을 제공하는 것을 가능하게 해준다.

이것은 수확 회로가 진동 베이스에 의해 공급되는 가속도의 진폭 및 주파수의 변화들에 자동으로 적응하도록 허용한다.

이것은 시스템의 소정의 매개변수들의 변화들에 자동으로 적응하도록 허용한다.

이것은 또한 단순한 마이크로컨트롤러의 이용을 허용하기에 충분히 낮은 신호 처리 능력 및 계산 양을 필요로 하고, 이에 따라 저에너지 소비 및 저비용 및 공간 필요조건이라는 장점을 가진다.

예를 들어, 아날로그-디지털 컨버터 및 펄스-폭 변조(PWM) 생성기가 구비되는 것이 충분할 수 있는데, 이것은 시장에 존재하는 거의 모든 마이크로컨트롤러들의 경우이다.

가속도의 진폭 및 주파수의 요동이 이 진동들의 주기에 대하여 느린 경우에 있어서, 짧은 테스트 단계들 동안에서만 매칭 계산들을 수행하고, 이로써 컨트롤러를 비활성화하거나 또는 스탠바이로 작동하는 것 또한 가능하다.

예를 들어, 문헌 US2015263643과 비교하면, 본 발명은 더 적은 계산들을 수행하는 것을 가능하게 해주고, 또한 더 적은 메모리를 필요로 하여, 이로써 특히 고-결합 변환기들을 이용하는 데, 더 간단하고, 더 신뢰할 수 있고 더 비용-효율적인 장치를 허용한다. 특히, 이 문서 내에서 구현되는 기술은 전력(필터링된 전압 및 출력 전력)을 최대화하기 위해 수 개의 측정들을 이용하지만, 본 발명은 하나의 변형되지 않은 전압 측정이 충분하도록 허용한다. 이 복수의 측정들 및 최종적인 제어 루프를 고려하는 것은, 본 발명이 방지하거나 또는 한정하는 것을 가능하게 해주는 복잡도 및 제한들을 나타내는, 예를 들어 이에 대응하여 많은 계산 및 메모리 능력들을 필요로 한다.

본 발명의 다양한 실시예들이 예상되고, 가능한 조합들에 따라, 여기서 개시되는 서로 다른 선택적인 특징들을 포함한다.

본 발명의 다른 특징들 및 장점들은 첨부된 도면들로부터 및 한정하고자 하는 것이 아닌 일 실시예의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 자율적인 장치를 보여주는 대략도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 공급 장치를 보여주는 대략도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 구동 방법을 보여주는 기능도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 공급 장치의 작동의 서로 다른 매개변수들의 시간에 대한 진행을 보여주는 시뮬레이션 그래픽으로,
○ 도 4a에는, 생성되는 전력,
○ 도 4b에는, 컨버터에서 제어되는 듀티 사이클,
○ 도 4c에는, 컨트롤러에 의해 계산되는 것과 같은, 압전 변환기의 움직임의 최대 진폭,
○ 도 4d에는, 컨트롤러에 의해 계산되는 것과 같은, 압전 변환기의 등가 커패시턴스,
○ 도 4e에는, 컨트롤러에 의해 계산되는 것과 같은, 압전 변환기의 기계적 품질 인자를 가진다.
도 5는 최적 전력을 생성하기 위한 구동되는 압전 생성기를 갖는 전력 공급 장치에 대해,
○ 상단에는, 생성되는 정규화된 전기 전력의 진행, 및
○ 하단에는, 컨버터에 대하여 제어되는 정규화된 등가 저항 값의 진행을 보여주는 임피던스 매칭의 그래프이다.
도 6은 이중-교류 정류기 스테이지 및 단일-교류 정류기 스테이지에 대한, 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 공급 장치의 컨버터의 입력에서 정류된 전압 및 압전 전압을 나타내는 그래프이다.

일 실시예의 설명

본 발명은 가속도 신호의 진행에 상관없이, 배터리와 같은 저장부에 가변 가속도의 음향 에너지원으로부터 최대 전력 전달을 보장하는 것을 가능하게 해준다. 본 발명은 복수의 장점들을 가진다. 이것은 이 장치가

- 진동 베이스(100)에 의해 공급되는 가속도의 진폭(γ) 및 주파수의 변화들, 및 이로써 변환기의 진폭(x_m) 및 주파수에 있어서의 변화들에 자동으로 적응하도록, 하나의 가설은 가속도의 진폭 및 주파수의 요동(fluctuations)은 공진기의 진동들의 주기에 비하여 느리다는 가정으로 구성된다.

- 예측가능하거나 또는 아니거나, 그 작동에 영향을 미칠 수 있지만, 시스템의 소정의 매개변수들의 변화들에 자동으로 적응하도록,

- 시장에 존재하는 거의 모든 마이크로컨트롤러들의 경우에 있어서, 아날로그-디지털 컨버터 및 PWM 생성기가 구비되어 있는 것으로 가정하면, 단순한 마이크로컨트롤러를 이용하기에 충분하도록 충분히 낮은 신호 계산 및 처리 능력을 필요로 하고, 이로써 낮은 전기 소비를 갖는 것을 허용한다.

이 가능성들의 조합은 기존의 응용에 있어서 소정의 성능에 있어서의 단순한 개선을 넘고, 또한 수많은 새로운 응용들을 허용하는 일관성 있는 전체를 제공한다.

