KR20180132856A - AC power regulator - Google Patents
AC power regulator Download PDFInfo
- Publication number
- KR20180132856A KR20180132856A KR1020187032572A KR20187032572A KR20180132856A KR 20180132856 A KR20180132856 A KR 20180132856A KR 1020187032572 A KR1020187032572 A KR 1020187032572A KR 20187032572 A KR20187032572 A KR 20187032572A KR 20180132856 A KR20180132856 A KR 20180132856A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- value
- point
- output voltage
- sampling
- voltage
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
- G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
- G05F1/44—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only
- G05F1/45—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load
- G05F1/455—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load with phase control
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/02—Measuring effective values, i.e. root-mean-square values
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/10—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using transformers
- H02M5/12—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using transformers for conversion of voltage or current amplitude only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
부하에 대한 전력 공급의 제어를 위상 제어에 의해 실시하고, 부하에 공급된 출력 전압 또는 출력 전류의 실효값을 측정하는 기능을 가지는 교류 전력 조정기에 있어서, 소정의 샘플링 타이밍에서, 부하에 공급된 출력 전압 또는 출력 전류의 순시값을 측정하는 측정부와, 측정된 순시값에 근거하여, 출력 전압 또는 출력 전류의 실효값을 산출하는 실효값 산출부와, 위상 제어에서의 트리거점과 상기 순시값을 측정하는 샘플링점과의 편차에 근거한 차분을 보정하는 보정부를 갖춤으로써, 출력 전압 또는 출력 전류 값의 실효값을 보다 정확하게 측정한다.An AC power regulator having a function of controlling power supply to a load by phase control and measuring an effective value of an output voltage or an output current supplied to the load, the AC power regulator comprising: An effective value calculation unit for calculating an effective value of an output voltage or an output current on the basis of the measured instantaneous value; The correcting unit for correcting the difference based on the deviation from the sampling point to be measured is provided to more accurately measure the effective value of the output voltage or the output current value.
Description
본 발명은, 부하에 대한 교류 전원으로부터의 전력 공급의 제어를 위상 제어에 의해 실시하는 교류 전력 조정기에 관한 것이다.The present invention relates to an AC power regulator that performs control of power supply from an AC power source to a load by phase control.
상용(商用)의 교류 전원의 전압(실효값)이 소정의 값(예를 들면, 200 V)인데 반해, 각종 전기 기기(부하)에서는 동작 상태에 따라 필요한 전력이 변화하기 때문에, 상용의 교류 전원의 전압을 조정해서 부하에 공급하는 교류 전력 조정기가 이용되고 있다.Since the required electric power varies depending on the operation state in various electric devices (loads), while the voltage (effective value) of the commercial AC power source is a predetermined value (for example, 200 V) An AC power regulator for regulating the voltage of the AC power and supplying it to the load is used.
이러한 전력 조정기에서는, 그 제어 방법으로서, 위상 제어 방식이나 시분할 제어 방식, 진폭 제어 방식 등이 있다.In such a power regulator, there are a phase control method, a time division control method, and an amplitude control method as its control methods.
이러한 제어 방식에 관하여, 위상 제어 방식에서의, 부하에 대한 출력 전압 또는 출력 전류의 실효값의 측정에 관한 종래 기술이 특허문헌 1에 의해 개시되고 있다.Regarding this control method, a conventional technique relating to measurement of an effective value of an output voltage or an output current with respect to a load in a phase control method is disclosed in Patent Document 1. [
교류 전력 조정기에서의, 부하에 공급된 출력 전압 또는 출력 전류의 실효값의 측정은, 샘플링 주기에 근거해 얻어지는 순시값인 전압 또는 전류의 측정값(AD 변환 순시값)을, 하나의 제어 사이클 중에 걸쳐 취득하고, 이에 근거해 출력 전압 또는 출력 전류의 실효값을 산출하고 있다.The measurement of the effective value of the output voltage or the output current supplied to the load in the AC power regulator can be performed by measuring the measured value (AD conversion instantaneous value) of the voltage or current, which is an instantaneous value obtained based on the sampling period, And calculates the effective value of the output voltage or the output current based on the acquired value.
도 3은, 이 출력 전압의 실효값의 산출에 관한 설명을 하기 위한 도면이며, 도면 중의 파형은 전압값을 2승한 것의 1 제어 사이클 분(전원의 반 사이클 분)을 나타내고 있다. 여기서는 간단화를 위해, 1 제어 사이클에서 10회 샘플링 하는 것을 예로 하고 있다(일점 쇄선으로 지시되는 타이밍이 각 샘플링점을 나타낸다). 출력 전압의 실효값은, 도면 중의 파형의 트리거각의 범위의 면적의 제곱근에 해당한다. 실제의 장치로서는, 샘플링점에서 얻어지는 각 순시값에 근거해 도면 중의 파형의 면적의 근사값을 산출하고, 이것의 제곱근을 취하는 것으로, 실효값을 산출하고 있다. 덧붙여, 트리거각(φ)이란, 사이리스터 등의 전력 제어 소자가 온(On) 하고 있는 시간의 1 제어 사이클의 시간에 대한 비율을 나타낸 값이다(0<φ<1). 여기에서의, 전력 제어 소자가 온 하고 있는 시간이란, 제어 사이클 중에 전력 제어 소자가 온 하고 나서, 그 제어 사이클이 종료되는 제로점(오프점)까지의 시간이다.Fig. 3 is a diagram for explaining the calculation of the effective value of the output voltage. The waveforms in Fig. 3 represent one control cycle (half cycle of power supply) obtained by doubling the voltage value. Here, for the purpose of simplification, sampling is performed 10 times in one control cycle (the timing indicated by the dashed line indicates each sampling point). The rms value of the output voltage corresponds to the square root of the area of the trigger angle range of the waveform in the figure. As an actual apparatus, an approximate value of the area of the waveform in the figure is calculated based on each instantaneous value obtained at the sampling point, and the effective value is calculated by taking the square root of the approximate value. Incidentally, the trigger angle? Is a value representing the ratio of the time during which a power control element such as a thyristor is turned on to the time of one control cycle (0 <? <1). Here, the time during which the power control element is on is the time from the power control element being turned on during the control cycle to the zero point (off point) at which the control cycle ends.
여기서, 종래, 샘플링점은, 제로 크로스점을 기준으로 정해져 있다. 따라서, 도면에 도시된 것처럼, 샘플링점과, 트리거각에 대응한 트리거점이 일치하지 않는 경우가 생긴다. 이 경우, 도면에 도시한 해칭 부분(트리거점과, 샘플링점의 차분(差分))이 오차 요인이 되어 버린다.Here, conventionally, the sampling point is determined based on the zero cross point. Therefore, as shown in the figure, the sampling point and the trigger point corresponding to the trigger angle do not coincide with each other. In this case, the hatched portion (difference between the trigger point and the sampling point) shown in the figure becomes an error factor.
