KR20180032481A - 모듈형 멀티레벨 컨버터 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 일 실시예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터는, 각각의 암에 따라 서로 다른 종류의 서브 모듈로 구성되는 두 개의 암; 과 상기 두 개의 암 각각에 대응되어, 상기 두 개의 암 각각을 개별적으로 제어하는 두 개의 서브 제어기; 및 상기 서브 모듈의 스위칭 동작 조건을 결정하며, 결정된 상기 스위칭 동작 조건에 대응하는 스위칭 신호를 상기 두 개의 서브 제어기에 각각 출력하는 중앙 제어기를 포함하되, 상기 두 개의 서브 제어기는, 상기 스위칭 신호에 기초하여 대응하는 각각의 암을 제어하고, 상기 두 개의 암 중 어느 하나의 암에 인가되는 전압을 제어하는 전압변경 스위칭 신호를 상기 중앙 제어기로부터 입력 받는 경우 상기 전압변경 스위칭 신호에 기초하여 상기 어느 하나의 암에 인가되는 전압을 변동시킨다.

Description

모듈형 멀티레벨 컨버터{MODULAR MULTI-LEVEL CONVERTER}
본 발명은 모듈형 멀티레벨 컨버터에 관한 것으로서, 보다 구체적으로 어퍼 암과 로어 암을 서로 다른 방식의 서브 모듈로 구성하는 모듈형 멀티레벨 컨버터에 관한 것이다.
최근 고전압직류송전(High Voltage Direct Current transmission: HVDC) 시스템에 이용되는 전압형 컨버터의 한 종류로서, 모듈형 멀티레벨 컨버터가 주목 받고 있다. 모듈형 멀티레벨 컨버터(Modular Multi-level Converter: MMC)는 다수의 서브 모듈(Sub Module: SM)을 이용하여 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 장치이다. 모듈형 멀티레벨 컨버터는 각각의 서브 모듈을 충전, 방전 또는 바이패스 상태로 제어함으로써 동작한다. 이를 위해, 모듈형 멀티레벨 컨버터는 복수의 서브 모듈로 구성된다. 일반적으로, 서브 모듈은 하프 브리지(half-bridge) 구조 또는 풀 브리지(full-bridge) 구조로 구성된다.
도 1a 내지 도 1d는 기존의 모듈형 멀티레벨 컨버터의 토폴로지 구성을 도시한 도면이다.
도 1a는 서브 모듈이 하프 브리지 구조로 구성된 경우이다. 이와 같은 토폴로지를 가지는 모듈형 멀티레벨 컨버터는 2000년도 초반에 개발되었다. 이에 의하면, 도 1a에 도시된 바와 같이 하프 브리지 구조의 서브 모듈을 직렬로 연결함으로써, 기존의 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 방식의 전압형 토폴로지에서 발생하는 전자기파 적합성(Electro Magnetic Compatibility: EMC), 전자기파 간섭(Electro Magnetic Interference: EMI), 시스템 손실 등의 문제들을 해결하고자 하였다.
하프 브리지 구조는 풀 브리지 구조에 비해 스위치 소자의 개수가 적어 시스템의 손실 측면 및 경제적인 측면에서 유리하고, 전류의 방향에 따라 서브 모듈의 캐패시터 전압의 밸런싱 알고리즘을 간단하게 구현할 수 있어 제어적인 측면에서도 유리하다.
그러나, 하프 브리지 구조의 시스템은 직류 고장(DC Fault)에 취약한 단점을 가진다. 구체적으로, 하프 브리지 구조의 시스템은 사고 전류의 차단과 저감을 위해 바이패스 사이리스터 및 암(Arm) 리액터가 직렬 및 병렬로 구성되어 있지만, 이는 DC 단의 단락 사고에 대한 신뢰성 있는 대책이 될 수 없다. 일반적으로, 하프 브리지 구조의 시스템은, DC 전력 전송선의 DC 단의 단락 사고에 의한 과전류 억제 방안으로, DC 전류 차단기를 DC 전력 전송선에 연결하여 사용한다. 그러나, 현재 DC 전류 차단기는 수 밀리 초(msec) 동안은 단락 전류가 증가하고, 제작 단가도 높은 문제점이 있다.
도 1b는 서브 모듈을 하프 브리지 구조로 구성하고, DC 단에 고 전력 다이오드를 설치한 경우이다. 앞서 도 1a에서 설명한 문제점을 해결하기 위하여, 도 1b에 도시된 바와 같이 DC 단에 고전압을 견딜 수 있는 고전력 다이오드(High Power Diode)를 설치하여, DC 단의 단락 사고 시 고전력 다이오드에 의해 역방향 전류를 막음으로써 DC Fault를 해결하고자 하는 시도를 하였다. 그러나, 이 경우 과도한 정상상태에서 시스템 손실이 발생하는 등의 문제점이 발생한다.
도 1c는 서브 모듈이 풀 브리지 구조로 구성된 경우이다. 서브 모듈의 구조를 하프 브리지에서 풀 브리지로 변경하는 경우, 제어의 자유도가 높아진다. 풀 브리지 구조의 서브 모듈의 출력 전압은 +1p.u., 0p.u., -1p.u.로 제어가 가능하다. 따라서, DC Fault 발생 시, 강제적으로 암(Arm)의 출력 전압 제어를 통하여 DC 단의 전압을 제어함으로써 DC 과전류를 해결할 수 있다. 또한, 풀 브리지 구조의 토폴로지의 경우 DC 전력 전송선의 캐패시터를 관통하여 전류가 흐르기 때문에, 사고 전류의 차단 능력이 내재된 토폴로지이다.
그러나, 풀 브리지 구조의 시스템은 서브 모듈이 모두 풀 브리지 구조이기 때문에, 하프 브리지 구조의 시스템에 비하여 반도체 소자의 개수가 더 많고 시스템의 정상 운전 시 시스템 손실이 크다.
도 1d는 서브 모듈이 하프 브리지 구조 및 풀 브리지 구조로 구성된 경우이다. 하나의 암에 포함되는 서브 모듈의 구조를 하프 브리지 및 풀 브리지로 혼재하여 구성할 수 있다. 하프 브리지 구조와 풀 브리지 구조의 서브 모듈을 혼재시킴으로써, 도 1a와 도 1c의 장점을 모두 가지는 토폴로지를 구성할 수 있다. 그러나, 이러한 토폴로지는 정상상태에서 DC 전압을 과도하게 낮출 경우 전압 합성에 어려움이 발생한다. 나아가, 하나의 암에 대하여 하프 브리지 구조의 서브 모듈과 풀 브리지 구조의 서브 모듈을 각각 독립적으로 제어하여야 하므로, 제어적인 측면에서 제어가 어렵고 복잡하다는 문제점이 존재한다.