그 정상 작동에 있어서, 즉 생성 시, 구동 방법은 서로 다른 프로세스들을 수행하는 단계들의 사이클의 반복들(iterations)의 반복(repetition)을 포함한다. 이 반복들(iterations)은 예를 들어 클럭에 의해, 및/또는 외부 시스템들 또는 장치들로부터 발생하는 명령들 또는 환경 센서들로부터와 같은 특정 외부 신호들을 수신할 때, 시작된다.

이 정상 작동 내에서의 각각의 반복(iteration)은 통상적으로 3 가지 단계들로 발전한다. 제1 단계는 영구 사이클 하에서 매개변수들을 예측하는 것으로 구성된다. 제2 단계는 제1 단계에서 예측되는 이 매개변수들에 대응하는 최적 저항 값에서 (제어 신호에 의해 이로부터 요구되는 듀티 사이클을 거쳐) DC-DC 컨버터의 로딩 저항을 제어하는 것으로 구성된다. 마지막 단계는 명목상 작동 단계로 구성되는데, 이 단계에서 컨버터에 적용되는 PWM 신호는 동일하게 유지되고, 또한 이때 가속도 및 시스템의 매개변수들은 불변(invariable)인 것으로 가정된다.

장치 및 방법의 설명

도 2에 도시된 예에 있어서, 전자기계적 변환은 압전 변환기(11)를 포함하는 공진기(101)에 의해 수행된다. 공진기(101)는 여기서는 차원 "y"를 따라, 진동 베이스(100)의 진동(10)에 의해 작동된다. 이 진동은 차원 "x"를 따라, 공진기 내에서 진동을 야기시키는데, 이것은 압전 변환기(11)의 기계적 변형을 생성한다.

이 예는 1도의 자유도를 갖는 선형 공진기를 보여주는데, 이것은 특히 구현하고 모델링하기에 간단하다. 하지만 본 발명은 절대적으로 서로 다른 소스들로부터 시작하는 및/또는 서로 다르거나, 또는 더 복잡한 종류들의 하나 또는 그 이상의 공진기들에 의해, 수확 에너지에 적용될 수 있다.

압전 변환기(11)는 다이오드 브리지 및 평활 컨덴서(smoothing condenser, 122)를 가지고 정류기 시스템(121)에 연결된다. 평활 컨덴서로부터의 에너지 전달은 그후 예를 들어 차퍼 타입의, 펄스-폭 변조(PWM) 하에서 작동하는 신호에 의해 제어되는 DC-DC 변환 시스템(123)에 의해 제공되는데, 그 스위치(switch)는 마이크로컨트롤러(140)에 의해 전달되는 신호(S148)에 의해 제어된다.

이 시스템에 있어서, 스위치의 제어 신호(S148)의 조정은 단 하나의 전압, 즉 압전 공진기(101)의 단자들에서의 전압(Vp)의 측정에 의해 가능해짐에 유의해야 한다.

이 예에 있어서, 선택적으로, 마이크로컨트롤러(140)는 또한 실시간으로 진동 베이스에서 또는 공진기에서 생성되는 가속도들을 검출하는 가속도계(145)에 연결된다.

도 2는 기능적인 측면에서, 완료된 장치(1)를 대략적으로 보여주지만, 실제 장치는 추가적인 기능들 또는 회로들을 포함하거나, 및/또는 등가 회로들의 형태로 소정의 기능들 또는 구성요소들을 실현할 수 있다.

도 3은 장치(1)의 구동 컨트롤러(14)에 의해 수행되는 마이크로컨트롤러(140)에 의해 실행되는 주요 단계들을 대략적으로 보여준다.

장치 및/또는 공진기의 매개변수들의 개수들은 선-특성화 단계(50)에서 결정되는데, 이것은 예를 들어 알려진 방법들에 따라 그리고, 미세조정 단계 동안 또는 장치의 설계에서, 장치(1)의 명목상 이용(54)에 앞선다.

각각의 반복(iteration, 59)은 이 순서로 또는 다른 순서로

- 검출 단계(51) 및 새로운 매개변수들의 계산 단계(52)를 포함하는, 예측 프로세스;

- 새로운 매개변수들이 컨버터(123)에 적용되는 조정 프로세스(53)가 이어지고; 및

- 일반적으로 사이클의 대부분을 나타내는, 생성 및 충전의 명목상 작동 프로세스를 포함하는 사이클을 수행한다.

이로부터 알 수 있는 바와 같이, 에너지 생성 및 배터리 충전(55) 및/또는 소비자들의 준비는, 예측 프로세스(51, 52) 및 조정 프로세스(53)를 포함하는, 이 방법의 모든 단계들에서 계속된다. 바람직하게, 이 에너지 생성 및 준비(55)는 이로써 에너지 생성에 있어서 어떠한 방해도 없이, 이 정상 작동(5) 전체에서 연속적으로 수행된다.

도 4는 전력 공급 장치의 작동의 서로 다른 매개변수들의 시간에 대한 진행을 보여준다:

- 컨버터(123)의 출력에서 생성되는 전력;

- 컨버터(123)에서 제어되는 듀티 사이클(δ);

- 컨트롤러(14, 145)에 의해 계산되는(524) 것과 같이, 압전 공진기의 움직임의 최대 진폭(x_m);

- 컨트롤러(14, 145)에 의해 계산되는(524) 것과 같이, 압전 변환기(11)의 등가 커패시턴스(Cp); 및

- 컨트롤러가 가속도 값 "γ"을 이용할 수 있는 경우에 있어서, 컨트롤러(14, 145)에 의해 계산되는(525) 것과 같이, 압전 변환기의 기계적 품질 인자(Q).

