KR20190085492A

KR20190085492A - 위상을 검출하는 집적된 멀티 채널 rf 회로

Info

Publication number: KR20190085492A
Application number: KR1020190003115A
Authority: KR
Inventors: 니엘스 크리스토퍼스; 빈센조 피오레; 베른하르드 지스토에텐바우어; 헬무트 콜만; 알렉산더 멜저; 알렉산더 오닉; 요헨 오 슈라테넥커; 라이네르 스툴베르게르; 마티아스 지노에커
Original assignee: 인피니언 테크놀로지스 아게
Priority date: 2018-01-10
Filing date: 2019-01-10
Publication date: 2019-07-18
Also published as: US20190214724A1; JP3222075U; DE102018112092A1; US11837797B2; CN110018446A; KR102197588B1; CN110018446B; US20210391650A1; US11158944B2

Abstract

여기에 회로가 설명된다. 일실시예에 따르면, 회로는 2 이상의 RF 채널을 포함하고, 각각의 채널은 입력 노드, 위상 시프터, 출력 노드를 포함한다. 각각의 채널은 입력 노드에서 RF 발진기 신호를 수신하고 출력 노드에서 RF 출력 신호를 제공하도록 구성된다. 회로는 RF 채널의 출력과 연결되고, RF 출력 신호의 결합을 나타내는 결합된 신호를 생성하도록 구성된 RF 결합기 회로와, 믹서를 포함하고, 결합된 신호를 수신하고 RF 기준 신호를 이용하여 결합된 신호를 다운 변환하도록 구성된 모니터 회로를 더 포함한다. 따라서, RF 출력 신호의 위상에 의존하는 믹서 출력 신호가 생성된다.

Description

위상을 검출하는 집적된 멀티 채널 RF 회로{INTEGRATED MULTI-CHANNEL RF CIRCUIT WITH PHASE SENSING}

본 개시는 무선 주파수(RF 회로) 분야에 관한 것으로서, 특히 멀티 RF 출력 채널을 갖는 멀티 채널 RF 회로에 관한 것이다.

레이더 범위 센서 및 속도 센서와 같은 최근의 레이더 디바이스는, 소위 모노리식(monolithic) 마이크로파 집적 회로(MMIC)에 집적될 수 있다. 레이더 센서는, 예를 들어, 자동차 분야에서 적용될 수 있는데, 여기에서, 예를 들어 "적응형 크루즈 컨트롤(Adaptive Cruise Control: ACC)" 또는 "레이더 크루즈 컨트롤(radar cruise control)" 시스템과 같은 소위 첨단 운전자 지원 시스템(advanced driver assistance system: ADAS)에 이용될 수 있다. 이러한 시스템은 자동차의 속도를 자동으로 조정하여 전방에서 주행 중인 다른 자동차로부터 안전한 거리를 유지하는 데 이용될 수 있다. 그러나, RF 회로는 RF 통신 시스템과 같은 많은 다른 분야에서도 이용된다.

레이더 MMIC(때로 단일 칩 레이더라고 불림)는 레이더 트랜시버의 RF 프런트엔드(frontend)(예를 들어, 국부 발진기, 전력 증폭기, 저잡음 증폭기(low-noise amplifier: LNA), 믹서 등)의 모든 핵심 기능, 중간 주파수(intermediate frequency: IF) 또는 기저 대역 신호의 아날로그 전처리(예를 들어, 필터, 증폭기 등) 및 아날로그-디지털 변환을 하나의 단일 패키지에 통합할 수 있다. RF 프런트엔드는, 특히 빔 조종 기술, 위상 안테나 어레이 등이 이용되는 애플리케이션에서, 일반적으로 복수의 수신 및 전송 채널을 포함한다. 레이더 애플리케이션에서, 위상 안테나 어레이는 들어오는 RF 레이더 신호의 입사각("Direction of Arrival", DOA라고도 함)을 검출하는데 이용될 수 있다.

예를 들어, 레이더 신호를 방사하기 위해 위상 안테나 어레이를 이용할 때, 각각의 출력 채널에 의해 유발된 위상 시프트 및/또는 진폭 이득을 알아야 할 필요가 있다.

여기에 회로가 설명된다. 일실시예에 따르면, 회로는 2개 이상의 RF 채널을 포함하며, 각각의 채널은 입력 노드, 위상 시프터 및 출력 노드를 포함한다. 각각의 채널은 입력 노드에서 RF 발진기 신호를 수신하고 출력 노드에서 RF 출력 신호를 제공하도록 구성된다. 회로는 RF 채널의 출력과 연결되고 RF 출력 신호의 결합을 나타내는 결합된 신호를 생성하도록 구성된 RF 결합기 회로와, 믹서를 포함하고 결합된 신호를 수신하고 RF 기준 신호를 이용하여 결합된 신호를 다운 변환하도록 구성된 모니터 회로를 더 포함한다. 따라서 RF 출력 신호의 위상에 의존하는 믹서 출력 신호가 생성된다.

다른 실시예에 따르면, 회로는 하나 이상의 RF 채널을 포함하고, 각각의 채널은 입력 노드와 출력 노드를 포함하고, 입력 노드에서 RF 발진기 신호를 수신하고 출력 노드에서 RF 출력 신호를 제공하도록 구성된다. 회로는 RF 기준 신호와 RF 출력 신호를 나타내는 RF 테스트 신호를 혼합하여 믹서 출력 신호를 생성하도록 구성된 믹서를 포함하는 모니터 회로를 더 포함한다. 아날로그-디지털 컨버터는 샘플링된 값의 시퀀스를 제공하기 위해 믹서 출력 신호를 샘플링하도록 구성된다. 회로는 아날로그-디지털 컨버터에 연결되고, 하나 이상의 위상 시프터를 이용하여 RF 테스트 신호 및 RF 기준 신호 중 적어도 하나를 위상 시프트시킴으로써 위상 오프셋의 시퀀스를 제공하고, 샘플링된 값의 시퀀스로부터 스펙트럼 값을 계산하고, 스펙트럼 값에 기초하여 RF 출력 신호의 위상을 나타내는 예측된 위상 정보를 계산하도록 구성된다.

또한, 여기에 방법이 설명된다. 일실시예에 따르면, 방법은 RF 발진기 신호를 수신하는 단계 및 RF 발진기 신호를 RF 회로의 2 이상의 RF 채널에 제공하는 단계를 포함하며, 각각의 채널은 RF 발진기 신호에 기초하여 RF 출력 신호를 생성하고, 각각의 RF 출력 신호는 진폭 및 위상을 갖는다. 방법은 RF 출력 신호의 결합을 나타내는 결합된 신호를 생성하고 믹서에 공급된 RF 기준 신호를 이용하여 결합된 신호를 다운 변환하는 단계를 더 포함하며, 믹서 출력 신호는 다운 변환된 신호이다. 또한, 방법은 믹서 출력 신호를 처리하여 RF 출력 신호의 진폭 및/또는 위상을 나타내는 예측된 값을 얻는 단계를 포함한다.

또 다른 실시예에 따르면, 방법은 RF 테스트 신호를 레이더 송신기 회로에 제공하는 단계 및 레이더 송신기 회로의 RF 출력 신호를 나타내는 RF 테스트 신호와 RF 기준 신호를 혼합하여 믹서 출력 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 방법은 위상 오프셋의 시퀀스로부터 위상 오프셋을 선택하는 단계와 RF 테스트 신호 및 RF 기준 신호 중 적어도 하나를 위상 시프트시킴으로써 선택된 위상 오프셋을 적용하는 단계를 반복적으로 수행하는 것을 더 포함한다. 믹서 출력 신호는 샘플링되어 위상 오프셋의 대응하는 시퀀스와 연관된 샘플링된 값의 시퀀스를 생성하고, 샘플링된 값의 시퀀스로부터 스펙트럼 값이 계산된다. 스펙트럼 값에 기초하여, RF 출력 신호의 위상을 나타내는 예측된 위상 정보가 계산될 수 있다.

또한, 여기에는 레이더 마이크로파 집적 회로(MMIC)가 설명된다. 일실시예에 따르면, 레이더 MMIC는 2 이상의 송신 채널을 포함하며, 각각의 송신 채널은 입력 노드, 위상 시프터 및 출력 노드를 포함한다. 각각의 송신 채널은 입력 노드에서 RF 발진기 신호를 수신하고 출력 노드에서 RF 출력 신호로서 주파수 변조된 RF 레이더 신호를 제공하도록 구성된다. MMIC는 RF 채널의 출력과 연결되고 RF 출력 신호의 결합을 나타내는 결합된 신호를 생성하도록 구성된 RF 결합기 회로, 및 믹서를 포함하고 결합된 신호를 수신하고 RF 기준 신호를 이용하여 결합된 신호를 다운 변환하는 모니터 회로를 더 포함한다. 따라서 RF 출력 신호의 위상에 의존하는 믹서 출력 신호가 생성된다.

발명은 다음의 도면 및 설명을 참조하여 더 잘 이해될 수 있다. 도면의 컴포넌트가 반드시 축척이 맞는 것은 아니고, 대신 발명의 원리를 설명하는데 중점을 둔다. 또한, 도면에서, 동일한 참조 번호는 대응하는 부분을 가리킨다.
도면에서,
도 1은 거리 및/또는 속도 측정을 위한 FMCW 레이더 시스템의 동작 원리를 도시하는 도면이다.
도 2는 FMCW 레이더 시스템에서 이용되는 RF 신호의 주파수 변조를 도시하는 2개의 타이밍도를 포함한다.
도 3은 FMCW 레이더 디바이스의 기본 구조를 도시하는 블록도이다.
도 4는 도 3의 FMCW 레이더 디바이스에 포함될 수 있는 아날로그 RF 프런트엔드의 일례를 도시하는 회로도이다.
도 5는 RF 회로의 2개 이상의 RF 채널에 의해 유발된 위상 지연 및 이득을 검출하는데 이용될 수 있는 모니터 회로의 일례를 도시하는 블록도이다.
도 6은 여기에 설명된 실시예에 따른 회로를 이용하여 멀티 채널 RF 회로의 RF 출력 신호의 위상 및 신호 진폭을 측정하는 측정 시퀀스의 일례를 도시하는 도면이다.
도 7은 도 5의 회로의 목적 및 기능을 더 자세히 설명하는 타이밍도를 포함한다.
도 8은 도 5의 예에 대한 하나의 예시적 구현예를 도시하는 블록도이다.
도 9는 복수의 RF 출력 신호를 제공하는 복수의 RF 채널, RF 출력 신호의 위상 및 진폭을 검출하는데 이용될 수 있는 모니터 회로, 및 모니터 회로에 의해 수행될 수 있는 측정 시퀀스를 제어하는 제어 회로를 포함하는 RF 회로의 일반적인 예를 도시하는 블록도이다.
도 10a 및 도 10b는 도 1의 RF 회로에서 RF 출력 채널의 위상이 이에 따라 하나의 측정 사이클 동안 연속적으로 반전될 수 있는 하나의 방식을 설명하는 수학식을 도시한다.
도 11a 및 11b는 도 1의 RF 회로에서 RF 출력 채널의 위상이 이에 따라 하나의 측정 사이클 동안 연속적으로 반전될 수 있는, 도 10a 및 도 10b의 방식과 동등한 다른 방식을 설명하는 수학식을 도시한다.
도 12는 상이한 RF 채널의 RF 출력 신호의 진폭 및 위상을 측정하는 하나의 예시적 방법을 도시하는 흐름도이다.
도 13은 RF 회로의 2 개 이상의 RF 채널에 의해 발생된 위상 지연 및 이득을 연속적으로 감지하는데 이용될 수 있는 모니터 회로의 또 다른 예를 도시한 블록도이다.
도 14는 대응하는 스펙트럼 값을 계산하기 위해 이용된 측정된 값의 시퀀스 및 대응하는 가중 인자의 제 1 예를 도시하는 도면을 포함한다.
도 15는 대응하는 스펙트럼 값을 계산하기 위해 이용된 측정된 값의 시퀀스 및 대응하는 가중 인자의 제 2 예를 도시하는 도면을 포함한다.
도 16 및 도 17은 측정된 값의 시퀀스를 얻을 때 이용되는 상이한 위상 시프터 설정을 갖는 테이블을 포함한다.

이하에서는 본 발명의 실시예를 레이더 송신기 또는 트랜시버의 맥락에서 설명한다. 그러나, 본 발명은, 예를 들어, RF 통신 디바이스의 RF 트랜시버와 같은 레이더와는 다른 애플리케이션에도 적용될 수 있음을 알아야 한다. 사실, 복수의 RF 채널을 갖는 거의 모든 RF 회로는 여기에서 설명된 개념을 이용할 수 있다.