본 발명은 어퍼 암과 로어 암을 서로 다른 방식의 서브 모듈로 구성하되 각각의 암은 동일한 방식의 서브 모듈로만 구성함으로써, DC Fault시 DC 전압을 제어하여 DC 과전류를 방지하고 암 별로 동일한 제어 방식을 적용할 수 있는 모듈형 멀티레벨 컨버터를 제안하는 것을 목적으로 한다.
나아가, 각각의 암을 개별적으로 제어하는 구체적인 제어 방법을 제안하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재에 의해 제안되는 실시예들이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 실시예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터는, 각각의 암에 따라 서로 다른 종류의 서브 모듈로 구성되는 두 개의 암; 과 상기 두 개의 암 각각에 대응되어, 상기 두 개의 암 각각을 개별적으로 제어하는 두 개의 서브 제어기; 및 상기 서브 모듈의 스위칭 동작 조건을 결정하며, 결정된 상기 스위칭 동작 조건에 대응하는 스위칭 신호를 상기 두 개의 서브 제어기에 각각 출력하는 중앙 제어기를 포함하되, 상기 두 개의 서브 제어기는, 상기 스위칭 신호에 기초하여 대응하는 각각의 암을 제어하고, 상기 두 개의 암 중 어느 하나의 암에 인가되는 전압을 제어하는 전압변경 스위칭 신호를 상기 중앙 제어기로부터 입력 받는 경우 상기 전압변경 스위칭 신호에 기초하여 상기 어느 하나의 암에 인가되는 전압을 변동시킨다.
본 발명에 따른 실시예들에 의하면, 어퍼 암과 로어 암을 서로 다른 방식(Unipolar, Bipolar)으로 구동되는 서브 모듈로 구성함으로써, 기존의 단일 방식의 서브 모듈로 구성된 모듈형 멀티레벨 컨버터에 비해 정상상태의 시스템 손실을 감소시키고 DC Fault시 DC 과전류를 방지하는 효과를 달성할 수 있다.
또한, 하나의 암에 다양한 종류의 서브 모듈을 혼재하는 것이 아니라 암 별로 다른 종류의 서브 모듈을 설치함으로써 암 별 제어기가 기본적으로 구성되기 때문에 간단하게 제어 적용이 가능하다.
나아가, 본 발명에서 제안하는 모듈형 멀티레벨 컨버터는 DC단 전압에 대하여 유연하게 동작하는 것이 가능하기 때문에, 다수의 단말이 존재하는 경우 DC Fault가 발생하거나 CSC(Current Source Converter)와의 하이브리드 시스템에서 전류 제어를 달성하는 경우 등의 다양한 상황에 대한 제어가 가능하고, 서브 모듈을 모두 양극성(bipolar)으로 구성하는 경우에 비해 비교적 적은 투자 비용으로 시스템 신뢰도를 높일 수 있다.
도 1a 내지 도 1d는 기존의 모듈형 멀티레벨 컨버터의 토폴로지 구성을 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 구성을 도시한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터에 포함되는 복수개의 서브 모듈의 연결 구조를 도시한 도면이다.
도 4a와 도 4b는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터에 포함되는 서브 모듈의 구조를 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 토폴로지 구성의 일 예를 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 토폴로지를 회로적으로 모델링한 도면이다.
도 7a와 도 7b는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터를 제어하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터에 DC Fault가 발생한 경우를 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 내부 전력을 유지시키는 제어 방법의 일 실시 예를 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 내부 전력을 유지시키는 제어 방법의 다른 실시 예를 설명하기 위한 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 제어 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터를 포함하는 고전압직류송전 시스템의 구성을 도시한 도면이다.
이하에서는 본 발명의 구체적인 실시예를 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그러나 본 발명의 기술적 사상이 이하에서 기술되는 실시예들에 의하여 제한되는 것은 아니며, 또 다른 구성요소의 추가, 변경 및 삭제 등에 의해서 퇴보적인 다른 발명이나 본 발명의 기술적 사상의 범위 내에 포함되는 다른 실시예들을 용이하게 제안할 수 있다.
본 발명에서 사용되는 용어는 가능한 한 현재 해당 기술과 관련하여 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 특별한 경우에는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 그 의미를 상세히 기재하였다. 그러므로, 단순한 용어의 명칭이 아닌 용어가 가지는 의미로서 본 발명을 파악하여야 함을 미리 밝혀둔다. 이하에서 기술하는 설명에 있어서, 단어 '포함하는'은 열거된 것과 다른 구성요소들 또는 단계들의 존재를 배제하지 않는다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 구성을 도시한 블록도이다.
본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터(Modular Multi-level Converter: MMC)(200)는 중앙 제어기(250), 복수개의 서브 제어기(230) 및 복수개의 서브 모듈(210)을 포함할 수 있다.
중앙 제어기(250)는 복수개의 서브 제어기(230)를 제어하고, 각각의 서브 제어기(230)는 자신과 연결된 각각의 서브 모듈(210)을 제어할 수 있다. 이 경우, 도 2에 도시된 바와 같이, 하나의 서브 제어기(230)는 하나의 서브 모듈(210)과 연결되고, 중앙 제어기(250)를 통해 전송되는 제어 신호에 기초하여 자신과 연결된 하나의 서브 모듈(210)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다. 그러나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 실시 예에 따라, 하나의 서브 제어기(230)는 복수개의 서브 모듈(210)과 연결되고, 중앙 제어기(250)를 통해 전송되는 복수개의 제어 신호에 기초하여 자신과 연결된 복수개의 서브 모듈(210)의 스위칭 동작을 각각 제어할 수 있다.
중앙 제어기(250)는 복수개의 서브 모듈(210)의 동작 조건을 결정하고, 결정한 동작 조건에 기초하여 복수개의 서브 모듈(210)의 동작을 제어하기 위한 제어 신호를 생성할 수 있다. 여기서, 동작 조건은, 방전 동작, 충전 동작 및 바이패스 동작에 대한 조건을 포함할 수 있다. 여기서 제어 신호는 스위칭 신호일 수 있다.
