KR20190024710A - Dc-dc 컨버터에서 피드백 전류를 생성하기 위한 시스템들 및 방법들 - Google Patents

Dc-dc 컨버터에서 피드백 전류를 생성하기 위한 시스템들 및 방법들 Download PDF

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Abstract

전체 클록 주기 동안 피드백 정보를 확인함으로써 하나 이상의 컴포넌트들에 대한 안정적 출력 전압을 생성하기 위한 시스템들, 장치들, 및 방법들이 기술된다. 다양한 실시예들에서, 전력 컨버터는 하나 이상의 컴포넌트들에 대한 출력 전압을 생성한다. 하나 이상의 컴포넌트들에 의해 인출된 부하 전류가 변화하는 경우, 저역 통과 필터의 그리고 전류 감지 증폭기에 의해 모니터링되는 인덕터 전류가 또한 변화된다. 클록 주기는 높은 위상과 낮은 위상으로 나뉘고, 이 위상들 중 하나는 비교적 짧은 위상이다. 비교적 짧은 위상 동안, 전류 감지 증폭기는 피드백 정보를 측정하기 위한 충분한 시간을 갖지 않는다. 전류 감지 증폭기의 전압 출력을 선택하는 대신에, 제어 로직은, 비교적 짧은 위상 동안 인덕터 전류의 기울기를 갖는 전압 램프를 에뮬레이팅하는, 전압 생성기의 전압 출력을 선택한다.

Description

DC-DC 컨버터에서 피드백 전류를 생성하기 위한 시스템들 및 방법들{SYSTEMS AND METHODS FOR GENERATING A FEEDBACK CURRENT IN A DC-DC CONVERTER}
본 발명에 기술된 실시예들은 집적 회로들의 분야에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 클록 주기 동안 피드백 정보를 모니터링함으로써 하나 이상의 컴포넌트들에 대한 안정적 출력 전압을 생성하는 것에 관한 것이다.
컴퓨팅 시스템들은 전형적으로 다수의 컴포넌트들을 포함하며 이들 다수가 데이터를 프로세싱할 수 있다. 이 다수의 컴포넌트들은 인터페이스 및 기능 블록들 또는 유닛들을 포함한다. 다양한 실시예들에서, 이 다수의 컴포넌트들은 시스템 온 칩(SOC), 멀티칩 모듈(MCM), 또는 인쇄 회로 기판 중 하나 상의 개별 다이들이다. 그러한 컴포넌트들의 예들로 중앙 프로세싱 유닛(CPU) 내의 하나 이상의 코어들을 갖는 범용 프로세서들, 그래픽 프로세싱 유닛들(GPUs) 및 디지탈 신호 프로세서들(DSPs) 내의 하나 이상의 코어들을 갖는 고도 병렬 데이터 아키텍처형 프로세서들, 디스플레이 제어기들, 오디오 프로세싱 컴포넌트들, 네트워킹 컴포넌트들, 주변기기 인터페이스 제어기들, 메모리 제어기들, 등이 있다.
컴퓨팅 시스템 내부의 전력 관리 유닛과 같은 제어 로직은 상이한 컴포넌트들에 대한 하나 이상의 동작 상태들을 결정한다. 동작 상태는 전력 공급 전압 및 동작 클록 주파수를 포함한다. 클록 생성 회로부는 하나 이상의 특정된 상이한 주파수들에 상이한 클록 신호들을 생성하는 반면, 전력 분배 네트워크는 하나 이상의 특정된 상이한 전력 공급 전압들을 제공한다. 이러한 온-칩 네트워크는 기능 유닛들 내부의 디바이스들에 의한 사용을 위한 특정된 상이한 전력 공급 전압들을 생성하기 위해 전력 공급 및 조절 회로들을 사용한다. 부가적으로, 네트워크는, 하나의 평면("전력 평면")은 전력 공급 전압에 전용되고 다른 평면("접지 장소")은 접지 값에 전용되는, 한 쌍의 온-칩 평면들(예컨대, 금속 층들)에 의존할 수 있다.
컴포넌트들 내의 디바이스들이 전력 및 접지 평면들로부터 전류를 인출(draw)하는 경우, 전류에 대한 수요의 변화들이 전류-저항(IR) 강하 및 과도 전압 강하 둘 모두를 일으킨다. 부가적으로, 모바일 디바이스들과 같은 배터리 전력공급형 디바이스들의 경우, 축적 에너지가 소비됨에 따라 배터리에 의해 제공된 전압 값이 감소한다. 전압 변동의 지속시간은 일시적일 수 있으나, 전압 변동은 시스템 내의 디바이스들의 신뢰가능하지 않은 거동을 유발할 수 있다. 일반적으로 말하면, 전력 컨버터들은 피드백 정보를 모니터링하고 안정적 출력 전압을 제공하는 데 사용된다. 그러나 많은 경우들에서, 피드백 정보를 제공하는 데 사용되는 회로부는 피드백 정보를 적절하게 제공하기 위한 적합한 시간을 갖지 않는다.
상기의 관점에서, 전체 클록 주기 동안 피드백 정보를 확인함으로써 하나 이상의 컴포넌트들에 대한 안정적 출력 전압을 생성하기 위한 방법들 및 메커니즘들이 요구된다.
전체 클록 주기 동안 피드백 정보를 확인함으로써 하나 이상의 컴포넌트들에 대한 안정적 출력 전압을 생성하기 위한 시스템들 및 방법들이 개시된다. 다양한 실시예들에서, 전력 컨버터는 입력 전압을 수신하고 저역 통과 필터의 커패시터 상에 출력 전압을 생성한다. 출력 전압은 중앙 프로세싱 유닛(CPU), 그래픽 프로세싱 유닛(GPU), 등과 같은 하나 이상의 컴포넌트들로 전송된다. 전력 컨버터는 출력단이 저역 통과 필터에 연결된, 2개의 직렬로 연결된 전력 트랜지스터들을 포함한다. 전력 컨버터 내부의 구동기는 적어도 인덕터 전류의 변화들에 기초하여 2개의 전력 트랜지스터들을 턴온 및 턴오프한다. 인덕터 전류의 평균 값은 공급된 부하 전류의 값이다. 하나 이상의 컴포넌트들에 의해 인출된 부하 전류가 변화되는 반면 출력 전압이 동일한 값으로 유지되어야 할 경우, 인덕터 전류 또한 변화되는데, 이는 전류 피드백 회로에 의해 모니터링된다.