도 1은 종래의 주파수 변조 연속파(frequency-modulated continuous-wave: FMCW) 레이더 시스템(1)을 도시한다. 이 예에서, 별개의 송신(TX) 안테나(5) 및 수신(RX) 안테나(6)가 각각 이용된다. 그러나, 단일 안테나를 이용할 수 있고, 이 경우 송신 안테나와 수신 안테나가 물리적으로 동일(모노스태틱 레이더 구성)함을 알아야 한다. 송신 안테나는, 예를 들어, 주기적인 선형 주파수 램프 신호(주파수 스위프(sweep) 또는 처프(chirp) 신호라고도 함)에 의해 주파수 변조된 RF 신호(s_RF(t))를 연속적으로 방사한다. 송신된 신호(s_RF(t))는 레이더 디바이스의 측정 범위 내의 레이더 채널에 위치하는 타겟(T)에서 후방 산란된다. 후방 산란된 신호(y_RF(t))는 수신 안테나(6)에 의해 수신된다. 도시된 예에서, 후방 산란된 신호는 y_RF(t)로 표시된다.

도 2는 전술한 신호(s_RF(t))의 주파수 변조를 도시한다. 도 2의 첫 번째 도면에 도시된 것과 같이, 신호(s_RF(t))는 "처프(chirp)"의 시리즈, 즉 증가하는(업-처프) 또는 감소하는(다운-처프) 정현파로 구성될 수 있다. 본 예에서, 처프의 순간 주파수(f(t))는 정의된 시간 범위(T_RAMP)(도 2의 두 번째 도면 참조)에서 시작 주파수(f_START)로부터 정지 주파수(f_STOP)까지 선형적으로 증가한다. 이러한 처프는 선형 주파수 램프라고도 한다. 도 2에는 3개의 동일한 선형 주파수 램프가 도시된다. 그러나, 파라미터(f_START, f_STOP, T_RAMP)와 개별 주파수 램프 사이의 휴지기는 레이더의 실제 구현 및 레이더 디바이스의 용도에 따라 달라질 수 있다는 점을 알아야 한다. 실제로, 주파수 변화는, 예를 들어, 선형(선형 처프, 주파수 램프), 지수(지수 처프) 또는 쌍곡선(쌍곡선 처프)일 수 있다.

도 3은 레이더 디바이스(1)(레이더 센서)의 예시적 구성을 도시하는 블록도이다. 유사한 구조가, 예를 들어, 무선 통신 시스템과 같은 다른 애플리케이션에 이용되는 RF 트랜시버에서도 또한 발견될 수 있음을 알아야 한다. 따라서, 모노리식 마이크로파 집적 회로(MMIC)에 집적될 수 있는 RF 프런트엔드(10)에 적어도 하나의 송신 안테나(5)(TX 안테나) 및 적어도 하나의 수신 안테나(6)(RX 안테나)가 연결된다. RF 프런트엔드(10)는 RF 신호 처리에 필요한 모든 회로 컴포넌트를 포함할 수 있다. 이러한 회로 컴포넌트는, 예를 들어, 국부 발진기(local oscillator: LO), RF 전력 증폭기, 저잡음 증폭기(low noise amplifier: LNA), 랫레이스 커플러(rat-race coupler) 및 순환기(circulator)와 같은 방향성 커플러 및 RF 신호(예를 들어, 수신된 신호((y_RF(t))), 도 1 참조)를 기저 대역 또는 중간 주파수(IF) 대역으로 다운 변환하는 믹서를 포함할 수 있다. 단일 안테나 대신 안테나 어레이가 이용될 수 있음을 알아야 한다. 설명된 예에서는 분리형 RX 및 TX 안테나를 갖는 바이스태틱(또는 의사-모노스태틱) 레이더 시스템을 도시한다. 모노스태틱 레이더 시스템의 경우, 단일 안테나 또는 단일 안테나 어레이를 이용하여 전자기(레이더) 신호를 수신 및 송신할 수 있다. 이 경우, 방향성 커플러(예를 들어, 순환기)가 레이더 채널로부터 수신된 RF 신호와 레이더 채널로 송신될 RF 신호를 분리하는데 이용될 수 있다. 실제로, 레이더 시스템은 수시로 레이더 에코가 수신되는 방향(direction of arrival: DoA)의 측정을 허용하는 여러 개의 송신(TX) 및 수신(RX) 채널을 포함한다.

주파수 변조 연속파(FMCW) 레이더 시스템의 경우에, TX 안테나(5)에 의해 방사된 송신된 RF 신호는 약 20GHz(예를 들어, 24GHz) 내지 100GHz(예를 들어, 자동차 애플리케이션에서 77GHz)의 범위에 있다. 전술한 것과 같이, RX 안테나(6)에 의해 수신된 RF 신호(y_RF(t))는 레이더 에코, 즉, 소위 레이더 타겟에서 후방 산란된 신호를 포함한다. 수신된 RF 신호(y_RF(t))는 기저 대역(또는 IF 대역)으로 다운 변환되고, 기본적으로 기저 대역 신호의 필터링 및 증폭을 포함하는 아날로그 신호 처리(도 3 참조, 기저 대역 신호 처리 체인(20))를 이용하여 기저 대역에서 추가로 처리된다. 기저 대역 신호는 하나 이상의 아날로그-디지털 컨버터(analog-to-digital converter: ADC)(30)를 이용하여 최종적으로 디지털화되고, 디지털 도메인에서 추가로 처리된다(도 3 참조, 예를 들어, 디지털 신호 프로세서(DSP, 40)에서 구현된 디지털 신호 처리 처리 체인). 전체 시스템은 적절한 펌웨어를 실행하는 마이크로컨트롤러와 같은 프로세서를 이용하여 적어도 부분적으로 구현될 수 있는 시스템 제어기(50)에 의해 제어된다. RF 프런트엔드(10) 및 아날로그 기저 대역 신호 처리 체인(20)(및 선택적으로 ADC(30))은 단일 MMIC에 집적될 수 있다. 그러나, 일부 애플리케이션에서는, 일부 컴포넌트가 둘 이상의 집적 회로 사이에 분산될 수도 있다.

도 4는 도 3에 도시된 레이더 센서에 포함될 수 있는 RF 프런트엔드(10)의 하나의 예시적 구현예를 도시한다. 도 4는 RF 프런트엔드의 기본 구조를 도시한 단순화된 회로도임을 알아야 한다. 실제로 애플리케이션에 많이 의존할 수 있는 실제 구현예는, 물론 훨씬 복잡하고 여러 개의 RX 및/또는 TX 채널을 포함한다. RF 프런트엔드(10)는, 도 2를 참조하여 전술한 것과 같이, 주파수 변조될 수 있는 RF 신호(s_LO(t))를 생성하는 국부 발진기(101, LO)를 포함한다. 신호(s_LO(t))는 LO 신호라고도 불린다. 레이더 애플리케이션에서, LO 신호는 일반적으로 초고주파(Super High Frequency: SHF) 또는 극고주파(Extremely High Frequency: EHF) 대역에 있고, 예를 들어, 자동차 애플리케이션에서는 76GHz와 81GHz 사이에 있다.

LO 신호(s_LO(t))는 송신 신호 경로와 수신 신호 경로에서 처리된다. TX 안테나(5)에 의해 방사되는 송신 신호(s_RF(t))(나가는 레이더 신호)는, 예를 들어, RF 전력 증폭기(102)를 이용하여, LO 신호(s_LO(t))를 증폭함으로써 생성된다. 증폭기(102)의 출력은 TX 안테나(5)에 연결된다. RX 안테나(6)에 의해 제공되는 수신된 신호(y_RF(t))(들어오는 레이더 신호)는 믹서(104)에 제공된다. 본 예에서, 수신된 신호(y_RF(t))(즉, 안테나 신호)는 RF 증폭기(103)(이득 g)에 의해 사전 증폭되어, 믹서는 그 RF 입력 포트에서 증폭된 신호(g·y_RF(t))를 수신한다. 믹서(104)는 그 기준 입력 포트에서 LO 신호(s_LO(t))를 더 수신하고, 증폭된 신호(g·y_RF(t))를 기저 대역으로 다운 변환하도록 구성된다. 믹서의 출력에서 산출된 기저 대역 신호는 y_BB(t)로 표시된다. 기저 대역 신호(y_BB(t))는, 바람직하지 않은 측파대(side band) 및 영상 주파수를 제거하는 하나 이상의 필터(예를 들어, 대역 통과(band-pass)(21)) 및 증폭기(22)와 같은 하나 이상의 증폭기를 기본적으로 포함하는 아날로그 기저 대역 신호 처리 체인(20)(도 3 참조)에 의해 더 처리된다. 아날로그-디지털 컨버터(도 3 참조)에 공급될 수 있는 아날로그 출력 신호는 y(t)로 표시된다. 디지털화된 출력 신호(디지털 레이더 신호)의 디지털 후처리를 위한 다양한 기술(예를 들어, 거리 도플러 분석)이 알려져 있으므로, 여기에서 더 이상 설명하지 않는다.

본 실시예에서, 믹서(104)는 RF 신호(g·y_RF(t))(증폭된 안테나 신호)를 기저 대역으로 다운 변환한다. 각각의 기저 대역 신호(믹서 출력 신호)는 y_BB(t)로 표시된다. 다운 변환은 단일 단계(즉, RF 대역에서 기저 대역으로) 또는 하나 이상의 중간 단계(RF 대역에서 IF 대역으로, 이어서 기저 대역으로)를 통해 이루어질 수 있다. 도 4의 예를 보면, 레이더 측정의 품질은 LO 신호(s_LO(t))의 품질에 크게 의존할 것임은 명백하다. 낮은 위상 잡음과 가파르고 높은 선형 주파수 램프는 LO 신호(s_LO(t))의 바람직한 특성이다.

도 5는 복수의 RF 출력 신호를 생성하는 복수의 RF 채널을 갖는 RF 회로의 일례를 나타내는 블록도이다. 본 예에서, 레이더 센서의 2개의 송신 채널(TX01, TX02)은 하나의 예시적 애플리케이션으로서 고려된다. 이 개념은 c개의 채널을 갖는 시스템으로 일반화할 수 있다. 그러나, 더 나은 이해를 위해, 2개의 채널(TX01, TX02)을 갖는 하나의 예시적 실시예가 도 5 내지 도 8 및 수학식 1 내지 수학식 22를 참조하여 먼저 설명되고, 도 9 내지 도 11 및 수학식 23 및 수학식 24는 c개의 채널(TX01, TX02, TXc)을 갖는 일반적인 실시예에 관한 것이다. 또한, 후술하는 개념은 레이더 이외의 다른 애플리케이션에 용이하게 채용될 수 있음을 알 수 있다. 또한, 도 5의 회로는 3개 이상의 채널로 용이하게 확장될 수 있음을 알아야 한다(도 7 참조). 본 예에서, 각각의 채널(TX01, TX02)은 그 입력에서 국부 발진기(예를 들어, 도 4의 국부 발진기(101) 참조)로부터 제공될 수 있는 RF 발진기 신호(s_LO(t))를 수신하도록 구성된다. 각각의 채널(TX01, TX02)은 채널에 의해 발생된 전체적인 위상 지연을 처리하기 위한 위상 시프터(105)를 포함할 수 있다. 채널(TX01, TX02)의 RF 출력 신호는 각각 s_TX01(t) 및 s_TX02(t)로 표시된다. 각각의 채널(TX01, TX02)에서, 입력으로부터 출력으로의 신호 경로는 위상 지연을 유발할 수 있는 하나 이상의 회로 컴포넌트와 신호 라인을 포함한다. 결과적으로 출력 신호는 다음과 같이 쓸 수 있다.

(1)

(2)

여기서, 변수(A_TX01, A_TX02)는 RF 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t))의 진폭을 나타내고, 주파수(f_LO)는 RF 발진기 신호(s_LO(t))의 주파수이다. 위상(φ_TX01, φ_TX02)은 각각 위상 시프터(105)를 고려하지 않고 채널(TX01, TX02)에 의해 유발된 위상 지연을 나타내고, Δφ_TX01 및 Δφ_TX02는 위상 시프터(105)에 의해 유발된 추가의 위상 시프트를 표시한다.

