KR20190029239A - 채널상태정보 보고를 위한 상향링크 컨트롤 정보 맵핑 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 개시는 4G 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 통신 시스템을 IoT 기술과 융합하는 통신 기법 및 그 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스 (예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다. 본 발명은 다중 반송파(multi-carrier)를 이용하는 다중 접속 방식(multiple access scheme)을 적용한 무선 이동 통신 시스템에서 단말이 복수의 기준신호(reference signal)에 기반하여 무선채널 상태를 측정하고 그에 의거 CSI(채널상태정보)를 생성, 기지국에 보고하는 방법을 개시한다.

Description

채널상태정보 보고를 위한 상향링크 컨트롤 정보 맵핑 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR UPLINK CONTROL INFORMATION MAPPING FOR CHANNEL STATE INFORMATION FEEDBACK}
본 명세서의 실시 예는 무선 이동 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access 등과 같은 다중 반송파(multi-carrier)를 이용하는 다중 접속 방식(multiple access scheme)을 적용한 무선 이동 통신 시스템에서 단말이 복수의 기준신호(reference signal)에 기반하여 무선채널 상태를 측정하고 그에 의거 CSI(채널상태정보)를 생성, 기지국에 보고하는 방법에 대한 것이다.
4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 IoT(Internet of Things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE (Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소 들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT(information technology)기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.
이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 5G 통신 기술이 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.
최근 LTE(Long Term Evolution) 및 LTE-Advanced의 발전에 따라 채널상태정보 보고를 위한 상향링크 컨트롤 정보 맵핑 방법 및 장치가 필요하다.
본 발명에서는 채널상태정보 보고를 위한 상향링크 컨트롤 정보 (uplink control information, UCI) 맵핑 방법을 제안한다. New Radio (NR) 시스템 에서는 PDCCH 그리고 PUCCH 채널 코딩을 위하여 11비트 이하의 information payload에는 RM 코드를, 그 이상의 information payload에는 polar code를 사용한다. 한편 PUCCH를 통한 CSI 보고 시 일부 CSI 값에 따라 UCI payload에 변동이 발생할 수 있다. 예를 들어 단말이 보고하는 rank에 따라 PMI 및 CQI 보고를 위한 payload가 변화할 수 있다. 이는 polar code로 인코딩 된 UCI를 기지국이 디코딩 할 때 모호성을 증가시키고 blind decoding 횟수를 증가시키는 등 문제를 야기할 수 있다. 본 발명에서는 polar code 인코딩 시 UCI 맵핑 규칙을 효율적으로 디자인하여 상기 문제들을 해결하는 방법들을 제공한다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명은 무선 통신 시스템에서 제어 신호 처리 방법에 있어서, 기지국으로부터 전송되는 제1 제어 신호를 수신하는 단계; 상기 수신된 제1 제어 신호를 처리하는 단계; 및 상기 처리에 기반하여 생성된 제2 제어 신호를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 명세서의 실시 예들에 따르면 복수개의 안테나를 포함하는 기지국 및 단말에서 polar code sequence를 고려한 CSI mapping rule을 정의하고 이를 통하여 CSI 보고를 위한 단말의 UCI encoding 모호성을 줄이고 기지국의 UCI blind decoding 회수를 낮추는 등 다양한 효과들을 얻을 수 있다.
도 1은 LTE/LTE-A 시스템의 하향링크 frame structure를 도시하는 도면,
도 2는 LTE/LTE-A 시스템의 상향링크 frame structure를 도시하는 도면,
도 3은 NR 시스템의 slot structure 및 non-slot structure를 도시하는 도면,
도 4는 LTE/LTE-A 시스템의 상향링크 전송 구조를 도시하는 도면,
도 5는 LTE/LTE-A 시스템의 PUCCH 기반 CSI 보고 타이밍을 도시하는 도면,
도 6은 polar code encoding 구조를 도시하는 도면,
도 7은 polar code sequence 예제를 도시하는 도면,
도 8은 polar code decoding 구조 및 예시를 도시하는 도면,
도 9는 polar code의 coding chain 예시를 도시하는 도면,
도 10은 CA-polar code 및 PC-polar code 예시를 도시하는 도면,
도 11은 maximum rank가 1 혹은 2인 경우의 CSI mapping 예시를 도시하는 도면,
도 12는 maximum rank가 4인 경우의 CSI mapping 예시를 도시하는 도면,
도 13은 maximum rank가 8인 경우의 CSI mapping 예시를 도시하는 도면,
도 14는 RI에 따른 polar code sequence 생성 예시를 도시하는 도면,
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 PUCCH를 통한 CSI 보고 동작 순서를 도시하는 도면,
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 단말 구조도,
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 기지국 구조도 이다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 개시의 바람직한 실시 예에 대한 동작 원리를 상세히 설명한다. 도면상에 표시된 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호로 나타내었으며, 다음에서 본 개시를 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 개시에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 개시는 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시 예들을 가질 수 있는 바, 특정 실시 예들을 도면들에 예시하여 상세하게 설명한다. 그러나, 이는 본 개시를 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 개시의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
또한, 본 명세서에서 명백하게 다른 내용을 지시하지 않는 “한”과, “상기”와 같은 단수 표현들은 복수 표현들을 포함한다는 것이 이해될 수 있을 것이다. 따라서, 일 예로, “컴포넌트 표면(component surface)”은 하나 혹은 그 이상의 컴포넌트 표면들을 포함한다.
또한, 제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않는다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 개시의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
또한, 본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 개시를 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
이하, 본 개시의 다른 실시 예에 따른 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, eNode B, Node B, BS (Base Station), 무선 접속 유닛, 기지국 제어기, 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 이하, 본 개시의 실시 예에 따른 단말은 UE (User Equipment), MS (Mobile Station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어시스템, 통신기능을 포함하는 소형 센서, 웨어러블 디바이스(Wearable Device), 사물인터넷(Internet of Things) 장치를 포함할 수 있다. 이하, 본 개시의 실시 예에서 하향링크(Downlink; DL)는 기지국이 단말에게 전송하는 신호의 무선 전송경로이고, 상향링크는(Uplink; UL)는 단말이 기국에게 전송하는 신호의 무선 전송경로를 의미한다. 또한, 이하에서 LTE 혹은 LTE-A 시스템을 일례로서 본 발명의 실시예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널형태를 갖는 LTE-A Pro, NR(New Radio) 등 여타의 통신시스템에도 본 발명의 실시예가 적용될 수 있다. 또한, 본 발명의 실시예는 숙련된 기술적 지식을 가진자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.
이하, 본 개시의 모든 실시예들은 서로 배타적이지 않으며 하나 이상의 실시예들이 복합적으로 수행될 수 있지만 설명의 편의를 위하여 개별 실시예 및 예제들로 구분한다.
무선 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 예를 들어, 3GPP의 HSPA(High Speed Packet Access), LTE(Long Term Evolution 혹은 E-UTRA (Evolved Universal Terrestrial Radio Access)), LTE-Advanced (LTE-A), 3GPP2의 HRPD(High Rate Packet Data), UMB(Ultra Mobile Broadband), 및 IEEE의 802.16e 등의 통신 표준과 같이 고속, 고품질의 패킷 데이터 서비스를 제공하는 광대역 무선 통신 시스템으로 발전하고 있다. 또한, 5세대 무선통신 시스템으로 5G 혹은 NR (new radio)의 통신표준이 만들어지고 있다.
상기 광대역 무선 통신 시스템의 대표적인 예로, LTE 시스템에서는 하향링크(Downlink; DL)에서는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 채용하고 있고, 상향링크(Uplink; UL)에서는 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 채용하고 있다. 상향링크는 단말(UE(User Equipment) 혹은 MS(Mobile Station))이 기지국(eNode B, 혹은 base station(BS))으로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻하고, 하향링크는 기지국이 단말로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻한다. 상기와 같은 다중 접속 방식은, 통상 각 사용자 별로 데이터 혹은 제어정보를 실어 보낼 시간-주파수 자원을 서로 겹치지 않도록, 즉 직교성 (Orthogonality)이 성립하도록, 할당 및 운용함으로써 각 사용자의 데이터 혹은 제어정보를 구분한다.
LTE 시스템은 초기 전송에서 복호 실패가 발생된 경우, 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송하는 HARQ (Hybrid Automatic Repeat reQuest) 방식을 채용하고 있다. HARQ 방식이란 수신기가 데이터를 정확하게 복호화(디코딩)하지 못한 경우, 수신기가 송신기에게 디코딩 실패를 알리는 정보(NACK; Negative Acknowledgement)를 전송하여 송신기가 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송할 수 있게 한다. 수신기는 송신기가 재전송한 데이터를 이전에 디코딩 실패한 데이터와 결합하여 데이터 수신성능을 높이게 된다. 또한, 수신기가 데이터를 정확하게 복호한 경우 송신기에게 디코딩 성공을 알리는 정보(ACK; Acknowledgement)를 전송하여 송신기가 새로운 데이터를 전송할 수 있도록 할 수 있다.