중앙 제어기(250)는 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 전반적인 동작을 제어할 수 있다. 구체적으로, 중앙 제어기(250)는 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 전체 제어값을 산출할 수 있다. 여기서 전체 제어값이란, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 출력 교류 전력 또는 출력 직류 전력의 전압, 전류, 주파수 크기에 대한 목표값 등을 포함할 수 있다.
한편, 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 도 12에서 후술하는 HVDC 시스템(100)에 포함되어 전압형 컨버터로 사용될 수 있다. 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)가 HVDC 시스템(100)을 구성하는 경우, 중앙 제어기(250)는 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)와 연계된 교류 파트(110, 170) 및 직류 송전 파트(140) 각각의 전류와 전압을 측정할 수 있다. 이 경우, 중앙 제어기(250)는 측정된 교류 파트(110, 170) 및 직류 송전 파트(140) 각각의 전류와 전압 중 적어도 하나 이상을 기초로 전체 제어값을 산출할 수 있다.
중앙 제어기(250)는 통신 장치(미도시)를 통해 상위 제어기(미도시)로부터 수신한 기준유효전력, 기준무효전력, 기준전류 및 기준전압 중 적어도 하나 이상에 기초하여 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 동작을 제어할 수도 있다.
중앙 제어기(250)는 서브 제어기(230)와 데이터를 주고 받을 수 있다. 상기 데이터는 복수개의 서브 모듈(210)의 동작을 제어하기 위한 제어 신호, 복수개의 서브 모듈(210)의 상태정보 및 중앙 제어기(250)의 상태 정보 중 적어도 하나에 대한 것일 수 있다.
일반적으로, 복수개의 서브 모듈(210)은 모두 동일한 스위칭 조건하에서 동작하는 것이 아니라, 현재 필요한 목표 전압에 따라 특정 서브 모듈(210)은 충전 동작 또는 바이패스 동작을 수행하고 나머지 서브 모듈(210)은 방전 동작을 수행하게 된다. 이에 따라, 중앙 제어기(250)는 충전 동작, 바이패스 동작 및 방전 동작을 각각 수행할 서브 모듈(210)을 결정할 수 있다.
복수개의 서브 제어기(230) 각각은, 중앙 제어기(250)로부터 복수개의 서브 모듈(210)을 제어하기 위한 스위칭 신호를 수신하고, 수신한 스위칭 신호에 기초하여 복수개의 서브 모듈(210) 각각의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
복수개의 서브 모듈(210)은 교류 전류 또는 직류 전류를 입력 받아 충전, 방전 및 바이패스 동작 중 어느 하나의 동작을 수행할 수 있다. 이를 위해, 서브 모듈(210)은 다이오드를 포함하는 스위칭 소자로 구성될 수 있다. 이 경우, 서브 모듈(210)은 스위칭 동작과 다이오드의 정류 동작에 의하여, 서브 모듈(210)의 충전, 방전 및 바이패스 동작 중 어느 하나의 동작을 수행할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터에 포함되는 복수개의 서브 모듈의 연결 구조를 도시한 도면이다.
본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 3상 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)일 수 있다.
복수개의 서브 모듈(210)은 직렬로 연결될 수 있다. 이 경우, 하나의 상(Phase)의 양극 또는 음극에 연결된 복수의 서브 모듈(210)은 하나의 암(Arm)을 구성할 수 있다.
일반적으로 3상 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 6개의 암(Arm)으로 구성될 수 있다. 구체적으로, U상, V상 및 W상인 3상 각각에 대해 양극(+)과 음극(-)으로 구성되어 6개의 암(Arm)으로 구성될 수 있다. 도 3을 참조하면, 3상 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 U상 양극에 대한 복수개의 서브 모듈(210)로 구성되는 제1암(221), U상 음극에 대한 복수개의 서브 모듈(210)로 구성되는 제2암(222), V상 양극에 대한 복수개의 서브 모듈(210)로 구성되는 제3암(223), V상 음극에 대한 복수개의 서브 모듈(210)로 구성되는 제4암(224), W상 양극에 대한 복수개의 서브 모듈(210)로 구성되는 제5암(225), W상 음극에 대한 복수개의 서브 모듈(210)로 구성되는 제6암(226)으로 구성될 수 있다.
하나의 상(Phase)에 대한 복수개의 서브 모듈(210)은 레그(Leg)를 구성할 수 있다. 도 3을 참조하면, 3상 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 U상에 대한 복수개의 서브 모듈(210)을 포함하는 U상 레그(227), V상에 대한 복수개의 서브 모듈(210)을 포함하는 V상 레그(228), W상에 대한 복수개의 서브 모듈(210)을 포함하는 W상 레그(229)로 구성될 수 있다.
이 경우, 제1암(221) 내지 제6암(226)은 각각 U상 레그(227), V상 레그(228) 또는 W상 레그(229)에 포함된다. 구체적으로, U상 레그(227)에는 U상의 양극 암인 제1암(221)과 U상의 음극 암인 제2암(222)이 포함되며, V상 레그(228)에는 V상의 양극 암인 제3암(223)과 V상의 음극 암인 제4암(224)이 포함된다. 그리고 W상 레그(229)에는 W상의 양극 암인 제5암(225)과 W상의 음극 암인 제6암(226)이 포함된다.
다른 실시 예에 의하면, 복수개의 서브 모듈(210)은 극성에 따라 양극 암(미도시)과 음극 암(미도시)을 구성할 수도 있다. 구체적으로 도 3을 참고하면, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)에 포함되는 복수개의 서브 모듈(210)은 중성선(n)을 기준으로 양극에 대응하는 복수개의 서브 모듈(210)과 음극에 대응하는 복수개의 서브 모듈(210)로 분류될 수 있다. 이 경우, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 양극에 대응하는 복수개의 서브 모듈(210)로 구성되는 양극 암(미도시)과, 음극에 대응하는 복수개의 서브 모듈(210)로 구성되는 음극 암(미도시)으로 구성될 수 있다. 이 경우, 양극 암(미도시)은 제1암(221), 제3암(223) 및 제5암(225)으로 구성될 수 있고, 음극 암(미도시)은 제2암(222), 제4암(224) 및 제6암(226)으로 구성될 수 있다.
도 4a와 도 4b는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터에 포함되는 서브 모듈의 구조를 도시한 도면이다.