이 시점에서, 위상(φ_TX01, φ_TX02)과 진폭(A_TX01, A_TX02)은 시스템의 동작 조건에 크게 의존한다는 것을 알아야 한다. 예를 들어, 채널(TX01, TX02) 중 어떤 채널이 활성인지에 따라, 칩(예를 들어, MMIC)의 온도는 활성 채널에서 발생된 전력 손실로 인해 변할 것이다. 두 채널(TX01, TX02)이 모두 활성이면(즉, RF 신호를 출력할 때), 온도는 하나의 채널(TX01 또는 TX02)만 활성인 경우에 비해 훨씬 더 높을 것이다. RF 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t))의 진폭 및 위상은 온도에 따라 달라진다. 예를 들어, (진폭 및 위상 측정의 결과가 적용되는) 빔 형성 애플리케이션에서, 채널(TX01, TX02)의 모든 채널이 활성(전송 중)이면, 이로 인해 온도가 특정한 값으로 상승하고, 그리고 특정한 진폭 및 위상 값이 된다. 채널 중 하나(TX01 또는 TX02)만 활성인 구성에서 측정된 진폭 및 위상 값의 시프트는 하나의 채널만이 활성인 구성은 빔 형성 애플리케이션과 유사하지 않기 때문에 다르고, 따라서 정확하지 않을 것이다. 따라서, 두 채널이 모두 활성인 상태에서 진폭 및 위상 값을 측정할 수 있도록 하는 것이 중요할 수 있다.

전술한 것과 같이, 각각의 채널(TX01, TX02)은 RF 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t))의 위상에 영향을 미치는 추가의 위상 시프트 값(Δφ_TX01, Δφ_TX02)(위상 지연)을 생성하도록 구성된 위상 시프터(105)를 포함한다. 또한, 각각의 채널(TX01, TX02)은 RF 증폭기(102)(예를 들어, 전력 증폭기(power amplifier: PA))를 포함할 수 있다. 이 경우, RF 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t))의 진폭(A_TX01, A_TX02)은 RF 증폭기(102)의 이득에 의존한다. 하나의 특정 예에 따르면, 위상 시프터(105)는 IQ 변조기(In-Phase/Quadrature 변조기, Quadrature 변조기라고도 함)를 이용하여 구현될 수 있다. 위상 시프트 값(Δφ_TX01, Δφ_TX02)을 나타내는 디지털 값을 IQ 변조기에서 처리될 수 있는 아날로그 신호로 변환하기 위해 디지털-아날로그 컨버터(도시되지 않음)가 이용될 수 있다.

(예를 들어, 시스템 제어기(50) 또는 레이더 센서에 관한, 도 3 참조) 일부 애플리케이션에서는, 상이한 채널의 RF 출력 신호의 (예를 들어, 서로에 대해 또는 기준 위상에 대해 상대적인) 위상을 아는 것이 바람직할 수 있다. 예를 들어, 채널(TX01, TX02)은 레이더 센서 디바이스의 송신 채널일 수 있고, RF 출력 신호의 위상은 원하는 방사 각도를 얻기 위해 특정 값들로 조정될 수 있다. 채널(TX01, TX02)에 포함된 회로 컴포넌트(예를 들어, 증폭기(102))에 의해 유발된 절대 위상 지연이 온도 의존적일 수 있고 생산 공차 및 노화를 겪을 수도 있기 때문에, 각각의 위상(φ_TX01 및 φ_TX02)은 튜닝 또는 모니터링될 필요가 있고, 이는 채널(TX01, TX02)에 포함된 위상 시프터(105)에 의해 수행될 수 있다. RF 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t))의 위상(φ_TX01, φ_TX02)을 모니터링할 수 있도록 하기 위해, 모니터 회로(150)(예를 들어, 위상 시프터(106) 및 믹서(107)를 포함, 도 5 참조)가 제공되어 위상(φ_TX01, φ_TX02)을 검출하고 발생할 수 있는 위상의 부적절한 조정을 검출하는데 이용된다. 측정된 위상(φ_TX01, φ_TX02)이 원하는 설정으로부터 벗어나는 경우, 위상 시프터(105)는 추가적인 위상 시프트(Δφ_TX01, Δφ_TX02)를 추가함으로써 편차를 보상하는데 이용될 수 있다.

도 5에 도시된 예에서, RF 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t))는 탭핑되어 RF 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t))를 결합하도록 구성될 수 있는 RF 결합기 회로(110)에 제공된다. 예를 들어, 결합된 신호(s_SUP(t))는 다음과 같은 RF 출력 신호의 중첩일 수 있다.

(3)

여기서 g_SUP는 정의된 이득(일반적으로 1보다 현저히 작음)이다. 그러나, 현재로서는 일반성을 잃지 않은 범위에서 g_SUP은 1이라고 가정할 수 있으며, 따라서 결합된 신호는 다음과 같이 쓸 수 있다.

(4)

모니터 회로(150)는, 그 RF 포트에서 결합된 신호(s_SUP(t))를 수신하고 RF 발진기 신호(s_LO(t))를 이용하여 결합된 신호(s_SUP(t))를 다운 변환하도록 구성된 믹서(107)를 포함한다. 본 실시예에서, 모든 RF 신호는 동일한 주파수(f_LO)를 가지므로, 믹서 출력 신호는 RF 출력 신호 (s_TX01(t), s_TX02(t))의 위상(φ_TX01 + Δφ_TX01, φ_TX02 + Δφ_TX02)에 의존하는 DC 값(s_DC(t))이 될 것이다. 본 실시예에서, 믹서(107)는 RF 발진기 신호(s_LO(t))의 위상 시프트된 버전을 수신하고, 위상 시프트된 발진기 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.

(5)

여기서 A_TSG는 알려진 신호 진폭이고, φ_TSG는 믹서(107)의 기준 포트에서 수신된 신호(s_TSG(t))의 위상이다. 위상(φ_TSG)은 믹서(107)의 기준 포트에 연결된 위상 시프터(106)에 의해 설정될 수 있다. 다른 실시예에서, 신호(s_TSG(t))의 주파수(f_TSG)는 f_LO와 다를 수 있으며(즉, f_TSG ≠ f_LO), 그 결과 믹서 출력 신호는 DC 신호가 아니라, 차이(f_{LO -}f_TSG)에 대응하는 주파수(f_IF)를 갖는 중간 주파수(intermediate frequency: IF) 신호(s_IF(t))이다.

일반성을 잃지 않은 범위에서, 진폭(A_TSG)을 2라고 가정하면, 상이한 진폭은 측정된 신호 진폭의 각각의 스케일링을 유발할 뿐이다. 수학식 4 및 수학식 5와 A_TSG = 2를 이용하면, 믹서(107)의 출력 포트에서 제공되는 믹서 출력 신호(s_DC(t))는 다음과 같이 표현될 수 있다.

(6)

여기서, 2배의 주파수(2f_LO, 각 주파수 4πf_LO)로 발진하는 것을 나타내는 피가수(summand)는 믹서 대역폭 외부에 있으므로 무시할 수 있다. 따라서, 믹서 출력 신호(s_DC(t))는 다음과 같이 쓸 수 있다.

(7)

따라서, 믹서 출력 신호는 위상차(φ_TSG - φ_TX01 - Δφ_TX01, φ_TSG - φ_TX02 - Δφ_TX02)의 코사인과 진폭(A_TX01, A_TX02)에 의존하는 DC 신호이다. 일반성을 잃지 않은 범위에서, 믹서 출력 신호(s_DC(t))의 후술된 측정에 대해, 위상 시프트 값(Δφ_TX01, Δφ_TX02)은 0 또는 π rad, 즉 0도 또는 180도인 것으로 가정된다. 여기에 설명된 예에 따르면, 측정은 샘플링 시간(t_k,0, t_k,l 및 t_k,2)에 믹서 출력 신호(s_DC(t))의 이산 샘플을 획득함으로써 이루어질 수 있다. 인덱스(k)는 측정 사이클(k = 1, 2, 3, ...)을 표시한다.

믹서 출력 신호(s_DC(t))의 측정된 DC 값(샘플링된 값)은 후술되는 것과 같이 구하고자 하는 위상 값(φ_TX01, φ_TX02) 및 진폭 값(A_TX01, A_TX02)을 계산하는데 이용될 수 있다. 전술한 것과 같이, 위상(φ_TSG)은 모니터 회로(150)에 포함된 위상 시프터(106)에 의해 설정될 수 있다. 위상(φ_TSG)의 정의된 값에 대해, 다음의 3개의 측정 값이 얻어질 수 있다.

(8)

(9)

(10)

제 1 값(s_DC(t_k,0))은 측정 시간 t = t_k,0에 대한 수학식 6과 같다. 제 2 값(s_DC(t_k,1))의 측정을 위해, 180도(즉, π rad)의 추가적인 위상 시프트가 채널(TX02)에서 생성된다. 이것은 채널(TX02)에서 위상 시프터(105)에 의해 유발된 위상 지연을 180도만큼 일시적으로 증가시킴으로써 달성될 수 있다. 제 3 값(s_DC(t_k,2)의 측정을 위해, 180도(즉, π rad)의 추가적인 위상 시프트가 채널(TX01)에서 생성된다. 이것은 (채널(TX02)과 유사하게) 채널(TX01)의 위상 시프터(105)에 의해 유발된 위상 지연을 180도만큼 일시적으로 증가시킴으로써 달성될 수 있다. 따라서, 2개의 채널에 관한 본 예에서, 각각의 측정 사이클에서 3개의 샘플(s_DC(t_k,0)), s_DC(t_k,1) 및 s_DC(t_k,2))이 획득된다. 후술하는 것과 같이, c개의 채널을 갖는 일반적인 예에서는 각 측정 사이클마다 n + 1개의 샘플이 획득된다. 그러나, 2개의 채널만 있는 현재의 경우에는 세 번째 측정이 중복인 것으로 선택 사항이라는 점을 알아야 한다. 그러나 세 번째 측정으로 인해 측정된 값에 대한 타당성 검사가 가능하다.

등식

(11)

은 수학식 9 및 수학식 10을 단순화하는데 이용될 수 있다. 따라서, 제 2 및 제 3 값(수학식 9 및 수학식 10 참조)은 각각 다음과 같이 표현 될 수 있다.

(12)

(13)

수학식 8과 수학식 12를 더하고, 수학식 8과 수학식 13을 더하면 측정된 값은 다음과 같다.

(14)

(15)

전술한 것과 같이, 수학식 8로부터 수학식 12를 빼면 수학식 15가 나오므로, 본 실시예에서 세 번째 샘플(s_DC,2(t_k)(식 15)을 얻는 것은 중복적이다.

(16)

값(M₀₁[k])은 채널(TX01)의 RF 출력 신호(s_TX01(t))의 위상차(φ_TSG - φ_TX01) 및 진폭(A_TX01)에만 의존한다. 유사하게, 값(M₀₂[k])은 채널(TX02)의 RF 출력 신호(s_TX02(t))의 위상차(φ_TSG - φ_TX02)와 진폭(A_TX02)에만 의존한다. "측정된 값" 또는 "샘플링된 값"이 값(M₀₁[k], M₀₂[k])에 대해 이용되지만, 이것은 실제로 측정된 것이 아니라 샘플링된 믹서 출력 값(s_DC(t_k,0), s_DC(t_k,1), s_DC(t_k,2))에 기초하여 계산된 것임을 알아야 한다. 그럼에도 불구하고, 이들 값(M₀₁[k], M₀₂[k])은 여기에 설명된 측정의 (중간) 결과로 간주되고, 따라서 RF 채널(TX01, TX02)의 RF 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t))의 샘플을 나타내는 "측정된 값"으로 언급된다. 후술하는 것과 같이, c개의 채널(TX01, TX02, ..., TXc)을 갖는 예에서 c개의 값(M₀₁[k], M₀₂[k], ..., M_c[k])이 계산될 수 있다.

진폭(A_TX01, A_TX02)이 (예를 들어, 채널(TX01과 TX02)의 출력에 연결된 전력 센서를 이용하여) 별개로 측정되면, 하나의 측정 사이클에서 얻어진 측정된 값(M₀₁[k]와 M₀₂[k])으로부터 구하고자 하는 위상(φ_TX01, φ_TX02)을 직접 계산할 수 있다. 그러나, 측정은 다른 값(φ_TSG)에 대해 반복될 수 있고, k번째 측정 사이클에서 위상 시프터(106)에 의해 제공된 위상 값은 φ_TSG[k]로 표시된다. 따라서, 수학식 14 및 수학식 15의 측정된 값은 다음과 같다.

(17)

(18)

이론적으로, φ_TSG[k + 1] ≠ φ_TSG[k]이면, 측정 사이클(k, k + 1)에서 얻어진 4개의 측정된 값, 예를 들어, M₀₁[k], M₀₂[k], M₀₁[k + 1] 및 M₀₂[k + 1]은 구하고자 하는 위상(φ_TX01, φ_TX02) 및 진폭(A_TX01, A_TX02)을 계산하기에 충분할 것이다. 실제로, 상이한 위상 값(φ_TSG[k])에 대한 복수의 측정 사이클에서 복수의 측정된 값을 얻을 수 있고, 구하고자 하는 위상(φ_TX01, φ_TX02) 및 진폭(A_TX01, A_TX02)을 개선된 정밀도로 예측하는데 이용될 수 있다.