도 1는 LTE 시스템에서 하향링크에서 상기 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 1에서 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 OFDM 심벌로서, Nsymb (102)개의 OFDM 심벌이 모여 하나의 슬롯(106)을 구성하고, 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(105)을 구성한다. 상기 슬롯의 길이는 0.5ms 이고, 서브프레임의 길이는 1.0ms 이다. 그리고 라디오 프레임(114)은 10개의 서브프레임으로 구성되는 시간영역구간이다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어(subcarrier)로서, 전체 시스템 전송 대역 (Transmission bandwidth)의 대역폭은 총 NBW (104)개의 서브캐리어로 구성된다.
시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(112, Resource Element; RE)로서 OFDM 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 나타낼 수 있다. 리소스 블록(108, Resource Block; RB 혹은 Physical Resource Block; PRB)은 시간영역에서 Nsymb (102)개의 연속된 OFDM 심벌과 주파수 영역에서 NRB (110)개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서, 하나의 RB(108)는 Nsymb x NRB 개의 RE(112)로 구성된다. 일반적으로 데이터의 최소 전송단위는 상기 RB 단위이다. LTE 시스템에서 일반적으로 상기 Nsymb = 7, NRB=12 이고, NBW 및 NRB 는 시스템 전송 대역의 대역폭에 비례한다. 단말에게 스케쥴링되는 RB 개수에 비례하여 데이터 레이트가 증가하게된다. LTE 시스템은 6개의 전송 대역폭을 정의하여 운영한다. 하향링크와 상향링크를 주파수로 구분하여 운영하는 FDD 시스템의 경우, 하향링크 전송 대역폭과 상향링크 전송 대역폭이 서로 다를 수 있다. 채널 대역폭은 시스템 전송 대역폭에 대응되는 RF 대역폭을 나타낸다. [표 1]은 LTE 시스템에 정의된 시스템 전송 대역폭과 채널 대역폭 (Channel bandwidth)의 대응관계를 나타낸다. 예를 들어, 10MHz 채널 대역폭을 갖는 LTE 시스템은 전송 대역폭이 50개의 RB로 구성된다.
[표 1]
Figure pat00001
하향링크 제어정보의 경우 상기 서브프레임 내의 최초 N 개의 OFDM 심벌 이내에 전송된다. 일반적으로 N = {1, 2, 3} 이다. 따라서 현재 서브프레임에 전송해야 할 제어정보의 양에 따라 상기 N 값이 서브프레임마다 가변하게 된다. 상기 제어정보로는 제어정보가 OFDM 심벌 몇 개에 걸쳐 전송되는지를 나타내는 제어채널 전송구간 지시자, 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터에 대한 스케쥴링 정보, HARQ ACK/NACK 신호 등을 포함한다.
LTE 시스템에서 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보는 하향링크 제어정보(Downlink Control Information; DCI)를 통해 기지국으로부터 단말에게 전달된다. DCI 는 여러 가지 포맷을 정의하여, 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보 (UL grant) 인지 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보 (DL grant) 인지 여부, 제어정보의 크기가 작은 컴팩트 DCI 인지 여부, 다중안테나를 사용한 공간 다중화 (spatial multiplexing)을 적용하는지 여부, 전력제어 용 DCI 인지 여부 등에 따라 정해진 DCI 포맷을 적용하여 운용한다. 예컨대, 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 제어정보(DL grant)인 DCI format 1 은 적어도 다음과 같은 제어정보들을 포함하도록 구성된다.
- 자원 할당 유형 0/1 플래그(Resource allocation type 0/1 flag): 리소스 할당 방식이 유형 0 인지 유형 1 인지 통지한다. 유형 0 은 비트맵 방식을 적용하여 RBG (resource block group) 단위로 리소스를 할당한다. LTE 시스템에서 스케줄링의 기본 단위는 시간 및 주파수 영역 리소스로 표현되는 RB이고, RBG 는 복수개의 RB로 구성되어 유형 0 방식에서의 스케줄링의 기본 단위가 된다. 유형 1 은 RBG 내에서 특정 RB를 할당하도록 한다.
- 자원 블록 할당(Resource block assignment): 데이터 전송에 할당된 RB를 통지한다. 시스템 대역폭 및 리소스 할당 방식에 따라 표현하는 리소스가 결정된다.
- 변조 및 코딩 방식(Modulation and coding scheme; MCS): 데이터 전송에 사용된 변조방식과 전송하고자 하는 데이터인 transport block 의 크기를 통지한다.
- HARQ 프로세스 번호(HARQ process number): HARQ 의 프로세스 번호를 통지한다.
- 새로운 데이터 지시자(New data indicator): HARQ 초기전송인지 재전송인지를 통지한다.
- 중복 버전(Redundancy version): HARQ 의 중복 버전(redundancy version) 을 통지한다.
- PUCCH를 위한 전송 전력 제어 명령(TPC(Transmit Power Control) command for PUCCH(Physical Uplink Control CHannel): 상향링크 제어 채널인 PUCCH 에 대한 전송 전력 제어 명령을 통지한다.
상기 DCI는 채널코딩 및 변조과정을 거쳐 하향링크 물리제어채널인 PDCCH (Physical downlink control channel)(또는, 제어 정보, 이하 혼용하여 사용하도록 한다) 혹은 EPDCCH (Enhanced PDCCH)(또는, 향상된 제어 정보, 이하 혼용하여 사용하도록 한다)를 통해 전송된다.
일반적으로 상기 DCI는 각 단말에 대해 독립적으로 특정 RNTI (Radio Network Temporary Identifier)(또는, 단말 식별자)로 스크램블 되어 CRC(cyclic redundancy check)가 추가되고 채널코딩된 후, 각각 독립적인 PDCCH로 구성되어 전송된다. 시간영역에서 PDCCH는 상기 제어채널 전송구간 동안 매핑되어 전송된다. PDCCH 의 주파수영역 매핑 위치는 각 단말의 식별자(ID) 에 의해 결정되고, 전체 시스템 전송 대역에 퍼뜨려진다.
하향링크 데이터는 하향링크 데이터 전송용 물리채널인 PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) 를 통해 전송된다. PDSCH는 상기 제어채널 전송구간 이후부터 전송되는데, 주파수 영역에서의 구체적인 매핑 위치, 변조 방식 등의 스케줄링 정보는 상기 PDCCH 를 통해 전송되는 DCI가 알려준다.
상기 DCI 를 구성하는 제어정보 중에서 5 비트로 구성되는 MCS 를 통해서, 기지국은 단말에게 전송하고자 하는 PDSCH에 적용된 변조방식과 전송하고자 하는 데이터의 크기 (transport block size; TBS)를 통지한다. 상기 TBS 는 기지국이 전송하고자 하는 데이터 (transport block, TB)에 오류정정을 위한 채널코딩이 적용되기 이전의 크기에 해당한다.
LTE 시스템에서 지원하는 변조방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM 으로서, 각각의 변조오더(Modulation order) (Qm) 는 2, 4, 6 에 해당한다. 즉, QPSK 변조의 경우 심벌 당 2 비트, 16QAM 변조의 경우 심볼 당 4 비트, 64QAM 변조의 경우 심벌 당 6 비트를 전송할 수 있다.
도 2는 종래 기술에 따른 LTE-A 시스템에서 상향링크에서 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 2를 참조하면, 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 SC-FDMA 심벌(202)로서, Nsymb UL 개의 SC-FDMA 심벌이 모여 하나의 슬롯(206)을 구성한다. 그리고 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(205)을 구성한다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어로서, 전체 시스템 전송 대역(transmission bandwidth; 204)은 총 NBW개의 서브캐리어로 구성된다. NBW는 시스템 전송 대역에 비례하여 값을 갖는다.
시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(Resource Element; RE, 212)로서 SC-FDMA 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 정의할 수 있다. 리소스 블록 페어(208, Resource Block pair; RB pair)은 시간영역에서 Nsymb UL 개의 연속된 SC-FDMA 심벌과 주파수 영역에서 Nsc RB 개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서, 하나의 RB는 Nsymb UL x Nsc RB 개의 RE로 구성된다. 일반적으로 데이터 혹은 제어정보의 최소 전송단위는 RB 단위이다. PUCCH 의 경우 1 RB에 해당하는 주파수 영역에 매핑되어 1 서브프레임 동안 전송된다.
LTE 시스템에서는 하향링크 데이터 전송용 물리채널인 PDSCH 혹은 반영구적 스케줄링 해제(semi-persistent scheduling release; SPS release)를 포함하는 PDCCH/EPDDCH에 대응하는 HARQ ACK/NACK이 전송되는 상향링크 물리채널인 PUCCH 혹은 PUSCH의 타이밍 관계가 정의되어 있다. 일례로 FDD(frequency division duplex)로 동작하는 LTE 시스템에서는 n-4번째 서브프레임에서 전송된 PDSCH 혹은 SPS release를 포함하는 PDCCH/EPDCCH에 대응하는 HARQ ACK/NACK가 n번째 서브프레임에서 PUCCH 혹은 PUSCH로 전송된다.