전류 피드백 회로는 전류 감지 증폭기를 포함하며, 이는 인덕터 전류를 수신하고 감지 전류를 하나 이상의 비교기들로 전송되기 위한 인덕터 전류의 스케일 다운된(scaled down) 버전으로 생성한다. 주어진 전류의 스케일 다운된 버전은 주어진 전류에 비해 암페어수가 축소된 전류이다. 예를 들어, 하나의 실시예에서, 주어진 전류의 스케일 다운된 버전은 주어진 전류를 팩터 K로 나눈 값과 동일한 전류이다. 예를 들어, K가 1,000이고 인덕터 전류가 3 암페어(A)인 경우, 감지 전류는 3 밀리암페어(mA)이다. 클록 주기는 높은 위상과 낮은 위상으로 나뉘고, 이 위상들 중 하나는 비교적 짧은 위상이다. 부하 전류가 변화되는 경우, 부하 전류에 비례하기 때문에 인덕터 전류 또한 변화된다. 인덕터 전류 신호가 주어진 임계치를 초과하는 경우, 비교기들 중 하나는 2개의 전력 트랜지스터들로 가는 제어 신호를 조정하며, 이는 또한 2개의 전력 트랜지스터들 중 상측 트랜지스터(high side transistor)가 턴온될 때의 클록 주기의 짧은 위상에 대한 시간량을 조정한다. 상측 트랜지스터가 턴온되는 시간량을 조정하는 것은 출력 전압을 또한 조정한다.
비교적 짧은 위상 동안, 전류 감지 증폭기와 같은 하나 이상의 컴포넌트들은 시작하고 피드백 정보를 측정하기 위한 충분한 시간을 갖지 않는다. 따라서, 전류 피드백 회로의 제어 로직은, 제어 로직이 전력 컨버터가 클록 주기의 긴 위상에 있다고 결정하는 경우, 전류 감지 증폭기로부터 제어기 내의 펄스 폭 변조기(pulse width modulator, PWM) 비교기에 전송할 제1 전압을 선택한다. 그러나, 제어 로직이 전력 컨버터가 클록 주기의 비교적 짧은 위상에 있다고 결정하는 경우, 제어 로직은 전압 생성기로부터 제어기 내의 PWM 비교기에 전송할 제2 전압을 선택한다. 따라서, 비교적 짧은 위상 동안 전류 감지 증폭기를 의존하지 않는다. 오히려, 비교적 짧은 위상 동안 에뮬레이팅된(emulated) 전압 램프(ramp)가 인덕터 전류의 기울기를 모방한다.
다양한 실시예들에서, 전압 생성기는 커패시터와 직렬로 연결된 전류 소스이다. 전류 소스는 제2 전압을 생성하기 위해 커패시터를 충전한다. 전류 소스는 전력 컨버터의 입력 전압과 출력 전압 사이의 차이에 비례하는 전류를 생성한다. 전류 소스에 의해 제공된 제2 전압은 커패시터 상의 전압 램프로서, 이는 클록 주기의 비교적 짧은 위상 동안의 인덕터 전류의 이미지이다. 따라서, 비교적 짧은 위상 동안, 감지 전류에 대한 피크 값에 기초한 디폴트 정전압 값은 하나 이상의 임계치들이 도달되었는지 여부를 결정하기 위해 하나 이상의 비교기들로 전송되지 않는다. 대신에, 인덕터 전류의 이미지에 기초한 제2 전압이 하나 이상의 임계치들과의 비교를 위해 사용된다. 일부 실시예들에서, 제어 로직에 의한 제1 전압과 제2 전압 사이의 선택은 스위치들을 이용하여 수행된다. 다른 실시예들에서, 멀티플렉서 회로가 그 선택을 위해 사용된다.
이들 및 다른 실시예들이 다음의 설명 및 도면들을 참조하여 추가로 이해될 것이다.
방법들 및 메커니즘들의 상기 장점 및 추가 장점들은 첨부된 도면과 함께 다음의 설명을 참조로 하여 더욱 잘 이해될 수 있다.
도 1은 전력 컨버터의 하나의 실시예의 블록도이다.
도 2는 전력 컨버터의 동작 동안 신호 파형의 하나의 실시예의 블록도이다.
도 3은 전력 컨버터의 다른 실시예의 블록도이다.
도 4는 전체 클록 주기 동안 피드백 정보를 확인함으로써 하나 이상의 컴포넌트들에 대한 안정적 출력 전압을 효과적으로 생성하기 위한 방법의 하나의 실시예의 흐름도이다.
도 5는 전류 소스의 하나의 실시예의 블록도이다.
도 6은 전류 소스의 다른 실시예의 블록도이다.
본 명세서에 개시되는 실시예들이 다양한 수정들 및 대안 형태들을 허용할 수 있지만, 그의 특정 실시예들은 도면들에 예로서 도시되고 본 명세서에서 상세히 기술될 것이다. 그러나, 그에 대한 도면들 및 상세한 설명은 실시예들을 개시된 특정 형태로 제한하는 것으로 의도되는 것이 아니라, 그와는 반대로, 의도는 첨부된 청구범위의 사상 및 범주 내에 속한 모든 수정들, 등가물들 및 대안들을 커버하기 위한 것임을 이해하여야 한다. 본 출원 전반에 걸쳐 사용되는 바와 같이, "~일 수 있다(may)"라는 단어는 의무적인 의미(즉, "~이어야만 한다(must)"를 의미)라기보다 오히려 허용의 의미(즉, "~에 대해 가능성을 갖는다"는 의미)로 사용된다. 유사하게, "포함하다(include, includes)" 및 "포함하는(including)"이라는 단어들은, 포함하지만 그로 제한되지 않음을 의미한다.
다양한 유닛들, 회로들, 또는 기타 컴포넌트들이 태스크(task) 또는 태스크들을 수행하도록 "구성되는 것"으로 기술될 수 있다. 그러한 맥락에서, "~하도록 구성되는"은, 동작 동안에 태스크 또는 태스크들을 수행하는 "회로를 갖는"을 일반적으로 의미하는 구조의 광의의 설명이다. 그와 같이, 유닛/회로/컴포넌트는 유닛/회로/컴포넌트가 현재 온(on) 상태가 아닐 시에도 태스크를 수행하도록 구성될 수 있다. 일반적으로, "~하도록 구성된"에 대응하는 구조를 형성하는 회로는 하드웨어 회로들을 포함할 수 있다. 유사하게, 다양한 유닛들/회로들/컴포넌트들은 설명의 편의상 태스크 또는 태스크들을 수행하는 것으로 설명될 수 있다. 그러한 설명은 "~하도록 구성된"이라는 문구를 포함하는 것으로 해석되어야 한다. 하나 이상의 태스크를 수행하도록 구성된 유닛/회로/컴포넌트를 언급하는 것은 그 유닛/회로/컴포넌트에 대해 35 U.S.C. § 112(f)항을 적용하지 않고자 명확히 의도된다.
아래의 설명에서, 본 개시내용에 기술된 실시예들의 철저한 이해를 제공하기 위해 다수의 특정 상세사항들이 기재된다. 그러나, 기술분야의 통상의 기술자는 이러한 특정 상세사항들이 없이도 실시예들이 실시될 수 있음을 인지하여야 한다. 일부 예들에서, 주지의 회로들, 구조들, 및 기술들은 예시의 용이함을 위해, 그리고 실시예들의 설명이 모호해지는 것을 피하기 위해 상세히 도시되지 않았다.