도 6의 도면은 φ_TSG[k] = kπ/5 및 k = 0, 1, ... 10인 측정 사이클의 시퀀스에 대한 측정된 값(M₀₁[k], M₀₂[k])을 도시한다. 즉, 위상 시프터(106)에 의해 제공된 위상(φ_TSG)은 0도에서 360도까지 36도씩 증가된다. 측정된 값(M₀₁[0], M₀₁[1], ..., M₀₁[10])은 수학식 17을 신호 모델로서 이용하고 비선형 최소 평균 제곱(least mean squares: LMS) 방법과 같은 적합한 예측 기법을 이용하여 진폭(A_TX01) 및 위상(φ_TX01)을 예측하는데 이용될 수 있다. 유사하게, 측정된 값(M₀₂[0], M₀₂[1], ..., M₀₂[10])은 수학식 18을 신호 모델로서 이용하여 진폭(A_TX02) 및 위상(φ_TX02)을 예측하는데 이용될 수 있다. 하나의 특정한 예에서, 진폭 및 위상의 예측을 위해 고속 푸리에 변환(FFT)과 같은 푸리에 변환 알고리즘이 이용된다. 이 경우, 위상(φ_TSG[k])은 일정한 스텝 사이즈를 이용하여 각 측정 사이클마다 증가될 수 있고, 이와 달리, 측정된 시퀀스는 등거리의 샘플링 포인트를 얻기 위해 리샘플링될 수 있다.

도 6에 도시된 측정 시퀀스는 도 7의 타이밍도에 의해 더 설명된다. 도 7은 모니터 회로(150)의 위상 시프터(106), 제 1 채널(TX01)의 위상 시프터(105) 및 제 2 채널(TX02)의 위상 시프터(105)에 의해 각각 생성된 위상 시프트 값(φ_TSG[k], Δφ_TX01, 및 Δφ_TX02)을 설명하는 타이밍도를 포함한다. 측정 사이클의 시작 시간은 t_k로 표시되고, 위상 시프터(106)에 의해 생성된 대응하는 위상 값은 φ_TSG[k]로 표시되고, 이때 k = 0, 1, 2, 3 등이다. 이전의 도 6에 도시된 것과 같이, φ_TSG[k]는 각 측정 사이클마다 증가한다. 본 예에서, 스텝 사이즈는 π/5 rad(즉, 36도)이며, 따라서 φ_TSG[k] = kπ/5이다.

믹서 출력 신호(s_DC(t))의 3개의 샘플은 각각의 측정 사이클에서 샘플링되고, 즉, s_DC,0[k], s_DC,1[k], s_DC,2[k]이고, 다음과 같다(수학식 8 내지 수학시 10 참조).

(19)

(20)

(21)

도 7에서 측정 사이클(k = 4)에 대한 샘플링 시간이 표시된다. 채널(TX01, TX02)에서 위상 시프터(105)에 의해 발생된 위상 시프트(Δφ_TX01, Δφ_TX02)는, 샘플링 시간(t_k + Δt₂)에서 채널(TX01)에 의해 유발된 위상 지연은 변하지 않고 채널(TX02)에 의해 유발된 위상 지연은 반전되고(즉, φ_TX02 → φ_TX02 ± π), 샘플링 시간(t_k + Δt₁)에서 채널(TX01)에 의해 유발된 위상 지연은 반전되고(즉, φ_TX01 → φ_TX01 ± π) 채널(TX02)에 의해 유발된 위상 지연은 변하지 않는 방식으로 0과 π rad(즉, 180도) 사이에서 변한다. 각각의 측정 사이클에서 얻어진 3개의 샘플은, 예를 들어, 수학식 14 및 수학식 15에 따라 측정된 값(M₀₁[k], M₀₂[k])을 계산하는데 이용될 수 있다. 이어서, 측정된 값(M₀₁[k], M₀₂[k])(k = 1, 2, 3 등)은 구하고자 하는 진폭 값(A_TX01, A_TX02) 및 위상 값(φ_TX01, φ_TX02)을 예측하는데 이용될 수 있다.

시간 간격(Δt₁, Δt₂)은 측정 사이클(k)에 걸쳐 항상 일정한 것은 아님을 알아야 한다. 또한, 시간(t_k)은 클럭 신호에 따라 동기식 샘플링을 필요로 하지 않기 때문에, 시간적으로 등거리일 필요는 없다. 각각의 측정 사이클에서 위상 값(φ_TSG[k])이 갱신되면 값(s_DC,0[k])이 샘플링될 수 있고, 위상(φ_TX02)이 반전되면 값(s_DC,1[k])이 샘플링될 수 있고, 위상(φ_TX01)이 반전되고 위상(φ_TX02)의 반전이 취소되면 값(s_DC,2[k])가 샘플링될 수 있다. 이어서, 위상 값(φ_TSG[k])이 갱신되고 다음 사이클이 시작된다(k → k + 1).

도 8은 도 5의 이전 예에 대한 하나의 예시적 구현예를 보다 상세히 도시한다. 도 8의 예는 도 5의 이전 예와 실질적으로 동일하지만, RF 결합기 회로(110)와 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 디지털화하는데 이용되는 아날로그-디지털 컨버터(31)의 구현예가 더 상세히 도시된다. 본 예에 따르면, 이전의 도 5에 도시된 것과 같이, 결합기 회로(110)는 전력 결합기(108)(예를 들어, 신호의 선형 조합을 제공하는 윌킨슨 전력 결합기) 및 방향성 커플러(109)(예를 들어, 랫 레이스 커플러, 순환기 등)를 이용하여 구현된다. 여기서, 하나의 커플러는 각각의 채널(TX01, TX02)에 배열되고, 각각의 출력 신호(s_TX01(t) 및 s_TX02(t))의 전력의 일부를 전력 결합기(108)의 입력에 전달하도록 구성된다. 커플러(109)에 의해 채널(TX01, TX02)의 출력에서 분기된 신호는 s_TX01'(t) 및 s_TX02'(t)로 표시되고, s_TX01'(t) = g_Cs_TX01(t)이고, s_TX02'(t) = g_Cs_TX02(t)이고, g_C는 분기된 신호에 대한 커플러의 송신 계수이다. 일반적으로, g_C는 1보다 상당히 작지만, 안테나 신호에 관한 송신 계수는 대략 1이다. 전력 결합기(108)는 본질적으로 입력 신호의 (예를 들면, 스케일된) 합을 제공한다. 즉,

(22)

여기서, 이득(g_SUP)은 g_COMB·g_C이다. 따라서, 결합된 신호(s_SUP(t))는 실질적으로 채널 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t))의 합계의 스케일된 버전이다(수학식 3 참조). 그러나, 전술한 것과 같이, 이득(g_SUP)은 일반성을 잃지 않은 범위 내에서 본 논의를 위해 1로 가정될 수 있다. 커플러(109) 및 RF 전력 결합기(108)에 의해 구현되는 RF 결합기 회로(110)를 제외하고는, 도 8의 예는 도 5의 예와 동일하므로, 전술한 설명을 참조한다.

전술한 것과 같이, 2개의 채널(TX01, TX02)에 관해 전술한 개념은 c개의 채널(TX01, TX02, ..., TXc(c > 2))로 용이하게 확장될 수 있다. 이 경우, RF 결합기 회로(110)(도 5 참조) 또는 RF 전력 결합기(108)(도 8 참조)는 c개의 입력을 갖는다. 이와 달리, 여러 개의 전력 결합기가 원하는 개수의 RF 신호를 결합하도록 캐스케이드될 수 있다. RF 결합기 회로(110)의 구현에 관계없이, 결합된 신호(s_SUP(t))는 RF 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t), ..., s_TXc(t))의 (스케일된) 중첩으로 간주될 수 있다. 이러한 상황을 도 9의 예에서 설명한다. 각각의 측정 사이클에서 이용될 수 있는 위상 스위칭 방식의 예를 도 10 및 도 11을 참조하여 설명한다.

도 9의 예에 따르면, RF 회로는 RF 발진기 신호(s_LO(t)) 및 위상 시프터(105)(도 5 참조)에 대한 각각의 위상 시프트 값(Δφ_TX01, Δφ_TX02, ..., Δφ_TXc)을 수신하고, 각각의 RF 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t), ..., s_TXc(t))를 제공하도록 구성된 복수의 채널(TX01, TX02, ..., TXc)을 포함한다. 각각의 RF 출력 신호는, 여기에 설명된 개념을 이용하여 예측되는 진폭(A_TX01, A_TX02, ..., A_TXc) 및 위상(φ_TX01, φ_TX02, ..., φ_TXc)을 특징으로 한다. 즉,

(23)

전술한 결합된 신호(s_SUP(t))는, 도 5 및 도 8을 참조하여 전술한 것과 같이, 결합된 신호(s_SUP(t))를 다운 변환하도록 구성된 모니터 회로(150)에 공급된다. 믹서 출력 신호(s_DC(t))는 디지털화되어 디지털 신호로서 제공될 수 있다. 또한, 도 5를 참조하여 설명한 것과 같이, 모니터 회로는 다운 변환에 이용되는 RF 국부 발진기 신호(s_TSG(t))의 위상을 결정하는 위상 값(φ_TSG[k])을 수신한다(수학식 5 참조).

도 9의 RF 회로는, 예를 들어, (예를 들어, 내장된) 마이크로컨트롤러 또는 유사한 디바이스와 같은 프로그램 가능 프로세서를 포함할 수 있는 제어 회로(120)를 포함할 수 있다. 제어 회로(120)에 의해 제공되는 기능은 시스템 제어기(50)(도 3 참조)에 의해 (예를 들어, 완전히 또는 부분적으로) 제공될 수 있다. 추가적으로 또는 대안적으로, 제어 회로(120)에 의해 제공되는 기능은 DSP(40)(도 3 참조)에 의해 적어도 부분적으로 제공될 수 있다. 이와 같이, 도 9의 제어 회로(120)는 시스템 제어기(50) 및/또는 DSP(40)의 기능의 일부를 나타낸다. 다른 실시예에서, 제어 회로(120)는 모니터 회로(150) 및 채널(TX01, TX02 등)과 같이 동일한 MMIC에 구현될 수 있지만, 시스템 제어기(50)와는 분리될 수 있다.

전술한 것과 같이, 2개의 채널의 경우 각 측정 사이클(k)에서 3개의 샘플(s_DC,0[k], s_DC,1[k] 및 s_DC,2[k])이 획득되고, c개의 채널의 경우에는 c + 1개의 샘플(s_DC,0[k], s_DC,1[k], ..., s_DC,c[k])이 획득된다. 이론적으로는 c개의 채널(TX01, TX02, ..., TXc)과 연관된 위상 값(φ_TX01, φ_TX02, ..., φ_TXc)을 결정하기 위해서는 하나의 측정 사이클로 충분하고, 위상 값(φ_TX01, φ_TX02, ..., φ_TXc) 및 각각의 진폭 값(A_TX01, A_TX02, ..., A_TXc)을 결정하기 위해 적어도 2개의 측정 사이클이 필요하다. 그러나 실제로, 위상 및 진폭 예측의 품질을 향상시키기 위해 복수의 측정 사이클이 수행된다. 예시적 일실시예에서, 64개의 측정 사이클이 수행되는데, 이로써 64 포인트 FFT(Fast Fourier Transform) 알고리즘을 이용하여 각 채널의 위상 및 진폭 값을 예측할 수 있다.

제어 회로(120)는 채널(TX01, TX02, ..., TXc)의 위상 시프터(105)에 대한 위상 시프트 값(Δφ_TX01, Δφ_TX02, ..., Δφ_TXc) 및 모니터 회로(150)의 위상 시프터(106)에 대한 위상 값(φ_TSG[k])을 제공하도록 구성될 수 있다. 또한, 제어 회로는 원하는 샘플링 시간(예를 들어, t_k,0 = t_k, t_k,1 = t_k + Δt₁, t_k,2 = t_k + Δt₂ 등)에 모니터 회로(150)에 포함된 아날로그-디지털 컨버터(31)를 트리거하는데 이용되는 트리거 신호(S_TRIG)를 생성할 수 있다. 특히, 제어 회로(120)는, 예를 들어, 도 6 및 도 7에 도시된 방식에 따라 복수의 측정 사이클 동안 데이터 획득을 제어하도록 구성될 수 있다. 따라서, 위상 값(φ_TSG[k])은 각 측정 사이클(k)에서 갱신되고, 각 사이클에서 c + 1번의 측정이 이루어진다. 일실시예에 따르면, s_DC,0[k], s_DC,1[k], ... s_DC,c[k]의 c + 1개의 값은 각각의 측정 사이클에서 샘플링될 수 있다(도 10a 참조). 따라서, 도 10a에 도시된 방식으로 설명된 것과 같이, 모든 위상 시프트 값(Δφ_TX01, Δφ_TX02, ..., Δφ_TXc)은, 샘플링될 때(s_DC,0[k]), 정의된 위상 구성(기준 구성이라고도 하며, 예를 들어, 모든 위상 시프트는 0으로 설정될 수 있음)에 따라서 설정되고, 이후 샘플링될 때(s_DC,i[k])(i = 1, 2, ..., c), i번째 위상 시프트 값(Δφ_TXi)을 제외한 모든 위상 시프트 값이 반전(즉, 180°만큼 증가 또는 감소)된다. 수학식 14 및 수학식 15와 유사하게, 측정된 값은 각각의 측정 사이클(k)에서 다음과 같이 결정될 수 있다(도 10b 참조).