이 도면은 단지 하나의 조정만을 포함하는 작동을 보여준다.

시간 t1(t=3s)까지, 장치는 명목상으로 작동한다. 즉 제어 매개변수들의 변경 없이, 등가 저항(R_n)을 제공하는, 듀티 사이클의 값(δn)을 가지고 작동한다.

시간 t0 (t=2.5s)로부터 시작하여 t1까지, 검출 주기(d0) 동안, 컨트롤러(14)는 검출 단계(51)를 수행한다: 이것은 마이크로컨트롤러(140) 및 가속도계(15)를 깨우고(511), 그후 이것은 전압(Vp) 및 가속도(γ) 매개변수들을 판독하고 저장한다(512).

t1과 t2(t=4s) 사이, 주기(d1) 동안, 컨트롤러(14)는 새로운 듀티 사이클 값(δn+1)을 컨버터(123)에 점진적으로 적용한다. 이 예에 있어서, 제어 신호(S148)는 여기서 듀티 사이클(δ)의 새로운 값(δ_{n + 1})에 도달하기 위해 점진적인 제어 루프를 이용하는 비례 또는 비례-적분 모드에서 작동하는 컨트롤러(147)의 도움으로, 점진적으로 변형된다.

t2로부터 시작하여, 구동 컨트롤러(14)는 스탠바이에서 작동하고 이제 컨버터(123)에 단지 제어 신호(S148)를 제공하고, 또한 이 장치는 주기(d2) 동안 이 매개변수의 변형 없이 명목상 작동한다.

도 2에서 볼 수 있는 바와 같이, 마이크로컨트롤러(140)는 단지 2 개의 연결들을 필요로 한다: 압전 변환기(12)의 단자들에서의 순간 전압(Vp)의 측정(M11), 바람직하게는 정류기(121) 앞일 필요는 없고; 및 마이크로컨트롤러(140)에 의해 계산되는 조정의 함수로서 그 임피던스를 제어하기 위해 컨버터(123)로의 제어 신호(S148)의 전송.

마이크로컨트롤러(140) 내에서, 순간 전압(Vp)의 측정이 전압 측정 유닛 또는 모듈(141)에 의해 수행된다. 이 측정 유닛(141)은 이 전압의 순간 상태를

- 주파수 검출 유닛(142)으로, 이것은 이 순간 전압(Vp)이 진동하는 주파수를 결정하고, 및

- 피크 검출 유닛(143)으로 전송하는데, 이것은 이 전압(Vp)의 최대가 생성되는 정확한 시간을 결정한다.

주파수 검출 유닛(142)은 그 결과들을 하모닉스 예측 유닛(144)으로 전송하고, 이것은 그 기저 주파수의 하나 (또는 그 이상의) 하모닉들에 대한 전압(Vp)의 진동들의 진폭을 평가한다.

하모닉스 예측 유닛(144)의 결과들로부터 그리고 피크 검출 유닛(143)의 결과들로부터, 그리고 장치(1)에 대하여 미리 저장된 소정의 변수들의 값들로부터 시작하여, 마이크로컨트롤러(140)는 다음 명목상 작동 주기 동안 컨버터(123)에 의해 이용되어야 하는 매개변수들의 예측 계산(51, 52)을 수행한다.

이 예측 계산(51, 52)은 예를 들어 제2 계산 유닛(146)과 작동가능하게 연결되는 제1 계산 유닛(145)에 의해 수행된다.

이 제1 계산 유닛(145)은 하모닉스 예측 유닛(144)으로부터 그리고 피크 검출 유닛(143)으로부터 결과들, 뿐만 아니라 가속도의 값 "γ" (감마)을 수신하는데, 이것은 장치(1)에 결합되는 가속도계(15)에 의해 공진기의 기계적 부분 내에서 검출된다. 선택적으로, 이 값은 이 가속도에 대한 통상적인 평균 값, 또는 이 장치에 연결되는 다른 장치에 의해 판독되거나 또는 예측되는 값이 저장되어 있는 메모리로부터 판독된다.

예를 들어, 이 제1 계산 유닛(145)은 관련된 하모닉의 진폭(a_h)의 계산 작동들(523), 검출 주기 동안 변환기(11)의 커패시턴스의 계산(524), 및 기계적 품질 인자(Q)의 계산(525)을 수행한다.

이 요소들로부터 시작하여, 제2 계산 유닛(146)은 명목상의 작동(54)의 다음 주기 동안 컨버터(123)에 대하여 고려될 등가 저항(Rn+1)의 최적화된 값, 및 이 등가 저항 값에 도달하기 위해 제어 신호(S148)로서 이용될 듀티 사이클의 값(δn+1)의 계산을 수행한다.

모델링

도 2에 도시된 바와 같이, 사용되는 공진기 모델은 1도의 자유도를 갖는, 질량(M), 경도(K), 전자기계적 결합 계수(

), 커패시턴스(

), 맥동(

)을 갖는 변위(y)에 종속하는 베이스에 고정되는, 댐핑(

)의, 압전 공진 시스템의 공진기 모델이다. 이 기호를 이용해, 시스템의 행동은 이로써 등식 (1)에 의해 기술된다:

(1)

이 공진기의 변위는

로 지시된다. 공진기의 매개변수들(M, K 및

)의 값들은 알려져 있지만(예를 들어 선-특성화 단계(50) 후 테이블의 형태로 저장되는), 장치의 품질 인자(Q) 및 커패시턴스(

)는 알려져 있지 않고 시간에 따라 달라질 수 있다. 가속도는 가속도계(15)에 의해 여기서 측정된다.

