CN104022674A

CN104022674A - 转换器

Info

Publication number: CN104022674A
Application number: CN201410073358.7A
Authority: CN
Inventors: A.D.克雷恩; W.M.布勒维特
Original assignee: GE Energy Power Conversion Technology Ltd
Current assignee: GE Energy Power Conversion Technology Ltd
Priority date: 2013-03-01
Filing date: 2014-02-28
Publication date: 2014-09-03
Also published as: US20140247629A1; CA2842648A1; EP2773032A1; US9048691B2

Abstract

本发明公开一种转换器(2a)，具体来说，公开一种电流源转换器(CSC)。所述转换器包括桥(14a)，所述桥(14a)具有：用于一条或多条AC线路中每条的AC端子(16a至16c)；以及第一和第二DC端子(18a、18b)。转换器臂连接在每个相应AC端子(16a至16c)与所述第一DC端子(18a)之间，并且连接在每个相应AC端子(16a至16c)与所述第二DC端子(18b)之间。每个转换器臂包括能够通过栅极控制而‘接通’和‘断开’并具有恢复时间的第一功率半导体切换装置(24)。所述转换器(2a)适于在一个或多个逆变模式下运行。

Description

转换器

技术领域

本发明是涉及转换器(converter)，并且具体涉及电流源转换器(CSC)，所述电流源转换器尤其用于要求最大功率转换效率和可用性的高压直流(HVDC)点到点式传输链路和HVDC多端子式电网。

背景技术

线路换向转换器(LCC，或称为“电网换相换流器”；linecommutated dconverter)属于电流源转换器(CSC)类型并且可用于高压交流(HVAC)电力网络或者电网间的高压直流(HVDC)传输链路。LCC在整流(功率传送)和逆变(功率接收)端子中采用了自然换向晶闸管桥(commutated thyristor bridges)。通过此类HVDC传输链路的功率流可以是可逆的，同时HVDC传输电流是单极的。HVDC传输链路电压同样必须是可逆的，并且这可使用所熟知的相控原理实现。对可逆HVDC传输链路电压的要求在HVDC电缆绝缘选择上施加严格限制，并且这使得接近理想的弹性体电缆绝缘系统的使用成为不可能。对可逆HVDC传输链路电压的要求也在潜在采用多端子式HVDC电网网络方面施加严格限制，当采用单极HVDC传输链路电压时，所述多端子式HVDC电网网络仅仅在允许所有端子处的可逆功率流的情况下完全有效。

自然换向晶闸管桥是用于AC至DC以及DC至AC功率转换的最有效率且最可靠的手段，但此优点因对校正使用相控原理造成的HVAC电网端子功率因数和谐波畸变的要求而在很大程度上受到抵制。相控用于调节通过HVDC传输链路的功率流，同时相应HVAC电网电压变化，并且以往，已经使用非常大的切换无源滤波器和功率因数校正网络来对使用相控造成的HVAC电网端子功率因数和谐波畸变进行补偿。最近，已经采用静态补偿器来简化并且减少对切换补偿系统的需要。对补偿谐波畸变和功率因数的要求随着相应HVAC电网电压范围和关联的相控范围增大而加剧。在严重HVAC电网电压骤降过程中，无法实现安全逆变LCC通信，这是因为所要求的相控范围与晶闸管换向(commutation)要求不一致，并且出于同一原因，逆变LCC无法使得已断电(de-energised)的HVAC电网系统通电(energise)。尽管存在上述缺点，LCC功率传输效率仍使得LCC通常是高功率的点到点式HVDC传输链路的优选解决方案。

标准编号PD IEC/TR62544-2011(高压直流(HVDC)系统-有源滤波器的应用)预期：使用串并联模式并混合的DC侧有源滤波器的DC侧谐波抑制(mitigation)；使用并串联模式并混合的AC侧有源滤波器的AC侧谐波抑制；以及混合有源滤波器系统的并串联模式部件之间的DC链路耦合。这些有源系统采用强制换向电力电子电路，其对本质简单且稳健的LCC拓扑增添了复杂性。

采用强制换向晶闸管的CSC已被提出作为用于抑制LCC的部分上述缺陷的手段，但是所提出的电路除了本质简单且稳健的LCC拓扑外还包括了大而复杂的辅助换向电路。

最近，电压源转换器(VSC)已越来越多地用在具有适度高的功率额定值的HVDC传输链路系统中。VSC通过允许HVDC传输链路电流逆向来实现可逆功率流，从而允许使用单极HVDC传输链路电压和具有接近理想的弹性体绝缘系统的电缆。VSC还解决了LCC的HVAC电网谐波和功率因数限制。另外，在对有功和无功功率的接近独立的控制中，VSC已经能有助于HVAC电网频率和电压稳定性。所有转换器都受到折衷。尽管VSC克服了LCC的已知限制性，但其引发功率损耗增加或效率降低的不利情况。在多数实际应用中，VSC尚未能够限制HVDC传输链路短路(或低电阻)故障电流。因此，在VSC方面的近期发展活动涉及尝试克服这些不利情况。

VSC技术已经在以下四个演化阶段中得到发展：

·带有串联连接IGBT的两电平脉宽调制(PWM)VSC首先解决LCC的限制性，但是效率下降严重并且DC故障电流不能被限制。已使用大型高性能的无源滤波器来最小化PWM臂电压的影响。HVDC传输链路短路故障电流包括来自DC链路电容器的大量突波(inrush)分量。