(24)

각 측정 사이클에서 위상(φ_TSG[k])을 단계적으로 증가시킴으로써, RF 출력 신호(s_TX01(t), s_TX02(t), ..., s_TXc(t))의 k개의 샘플은 도 6의 도면에서 설명된 것과 같이 결정될 수 있고, 공지된 예측 알고리즘은, 도 5 내지 도 7을 참조하여 전술한 것과 같이, 진폭(A_TX01, A_TX02, ..., A_TXc) 및 위상(φ_TX01, φ_TX02, ..., φ_TXc)을 예측하기 위해 이용될 수 있다.

위상 값(φ_TSG[k])을 변화시키는 것은 위상 시프터(105)의 모든 위상 시프트 값(Δφ_TX01, Δφ_TX02, ..., Δφ_TXc)을 동시에 변화시키는 것과 동등한 것임을 알아야 한다(위상 반전에 더하여 적용될 수 있음). 이는, 예를 들어, 수학식 24로부터 명백하다. 예를 들어, φ_TSG[k] = 10°는 φ_TSG[k] = 0°으로 하고 대신 위상 시프트 값(Δφ_TX01, Δφ_TX02, ..., Δφ_TXc)을 모두 10°씩 감소시킨 것(즉, 350°씩 증가시킨 것)과 같은 결과를 산출한다는 것을 알 수 있다. 즉, 모든 i = 1, 2, ..., n에 대해 Δφ_TXi = -φ_TSG[k]이면,

(25)

다시 말하면, 위상 시프터(106)의 기능은 위상 시프터(105)에 의해 공통으로 제공될 수 있고, 위상 값(φ_TSG[k])을 변경하는 것은 기준 구성을 변경하는 것과 동일한 효과를 가질 수 있으며, 이에 따라 위상 시프터(105)의 위상 시프트 값(Δφ_TX01, Δφ_TX02, ..., Δφ_TXc)이 설정된다. 위상 값(φ_TSG[k])의 증감은 이론적으로 모든 위상 쉬프트 값(Δφ_TX01, Δφ_TX02, ..., Δφ_TXc)을 동시에 증감시키는 것과 동일하지만, 두 번째 옵션이 위상 시프터(105) 사이의 잠재적 불일치에 보다 취약하기 때문에, 첫 번째 옵션이 더 나은 결과를 산출할 수 있음을 또한 알아야 한다.

RF 채널(TXi)의 RF 출력 신호(s_TXi(t))의 진폭(A_TXi) 및 위상(φ_TXi)을 측정하기 위한 전술한 방법은, 도 10a, 도 10b, 도 11a 및 도 11b의 수학식의 방식(equation scheme)과, 도 12의 흐름도를 참조하여 더 요약된다. c개의 RF 채널의 경우, 인덱스(i)는 1에서 n까지이다. 도 10a 및 도 10b의 수학식의 방식은 수학식 8 내지 수학식 10의 일반화이고, 측정 사이클(k) 동안 하나 또는 그 이상의 위상 시프트 값(Δφ_TXi)의 반전에 의해 (RF 채널(TXi)에서 위상 시프터(105)에 공급되는) 위상 시프트 값(Δφ_TXi)이 이에 따라 설정되는 구성이 어떻게 변경되는지를 설명한다. 전술한 것과 같이, RF 기준 신호(s_TSG(t))의 기준 구성(즉, 위상 시프트 값(Δφ_TXi)의 초기 설정) 및 위상(φ_TSG[k])은 하나의 측정 사이클 동안 일정하다(도 12의 단계 S1 참조).

도 11의 방식에 따르면, 믹서 출력 신호(s_DC(t))의 제 1 DC 값(s_DC,0[k] = s_DC(t_k,0))은 위상 시프트 값(Δφ_TXi)(도 12의 단계 S2 참조)의 기준 구성으로 샘플링된다. 전술한 것과 같이, 일반성을 잃지 않은 범위에서, 모든 위상 시프트 값(Δφ_TXi)이 0이 되도록 기준 구성을 선택할 수 있다. 그러나, 다른 임의의 구성이 이용될 수 있다. 다음으로, 위상 시프트 값(Δφ_TXi)이 이에 따라 설정되는 구성은 사전 정의된 방식에 따라 하나 이상의 위상 시프트 값(Δφ_TXi)의 반전에 의해 수정되고(도 12의 단계 S3 참조), 믹서 출력 신호(s_DC(t))의 다른 DC 값(s_DC,1[k])은 수정된 구성에 따라 샘플링된다(도 12의 단계 S4 참조). 위상 시프트 값의 반전은 π rad(180도)를 더하거나 뺌으로써 이루어질 수 있다. 도 10a에 도시된 것과 같이, DC 값(s_DC,1[k])을 샘플링하는 동안, Δφ_TX1을 제외한 모든 위상 쉬프트 값(Δφ_TXi)이 반전되고, DC 값(s_DC,2[k])을 샘플링하는 동안, Δφ_TX2을 제외한 모든 위상 쉬프트 값(Δφ_TXi)이 반전되고, 일반적으로 j번째 DC 값(s_DC,j[k])(j = 1, ..., c)을 샘플링하는 동안, Δφ_TXj을 제외한 모든 위상 쉬프트 값(Δφ_TXi)이 반전된다. 구성 및 DC 값(s_DC,j[k])의 샘플링의 수정은 사전 정의된 방식이 완전히 처리될 때까지 반복된다(도 12의 단계 S5 참조).

다음으로, 샘플링된 DC 값(s_DC,0[k]) 및 다른 DC 값(s_DC,1[k], ..., s_DC,c[k])은 채널(TX_i)의 RF 출력 신호(s_TXi(t))의 샘플을 나타내는 측정 값(M_i[k])을 계산하는데 이용된다(도 12의 단계 S6 참조, i = 1, 2, ..., c). 이러한 계산은 수학식 17 및 수학식 18의 일반화로서, 도 10b에 도시되어 있다. 따라서, i번째 값(M_i[k])을 계산하기 위해, 샘플링된 DC 값(s_DC,i[k])은 제 1 값(s_DC,0[k])(위상 시프트 값(Δφ_TXi)의 기준 구성에 대해 얻어짐)에 더해진다. 다음 사이클에서 측정이 계속되면(도 12의 단계 S7 참조), RF 기준 신호(s_TSG(t))의 위상(φ_TSG[k])을 수정함으로써 위상이 회전되고(도 12의 단계 S8 참조), 이것은, 전술한 것과 같이, 임의의 위상 반전이 적용되기 전에 모든 위상 시프트 값(Δφ_TXi)(i = 1, ..., c)을 동일하게 변경함으로써 (RF 채널(TXi)에서 위상 시프터(105)에 공급되는) 위상 시프트 값(Δφ_TXi)이 이에 따라 설정되는 기준 구성을 변경하는 것과 동등한 것이다. 이 두 옵션의 동등함은 수학식 25를 참조하여 위에서 설명하였다.

정의된 사이클 수(k) 이후에 측정이 완료되면, RF 채널(TXi)의 RF 출력 신호(s_TXi(t))의 진폭(A_TXi) 및 위상(φ_TXi)을 예측하기 위해 측정 값(M_i[k])이 이용된다(도 12의 단계 S9 참조). 예를 들어, K개의 측정 사이클이 경과된 후, K가 2의 멱수(k = 0, ..., K-1)이면, FFT 알고리즘을 이용하여, 측정된 값(M₀₁[k])으로부터 진폭(A_TX01) 및 위상(φ_TX01)을 예측할 수 있고, 측정된 값(M₀₂[k])으로부터 진폭(A_TX02) 및 위상(φ_TX02)을 예측할 수 있다.

도 10a 및 도 10b에 도시된 방식에 따르면, j번째 DC 믹서 출력 값(s_DC,j[k])을 샘플링하는 동안 j번째 위상 시프트 값(Δφ_TXj)을 제외한 모든 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)이 반전된다. 그 결과, 샘플링된 DC 값(s_DC,j[k])은 s_DC,0[k]에 더해져 대응하는 측정된 값(M_j[k])을 얻는다. 도 11a 및 도 11b는 이와는 다른 방식을 도시하지만, 이는 동등하다. 도 11a에 따르면, 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)은, j번째 DC 믹서 출력 값(s_DC,j[k])을 샘플링하는 동안 반전되는 유일한 위상 시프트 값인 j번째 위상 시프트 값(Δφ_TXj)을 제외하고는 (기준 구성과 비교하여) 변하지 않고 반전되지 않는다. 그 결과, 도 11b에 도시된 것과 같이, 샘플링된 DC 값(s_DC,j[k])은 s_DC,0[k]로부터 감산되어 대응하는 측정 값(M_j[k])을 얻는다. 이 두 방법의 동등성은 수학식 16과 관련하여 이미 언급하였다. 이 동등성의 결과로서, 도 10 및 도 11의 2개의 방법은 혼합될 수 있으며, 동등한 다른 방식이 산출된다. 2개의 채널(TX01과 TX02)만을 갖는 경우, 2가지 방법은 (허용 오차와 측정 오차를 무시할 때) 이론적으로 동일하며, 하나의 측정은 중복적이다(수학식 15 및 수학식 16 참조).

설명된 실시예는 복수의 RF 채널의 출력 신호의 위상 및/또는 신호 진폭을 모니터링할 수 있도록 하고, 모니터링을 통해 위상 및/또는 진폭이 균형을 이루는지 평가할 수 있도록 하는 개념을 구현한다. 이러한 맥락에서 "평형 위상"은 RF 채널 출력 신호의 위상이 동일하거나 미리 정의된 값만큼 다르다는 것을 의미한다. 위상 평형은 위상 어레이 안테나 또는 빔 형성 기술을 이용할 때 중요할 수 있다. 유사하게, 진폭 평형은 일반적으로 RF 채널 출력 신호의 진폭이 같거나 정의된 값에 대응함을 의미한다. RF 채널이 평형하지 않으면, 제어 회로(또는 그에 연결된 임의의 다른 회로)는 RF 채널을 평형하게 하기 위한 대응 조치를 개시할 수 있다. 전술한 개념은 온-칩(on-chip)으로 구현, 즉 모니터 회로와 보충 회로가 RF 채널과 동일한 칩에 구현(예를 들어, MMIC)될 수 있다.

전술한 것과 같이, 측정된 값(M₀₁[k], M₀₂[k], ..., M_c[k])으로부터 구하고자 하는 진폭 및 위상을 결정하기 위해 FFT 알고리즘이 이용될 수 있다. 이와는 달리, 아래에 설명하는 것과 같이, 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT)의 특정 구현이 이용될 수 있다. 예를 들어, 도 6 및 도 7의 예에 도시된 것과 같이, 위상 회전은 RF 기준 신호(s_TSG(t))의 위상(φ_TSG[k])을 일정한 증분만큼 수정함으로써 수행될 수 있다(도 6 및 도 7 참조). 위상 회전이 2π(예를 들어, 360°)의 정수배를 커버하는 경우, 구하고자 하는 진폭 및 위상 정보는 이산 스펙트럼의 단일 주파수 빈(frequency bin)에 포함된다.