구체적으로, 도 4a는 하프 브리지(half-bridge) 구조의 서브 모듈(210)을 도시하고, 도 4b는 풀 브리지(full-bridge) 구조의 서브 모듈(210)을 도시한다.
도 4a에 도시된 바와 같이, 하프 브리지 구조의 서브 모듈(210)은 스위칭부(217)와 저장부(219)로 구성될 수 있다.
스위칭부(217)는 2개의 스위치(T1, T2)와 2개의 다이오드(D1, D2)를 포함할 수 있다. 여기서, 2개의 스위치(T1, T2) 각각은 전력 반도체로 구성될 수 있다. 전력 반도체는 전력 장치용 반도체 소자를 의미하며, 전력의 변환 또는 전력 제어에 최적화되어 있다. 이러한 전력 반도체는 밸브 장치라고도 한다. 구체적으로, 스위치는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), GTO(Gate Turn-off Thyristor) 및 IGCT(Integrated Gate Commutated Thyristor) 등으로 구성될 수 있다.
저장부(219)는 캐패시터를 포함하며, 에너지를 충전하거나 또는 방전할 수 있다.
이와 같이 구성되는 하프 브리지 구조의 서브 모듈(210)은 단극성(unipolar) 방식으로 구동될 수 있다.
도 4b를 참조하면, 풀 브리지 구조의 서브 모듈(210)은 스위칭부(217)와 저장부(219)로 구성될 수 있다.
스위칭부(217)는 4개의 스위치(T1, T2, T3, T4)와 4개의 다이오드(D1, D2, D3, D4)를 포함할 수 있다. 여기서, 4개의 스위치(T1, T2, T3, T4) 각각은 전력 반도체로 구성될 수 있다. 전력 반도체에 대해서는 앞서 도 4a와 관련하여 이미 설명하였으므로, 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
저장부(219)는 캐패시터를 포함하며, 에너지를 충전하거나 또는 방전할 수 있다.
이와 같이 구성되는 풀 브리지 구조의 서브 모듈(210)은 양극성(bipolar) 방식으로 구동될 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 토폴로지 구성의 일 예를 도시한 도면이다.
본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 복수개의 암(Arm)으로 구성되고, 복수개의 암 각각은 서브 모듈(210)의 종류를 달리하여 구성될 수 있다. 구체적으로, 복수개의 암 각각은 암 별로 서로 다른 종류의 서브 모듈로 구성될 수 있다. 이 경우, 각각의 암은 동일한 종류의 서브 모듈로만 구성될 수 있다.
이하에서는, 이와 같이 구성되는 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)를 비대칭적(Asymmetric) 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)로 정의한다.
일 실시 예에 의하면, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 어퍼 암(upper arm)과 로어 암(lower arm)을 포함할 수 있다. 이 경우, 어퍼 암과 로어 암 각각은 서로 다른 종류의 서브 모듈로 구성될 수 있다. 이에 의해, 어퍼 암과 로어 암에 각각 포함되는 서브 모듈은 서로 다른 종류일 수 있다.
서브 모듈(210)의 종류는 하프 브리지 방식, 풀 브리지 방식, 중성점 클램핑 방식(Neutral Point Clamped: NPC) 및 FC 방식 등을 포함할 수 있다. 이에 의해, 각각의 암을 구성하는 서브 모듈의 종류는 실시 예에 따라 다양하게 설정될 수 있다.
일 실시 예에 의하면, 모든 상의 어퍼 암(양극 암)은 제1종류의 서브 모듈로 구성되고, 모든 상의 로어 암(음극 암)은 제2종류의 서브 모듈로 구성될 수 있다. 예를 들어, 어퍼 암은 하프 브리지 구조의 서브 모듈(210)로 구성되고, 로어 암은 풀 브리지 구조의 서브 모듈(210)로 구성될 수 있다. 또는, 어퍼 암은 하프 브리지 구조의 서브 모듈(210)로 구성되고, 로어 암은 중성점 클램핑 방식의 서브 모듈(210)로 구성될 수 있다. 나아가, 어퍼 암은 FC 방식의 서브 모듈(210)로 구성되고, 로어 암은 하프 브리지 구조의 서브 모듈(210)로 구성될 수 있다.
다른 실시 예에 의하면, 상 별로 어퍼 암과 로어 암 각각을 서로 다른 종류의 서브 모듈로 구성하되, 서브 모듈의 종류를 서로 다른 상과 별개 또는 독립적으로 구성할 수 있다. 예를 들어, U상의 어퍼 암은 하프 브리지 방식의 서브 모듈로 구성하고 로어 암은 풀 브리지 방식의 서브 모듈로 구성하고, V상의 어퍼 암은 풀 브리지 방식의 서브 모듈로 구성하고 로어 암은 하프 브리지 방식의 서브 모듈로 구성하며, W상의 어퍼 암은 하프 브리지 방식의 서브 모듈로 구성하고 로어 암은 중성점 클램핑 방식의 서브 모듈로 구성할 수 있다.
그러나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, 다양한 방식의 서브 모듈(210)의 조합에 기초하여 각각의 상에 속하는 암은 각각 동일한 종류의 서브 모듈(210)로만 구성될 수 있다.
도 5를 참조하면, 모듈형 멀티레벨 컨버터(210)는 어퍼 암(510)과 로어 암(520)을 포함한다. 이 경우, 어퍼 암(510)은 하프 브리지 구조의 서브 모듈(210)로만 구성되고, 로어 암(520)은 풀 브리지 구조의 서브 모듈(210)로만 구성되어 있다.
어퍼 암과 로어 암을 구성하는 서브 모듈(210)의 종류를 달리함으로써, DC Fault가 발생하였을 때 DC 과전류를 막을 수 있다.
일반적으로 어퍼 암과 로어 암 모두를 하프 브리지 구조의 서브 모듈(210)로 구성하는 경우(즉, unipolar 구동 방식), 시스템의 손실 관점에서 유리하지만, DC Fault가 발생하는 경우 DC 과전류를 방지할 수 없다. 반면, 어퍼 암과 로어 암 모두를 풀 브리지 구조의 서브 모듈(210)로 구성하는 경우(즉, bipolar 구동 방식), DC Fault가 발생하는 경우 DC 과전류를 획기적으로 방지할 수 있지만, 정상상태에서의 시스템 손실이 unipolar 구동 방식의 시스템에 비해 2배 이상 발생한다.