LTE 시스템에서 하향링크 HARQ는 데이터 재전송시점이 고정되지 않은 비동기(asynchronous) HARQ 방식을 채택하고 있다. 즉, 기지국이 전송한 초기전송 데이터에 대해 단말로부터 HARQ NACK을 피드백 받은 경우, 기지국은 재전송 데이터의 전송시점을 스케줄링 동작에 의해 자유롭게 결정한다. 단말은 HARQ 동작을 위해 수신 데이터에 대한 디코딩 결과, 오류로 판단된 데이터에 대해 버퍼링을 한 후, 다음 재전송 데이터와 컴바이닝을 수행한다.
단말은 서브프레임 n에 기지국으로부터 전송된 하향링크 데이터를 포함하는 PDSCH를 수신하면, 서브프레임 n+k에 상기 하향링크 데이터의 HARQ ACK 혹은 NACK를 포함하는 상향링크 제어정보를 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 기지국으로 전송한다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD(time division duplex)와 그 서브프레임 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.
LTE 시스템에서 하향링크 HARQ 와 달리 상향링크 HARQ는 데이터 전송시점이 고정된 동기(synchronous) HARQ 방식을 채택하고 있다. 즉, 상향링크 데이터 전송용 물리채널인 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)와 이에 선행하는 하향링크 제어채널인 PDCCH, 그리고 상기 PUSCH에 대응되는 하향링크 HARQ ACK/NACK이 전송되는 물리채널인 PHICH(Physical Hybrid Indicator Channel)의 상/하향링크 타이밍 관계가 다음과 같은 규칙에 의해 고정되어 있다.
단말은 서브프레임 n에 기지국으로부터 전송된 상향링크 스케줄링 제어정보를 포함하는 PDCCH 혹은 하향링크 HARQ ACK/NACK이 전송되는 PHICH를 수신하면, 서브프레임 n+k에 상기 제어정보에 대응되는 상향링크 데이터를 PUSCH를 통해 전송한다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD(time division duplex)와 그 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.
그리고 단말은 서브프레임 i에 기지국으로부터 하향링크 HARQ ACK/NACK을 운반하는 PHICH를 수신하면, 상기 PHICH는 서브프레임 i-k에 단말이 전송한 PUSCH에 대응된다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD와 그 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.
상기 무선통신시스템의 설명은 LTE 시스템을 기준으로 설명하였으며, 본 발명의 내용은 LTE 시스템에 국한되는 것이 아니라 NR, 5G 등 다양한 무선 통신 시스템에서 적용될 수 있다. 예를 들어 NR에서 상향링크 전송을 위한 waveform은 SC-FDMA에 국한되지 않고 CP OFDM을 사용하는 것이 가능하다.
NR 시스템에서는 시간, 오퍼레이션 시나리오 등 환경에 따라 변화하는 하향링크 및 상향링크 요구 용량에 유연하게 대처하기 위하여 다양한 slot 구조들을 지원한다. 도 3은 상기 다양한 NR slot 구조를 도시하는 도면이다. 도 3을 참조하면, NR에서 단말들은 다양한 길이의 slot을 설정 받을 수 있으며, 상기 설정 값은 14개 (혹은 7개) OFDM symbol로 구성되는 slot structure(320)와 1, 2, …, 혹은 7개 OFDM symbol로 구성되는 non-slot structure(325) 중 적어도 하나의 값을 포함한다. 상기 non-slot structure는 표현의 일례이며 실제 적용 시 mini slot, short slot 등 다양한 용어로 표현되는 것이 가능함에 주의하여야 한다. 상기와 같이 slot 혹은 non-slot structure로 설정된 주파수/시간 자원 구간 단위는 특히 시간 축 관점에서 하향링크(DL only), 상/하향링크 혼합(UL/DL mixed, LTE special subframe 구조와 유사), 상향링크(UL only) 구조로 나뉘는 것이 가능하다. 본 예제에서는 가장 일반적인 구조라 할 수 있는 상/하향링크 혼합 구조에 맞추어 설명하도록 한다 (DL only 혹은 UL only는 UL/DL mixed의 특별한 케이스로 고려될 수 있다). 상/하향링크 혼합 구조에서는 하나의 slot 혹은 non-slot 구조 안에 DL part, guard period (GP, 310), UL part 중 적어도 하나를 포함한다. 상기 DL part는 PDCCH(200), PDSCH(305), 그리고 CSI-RS, DL DMRS 등 DL RS 중 적어도 한 가지 요소들을 포함할 수 있다. 이와 유사하게 상기 UL part는 PUCCH, PUSCH (315) 그리고 SRS, UL DMRS 등 UL RS 중 적어도 한 가지 요소들을 포함할 수 있다. 여기서 guard period는 DL에서 UL로 전환하는 동안의 보호구간으로 단말은 이 기간 동안 데이터 송수신을 수행할 필요가 없으므로 timing alignment를 수행하거나 RF chain을 전환하는 등 UL/DL 변환을 위한 동작들을 수행하는 것이 가능하다.
도 4는 LTE/LTE-A 시스템의 상향링크 전송 구조를 도시하는 도면이다. 도 4를 참조하면 transport channel에서 상향링크 데이터 채널(uplink shared channel, UL-SCH)은 transport block (TB) 단위로 나뉘어 진 후 TB cyclic redundancy check (CRC) bit가 추가된다. 이후 상기 TB + TB-CRC 비트들은 적어도 하나 이상의 code block(CB)으로 나눠지고 CB-CRC가 추가된다. 이후 상기 CB + CB-CRC들은 channel coding, rate matching (RM), 그리고 code block concatenation (CBC) 등의 절차를 거쳐 물리 상향링크 데이터 채널(physical uplink shared channel, PUSCH)로 매핑된다. 한편 transport channel에서 상향링크 제어 채널(uplink control channel, UCI)은 HARQ 혹은 rank indicator (RI), CSI-RS resource indicator (CRI), precoding matrix indicator (PMI), channel quality indicator (CQI) 등의 UCI element 들로 구성될 수 있다. 각각의 UCI element들은 미리 정해진 룰에 따라 개별적으로 혹은 하나 이상의 UCI element들이 joint encoding 되어 channel coding이 적용될 수 있다. 상기 channel coding이 적용된 UCI는 상기 상향링크 데이터 채널과 MUX 되어 PUSCH로 전송되거나 혹은 물리 상향링크 제어 채널(physical uplink control channel, PUCCH)로 전송되는 것이 가능하다.
NR 시스템의 경우 상기 하나의 TB내 CB들은 하나 이상의 code block group(CBG)로 나뉘어 질 수 있으며 경우에 따라 각 CBG 별 HARQ ACK/NACK이 보고되어 CBG 별 재전송이 수행되는 것이 가능하다. 이외 구성은 LTE/LTE-A 시스템과 유사하다.
상기 설명한 바와 같이 LTE/LTE-A/NR 시스템에서 단말은 하향링크로 기지국이 전송하는 기준신호를 측정하고 여기에서 추출한 정보를 UCI를 통하여 기지국으로 피드백할 수 있다. 단말이 피드백하는 UCI element로는 크게 다음의 다섯 가지 정보가 있다.
● CRI (CSI-RS Resource Indicator): 기지국이 전송한 CSI-RS 중 단말이 선호하는 CSI-RS 자원의 인덱스
● RI (Rank Indicator): 단말이 현재의 채널상태에서 선호하는 spatial layer의 개수
● PMI (Precoder Matrix Indicator): 단말이 현재의 채널상태에서 선호하는 precoding matrix에 대한 지시자
● CQI (Channel Quality Indicator): 단말이 현재의 채널상태에서 수신할 수 있는 최대 데이터 전송률 (data rate). CQI는 최대 데이터 전송률과 유사하게 활용될 수 있는 SINR, 최대의 오류정정 부호화율 (code rate) 및 변조 방식, 주파수당 데이터 효율 등으로 대체될 수 도 있음.
● CSI-RSRP (reference signal received power) 혹은 synchronization signal block (SSB) RSRP: CRI에 의하여 지정되거나, 혹은 미리 약속된 예를 들어 수신파워가 가장 큰 X개의 CSI-RS(들)에 대한 수신파워. SSB RSRP의 경우 기지국이 지시한 SSB 혹은 혹은 미리 약속된 예를 들어 수신파워가 가장 큰 X개의 SSB(들)에 대한 수신파워. 이때 SSB의 수신파워라 함은 primary SS (PSS), secondary SS (SSS), 혹은 physical broadcast channel (PBCH) 중 하나의 수신파워 혹은 일부 또는 전부의 평균수신파워로 정의되는 것이 가능하다.