·带有串联连接IGBT的三电平PWM VSC改进效率、无源滤波器规格和VSC益处之间的平衡。HVDC传输链路短路故障电流包括来自DC链路电容器的经减少但仍大量的突波分量。

·通过串联连接各自包含基础VSC元件的模块链，最近已从现有两电平VSC元件得出多电平模块化转换器(MMC)VSC。这些模块链以桥式拓扑结构连接起来，并且正弦电压和反相(anti-phase)正弦电压的步进近似而分别在每个特定相的正臂和负臂中合成。最原始的半桥MMC所具有的效率大于三电平PWM VSC，但不能限制DC故障电流，而H桥MMC能限制DC故障电流，但所具有的功率损耗是半桥MMC的近两倍。每个MMC模块具有DC链路电容器，所述DC链路电容器的电压必须通过调节MMC模块功率流来控制并且其电容足以限制模块DC链路电压纹波。这些MMC采用极复杂的IGBT点火序列以便合成步进电压波形，所述步进电压波形必须适于HVAC电网电压和线路电流，同时还适于MMC模块内的部件故障影响并且调节DC链路电容器电压。正由于单独IGBT在HVAC电网基频下切换并且切换损耗是最小的，因此MMC VSC效率远远大于PWM VSC效率。臂电压的步进合成已经允许无源滤波器的大小和复杂性相对于PWM VSC中的无源滤波器有所减小。通过模块化且可缩放至高功率和高电压额定值，MMC VSC已经彻底改变了VSC应用范围。HVDC传输链路短路故障电流仍然包括来自DC链路电容器的大量突波分量，但这可通过采用保护性点火序列得到部分抑制。

·最近，将包括串联连接IGBT的常规准方波VSC桥与配置用于充当DC链路并联模式或臂内串联模式有源滤波器的MMC VSC混合已公开为一种将MMC VSC的谐波和功率因数抑制能力与准方波VSC的有效率功率处理组合的手段。零电压切换在准方波VSC电路中的IGBT中实现。带有DC并联模式MMC VSC有源滤波的混合布置无法限制DC故障电流，但受益于相对三相MMC VCSC而复杂性减小的MMC，并且具有比三相MMC VSC大的效率。并联模式MMC VSC有源滤波器同时抑制DC和AC侧谐波效应的能力存在明显折衷。带有臂内串联模式MMC VSC有源滤波的混合布置可限制DC故障电流，但存在所具有的MMC复杂性与三相MMC VSC的复杂性相当的不利情况，并且具有比经DC并联模式MMC滤波混合更低的效率。由于这些混合电路中采用了VSC技术，HVDC传输链路短路故障电流仍然包括来自MMC模块DC链路电容器的大量突波分量，但这可通过采用保护性点火序列得到部分抑制。

因此，本发明是寻求更好地将可快速限制AC和DC侧故障电流的、有效率的整流和逆变功率转换电路与有源DC纹波、AC谐波和功率因数抑制电路混合。

发明内容

本发明是提供一种电流源转换器(CSC)，所述电流源转换器保留常规线路换向转换器(LCC)在效率、可用性和DC故障电流限制优点上的益处，同时克服了其运行缺点，所述运行缺点已知包括对DC链路电压逆向以实现可逆功率流的要求、对逆变器换向故障的敏感性和不良AC功率因数。同时，本发明的转换器能以类似于常规电压源转换器(VSC)的方式来使用，例如，在点到点式DC传输链路和多端子式DC电网的背景中使用。

如本说明书中使用，术语‘可用电路换向断开时间’(或者tq)定义了使转换器的功率半导体装置‘断开’可用的时间，并且是传出(outgoing)功率半导体装置中的阳极电流减小至零时的瞬间与阳极-阴极电压经受从负极到正极的极性变化时的瞬间之间的时间间隔。在自然换向过程中，传出功率半导体装置中的阳极电流逆向是因‘接通’传入(incoming)功率半导体装置而造成的，并且阳极-阴极电压极性变化是因AC线路电压零交叉(zero crossing)而造成的。术语‘恢复时间’在本说明书中用于定义传出功率半导体装置在存在经限定的栅极端子偏置时完成顺序逆向恢复和正向恢复过程(即直到它重获正向阻断能力)所花费的时间。有效恢复时间可受所施加的栅极端子偏置影响。应易于了解，在自然换向过程中，所述恢复时间必须短于所述可用电路换向断开时间。如果所述正向恢复过程在所述可用电路换向断开时间结束前尚未完成，那么一旦所述阳极-阴极电压变成正的并且将增加至巨大电平，阳极电流就将在所述传出功率半导体装置中流动。这种‘断开’故障通常称作误换向(mis-commutation)。以下更详细地描述一种栅极辅助的自然换向过程，其确保了所述传出功率半导体装置在所述可用电路换向断开时间短于常规LCC将要求时间的条件下以及时的方式重获正向阻断能力。

本发明提供一种转换器，所述转换器包括：

桥，所述桥具有：用于一条或多条AC线路中每条的AC端子；第一和第二DC端子；连接在每个相应AC端子与所述第一DC端子之间的转换器臂；以及连接在每个相应AC端子与所述第二DC端子之间的转换器臂，每个转换器臂包括第一功率半导体切换装置，所述第一功率半导体切换装置能够通过栅极控制‘接通’和‘断开’，并且具有恢复时间；