조정의 원리

DC-DC 컨버터(123)는 등가 저항(R)과 같이 행동한다고 고려하면, 회복된 전력은 이하와 같이 표현된다:

(2)

이때

및

이다.

이하에서, 결합 계수

또한 이용될 수 있다.

등식 (2)로부터 시작하여, 최적 저항이

및

에 종속함을 보여주는 것이 가능하다. 이것은 가속도(γ)에 종속하지 않고, 또한 변위(

)의 진폭에 직접 종속하지 않는다.

도 5는, 상부 그래프 상에서, 품질 인자(

)에 대하여, 그리고 각각의 주파수(

)에 대하여 최적 임피던스 매칭을 위해 획득되는, (

에 대하여 정규화된) 최대 전력의 진행을 보여준다. 이 진행은 여기서

및

를 갖는, 3 개의 서로 다른 결합 레벨들에 대응하는, 3 개의 곡선들에 의해 도시된다.

하부의 그래프는 이 회복된 전력 값들에 대응하는 정규화된 등가 저항을 나타낸다.

최적 저항은 가속도에 또는 변위의 진폭에 종속하지 않고 단지 매개변수들

,

및

에만 종속한다.

및

은 알려져 있다고 가정되기 때문에, 이때

및

를 결정하기에 충분하다. 그러므로 시스템은 최대 전력 지점 추적(MPPT, maximum power point tracking)에 의해 자체-조정하고, 이것은 최적 저항을 부여하는 다항식을 풀기에 충분하다. 이때 이로부터

를 통해, DC-DC 컨버터, 예를 들어 벅-부스트 차퍼의 PWM 제어 신호의 최적 듀티 사이클을 유도하는 것도 가능하다.

매개변수들(

및

)을 예측하기 위해, 제어 루프는 압전 전압 및 압전 전압 신호의 3차 하모닉의 실시간 예측의 측정에 기초한다.

도 6은, 이중-교류 타입(도 2에 도시된 바와 같은)의 또는 단순-교류 타입의 정류기에 있어서, 정류기(121)의 출력에서 획득되는 신호(

)(Vrect)의 형태를 보여준다.

1차 하모닉

일반 이론에 따르면, 본 발명에 따른 예측 프로세스를 이용하는 것에 의해,

- 단일-교류 정류기에 있어서의 신호(

)의 평균, 또는

- 이중-교류 정류기에 있어서의 전압 신호(

)의 1차 하모닉으로부터 시작하는 공진기의 움직임을 예측하는 것이 가능하다.

이 방법은 각각의 반복 단계에서, 명백한 해법 없이 비선형 등식을 푸는 것을 필수로 한다.

이러한 일 실시예에 있어서, 이중 정류기의 경우에 있어서, 예측 프로세스는 매개변수 Cp를 찾기 위한 수치 해법 연산(numerical resolution operation)을 포함하는데, 이때 각각의 계산 단계는 이하의 등식(Cp는 미지수로)을 푼다.

(3)

이때

는 압전 전압 신호의 1차 하모닉의 진폭이고 이때

은 측정 시간에서의 저항 값이다.

이 계산은 정확한 결과를 제공하는데, 이것은 연산 조건들 하에서 변환기의 실제 행동의 진행으로 작동 지점을 조정하는 것을 가능하게 해준다.

보다 상세하게는, 상당한 계산 전력이 이용가능한 구성에 있어서, 조정 시스템을 생성하는 것이 발명자들에 의해 제안된다.

3차 하모닉

하지만, 이 변수들 및 공진기의 변위 사이의 관계는 1차 하모닉에 있어서는 매우 복잡하고, 이 연산은 상당한 양의 계산 요구조건들을 생성하는데, 이것은 저에너지 소비 마이크로컨트롤러들의 이용과는 양립할 수 없다.

다른 한편, 발명자들은 공진기의 변위와 소정의 더 높은 차수의 하모닉들 사이의 관계는 선형이고 매우 단순하다고 결정하였다. 이 관계들은 등식 (1)로부터 그리고 도 6에 도시된 파형들로부터 시작하여 발견될 수 있다.

예를 들어, 현재의 바람직한 일 실시예에 있어서, 저전력 및 에너지 소비를 갖는 계산기의 경우에 있어서, 압전 전압의 3차 하모닉을 이용할 것을 제안한다.

따라서, 이중-교류 정류기의 경우에 있어서, 이하가 발견된다:

(4)

이때

는 압전 전압의 3차 하모닉의 진폭이다.

1보다 큰 차수의, 예를 들어 3의 차수의 하모닉에 있어서, 이 방법은 최소 계산을 필요로 하는 단순하고 명백한 표현을 통해 공진기의 움직임(진폭에 있어서 및 주파수에 있어서)의 예측을 획득하는 것을 가능하게 해준다. 이 움직임의 예측으로부터 시작하여, 고유 주파수(

)(선-특성화(50) 동안 결정되는)에 대한 지식 및 가속도의 측정과 결합하여, 이때 품질 인자를 예측하고, 최적 저항을 계산하고 이로써 최적 임피던스 매칭을 획득하기 위해 DC-DC 컨버터에 부과될 듀티 사이클을 계산하는 것이 가능하다.

바람직하게, 사용되는 하모닉들의 예측을 위한 절차는, 예를 들어 공개문서 K. H. Youssef A. El Zawawi and O. A. Sebakhy, "Recursive Least Squares Harmonic Identification in Active Power Filters," in Proceedings of the European Control Conference, Kos (Greece), 2007에 기술된 바와 같은, 회귀최소자승법(recursive least-squares method)이다.