상기 CRI, RI, PMI, CQI, RSRP는 서로 연관되어 의미를 갖는다. 한 예로 단말에게 설정된 다수의 CSI-RS resource들은 서로 다른 수의 CSI-RS 포트들로 구성되는 것이 가능하다. 이때 가능한 최대 rank는 CSI-RS 포트 수보다 클 수 없으므로, 단말이 보고할 수 있는 RI의 최대 값은 단말이 선택한 CRI에 따라 결정되는 것이 가능하다. 또 다른 예로 precoding matrix는 rank별로 다르게 정의되어 있기 때문에 RI가 1의 값을 가질 때 PMI 값 X와 RI가 2의 값을 가질 때 PMI 값 X는 다르게 해석이 된다. 또한 단말이 CQI를 결정할 때에도 자신이 기지국에 통보한 PMI와 X가 기지국에서 적용되었다는 가정을 한다. 즉, 단말이 RI_X, PMI_Y, CQI_Z를 기지국에 통보한 것은 rank를 RI_X로 하고 precoding을 PMI_Y로 할 때 CQI_Z에 해당하는 데이터 전송률을 수신할 수 있다고 통보하는 것과 같다. 이와 같이 단말은 CQI를 계산할 때에 기지국에 어떤 전송방식을 수행할 지를 가정하여 해당 전송방식으로 실제 전송을 수행하였을 때 최적화된 성능을 얻을 수 있도록 한다.
LTE/LTE-A의 경우 주기적 그리고 비주기적 피드백 모드가 지원되며, NR의 경우 주기적 (periodic), 준주기적 (semi-persistent), 그리고 비주기적 (aperiodic) 피드백 모드가 지원된다.
LTE/LTE-A의 경우 주기적 피드백은 어떤 정보를 포함하느냐에 따라 다음의 네가지 중 하나의 피드백 모드(feedback mode or reporting mode)로 설정된다:
1. Reporting mode 1-0: RI, 광대역 (wideband) CQI (wCQI)
2. Reporting mode 1-1: RI, wCQI, PMI
3. Reporting mode 2-0: RI, wCQI, 협대역 (subband) CQI (sCQI)
4. Reporting mode 2-1: RI, wCQI, sCQI, PMI
상기 네가지 피드백 모드에 대한 각 정보의 피드백 타이밍은 상위 신호(higher layer signal)로 전달되는 N pd , N OFFSET , CQI , M RI 그리고 N OFFSET ,RI 등의 값에 의해 결정된다. 피드백 모드 1-0에서 wCQI의 전송 주기는 N pd 이며 N OFFSET , CQI 의 서브프레임 오프셋 값을 가지고 피드백 타이밍이 결정된다. 또한 RI의 전송 주기는 N pd ,·M RI 이며 오프셋은 N OFFSET , CQI + N OFFSET ,RI 이다. 도 5는 상기 reporting mode 및 파라미터 설정에 따른 LTE/LTE-A 시스템의 PUCCH 기반 CSI 보고 타이밍을 도시하는 도면이다. 도 3에서, 각 타이밍은 서브프레임 인덱스를 나타낸다. 일례로 500은 N pd = 2, M RI = 2, N OFFSET , CQI = 1, N OFFSET ,RI = -1의 경우에 RI 및 wCQI의 피드백 타이밍이며, 505는 N pd = 2, M RI = 2, J = 3 (10MHz), K = 1, N OFFSET , CQI = 1, N OFFSET ,RI = -1의 경우에 대한 RI, sCQI, wCQI 피드백 타이밍을이다. 510 및 515는 N pd = 2, M RI = 2, J = 3 (10MHz), K = 1, H' = 3, N OFFSET , CQI = 1, N OFFSET ,RI = -1의 경우에 대하여 각각 PTI=0과 PTI=1인 경우의 피드백 타이밍을 도시하는 도면이다.
LTE/LTE-A에서는 상기 단말의 주기적 피드백뿐만 아니라 비주기적 피드백도 지원한다. 기지국이 특정 단말의 비주기적 피드백 정보를 얻고 싶을 때, 기지국은 해당 단말의 상향링크 데이터 스케줄링을 위한 하향링크 제어정보 (DCI, downlink control information)에 포함된 비주기적 피드백 지시자를 특정 비주기적 피드백을 수행하도록 설정하여 해당 단말의 상향링크 데이터 스케줄링을 수행한다. 상기 해당 단말은 비주기적 피드백을 수행하도록 설정된 지시자를 n번째 서브프레임 에서 수신하면 해당 단말은 n+k번째 서브프레임에서의 데이터 전송에 비주기적 피드백 정보를 포함하여 상향링크 전송을 수행한다. 여기서 k는 3GPP LTE Release 11 표준에 정의된 파라미터로 FDD(frequency division duplexing)에서는 4이며 TDD(time division duplexing)에서는 <표 1-1>과 같이 정의된다.
[표 1-1] TDD UL/DL configuration에서 각 서브프레임 번호 n에 대한 k 값
Figure pat00002
상기 비주기적 피드백이 설정된 경우에 피드백 정보는 주기적 피드백의 경우와 같이 RI, PMI, CQI를 포함하며 피드백 설정에 따라 RI와 PMI는 피드백 되지 않을 수도 있다. 그리고 CQI는 wCQI와 sCQI 모두를 포함할 수도 있고 wCQI 정보만을 포함할 수도 있다.
하기 <표 2>는 PUCCH를 이용하여 보고하는 주기적 채널 상태 보고의 reporting type과 해당 reporting type 별 보고되는 정보 그리고 사용되는 정보의 payload size를 나타낸 표이다.
[표 2] PUCCH reporting type
Figure pat00003
Figure pat00004
단말은 상기 표 2와 같이 주기적 채널 상태 보고의 PUCCH reporting mode와 reporting instance에 따라 필요한 PUCCH reporting type을 이용하여 RI/PTI/PMI/CQI 정보 등을 전송하게 된다. 하지만, 단말은 주기적 채널 상태 보고는 할당된 자원과 보낼 수 있는 payload 사이즈가 한정되어 있는 PUCCH를 이용한 보고의 특성상 하나의 보고 시점에 하나의 PUCCH reporting type만 전송 가능하다. 따라서, 한 셀에서의 CSI process 간의 보고 시점이 충돌하거나 CA(Carrier Aggregation) 상황에서 다른 셀 간의 보고 시점이 충돌할 때 PUCCH reporting type에 따라 우선순위를 정하여 충돌을 해결한다. 이 때, 우선 순위를 정하는 기준은 보고 주기이다. 보고 주기가 길수록 우선 순위가 높고 중요한 정보이며, 짧을수록 우선 순위가 낮게 된다. Release 12 표준에서는 reporting type에 따라 RI>wideband PMI>wideband CQI>subband PMI 및 CQI 의 순으로 우선 순위를 갖게 되며, 다른 셀 간 reporting이 동일한 우선 순위를 갖는 보고가 충돌할 경우 낮은 셀 인덱스를 갖는 셀의 정보를 송신함으로써 충돌을 해결한다. 또한, 충돌에 의해 보고되지 않은 경우 해당 정보는 가장 최근에 보고된 해당 정보를 이용하여 남은 주기적 채널 상태 보고를 계속한다. 예를 들어, wideband PMI 정보가 보고되지 못한 경우 가장 최근에 보고된 wideband PMI가 0 일 때, 현재 보고 시점에서의 wideband PMI 역시 0 이라고 가정하고 나머지 second PMI 및 CQI 정보를 보고하게 된다.
LTE/LTE-A에서는 주기적 채널 상태 보고를 위하여 codebook subsampling 기능을 제공한다. LTE/LTE-A에서 상기 단말의 주기적 피드백은 PUCCH를 통하여 기지국으로 전송되게 된다. PUCCH를 통하여 한번에 전송될 수 있는 정보량이 제한적이기 때문에 상기 RI, wCQI, sCQI, PMI1, wPMI2, sPMI2 등 다양한 피드백 객체들은 부표본추출(subsampling)을 통하여 PUCCH로 전송되거나 두 가지 이상의 피드백 정보들이 함께 부호화 되어 (joint encoding) PUCCH로 전송될 수 있다. 일례로 기지국에서 설정한 CSI-RS port가 8개일 때, PUCCH mode 1-1의 submode 1에서 보고 되는 RI와 PMI1은 <표 3>과 같이 joint encoding 될 수 있다. <표 3>에 기반하여 3 bits로 구성되는 RI와 4 bits로 구성되는 PMI1은 총 5 bits로 joint encoding 된다. PUCCH mode 1-1의 submode 2는 <표 4>와 같이 4 bit로 구성되는 PMI1과 또 다른 4 bit로 구성되는 PMI2를 총 4 bit로 joint encoding 한다. Submode 1과 비교하여 subsampling 수준이 더 크기 때문에 (submode 1의 경우 4 3, submode 2의 경우 8 4) 더 많은 precoding index를 report 할 수 없게 된다. 또 다른 일례로 기지국에서 설정한 CSI-RS port가 8개 일 경우, PUCCH mode 2-1에서 보고 되는 PMI2는 <표 5>와 같이 subsampling 될 수 있다. <표 5>를 참고하면 PMI2는 연관되는 RI가 1일 때 4 bits로 보고된다. 그러나 연관되는 RI가 2 이상일 경우 두 번째 codeword를 위한 differential CQI가 추가로 함께 보고되어야 하므로 PMI2가 2 bits로 subsampling되어 보고되는 것을 알 수 있다. LTE/LTE-A에서는 상기 <표 3>, <표 4> 및 <표 5>를 포함하여 총 6가지의 주기적 피드백에 대한 subsampling 또는 joint encoding을 적용하는 것이 가능하다.