其中所述转换器适于以下述逆变模式中的一个或多个下运行：

(a)自然换向逆变模式，其中在每个换向事件期间，传入第一功率半导体切换装置在参考时间前的时间点上通过栅极控制而‘接通’，以使所述传入第一功率半导体切换装置中的阳极电流以确定速率增加，并且传出第一功率半导体切换装置中的阳极电流以确定速率减少，所述传出第一功率半导体装置在所述参考时间上通过栅极控制而‘断开’，并且所述可用电路换向断开时间大于施加开路栅极端子偏置时适用的所述恢复时间，

(b)自然换向逆变模式，其中在每个换向事件期间，传入第一功率半导体切换装置在参考时间前的时间点上通过栅极控制而‘接通’，以使所述传入第一功率半导体切换装置中的阳极电流以确定速率增加，并且传出第一功率半导体切换装置中的阳极电流以确定速率减少，所述传出第一功率半导体切换装置在所述参考时间上通过栅极控制而‘断开’，并且所述可用电路换向断开时间短于施加开路栅极端子偏置时适用的所述恢复时间，所述可用电路换向断开时间可选地为零或接近于零，以及

(c)组合的自然换向与栅极换向逆变模式，其中在每个换向事件期间，传入第一功率半导体切换装置在参考时间前的时间点上通过栅极控制而‘接通’，以使所述传入第一功率半导体切换装置中的阳极电流以确定速率增加，并且传出第一功率半导体切换装置中的阳极电流以确定速率减少，所述传出第一功率半导体切换装置在所述参考时间上或在延迟超过所述参考时间的时间点上通过栅极控制而‘断开’，并且所述可用电路换向断开时间要比零小。

所述转换器可进一步适于在以下模式中运行：

(d)栅极换向逆变模式，其中在每个换向事件期间，传出第一功率半导体切换装置通过栅极控制而‘断开’，而无需传入第一功率半导体切换装置通过栅极控制而‘接通’。

进一步的，所述转换器适于在自然换向整流模式下运行。

进一步的，其中所述第一功率半导体切换装置全部属于同一类型，可选地是栅极断开晶闸管或者栅极换向断开晶闸管。

进一步的，其中每个转换器臂进一步包括能够通过栅极控制而‘接通’的第二功率半导体切换装置，可选地是晶闸管，并且其中每个转换器臂中的所述第一和第二半导体切换装置反并联地连接。

进一步的，其中当所述转换器作为逆变器运行时，所述第二功率半导体切换装置未通过栅极控制而‘接通’。

进一步的，其中当所述转换器作为整流器运行时，所述第一功率半导体切换装置通过栅极控制而维持在‘断开’状态，并且所述第二功率半导体切换装置在自然换向整流模式下运行。

进一步的，包括响应于相控信号来控制DC端子电压与AC端子电压的比率的控制器。

进一步的，其中当所述转换器适于在模式(c)下运行时，在每个换向事件期间，当所述传出第一功率半导体切换装置中所述阳极电流落到预定阈值以下时，所述传出第一功率半导体切换装置可通过栅极控制而‘断开’，所述预定阈值可选地是DC链路电流的某个比例。

进一步的，包括连接在所述AC线路之间的至少一个电涌放电器。

进一步的，包括多个切换辅助网络，每个切换辅助网络与第一功率半导体切换装置并联连接。

进一步的，包括多个栅极驱动器，每个栅极驱动器适于从关联传出第一功率半导体装置的栅极端子提取栅极电流以便通过栅极控制而‘断开’所述关联传出第一功率半导体装置，所提取的栅极电流在栅极换向时间上大于所述关联传出第一功率半导体装置中的阳极电流水平。

进一步的，其包括多个桥，每个桥具有：用于一条或多条AC线路中每条的AC端子；第一和第二DC端子；连接在每个相应AC端子与所述第一DC端子之间的转换器臂；以及连接在每个相应AC端子与所述第二DC端子之间的转换器臂，每个转换器臂包括能够通过栅极控制而‘接通’和‘断开’并具有恢复时间的第一功率半导体切换装置，并且其中所述桥的所述DC端子串联互连。

本发明提供一种设备，所述设备包括：前述的转换器；AC电网；以及DC链路；其中所述转换器的所述AC线路连接到所述AC电网，并且所述转换器的所述DC端子连接到DC链路。

进一步的，其中所述AC线路借助带有转换器侧绕组和AC电网侧绕组的转换器变压器来连接到所述AC电网，所述转换器侧绕组可选地在其低压端通过有源滤波器互连。

进一步的，包括有源滤波器/补偿器，所述有源滤波器/补偿器连接到所述AC线路，可选地借助变压器来连接。

进一步的，其中所述转换器的所述DC端子借助无源滤波器来连接到所述DC链路。

进一步的，其中箝位电路并联跨接在所述无源滤波器上。

进一步的，包括跨接在所述DC链路上的至少一个电涌放电器。

本发明提供一种设备，所述设备包括：前述的转换器，所述转换器具有并联连接的第一DC端子和第二DC端子。

特定桥中的全部所述第一功率半导体切换装置通常属于同一类型。第一功率半导体切换装置的优选类型是逆向阻断装置，所述逆向阻断装置优化用于在施加限定栅极偏置时的AC线路频率下的自然换向、具有低的导通损耗、具有通过小于其标称额定阳极电流50％的阳极电流来栅极(或者强制)换向的重复能力，并且具有通过其标称额定阳极电流至少约100％的阳极电流来栅极换向的间歇能力。第一功率半导体切换装置的优选类型实例将会包括栅极断开晶闸管(GTO)或栅极换向断开晶闸管(GCT)，它们与外部栅极驱动电路结合使用，所述外部栅极驱动电路允许所述装置除了在单位增益断开状况下实现所要求的栅极换向性能之外还受益于栅极辅助的自然换向。