따라서, 본 발명의 일 실시 예에서는 어퍼 암과 로어 암 각각에 포함되는 서브 모듈(210)의 종류를 달리하여 하프 브리지 또는 풀 브리지 구조의 서브 모듈(210)로 구성하되, 어퍼 암과 로어 암 각각에 포함되는 서브 모듈(210)을 어느 한 종류로만 구성한다. 이 경우, 어퍼 암과 로어 암 모두를 풀 브리지 구조의 서브 모듈(210)로 구성한 토폴로지에 비하여, 스위칭 소자 사용 개수를 줄임으로써 시스템 손실을 줄일 수 있다. 또한, 어퍼 암과 로어 암 모두를 하프 브리지 구조의 서브 모듈(210)로 구성한 토폴로지에 비하여, DC 단의 전압을 제어함으로써 DC 과전류를 해결할 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시 예에서는 각각의 암을 구성하는 서브 모듈(210)을 동일한 종류로만 구성한다. 어느 하나의 암에 서로 다른 종류의 서브 모듈(210)이 혼재되는 경우, 각각의 종류에 따라 개별적으로 제어하게 되어 제어가 복잡해진다. 그러나, 본 발명과 같이, 각각의 암을 동일한 종류의 서브 모듈(210)로만 구성하는 경우, 각각의 암에 대해서는 동일한 제어 방식을 적용할 수 있어 시스템 제어가 단순해질 수 있다.
한편, 이와 같은 효과는, 도 5에서 설명한 바와 같이 다양한 방식의 서브 모듈(210)의 조합에 기초하여 각각의 암을 구성하는 다양한 실시 예에 의해서도 달성될 수 있다.
나아가, 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 전압형 컨버터 시스템에 적용될 수 있으며, 특히 전압형 HVDC 시스템 제품(Point to Point, Back to Back, Multi-terminal)에 적용될 수 있다. 이 경우, 현재 존재하는 다양한 종류의 서브 모듈(풀 브리지 방식, NPC 방식이나 FC 방식과 같은 전압제어범위가 하프 브리지 방식 보다 큰 서브 모듈)을 하프 브리지 서브 모듈과 혼재함으로써, DC fault를 해결하는 것이 가능해진다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 토폴로지를 회로적으로 모델링한 도면이다.
본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 제어방법을 설명하기 위하여, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 토폴로지를 회로적으로 모델링 할 수 있다. 구체적으로, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 토폴로지는 AC 전원, DC 전원 및 순환전류 전원으로 구성되는 회로로 모델링 할 수 있다.
하나의 암은 암을 구성하는 각각의 캐패시터 전압의 합으로 나타낼 수 있고, 각각의 암은 개별 전압원으로 간주될 수 있다. 이 경우, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 6개의 전압원을 가지는 시스템으로 고려될 수 있다.
각각의 암에는 AC 전원에 해당하는 V* xs(610, 611), DC 전원에 해당하는
Figure pat00001
(620, 621), 그리고 순환전류 전원에 해당하는 V* xo(630, 631)로 구성될 수 있다. 여기서, x는 3상을 의미하며, 구체적으로 U상, V상 및 W상을 의미할 수 있다. 만일, 각 상의 순환전류 전원의 합이 0이면, DC 전원과 AC 전원 및 순환전류 전원에 해당하는 값들은 각각 독립적으로 제어가 가능하게 된다. 따라서, 전체 시스템을 제어함에 있어서, 이들의 선형합으로 구성할 수 있다.
하프 브리지 구조의 서브 모듈(210)로만 구성되는 기존의 시스템, 즉 단극성(unipolar) 방식으로 구동되는 모듈형 멀티 레벨 컨버터의 경우, 어퍼 암과 로어 암의 전압 지령값은 모두 양전압(플러스 전압, + 전압)을 가질 수 밖에 없다.
그러나, 본 발명의 일 실시 예에 의한 멀티 레벨 컨버터(200)의 토폴로지에 의하면, DC 전원단의 크기를 유연하게 조절할 수 있다. 예를 들어, 어퍼 암은 하프 브리지 구조의 서브 모듈(210)로만 구성하여 단극성 방식으로 구동되게 하고, 로어 암은 풀 브리지 구조의 서브 모듈(210)로만 구성하여 양극성 방식으로 구동되도록 시스템을 구성하는 경우, 로어 암에서 DC 전원단의 크기를 유연하게 조절할 수 있다. 구체적으로, 로어 암은 DC 전원단의 크기를 -
Figure pat00002
에서
Figure pat00003
까지의 범위 내에서 조절할 수 있다. 이 경우, 어퍼 암의 DC 전원 값
Figure pat00004
와의 합성을 통해 DC 전압을 0 전압으로 합성할 수 있다.
DC 전압을 0 전압으로 합성할 수 있기 때문에, 시스템에 DC Fault가 발생하는 경우 DC 과전류를 제어적으로 방지할 수 있게 된다. 따라서, DC 과전류에 대한 시스템의 응답이 빨라지며, 이에 의해 시스템에는 DC 전류 차단기와 같은 구성 요소가 필요하지 않게 된다.
한편, 실시 예에 따라, 어퍼 암은 풀 브리지 구조의 서브 모듈(210)로만 구성하여 양극성 방식으로 구동되고, 로어 암은 하프 브리지 구조의 서브 모듈(210)로만 구성하여 단극성 방식으로 구동되도록 시스템을 구성하는 경우, 어퍼 암에서 DC 전원단의 크기를 제어할 수 있을 것이다.
도 7a와 도 7b는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터를 제어하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
모듈형 멀티레벨 컨버터(200)를 구성하는 각각의 암에 인가되는 전압 지령치는 다음과 같은 식으로 주어진다.
암에 인가되는 전압 지령치=암의 DC 전압 지령치-암의 AC 전압 지령치- 암의 내부 전력 제어 상수.... [식 1]
[식 1]에 의하여, 어퍼 암과 로어 암에 각각 인가되는 전압 지령치가 다음과 같이 구해진다.
어퍼 암에 인가되는 전압 지령치(V* xu)= 어퍼 암의 DC 전압 지령치(V* dc_p)-어퍼 암의 AC 전압 지령치(V* xs)- 어퍼 암의 내부 전력 제어 상수(V* xo)....[식 2]
로어 암에 인가되는 전압 지령치(V* xl)= 로어 암의 DC 전압 지령치(V* dc_n)-로어 암의 AC 전압 지령치(V* xs)- 로어 암의 내부 전력 제어 상수(V* xo)....[식 3]
여기서, 내부 전력 제어 상수는 도 6에서 설명한 순환전류 전원에 해당하는 것일 수 있다.