도면에서 이해되는 것처럼, 파형의 양단 부분에서의 면적은 작기 때문에, 트리거각이 1(100%) 혹은 0(0%)에 가까운 경우에는 이 오차 요인은 작은 것이지만, 트리거각이 0.5(50%) 부근인 경우에는, 이 오차 요인은 커진다.As will be understood from the drawing, when the trigger angle is close to 1 (100%) or 0 (0%), the error factor is small. However, since the trigger angle is 0.5 (50% , The error factor becomes large.
또한, 트리거점과 샘플링점의 편차량은, 0∼샘플링 주기의 사이가 되고, 편차량이 샘플링 주기에 가까워지면, 상기 오차 요인이 최대화 하는 것이다.Further, the deviation amount of the trigger point and the sampling point is between 0 and the sampling period, and when the deviation amount approaches the sampling period, the error factor is maximized.
이러한 오차 요인은, 장치로서 구해지는 정밀도에 따라서는, 간과할 수 없는 문제가 되었다.Such an error factor has become a problem that can not be overlooked depending on the accuracy obtained as an apparatus.
본 발명은, 상기의 점을 감안하여, 부하에 대한 교류 전원으로부터의 전력 공급의 제어를 위상 제어에 의해 실시하는 교류 전력 조정기에 관한 것으로, 출력 전압 또는 출력 전류의 실효값을 보다 정확하게 측정하는 것이 가능한 교류 전력 조정기를 제공하는 것을 목적으로 한다.In view of the above, the present invention relates to an AC power regulator that performs control of power supply from an AC power source to a load by phase control, and more accurately measures an effective value of an output voltage or an output current It is an object of the present invention to provide a possible AC power regulator.
(구성 1) 부하에 대한 전력 공급의 제어를 위상 제어에 의해 실시하고, 상기 부하에 공급된 출력 전압 또는 출력 전류의 실효값을 측정하는 기능을 가지는 교류 전력 조정기에 있어서, 샘플링 타이밍에서, 상기 부하에 공급된 출력 전압 또는 출력 전류의 순시값을 측정하는 측정부와, 상기 측정된 순시값에 근거하여, 출력 전압 또는 출력 전류의 실효값을 산출하는 실효값 산출부와, 위상 제어에서의 트리거점과, 상기 순시값을 측정하는 샘플링점과의 편차에 근거한 차분(差分)을 보정하는 보정부를 갖추는 것을 특징으로 하는 교류 전력 조정기.(Configuration 1) An AC power regulator having a function of controlling power supply to a load by phase control and measuring an effective value of an output voltage or an output current supplied to the load, characterized in that, at a sampling timing, An effective value calculating unit for calculating an effective value of an output voltage or an output current on the basis of the measured instantaneous value, And a correction unit for correcting a difference (difference) based on a deviation from a sampling point for measuring the instantaneous value.
(구성 2) 상기 보정부가, 상기 샘플링점을, 상기 트리거점과 동시기(同時期)가 되도록 정하는 것을 특징으로 하는 구성 1에 기재된 교류 전력 조정기.(Constitution 2) The AC power regulator according to Structure 1, wherein the correction section determines the sampling point to be synchronous with the trigger point.
(구성 3) 상기 샘플링점을, 상기 트리거점으로부터, 미리 설정되어 있는 마진값 만큼 늦추는 것을 특징으로 하는 구성 2에 기재된 교류 전력 조정기.(Arrangement 3) The AC power regulator according to
(구성 4) 상기 실효값 산출부가, 상기 측정된 순시값에 근거해 사다리꼴 근사 계산을 실행 함으로써, 상기 출력 전압 또는 출력 전류의 실효값을 산출하는 것을 특징으로 하는 구성 1에서 3 중 어느 하나에 기재된 교류 전력 조정기.(Arrangement 4) The rheostat calculation unit calculates the rms value of the output voltage or the output current by executing the trapezoidal approximate calculation based on the measured instantaneous value. AC power regulator.
(구성 5) 상기 사다리꼴 근사 계산에 따른 출력 전압의 실효값의 산출을, 이하의 식에 근거해 실시하는 것을 특징으로 하는 구성 4에 기재된 교류 전력 조정기.(Arrangement 5) The AC power regulator according to Structure 4, characterized in that the calculation of the effective value of the output voltage in accordance with the trapezoidal approximate calculation is performed based on the following formula.
[수 1][Number 1]
Ee는 상기 출력 전압의 실효값, Em, En, Ei는 상기 출력 전압의 순시값(Em은 트리거 직후의 측정 전압값, En은 실효값 측정 중인 제어 사이클의 최후의 전압 측정점의 순시 전압값, Ei는 Em으로부터 En까지의 사이의 임의의 측정점의 순시 전압값), n은 전원의 반 사이클에서의 샘플링 횟수를 각각 나타내고, m과 Δθ는 각각 이하의 식(수 2, 수 3)에 의해 산출되는 값. 이하의 식에서의 φ는 트리거각이며, 여기서는 온(On) 비율(사이리스터 등의 전력 제어 소자가 온 하고 있는 시간의 1 제어 사이클의 시간에 대한 비율)을 전제로 하고 있고, 0 ≤ φ ≤ 1이다.E e is the effective value of the output voltage, E m , E n , E i is the instantaneous value of the output voltage (E m is the measured voltage value immediately after the trigger and E n is the last voltage measuring point (E i is an instantaneous voltage value of an arbitrary measurement point between E m and E n ), n is the number of times of sampling in half cycle of the power source, and m and ?? 2, the number 3). In the following expression,? Is a trigger angle, assuming an On ratio (a ratio of the time during which a power control element such as a thyristor is turned on to the time of one control cycle), and 0??? .
[수 2] [Number 2]
[수 3] [Number 3]
본 발명의 교류 전력 조정기에 의하면, 위상 제어에서의 트리거점과, 순시값을 측정하는 샘플링점과의 편차에 근거한 차분을 보정할 수 있기 때문에, 출력 전압 또는 출력 전류 값의 실효값을 보다 정확하게 측정하는 것이 가능해진다.According to the AC power regulator of the present invention, since the difference based on the deviation between the trigger point in the phase control and the sampling point for measuring the instantaneous value can be corrected, the effective value of the output voltage or the output current value can be measured more accurately .
[도 1] 본 발명에 따른 실시 형태의 교류 전력 조정기의 구성을 나타내는 개략 블록도
[도 2] 실시 형태의 교류 전력 조정기의 본 발명에 관한 처리 동작의 개략을 나타내는 플로우 차트
[도 3] 전압값을 2승한 파형을 나타내는 도면
[도 4] 본 발명과 종래 방식에서의 오차를 대비(對比)하기 위한 설명도
[도 5] 사다리꼴 근사와 장방형 근사에 대해 설명하기 위한 도면1 is a schematic block diagram showing a configuration of an AC power regulator according to an embodiment of the present invention;
2 is a flowchart showing an outline of a processing operation of the AC power regulator according to the embodiment of the present invention;
[Fig. 3] Diagram showing a waveform obtained by doubling the voltage value
4 is an explanatory diagram for comparing an error in the present invention with a conventional method
5 is a view for explaining a trapezoid approximation and a rectangle approximation;
이하, 본 발명의 실시 양태에 대해, 도면을 참조하면서 구체적으로 설명한다. 덧붙여, 이하의 실시 양태는, 본 발명을 구체화 할 대의 한 형태이며, 본 발명을 그 범위 내로 한정하는 것은 아니다.Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Incidentally, the following embodiments are only examples for embodying the present invention, and the present invention is not limited thereto.