所述转换器可进一步适于在整流模式下运行，只要允许第一DC端子与第二DC端子之间的电压逆向即可。所述第一功率半导体切换装置以与常规LCC相同的方式在自然换向整流模式中运行，但对栅极驱动排序(sequencing)进行适当修改，这种修改通过以下方式达成：在整个正常LCC导通期间，维持‘接通’状态栅极驱动命令，并且在整个正常LCC‘断开’状态期间，维持‘断开’状态栅极驱动命令。

对于无需DC电压逆向的双向功率流，每个转换器臂则会进一步包括能够通过栅极控制(例如，常规晶闸管)‘接通’的第二功率半导体切换装置，并且其中每个转换器臂中的第一半导体切换装置与第二半导体切换装置反并联地连接。

当此转换器作为逆变器运行时，所述第二功率半导体切换装置未通过栅极控制而‘接通’，并且当作为整流器运行时，所述第一功率半导体切换装置通过栅极控制而维持在‘断开’状态，并且所述第二功率半导体切换装置以与常规LCC相同的方式在自然换向整流模式中运行。

当所述转换器是作为逆变器运行时，所述第一功率半导体切换装置以模式(a)至(c)中的一个或多个并且还可选地以保护模式(d)运行。所述转换器的运行可根据合适控制过程进行控制，例如，由通常使点火序列相对于关联AC电网电压波形同步并相移的控制器进行控制，这种控制是响应于相控信号做出的，以便控制转换器DC端子电压与AC端子电压的比率。任何方便的控制和保护功能都可用来提供所述相控信号。例如，可使用带有DC链路电压(该DC链路电压依赖于下垂(droop)和电流限制项)的闭环AC线路电流调节器调节逆变器的输出功率，同时保护DC传输电压和转换器热应力。相控动作、DC链路电流变化、AC线路电压波形变化或其任何组合通常将会导致可用电路换向断开时间变化，并且所述第一功率半导体切换装置可相应运行。零点断开(ZTO，zero turn-off)的原理在模式(b)期间适用，在模式(b)中，所述可用电路换向断开时间小于施加开路栅极端子偏置时适用的所述恢复时间并且优选地为零或接近于零。在组合的自然换向与栅极换向逆变模式(c)中，点火序列可对换向过程而非潜在控制过程具有直接影响，因为传出第一功率半导体切换装置在适当时间上通过栅极控制而‘断开’。在模式(c)中，所述传入第一功率半导体切换装置的点火可相对于(a)和(b)延迟，并且影响在于，所述可用电路换向断开时间减小至零以下，即，其实际上变为负的。在实施中，所述点火序列可能对模式(a)、(b)和(c)是公共的，其中在模式(a)和(b)中，所述传出第一功率半导体装置的栅极断开并不产生直接影响。更具体地，可看出，在模式(a)、(b)和(c)中的所述控制过程是类似的，这是因为所述传入第一功率半导体切换装置在参考时间前的时间点上通过栅极控制而‘接通’，并且所述传出第一功率半导体切换装置在所述参考时间上(或可选地对于模式(c)而言，在延迟超过所述参考时间的时间点上)通过栅极控制而‘断开’。应易于了解，所述传出第一功率半导体切换装置的行为根据在通过栅极控制而‘断开’所述传出第一功率半导体切换装置之前流动的阳极电流进行改变，并且正是这种行为限定所述转换器是在模式(a)、(b)还是(c)中运行。

在模式(a)中，所述第一功率半导体切换装置表现得像常规LCC中的晶闸管。在反并联的布置中，所述第二功率半导体切换装置受到脉冲抑制，即，它们不接收栅极驱动电流，使得其保持处于‘断开’状态。所述可用电路换向断开时间大于所述恢复时间。这意味着，所述可用电路换向断开时间大于所述传出第一功率半导体装置的可靠断开所要求的时间，并且所述换向过程不依赖于栅极断开辅助。由于所述传出第一功率半导体装置已通过所述参考时间完全恢复，因此，当所述阳极-阴极电压变成正向偏置时，最小栅极电流流入关联栅极驱动器中。当AC线路电压除以DC链路电压的比率尤其高时，例如，当DC链路电压在清除DC链路短路或低电阻故障后的过程中异常低时，通常将会使用模式(a)。

模式(b)与模式(a)密切相关。然而，在模式(b)中，所述可用电路换向断开时间短于所述恢复时间。所述可用电路换向断开时间甚至可为零或接近于零。如果所述转换器是在模式(b)中运行，那么所述第一功率半导体切换装置因此必须具有ZTO能力，并且所述换向过程是依赖于栅极断开辅助。由于所述传出第一功率半导体装置并未通过所述参考时间完全恢复，因此，当所述阳极-阴极电压变成正向偏置时，小的栅极电流流入关联栅极驱动器中。只要电力系统运行要求允许，模式(b)通常都是所述转换器的优选运行模式，因为转换器效率因自然换向过程而高，AC线路功率因数大于常规LCC中可实现的功率因数，并且因此所述转换器的MVA额定值可最小化。通常优选的是，在模式(b)期间，所述转换器以接近极限情况运行，即，其中所述可用换向电路断开时间为零或接近于零，因为这最大化了效率和功率因数益处。当有意接近模式(b)的极限情况运行时，在如所述DC链路电流、DC线路电压和AC线路电压的参数中的小扰动(perturbation)可能导致所述可用换向电路断开时间变得小于零，从而使所述转换器将在模式(c)中运行。