이제 도 1을 참조하면, 전력 컨버터(100)의 하나의 실시예의 일반화된 블록도가 도시된다. 도시된 실시예에서, 전력 컨버터(100)는 제어기(110), 상측 트랜지스터(132), 하측 트랜지스터(low-side transistor)(134), 전류 피드백 블록(170), 및 인덕터(150)와 커패시터(160)를 갖는 저역 통과 필터를 포함한다. 제어기(110)는 적어도 오차 증폭기(102) 및 펄스 폭 변조기(PWM) 비교기(120)를 포함한다. 저항기들 및 커패시터들과 같은 전류를 전압으로 변환하는 데 사용되는 수동 소자들은 예시의 용이함을 위해 도시되지 않는다. 다양한 실시예들에서, 전력 컨버터(100)는 비교적 높은 입력 전압(VIN)(130)을 저역 통과 필터의 커패시터(160) 상의 비교적 작고 조절된 출력 전압(VOUT)(162)으로 변환한다. 출력 전압(VOUT)(162)은 중앙 프로세싱 유닛(CPU), 그래픽 프로세싱 유닛(GPU), 시스템 온 칩(SOC) 중 하나 상의 다른 개별 다이들, 등과 같은 하나 이상의 컴포넌트들로 전송된다.
일부 실시예들에서, 전력 컨버터(100)는 조절된 VOUT(162)을 공급하면서 배터리 수명을 최대화하기 위한 시도로 모바일 디바이스 내부에 사용된다. 일 실시예에서, 전력 컨버터(100)는 밸리 제어(valley control) 전류 모드 벅 컨버터(Buck converter)의 스텝다운(벅) 스위칭 특성들을 제공한다. 하나의 실시예에서, 제어기(110)는 직류(DC)-DC 컨버터 응용들을 위한 고정 주파수 펄스 폭 변조(pulse-width modulation, PWM) 제어기이다. 제어기(110)는 특정 주지된 주파수에서 동작하므로, 전자기 간섭(EMI)을 억제하기 위한 다른 회로부의 설계는 비교적 더 단순해진다.
일부 실시예들에서, 상측 트랜지스터(132)와 하측 트랜지스터(134) 각각은 전력 전계 효과 트랜지스터(FET)이다. 예를 들어, 상측 트랜지스터(132)는 전력 p형 FET(pfet)이고, 하측 트랜지스터(134)는 전력 n형 FET(nfet)이다. 트랜지스터(132)가 온(on)이고 트랜지스터(134)가 오프(off)인 경우, 전류는 입력 전압(VIN)(130)으로부터 인덕터(150)를 통하고 커패시터(160)를 충전한다. 전류는 양의 기울기로 흐른다. 대안적인 경우에서, 트랜지스터(132)가 오프이고 트랜지스터(134)가 온인 경우, 커패시터(160)는 방전된다. 대안적인 경우에서, 인덕터 전류의 대부분은 접지 기준으로부터 커패시터(160)로 흐르고, 전류의 비교적 작은 부분이 전류 피드백 블록(170)으로부터 커패시터(160)로 흐른다.
일부 실시예들에서, 인덕터(150)를 통과하는 피크 전류가 인덕터(150)의 크기를 결정하는 데 사용되는데, 왜냐하면 이 둘 모두 인덕터(150)의 포화-전류 정격(saturation-current rating)에 관련되기 때문이다. 커패시터(160)는 VOUT(162) 상의 전압 오버슈트(overshoot) 및 리플(ripple)을 최소화한다. 커패시터(160)의 크기설정은 VOUT(162) 상의 전압 오버슈트와 전압 리플 둘 모두를 유발하는 불충분한 출력 커패시턴스를 회피하는 것에 의존한다. 전압 리플은 또한 커패시터(160) 내의 비교적 높은 등가직렬저항(equivalent-series resistance, ESR)에 의존한다. 따라서, 임의의 직렬 ESR은 비교적 낮게 설계된다.
다양한 실시예들에서, 제어기(110) 내의 구동기는 인덕터 전류(IL)(152)의 변화들에 적어도 기초하여 2개의 전력 트랜지스터들(132 및 134)을 턴온 및 턴오프한다. 인덕터 전류(IL)(152)의 평균 값은 하나 이상의 컴포넌트들에 공급된 부하 전류의 값이다. 하나 이상의 컴포넌트들에 의해 인출된 부하 전류가 변화되는 반면 출력 전압(VOUT)(162)이 비교적 동일한 값으로 유지되는 경우, 인덕터 전류(IL)(152) 또한 변화되는데, 이는 전류 피드백 블록(170)에 의해 모니터링된다.
본 명세서에 사용된 바와 같이, 값이 평가를 가능하게 하기 위한 상태에 도달하면, 그 값은 어써트(assert)된다고 결정된다. 하나의 예에서, 로직 로우 값(logic low value)을 갖는 펄스 폭 변조(PWM) 신호(122)는 상측 트랜지스터(132)로 하여금 전류를 전도시키고 그 드레인 단말 상의 출력 노드(136)를 충전시킬 수 있게 하여 노드(136) 상의 전압을 증가시킨다. 그러한 경우에서, 신호(122)는 어써트된다고 결정된다. 이러한 경우에서 로직 로우 값은 신호(122)가 어써트된다는 자격을 부여하기 위한 상태로 사용된다. 대조적으로, 로직 하이 값(logic high value)을 갖는 신호(122)는 상측 트랜지스터(132)가 전류를 전도하는 것을 디스에이블한다. 그러한 경우에서, 신호(122)는 무효화된다고(negated) 결정된다.
일부 실시예들에서, 제어기(110)가 출력 신호(PWM)(122)에 대해 로직 하이 값을 생성하는 경우, 제어기(110)는 동시적으로, 상측 트랜지스터(132) 상의 게이트 전압을 어써트함으로써 상측 트랜지스터(132)를 턴온하고, 하측 트랜지스터(134) 상의 게이트 전압을 무효화함으로써 하측 트랜지스터(134)를 턴오프한다. 반대로, 제어기(110)가 출력 신호(PWM)(122)에 대해 로직 로우 값을 생성하는 경우, 제어기(110)는 동시적으로, 상측 트랜지스터(132) 상의 게이트 전압을 무효화함으로써 상측 트랜지스터(132)를 턴오프하고, 하측 트랜지스터(134) 상의 게이트 전압을 어써트함으로써 하측 트랜지스터(134)를 턴온한다.