이 절차는 구동 컨트롤러(14)를 생성하기 위한 마이크로컨트롤러들을 이용하는 경우에 있어서는 엄격한 제약들인, 적은 계산들 및 적은 메모리 모두를 필요로 하는 장점을 가진다. 이 예측 절차의 선택은 일 예이고, 다른 하모닉 예측 방법들 또한 이용될 수 있다.

여기에 설명되는 실시예는 이중 교류를 공급하는, 4개의 다이오드들을 갖는 정류기 브리지(121)를 이용한다.

하지만, 본 발명의 다른 선택적인 특징들에 독립적으로, 단일-교류 회로를 이용하는 것 또한 고려된다. 예를 들어 공간 요구조건을 제한하고, 또한 저전압 레벨에서 더 나은 전기 효율성을 제공하는 장점을 가진다.

몇몇의 실시예들에 있어서, 정류기 회로는 이중-교류이지만, 마이크로컨트롤러(140)는, 종종 저에너지 소비 마이크로컨트롤러들에 있어서의 경우와 같이, 양의 전압들을 측정하도록 제한되는 아날로그-디지털 컨버터(141)를 포함하는 종류이다.

이 경우에 있어서, 마이크로컨트롤러에 의해 측정되는 압전 전압의 파형은 단일-교류 정류기에 대하여 획득되는 것과 동일하고, 하나의 차이점은 임계 전압이

대신

라는 것이다. 이것은 전압(

)의 진동의 특성의 식별에는 영향을 미치지 않는다.

3보다 더 큰 차수의 다른 하모닉들 또한 선택된 하모닉에 대응하는 등식들로 해를 조정하는 것에 의해 본 발명의 맥락 내에서 이용될 수 있음에 유의해야 할 것이다.

DC-DC 컨버터의 제어의 최적 듀티 사이클의 계산

DC-DC 컨버터(123)에서 제어 등가 최적 저항은, 하나의 근이 실수이고 양인, 5차 다항식을 푸는 것에 의해 발견될 수 있다. 이 분자 다항식은 "r"에 대하여 등식 (2)를 유도하는 것에 의해 획득된다.

이 해법은, 최대 변위(x_m)의 예측이 수렴하는 때에, 한번 수행될 필요가 있다.

이 다항식은 결합 계수(

), 기계적 품질 인자(

), 및 진동들의 주파수와 공진기의 고유 주파수 사이의 비(

)에 종속한다.

공진기(101)의 선-특성화(50)는 서로 다른 여기의 레벨들에 대하여 이 계수들의 값을 결정하는 것을 가능하게 해주고, 또한 이 결과들은 그후 예를 들어 경험적으로 결정되는 단순 법칙에 의해 회복되거나 또는 테이블들에 저장되어, 시스템(14)에 의해 알려진다.

예측(526, 527)의 계산의 단계 동안, 컨트롤러(14)는 이때 이 계수들에 대하여 이전의 반복의 예측(524)의 계산 동안 획득된 진폭(

)에 대응하는 알려진 값을 선택한다.

다항식의 해법(526)은 단순한 그래디언트 방법(예를 들어 뉴튼-랩슨 타입의)으로 수행될 수 있다. 이 계산이 수행되기만 하면, 최적 듀티 사이클은 이때 결정될 수 있다(527).

그후, 예를 들어 비례(또는 비례-적분) 교정기(147)를 통과하는 것에 의해, 컨버터(123)에 적용되는 제어 신호(S148)는 듀티 사이클(δ)의 수렴 및 이 새로운 값(δn+1)으로의 조정을 획득하도록 변형되는데, 이것은 회복가능한 최대 전력을 다시 획득하는 것을 가능하게 해준다.

이 예에 있어서, 1μF의 평활 커패시터(122)가 선택된다. 이 그래프들은 일시적인 사이클, 그후 이 진동 주파수에 대한 최적 작동 지점에서의 안정화를 보여준다.

시간(t₂)에서, 원하는 듀티 사이클에 도달되기만 하면, DC-DC 컨버터(123)를 제어하는 PWM(148) 출력과는 별도로, 마이크로컨트롤러(140)는 정지된다.

새로운 조정 절차(51, 52, 53)를 위한 웨이크-업(511)은 예를 들어 문제의 응용에 따라서, 설계자에 의해 선택된 주파수에서 작동될 수 있다.

시뮬레이션 결과들

도 4는 조정의 가능성을 보여주는 일시적 사이클의 시뮬레이션들의 결과들(MATLAB/Simulink에서 수행되는)을 보여주는데, 이것은 이로써 최대 전력 지점에서의 제어 루프로 간주될 수 있다. 도 4c는 특성들(

,

,

,

및

), 주파수(

)에서 10m.s^-2 의 가속도 및

에서 초기에 설정되는 듀티 사이클의 공진기에 대한 알고리즘의 시작 후, 예측되는 변위 진폭(x_m)의 진행을 보여준다. 평활 커패시턴스(122)는 10μF로 설정된다. 비례 교정기의 이득은 10^-4로 설정된다.

도 4b에 도시된 바와 같이, t1과 t2 사이에 수행되는 조정 프로세스(53)는 점진적으로 듀티 사이클을 새로운 값

으로 가져가는데, 이것은 예측 프로세스(52) 동안 527에서 계산되었다.