예를 들어, 위상(φ_TSG[k])이 4개의 측정 사이클에서 90°의 단계로 회전하는 경우(즉, φ_TSG[0] = 0, φ_TSG[1] = π/2, φ_TSG[2] = π 및 φ_TSG[3] = 3π/2), (제 1 채널(TX01)에 대한) 측정 값(M₀₁[0], ..., M₀₁[3])은 정확히 1주기 [0, 2π[에 분포하고, 모든 주파수 빈(이산 주파수 값)은 인덱스 n = 1 인 제 2 빈을 제외하고는 실질적으로 0이 될 것이다. 노이즈가 없으면, 다른 주파수 빈은 정확히 0이 된다. 유사하게, 위상(φ_TSG[k])이 8개의 측정 사이클에서 90°의 단계로 회전하는 경우(즉, φ_TSG[0] = 0, φ_TSG[1] = π/2, φ_TSG[2] = π, φ_TSG[3] = 3π/2, φ_TSG[4] = 2π, φ_TSG[5] = 5π/2, φ_TSG[6] = 3π 및 φ_TSG[7] = 7π/2), 측정 값(M₀₁[0], ..., M₀₁[7])은 정확히 2주기 [0, 4π[를 커버하고, 측정 값(M₀₁[k])의 이산 스펙트럼의 모든 주파수 빈(이산 주파수 값)은 인덱스 n = 2 인 제 3 빈을 제외하고는 실질적으로 0이 될 것이다. 따라서, 위상, 진폭(및 신호 전력)에 관해 구하고자 하는 정보를 얻기 위해 비-제로 주파수 빈을 처리하는 것만으로 충분하다. 전체 이산 스펙트럼 대신 단 하나의 스펙트럼 값만이 계산되어야 하므로, 전력 소비 감소 및 전술한 파라미터에 대한 빠른 예측이 가능하다. 스펙트럼 값은 샘플링된 값을 포함하는 시퀀스의 특정 주파수 컴포넌트에 대한 진폭 및 위상을 나타낼 수 있음을 알아야 한다. 예를 들어, 도 14 및 도 15에 도시된 샘플링된 값의 경우, 스펙트럼 값은 각각의 도면에 도시된 정현파 파형의 위상과 진폭에 대응한다.

여기에 설명된 개념을 더 분석하기 위해, 시퀀스(M_c[k])(c번째 채널에 대한 측정 값)의 이산 푸리에 변환이 고려된다.

(26)

여기서, 복소 가중 인자(W_N)는 다음과 같이 정의된다(j는 허수 단위).

(27)

위상(φ_TSG[k])의 위상 회전이 2π/N의 N개의 단계로 1개의 완전한 회전(즉, 간격 [0, 2π[)을 커버하면, 구하고자 하는 정보는 제 2 주파수 빈, 즉 Y[1]에 있다. 이 점에서, 제 1 주파수 빈(Y[0])은 실질적으로 0인 시퀀스(M_c[k])의 DC-오프셋을 포함한다는 것을 알아야 한다. 전술한 것과 같이, 위상(φ_TSG[k])의 위상 회전이 4π/N의 N개의 단계로 2개의 완전한 회전(즉, 간격 [0, 4[)에 걸쳐 분포하면, 구하고자 하는 정보는 제 3 주파수 빈, 즉 Y[2]에 있다. 위상 회전이 3개의 완전한 회전을 포함하면, 구하고자 하는 정보는 제 4 주파수 빈(Y[3])에 있으며, 이하 동일하다.

이하의 설명에서, 위상(φ_TSG[k])의 회전은 2π/N의 N개의 단계로 1개의 완전한 회전을 커버하고, 관심있는 주파수 빈은 n = 1인 제 2 주파수 빈이라고 가정한다. 이 예에서, 제 2 주파수 빈의 스펙트럼 값(Y[1])은 다음과 같이 계산될 수 있다.

(28)

여기서 M _c는 시퀀스(M_c[k])를 포함하는 벡터를 표시하고, W _N은 가중치(W_N ^k(k = 0, 1, ..., N-1))를 포함하는 벡터를 표시한다. 즉,

및

(29)

수학식 28에서, 위 첨자 T는 전치된 것을 표시한다. 이산 푸리에 변환은 수학식 29의 벡터 곱셈으로 대체될 수 있음을 알 수 있다.

일례에 따르면, 파라미터(N)는 2π/8(즉, 45°)의 위상 증분에 대해 8(N = 8)이 선택될 수 있으며, 이는 8개의 측정 사이클이 수행되어 각 채널(TXc)에 대해 8개의 측정된 값(Mc[0], ..., Mc[7])을 얻는다는 것을 의미한다. 이 예에서, 결과 가중 벡터(W ₈)는 다음의 간단한 구조를 갖는다.

(30)

다른 예에 따르면, 파라미터(N)은 2π/8(즉, 45°)의 위상 증분에 대해 4(N = 4)가 선택될 수 있으며, 이는 4개의 측정 사이클이 수행되어 각 채널(TXc)에 대해 4개의 측정된 값(M_c[0], ..., M_c[4])을 얻는다는 것을 의미한다. 이 예에서, 결과 가중 벡터(W ₄)는 다음의 더 단순한 구조를 갖는다.

(31)

후자의 예(수학식 31)에서, 곱셈은 수행될 필요가 없고, n = 1인 제 1 주파수의 스펙트럼 값(Y[1])은 2개의 간단한 덧셈/뺄셈에 의해 얻어질 수 있다. 즉, 각 채널(TXc)에 대해

(32)

상기 수학식 32에서, Re{·} 및 Im{·}은 복소수 값의 스펙트럼 값(Y[1])의 실수부 및 허수부를 표시한다. 시퀀스(M_c[k])의 구하고자 하는 진폭 값(2A_TXc)은(수학식 24 참조) 스펙트럼 값(Y[1])의 크기, 즉 |Y[1]|로부터 결정될 수 있고, (채널(TXc)에) 대응하는 위상 값(φ_TXc)은 다음의 알려진 관계를 이용하여 계산될 수 있다.

(33)

(34)

일반적인 경우에, N개의 복소수 곱셈 및 N-1개의 복소수 덧셈은 스펙트럼 값(Y[1])을 계산하는데 필요하며, 각각의 복소수 곱셈은 2개의 실수 곱셈 및 2개의 실수 덧셈을 필요로 한다. 전술한 것과 같이, N의 특정 값에 대한 계산의 수는 현저히 감소한다. 특히 N = 4인 경우, 계산은 간단해지고 스펙트럼 값(Y[1])(수학식 32 참조)을 계산하기 위해 단지 2개의 실수 덧셈만이 남는다. 4개의 값(즉, N = 4 및 k = 0, ..., 3)으로만 구성된 시퀀스(M_c[k])가 채널에 대한 위상 값을 추정하기에 충분할 수 있지만, 더 많은 값을 갖는 더 긴 시퀀스(예를 들어, N = 8)가 더 나은(더 정확한) 결과를 낳는다. 수학식 30에 나타낸 것과 같이, 가중치 벡터(W _N)의 값은 (N = 4인 경우와 비교하여) 높은 파라미터(N)에서는 간단하지 않다. N = 8인 경우, 인자 √2는 사전 계산된 수치로서 메모리에 저장될 수 있다. 파라미터(N)의 값이 클수록(N > 8), 더 많은 인자를 사전에 계산하여 저장할 필요가 있다.

(더 높은 N 값에 대한) 진폭 및 위상 예측의 복잡성은 위상의 2개 이상의 완전한 회전을 커버링할 때 달성될 수 있다. 다른 예에 따르면, 4π/8(즉, 90°)의 위상 증분에 대해 파라미터(N)로 8이 선택(N = 8)되면, 위상은 2개의 완전한 회전에 걸쳐 분포, 즉 2개의 완전한 회전이 커버된다. 따라서, 각각의 채널(TXc)에 대한 8개의 측정된 값(M_c[0], ..., M_c[7])을 얻기 위해 8번의 측정 사이클이 수행된다. 이 예에서, 스펙트럼 값(Y[2])이 중요하고,

(35)

결과적인 가중치 벡터(W ₈)는 다음의 간단한 구조를 갖는다.

(36)

N = 16이고 증분이 8π/16인 경우, 위상의 4개의 완전한 회전이 수행되고 관련 스펙트럼 값은 Y[4]이고, 여기서 대응하는 가중치 벡터(W ₁₆)는 간단하게, 즉 W ₁₆ = [W_N ^4·k]가 유지된다.

이상의 내용을 요약하면, 측정된 시퀀스가 완전한 위상 회전의 정수배(전체 회전은 2π, 즉 360°의 회전을 의미함)이면, 예를 들어, FFT 알고리즘을 이용하여 전체 스펙트럼의 계산을 피할 수 있다. 즉, N개 값의 시퀀스(N개의 측정 사이클에서 획득됨)에 대해 샘플 간의 위상 증가는 2π/N의 정수배이다. 측정이 하나의 완전한 위상 회전에 걸쳐 분산되면, 제 2 주파수 빈(Y[1])이 중요하다(Y[0]은 DC 오프셋을 나타내며 이상적으로 0임). 일반적으로, 측정이 u개의 완전한 위상 회전에 걸쳐 분포되면, 제 u 주파수 빈(frequency bin), 즉, Y[u]가 중요하다. 전술한 것과 같이, 주파수 빈(Y[0])은 이상적으로 0인 DC 오프셋을 나타낸다. 샘플 간의 위상 증분이 π/2(90°)이면, 가중치 벡터(W _N)는 간단해진다. 두 경우 모두, 구하고자 하는 주파수 빈의 스펙트럼 값을 결정하는데 필요한 계산은 기존의 FFT 알고리즘보다 복잡하지 않게 하드웨어로 매우 효율적으로 구현될 수 있다. 일실시예에서, 하드웨어로 구현된 CORDIC 알고리즘이 이용된다.

정수 주기(즉, 정수 개수의 완전한 위상 회전)를 커버하는 시퀀스(M₀₁[k], M₀₂[k] 등)와 같은 정현파 시퀀스의 위상 및 진폭을 예측하기 위해 여기에 설명된 방법은, 도 5, 도 8 및 도 9에 도시된 시스템에 적용될 수 있을 뿐만 아니라, 개별 채널의 위상이 (채널 단위로) 연속적으로 측정되는 다른 시스템에도 적용될 수 있다. 그러한 시스템의 예가 도 13에 도시되어 있다.

따라서, 수학식 26 내지 수학식 36을 참조하여 전술한 방법은, 도 5 내지 도 19를 참조하여 전술한 것과 같이 복수의 채널로부터의 RF 출력 신호가 결합되는 예로 한정되는 것은 아니다. 이 방법은 일반적으로 정현파 파형(예를 들어, M₀₁[k], M₀₂[k] 등)을 갖는 신호의 위상 및 진폭 값을 평가하는데 이용될 수 있다. 도 13은 복수의 RF 출력 신호를 생성하기 위한 복수의 RF 채널을 갖는 RF 회로의 또 다른 예를 도시한 블록도이다. 설명을 간단하게 하기 위해 c개의 채널 중 하나의 채널(TXc)만 도시된다. 도 8의 예와 유사하게, 국부 발진기 신호(s_LO(t))는 RF 채널(TXc)과 모니터 회로(150)에 입력 신호로서 공급된다. 이전 예에서와 같이, RF 채널(TXc)은, 국부 발진기 신호(s_LO(t))를 위상 시프트 및 증폭시키기 위해 위상 시프터(105)(위상 시프트(Δφ_TXc)) 및 증폭기(102)를 포함한다. 위상 시프트되고 증폭된 신호(s_TXc(t))는 RF 채널(TXc)의 출력 포트에서 출력 신호로서 공급되며, 출력 신호(s_TXc(t))의 위상 및 진폭을 결정하기 위해 모니터 회로(150)에 스케일링된 출력 신호(s_TXc'(t))로서 출력 신호(s_TXc(t))의 일부를 제공하도록 구성된 커플러(109)가 RF 채널(TXc)에 포함된다. 스케일링된 출력 신호는 s_TXc'(t)로 표시되고 출력 신호(s_TXc(t))의 신호 전력의 일부를 포함한다.

모니터 회로(150)는 국부 발진기 신호(s_LO(t))를 위상 시프트시키도록 구성된 위상 시프터(106)(위상 시프트(Δφ_TSG))를 포함한다. 출력 신호는 기준 신호 (s_TSG(t))로 표시된다(수학식 5 참조). 모니터 회로(150)는 기준 신호(s_TSG(t))를 (스케일링된) 출력 신호(s_TXc'(t))와 혼합하도록 구성된 믹서(107)를 더 포함한다. 신호(s_TSG(t) 및 s_TXc'(t))는 모두 동일한 주파수(f_LO)를 가지므로, 믹서(107)의 출력 신호는 DC 신호(s_DC(t))이고, 이는 기준 신호(s_TSG(t))의 위상에 대한 출력 신호(s_TXc(t))의 위상을 나타낸다. 수학식 1과 유사하게, 출력 신호(s_TXc(t))는 다음과 같이 쓸 수 있다.

(37)

여기서 Δφ_TXc는 위상 시프터(105)에 의해 유발된 위상 시프트이고, φ_TXc는 국부 발진기로부터 RF 채널(TXc)의 출력으로의 신호 경로에서 다른 회로 컴포넌트에 의해 유발된 위상 시프트이다. A_TXc는 출력 신호(s_TXc(t))의 진폭을 표시한다. 수학식 6 및 수학식 7과 유사하게, 믹서 출력 신호(s_DC(t))는 다음과 같이 계산될 수 있다.