제어기(110)로부터의 스위칭 제어로 인해, 일부 실시예들에서, 노드(136) 상의 신호는 VIN(130)의 피크 값과 접지 기준의 로우 값을 갖는 정사각형 파형이다. 신호(VOUT)(162)는 노드(136) 상의 신호의 필터링된 버전이고, 노드(136) 상의 신호의 듀티 사이클에 또한 의존적이기도 하다. 예를 들어, 전력 공급(VIN)(130)이 5 볼트(V) 값을 가지며, 제어기(110)가 노드(136) 상의 신호에 대해 20% 듀티 사이클을 갖는 정사각형 파형을 생성한다면, 출력 신호(VOUT)(162)는 1.0V의 일정한 값을 갖는다. 다른 예에서, 제어기(110)가 노드(136) 상의 신호에 대해 10% 듀티 사이클을 갖는 정사각형 파형을 생성한다면, 출력 신호(VOUT)(162)는 0.5V의 일정한 값을 갖는다. 인덕터(150) 및 커패시터(160)는 노드(136) 상의 평균 전압 값을 출력(VOUT)(162)으로서 제공하는 저역 통과 필터로 사용된다. 일 실시예에서, 제어기(110)는 외부 전력 관리 유닛으로부터의 제어 신호(도시되지 않음)에 부가적으로, 전류 피드백 블록(170)으로부터의 피드백 정보 및 출력 전압(VOUT)(162)을 수신한다. 수신된 정보는 제어기(110)에 의해 듀티 사이클 및 VOUT(162)에 대한 결과 값을 결정하는 데 사용된다.
하나 이상의 컴포넌트들에 전송되는 것에 부가적으로, 출력 전압(VOUT)(162)은 제어기(110) 내부의 오차 증폭기(102)에 피드백 전압(164)으로서 전송된다. 일부 실시예들에서, 피드백 전압(164)은 출력 전압(VOUT)(162)과 동일하다. 다른 실시예들에서, 분압기는 출력 전압(VOUT)(162)로부터 피드백 전압(164)을 생성하는 데 사용된다. 기준 전압(102)이 수신되고 피드백 전압(164)에 대해 비교된다. 일 실시예에서, 오차 증폭기(102)는 차동 입력 전압에 기초하여 출력 전류를 생성하는 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(operational transconductance amplifier, OTA)이다.
일부 실시예들에서, 생성된 출력 전류는 PWM 비교기(120)에 전송된다. 다른 실시예들에서, 하나 이상의 수동 소자들은 생성된 출력 전류를 PWM 비교기(120)에 의해 수신된 전압 값으로 변환하는 데 사용된다. 하나의 실시예에서, 오차 증폭기(102)로부터의 생성된 출력 전류 및 변환된 전압 중 하나는 PWM 비교기(120)가 2개의 전력 트랜지스터들(132 및 134) 중 어느 것을 턴온할 지 결정하기 위한 임계치를 설정하는 데 사용된다. 이러한 판단은 노드(136)의 듀티 사이클 및 출력 전압(VOUT)(162)을 결정한다. PWM 비교기(120)의 다른 입력이 임계치를 초과하는 경우, PWM 비교기는 PWM 신호(122)에 대한 로직 로우 값을 생성하고, 이는 상측 전력 트랜지스터(132)를 턴온한다. 일 실시예에서, 제어기(110)는 PMW 비교기(120)와 PMW 신호(122) 사이의 셋-리셋(SR) 래치 및 하나 이상의 버퍼들을 사용한다.
전류 피드백 블록(170)은 전류 감지 증폭기(도시되지 않음)를 포함하며, 전류 감지 증폭기는 인덕터 전류(IL)(152)를 수신하고 감지 전류를 하나 이상의 비교기들로 전송되기 위한 인덕터 전류(IL)(152)의 스케일 다운된 버전으로 생성한다. 일부 실시예들에서, 감지 전류는 인덕터 전류를 팩터 K로 나눈 것과 동일하다. 하나의 예에서, K가 1,000이고 인덕터 전류가 3 암페어(A)인 경우, 감지 전류는 3 밀리암페어(mA)이다. 하나 이상의 비교기들의 출력은 제어기(110)에 전송된다. 하나의 실시예에서, 생성된 감지 전류는 노드(108) 상에서 PWM 비교기(120)로 전송된다. 다른 실시예에서, 하나 이상의 수동 소자들은 생성된 감지 전류를 전압으로 변환하는 데 사용되며, 변환된 전압은 노드(108) 상에서 PWM 비교기(120)로 전송된다. 다른 실시예들에서, 전류-전압 변환은 제어기(110) 내에서 수행된다.
앞서 기술된 바와 같이, 인덕터 전류(IL)(152)의 평균 값은 하나 이상의 컴포넌트들에 공급된 부하 전류의 값이다. 하나 이상의 컴포넌트들에 의해 인출된 부하 전류가 변화되는 반면 출력 전압(VOUT)(162)이 비교적 동일한 값으로 유지되어야 하는 경우, 인덕터 전류(IL)(152) 또한 변화되는데, 이는 전류 피드백 블록(170)에 의해 모니터링된다. 클록 주기는 높은 위상과 낮은 위상으로 나뉘고, 이 위상들 중 하나는 비교적 짧은 위상이다. 비교적 짧은 위상 동안, 전류 피드백 블록(170) 내부의 전류 감지 증폭기와 같은 하나 이상의 컴포넌트들은 제한된 시간 내에, 시작하고, 인덕터 전류(IL)(152)로부터 감지 전류를 생성하고, 임의의 전류-전압 변환을 수행하고 정보를 제어기(110)에 전송하기 위한 충분한 시간을 갖지 않는다. 따라서, 전류 피드백 블록(170)과 제어기(110) 중 하나 내의 제어 로직은 2개 소스들 사이에서 입력을 PWM 비교기(120)에 제공하기 위한 소스를 선택한다.
하나의 실시예에서, 2개 소스들 사이에서 선택하기 위한 위의 제어 로직은 전류 피드백 블록(170) 내에 위치된다. 제어 로직은, 제어 로직이 전력 컨버터(100)가 클록 주기의 긴 위상에 있다고 결정하는 경우, PWM 비교기(120)에 전송하기 위해 전류 감지 증폭기의 출력으로부터 생성된 제1 전압을 선택한다. 그러나, 제어 로직이 전력 컨버터(100)가 클록 주기의 비교적 짧은 위상에 있다고 결정하는 경우, 제어 로직은 제어기(110) 내의 PWM 비교기(120)에 전송하기 위해 전압 생성기로부터 제2 전압을 선택한다. 따라서, 비교적 짧은 위상 동안 전류 감지 증폭기를 의존하지 않는다. 오히려, 비교적 짧은 위상 동안 에뮬레이팅된 전압 램프가 인덕터 전류(IL)(152)의 기울기를 모방한다. 다양한 실시예들에서, 전압 생성기는 커패시터와 직렬로 연결된 전류 소스이다. 전류 소스는 제2 전압을 생성하기 위해 커패시터를 충전한다. 전류 소스는 입력 전압(VIN)(130)과 출력 전압(VOUT)(162) 사이의 차이에 비례하는 전류를 생성한다.