도 1은, 본 발명에 따른 실시 형태의 교류 전력 조정기의 구성의 개략을 나타내는 블록도이다. 본 실시 형태의 교류 전력 조정기(100)는, 부하에 대한 전력 공급의 제어를 위상 제어에 의해 실시하는 교류 전력 조정기로서, 외부 장치인 체온 조절기(도시하지 않음)로부터 입력되는 목표 부하율(0∼1(0%∼100%))에 근거하여, 부하(2)인 히터에 대한 교류 전원(3)으로부터의 전력 공급의 제어를 실시한다.1 is a block diagram schematically showing a configuration of an alternating-current power regulator of an embodiment according to the present invention. The
본 실시 형태의 교류 전력 조정기(100)는, 체온 조절기(도시하지 않음)로부터 주어진 목표 부하율에 근거하여, 위상 제어를 위한 트리거각 φ을 산출하는 제어 목표 입력 처리부(110)와, 트리거각 φ에 근거해 사이리스터(130)를 제어하는 사이리스터 위상 제어부(120)와, 사이리스터 위상 제어부(120)가 출력하는 트리거 신호에 의해 교류 전원(3)으로부터 부하(2)로의 전력 공급을 스위칭하는 사이리스터(130)와, 변류기(current transformer)(140)와, A/D 변환 타이밍 인터럽트 처리부(150)와, 제로점 인터럽트 처리부(160)를 갖춘다.The
덧붙여, 트리거각이란, 사이리스터 등의 교류 전력을 제어하는 반도체 소자를 온 하는 타이밍인 트리거점으로부터, 상기 소자가 오프가 되는 교류 전압의 0V점까지의 구간의, 교류 전압의 반 사이클에 대한 비율이다.Incidentally, the trigger angle is a ratio of a half-cycle of an AC voltage to a point of a 0 V point of an AC voltage at which the element is turned off from a trigger point at which a semiconductor element for controlling AC power such as a thyristor is turned on .
A/D 변환 타이밍 인터럽트 처리부(150)는, 샘플링 타이밍의 컨트롤 등의 처리를 실시하는 A/D 변환 타이밍 컨트롤부(151)와, 부하(2)에 대한 출력 전압값을 A/D 변환하는 출력 전압 A/D 변환(1521)과, 부하(2)에 대한 출력 전류를 검지하는 변류기(140)로부터의 출력(전압값)을 A/D 변환하는 출력 전류 A/D 변환(1522)를 갖춘 A/D 변환부(152)와, A/D 변환부(152)로부터 얻어지는 전압(또는 전류)의 순시값을 2승(二乘)해서 적산(積算)하는 처리를 실시하는 자승값(自乘値) 적산부(153)를 갖춘다.The A / D conversion timing
A/D 변환 타이밍 컨트롤부(151)는, 샘플링 타이밍을 컨트롤 함으로써, 위상 제어에서의 트리거점과, 상기 순시값을 측정하는 샘플링점과의 편차에 근거한 차분을 보정하는 보정부로서 기능한다.The A / D conversion
또한, 출력 전압 A/D 변환(1521)(또는 출력 전류 A/D 변환(1522))은, A/D 변환 타이밍 컨트롤부(151)로부터 지시 받은 샘플링 타이밍에서, 부하(2)에 공급된 출력 전압(또는 출력 전류)의 순시값을 측정하는 측정부로서 기능한다.The output voltage A / D conversion 1521 (or the output current A / D conversion 1522) is an output voltage of the A /
제로점 인터럽트 처리부(160)는, 교류 전원(3)의 제로 크로스점을 검지하는 제로점 검지부(161)와, 자승값 적산부(153)에 의해 산출된 값을 기억하는 자승 적산값 기억부(162)와, 자승 적산값 기억부(162)에 기억되어 있는 값, 즉, 출력 전압(또는 출력 전류)의 순시값을 2승해서 적산한 값에 근거해, 부하(2)에 공급된 출력 전압(또는 출력 전류)의 실효값을 제어 사이클 마다(제로점 마다)에 산출하는 실효값 산출부(163)를 갖춘다.The zero point
덧붙여, 상기 각 구성은, 각각 전용 회로 등에 하드웨어적으로 구성되는 것이어도 무방하고, 마이크로컴퓨터 등의 범용적인 회로 상에서 소프트웨어적으로 실현되는 것이어도 무방하다.Incidentally, each of the above-described configurations may be configured by hardware in a dedicated circuit or the like, and may be realized by software in a general-purpose circuit such as a microcomputer.
이상의 구성을 갖춘 본 실시 형태의 교류 전력 조정기(100)는, 위상 제어에서의 트리거점과, 순시값을 측정하는 샘플링점과의 편차에 근거한 차분을 보정함으로써, 출력 전압(또는 출력 전류)의 실효값을 보다 정확하게 측정하는 것이다.The
전술한 것처럼, 종래, 샘플링점은, 트리거점이 어느 타이밍인지에 관계 없이, 제로 크로스점을 기준으로서 샘플링 주기에 근거해 결정되는 것이었다(전원 주기와 샘플링 주기에 변화가 없으면, 샘플링점은 고정된 것이 된다). 따라서, 도 3에 도시된 것처럼, 기본적으로 고정된 각 샘플링점과, 변동하는 트리거점과의 사이에 편차가 생기고, 도면에 도시한 해칭 부분이 오차 요인이 되어 버린다. 샘플링 주기는 기본적으로 짧은 기간(100μ초 정도 이하)이기 때문에, 종래는 상기와 같은 오차 요인에 대한 문제 의식 조차 없는 상태였다. 그렇지만, 도면으로부터 알 수 있듯이, 트리거점이 샘플링점의 직후가 되는 경우에는, 트리거점과 샘플링점과의 편차량이 최대화 하고, 또한 파형의 중앙 부근(트리거각이 0.5 정도)인 경우에, 해칭 부분의 면적 즉 오차량이 최대화 한다. 이러한 오차는, 교류 전력 조정기(100)에서 보다 정밀도 높은 제어를 실시하기 위해서는, 무시할 수 없는 값이 될 수 있다.As described above, conventionally, the sampling point is determined based on the sampling period on the basis of the zero cross point regardless of the timing of the trigger point (if there is no change in the power supply period and the sampling period, the sampling point is fixed do). Therefore, as shown in Fig. 3, there is a deviation between each fixed sampling point and the fluctuating trigger point, and the hatched portion shown in the figure becomes an error factor. Since the sampling period is basically a short period (about 100 占 퐏 ec or less), there has been no problem with the above-mentioned error factors. However, as can be seen from the figure, when the trigger point is immediately after the sampling point, when the deviation between the trigger point and the sampling point is maximized and the vicinity of the center of the waveform (trigger angle is about 0.5) I.e., the error, is maximized. Such an error can be a value that can not be ignored in order to perform more accurate control in the
본 실시 형태의 교류 전력 조정기(100)는, 이러한 오차 요인의 영향을 저감하여, 출력 전압(또는 출력 전류)의 실효값을 보다 정확하게 측정하는 것을 가능하게 한다. 구체적으로는, 샘플링점을 트리거점과 동시기(同時期)(샘플링점이 트리거점의 직후)가 되도록 제어 함으로써, 트리거점과 샘플링점과의 편차에 근거한 오차 요인을 최소화 한다.The
본 발명에서의 실효값 계산의 근사 계산 방식에 대해 설명한다.The approximate calculation method of the effective value calculation in the present invention will be described.