V* xu와 V* xl은 3상 각각에 대한 어퍼 암과 로어 암의 전압 지령값이다. 여기서, x는 3상을 의미하며, 구체적으로 x값은 u, v 및 w 중 어느 하나일 수 있다.
3상 각각에 대한 어퍼 암과 로어 암의 전압 지령값, 즉 6개의 지령값을 산출하는 경우, 이에 기초하여 도 6에 도시된 회로에서 DC 전력 제어, AC 전력 제어 및 MMC 내부 전력 제어를 수행할 수 있다.
DC 전력 제어를 위해서는(일반적으로 Station이 다수개가 존재함) DC 전압을 고려해야 한다. 이 경우, 어퍼 암의 DC 전압 지령치는 V* dc_p, 로어 암의 DC 전압 지령치는 V* dc_n이다.
AC 전력 제어를 위한 AC 전압 지령치는 V* xs로 표현된다. AC 전압 지령치는 어퍼 암과 로어 암 각각의 전압 지령값을 구성하며, 각각에 있어서 AC 전압 지령치의 부호는 반대이다. DC단의 전압(즉, +
Figure pat00005
, -
Figure pat00006
)과 암의 지령값의 차이가 곧 AC 전압으로 결정되기 때문에, 어퍼 암의 경우에는 마이너스(-)로 결정되고 로어 암의 경우에는 플러스(+)로 계산되어야 한다.
V* xo는 내부 전력 제어 상수이다. 6개의 암이 모두 개별 제어를 하고 있으므로, 6개의 암을 일정한 전압으로 유지시켜 주기 위해 내부 전력 제어 상수가 설정된다. 대칭(Symmetric)적 MMC의 경우 정격 DC 전압을 유지하는데 목적이 있으므로, DC 전력 제어를 위한 지령값을
Figure pat00007
로 고정된 값을 이용하거나, DC 전력 전송 제어를 위한 DC 전류에서 미소하게 변화된 전류를 사용한다. 반면, 비대칭적(Asymmetric) MMC의 경우 양극성(bipolar)으로 구동되는 암의 전압을 자유자재로 변화시켜 전체 시스템 전압을 바꿀 수 있기 때문에(즉, DC Fault가 발생하거나 전류형 HVDC 시스템에 있어서, DC 전류 유지를 위해 DC 전압을 변동시킬 수 있다), DC단에 인가되는 전압을 V* dc -
Figure pat00008
로 설정할 수 있다.
이로부터, 어퍼 암에 인가되는 전압 지령치(V* xu)와 로어 암에 인가되는 전압 지령치(V* xl)를 구하는 구체적인 식이 도 7a에 도시된 바와 같이 도출될 수 있다.
도 7b는 DC단 전압을 정격전압 보다 낮췄을 때, 어퍼 암과 로어 암의 전압 지령치 값과 그때 발생하는 암 전류값을 도시한다. 도 7b에서 굵은 선(450)은 어퍼 암의 전압 지령값이고, 굵은 점선(460)은 로어 암의 전압 지령값이다. 또한, 실선(470)은 어퍼 암의 전류값을 나타낸다.
도 1a과 같은 구조의 토폴로지에서는, 굵은 점선(460)이 0값 이하(즉, 마이너스 전압)를 합성할 수 없지만, 본 발명에서는 로어 암이 Bipolar이기 때문에 0값 이하의 마이너스 전압을 합성할 수 있다.
굵은 선(450)은 도 7a의 어퍼 암의 전압 지령값을 나타내고, 굵은 점선(460)은 도 7a의 로어 암의 전압 지령값을 나타낸다. 기존에는 HVDC 시스템의 모듈레이션 인덱스가 1을 넘지 않기 때문에,
Figure pat00009
는 V* xs 보다 크며, 이에 기초하여 0부터 Vdc까지 전압 지령치를 낼 수 밖에 없었다. 그러나, 굵은 점선(460)을 합성하는 DC 전압 지령값, AC 전압 지령값 및 순환전류 전압 지령값은 그 범위가 -Vdc부터 +Vdc까지 합성될 수 있다. 따라서, 어퍼 암과 로어 암의 지령치 값을 더하면 DC 단 전압을 합성할 수 있으며, 이에 의해 DC 전압을 능동적으로 제어할 수 있다.
능동적으로 DC 전압을 제어할 수 있다는 것은, DC Fault와 같은 위급한 상황 또는 DC 전압이 하강되어 제어가 필요한 상황에서 DC 전압을 낮추어 시스템의 정상적인 운전이 가능하다는 것을 의미한다. 특히 위급한 상황에서 빠른 응답속도로 해당 DC 전압을 낮춤으로써, Fault 전류를 낮추는 결과를 얻을 수 있어 시스템을 구성하는 기기의 파손 및 손상을 줄일 수 있다.
한편, 비대칭적(Asymmetric) MMC의 경우 대칭적(Symmetric) MMC에서 사용하던 제어 지령치 값들에 변화가 있어야 한다. 이 경우, DC 전압 지령치 값은 도 7a에 도시된 바와 같이 직접적으로 DC 전압에 변화를 주어 계산할 수 있다. AC 전압 지령치의 경우, DC 전압의 크기가 변했기 때문에 DC 단의 전력이 바뀔 수 있다. 이를 적용하여 AC 파워를 계산해야 하며, 이를 Feed forward 값에 적용해야 한다. 내부 전력 제어를 위한 지령치 값 역시 각 레그(Leg)의 전력을 위한 순환전류 DC 성분에 DC 전압값을 사용해야 하기 때문에 이를 계산하고, 순환전류 정상분을 통한 제어 역시 DC 전압값이 포함되기 때문에 비대칭 MMC에 적용된 DC 전압값을 사용해야 한다. 특히, 순환전류 정상분의 경우 어퍼 암과 로어 암의 DC 전압 차이 때문에, Feed forward 전력을 계산해서 적용해야 한다.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터에 DC Fault가 발생한 경우를 도시한 도면이다.