模式(c)可认为是具有两个不同阶段。第一阶段类似模式(a)，因为所述传出第一功率半导体切换装置中的阳极电流最初以某个速率减少，所述速率实质对应于所述传入第一功率半导体切换装置中阳极电流的增加速率。然而，在第二阶段中，传出第一功率半导体切换装置中阳极电流的初始变化速率通过传出第一功率半导体切换装置的栅极断开而显著截平。换句话说，发起了自然换向，但其因发生栅极换向而不能继续完成。所述可用换向电路断开时间小于零且所述传出第一功率半导体装置是依赖于栅极断开辅助进行断开。在所述传出第一功率半导体装置通过栅极控制而‘断开’的时间点(即，所述参考时间或延迟超过所述参考时间的时间点)上，当所述阳极-阴极电压变成正向偏置时，超过所述传出第一功率半导体装置中阳极电流的栅极电流流入关联栅极驱动器中。在阳极-阴极电压增加过程中，所述栅极电流最终衰减。模式(c)通常用作在有意接近模式(b)的极限情况运行转换器时的安全措施。然而，在一些情况中，模式(c)可为转换器的优选运行模式。

在模式(c)中，当所述传出第一功率半导体切换装置中的阳极电流落到预定阈值以下时，通常当所述传出第一功率半导体切换装置中的阳极电流降低到DC链路电流(Idc)的某一比例时，所述传出第一功率半导体切换装置可通过栅极控制而‘断开’，所述比例是大于Idc的0％并且优选小于Idc的约70％，并且更优选地小于Idc的约20％。

所述传出第一功率半导体切换装置中的阳极电流的栅极换向导致AC线路电流中的对应快速改变，并且导致了在受影响的AC线路的变压器电抗上形成电压瞬变。优选采用电涌放电器来限制所述电压瞬变的幅度和传出第一功率半导体切换装置上经受的对应电压瞬变。所述电涌放电器可以是金属氧化物变阻器(MOV)或连接在AC线路之间的、类似的非线性的电阻元件。所述电涌放电器还可包括AC线路之间串联连接的电阻和电容(RC)网络或者MOV与RC网络的组合。所述第一功率半导体切换装置还可设有并联连接的切换辅助网络(缓冲电路(snubber))，所述切换辅助网络可在阳极电流处于Idc的相对低的比例(可选小于额定Idc的约10％(或约5％))时发起栅极换向的情况下充分限制所述电压瞬变。

与常规LLC相比，根据本发明的转换器产生了减小的谐波强制电压，因此，需要较小的AC侧和DC侧谐波滤波器。在定义这些益处时，必需要认识到，使用栅极换向导致所述第一功率半导体切换装置中的切换损耗增加，并且重要的是，栅极换向时的换向电感和关联电感存储能量的上限不大于实际必需值，还有，经栅极换向的阳极电流的幅度直接影响上述电压瞬变幅度和/或关联电涌放电器和切换辅助网络部件的规格。例如，模式(c)经受功率因数校正和谐波滤波带来的益处与切换损耗增加和缓和瞬变电压要求带来的缺点之间的折衷。

可选模式(d)涉及栅极换向过程，所述栅极换向过程与模式(c)的第二阶段相同，但无其中传入第一功率半导体切换装置通过栅极控制而‘接通’的第一阶段。因此，栅极换向时间上的所述传出第一功率半导体切换装置中的阳极电流等于DC链路电流。模式(d)不与模式(a)至(c)共享公共控制过程，并且通常仅在将低阻抗故障施加到所述转换器变压器(converter transformer)(参见下文)的AC电网侧上时并因此仅在AC线路电压非常低时采用。如从模式(c)第二阶段的描述中明显看出，经栅极换向的阳极电流幅度对关联电压瞬变的性质具有重要影响，但是必须注意，尽管在发生栅极换向的时间点上存在于受影响AC线路中的所述电感储存能量在这个换向模式期间显著增加，但是所述AC线路电压在指定的低阻抗故障状况下较低。在高值阳极电流的栅极换向时存在这种低AC线路电压，其允许在电涌放电器和切换辅助网络部件的规格方面实现经济节约，并且这些经济节约可通过使得任何AC电网侧断路器断开来进一步增强，从而限制故障持续时间。中断所述故障电流而不等待所述AC电网侧断路器断开也是可能的。无论使用哪种方法，能量都被困在所述DC电路中，并且这必须在中断所述DC链路电流时进行耗散。尽管模式(d)是可选的，但是期望任何实际的转换器都将具有中断AC电网侧低阻抗故障电流的能力。

转换器的AC端子可连接到AC电网或配电网络，可选地连接到高压交流(HVAC)电网。这种连接优选借助相移转换器变压器来形成，所述相移转换器变压器的转换器侧绕组可选地在其低压端通过如串联模式电压源有源滤波器的有源滤波器互连。如并联模式有源滤波器和/或静态补偿器的有源滤波器可连接到所述AC线路或AC电网，以便限定所述转换器的换向电抗以及所述AC电网中电流的谐波畸变和功率因数。所述转换器变压器可具有任何合适构造，例如，可使用2x3相变压器布置以便允许12脉冲运行。

所述转换器的DC端子可连接到DC链路，可选地是连接到DC电网/网络、点对点式高压直流(HVDC)传输链路或者多端子式HVDC电网中的元件。这种连接可借助无源滤波器来形成。所述转换器可用于以下类型的DC链路：对称单极、非对称的单极、对称双极和非对称的双极，它们采用任何方便的接地和切换布置。所述DC链路中的双向功率流可通过使得所述DC链路电流逆向而来实现，所述第一功率半导体切换装置和第二功率半导体切换装置的相应额定值可选地针对功率流方向中的任何非对称性进行优化。