(38)

본 예에서는 단지 하나의 출력 채널만이 활성인 반면, 다른 채널은 비활성이고 RF 출력 신호를 생성하지 않는다는 것을 알아야 한다.

아날로그 신호(DC)는 위상 시프터(106, 105)에 의해 각각 설정된 다양한 상이한 위상 시프트 값(φ_TSG, Δφ_TXc)으로 (예를 들어, ADC(31)에 의해) 샘플링될 수 있다. 산출되는 이산 시퀀스(M_c[k])의 k번째 샘플은 다음과 같다.

(39)

여기에서 시퀀스(M_c[k])는 측정된 신호라고 불릴 수 있으며, 또한 위상차(φ_TSG[k] - Δφ_TXc[k])는 위상 오프셋(Δφ_c[k])으로 불릴 수 있다. 위상 오프셋(Δφ_c[k])은 제어 회로(120)에 의해 제어될 수 있는 위상 시프터(105, 106)에 의해서만 설정될 수 있음을 알아야 한다.

위상 오프셋(Δφ_c[k])이 등거리 위상 스텝만큼 연속적으로 회전하면, 측정된 시퀀스(M_c[k])는 도 6의 예에 도시된 신호들과 유사한 이산 정현파 신호이다. 하나의 위상 스텝의 크기가 2π/N의 정수배이면(여기서, N은 측정 사이클의 수이고, 따라서 시퀀스(M_c[k])(즉, k = 0, ..., N-1)의 샘플의 수이면), 측정된 시퀀스(M_c[k])는 하나 이상의 완전한 주기에 걸쳐 분배(즉, 2π의 완전한 위상 회전)된다. 도 14(a)는 8개의 샘플(즉, k = 0, ..., N-1)을 갖는 측정된 시퀀스(M_c[k])를 도시하며, 이들 샘플은 벡터(M _c)의 요소로서 간주될 수 있다(수학식 28 참조). 연속적으로 다음의 측정 사이클에서 위상 오프셋(Δφ_c[k])은 2π/N = π/4(즉, 45°)만큼 증가한다. 도시된 예에서, 결정된 위상(φ_TXc)은 13π/90(즉, 52°)이다. 도 14(a)에서 알 수 있는 것과 같이, 코사인 시퀀스의 하나의 완전한 주기가 얻어지고, 그에 따라 관련 위상 및 진폭 정보가 전술한 것과 같이 대응하는 이산 푸리에 변환의 제 2 주파수 빈(Y[1])(주파수 인덱스 n = 1)에 있다.

수학식 27과 수학식 30을 고려하면, 가중 인자(W₈ ^k)는 e^-j·k·π/4와 동일하다. W₈ ^k의 복소수 값은 도 14(b)에 k = 0, ... 7에 대해서 도시되어 있다. 표시된 값은 수학식 30에서 정의된 가중치 벡터(W ₈)의 요소이다. 스펙트럼 값(Y[1])은 수학식 28에 따라 계산될 수 있고, 구하고자 하는 위상(φ_TXc) 값에 대한 예측은 수학식 34에 따라 스펙트럼 값(Y[1])으로부터 계산될 수 있다. 대응하는 진폭은 수학식 33에 따라 스펙트럼 값(Y[1])으로부터 계산될 수 있다.

하나의 구현예에 따르면, 위상 오프셋(Δφ_c[k])은 2π(즉, 360°)의 하나 이상의 완전한 회전을 커버하도록 단계적으로 회전되며, 따라서 스텝 크기는 2π/N의 정수배이고, 여기서 N은 샘플의 수(측정 사이클)이다. 수학식 39에 정의된 것과 같이, 위상 오프셋(Δφ_c[k] = φ_TSG[k] - Δφ_TXc[k])은 위상 시프터(105, 106) 모두에 의해 결정될 수 있다. 따라서, 위상 시프터(106)를 φ_TSG[k] = π/4로 설정하고 위상 시프터(105)를 Δφ_TXc[k] = 0으로 설정함으로써, π/4의 위상 오프셋을 얻을 수 있다. 그러나, 위상 시프터(106)를 φ_TSG[k] = π/2로 설정하고 위상 시프터(105)를 Δφ_TXc[k] = π/4로 설정함으로써, 동일한 위상 시프트가 얻어질 수 있다. 일부 구현예에서, 위상 시프터(105, 106) 모두의 기능을 테스트할 목적으로, 특정한 위상 오프셋(Δφ_c[k])을 설정하기 위해 위상 시프트(φ_TSG[k] 및 Δφ_TXc[k])가 변경될 수 있다. 즉, 측정된 시퀀스(M_c[k])가 예상된 정현파 샘플에 대응하면, 위상 시프터(105, 106) 모두는 예상된 위상 오프셋을 제공하고 정확하게 기능하고 동작하고 있다고 결정할 수 있다.

도 15(a)는 8개의 샘플(즉, k = 0, ..., N-1)을 갖는 측정된 시퀀스(M_c[k])의 다른 예를 도시하며, 이들 샘플은 벡터(M _c)의 요소로서 간주될 수 있다(수학식 35 참조). 연속적인 두 측정 사이클 사이에서 위상 오프셋(Δφ_c[k])은 4π/N = π/2(즉, 90°)만큼 증가되었다. 이전 예에서와 같이, 구하고자 하는 위상(φ_TXc)은 13π/90(즉, 52°)이다. 도 15(a)에서 알 수 있듯이, 코사인 시퀀스의 2개의 완전한 주기가 얻어지고, 따라서 관련 위상 및 진폭 정보는 전술한 것과 같이 대응하는 이산 푸리에 변환의 제 3 주파수 빈(Y[2])(주파수 인덱스 n = 2)에 있다. 수학식 27과 수학식 35를 고려하면, 가중치 요소(W₈ ^2k)는 e^-j·k·π/2와 동일하다. 다시, W₈ ^2k의 복소값은 k = 0, ... 7에 대해 도 15(b)에 도시된다. 도시된 값은 수학식 36에서 정의된 가중치 벡터(W ₈)의 요소이다. 스펙트럼 값(Y[2])은 수학식 35에 따라 계산될 수 있고, 구하고자 하는 위상(φ_TXc) 값에 대한 예측은 수학식 34를 고려하여 스펙트럼 값(Y[2])으로부터 계산될 수 있다. 대응하는 진폭은 수학식 33을 고려하여 스펙트럼 값(Y[2])으로부터 계산될 수 있다.

도 15에 도시된 예는 도 14의 이전 예에서와 같이 측정된 시퀀스(M_c[k])의 위상 및 진폭을 예측하기 위해 동일한 수의 샘플을 이용한다는 점을 알아야 한다. 그러나, 도 15의 예에서 가중 벡터(W ₈)는, 이미 전술한 것과 같이, 보다 간단한 형태를 갖는다(수학식 36 참조). 이것은 위상 오프셋(Δφ_c[k])의 스텝 크기가 π/2이고, π/2의 정수배의 코사인은 0, 1 및 -1 값만 취할 수 있기 때문이다. 따라서, 가중치 벡터(W ₈)의 요소는 허수부와 실수부가 1 또는 -1이다.

전술한 것과 같이, 특정한 위상 오프셋(Δφ_c[k])은 위상 시프터(105, 106)를 이용하여 설정될 수 있다. 도 16 및 도 17에 도시된 표는, 도 15(a)에 도시된 방법에 따라서 연속적으로 측정된 값(M_c[k])을 획득할 때 등간격의 위상 오프셋(Δφ_c[k])을 얻기 위한 위상 시프터(105, 106)에 대한 2개의 상이한 설정을 도시한다. 도 16의 예에서, 위상 시프터(105)에 의해 생성된 위상 시프트(Δφ_TXc[k])는 0을 유지하지만, 위상 회전은 위상 시프트(Δφ_TSG[k])를 π/2(즉, 90°)만큼 단계적으로 증가시키는 위상 시프터(106)에 의해서만 이루어진다. 따라서, 위상 오프셋(Δφ_c[k])은, (k = 0, ..., 7에 대한) 8개의 측정된 값(M_c[k])의 시퀀스(M _c)를 얻는 동안 2개의 완전한 회전만큼 회전된다. 다른 예에서, 위상 시프터(105)에 의해 생성된 위상 시프트(Δφ_TXc[k])는 처음 4개의 측정(M_c[k])(k = 0, ..., 3)을 얻는 동안에는 0으로 설정되고, 나머지 측정(M_c[k])(k = 4, ..., 7)을 얻는 동안에는 π/4(즉, 45°)로 설정된다. 동시에, 위상 시프터(106)에 의해 생성된 위상 시프트(Δφ_TSG[k])는 처음 4개의 측정(M_c[k])(k = 0, ..., 3)을 얻는 동안에는 0에서 시작하여 π/2씩 단계 별로 증가되고, 나머지 측정(M_c[k])(k = 4, ..., 7)을 얻는 동안에는 π/4에서 시작하여 π/2씩 단계 별로 증가된다. 이 상황은 도 17에 도시된다. 2π(즉, 360°)의 위상 오프셋 및 2π의 정수배는 0의 위상 오프셋에 대응하는 것으로 이해된다. 따라서, ψ ± 2π를 산출하는 감산(Δφ_c[k] = Δφ_TSG[k] - Δφ_TXc[k])은 ψ(여기서 ψ는 임의의 각도일 수 있음)를 산출하는 감산(Δφ_c[k] = Δφ_TSG[k] - Δφ_TXc[k])과 동일하다.

본 발명은 하나 이상의 구현예와 관련하여 도시되고 기술되었지만, 첨부된 청구 범위의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 도시된 예에 대한 변경 및/또는 수정이 이루어질 수 있다. 특히, 전술한 컴포넌트 또는 구조물(유닛, 조립체, 디바이스, 회로, 시스템 등)에 의해 수행되는 다양한 기능에 대해, (그러한 수단을 기술하는 데 사용 된 용어를 포함하는) 그러한 컴포넌트를 설명하기 위해 이용된 용어("수단"에 대한 참조를 포함)는, 다르게 명시되지 않는 한, 비록 여기서 설명된 발명의 예시적 구현예에서 기능을 수행하는 개시된 구조와 구조적으로 동등하지 않더라도 설명된 컴포넌트(예를 들어, 기능적으로 동등한 것)의 특정 기능을 수행하는 임의의 컴포넌트 또는 구조에 대응하는 것으로 의도된다.