[표 3]: Joint encoding of RI and i1 for PUCCH mode 1-1 submode 1
Figure pat00005
[표 4]: Joint encoding of RI, i1 and i2 for PUCCH mode 1-1 submode 2
Figure pat00006
[표 5]: PUCCH mode 2-1 codebook subsampling
Figure pat00007
NR의 경우 주기적 CSI reporting은 short PUCCH 혹은 long PUCCH를 통하여 전송되는 것이 가능하다. 상기 short PUCCH는 1개 내지 2개 OFDM symbol로 구성되는 PUCCH이며 long PUCCH는 3 혹은 4개 이상의 OFDM symbol로 구성되는 PUCCH이다. NR에서 short PUCCH 혹은 long PUCCH를 통한 CSI reporting의 경우 single-slot reporting만이 지원되며 LTE/LTE-A와 같이 multiple slot 간 CSI parameter(혹은 UCI element)들의 multiplexing은 지원하지 않는다. 이를 통하여 하나의 CSI reporting에 대한 multiple reporting time dependency를 줄이고 error propagation에 의한 성능 열화를 방지할 수 있다.
NR에서는 크게 세 가지 type의 코드북들을 지원한다. 단말은 상위레이어 시그날링을 통하여 상기 세 가지 type 중 하나의 코드북을 사용하도록 지시될 수 있다. 첫 번째 type은 단일 패널 그리고 low CSI feedback resolution을 가정한 TypeI-SinglePanel codebook이며, 두 번째 type은 다중 패널 그리고 low CSI feedback resolution을 가정한 TypeI-MultiPanel codebook, 그리고 세 번째 type은 단일 패널 그리고 high CSI feedback resolution을 가정한 TypeII codebook이다.
각 type의 코드북들은 아래와 같은 파라미터 중 일부 혹은 전부에 의하여 정의되는 것이 가능하다.
● N1: 첫 번째 공간 도메인에서의 antenna port 수
● N2: 두 번째 공간 도메인에서의 antenna port 수 (즉, dual-polarization antenna를 가정하면 총 안테나 포트 수는 2*N1*N2 이다.)
● O1: 첫 번째 공간 도메인에서의 oversampling factor (즉, 첫 번째 공간 도메인에서의 가능한 code point 수는 N1*N2 이다.)
● O2: 두 번째 공간 도메인에서의 oversampling factor (즉, 첫 번째 공간 도메인에서의 가능한 code point 수는 N1*N2 이다.)
● Ng: 멀티 패널 코드북에서 패널의 수
● i1: 첫 번째 PMI이며 빔 그룹 정보 혹은 wideband PMI 정보를 대표한다. i1 ,1, i1 ,2, i1 ,3등의 요소들로 구성될 수 있으며 이때 i1 , 1는 첫 번째 공간 도메인에 대한 첫 번째 PMI, i1 ,2는 두 번째 공간 도메인에 대한 첫 번째 PMI, i1 , 3는 high rank codebook에서의 직교벡터 방향정보 등의 의미를 가진다.
● i2: 두 번째 PMI이며 빔 그룹 내 빔 선택에 대한 정보 and/or co-phasing 정보를 포함한다.
● L: TypeII codebook에서 빔 합성을 위한 빔 개수이다.
또한 NR에서 각 type의 코드북은 두 가지 mode 중 하나로 설정되는 것이 가능하다. 첫 번째 mode는 하나의 빔 그룹이 하나의 빔 방향을 포함하는 mode로 i2가 co-phasing 정보만을 가리킨다. 두 번째 mode는 하나의 빔 그룹이 하나 이상의 빔 방향을 포함하는 mode로 i2가 빔 선택과 co-phasing 정보를 함께 가리킨다.
NR에서는 상기 codebook type, parameter, mode, 혹은 wideband/subband reporting 설정에 따라 PMI 보고를 위하여 아래 표들과 같은 payload가 필요하다. 표 6 및 7은 각각 TypeI-SinglePanel codebook을 위한 i1 및 i2 payload를 나타내는 표이다.
[표 6] TypeI-SinglePanel codebook의 i1 payload (wideband)
Figure pat00008
[표 7] TypeI-SinglePanel codebook의 i2 payload (per subband)
Figure pat00009
표 8 및 9은 각각 TypeI-MultiPanel codebook을 위한 i1 및 i2 payload를 나타내는 표이다.
[표 8] TypeI-MultiPanel codebook의 i1 payload (wideband)
Figure pat00010
[표 9] TypeI-MultiPanel codebook의 i2 payload (per subband)
Figure pat00011
표 10은 TypeII codebook을 위한 i1 payload를 나타내는 표이다. 표 11부터 14는 TypeII codebook을 위한 i2 payload를 나타내는 표들이며, 표 11은 빔 합성에 QPSK phase 및 wideband only amplitude를 사용하는 경우, 표 12는 빔 합성에 QPSK phase 및 wideband + subband amplitude를 사용하는 경우, 표 13은 빔 합성에 8-PSK phase 및 wideband only amplitude를 사용하는 경우, 표 14는 빔 합성에 8-PSK phase 및 wideband + subband amplitude를 사용하는 경우이다
[표 10] TypeII codebook의 i1 payload (wideband)
Figure pat00012
[표 11] TypeII codebook의 i2 payload (QPSK phase, WB only amp)
Figure pat00013
[표 12] TypeII codebook의 i2 payload (QPSK phase, WB+SB amp)
Figure pat00014
[표 13] TypeII codebook의 i2 payload (8-PSK phase, WB only amp)
Figure pat00015
[표 14] TypeII codebook의 i2 payload (8-PSK phase, WB+SB amp)
Figure pat00016
표 6부터 표 14에 도시된 바와 같이 PMI의 payload는 각 codebook 관련 설정 값 및 함께 보고되는 다른 UCI element(e.g. rank)에 따라 크기가 변함을 알 수 있다. 이는 상황에 따라 channel coding input sequence가 바뀔 수 있음을 의미하므로 short/long PUCCH encoding 시 고려되어야 할 것이다.
NR에서는 11비트를 기준으로 11비트 이하의 DCI/UCI information bit들에 대한 채널 코딩은 RM code를 사용하며 12비트 이상의 DCI/UCI information bit들에 대한 채널 코딩은 polar code를 사용한다. 상기 information bit들은 A 비트의 UCI bit stream
Figure pat00017
만을 포함하여 count 하거나 혹은 A 비트의 UCI bit stream
Figure pat00018
과 L 비트의 parity bits
Figure pat00019
를 모두 포함하여 count 하는 것이 가능하다.
도 6은 polar code의 encoding 방법의 일례를 도시하는 도면이다. 도 6을 참조하면 information bit(600)들은 미리 정해진 Reed-Muller (RM) generation matrix(605)에 의하여 encoding되어 codeword(610)으로 변환된다. 이때 information bit들은 가장 하위의 U0부터 가장 상위의 U7까지 순차적으로 encoding되며, 하위의 비트일수록 joint encoding되는 비트들이 적으므로 낮은 reliability를 가진다. 따라서 하위의 비트들 중 일부를 frozen bit로 정의하여 미리 정해진 sequence를 사용하고 나머지를 data bit로 사용하면 decoding 성능을 향상시키는 것이 가능하다.
도 7은 polar code sequence 예제를 도시하는 도면이다. 도 7을 참조하면 상기 도 6에서 설명한 바와 같이 information bit index에 따라 decoding reliability가 증가하는 것을 볼 수 있다 (700). 특히 sorting 전(700)의 reliability는 sorting 후(705)와 같이 단조 증가 혹은 단조 감소 함수는 아니지만 일정한 경향성이 있음을 쉽게 관찰할 수 있다. 700에 의하면 CR=1/3, 혹은 CR=1/2, 혹은 CR=3/4 등 목적하는 coding rate (CR)에 따라 frozen bit로 사용될 index(빨간/초록/노란 선 아래의 비트들)와 data bit로 사용될 index(빨간/초록/노란 선 위의 비트들)를 구분할 수 있으며 이를 polar code sequence로 정의할 수 있다. 이를 각 bit 별 reliability에 따라 sorting할 경우 725와 같이 가장 낮은 reliability를 가지는 비트들로 구성되는 frozen bit part(710), 중간 정도의 reliability를 가지는 비트들로 구성되는 data bit part(715), 그리고 가장 높은 reliability를 가지는 CRC part(720)으로 구분된다.