点对点式DC传输链路通常将会在其传输电缆的每端具有一个转换器，转换器中的一个作为整流器运行，而另一个转换器则作为逆变器运行。在双向功率流的情况下，当功率流是在第一方向上时，所述转换器中一个则将作为整流器运行而另一个转换器则作为逆变器运行，并且当功率流是在相反方向上时，整流功能与逆变功能交换。多端子式DC电网的端子通常将会具有单转换器，所述单转换器还能通过交换其整流功能与逆变功能来适应双向功率流。多端子式DC电网可混合不同的转换器类型，只要适当协调并且指定DC接口要求。

所述转换器能主动限制DC侧故障电流而不需要DC断路器(例如，HVDC断路器)，但可与这种DC断路器结合使用，以便实现转换器从DC链路的卸载分离(off load isolation)。故障电流可由转换器、DC断路器或两个装置的组合进行限制。在后者情况中，可降低DC断路器的保护性能要求。如果提供DC断路器，那么可使用它限制从DC链路馈送到转换器和/或连接到转换器的AC电网中的故障电流。AC断路器(例如，HVAC断路器)还可用于限制从DC电网馈送到转换器和/或连接到转换器的DC链路中的故障电流。所述转换器的、在无需DC断路器辅助情况下限制并中断DC故障电流的固有能力在以下情况中是有益的：减少可能施加到所述DC链路中的传输线路的以及点到点式DC传输链路或多端子式DC电网中任一个的开关柜上的最大预期故障电流。

对于常规LCC，所述DC链路电压源自于对应AC线路电压，并且因此，这些电压上的频谱是谐波相关的。所述转换器的潜在端子电压谐波关系以与所述常规LCC相同的方式由所谓的‘脉冲数量’限定。在所述桥有三个AC端子的三相系统中，脉冲数量是六的倍数，因为每个桥中存在六个臂的可控功率半导体装置，并且DC纹波电压频谱的基频分量是施加到所述AC端子上电压基频的六倍。所述转换器可包括任何方便数量的桥，其中所述桥的DC端子串联互连。例如，如果所述转换器包括串联连接的两个桥，那么这限定了12脉冲系统，所述12脉冲系统针对每个AC线路基频周期在DC链路电流中具有12个纹波周期。除了相互关联之外，DC侧电压谐波与AC侧电压谐波的幅度受到相控、换向模式和换向电抗的影响，如在下文更详细描述。所述转换器的DC线路电压包括谐波分量，然而，所述转换器仍可连接到接口规格可对电压和电流纹波频谱施加严格限制的DC传输链路。因此，所述转换器的DC端子优选借助无源滤波器来连接到DC线路，所述无源滤波器包括至少一个DC链路电感器并可选地包括多个电容电阻滤波器元件。所述转换器的重要目标在于，在不主要借助将会在DC链路发生短路或低阻抗故障时导致大的电容突波电流流动的电容电路的情况下，能够提供具有可接受的低电压和电流纹波的DC链路电流。

正如常规LCC情况那样，所述转换器的脉冲数量增加导致DC链路电压谐波幅度减小以及DC链路电压谐波频率增加，从而针对特定DC纹波频谱在所述DC链路电感器的规格方面实现经济节约。类似地是，转换器相控角(例如，点火提前角β和点火延迟角α)的增加导致所述转换器的DC线路电压中经受的电压阶跃幅度增加。所述转换器的重要优点在于，模式(b)和(c)允许两个相控角都减少，如在下文参照图3更详细地描述。所述AC线路换向电抗还对谐波性能具有影响，因为它还分别影响逆变器和整流器的换向重叠角μ和γ，但是换向电抗对电压调节的影响更为显著。

正如采用常规LCC的极高功率HVDC转换器端子情况那样，在本发明的范围内，任何方便数量的转换器都可具有其并联连接的DC端子，以便满足对尤其高的DC电流额定值的要求或者允许电力系统性能在单独转换器的故障后逐步降级。在‘每转换器’基础上，通常将会提供任何AC侧或DC侧保护开关柜，以便降低单点故障风险。同样在本发明的范围内的是，这种并联连接的转换器的转换器变压器可采用合适相移，以便允许更高脉冲数量起效。例如，如果第一转换器设有六相转换器变压器以便提供12脉冲序列运行的益处，并且第二相同的转换器将与所述第一转换器并联连接，那么与所述第二转换器关联的所述转换器变压器的六个相位可相对于与所述第一转换器关联的所述转换器变压器的六个相位进行15°相移，从而提供24脉冲串联-并联运行的益处，即，其中所述第一转换器的DC端子中的电流针对每个AC电网频率周期包含12个纹波周期，其中所述第二转换器的DC端子中的电流同样针对每个AC电网频率周期包含12个纹波周期，其中这些12个纹波周期相对于所述第一转换器的所述12个纹波周期以15°的AC电网频率相移，并且其中在所述第一转换器与第二转换器的相应DC端子与DC链路之间的公共耦合点上的组合电流针对每个AC电网频率周期包含幅度减小的24个纹波周期。