비 대칭적 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)에서 DC pole to pole Fault가 발생할 수 있다. 이는 DC fault 중 가장 심각한 상황에 해당한다. 일반적으로 DC 가공선의 경우 번개 등에 의하여 순간적으로 DC 가공선의 Pole to Pole 사고가 발생한 후 다시 회복될 수 있다. 이 경우, DC Fault가 발생하고 다시 회복될 때까지, 비대칭적 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 내부적으로 전력이 유지되어야 한다. 그런데, DC Fault 발생 시, DC 전류를 0으로 만드는 제어를 하기 때문에, 순환 전류의 DC 성분을 이용한 제어는 불가능해진다. 이와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명에서는 비대칭적 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 내부 전력을 유지시켜 주기 위한 두 가지의 제어 기법을 제안한다. 이하에서는, 도 9와 도 10을 참조하여 두 가지의 제어 기법을 설명한다.
도 9는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 내부 전력을 유지시키는 제어 방법의 일 실시 예를 설명하기 위한 도면이다.
내부 전력을 유지시키는 제어 방법의 일 실시 예에 의하면, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)를 구성하는 각 레그의 전력을 유지할 수 있도록 공통(common) 전압을 생성할 수 있다. 이 경우 AC 출력에 공통 전압을 주입하기 때문에, 시스템에는 무조건 무효전력을 공급해야 한다. 따라서, 정상분 전류만을 사용하기 때문에, 계통 전류에 왜곡이 발생하지 않는다. 그러나, 레그 단에는 기본파의 리플이 발생할 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 내부 전력을 유지시키는 제어 방법의 다른 실시 예를 설명하기 위한 도면이다.
내부 전력을 유지시키는 제어 방법의 다른 실시 예에 의하면, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 전력 계통 쪽에 역상분 전류를 흐르게 하고 이를 이용하여 레그의 전력을 유지하도록 할 수 있다. 이 경우, 무효전력을 공급할 필요가 없으므로 제어가 독립적이다. 그러나, 약간의 역상분 전류를 생성하기 때문에, AC 전류 왜곡이 발생할 수 있다. 여기서, 역상분 전류는 3상에 유입되는 정상분 전류와 반대 방향으로 흐르는 전류를 의미한다. 예를 들어, A 상과 B 상 및 C 상으로 구성된 3상에 대하여, A 상과 B 상 및 C 상 순으로 흐르는 전류가 정상분 전류이고, A 상과 C 상 및 B 상 순으로 흐르는 전류가 역상분 전류가 된다.
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 제어 구조를 설명하기 위한 도면이다.
본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 HVDC 시스템(100)을 구성할 수 있다. 이 경우, 암을 구성하는 서브 모듈(210)의 개수가 많기 때문에, 복수의 암을 효율적으로 제어할 수 있도록 복수의 암의 구동을 제어하는 제어기가 계층적 구조로 구성될 수 있다. 구체적으로, 제어기는 Drive Unit(230)과 Operation Unit(250)으로 구성될 수 있다.
Drive Unit(230)은 각각의 암에 대응되도록 구성될 수 있다. 이 경우, Drive Unit(230)은 대응하는 각각의 암을 제어할 수 있다. Drive Unit(230)은 도 2에 도시된 서브 제어기(230)일 수 있다.
Operation Unit(250)은 복수개의 Drive Unit(230)을 공통적으로 제어할 수 있다. Operation Unit(250)은 도 2에 도시된 중앙 제어기(250)일 수 있다.
도 11에 도시된 제어 구조는, 기존의 하프 브리지 구조의 서브 모듈(210) 또는 풀 브리지 구조의 서브 모듈(210)로만 구성되는 모듈형 멀티레벨 컨버터를 제어하기 위한 제어기의 구조와 기본적으로 동일할 수 있다. 즉, 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)에서는 각각의 암을 구성하는 서브 모듈(210)의 종류가 동일하다. 따라서, 기존의 어느 한 종류의 서브 모듈(210)로만 암이 구성되는 모듈형 멀티레벨 컨버터의 제어기의 구조를 채택할 수 있다. 이에 의해, 어느 하나의 암에 다양한 종류의 서브 모듈(210)을 가지는 구조의 모듈형 멀티레벨 컨버터에 비하여, 제어의 복잡도를 크게 낮출 수 있다.
제어의 복잡도를 낮추는 경우, 서브 모듈(210)의 탈락과 같은 사고 시에도 기존의 알고리즘(즉, 어느 한 종류의 서브 모듈(210)로만 암이 구성되는 경우의 알고리즘)을 적용할 수 있을 뿐 아니라, 시스템 설계 및 유지보수 측면에서 큰 이점을 가지게 된다. 예를 들어, 하나의 암에 하프 브리지 방식과 풀 브리지 방식의 서브 모듈(210)이 혼재하는 경우, 제어기 설계 시 서브 모듈(210)의 종류에 따라 각각 다르게 설계해야 한다. 그러나, 본 발명에서 제안하는 토폴로지를 가지는 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 경우에는, 기존의 단일 서브 모듈(210)만으로 구성되는 모듈형 멀티레벨 컨버터의 제어기의 사용이 가능하며, 해당 제어기의 알고리즘을 간단히 변경하여 적용하는 것이 가능하다.
도 12는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터를 포함하는 고전압직류송전 시스템의 구성을 도시한 도면이다.
도 12에 도시된 바와 같이, 고전압직류송전(High Voltage Direct Current transmission: HVDC) 시스템(100)은 발전 파트(101), 송전 측 교류 파트(110), 송전 측 변전 파트(103), 직류 송전 파트(140), 수요 측 변전 파트(105), 수요 측 교류 파트(170), 수요 파트(180) 및 제어 파트(190)를 포함할 수 있다.
송전 측 변전 파트(103)는 송전 측 트랜스포머 파트(120), 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130)를 포함한다. 수요 측 변전 파트(105)는 수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150)와 수요 측 트랜스포머 파트(160)를 포함한다.
발전 파트(101)는 3상의 교류 전력을 생성한다. 발전 파트(101)는 복수의 발전소를 포함할 수 있다.
송전 측 교류 파트(110)는 발전 파트(101)가 생성한 3상 교류 전력을 송전 측 트랜스포머 파트(120)와 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130)를 포함하는 DC 변전소에 전달한다.
송전 측 트랜스포머 파트(120)는 송전 측 교류 파트(110)를 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130) 및 직류 송전 파트(140)로부터 격리한다(isolate).
송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130)는 송전 측 트랜스포머 파트(120)의 출력에 해당하는 3상 교류 전력를 직류 전력으로 변환한다.
직류 송전 파트(140)는 송전 측의 직류 전력을 수요 측으로 전달한다.