이제 도 2를 참조하면, 전력 컨버터의 동작 동안의 신호 파형들(200)의 하나의 실시예의 일반화된 블록도가 도시된다 예시된 실시예에서, 앞서 기술된 신호 파형들에는 동일한 번호가 부여된다. 다양한 실시예들에서, 클록 신호(210)는 고정된 주파수를 갖는다. 따라서, 클록 신호(210)는 고정된 클록 주기(212)를 갖는다. 클록 주기(212)는 시간(t1)과 시간(t4) 사이에 맞춰진다. 클록 주기(212)는 비교적 짧은 위상(214)과 긴 위상(216)으로 분할된다. 짧은 위상(214)은 시간(t1)과 시간(t2) 사이에 있다. 긴 위상은 시간(t2)과 시간(t4) 사이에 있다. 예시된 실시예에서, 긴 위상(216)은 클록 주기(212)의 대략 4분의 3이고 짧은 위상(214)은 클록 주기(212)의 대략 4분의 1이지만, 다른 비율들이 가능하고 고려된다. 도시된 바와 같이, 신호들(PWM)(122) 및 노드(136) 각각은 전력 공급(VIN)(130)의 값과 접지 기준 사이에서 교번하는 구형파(square wave)이다.
클록 신호(210)의 상승 에지에 도달되면, PWM 신호(122)는 로직 하이 값으로부터 로직 로우 값으로 전이한다. 결과적으로, 하측 전력 트랜지스터(134)는 턴오프되고, 상측 전력 트랜지스터(132)는 턴온된다. 따라서, 노드(136) 상의 신호는 로직 로우 값으로부터 로직 하이 값으로 전이하고 시간(t1)과 시간(t2) 사이에 로직 하이 값이 유지된다. 노드(136) 상의 신호의 듀티 사이클은 절반 미만인 것으로 도시된다. 노드(136) 상의 신호는 짧은 위상(214) 동안 로직 하이 값에 있으므로, 듀티 사이클은 대략 25%이다. 예를 들어, 노드(136) 상의 신호는 시간(t1)과 시간(t2), 그리고 시간(t4)과 시간(t5) 사이에서 로직 하이 값에 있다.
앞서 기술된 바와 같이, 전력 컨버터(100)로부터의 출력, 즉 신호(VOUT)(162)(본 명세서에 도시되지 않음)는 인덕터(150)와 커패시터(160)의 쌍에 의해 생성된 저역 통과 필터로 인해 노드(136) 상의 전압 신호의 평균이다. 따라서, 출력 신호(VOUT)(162)는 노드(136) 상의 신호에 대한 피크 전압과 노드(136) 상의 신호의 듀티 사이클의 곱셈의 결과이다. 영(0)이 아닌 양의 부하 전류를 생성하기 위해, 전력 컨버터(100)는 인덕터 전류(IL)(152)를 생성한다. 앞서 기술된 바와 같이, 인덕터 전류(IL)(152)의 평균 값은 공급된 부하 전류의 값이다. 따라서, 인덕터 전류(IL)(152)에 대한 삼각형 파형의 평균 값은 공급된 부하 전류의 값이다. 따라서, 인덕터 전류(IL)(152)의 피크가 공급된 부하 전류의 값을 초과하고, 인덕터 전류(IL)(152)의 밸리(최저 값)는 공급된 부하 전류의 값 미만이다.
도시된 바와 같이, 상측 트랜지스터(132)가 턴온되고 하측 트랜지스터(134)가 턴오프된 때의 짧은 위상(214)이 되는 시간(t1)과 시간(t2) 사이에서, 인덕터 전류(IL)(152)는 램프 업(ramp up)된다. 상측 트랜지스터(132)가 턴오프되고 하측 트랜지스터(134)가 턴온된 때의 긴 위상(216)이 되는 시간(t2)과 시간(t4) 사이에서, 인덕터 전류(IL)(152)는 램프 다운(ramp down)된다. 인덕터 전류(IL)(152)에 대해 램프 업과 램프 다운의 교번이 반복된다. 예를 들어, 시간(t4)과 시간(t5) 사이에서, 인덕터 전류(IL)(152)는 다시 램프 업된다.
앞서 기술된 바와 같이, 비교적 짧은 위상(214) 동안, 전류 피드백 블록(170) 내부의 전류 감지 증폭기는 제한된 시간 내에, 시작하고, 인덕터 전류(IL)(152)로부터 감지 전류를 생성하고, 임의의 전류-전압 변환을 수행하고 정보를 제어기(110)에 전송하기 위한 충분한 시간을 갖지 않는다. 생성된 감지 전류는 ICS(202)로 도시된다. 시간(t1)과 시간(t2) 사이, 그리고 부가적으로 시간(t4)과 시간(t5) 사이의 짧은 위상(214) 동안, 감지 전류(ICS)(202)는 직류(DC)이고, 0이 아닌, 양의 값으로 리셋된다. 도 2에서 볼 수 있는 것처럼, 감지 전류(ICS)(202)는 시간(t1)과 시간(t2) 사이, 그리고 시간(t4)과 시간(t5) 사이의 일정한 수평 전압 값이다. 따라서 짧은 위상(214) 동안 ICS(202)로부터 생성된 전압 값도 또한 일정한 값을 갖는다. 대조적으로, 시간(t2)과 시간(t4) 사이, 그리고 부가적으로, 시간(t5)과 시간(t7) 사이의 긴 위상 동안, 감지 전류(ICS)(202)는 인덕터 전류(IL)(152)를 추적한다.
제어 로직은, PWM 비교기로의 입력에 대해 짧은 위상(214) 동안 디폴트인 0이 아닌 전압 값을 사용하는 것이 아니라, 제2 전압 값을 선택한다. 제2 전압 값은 전압 생성기로부터 온 것이다. 다양한 실시예들에서, 전압 생성기는 커패시터와 직렬로 연결된 전류 소스이다. 전류 소스는 제2 전압을 생성하기 위해 커패시터를 충전한다. 전류 소스는 입력 전압(VIN)(130)과 출력 전압(VOUT)(162) 사이의 차이에 비례하는 전류를 생성한다. 따라서, 비교적 짧은 위상(214) 동안 전류 감지 증폭기를 의존하지 않는다. 오히려, 비교적 짧은 위상(214) 동안 에뮬레이팅된 전압 램프가 인덕터 전류(IL)(152)의 기울기를 모방한다.
시간(t1)과 시간(t2) 사이의 짧은 위상(214) 동안, 감지 전압(220)에 대해 에뮬레이팅된 전압 램프가 나타난다. 감지 전압(220)의 기울기는 인덕터 전류(IL)(152)의 기울기와 비교적 동일하다. 시간(t2)과 시간(t4) 사이의 긴 위상(216) 동안, 전류 감지 증폭기의 출력이 선택되고 감지 전압(220)을 제공한다. 이번에도, 감지 전압(220)의 기울기는 인덕터 전류(IL)(152)의 기울기와 비교적 동일하다. 긴 위상(216) 동안, 감지 전압(220)이 감지 전류(ICS)(202)로부터 생성하며, 이는 인덕터 전류(IL)(152)의 스케일 다운된 버전이다. 일부 실시예들에서, 시간(t2)과 시간(t4) 사이와 같은 긴 위상 동안, 감지 전류(ICS)(202)는 인덕터 전류(IL)(152)를 팩터 K로 나눈 것과 동일하다. 하나의 예에서, K가 1,000이고 인덕터 전류(IL)(152)가 3 암페어(A)인 경우, 감지 전류(ICS)(202)는 3 밀리암페어(mA)이다. 시간(t1)과 시간(t2) 사이와 같은 짧은 위상(214) 동안, 감지 전압(220)은 전압 생성기로부터 인덕터 전류(IL)(152)를 모방하여 생성된다.