即使通过本发明允许减小的相控角，也会产生大的DC线路电压纹波，并且因此，所述转换器能可选采用串联模式电压源有源滤波器来将反相电压纹波分量注入到每条AC线路中。所述有源滤波器均可采用任何方便的电压源转换器(VSC)拓扑结构。当与每个转换器关联的AC线路从将会形成星点的转换器变压器绕组末端露出时，有源滤波器可与该AC线路连接。基本来说，尽管可将串联模式电压注入插入所述AC线路进入所述转换器的点上，但是优选的是，注入是在所述转换器变压器绕组的另一末端上进行，以便允许通过公共的有源滤波器电路产生注入电压并且避免针对每条AC线路使用有源滤波器(和可选耦合变压器)。每个有源滤波器产生一组AC线路电压，所述AC线路电压与所述转换器变压器的关联AC电压同步、与其谐波相关并与其累加，从而有效导致将等效电压注入加入所述转换器的DC线路电压中。如果对所述DC线路电压进行了有源滤波，则可针对特定DC传输线路纹波频谱在所述DC链路电感器的规格方面形成进一步的经济节约，并且更具体地，即使使用电容滤波限制所述纹波频谱，也可限制电容和关联的最大预期电容突波电流。在6脉冲转换器情况下，通常采用单个三相串联模式有源滤波器。在12脉冲转换器情况下，通常采用两个三相串联模式有源滤波器。每个串联模式有源滤波器通常仅仅具有三个端子，并且因此优选的是，每个有源滤波器因电压注入过程而经受零时平均功率输入或输出(zero timeaveraged power input or output)，并且因此，所述电压注入可在特定时间上被控制成具有两个极性中的任一极性，以使功率流流入或流出要控制的有源滤波器。因此，所述串联模式有源滤波器通常将会具有控制策略，所述控制策略允许交变的功率流以便对转换器DC谐波电压施加控制，并且防止时间平均的功率流累积。

正如常规LCC情况那样，通常以小于1(unity)的功率因数汲取AC线路电流。增加相控角、即点火提前角β和点火延迟角α的增加导致功率因数减小，并且因此，所述转换器的重要优点在于模式(b)和(c)允许两个相控角都减小。所述AC线路换向电抗还对功率因数具有影响，因为它引起了所述AC线路电流中的分别与逆变器和整流器换向重叠角μ和γ关联的相位滞后，但是换向电抗对电压调节的影响更为显著。

尽管减小的相控角对AC电网侧谐波的上述益处是显著的，但是使用串联模式有源滤波器来减少DC线路纹波电压和电流抵制了这种益处，并且DC线路滤波上述方面的组合影响可能导致AC线路电流谐波的总谐波畸变相对于常规LCC而言更为恶化。因此，所述AC线路电流能够可选地受益于使用连接到转换器变压器的AC电网侧上AC线路的功率因数校正和滤波设备。这种设备可为任何方便类型，并且优选地将并联模式电压源转换器类型静态补偿和有源滤波与无源部件组合使用。鉴于所述转换器中使用减小的相控角，此设备的静态补偿方面额定值将有益地相对于常规LCC情况下所要求的额定值有所减小。

在并联模式电压源转换器设备用于静态补偿和有源滤波目的情况下，这可设有辅助DC链路电源，所述辅助DC链路电源具有足够容量来使可选转换器变压器和AC线路能在AC断路器闭合之前通电，这样，无论所述AC电网此时是否通电，都会允许建立并且证明逆变模式控制。鉴于提供这种辅助DC电源和并联模式电压源转换器，模式(b)和(c)不依赖于预先存在的AC电网电压以及在实质超前功率因数下施加负载电流的容量使所述转换器具有一个重要优点：能够‘黑启动(black start)’‘孤岛(islanded’)’AC电网。另外，如果存在AC电网电压，那么可通过转换器控制使所述转换器变压器通电并同步到所述AC电网，从而在断路器闭合时实质消除变压器突波。

所述转换器可用来预先充电、调节并且稳定先前断电的DC链路的电压，如在先前提及，所述DC链路可为DC电网/网络、点到点式DC传输链路或多端子式DC电网。所述转换器可暴露在高电容负载下而无过多电流突波，并且所述转换器可执行这种功能而无需借助常规VSC情况中要求的其他预先充电部件。所述转换器变压器必须通电，以便允许所述转换器来执行这种预先充电功能，并且所述变压器通电可通过所述AC电网或上述辅助电源和并联模式电压源转换器中任一个执行。

附图说明

图1是示出结合有根据本发明的两个转换器的点到点式HVDC传输链路的单线路略图；

图2是示出结合有三个不同转换器的多端子式HVDC电网的单线路略图，其中两个转换器是根据本发明的转换器；

图3示出针对根据本发明的转换器的逆变模式(a)至(d)的等效电路和波形；

图4是示出当配置用于在带有高度非对称的双向功率流的点到点式HVDC传输链路中运行时，根据本发明的两个6脉冲转换器的可选换向状况的略图；

图5是示出当配置用于在带有双向功率流的点到点式HVDC传输链路中运行或作为带有双向功率流的多端子式HVDC电网中的端子时，根据本发明的6脉冲转换器的略图；

图6是示出当配置用于在带有双向功率流的点到点式HVDC传输链路中运行或作为带有单向功率流的多端子式HVDC电网中的端子时，根据本发明的6脉冲转换器的略图；以及

图7是示出连接到带有双向功率流的对称单极点到点式HVDC传输链路或带有双向功率流的对称单极多端子式HVDC电网的根据本发明12脉冲转换器的略图。

具体实施方式

参照图1和4，一种点到点式HVDC传输链路包括连接到HVDC传输线路4的第一和第二相应末端的第一电流源转换器(CSC)2a和第二CSC2b。每个CSC2a、2b被示出为三相变压器馈送类型，带有关联转换器变压器6a、6b、串联模式电压源有源滤波器(AF)8a、8b、并联模式组合的有源滤波器与静态补偿器(AF StatCom)10a、10b以及DC链路电感器12a、12b。为了清楚起见，图1和4中未示出电涌放电器和控制系统。为了清楚起见，图4中未示出有源滤波器和滤波器补偿器。