도 8은 polar code decoding 예제를 도시하는 도면이다. 도 8을 참조하면 상기 정의된 polar code sequence에 대하여 상기 설명한 RM generation matrix를 바탕으로 수신한 신호에 대한 decoding을 수행하는 것이 가능하다. 상기 decoding은 다수의 basic decoding unit으로 구성되는 수신단에 의하여 각 information bit 별 reliability의 역순으로 진행된다. 각 basic decoding unit에서는 해당 노드에 대한 LLR 계산(check node operation)과 이에 기반한 successive cancelation(variable node operation)이 순차적/지속적으로 진행된다. 이를 data bit들에 대한 decoding 관점에서 정리하면 도 8의 트리 구조와 같이 도식화 되는 것이 가능하다.
도 9는 polar code에 기반한 channel coding chain 예제를 도시하는 도면이다. 도 9를 참조하면 DCI/UCI information은 CRC encoder(900)를 거쳐 polar code sequence로 변환되며 polar code encoder(905)를 거쳐 codeword로 환산된 후 rate matching 을 수행한다(910). 이후 circular buffer(915)에서 순차적으로 channel interleaving(920)을 거친 후 modulation(925) 되어 PDCCH/PUCCH에 mapping 된다.
도 10은 CRC-aided polar (CA-polar) code와 parity-check polar (PC-polar) code를 일례들을 도시하는 도면이다. 일반적으로 polar code의 성능은 CRC를 사용하여 candidate path들을 검사하는 경우 향상되게 된다. 이를 CA-polar(930)로 정의하며 decoding 복잡도는 only polar 대비 크지 않고 적절한 시퀀스의 data + CRC input을 정의하는 것이 필요하다. PC-polar code(935)는 CRC 이외 추가적인 PC-frozen bit를 정의하는 방법이다. 이때 상기 추가적인 PC-frozen bit는 고정된 값이 아니며 다른 data bit에 의하여 변경될 수 있다. 예를 들어 도 10에서 U7에 대한 PC-frozen bit는 U5 및 U6의 값에 따라 결정된다. CA-polar 및 PC-polar의 효율성은 information bit의 payload에 따라 달라질 수 있으므로 특정 information bit payload를 기준으로 CA-polar 및 PC-polar의 사용이 결정되는 것이 가능하다. 이후 본 발명의 설명에서 polar code라 함은 특정 polar code를 지칭하는 것이 아니며 일반적인 의미를 가짐에 유의하여야 한다.
<제 1 실시예: CRI-RI-CQI-PMI-padding 순 encoding>
도 14는 polar code sequence를 고려한 UCI mapping 방법의 예시들을 도시하는 도면이다. 본 실시예에서 CRI(1420), RI(1420), PMI(1424), CQI(1422) 등 CSI reporting 관련 UCI element 들은 padding bit(1426)보다 먼저 encoding 되도록 약속된다. 이는 frozen bit part (1405), data bit part (1410), 그리고 CRC (1415)로 구성되는 polar code sequence (1400)에서 frozen bit (1405)에 기반하여 data bit part (1410) 디코딩 시 UCI element들이 padding bit들보다 먼저 decoding 되어 UCI element들의 payload에 대한 모호성을 없애기 위함이다. CRI/RI(1420)은 CQI(1422) 혹은 PMI(1424)보다 먼저 encoding 되며, 이때 CRI는 RI보다 먼저 encoding 될 수 있다. 이는 단말이 보고하는 CRI에 따라 지시된 CSI-RS resource에 포함되는 CSI-RS port 수가 달라지고 이에 의하여 가능한 max rank가 변하여 RI의 payload가 달라질 수 있기 때문이다.
기지국은 1420에 대한 decoding을 수행한 이후 CQI(1422) 혹은 PMI(1424)에 대한 payload를 추정할 수 있다.
예를 들어 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 단일 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 1로 한정되는 경우 도 11과 같이 data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1130)와 B 비트의 PMI(1135)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1135)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 CQI(1130) 혹은 PMI(1135) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1인 경우 단일 codeword의 channel quality를 대표한다.
또 다른 예시로 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 두 개의 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 2로 한정되는 경우를 고려할 수 있다. 도 11과 같이 RI decoding 결과에 따라 RI가 0인 경우(rank=1, 1100) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1105)와 B 비트의 PMI(1110)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1110)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1100), CQI(1105) 혹은 PMI(1110) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 1인 경우(rank=2, 1115) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1120)와 C 비트의 PMI(1125)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 C 비트의 PMI(1125)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1115), CQI(1120) 혹은 PMI(1125) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1, 2인 경우 모두 단일 codeword의 channel quality를 대표하기 때문에 rank에 따라 payload가 변하지 않으나 B비트 혹은 C비트의 PMI는 rank에 따라 그 값이 바뀔 수 있음에 유의하여야 한다.
또 다른 예시로 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 네 개의 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 4로 한정되는 경우를 고려할 수 있다. 도 12와 같이 RI decoding 결과에 따라 RI가 00인 경우(rank=1, 1200) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1205)와 B 비트의 PMI(1210)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1210)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1200), CQI(1205) 혹은 PMI(1210) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 01인 경우(rank=2, 1215) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1220)와 C 비트의 PMI(1225)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 C 비트의 PMI(1225)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1215), CQI(1220) 혹은 PMI(1225) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 10 혹은 11인 경우(rank=3 or 4, 1230) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1235)와 D 비트의 PMI(1240)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 D 비트의 PMI(1240)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1230), CQI(1235) 혹은 PMI(1240) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1, 2, 3, 4인 경우 모두 단일 codeword의 channel quality를 대표하기 때문에 rank에 따라 payload가 변하지 않으나 B비트 혹은 C비트 혹은 D비트의 PMI는 rank에 따라 그 값이 바뀔 수 있음에 유의하여야 한다.
또 다른 예시로 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 여덟 개 이상의 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 8로 한정되는 경우를 고려할 수 있다. 도 13과 같이 RI decoding 결과에 따라 RI가 000인 경우(rank=1, 1300) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1305)와 B 비트의 PMI(1310)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1310)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1300), CQI(1305) 혹은 PMI(1310) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 001인 경우(rank=2, 1315) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1320)와 C 비트의 PMI(1325)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 C 비트의 PMI(1325)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1315), CQI(1320) 혹은 PMI(1325) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 010 혹은 011인 경우(rank=3 or 4, 1330) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1335)와 D 비트의 PMI(1340)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 D 비트의 PMI(1340)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1330), CQI(1335) 혹은 PMI(1340) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 100, 101, 110 혹은 111인 경우(rank= 5, or 6, or, 7, or 8, 1345) data bit part (1410)은 E 비트의 CQI(1350)와 F 비트의 PMI(1355)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 F 비트의 PMI(1355)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1345), CQI(1350) 혹은 PMI(1355) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1, 2, 3, 4인 경우 모두 단일 codeword의 channel quality를 대표하기 때문에 rank에 따라 payload가 변하지 않으나 만약 rank가 5, 6, 7, 8에 해당하는 경우 두 개의 codeword에 대한 channel quality를 대표해야 하기 때문에 payload가 증가하여야 한다. 일례로 두 개의 codeword에 서로 독립적인 CQI가 적용되는 경우 F=2A bits의 CQI payload가 필요하다. 만약 첫 번째 CQI에는 A bit가 할당되고 두 번째 CQI에는 differential CQI가 적용되는 경우 A<F<2A의 값을 만족하는 F bits CQI payload가 할당된다. 상기 B비트 혹은 C비트 혹은 D비트 혹은 F비트의 PMI는 rank에 따라 그 값이 바뀔 수 있음에 유의하여야 한다.
<제 2 실시예: CRI-RI-CQI-PMI-padding 순 encoding>
도 14는 polar code sequence를 고려한 UCI mapping 방법의 예시들을 도시하는 도면이다. 본 실시예에서 CRI 혹은 RI(1430) 등 다른 UCI element의 payload에 영향을 줄 수 있는 UCI element들은 padding bit(1432)보다 먼저 encoding 되고, PMI(1436), CQI(1434) 등 나머지 CSI reporting 관련 UCI element 들은 padding bit(1426)보다 나중에 encoding 되도록 약속된다. 이는 frozen bit part (1405), data bit part (1410), 그리고 CRC (1415)로 구성되는 polar code sequence (1400)에서 frozen bit (1405)에 기반하여 data bit part (1410) 디코딩 시 padding bit들을 통하여 CQI, PMI등 일부 UCI element들에 대한 신뢰성을 더욱 향상시키기 위함이다. CRI/RI(1430)은 CQI(1434) 혹은 PMI(1436)보다 먼저 encoding 되며, 이때 CRI는 RI보다 먼저 encoding 될 수 있다. 이는 단말이 보고하는 CRI에 따라 지시된 CSI-RS resource에 포함되는 CSI-RS port 수가 달라지고 이에 의하여 가능한 max rank가 변하여 RI의 payload가 달라질 수 있기 때문이다.