도 3을 참조하면, 전력 컨버터(300)의 다른 실시예의 일반화된 블록도가 도시된다. 앞서 기술된 제어 로직 및 회로부에는 동일한 번호가 부여된다. 도시된 바와 같이, 전류 피드백 블록(370)은 전류 감지 증폭기(310), 저항기(R1)(312), 스위치들(S1(320) 및 S2(340)), 전류 소스(I1)(330) 및 커패시터(C1)(342)를 포함한다. 인덕터 전류(IL)(152)는 전류 감지 증폭기(310)에 의해 램프 전압 신호로 전환된다. 램프 전압은 인덕터 전류(IL)(152)를 나타낸다. 일부 실시예들에서, 램프 전압은 보상 램프 신호와 인덕터 전류(IL)(152)가 조합된 것을 또한 나타낸다. 감지 전압(350)은 전류 감지 증폭기(310) 또는 전류 소스(I1)(330) 및 커패시터(C1)(342)를 포함하는 전압 생성기 중 어느 하나로부터 생성된다. 감지 전압(350)은 제어기(110) 내의 PWM 비교기에 전송되어 내부 전류 제어 루프를 형성한다.
도시된 바와 같이, 스위치(S1)(320)가 폐쇄되고 스위치(S2)(340)가 개방되는 경우, 감지 전압(350)은 전류 감지 증폭기(310)로부터의 출력을 수신한다. 제어 신호들은, 제어 로직이 전력 컨버터(300)가 클록 주기의 긴 위상에 있다고 결정하는 경우에, 이러한 방식으로 스위치들을 개방 및 폐쇄하도록 설정될 수 있다. 대조적으로, 스위치(S1)(320)가 개방되고 스위치(S2)(340)가 폐쇄되는 경우, 감지 전압(350)은 전류 소스(I1)(330)에 의해 충전된 커패시터(C1)(342) 상의 출력을 수신한다. 제어 신호들은, 제어 로직이 전력 컨버터(300)가 클록 주기의 짧은 위상에 있다고 결정하는 경우에, 이러한 방식으로 스위치들을 개방 및 폐쇄하도록 설정될 수 있다.
이제 도 4를 참조하면, 전체 클록 주기 동안 피드백 정보를 확인함으로써 하나 이상의 컴포넌트들에 대한 안정적 출력 전압을 효과적으로 생성하기 위한 방법(400)의 하나의 실시예의 일반화된 흐름도가 도시된다. 설명의 목적을 위해, 이 실시예의 단계들은 순차적 순서로 도시되어 있다. 그러나, 다른 실시예들에서 일부 단계들은 도시된 것과 상이한 순서로 발생될 수 있으며, 일부 단계들은 동시에 수행되고, 일부 단계들은 다른 단계들과 조합되며, 일부 단계들은 부재할 수 있다.
전력 컨버터는 클록 신호를 수신한다(블록(402)). 전력 컨버터는 부가적으로 입력 전압을 수신하고 저역 통과 필터의 커패시터 상에 출력 전압을 생성한다. 그와 같이 하기 위해, 전력 컨버터는 한 번에 2개의 전력 트랜지스터들 중 하나를 턴온하는 것을 교번하며(블록(404)), 이는 하나 이상의 컴포넌트들에 대한 인덕터 전류 및 부하 전류를 생성한다(블록(406)). 제어 로직이 클록 주기의 짧은 위상에서 동작이 발생하고 있다고 결정한다면(조건 블록(408)의 "예" 가지), 전류는 전력 컨버터의 입력 전압과 출력 전압 사이의 차이에 기초하여 생성된다(블록(410)). 생성된 전류에 기초한 전압이 생성된다(블록(412)). 일부 실시예들에서, 전류 소스는 커패시터를 충전하기 위한 전류를 생성하고, 이는 전압을 생성한다. 생성된 전압은 제어기 내의 PWM 비교기에 제1 전압으로서 전달된다(블록(418)).
제어 로직이 클록 주기의 긴 위상에서 동작이 발생되고 있다고 결정한다면(조건 블록(408)의 "아니오" 가지), 감지 전류는 인덕터 전류의 스케일 다운된 버전으로서 생성된다(블록(414)). 인덕터 전류의 스케일 다운된 버전은 인덕터 전류를 팩터 K로 나눈 값과 동일한 전류이다. 하나의 예에서, K가 1,000이고 인덕터 전류가 3 암페어(A)인 경우, 감지 전류는 3 밀리암페어(mA)이다. 전압은 감지 전류에 기초하여 생성된다(블록(416)). 일부 실시예들에서, 하나 이상의 수동 소자들은 감지 전류를 전압 값으로 변환하는 데 사용된다. 생성된 전압은 제어기 내의 PWM 비교기에 제1 전압으로서 전달된다(블록(418)). 따라서, 제1 전압의 값이 PWM 비교기에 전송되는 것은 동작이 클록 주기의 짧은 위상 또는 긴 위상에 발생되고 있는지 여부에 기초한다.
제2 전압은 전력 컨버터의 출력 전압과 기준 전압 사이의 차이에 기초하여 생성된다(블록(420)). 일부 실시예들에서, 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)는 차동 입력 전압에 기초하여 출력 전류를 생성하는 데 사용되며, 하나 이상의 수동 소자들은 출력 전류를 제2 전압으로 변환하는 데 사용된다. 제1 전압은 제2 전압과 비교된다(블록(422)). 다양한 실시예들에서, PWM 비교기는 제1 전압과 제2 전압을 비교한다. 비교의 결과는 2개의 전력 트랜지스터들 중 어떤 것이 턴온되는지를 결정한다. 방법(400)의 제어 흐름은 블록(404)로 귀환하여 전력 컨버터는 한 번에 2개의 전력 트랜지스터들 중 하나를 턴온하는 것을 교번한다.
이제 도 5를 참조하면, 전류 소스(500)의 하나의 실시예의 일반화된 블록도가 도시된다. 앞서 기술된 회로부 및 신호들에는 동일한 번호가 부여된다. 도시된 바와 같이, 전류 소스(500)는 스위치(S2)(340)를 통과해 흐르기 위한 전류를 생성하여 커패시터(C1)(342)를 감지 전압(350)으로 충전한다. 전류의 양은 입력 전압(VIN)(130)과 출력 전압(VOUT)(162) 사이의 차이에 기초한다. 다양한 실시예들에서, 전류 소스(500)는 전류 감지 증폭기가 하측 전력 트랜지스터(134)를 통과하는 전류를 측정할 때 선택된다. 따라서, 클록 주기의 긴 위상은 낮은 위상이기도 하다. 전류 소스(500)(뿐만 아니라 전류 소스(600))는 입력 전압(VIN)(130)과 출력 전압(VOUT)(162) 사이의 차이에 비례하는 전류를 생성하기 위한 하나의 실시예임을 유의한다. 입력 전압(VIN)(130)과 출력 전압(VOUT)(162) 사이의 차이에 비례한 전류를 생성하기 위한 전류 소스들의 다른 실시예들이 가능하고 고려된다.