우선, 전제 조건으로서, 사이리스터가 트리거 되어 온(On)이 된 점을 트리거점으로 하고, 그 트리거점과, 위상 제어한 반 사이클(전원의 반 사이클)의 마지막의 제로점의 위상차를 트리거각 φ로 한다. 단, 트리거각 φ는 반 사이클의 주기 T에 대한 비율을 나타내는 수치로 한다. 따라서, 0 ≤ φ ≤ 1이 된다. 상술과 같이, 순시 전압의 측정 타이밍인 샘플링점을 트리거점과 동기시켜, 그 이후(혹은 그 이전)의 순시 전압의 측정을 반 사이클의 주기 T의 n분의 1마다 실시하는 것으로 한다. 즉, 샘플링 주기는 T/n가 된다.First, as a precondition, a point at which the thyristor is turned on (On) is defined as a trigger point, and the phase difference between the trigger point and the zero point at the end of the phase-controlled half cycle (half cycle of the power supply) . However, the trigger angle &phiv; is a numerical value indicative of the ratio with respect to the period T of the half cycle. Therefore, 0??? 1. As described above, it is assumed that the sampling point, which is the measurement timing of the instantaneous voltage, is synchronized with the trigger point, and the instantaneous voltage thereafter (or before) is measured every nth of the cycle T of the half cycle. That is, the sampling period becomes T / n.
그 결과, 위상 제어한 반 사이클의 순시 전압의 측정점(샘플링점)은, θ1로부터 θn의 n개가 된다. 덧붙여, 위상 제어한 반 사이클의 처음의 제로점을 θ0, 반 사이클의 마지막의 제로점을 θn +1로 한다. θ0 및 θn +1의 순시 전압은, 제로점 이므로 0V이며, 순시 전압의 측정을 실시할 필요는 없다. 또한, 트리거점을 θm, 그 점의 순시 전압을 Em으로 한다.As a result, the measurement point (sampling point) of the half-cycle instantaneous voltage subjected to phase control is n from? 1 to? N. In addition, the first zero point of the phase controlled half cycle is defined as? 0 , and the zero point at the end of the half cycle is defined as? N + 1 . Since the instantaneous voltage of? 0 and? n + 1 is zero, it is not necessary to measure the instantaneous voltage. Let the trigger point be θ m and the instantaneous voltage at that point be E m .
이때, 트리거점의 위상각 φ는, 측정 간격 T/n와, φ·T를 측정 간격 T/n으로 나눈 값과, n·φ의 소수점 이하를 버린 값(이하의 식에서는 버림을 의미하는 가우스 기호를 사용)을 사용한 수 4로 나타낼 수 있다.At this time, the phase angle? Of the trigger point is a value obtained by dividing the measurement interval T / n by the measurement interval T / n by? · T and the value obtained by subtracting the decimal point of n ·? Symbol) is used.
[수 4][Number 4]
여기서, 처음의 제로점으로부터 측정 간격 T/n의 (m-1)배와 m배의 사이에 트리거점이 있다고 하면, 수 5가 된다.Assuming that there is a trigger point between (m-1) times and m times of the measurement interval T / n from the first zero point, the number is five.
[수 5][Number 5]
또한, 수 6에 의해 정의되는 Δθ을 이용해, 샘플링점의 일반식(θi)을 쓰면, 수 7이 된다.Further, by using the general formula (? I ) of the sampling point using ?? defined by the equation 6, it becomes the number 7.
[수 6][Number 6]
[수 7][Numeral 7]
여기서, i는, 1 ≤ i ≤ n의 범위의 정수Here, i is an integer in the range of 1? I? N
여기서, 전압의 함수를 f(θ)로 하면, 각 순시 전압 측정점의 전압 Ei는, 수 8이 된다.Here, letting f (?) Be a function of the voltage, the voltage E i of each instantaneous voltage measurement point becomes 8.
[수 8][Numeral 8]
i는, 1 ≤ i ≤ n의 범위의 정수이지만, 1 ≤ i ≤ m-1에서 사이리스터는 오프이므로, 측정점의 전압은 0이 되기 때문에, 이하의 전력 계산, 실효값 계산에서는 생략하였다.i is an integer in the range of 1 ≤ i ≤ n, but since the thyristor is off at 1 ≤ i ≤ m-1, the voltage at the measuring point becomes 0, so the following power calculation and calculation of the effective value are omitted.
이상의 순시 전압 측정값으로부터, 트리거각 φ로 위상 제어했을 때의 반 사이클의 평균 전력을, 사다리꼴 근사 계산에 근거해 계산하는 근사식은, 수 9가 되어, 이를 정리하면 수 10이 된다.From the instantaneous voltage measurement value above, the approximate expression that calculates the average power of half-cycle when the phase is controlled by the trigger angle? Based on the trapezoidal approximation calculation becomes the number 9,
[수 9][Number 9]
[수 10][Number 10]
여기서, En+1은 반 사이클의 마지막의 제로점의 순시 전압이고, 따라서 En+1 = 0이다. 또한, PR = Ee 2/R 이므로, 이들로부터 Ee의 일반식은 수 11이 된다.Here, E n + 1 is the instantaneous voltage of the zero point at the end of the half cycle, and thus E n + 1 = 0. Also, since P R = E e 2 / R, the general formula of E e is 11 from these.
[수 11][Number 11]
수 11은, 측정된 전압의 순시값에 근거해 사다리꼴 근사 계산을 실행 함으로써, 출력 전압의 실효값을 산출하기 위한 일반식이다. 샘플링점을 트리거점과 동시기(同時期)가 되도록 제어하고, 사다리꼴 근사 계산에 근거한 계산을 함으로써, 출력 전압의 실효값을 보다 정확하게 측정 가능하게 한다.Numeral 11 is a general formula for calculating the effective value of the output voltage by performing the trapezoid approximate calculation based on the instantaneous value of the measured voltage. By controlling the sampling point to be synchronous with the trigger point and calculating based on the trapezoidal approximation, the rms value of the output voltage can be measured more accurately.