기지국은 1430에 대한 decoding을 수행한 이후 CQI(1434) 혹은 PMI(1436)에 대한 payload를 추정할 수 있으며 이후 1410내 1430, 1434, 1436을 위한 payload 이외 나머지 payload는 padding(1432)됨을 감안하여 decoding을 수행한다.
예를 들어 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 단일 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 1로 한정되는 경우 도 11과 같이 data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1130)와 B 비트의 PMI(1135)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1135)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 CQI(1130) 혹은 PMI(1135) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1인 경우 단일 codeword의 channel quality를 대표한다.
또 다른 예시로 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 두 개의 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 2로 한정되는 경우를 고려할 수 있다. 도 11과 같이 RI decoding 결과에 따라 RI가 0인 경우(rank=1, 1100) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1105)와 B 비트의 PMI(1110)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1110)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1100), CQI(1105) 혹은 PMI(1110) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 1인 경우(rank=2, 1115) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1120)와 C 비트의 PMI(1125)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 C 비트의 PMI(1125)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1115), CQI(1120) 혹은 PMI(1125) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1, 2인 경우 모두 단일 codeword의 channel quality를 대표하기 때문에 rank에 따라 payload가 변하지 않으나 B비트 혹은 C비트의 PMI는 rank에 따라 그 값이 바뀔 수 있음에 유의하여야 한다.
또 다른 예시로 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 네 개의 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 4로 한정되는 경우를 고려할 수 있다. 도 12와 같이 RI decoding 결과에 따라 RI가 00인 경우(rank=1, 1200) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1205)와 B 비트의 PMI(1210)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1210)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1200), CQI(1205) 혹은 PMI(1210) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 01인 경우(rank=2, 1215) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1220)와 C 비트의 PMI(1225)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 C 비트의 PMI(1225)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1215), CQI(1220) 혹은 PMI(1225) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 10 혹은 11인 경우(rank=3 or 4, 1230) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1235)와 D 비트의 PMI(1240)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 D 비트의 PMI(1240)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1230), CQI(1235) 혹은 PMI(1240) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1, 2, 3, 4인 경우 모두 단일 codeword의 channel quality를 대표하기 때문에 rank에 따라 payload가 변하지 않으나 B비트 혹은 C비트 혹은 D비트의 PMI는 rank에 따라 그 값이 바뀔 수 있음에 유의하여야 한다.
또 다른 예시로 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 여덟 개 이상의 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 8로 한정되는 경우를 고려할 수 있다. 도 13과 같이 RI decoding 결과에 따라 RI가 000인 경우(rank=1, 1300) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1305)와 B 비트의 PMI(1310)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1310)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1300), CQI(1305) 혹은 PMI(1310) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 001인 경우(rank=2, 1315) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1320)와 C 비트의 PMI(1325)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 C 비트의 PMI(1325)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1315), CQI(1320) 혹은 PMI(1325) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 010 혹은 011인 경우(rank=3 or 4, 1330) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1335)와 D 비트의 PMI(1340)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 D 비트의 PMI(1340)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1330), CQI(1335) 혹은 PMI(1340) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 100, 101, 110 혹은 111인 경우(rank= 5, or 6, or, 7, or 8, 1345) data bit part (1410)은 E 비트의 CQI(1350)와 F 비트의 PMI(1355)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 F 비트의 PMI(1355)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1345), CQI(1350) 혹은 PMI(1355) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1, 2, 3, 4인 경우 모두 단일 codeword의 channel quality를 대표하기 때문에 rank에 따라 payload가 변하지 않으나 만약 rank가 5, 6, 7, 8에 해당하는 경우 두 개의 codeword에 대한 channel quality를 대표해야 하기 때문에 payload가 증가하여야 한다. 일례로 두 개의 codeword에 서로 독립적인 CQI가 적용되는 경우 F=2A bits의 CQI payload가 필요하다. 만약 첫 번째 CQI에는 A bit가 할당되고 두 번째 CQI에는 differential CQI가 적용되는 경우 A<F<2A의 값을 만족하는 F bits CQI payload가 할당된다. 상기 B비트 혹은 C비트 혹은 D비트 혹은 F비트의 PMI는 rank에 따라 그 값이 바뀔 수 있음에 유의하여야 한다.
<제 3 실시예: CRI-RI-CQI-PMI-padding 순 encoding>
도 14는 polar code sequence를 고려한 UCI mapping 방법의 예시들을 도시하는 도면이다. 본 실시예에서 CRI 혹은 RI(1440) 등 다른 UCI element의 payload에 영향을 줄 수 있는 UCI element들은 padding bit(1442, 1446)보다 먼저 encoding 되고, PMI(1444), CQI(1448) 등 나머지 CSI reporting 관련 UCI element 들은 padding bit(1442 혹은 1446)보다 나중에 encoding 되도록 약속된다. 이는 frozen bit part (1405), data bit part (1410), 그리고 CRC (1415)로 구성되는 polar code sequence (1400)에서 frozen bit (1405)에 기반하여 data bit part (1410) 디코딩 시 padding bit들을 통하여 CQI, PMI등 일부 UCI element들에 대한 신뢰성을 더욱 향상시키기 위함이다. CRI/RI(1440)은 CQI(1444) 혹은 PMI(1448)보다 먼저 encoding 되며, 이때 CRI는 RI보다 먼저 encoding 될 수 있다. 이는 단말이 보고하는 CRI에 따라 지시된 CSI-RS resource에 포함되는 CSI-RS port 수가 달라지고 이에 의하여 가능한 max rank가 변하여 RI의 payload가 달라질 수 있기 때문이다. 이때 상기 padding bit는 두 개 이상의 padding bit 그룹 (1442, 1446)으로 나누어 질 수 있으며 각 padding bit 그룹은 CQI(1444)보다 먼저 encoding 되거나 (Padding1, 1442) 혹은 PMI(1448)보다 먼저 encoding 될(Padding2, 1446) 수 있다. 이는 CQI(1444) 및 PMI(1448)의 payload가 변화하는 조건이 서로 다름을 감안한 것이며 이를 통하여 CRI/RI decoding 오류 등의 이유로 인한 CQI(1444) 혹은 PMI(1448) payload 추정 오류의 영향을 줄이는 것이 가능하다. 예를 들어 CQI의 payload는 PMI payload 대비 둔감하게 변하므로 padding bit payload 변동을 줄이고 error propagation 확률을 낮출 수 있다.
기지국은 1440에 대한 decoding을 수행한 이후 CQI(1444) 혹은 PMI(1448)에 대한 payload를 추정할 수 있으며 이후 1410내에서 1440, 1444, 1448을 위한 payload 이외 나머지 payload는 padding(1442, 1446)됨을 감안하여 decoding을 수행한다. 이때 두 개 이상의 padding bit 그룹들은 1) 서로 같은 payload를 가지거나 (Padding1 == Padding2) 혹은 2) 특정 조건에 의하여 결정되도록 (예를 들어 max rank <= 4 인 경우 Padding1은 사용되지 않음) 약속될 수 있다. 이는 maximum rank가 4 이하일 경우 CQI의 payload는 rank에 따라 변화하지 않음을 고려한 것이다. 이는 padding bit가 {CRI, RI, CQI} 와 {PMI}의 사이에 encoding 되는 것으로 이해될 수 있다.
예를 들어 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 단일 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 1로 한정되는 경우 도 11과 같이 data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1130)와 B 비트의 PMI(1135)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1135)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 CQI(1130) 혹은 PMI(1135) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1인 경우 단일 codeword의 channel quality를 대표한다.
또 다른 예시로 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 두 개의 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 2로 한정되는 경우를 고려할 수 있다. 도 11과 같이 RI decoding 결과에 따라 RI가 0인 경우(rank=1, 1100) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1105)와 B 비트의 PMI(1110)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1110)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1100), CQI(1105) 혹은 PMI(1110) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 1인 경우(rank=2, 1115) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1120)와 C 비트의 PMI(1125)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 C 비트의 PMI(1125)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1115), CQI(1120) 혹은 PMI(1125) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1, 2인 경우 모두 단일 codeword의 channel quality를 대표하기 때문에 rank에 따라 payload가 변하지 않으나 B비트 혹은 C비트의 PMI는 rank에 따라 그 값이 바뀔 수 있음에 유의하여야 한다.
또 다른 예시로 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 네 개의 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 4로 한정되는 경우를 고려할 수 있다. 도 12와 같이 RI decoding 결과에 따라 RI가 00인 경우(rank=1, 1200) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1205)와 B 비트의 PMI(1210)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1210)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1200), CQI(1205) 혹은 PMI(1210) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 01인 경우(rank=2, 1215) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1220)와 C 비트의 PMI(1225)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 C 비트의 PMI(1225)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1215), CQI(1220) 혹은 PMI(1225) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 10 혹은 11인 경우(rank=3 or 4, 1230) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1235)와 D 비트의 PMI(1240)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 D 비트의 PMI(1240)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1230), CQI(1235) 혹은 PMI(1240) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1, 2, 3, 4인 경우 모두 단일 codeword의 channel quality를 대표하기 때문에 rank에 따라 payload가 변하지 않으나 B비트 혹은 C비트 혹은 D비트의 PMI는 rank에 따라 그 값이 바뀔 수 있음에 유의하여야 한다.