일부 실시예들에서, 증폭기(540)는 차동 입력 전압에 기초하여 출력 전압을 생성하는 증폭기이다. 다른 실시예들에서, 증폭기(540)는 그것의 차동 입력 전압에 기초하여 출력 전류를 생성하는 OTA이고, 하나 이상의 수동 소자들은 출력 전류를 전압 값으로 변환하는 데 사용된다. 증폭기(540)는 출력 전압(VOUT)(162)을 하나의 입력으로서 수신한다. 부가적으로, 증폭기(540)는 입력 전압(VIN)(130)과 저항기(R1)(520)에 걸친 전압 강하 사이의 차이와 동일한 값을 제2 입력으로서 수신한다. 생성된 출력 전압은 트랜지스터(530)의 게이트 단자 상에 수신되며, nfet으로서 도시된다.
트랜지스터(530)의 드레인 단자는 저항기(R1)(520)에 연결된다. 소스 단자는 다이오드-연결된 트랜지스터(550)의 드레인 단자에 연결된다. 트랜지스터들(550 및 552)은 전류 미러(current mirror)를 형성한다. 트랜지스터들(550 및 552) 각각은 nfet이다. 트랜지스터(552)는 전류 미러의 전류 싱크 트랜지스터이다. 전류 미러의 다이오드-연결된 트랜지스터(550)와 전류 미러의 전류 싱크 트랜지스터(552)의 디바이스 폭들이 일치하는 경우, 트랜지스터(552)를 통해 흐르는 감지 전류는 다이오드-연결된 트랜지스터(550)를 통해 흐르는 기준 전류와 동일하다. 디바이스 폭들 사이의 비율이 통일되지 않는 경우, 감지 전류는 통일되지 않은 비율에 기초한 기준 전류의 스케일된 버전이다.
트랜지스터(552)의 드레인 단자는 다이오드-연결된 트랜지스터(510)의 드레인 단자에 연결되며, 이는 pftet이다. 트랜지스터들(510 및 512)은 제2 전류 미러를 형성한다. 트랜지스터들(510 및 512) 각각은 pfet이다. 트랜지스터(512)는 전류 미러의 전류 싱크 트랜지스터이다. 트랜지스터(512)의 드레인 단자는 스위치(S2)(340)에 연결된다. 제1 전류 미러와 유사하게, 전류 미러의 다이오드-연결된 트랜지스터(510)와 전류 미러의 전류 싱크 트랜지스터(512)의 디바이스 폭들이 일치하는 경우, 트랜지스터(512)를 통해 흐르는 감지 전류는 다이오드-연결된 트랜지스터(510)를 통해 흐르는 기준 전류와 동일하다. 디바이스 폭들 사이의 비율이 통일되지 않는 경우, 감지 전류는 통일되지 않은 비율에 기초한 기준 전류의 스케일된 버전이다.
도 6을 참조하면, 전류 소스(600)의 하나의 실시예의 일반화된 블록도가 도시된다. 앞서 기술된 회로부 및 신호들에는 동일한 번호가 부여된다. 도시된 바와 같이, 전류 소스(600)는 커패시터(C1)(342)로부터 스위치(S2)(340)를 통과해 흐르기 위한 전류를 생성한다. 다양한 실시예들에서, 전류 소스(600)는 전류 감지 증폭기가 상측 전력 트랜지스터(132)를 통과하는 전류를 측정할 때 선택된다. 따라서, 클록 주기의 긴 위상은 높은 위상이기도 하다.
전류 소스(500)와 유사하게, 전류 소스(600)는 그것의 입력 차동 전압에 기초하여 pfet(630)의 게이트 단자 상의 출력 전압을 생성하는 증폭기(640)를 포함한다. 증폭기(640)는 출력 전압(VOUT)(162)을 하나의 입력으로서 수신한다. 부가적으로, 증폭기(640)는 저항기(R1)(620)에 걸친 전압 강하와 동일한 값을 제2 입력으로서 수신한다. pfet(630)의 소스 단자는 다이오드-연결된 pfet 트랜지스터(610)의 드레인 단자에 연결된다.
pfet(612)은 다이오드-연결된 pfet 트랜지스터(610)로 형성된 전류 미러의 전류 싱크 트랜지스터이다. 트랜지스터들(610 및 612) 사이의 디바이스 폭들의 비율은 pfet(612)을 통해 흐르는 출력 전류 대 pfet(610)을 통해 흐르는 기준 전류의 비율을 결정한다. nfet(650)의 드레인 단자는 pfet(612)의 드레인 단자에 연결된다. 전류 미러의 출력 전류는 pfet(650)을 턴온하고, 이는 또한 nfet(652)을 턴온한다. 스위치(S2)(340)가 폐쇄되는 경우, 커패시터(C1)(342)는 nfet(652)을 통해 접지 기준으로 방전된다.
다양한 실시예들에서, 소프트웨어 애플리케이션의 프로그램 명령어들은 전술한 방법들 및/또는 메커니즘들을 구현하기 위해 사용될 수 있다. 프로그램 명령어들은 C와 같은 고레벨 프로그래밍 언어로 하드웨어의 동작을 기술할 수 있다. 대안적으로, 베릴로그(Verilog)와 같은 하드웨어 설계 언어(hardware design language, HDL)가 사용될 수 있다. 프로그램 명령어들은 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체 상에 저장될 수 있다. 많은 유형의 저장 매체가 이용가능하다. 저장 매체는 프로그램 명령어들 및/또는 수반되는 데이터를 프로그램 실행을 위해 컴퓨터에 제공하기 위해 사용 동안 컴퓨터에 의해 액세스가능할 수 있다. 일부 실시예들에서, 합성 툴(synthesis tool)은 합성 라이브러리로부터 게이트들의 리스트를 포함하는 넷리스트(netlist)를 생성하기 위해 프로그램 명령어들을 판독한다.
전술된 실시예들은 다만 비한정적 구현예들이라는 것이 강조되어야 한다. 상기의 개시내용이 완전히 이해된다면, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어서 다수의 변형들 및 수정들이 명백해질 것이다. 다음의 청구범위는 모든 그러한 변형들 및 수정들을 망라하는 것으로 해석되는 것으로 의도된다.