또한, n을 큰 값으로 하면, En 2는 Ee에 비해 매우 작은 값이 되기 때문에, 필요한 측정 정밀도에 대하여 충분히 작은 값인 경우에는 생략해서, 수 12로 해도 무방하다.If n is a large value, E n 2 is a very small value compared to E e . Therefore, if n is a sufficiently small value with respect to required measurement accuracy, it may be omitted to be 12.
[수 12][Number 12]
다음으로, 본 실시 형태의 교류 전력 조정기(100)에서의, 출력 전압의 실효값의 산출 처리의 개략을, 도 2에 근거해 설명한다.Next, an outline of the calculation process of the effective value of the output voltage in the
도 2는, 출력 전압의 실효값을 산출하는 처리의 개략을 나타내는 플로우 차트이며, 스텝(201)∼스텝(210)의 처리에 의해, 반 사이클(전원의 반 사이클)에서의 출력 전압의 실효값을 산출한다.2 is a flowchart showing the outline of the process of calculating the effective value of the output voltage. By the processings of steps 201 to 210, the effective value of the output voltage in half cycle (half cycle of the power supply) .
먼저, A/D 변환 타이밍 컨트롤부(151)에 있어서, 사이리스터 위상 제어부(120)로부터 트리거점을 취득하고(스텝(201)), 샘플링점을 트리거점과 동시기가 되도록 정한다(스텝(202)). 도 3에서의, 트리거점과 샘플링점이 동시기(同時期)(샘플링점이 트리거점의 직후)가 되도록, 샘플링의 타이밍을 결정하고, 이를 기준점으로 하여, 그 전후로 샘플링 주기 마다 각 샘플링점이 배치되도록, 각 샘플링점을 결정한다. 덧붙여, 트리거점 이전에는 기본적으로는 샘플링을 할 필요가 없기 때문에, 트리거점의 직후에 샘플링점을 설정하고, 그 후에 샘플링 주기 마다 샘플링점으로 하는 것도 무방하다.First, in the A / D conversion
이어지는 스텝(203)에서는, 트리거점의 직후의 샘플링점(스텝(201)에서 트리거점과 동시기로 된 샘플링점)에 도달했는지 여부를 판별하고, 트리거점의 직후의 샘플링점에 도달한 경우에는, 스텝(204)으로 이행하여, 그 시점에 출력 전압 A/D 변환부(1521)로부터 얻어지는 출력 전압 순시값을 변수 E1에 대입하는 처리와, 변수 S에 0을 대입(S의 초기화)하는 처리를 실시한다. 덧붙여, S의 초기화 처리에 대해서는, 이 이전의 어느 타이밍에 실시해도 무방하다.In the following step 203, it is determined whether or not the sampling point immediately after the trigger point (the sampling point synchronized with the trigger point in step 201) has reached. If the sampling point immediately after the trigger point has been reached, The routine proceeds to step 204, in which the instantaneous output voltage instantaneous value obtained from the output voltage A /
이어지는 스텝(205)∼스텝(206)의 루프 처리는, 각 샘플링점, 혹은 제로 크로스점에 도달했는지 여부를 판별하는 처리이다.The loop processing of the subsequent steps (205) to (206) is processing for determining whether or not each sampling point or zero cross point has been reached.
샘플링점에 도달한 경우에는, 변수 E1의 값을 변수 E2에 대입한 다음에, 그 시점에 출력 전압 A/D 변환부(1521)로부터 얻어지는 출력 전압 순시값을 변수 E1에 대입하는 처리를 실시한다(스텝(206): Yes → 스텝(207)). 이에 따라, 사다리꼴 근사 계산에 필요한 사다리꼴의 양변의 값의 기본이 되는 수치가, 변수 E1과 E2에 대입된 것이 된다.When reaching the sampling point has, on one assigns the value of variable E 1 to the variable E 2 Then, the processing to be filled with the output voltage instantaneous value obtained from the output voltage A /
스텝(208)에서는, 자승값 적산부(153)에서, 전압의 순시값의 2승의 파형(도 3)에서의, 1측정 구간의 면적을 사다리꼴 근사 계산에서 산출하고, 이를 적산하는 처리가 실시된다. 즉, E1 2과 E2 2을 가산하고, 이에 샘플링 주기(T/n)를 승산(乘算)해서 2로 나눈 것(1측정 구간의 면적을 사다리꼴 근사 계산에서 산출한 것)을, 변수 S에 적산한다. 덧붙여, 변수 S는, 자승 적산값 기억부(162)에 기억된다.In step 208, the squared
스텝(205)∼스텝(206)의 루프 처리에 근거해, 각 샘플링점이 도래할 때 마다, 스텝(207)∼스텝(208)의 처리가 실행 됨으로써, 전압의 순시값의 2승의 파형의 면적(즉 적분값)의 근사값이 변수 S에 대입된다.The processing of steps 207 to 208 is executed every time each sampling point arrives based on the loop processing of the steps 205 to 206 so that the area of the squared waveform of the instantaneous value of the voltage (I.e., the integral value) is substituted into the variable S.
제로점 검지부(161)에 의해 판별되는 제로 크로스점이 도래한 경우에는, 전압의 순시값의 2승의 파형의 최후의 측정 구간의 면적을 변수 S에 적산하고, 자승 적산값 기억부(162)에 기억하는 처리를 실시한다(스텝(205): Yes → 스텝(209)).When the zero cross point determined by the zero
전술과 같이, 본 실시 형태에서의 샘플링점은, 트리거점에 동기하고 있고, 제로 크로스를 기준으로 하는 것은 아니기 때문에, 최후의 측정 구간은 샘플링 주기와 동일하지 않다(동일한 경우도 있을 수 있다). 최후의 측정 구간은 Δθ/n으로 표현되고(Δθ는 수 6에 따른다), 또한 제로 크로스점에서는 당연히 전압값(순시값)도 제로가 되기 때문에, E1 2와 02을 가산하고, 이에 Δθ/n 승산해서 2로 나눈 것을 변수 S에 적산하는 것이다.As described above, since the sampling point in this embodiment is synchronized with the trigger point and is not based on zero cross, the last measurement interval is not equal to the sampling period (there may be the same case). The last measurement period is represented by ?? / n (?? depends on the number 6), and since the voltage value (instantaneous value) of the zero cross point naturally also becomes zero, E 1 2 and 0 2 are added, / n and multiply by 2 to sum to the variable S.
마지막으로, 자승 적산값 기억부(162)에 기억되고 있는 S에 근거해, 이것의 제곱근을 산출함으로써, 출력 전압의 실효값 Ee를 산출하는 처리를, 실효값 산출부(163)에서 실시한다(스텝(210)).Finally, the effective
이상의 처리(스텝(201)∼스텝(210))에 의해, 반 사이클(전원의 반 사이클)에서의 출력 전압의 실효값이 산출되고, 상기 처리(스텝(201)∼스텝(210))를 반 사이클 마다 반복 함으로써, 각 반 사이클의 출력 전압의 실효값이 산출된다.The effective value of the output voltage in the half cycle (half cycle of the power supply) is calculated by the above process (steps 201 to 210), and the process (steps 201 to 210) By repeating every cycle, the effective value of the output voltage of each half cycle is calculated.