또 다른 예시로 기지국은 CRI decoding에 의하여 (즉 CRI가 가리키는 CSI-RS resource가 여덟 개 이상의 CSI-RS port로 구성되는 경우) 혹은 상위레이어 시그날링에 의하여 maximum rank가 8로 한정되는 경우를 고려할 수 있다. 도 13과 같이 RI decoding 결과에 따라 RI가 000인 경우(rank=1, 1300) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1305)와 B 비트의 PMI(1310)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 B 비트의 PMI(1310)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1300), CQI(1305) 혹은 PMI(1310) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 001인 경우(rank=2, 1315) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1320)와 C 비트의 PMI(1325)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 C 비트의 PMI(1325)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1315), CQI(1320) 혹은 PMI(1325) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 010 혹은 011인 경우(rank=3 or 4, 1330) data bit part (1410)은 A 비트의 CQI(1335)와 D 비트의 PMI(1340)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 D 비트의 PMI(1340)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1330), CQI(1335) 혹은 PMI(1340) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 반면, RI가 100, 101, 110 혹은 111인 경우(rank= 5, or 6, or, 7, or 8, 1345) data bit part (1410)은 E 비트의 CQI(1350)와 F 비트의 PMI(1355)로 구성됨을 알 수 있다. 이때 상기 F 비트의 PMI(1355)는 상기 표 6부터 표 14까지 제공되는 PMI payload 값을 참조하여 결정된다. Data bit part (1410) 중 RI/CRI(1345), CQI(1350) 혹은 PMI(1355) 이외 나머지 부분들은 padding bit(1426)으로 채워지게 된다. 이후 기지국은 CRC(1415)에 대한 decoding을 수행하여 전체 polar code sequence decoding에 대한 성공 여부를 판단한다. 상기 A비트의 CQI는 rank 1, 2, 3, 4인 경우 모두 단일 codeword의 channel quality를 대표하기 때문에 rank에 따라 payload가 변하지 않으나 만약 rank가 5, 6, 7, 8에 해당하는 경우 두 개의 codeword에 대한 channel quality를 대표해야 하기 때문에 payload가 증가하여야 한다. 일례로 두 개의 codeword에 서로 독립적인 CQI가 적용되는 경우 F=2A bits의 CQI payload가 필요하다. 만약 첫 번째 CQI에는 A bit가 할당되고 두 번째 CQI에는 differential CQI가 적용되는 경우 A<F<2A의 값을 만족하는 F bits CQI payload가 할당된다. 상기 B비트 혹은 C비트 혹은 D비트 혹은 F비트의 PMI는 rank에 따라 그 값이 바뀔 수 있음에 유의하여야 한다.
상기 실시예들에 따른 polar code sequence mapping 방법들은 UCI element들의 payload가 12비트 이상(K>11)임을 가정한 것이며, 단말이 한 번에 전송해야 하는 총 UCI payload가 11비트 이하(K<=11)일 경우 단말은 상기 실시예가 아닌 Reed-Muller 코드를 기반으로 UCI를 mapping한다. 여기에서 K의 기준은 실제 유의미한 UCI element들의 총합(즉 CRI/RI/CQI/PMI payload의 총합)일 수도 있으나 유의미한 UCI element들과 padding bit들의 총합(즉 CRI/RI/CQI/PMI payload + padding bit payload)으로 전송 가능한 최대 payload를 기반으로 판단되는 것도 가능하다. 또한 상기 값들은 HARQ ACK/NACK 정보를 포함하여 판단될 수 있음에 주의하여야 한다.
상기 실시예들에서 CRI/RI 혹은 CQI 그리고 PMI의 상대적인 위치는 실제 적용 시 가변적일 수 있으며, 상기 CRI/RI/CQI/PMI 및 padding bit 들의 상대적인 위치가 중요하게 고려되어야 한다.
상기 실시예들에서 padding bit는 설명의 편의를 위한 용어이며 실제 적용 시 additional frozen bit, remaining UCI bit index 등 다양한 용어로 지칭되는 것이 가능하다.
상기 실시예들에서 UCI elements CRI/RI/CQI/PMI는 CRI/CSI-RSRP 혹은 SSBI(synchronization signal block index)/SSB-RSRP로 대체되는 것이 가능함에 유의하여야 한다. 이때 CRI 및 SSBI는 하나 이상의 CRI 혹은 SSBI를 포함하는 인덱스들의 리스트일 수 있으며, CSI-RSRP 그리고 SSB-RSRP 또한 해당 인덱스 리스트들이 지칭하는 CSI-RS 혹은 SSB에 대한 RSRP를 의미할 수 있다. 이에 대한 상세한 예시들, 즉 CRI/CSI-RSRP의 payload 혹은 SSBI/SSB-RSRP의 payload에 따른 PUCCH UCI encoding 방법은 상기 실시예 1, 2, 3과 유사하므로 상세한 설명은 생략하도록 한다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 polar code sequence 생성 및 PUCCH 전송 순서를 도시하는 도면이다. 도 15를 참조하면 단말은 기지국으로부터 maximum MIMO layer (maximum RI), codebook 관련 파라미터 (# of ports, Ng, N1, N2, O1, O2, mode, codebook type 등) 및 기준신호 설정정보들을 수신한다(1500). 이후 기지국은 상기 설정정보들에 따라 기준신호를 수신하고 CRI/RI/PMI/CQI등 채널상태정보들을 생성한다(1505). 단말은 상기 채널상태정보들을 생성할 때 결정된 CRI 혹은 RI에 따라 RI 혹은 PMI 혹은 CQI 보고를 위한 payload를 결정할 수 있다(1510). 이후 단말은 상기 실시예들에 따른 CSI mapping 방법들 중 하나에 의하여 polar code sequence를 생성할 수 있다(1515). 상기 polar code sequence는 polar code encoding 이후 PUCCH를 통하여 기지국에 전송된다(1520).
본 발명의 상기 실시예들을 수행하기 위해 단말과 기지국의 송신부, 수신부, 처리부가 각각 도 16과 도 17에 도시되어 있다. 도 16와 17에는 상기 실시예들에 따른 CSI mapping 방법이 나타나 있으며, 이를 수행하기 위해 기지국과 단말의 수신부, 처리부, 송신부가 각각 실시 예에 따라 동작하여야 한다.
구체적으로 도16은 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도16에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 단말은 단말기 수신부(1600), 단말기 송신부(1604), 단말기 처리부(1602)를 포함할 수 있다. 단말기 수신부(1600)와 단말이 송신부(1604)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 단말기 처리부(1602)로 출력하고, 단말기 처리부(1602)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 단말기 처리부(1602)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 단말이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 단말 수신부(1600)에서 기지국으로부터 각 CSI 보고를 위한 설정 정보를 수신하고, 단말 처리부(1602)는 설정에 따른 CSI mapping 방법을 해석하도록 제어할 수 있다. 이후, 단말 송신부(1604)에서 상기 CSI mapping 방법에 따라 생성된 PUCCH를 전송한다..
도17은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도17에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 기지국은 기지국 수신부(1701), 기지국 송신부(1705), 기지국 처리부(1703)를 포함할 수 있다. 기지국 수신부(1701)와 기지국 송신부(1705)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 단말과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 기지국 처리부(1703)로 출력하고, 단말기 처리부(1703)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 기지국 처리부(1703)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 기지국이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 기지국 처리부(1703)는 단말에게 공지된 CSI 생성 관련 설정정보들을 바탕으로 PUCCH decoding 방법을 판단할 수 있다. 이후, 기지국 수신부(1701)는 상기 실시예들에 따라 수신된 PUCCH decoding을 수행한다.
한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 또한 상기 각각의 실시 예는 필요에 따라 서로 조합되어 운용할 수 있다. 예컨대, 본 발명의 실시예1와 실시예2의 일부분들이 서로 조합되어 기지국과 단말이 운용될 수 있다. 또한 FDD LTE 시스템, TDD LTE 시스템, 5G 혹은 NR 시스템 등 다양한 시스템에 상기 실시예의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능할 것이다.

Claims (1)

  1. 무선 통신 시스템에서 제어 신호 처리 방법에 있어서,
    기지국으로부터 전송되는 제1 제어 신호를 수신하는 단계;
    상기 수신된 제1 제어 신호를 처리하는 단계; 및
    상기 처리에 기반하여 생성된 제2 제어 신호를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어 신호 처리 방법.
KR1020170116570A 2017-09-12 2017-09-12 채널상태정보 보고를 위한 상향링크 컨트롤 정보 맵핑 방법 및 장치 KR102488581B1 (ko)

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