수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150)는 직류 송전 파트(140)에 의해 전달된 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환한다. 이 경우, 수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150)는 본 발명의 일 실시 예에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)로 구성될 수 있다. 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 복수의 서브 모듈(210)을 이용하여 직류 전력을 교류 전력으로 변환할 수 있다.
수요 측 트랜스포머 파트(160)는 수요 측 교류 파트(170)를 수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150)와 직류 송전 파트(140)로부터 격리한다.
수요 측 교류 파트(170)는 수요 측 트랜스포머 파트(160)의 출력에 해당하는 3상 교류 전력을 수요 파트(180)에 제공한다.
제어 파트(190)는 발전 파트(101), 송전 측 교류 파트(110), 송전 측 변전 파트(103), 직류 송전 파트(140), 수요 측 변전 파트(105), 수요 측 교류 파트(170), 수요 파트(180), 제어 파트(190), 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130), 수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150) 중 적어도 하나를 제어한다. 특히, 제어 파트(190)는 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130)와 수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150) 내의 복수의 밸브의 턴온 및 턴오프의 타이밍을 제어할 수 있다. 이때, 밸브는 사이리스터 또는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(insulated gate bipolar transistor, IGBT)에 해당할 수 있다.
이상에서 실시예를 중심으로 설명하였으나 이는 단지 예시일 뿐 본 발명을 한정하는 것이 아니며, 본 발명이 속하는 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 본 실시예의 본질적인 특성을 벗어나지 않는 범위 내에서 이상에 예시되지 않은 여러 가지의 변형과 응용이 가능함을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 실시예에 구체적으로 나타난 각 구성 요소는 변형하여 실시할 수 있다. 그리고 이러한 변형과 응용에 관계된 차이점들은 첨부된 청구 범위에서 규정하는 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
100: 고전압직류송전 시스템 200: 모듈형 멀티레벨 컨버터
210: 서브 모듈 217: 스위칭부
219: 저장부 221: 제1암
222: 제2암 223: 제3암
224: 제4암 225: 제5암
226: 제6암 230: 서브 제어기
250: 중앙 제어기 510: 어퍼 암
520: 로어 암

Claims (15)

  1. 모듈형 멀티레벨 컨버터에 있어서,
    각각의 암에 따라 서로 다른 종류의 서브 모듈로 구성되는 두 개의 암;
    상기 두 개의 암 각각에 대응되어, 상기 두 개의 암 각각을 개별적으로 제어하는 두 개의 서브 제어기; 및
    상기 서브 모듈의 스위칭 동작 조건을 결정하며, 결정된 상기 스위칭 동작 조건에 대응하는 스위칭 신호를 상기 두 개의 서브 제어기에 각각 출력하는 중앙 제어기를 포함하되,
    상기 두 개의 서브 제어기는, 상기 스위칭 신호에 기초하여 대응하는 각각의 암을 제어하고, 상기 두 개의 암 중 어느 하나의 암에 인가되는 전압을 제어하는 전압변경 스위칭 신호를 상기 중앙 제어기로부터 입력 받는 경우 상기 전압변경 스위칭 신호에 기초하여 상기 어느 하나의 암에 인가되는 전압을 변동시키는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전압변경 스위칭 신호는, 상기 어느 하나의 암에 인가되는 전압 지령치에 대한 데이터를 포함하는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 어느 하나의 암에 인가되는 전압 지령치는, 해당 암에 인가되는 DC 전압 지령치와 AC 전압 지령치 및 해당 암의 내부 전력 제어 상수로 구성되는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 내부 전력 제어 상수는, 상기 두 개의 암을 일정한 전압으로 유지시켜 주는 상수값을 가지는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 서브 모듈은, 하프 브리지 방식, 풀 브리지 방식 및 중성점 클램핑 방식(Neutral Point Clamped: NPC) 중 어느 하나의 방식으로 구성되는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 두 개의 암은, 어퍼 암과 로어 암을 포함하고,
    상기 어퍼 암은 하프 브리지 방식의 서브 모듈로 구성되고, 상기 로어 암은 풀 브리지 방식의 서브 모듈로 구성되는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 중앙 제어기는, 상기 모듈형 멀티레벨 컨버터가 포함된 시스템에 DC 과전류가 발생하는 경우, 상기 로어 암에 인가되는 DC 전압을 제어하도록 상기 로어 암에 대응되는 서브 제어기를 제어하는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 중앙 제어기는, 상기 로어 암에 인가되는 DC 전압을 제어하여 상기 어퍼 암에 인가되는 DC 전압과 상기 로어 암에 인가되는 DC 전압을 0 전압으로 합성할 수 있도록, 상기 로어 암에 대응되는 서브 제어기를 제어하는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 어퍼 암에 인가되는 DC 전압은
    Figure pat00010
    이고,
    상기 로어 암에 대응되는 서브 제어기는, 상기 로어 암에 인가되는 DC 전압의 크기를 -
    Figure pat00011
    에서
    Figure pat00012
    까지의 범위 내에서 제어하는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 두 개의 암은, 각각 3개의 암을 포함하는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 중앙 제어기는, 상기 모듈형 멀티레벨 컨버터의 내부 전력을 유지시키도록 상기 두 개의 서브 제어기를 제어하는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 중앙 제어기는, 상기 두 개의 암 각각의 전력을 유지할 수 있도록 공통전압을 생성하고, 생성된 공통전압을 상기 두 개의 암 각각의 AC 출력단에 주입하는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 중앙 제어기는, 상기 두 개의 암 각각의 전력을 유지할 수 있도록 상기 모듈형 멀티레벨 컨버터의 전력 계통 쪽에 역상분 전류를 흐르게 하는 모듈형 멀티레벨 컨버터.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 두 개의 암은, 각각 3상에 대응하는 3개의 암으로 구성되는 어퍼 암과 로어 암을 포함하고,
    상기 어퍼 암은 제1종류의 서브 모듈로 구성되고, 상기 로어 암은 제2종류의 서브 모듈로 구성되는 모듈형 멀티 레벨 컨버터.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 두 개의 암은, 각각 3상에 대응하는 3개의 암으로 구성되는 어퍼 암과 로어 암을 포함하고, 상기 어퍼 암과 상기 로어 암 각각을 서로 다른 종류의 서브 모듈로 구성하되 상기 서브 모듈의 종류를 상기 3상 별로 서로 다르게 구성하는 모듈형 멀티 레벨 컨버터.
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