도 4c 내지 도 4e에 있어서, 매개변수들(x_m 및 Cp)에 대하여 524에서, 그리고 매개변수(Q)에 대하여 525에서, 적색의 곡선은 전류 값을 나타내는 한편, 흑색의 곡선은 예측 프로세스(52) 동안 계산된 예측 값을 나타낸다.

초기 주기에서 t₀까지 동안, 이 시뮬레이션은 최적에 미치지 못하는 작동 사이클로, 즉 최대 전력을 가지도록 조정되지 않은 듀티 사이클로 시작한다. 이 시뮬레이션에 있어서, 초기 주기(t₀까지) 동안 매개변수들(x_m 및 Cp)에 대하여 사용되는 값들은 완벽한 예측들이라고, 즉 전류 값과 같다고 가정된다. 적색 곡선은 그후 이 주기에 대하여 흑색 곡선과 중첩된다.

시간(t₀)에서, 컨트롤러(14)는 t₁에서 종료되는 예측 절차(51, 52)를 착수한다.

시간(t₁)에서, 예측 프로세스(52)가 종료될 때, x_m 및 Cp에 대한 새로운 예측 값들은 저장되고 또한 다음 예측 주기까지 재계산되지 않을 것이다.

흑색 곡선은 이로써 t₁으로부터 시작하여 일정하고, 예측 오류들은 흑색 곡선들과 적색 곡선들 사이의 갭을 보는 것에 의해 알 수 있다.

t₁으로부터 시작하여, 예측들은 저장되고 그후 듀티 사이클(δ)은 알고리즘에 의해 결정되는 새로운 값(δ_n+1)까지 변형된다(53).

도 4c에서 알 수 있는 바와 같이, 한편으로, 진폭(x_m)에 대한 시뮬레이션에 의해 계산되는 전류 값은 더 큰 값에서 안정되기 위해 t₁ 후에 점진적으로 증가한다. 변위 진폭은 듀티 사이클이 변하기 때문에 달라지고, 이로써 부하의 등가 저항, 이에 따른 압전 전압도 달라진다. 강하게 결합된 시스템이 관련된다는 사실로 인해, 이 압전 전압의 변화는 또한 달라지는 변위에 반영된다. 이 경우에 있어서, 듀티 사이클은 감소되고, 이로써 균등 저항은 증가되고, 이에 따라 Vrect은 증가되는데, 이것은 전류가 정류기 브리지를 통과하는 주기들의 지속시간을 단축시키는 효과를 가진다. 주어진 변위에 대하여, 이때 더 적은 전기적 댐핑이 있는데; 이것은 변위를 증가시킨다.

전기 회로의 기계적 변위에 미치는 중요한 효과는 또한 테스트된 구성이 강한-결합 시스템(high-coupling system)이라는 사실을 보여준다. 변위에 있어서의 이 변화의 크기는 강한 결합에는 전형적이고, 이것은 이 예측 방법이 더 유용하도록 해주는데, 이것은 더 간단하고 또한 이로써 더 빠르게 그리고 더 자주 저에너지 소비를 가지고 수행될 수 있다.

예측된 x_m과 실제 x_m 사이의 갭은 매개변수들의 예측이 정지되기 때문에 t₁로부터 시작하여 증가한다.

이 편차(x_m)는 매개변수들(다른 작동 매개변수들/변환기의 효율성)이 x_m에 크게 종속하지 않는다면 문제는 아니다.

소정의 주기 이후에, 또는 x_m이 t₁에서 예측되고 저장된 값에 비하여 결정된 임계치보다 더 많이 변하는 매개변수의 검출 시, 컨트롤러는 예측 및 조정 절차의 새로운 반복을 재착수한다(59).

시간(t₂)으로부터 시작하여, 조정(53)이 수행되기만 하면, 도 4a에서 회복되는 전력은 사실상 최대화된다는 것에 유의해야 한다. 이 시뮬레이션에 있어서, 가속도계(15)는 t₀ (t=2.5s) 과 t₁ (t=3s) 사이에서만 전력 증대되고, 마이크로컨트롤러(140)은 t₀ (t=2.5s) 과 t₂ (t=4s) 사이에서만 전력 증대된다. 양 시간의 나머지에서는, 일정한 듀티 사이클에서 계속해서 전력 증대되고 컨버터(123)를 제어하는 PWM 생성기(148)와는 별도로, 전력이 감소된다. 이 2 개의 장치들(140, 15)은 다시 주기적으로 전력 증대될 수 있다. 2 개의 조정들(51, 52, 53) 사이의 짧은 주기(d2)는 더 많은 전력을 사용하지만 긴 주기보다 더 나은 가속도의 변화들(

및 Q)로 조정한다.

도 4a에서 전력은 t₁과 t₂ 사이에서 조정들의 프로세스(53) 동안 일시적으로 떨어지는 것을 볼 수 있는데, 이것은 이것이 최소가 아닌 단계 시스템이기 때문이다. 그후 초기 레벨(P_n)보다 더 큰 전력 레벨(P_n+1)에 도달할 때까지 증가를 시작한다.

회복되는 전력에 있어서의 증가는 이로써 이 방법이 에너지 수확을 개선시킨다는 것을 입증한다.

전체 최적화 프로세스 동안, 회로는 결코 파손되지 않고 생성되는 전력은 전체적으로 방해받지 않고, 이것은 예측이 부하 및 이에 따른 실제 조건 하에서 시스템에 관련되는 것을 허용함에 유의해야 할 것이다.

물론, 본 발명은 여기서 설명된 예들에 한정되지 않고 수많은 조정들이 본 발명의 범위를 넘지 않으면서 이 예들에 수행될 수 있다.