Claims

각 채널은 입력 노드, 위상 시프터(105) 및 출력 노드를 포함하고, 상기 입력 노드에서 RF 발진기 신호(s_L0(t))를 수신하고 상기 출력 노드에서 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))를 제공하도록 구성되는 2 이상의 RF 채널(TX01, ..., TXc)과,
상기 RF 채널(TX01, ..., TXc)의 출력과 연결되고, 상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 결합을 나타내는 결합된 신호(s_SUP(t))를 생성하도록 구성되는 RF 결합기 회로(110)와,
믹서(107)를 포함하고, 상기 결합된 신호(s_SUP(t))를 수신하고 RF 기준 신호(s_TSG(t))를 이용하여 상기 결합된 신호(s_SUP(t))를 다운 변환하여 상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 위상(φ_TX01, ..., φ_TXc)에 의존하는 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 생성하도록 구성되는 모니터 회로(150)를 포함하는
회로.
제 1 항에 있어서,
상기 모니터 회로는, 상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))에 기초하여, 상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 위상 및/또는 진폭을 나타내는 정보 또는 상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 적어도 2개의 위상 간의 위상차를 나타내는 정보를 결정하도록 구성되는
회로.
제 1 항에 있어서,
상기 RF 기준 신호(s_TSG(t))는 상기 RF 발진기 신호(s_LO(t))로부터 도출되고, 및/또는 상기 RF 발진기 신호(s_LO(t))와 같은 주파수를 갖는
회로.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 RF 결합기 회로(110)는, 각각의 채널(TX01, ..., TXc)에 대하여, 커플러(109)를 포함하고, 각각의 커플러(109)는 각각의 채널(TX01, ..., TXc)의 상기 출력에 연결되고 상기 각 채널의 상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 일부를 상기 모니터 회로(150)에 전달하도록 구성되는
회로.
제 2 항에 있어서,
상기 RF 결합기 회로(110)는, 상기 커플러(109)에 연결되고, 상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 상기 일부를 수신하고, 상기 결합된 신호(s_SUP(t))를 상기 믹서(107)에 제공하는 RF 전력 결합기(108)를 포함하는
회로.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 모니터 회로(150)는, 상기 믹서(107)에 연결되고, 상기 믹서(107)에 의해 이용되는 상기 RF 기준 신호(s_TSG(t))의 상기 위상(φ_TSG[k])을 결정하도록 구성된 다른 위상 시프터(106)를 더 포함하고, 상기 다른 위상 시프터(106)는 상기 RF 발진기 신호(s_LO(t))의 상기 위상을 수정하여 상기 RF 기준 신호(s_TSG(t))를 제공하도록 구성되는
회로.
제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 위상 시프터(105)에 연결되고, 상기 위상 시프터(105)에 의해 유발된 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)을 설정하고, 및/또는 상기 믹서(107)에 의해 이용된 상기 RF 기준 신호(s_TSG(t))의 위상(φ_TSG[k])을 설정하도록 구성되는 제어 회로(120)를 더 포함하는
회로.
제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 위상 시프터(105)에 연결되고,
제 1 위상 구성에 따라 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)을 설정함으로써 상기 위상 시프터(105)를 구성하고,
상기 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)이 이에 따라 설정되는 상기 구성을 수정하고,
상기 제 1 위상 구성 및 상기 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)의 다른 수정된 구성에 대해 상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 샘플링하도록 아날로그 디지털 컨버터를 트리거하여 샘플링된 믹서 출력 값(s_DC,0[k], s_DC,1[k], ..., s_DC,c[k])의 세트를 생성하도록 구성되는
제어 회로(120)를 더 포함하는
회로.
제 8 항에 있어서,
상기 구성을 수정하기 위해, 상기 제어 회로(120)는 사전 결정된 방식에 따라 상기 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)의 하나 이상을 변경 또는 반전시키도록 구성되는
회로.
제 8 항 또는 제 9 항에 있어서,
상기 제어 회로(120)는 2 이상의 상기 샘플링된 믹서 출력 값(s_DC,0[k], s_DC,1[k], ..., s_DC,c[k])을 결합하여 측정된 값(M₀₁[k], ..., M_c[k])을 얻고, 각각의 측정된 값(M₀₁[k], ..., M_c[k])은 특정한 RF 채널(TX01, ..., TXc)의 상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 상기 진폭(A_TX01, ..., A_TXc) 및 상기 위상(φ_TX01, ..., φ_TXc)에 의존하는
회로.
제 8 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제어 회로(120)는,
상기 RF 기준 신호(s_TSG(t))의 위상(φ_TSG[k]) 또는 상기 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)의 상기 제 1 위상 구성의 변경을 개시하고,
상기 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)이 이에 따라 정해지는 상기 구성의 수정 및 상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))의 상기 샘플링의 상기 트리거링을 반복하여 상기 샘플링된 믹서 출력 값(s_DC,0[k+1], s_DC,1[k+1], ..., s_DC,c[k+1])의 다른 세트를 생성하는 것을 반복하도록 더 구성된
회로.
청구항 1 내지 청구항 11 중 어느 하나에 기재된 상기 회로가 집적된 반도체 칩을 포함하는
반도체 디바이스.
RF 발진기 신호(s_L0(t))를 수신하는 단계와,
RF 회로의 2 이상의 RF 채널(TX01,..., TXc)에 상기 RF 발진기 신호(s_L0(t))를 제공하는 단계- 각각의 채널(TX01,..., TXc)은 상기 RF 발진기 신호(s_L0(t))에 기초하여 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))를 생성하고, 각각의 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))는 진폭(A_TX01, ..., A_TXc) 및 위상(φ_TX01, ..., φ_TXc)을 가짐 -와,
상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 결합을 나타내는 결합된 신호(s_SUP(t))를 생성하는 단계와,
믹서(107)에 공급되는 RF 기준 신호(s_TSG(t))를 이용하여 상기 결합된 신호(s_SUP(t))를 다운 변환하는 단계- 믹서 출력 신호(s_DC(t))는 다운 변환된 신호임 -와,
상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 처리하여 상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 상기 진폭(A_TX01, ..., A_TXc) 및/또는 상기 위상(φ_TX01, ..., φ_TXc)을 나타내는 예측된 값을 얻는 단계를 포함하는
방법.
제 13 항에 있어서,
각각의 채널(TX01, ...,TXc)은 상기 채널(TX01, ...,TXc)과 연관된 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)을 수신하는 위상 시프터(105)를 포함하고, 각각의 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 상기 위상(φ_TX01, ..., φ_TXc)은 각각의 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)에 의존하고,
상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 처리하는 단계는,
제 1 위상 구성에 따라서 상기 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)을 설정함으로써 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)을 구성하는 단계와,
상기 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)이 이에 따라 설정되는 상기 구성을 수정하는 단계와,
상기 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)의 상기 제 1 위상 구성 및 상이한 수정된 구성에 대해 상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 샘플링하여 샘플링된 믹서 출력 값(s_DC,0[k], s_DC,1[k], ..., s_DC,c[k])의 세트를 생성하는 단계를 포함하는
방법.
제 14 항에 있어서,
상기 구성을 수정하는 단계는,
사정 정의된 방식에 따라 하나 이상의 상기 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)을 변경 또는 반전시키는 단계를 포함하는
방법.
제 14 항 또는 제 15 항에 있어서,
상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 처리하는 단계는,
2 이상의 상기 샘플링된 믹서 출력 값(s_DC,0[k], s_DC,1[k], ..., s_DC,c[k])을 결합하여 측정된 값(M₀₁[k], ..., M_c[k])을 얻는 단계를 더 포함하고, 각각의 측정된 값(M₀₁[k], ..., M_c[k])은 특정한 RF 채널(TX01, ..., TXc)의 상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 상기 진폭(A_TX01, ..., A_TXc) 및 상기 위상(φ_TX01, ..., φ_TXc)에 의존하는
방법.
제 14 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 처리하는 단계는,
상기 RF 기준 신호(s_TSG(t))의 위상(φ_TSG[k]) 또는 상기 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)의 상기 제 1 위상 구성을 변경하는 단계와,
상기 위상 시프트 값(Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc)이 이에 따라 설정되는 상기 구성의 상기 수정과, 상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))의 상기 샘플링을 반복하여 샘플링된 믹서 출력 값(s_DC,0[k+1], s_DC,1[k+1], ..., s_DC,c[k+1])의 다른 세트를 생성하는 단계를
반복적으로 더 포함하는
방법.
레이더 마이크로파 집적 회로(MMIC)로서,
청구항 1 내지 청구항 12 중 어느 하나에 기재된 회로를 포함하는 반도체 칩을 포함하고,
상기 2 이상의 RF 채널(TX01, ..., TXc)은 2 이상의 송신 안테나에 동작 가능하게 연결된 송신 채널이고,
상기 RF 채널(TX01, ..., TXc)은 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))로서 주파수 변조된 RF 레이더 신호를 제공하도록 구성되는
레이더 마이크로파 집적 회로.
제 18 항에 있어서,
상기 회로는, 각각 RF 레이더 에코 신호(y_RF(t))를 수신하고, 상기 RF 에코 신호(y_RF(t))를 기저 또는 중간 주파수 대역으로 다운 변환하도록 구성되는 하나 이상의 수신 채널(RX01)을 더 포함하는
레이더 마이크로파 집적 회로.
제 19 항에 있어서,
상기 모니터 회로(150)는, 상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 송신 및 상기 RF 레이더 에코 신호(y_RF(t))의 수신하는 동안 상기 RF 출력 신호(s_TX01(t), ..., s_TXc(t))의 상기 위상(φ_TX01, ..., φ_TXc)을 나타내는 상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 생성하도록 구성되는
레이더 마이크로파 집적 회로.
RF 테스트 신호를 레이더 송신기 회로에 제공하는 단계와,
RF 기준 신호(s_TSG(t))와 상기 레이더 송신기 회로의 RF 출력 신호(s_TXc(t))를 나타내는 RF 테스트 신호(s_TXc'(t))를 혼합하여 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 생성하는 단계와,
위상 오프셋의 시퀀스로부터 위상 오프셋(Δφ_c[k])을 선택하고, 상기 RF 테스트 신호(s_TXc'(t))와 상기 RF 기준 신호(s_TSG(t)) 중 적어도 하나를 위상 시프팅시킴으로써 상기 선택된 위상 오프셋(Δφ_c[k])을 적용하고, 상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 샘플링하여 위상 오프셋(Δφ_c[k])의 대응하는 시퀀스에 연관된 샘플링된 값(M_c[k])의 시퀀스를 생성하는 것을 반복하는 단계와,
상기 샘플링된 값(M_c[k])의 시퀀스로부터 스펙트럼 값(Y[1]; Y[2])을 계산하는 단계와,
상기 스펙트럼 값(Y[1]; Y[2])에 기초하여 상기 RF 출력 신호(s_TXc(t))의 위상(φ_TXc)을 나타내는 예측된 위상 정보를 계산하는 단계를 포함하는
방법.
제 21 항에 있어서,
상기 RF 출력 신호(s_TXc(t))의 위상(φ_TXc)을 나타내는 예측된 위상 정보를 계산하는 단계는,
상기 샘플링된 값(M_c[k])의 시퀀스로부터 복소수 값의 스펙트럼 값(Y[1]; Y[2])을 계산하는 단계와,
상기 복소수 값의 스펙트럼 값(Y[1]; Y[2])의 편각을 계산하는 단계- 상기 편각은 상기 RF 출력 신호(s_TXc(t))의 상기 위상(φ_TXc)의 예측임 -를 포함하는
방법.
제 21 항 또는 제 22 항에 있어서,
상기 위상 오프셋(Δφ_c[k])의 시퀀스는 하나 이상의 완전한 위상 회전에 걸쳐 같은 간격으로 위상 분포된 시퀀스인
방법.
제 23 항에 있어서,
가중 인자(W_N ^k)의 시퀀스를 제공하는 단계를 더 포함하고,
상기 가중 인자(W_N ^k)는 상기 측정된 값(M_c[k])의 시퀀스에서의 주기의 수와 상기 샘플링된 값(M_c[k])의 시퀀스의 길이에 의존하는
방법.
제 21 항 내지 제 24 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 위상 오프셋(Δφ_c[k])의 시퀀스에 포함된 상기 위상 오프셋(Δφ_c[k])은 90도 간격으로 같은 거리만큼 이격되어 있고, 상기 위상 오프셋(Δφ_c[k])의 시퀀스의 길이는 4의 정수배인
방법.
제 21 항 내지 제 24 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 위상 오프셋(Δφ_c[k])의 시퀀스에 포함된 상기 위상 오프셋(Δφ_c[k])은 360도의 정수배를 상기 시퀀스의 길이로 나눈 간격으로 같은 거리만큼 이격되어 있는
방법.
제 21 항 내지 제 26 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 선택된 위상 오프셋(Δφ_c[k])을 적용하는 단계는,
제 1 위상 시프터(105)를 이용하여 상기 RF 테스트 신호(s_TXc'(t))를 제 1 위상 시프트 값(Δφ_TXc[k])만큼 위상 시프트시키는 단계와,
제 2 위상 시프터(106)를 이용하여 상기 RF 기준 신호(s_TSG(t))를 제 2 위상 시프트 값(Δφ_TSG[k])만큼 위상 시프트시키는 단계를 포함하고,
상기 위상 오프셋(Δφ_c[k])은 상기 제 2 위상 시프트 값(Δφ_TSG[k])과 상기 제 1 위상 시프트 값(Δφ_TXc[k])의 차이에 대응하는
방법.
각 채널은 입력 노드와 출력 노드를 포함하고, 상기 입력 노드에서 RF 발진기 신호(s_L0(t))를 수신하고 상기 출력 노드에서 RF 출력 신호(s_TXc(t))를 제공하도록 구성되는 2 이상의 RF 채널(TXc)과,
RF 기준 신호(s_TSG(t))와 상기 RF 출력 신호(s_TXc(t))를 나타내는 RF 테스트 신호(s_TXc'(t))를 혼합하여 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 생성하도록 구성된 믹서(107)를 포함하는 모니터 회로(150)와,
샘플링된 값(M_c[k])의 시퀀스를 제공하기 위해 상기 믹서 출력 신호(s_DC(t))를 샘플링하도록 구성된 아날로그-디지털 컨버터(31)와,
상기 아날로그-디지털 컨버터(31)에 연결되고, 하나 이상의 위상 시프터(105, 106)를 이용하여 상기 RF 테스트 신호(s_TXc'(t))와 상기 기준 신호(s_TSG(t)) 중 적어도 하나를 위상 시프팅시킴으로써 위상 오프셋(Δφ_c[k])의 시퀀스를 제공하고, 상기 샘플링된 값(M_c[k])의 시퀀스로부터 스펙트럼 값(Y[1]; Y[2])을 계산하고, 상기 스펙트럼 값(Y[1]; Y[2])에 기초하여 상기 RF 출력 신호(s_TXc(t))의 위상(φ_TXc)을 나타내는 예측된 위상 정보를 계산하도록 구성된 회로(120)를 포함하는
회로.