덧붙여, 도 2의 플로우 차트에 근거한 설명에서는, 상기 설명한 수 11 그대로의 형태로 사용해 실효값 Ee를 산출하는 것은 아니지만, 처리 내용에서 알 수 있듯이, 실질적으로 수 11에 근거해 산출되는 것이다(각 측정값(순시값)을 로그해 두고, 수 11을 직접적으로 사용해 실효값 Ee를 산출하는 처리로 해도 상관없다.).In addition, in the explanation based on the flowchart of Fig. 2, the effective value E e is not calculated using the equation 11 as it is, but it is calculated based on the equation 11 substantially as shown in the processing contents It is also possible to log the measured value (instantaneous value) and calculate the effective value E e directly by using the number 11).
도 4는, 본 발명과 종래 방식에서 각각 산출되는 실효값의, 이론값에 대한 오차를 대비(對比)하기 위한 설명도이다.Fig. 4 is an explanatory diagram for comparing errors of the rms values calculated respectively in the present invention and the conventional system with the theoretical values.
도면 좌측의 그래프가 본 발명을 적용했을 경우의 일례를 나타내는 것이고, X′1∼X′9가, 각 샘플링점을 나타내고 있다. 즉, 샘플링 주기 τ를, 전원의 반 사이클의 10분의 1로 하고 있다(덧붙여, 도 4에서의 X′1∼X′9 및 X1∼X9는, E2(각각의 샘플링 타이밍에서의 전압의 순시값의 2승)을 나타낸다.). 이 예에서는, X′6이 트리거점과 동시기가 되도록 정해지고, 이를 기준점으로 하여, 샘플링 주기 τ로 각 샘플링점이 정해진다. 마지막 구간의 폭 Δφ를 Δθ로 나타내면, Δθ/n이다.The graph on the left side of the drawing shows an example when the present invention is applied, and X ' 1 to X' 9 show respective sampling points. That is, the sampling period τ, and with one-tenth of the half cycle of the power source (Incidentally, in FIG. 4 X '1 ~X' 9 and X 1 ~X 9 is, E 2 (each at the sampling timing The square of the instantaneous value of the voltage). In this example, X ' 6 is set to be synchronous with the trigger point, and each sampling point is defined by the sampling period τ with the reference point as X' 6 . If the width Δφ of the last section is denoted by Δθ, Δθ / n.
한편, 이와 같은 상황에서, 종래의 수법을 적용한 경우를 나타낸 것이, 우측의 그래프이다. 종래 수법에서는, 샘플링점이 제로 크로스점에 동기되어 있고, 그 결과, 트리거점과 샘플링점 X6의 사이에, Δφ의 편차가 생긴다. 즉, 트리거점으로부터 Δφ 만큼 늦춰진 샘플링점 X6에서 처음으로 출력 전압을 검지할 수 있으며, 트리거점으로부터 X6의 사이의 구간은 검출 불가능한 기간으로서 오차 요인이 된다.On the other hand, in this situation, the graph of the right side shows a case where the conventional technique is applied. In the conventional technique, the sampled points is synchronized with the zero-cross point, and as a result, between the trigger point and the sampling point X 6, produces the variation of Δφ. That is, it is possible to detect the first output voltage from the delayed sampling points X 6 from a trigger point as Δφ, the interval between the X 6 from the trigger point is the error factor as a non-detection period.
도면의 중앙 상측의 그래프는, 본 발명과 종래 방식에 대하여, 이론값에 대한 오차를 나타내는 그래프이며, 중앙 하측의 그래프는, 이론값에 대한 오차의 비율을 그래프화 한 것이다.The graph on the upper center of the drawing is a graph showing the error with respect to the theoretical value with respect to the present invention and the conventional method, and the graph on the lower center shows a graph of the error ratio with respect to the theoretical value.
도면에서 이해되는 것처럼, 종래 방식에서는, 트리거점과 샘플링점의 편차량 Δφ이 커짐에 따라 오차도 커지고, 편차량 Δφ이 샘플링 주기 τ에 가까워짐에 따라 최대화 한다.As understood from the figure, in the conventional system, the error becomes larger as the deviation ?? of the trigger point and the sampling point becomes larger, and is maximized as the deviation ?? becomes closer to the sampling period?.
이에 대해, 본 발명에서는, 도면으로부터 알 수 있듯이, 오차가 매우 작은 값으로 억제되고 있어(사다리꼴 근사의 근사에 의한 오차 만), 종래 방식에서 발생되던 오차가 크게 개선되고 있음을 알 수 있다.On the other hand, in the present invention, as can be seen from the figure, the error is suppressed to a very small value (only an error due to the approximation of the trapezoidal approximation), and it can be seen that the error generated in the conventional method is greatly improved.
이상과 같이, 본 실시 형태의 교류 전력 조정기(100)에 의하면, 위상 제어에서의 트리거점과, 순시값을 측정하는 샘플링점과의 편차에 근거한 차분을 보정할 수 있기 때문에, 출력 전압의 실효값을 보다 정확하게 측정하는 것이 가능해진다.As described above, according to the
또한, 본 실시 형태의 교류 전력 조정기(100)에 의하면, 사다리꼴 근사 계산을 이용하고 있기 때문에, 보다 오차를 작게 할 수 있다.Further, according to the
순시값의 2승의 파형의 적분값을 구할 때에, 장방형 근사를 이용한 경우, 도 5(a)에 도시된 것처럼, 파형의 적분값(면적)에 대한 오차가 커진다. 도 5(a)에 도시된 것처럼, 반 사이클 분을 모두 적분할 경우(즉 트리거각이 1인 경우)에는, 피크의 전후로 오차가 상쇄되어 전체로서의 오차는 거의 없어지지만, 트리거각이 1 미만이면 상쇄되지 않는 오차가 생기고, 트리거각이 0.5 정도인 경우에 이 오차는 최대가 되어 버린다.When the rectangular approximation is used to obtain the integrated value of the squared waveform of the instantaneous value, the error with respect to the integral value (area) of the waveform becomes large as shown in Fig. 5 (a). As shown in Fig. 5 (a), when all the half cycles are integrated (that is, when the trigger angle is 1), the error is canceled before and after the peak and the error as a whole is almost eliminated. However, if the trigger angle is less than 1 An error that is not canceled occurs, and when the trigger angle is about 0.5, this error becomes maximum.
이에 대해, 도 5(b)에 도시된 것처럼, 사다리꼴 근사를 이용함으로써, 오차를 저감할 수 있다.On the other hand, as shown in Fig. 5 (b), by using the trapezoid approximation, the error can be reduced.