Claims (16)

1. 기계적 여기원으로부터 발생하는 기계적 진동들(10)의 영향 하에서 압전 공진기(101)를 형성하는, 압전 변환기(11)에 의해 생성되는 전기 에너지를 수확하기 위한 회로(12)를 구동하기 위한 방법(5)에 있어서,
   상기의 수확 회로는 컨버터(123)를 통해 DC 출력 전압(Vout)을 생성하기 위해, 상기 압전 변환기로부터 발생하는 압전 전압(Vp)으로 지칭되는 교류 전압을 수신하고, 이것은 상기 수확 회로(12) 내에 등가 저항(R)으로 지칭되는 임피던스를 존재시키기 위해, 적어도 하나의 구동 신호(S148)를 이용해 구동되고, 이 임피던스의 값은 상기 구동 신호에 종속하는 결정된 값의 전압을 결정하고,
   이 방법은 상기 압전 변환기(11) 및 상기 컨버터(13)에 전기적으로 작동가능하게 연결되는, 구동 컨트롤러(140)로 지칭되는 전자 컨트롤러에 의해, 예측 프로세스(51, 52)로 지칭되는 프로세스의 적어도 하나의 실현을 포함하고, 상기 예측 프로세스는 이하의 작동들:
   - 상기 압전 변환기와 상기 컨버터 사이에 위치되는 상기 수확 회로(12)의 일 부분에서, 전압(M11)을 측정하는 것에 의해, 제1 순간(t₁) 전 검출 주기(d0) 동안에서, 상기 압전 전압(Vp)에 의해 생성되는 압전 신호로 지칭되는 신호의 특성들의 검출(51);
   - 상기 검출된 특성들로부터 시작하여, 상기 압전 신호의 적어도 하나의 하모닉의 진폭(a_h, a1, a3)의 평가(523), 상기 하모닉은 1과 같거나 또는 이보다 큰 차수를 가지고;
   - 상기 구동 신호(S148)의 전류 값(δn)으로 지칭되는 값의 영향 하에서 상기 검출 주기(d0) 동안 생성되는 상기 진폭(a_h) 및 전류 등가 저항 값(Rn)으로 지칭되는 값으로부터 시작하여, 상기 컨버터에 적용되도록 조정의 계산(52), 상기 조정 계산(52)은 적어도:
   ○ 상기 제1 순간(t₁) 이후의 제2 순간(t₂)으로부터 시작하여 생성되는 새로운 등가 저항 값(Rn+1)으로 지칭되는 값의 계산, 및/또는
   ○ 상기 새로운 등가 저항(Rn+1)을 생성하도록 상기 컨버터(13)에 적용되는 새로운 제어 신호 값(δn+1)의 계산(527)을 포함하고;
   - 상기 새로운 값(δn+1)을 갖는 제어 신호(S148)의 상기 컨버터에의 적용(53, d1, d2)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 검출 단계(51)는 상기 변환기의 출력에 존재하는 형식으로 상기 전압 신호의 직접 측정(M11)에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는, 방법.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 컨버터(123)가 특히 다이오드들과 같은 양극성 방향 구성요소들에 의해, 상기 압전 전압(Vp)을 제어 없이 비동기적으로, 직접 또는 제어되지 않는 수동 정류 회로를 통해, 수신하는 수확 회로에서 구현되는 것을 특징으로 하는, 방법.
4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 조정 계산 단계(52)는 적어도:
   - 상기 계산된 하모닉 진폭(a3) 및 상기 전류 저항 값(Rn)으로부터 시작하여 수행되는, 상기 제1 순간(n)에서 상기 압전 변환기의 작동을 나타내는 최대 커패시턴스 값(Cp)의 계산(524);
   - 상기 압전 변환기를 위해 계산되거나(525) 또는 저장되는, 상기 최대 커패시턴스(Cp) 및 품질 인자(Q)의 값으로부터 시작하여 수행되는, 새로운 등가 저항(Rn+1)의 계산(526)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 최대 커패시턴스 값(Cp)의 계산의 단계(524)는 상기 검출 주기(d0) 동안 상기 압전 변환기(11)의 작동을 나타내는, 상기 변위 최대 진폭(x_m)의 값의 계산을 더 포함하고;
   상기 방법은 또한 전자 메모리로부터 수신(15)되거나 또는 판독되는 상기 변위 최대 진폭(x_m) 및 가속도 값(γ, 감마)로부터 시작하는 상기 품질 인자(Q)의 상기 값의 계산(525)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 압전 변환기에 의해 겪게 되는 가속도 값(γ)의, 상기 검출 주기(d0) 동안의 측정(15) 또는 판독을 더 포함하고;
   상기 조정 계산 단계(52)는 적어도:
   - 상기 계산된 하모닉 진폭(a3h) 및 상기 전류 저항 값(Rn)으로부터 시작하여, 최대 커패시턴스 값(Cp) 및 상기 검출 주기(d0) 동안 상기 압전 변환기(11)의 작동을 나타내는, 최대 변위 값(x_m)의 계산;
   - 상기 변위 최대 진폭(x_m) 및 상기 가속도 값(γ)으로부터 시작하여, 상기 압전 변환기(11)의 작동을 나타내는 품질 인자(Q)의 값의 계산(525), 및
   - 상기 최대 커패시턴스(Cp) 및 상기 품질 인자(Q)로부터 시작하여, 상기 새로운 등가 저항 값(Rn+1)의 계산을 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 하모닉의 평가(523) 단계는 적어도 회귀최소자승법에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는, 방법.
8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 진폭 평가의 단계(523)는 상기 압전 신호의 3차 하모닉의 진폭(a3)과 관련 있는, 예를 들어 3과 같거나 또는 이보다 큰 차수의, 특히 3과 동일한 차수만의, 하모닉들의 평가에만 관련 있는 것을 특징으로 하는, 방법.
9. 제 5 항 또는 제 6 항에 있어서, 상기 압전 변환기의 커패시턴스(524) 및 상기 품질 인자(525)의 계산 단계들은 이하의 연립 방정식:
   