Claims (20)

  1. 전류 피드백 회로로서,
    전력 컨버터의 인덕터 전류에 기초하여 제1 전압을 생성하도록 구성된 전류 감지 증폭기;
    제2 전압을 생성하도록 구성된 전압 생성기; 및
    제어 로직을 포함하고, 상기 제어 로직은:
    상기 전력 컨버터가 듀티 사이클의 긴 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여, 외부 펄스 폭 변조기(pulse width modulator) 비교기에 상기 제1 전압을 전달하고;
    상기 전력 컨버터가 듀티 사이클의 짧은 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여, 상기 외부 펄스 폭 변조기 비교기에 상기 제2 전압을 전달하도록 구성되는, 전류 피드백 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전압 생성기는 커패시터와 직렬로 연결된 전류 소스를 포함하며, 상기 커패시터를 충전하는 상기 전류 소스는 상기 제2 전압을 생성하는, 전류 피드백 회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 전류 소스는 상기 전력 컨버터의 입력 전압과 출력 전압 사이의 차이에 비례하는 전류를 생성하도록 구성되는, 전류 피드백 회로.
  4. 제1항에 있어서, 상기 전류 감지 증폭기는:
    상기 전력 컨버터의 인덕터 전류를 수신하고;
    감지 전류를 상기 인덕터 전류의 스케일 다운된(scaled down) 버전으로 생성하며;
    상기 감지 전류에 기초하여 상기 제1 전압을 생성하도록 구성되는, 전류 피드백 회로.
  5. 제1항에 있어서, 상기 전류 감지 증폭기의 출력과 상기 PWM 비교기의 입력 사이의 제1 스위치를 더 포함하며, 상기 제어 로직은 상기 전력 컨버터가 상기 듀티 사이클의 상기 긴 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여 상기 제1 스위치를 폐쇄하도록 더 구성되는, 전류 피드백 회로.
  6. 제5항에 있어서, 상기 전류 소스의 출력과 상기 커패시터의 입력 사이의 제2 스위치를 더 포함하며, 상기 제어 로직은 상기 전력 컨버터가 상기 듀티 사이클의 상기 짧은 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여 상기 제2 스위치를 폐쇄하도록 더 구성되는, 전류 피드백 회로.
  7. 방법으로서,
    전력 컨버터의 인덕터 전류에 기초하여 제1 전압을 생성하는 단계;
    전압 생성기를 이용하여 제2 전압을 생성하는 단계;
    상기 전력 컨버터가 듀티 사이클의 긴 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여, 외부 펄스 폭 변조기 비교기에 상기 제1 전압을 전달하는 단계; 및
    상기 전력 컨버터가 듀티 사이클의 짧은 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여, 상기 외부 펄스 폭 변조기 비교기에 상기 제2 전압을 전달하는 단계를 포함하는, 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 전압 생성기는 커패시터와 직렬로 연결된 전류 소스를 포함하며, 상기 커패시터를 충전하는 상기 전류 소스는 상기 제2 전압을 생성하는, 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 전류 소스를 이용하여 상기 전력 컨버터의 입력 전압과 출력 전압 사이의 차이에 비례하는 전류를 생성하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  10. 제7항에 있어서,
    전류 감지 증폭기를 이용하여 상기 전력 컨버터의 인덕터 전류를 수신하는 단계;
    감지 전류를 상기 인덕터 전류의 스케일 다운된 버전으로 생성하는 단계; 및
    상기 감지 전류에 기초하여 상기 제1 전압을 생성하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 전력 컨버터가 상기 듀티 사이클의 상기 긴 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여 제1 스위치를 폐쇄하는 단계를 더 포함하며, 상기 제1 스위치는 상기 전류 감지 증폭기의 출력과 상기 PWM 비교기의 입력 사이에 있는, 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 전력 컨버터가 상기 듀티 사이클의 상기 짧은 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여 제2 스위치를 폐쇄하는 단계를 더 포함하며, 상기 제2 스위치는 상기 전류 소스의 출력과 상기 커패시터의 입력 사이에 있는, 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 전력 컨버터가 상기 듀티 사이클의 상기 짧은 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여 상기 제1 스위치를 개방하는 단계; 및
    상기 전력 컨버터가 상기 듀티 사이클의 상기 긴 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여 상기 제2 스위치를 개방하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  14. 전력 컨버터로서,
    스위칭 노드에 연결된 출력과 직렬로 연결된 2개의 전력 트랜지스터들;
    상기 2개의 전력 트랜지스터들을 턴온 및 턴오프하여 저역 통과 필터의 스위칭 노드 입력의 전압을 변화시키도록 구성되는 제어기; 및
    상기 저역 통과 필터를 흐르는 인덕터 전류에 적어도 기초하여 전압을 상기 제어기 내의 펄스 폭 변조기 비교기로 전달하도록 구성되는 전류 피드백 회로를 포함하며, 상기 전류 피드백 회로는:
    전력 컨버터의 인덕터 전류에 기초하여 제1 전압을 생성하도록 구성된 전류 감지 증폭기;
    제2 전압을 생성하도록 구성된 전압 생성기; 및
    제어 로직을 포함하고, 상기 제어 로직은:
    상기 전력 컨버터가 듀티 사이클의 긴 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여, 외부 펄스 폭 변조기 비교기에 상기 제1 전압을 전달하고;
    상기 전력 컨버터가 듀티 사이클의 짧은 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여, 상기 외부 펄스 폭 변조기 비교기에 상기 제2 전압을 전달하도록 구성되는, 전력 컨버터.
  15. 제14항에 있어서, 상기 전압 생성기는 커패시터와 직렬로 연결된 전류 소스를 포함하며, 상기 커패시터를 충전하는 상기 전류 소스는 상기 제2 전압을 생성하는, 전력 컨버터.
  16. 제15항에 있어서, 상기 전류 소스는 상기 전력 컨버터의 입력 전압과 출력 전압 사이의 차이에 비례하는 전류를 생성하도록 구성되는, 전력 컨버터.
  17. 제14항에 있어서, 상기 전류 감지 증폭기는:
    상기 전력 컨버터의 인덕터 전류를 수신하고;
    감지 전류를 상기 인덕터 전류의 스케일 다운된 버전으로 생성하며;
    상기 감지 전류에 기초하여 상기 제1 전압을 생성하도록 구성되는, 전력 컨버터.
  18. 제14항에 있어서, 상기 전류 피드백 회로는 상기 전류 감지 증폭기의 출력과 상기 PWM 비교기의 입력 사이의 제1 스위치를 더 포함하며, 상기 제어 로직은 상기 전력 컨버터가 상기 듀티 사이클의 상기 긴 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여 상기 제1 스위치를 폐쇄하도록 더 구성되는, 전력 컨버터.
  19. 제18항에 있어서, 상기 전류 피드백 회로는 상기 전류 소스의 출력과 상기 커패시터의 입력 사이의 제2 스위치를 더 포함하며, 상기 제어 로직은 상기 전력 컨버터가 상기 듀티 사이클의 상기 짧은 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여 상기 제2 스위치를 폐쇄하도록 더 구성되는, 전력 컨버터.
  20. 제19항에 있어서, 상기 제어 로직은:
    상기 전력 컨버터가 상기 듀티 사이클의 상기 짧은 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여 상기 제1 스위치를 개방하고;
    상기 전력 컨버터가 상기 듀티 사이클의 상기 긴 위상에 있다고 결정하는 것에 응답하여 상기 제2 스위치를 개방하도록 더 구성되는, 전력 컨버터.
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