덧붙여, 본 실시 형태에서는, 출력 전압의 실효값을 측정하는 경우를 예로서 설명하였지만, 출력 전류의 실효값을 측정하는 경우에 있어서도 유사한 개념으로 적용할 수 있다(다만, 변류기(140)를 사용해 전류 순시값을 측정하는 경우 등에 있어서는, 회로 특성에 근거한 위상 지연이나 앞섬을 고려할 필요가 있다).In this embodiment, the case where the rms value of the output voltage is measured is described as an example. However, the same concept can be applied to the case of measuring the rms value of the output current (however, In the case of measuring the instantaneous value, it is necessary to consider the phase delay and the leading edge based on the circuit characteristic).
본 실시 형태에서는, 위상 제어에서의 트리거점과, 순시값을 측정하는 샘플링점과의 편차에 근거한 차분(도 3의 해칭 부분)의 보정을, 샘플링점을 트리거점과 동시기가 되도록 정하는 것으로 실시하는 것을 예로서 설명했지만, 그 외의 방법에 의해 보정하는 것도 무방하다. 예를 들면, 측정 자체는 종래의 방식(도 4의 우측 도면)으로 실시하고, 이에 따라 얻어진 값에 대해, 순시값을 측정하는 샘플링점과의 편차에 근거한 차분(도 3의 해칭 부분)을 감산하는 등의 보정을 해도 무방하다.In the present embodiment, the correction of the difference (hatched portion in FIG. 3) based on the deviation between the trigger point in the phase control and the sampling point for measuring the instantaneous value is performed by setting the sampling point to be synchronous with the trigger point However, it is also possible to correct it by other methods. For example, the measurement itself is performed by a conventional method (the right diagram in Fig. 4), and a difference (a hatched portion in Fig. 3) based on the deviation from the sampling point at which the instantaneous value is measured is subtracted Or the like.
본 실시 형태에서는, 마지막 측정 구간(도 4의 좌측의 그래프에서의 Δφ 구간)에 대해서도 적분 함으로써, 보다 정확한 값을 구하는 것을 예로 하고 있지만, 도 4의 좌측의 그래프에서도 알 수 있듯이, Δφ 구간의 면적은 상대적으로는 작으므로, 이 부분을 적산하지 않아도 필요한 정밀도가 얻어지는 경우는, Δφ 구간의 적산을 생략(도 2의 스텝(209)을 생략)하여, 계산량의 저감을 도모하도록 해도 무방하다.In this embodiment, a more accurate value is obtained by integrating the last measurement period (Δφ section in the graph on the left side of FIG. 4). However, as can be seen from the graph on the left side of FIG. 4, (Step 209 in FIG. 2 is omitted), it is possible to reduce the amount of calculation when the necessary precision is obtained without integrating this part.
덧붙여, 본 발명에서의 「샘플링점을 트리거점과 동시기가 되도록 정한다」란, 엄밀하게는 샘플링점을 트리거점의 직후가 되는 것으로 한정하는 것이 아니고, 실질적으로 샘플링점이 트리거점에 동기되는 것을 나타낸다.Incidentally, in the present invention, "determining the sampling point to be synchronous with the trigger point" does not strictly limit the sampling point to be immediately after the trigger point, but substantially indicates that the sampling point is synchronized with the trigger point.
예를 들면, 회로 특성 등에 의해, 부하에서의 전압의 입상(立上)이 트리거점 보다 조금 늦거나 혹은 불규칙한 경우에 있어서는, 샘플링점을 트리거점과 동시에 하는 것이 아니라, 전압의 입상 직후에 샘플링점이 오도록 할 필요가 있다. 전압의 측정을 확실하게 하기 위함이다. 이러한 경우에는, 예를 들면, 전압의 입상이 늦어진 만큼(分)이나 불규칙한 만큼(分)의 최악치(最惡値)를 마진값으로서 미리 설정해 두고, 샘플링점을 트리거점으로부터 마진값 만큼 늦추도록 하는 것이지만, 이것도 샘플링점이 트리거점을 기준으로서 동기되는 것에는 변함이 없어, 본 발명의 개념으로서는, 이러한 것도, 「샘플링점을 트리거점과 동시기(同時期)가 되도록 정한다」에 해당하는 것이다.For example, in the case where the rising edge of the voltage at the load is slightly later than the trigger point or is irregular due to circuit characteristics or the like, the sampling point is not made to be concurrent with the trigger point but the sampling point You need to come. This is to ensure the measurement of the voltage. In such a case, for example, the worst value (the worst value) in which the granularity of the voltage is delayed (minute) or irregular (minute) is set in advance as the margin value so that the sampling point is delayed from the trigger point by the margin value However, this also does not depend on the fact that the sampling point is synchronized with the trigger point as a reference, and the concept of the present invention corresponds to " such that the sampling point is determined to be synchronous with the trigger point ".
100: 교류 전력 조정기
130: 사이리스터
150: A/D 변환 타이밍 인터럽트 처리부
151: A/D 변환 타이밍 컨트롤부
152: A/D 변환부
153: 자승값 적산부
160: 제로점 인터럽트 처리부
161: 제로점 검지부
162: 자승 적산값 기억부
163: 실효값 산출부
2: 부하
3: 교류 전원100: AC power regulator
130: Thyristor
150: A / D conversion timing interrupt processor
151: A / D conversion timing control section
152: A / D conversion section
153: a square value integrating unit
160: Zero point interrupt processor
161: Zero point detection unit
162: Square sum accumulation value storage unit
163: RMS value calculation unit
2: Load
3: AC power source
Claims (5)
샘플링 타이밍에서, 상기 부하에 공급된 출력 전압 또는 출력 전류의 순시값을 측정하는 측정부와,
상기 측정된 순시값에 근거하여, 출력 전압 또는 출력 전류의 실효값을 산출하는 실효값 산출부와,
위상 제어에서의 트리거점과, 상기 순시값을 측정하는 샘플링점과의 편차에 근거한 차분을 보정하는 보정부
를 갖추는 것을 특징으로 하는 교류 전력 조정기.An AC power regulator having a function of controlling power supply to a load by phase control and measuring an effective value of an output voltage or an output current supplied to the load,
A measuring unit for measuring an instantaneous value of an output voltage or an output current supplied to the load at a sampling timing,
An effective value calculation unit for calculating an effective value of an output voltage or an output current based on the measured instantaneous value,
A correction unit for correcting a difference based on a deviation between a trigger point in the phase control and a sampling point for measuring the instantaneous value,
And an AC power regulator.
상기 보정부가, 상기 샘플링점을, 상기 트리거점과 동시기(同時期)가 되도록 정하는 것을 특징으로 하는 교류 전력 조정기.The method according to claim 1,
And the correction unit sets the sampling point to be synchronous with the trigger point.
상기 샘플링점을, 상기 트리거점으로부터, 미리 설정되어 있는 마진값 만큼 늦추는 것을 특징으로 하는 교류 전력 조정기.3. The method of claim 2,
And the sampling point is delayed from the trigger point by a predetermined margin value.