   

   
   을 푸는 것에 의해 수행되고, 이때

   

   는 상기 압전 전압의 3차 하모닉의 진폭인 것을 특징으로 하는, 방법.
10. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 압전 변환기의 커패시턴스(524) 및 품질 인자(525)의 계산 단계들은 이하의 등식:
    

    

    
    을 푸는 것에 의해 수행되고, 이때

    

    는 상기 압전 전압의 1차 하모닉의 진폭이고 또한

    

    은 측정 시의 저항 값인 것을 특징으로 하는, 방법.
11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서, 자율 작동 주기 동안, 복수의 반복들을 포함하고, 그 각각은
    - 예측 프로세스(51, 52, d0);
    - 제어 루프로 지칭되는, 조정 프로세스(53, d1), 이것은 특히 비례 또는 비례-적분 타입의 교정 프로세스에 따라 관리되는 점진적 진행에 따라, 상기 예측 프로세스로부터 발생하는 상기 제어 신호(S148)의 새로운 값(δn+1)의 상기 컨버터에의 적용을 포함하고; 및
    - 명목상의 작동으로 지칭되는 프로세스(d2)를 포함하고, 이 프로세스 동안 상기 전자 컨트롤러(140)는 상기 새로운 제어 신호 값(δn+1)을 상기 컨버터(13)에의 공급(S148)을 계속하면서 스탠바이 모드에 있는 것을 특징으로 하는, 방법.
12. 기계적 여기원으로부터 발생하는 기계적 진동들(10)의 영향 하에서 압전 공진기(101)를 형성하는, 압전 변환기(11)에 의해 생성되는 전기 에너지를 수확하기 위한 회로(12)를 구동하기 위한 장치(14)에 있어서,
    상기의 수확 회로는 컨버터(13)를 통해 DC 출력 전압(Vout)을 생성하기 위해, 상기 압전 변환기로부터 발생하는 압전 전압(Vp)으로 지칭되는 교류 전압을 수신하고, 이것은 상기 회로 내에 등가 저항(R)으로 지칭되는 임피던스를 존재시키기 위해, 적어도 하나의 구동 신호(S148)를 이용해 구동되고(δ), 이 임피던스의 값은 상기 구동 신호에 종속하는 값의 컨버터의 작동 전압을 결정하고,
    상기 장치(14)는 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 따른 구동 방법(5, 140)의 모든 단계들을 구현하도록 프로그래밍되는 전자 구동 컨트롤러(140)을 포함하는, 장치.
13. 압전 공진기(101)로부터 발생하는 전기 에너지를 수확하기 위한 회로(12), 또는 상기 수확 회로를 공급하는 압전 공진기 및 이러한 전기 에너지 수확 회로를 포함하는 전기 에너지를 생성하기 위한 장치에 있어서,
    상기 수확 회로는 적어도:
    - 상기 압전 공진기로부터, 압전 신호를 형성하고 또한 정류된 전압(Vr)을 생성하는, 교류 압전 전압(Vp)을 수신하도록 연결되는 정류 스테이지(121);
    - 선택적으로, 상기 정류된 전압을 수신하는 중간 전기 에너지 저장 장치(13);
    - 출력 전압(Vout)을 공급하는 구동가능한 조절 컨버터(13)를 포함하고,
    상기 전기 에너지 수확 회로는 상기 압전 신호를 측정하고 상기 컨버터를 구동시키기 위해 연결되는 제 12 항에 따른 구동 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는, 회로.
14. 제 13 항에 있어서, 상기 컨버터(123)는 차핑에 의해 작동하고, 또한 펄스-폭 변조(δ)에 의해 구동(S148)되는 적어도 하나의 DC-DC 컨버터로 실현되는 것을 특징으로 하는, 회로.
15. 제 13 항 또는 제 14 항에 따른 전기 에너지 수확 회로(12), 및 상기 수확 회로를 공급하는 압전 공진기(101)를 포함하는 전기 에너지를 생성하기 위한 장치에 있어서,
    상기 장치는 또한 상기 여기원(100)에 의해 생성되는 가속도(γ)를 측정하도록 배치되는 적어도 하나의 가속도계(15)를 포함하고,
    상기 수확 회로의 구동 컨트롤러(140)는 상기 가속도 측정을 수신하도록 연결되고,
    상기 컨트롤러는 제 6 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 따른 구동 방법(5)의 모든 단계들을 구현하도록 배치되는 것을 특징으로 하는, 장치.
16. 전기 또는 전자 장치(1)에 있어서, 상기 전기 또는 전자 장치(1)의 물질 환경에 의해 제공되는 진동 기계적 여기(10)의 영향 하에서, 자율적인 전기 공급 또는 추가적인 전기 공급을 제공하도록 배치되는, 제 12 항에 따른 구동 장치, 또는 제 13 항 또는 제 14 항에 따른 수확 회로, 또는 제 15 항에 따른 전기 에너지를 생성하기 위한 장치를 포함하는, 전기 또는 전자 장치.

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