상기 실효값 산출부가, 상기 측정된 순시값에 근거해 사다리꼴 근사 계산을 실행 함으로써, 상기 출력 전압 또는 출력 전류의 실효값을 산출하는 것을 특징으로 하는 교류 전력 조정기.4. The method according to any one of claims 1 to 3,
And the rms value calculating unit calculates a rms value of the output voltage or the output current by executing a trapezoid approximate calculation based on the measured instantaneous value.
상기 사다리꼴 근사 계산에 따른 출력 전압의 실효값의 산출을, 이하의 식에 근거해 실시하는 것을 특징으로 하는 교류 전력 조정기.
[수 1]
Ee는 상기 출력 전압의 실효값, Em, En, Ei는 상기 출력 전압의 순시값(Em은 트리거 직후의 측정 전압값, En은 실효값 측정 중인 제어 사이클의 최후의 전압 측정점의 순시 전압값, Ei는 Em으로부터 En까지의 사이의 임의의 측정점의 순시 전압값), n은 전원의 반 사이클에서의 샘플링 횟수를 각각 나타내고, m과 Δθ는 각각 이하의 식에 의해 산출되는 값. 이하의 식에서의 φ는 트리거각 이다.
5. The method of claim 4,
Wherein the calculation of the effective value of the output voltage according to the trapezoid approximate calculation is performed based on the following equation.
[Number 1]
E e is the effective value of the output voltage, E m , E n , E i is the instantaneous value of the output voltage (E m is the measured voltage value immediately after the trigger and E n is the last voltage measuring point E i is an instantaneous voltage value of an arbitrary measurement point between E m and E n ), n is the number of times of sampling in half cycle of the power source, and m and ?? are respectively represented by the following equations The value to be calculated. In the following expression,? Is a trigger angle.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
PCT/JP2016/076594 WO2018047290A1 (en) | 2016-09-09 | 2016-09-09 | Ac power conditioner |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20180132856A true KR20180132856A (en) | 2018-12-12 |
KR102175439B1 KR102175439B1 (en) | 2020-11-06 |
Family
ID=61562709
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020187032572A KR102175439B1 (en) | 2016-09-09 | 2016-09-09 | Ac power regulator |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6666575B2 (en) |
KR (1) | KR102175439B1 (en) |
CN (1) | CN109313460B (en) |
WO (1) | WO2018047290A1 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN113611926B (en) * | 2021-07-26 | 2023-01-17 | 珠海格力电器股份有限公司 | Current sampling device and method of flyback equalization circuit and battery equalization system |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000116116A (en) * | 1998-10-06 | 2000-04-21 | Canon Inc | Device and method for controlling load and image forming device |
JP2012178030A (en) | 2011-02-25 | 2012-09-13 | Rkc Instrument Inc | Power regulator |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61183722A (en) * | 1985-02-12 | 1986-08-16 | Ricoh Co Ltd | Load voltage control device |
CN2129945Y (en) * | 1992-07-20 | 1993-04-14 | 罗建华 | Multifunction temperature controller with constant flow output |
JP2000112539A (en) * | 1998-10-06 | 2000-04-21 | Canon Inc | Load controller and load control method and image forming device |
US6765372B2 (en) * | 2001-12-14 | 2004-07-20 | Intersil Americas Inc. | Programmable current-sensing circuit providing continuous temperature compensation for DC-DC Converter |
JP4039675B2 (en) * | 2004-09-07 | 2008-01-30 | 株式会社東芝 | Electric vacuum cleaner |
US7598714B2 (en) * | 2006-07-12 | 2009-10-06 | Harman International Industries, Incorporated | Amplifier employing interleaved signals for PWM ripple suppression |
ITTO20070859A1 (en) * | 2007-11-29 | 2009-05-30 | St Microelectronics Srl | VOLTAGE ISOLATED CONVERTER WITH FEEDBACK TO THE PRIMARY, AND RELATIVE OUTPUT TENSION CONTROL METHOD |
JP5331508B2 (en) * | 2009-02-20 | 2013-10-30 | セイコーインスツル株式会社 | Voltage regulator |
-
2016
- 2016-09-09 WO PCT/JP2016/076594 patent/WO2018047290A1/en active Application Filing
- 2016-09-09 CN CN201680086601.6A patent/CN109313460B/en active Active
- 2016-09-09 JP JP2018537943A patent/JP6666575B2/en active Active
- 2016-09-09 KR KR1020187032572A patent/KR102175439B1/en active IP Right Grant
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000116116A (en) * | 1998-10-06 | 2000-04-21 | Canon Inc | Device and method for controlling load and image forming device |
JP2012178030A (en) | 2011-02-25 | 2012-09-13 | Rkc Instrument Inc | Power regulator |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN109313460B (en) | 2021-05-25 |
JPWO2018047290A1 (en) | 2019-04-18 |
KR102175439B1 (en) | 2020-11-06 |
CN109313460A (en) | 2019-02-05 |
WO2018047290A1 (en) | 2018-03-15 |
JP6666575B2 (en) | 2020-03-18 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
TWI420116B (en) | Phase detection method, phase detecting apparatus, synchronous-motor control method and apparatus therefor | |
EP2822171B1 (en) | Apparatus for modifying voltage command for detecting output current in inverter | |
JP3657818B2 (en) | Motor control device | |
CN113316894B (en) | Power control method and power control device | |
EP3499703B1 (en) | Current estimating device | |
JP6584726B2 (en) | Current detector | |
KR20180132856A (en) | AC power regulator | |
KR101500079B1 (en) | Method for Estimating Current of DC-DC converter | |
US11137425B2 (en) | Apparatus of current measurement having variable tuning precision capability | |
JP5446053B2 (en) | Power regulator | |
JPH08223920A (en) | Method and apparatus for control of comparator, and correction method of converter ac current used for them | |
KR102374998B1 (en) | Method for detecting input current of 3-phase pwm inverter using real time estimation technique of junction temperature and 3-phase pwm inverter system | |
US20040249876A1 (en) | Method for determining RMS values for grid-linked converters | |
JP6305573B2 (en) | Angular error correction device and angular error correction method for position detector | |
EP3118636A1 (en) | Electric power measuring system | |
CN108604104B (en) | AC power regulator and AC power control method | |
JP2013106359A (en) | Digital protection control device | |
EP2869453A1 (en) | Apparatus for compensating phase error in inverter output voltage | |
JP5881775B2 (en) | Power converter | |
CN109752655B (en) | Excitation regulator trigger pulse detection method and device, detector and test tool | |
KR20130026952A (en) | A digital electric power control device | |
CN105515348B (en) | One kind realizes phase locked method in frequency converter synchronous modulation | |
JP6504268B2 (en) | AC power regulator and AC power control method | |
KR101783915B1 (en) | Apparatus and method for controlling alternating current motor | |
KR20010103910A (en) | The method of phase measuring in PWM rectifier |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A201 | Request for examination | ||
E902 | Notification of reason for refusal | ||
E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
GRNT | Written decision to grant |