具体参照图4，每个CSC2a、2b包括桥14a、14b。第一桥14a具有连接到关联转换器变压器6a的三个AC端子16a、16b、16c(即，每个相位一个端子)和连接到HVDC传输线路4的一个末端的两个DC端子18a、18b。第二桥14b具有连接到关联转换器变压器6b的三个AC端子20a、20b、20c和连接到HVDC传输线路4的另一末端的两个DC端子22a、22b。

每个桥14a、14b包括六个转换器臂。每个臂包括在实施中可为逆向阻断栅极断开晶闸管(GTO)或逆向阻断栅极换向断开晶闸管(GCT)的第一逆向阻断功率半导体装置(‘第一装置’24)和在实施中可为常规晶闸管的第二功率半导体装置(‘第二装置’26)。第一装置24和第二装置26反并联地连接在一起，即，每个第一装置的阳极连接到相应AC端子而阴极连接到相应DC端子，并且每个第二装置的阴极连接到相应AC端子而阳极连接到相应DC端子。

每个转换器臂可包括任何方便数量的串联连接的第一装置24和串联连接的第二装置26，以便提供带有所要求的AC线路电压额定值的桥。可将串联连接的功率半导体装置的组组装在模块内，并可将任何方便数量的模块串联连接。可使用压力触点功率半导体装置以允许开发利用此类装置的低电阻故障模式作为提供N+M型串联冗余的一种手段；其中N个串联连接的装置对于正常工作具有足够的总电压额定值，并且M个附加装置串联连接以便允许M个装置在不影响N个无故障装置的工作行为情况下发生故障。电压共享(voltage sharing)和同步切换是使用有源切换辅助网络(RC型缓冲电路(snubber))、电压共享电阻、电压分级电容器和可为饱和型的di/dt限流电抗器(reactor)的任何组合来实现的。当采用了第一装置24和第二装置26两者时，相应并联路径上的电流额定值无需相等，并且在电流额定值上采用较大程度的不对称性可能是有利的。

当功率经控制以在图1和4所示布置中从左至右流动时，CSC2a将会作为整流器运行，并且CSC2b将会作为逆变器运行，反之亦然。

当CSC作为整流器运行时，第一装置24通过栅极控制维持在‘断开’状态，并且第二装置26在自然换向整流器模式中运行。当转换器是作为逆变器运行时，第二装置26通过栅极控制而不‘接通’，并且第一装置24在下文参照图3所述的三个逆变模式(a)至(c)中的一个模式中(并且还可选地在模式(d)中)运行。

图2示出带有HVDC传输线路28的多端子式HVDC电网。CSC2b与图1所示CSC2b等效，即，第一装置和第二装置反并联地连接的三相变压器馈送类型，并且CSC2b连接到HVDC传输线路28的一个末端。CSC2c连接到HVDC传输线路28的另一末端，并且具有根据本发明的仅仅包括第一装置的桥，所述第一装置在实施中可为在下文参照图3更详细描述的三个逆变模式(a)至(c)中的一个模式中(并且还可选地在模式(d)中)运行的GTO或GCT。CSC2d连接到HVDC传输线路28的另一末端，并且具有仅仅包括作为整流器运行的常规晶闸管的桥。每个CSC具有关联转换器变压器6b、6c、6d、串联模式电压源有源滤波器(AF)8b、8c、8d、并联模式组合的有源滤波器与静态补偿器(AF StatCom)10b、10c、10d以及DC链路电感器12b、12c、12d。为了清楚起见，图2中未示出电涌放电器和控制系统。

当功率经控制以在图2所示布置中从左至右从CSC2d流动到CSC2b时，CSC2d将会作为整流器运行，并且CSC2b将会作为逆变器运行。CSC2c不能从左至右发送功率。当功率经控制以从右至左从CSC2b流动到CSC2c时，CSC2b将会作为整流器运行，并且CSC2c将会作为逆变器运行。CSC2d不能从右至左发送功率。

当CSC2b作为整流器运行时，第一装置24通过栅极控制维持在‘断开’状态，并且第二装置26在自然换向整流器模式中运行。当CSC2b作为逆变器运行时，第二装置26通过栅极控制而不‘接通’，并且第一装置24在下文参照图3更详细描述的三个逆变模式(a)至(c)中的一个模式中(并且还可选地在模式(d)中)运行。当CSC2c正运行时，第一装置在下文参照图3更详细描述的三个逆变模式(a)至(c)中的一个模式中(并且还可选地在模式(d)中)运行。当CSC2d正运行时，常规晶闸管以自然换向整流模式运行。

这种多端子式HVDC电网可采用任何方便数量不同类型的转换器，包括常规的转换器。根据本发明的CSC可配置有任何期望程度的功率流非对称性。

四个逆变模式(a)至(d)参照图3更详细地描述，图3左侧示出相应逆变换向模式的简化等效电路并且右侧示出对应波形。

应易于了解，图3所示波形未按比例，但允许做出比较。在每个情况中，DC链路电流Idc具有相同幅度。在以逆变模式(a)至(c)的换向事件和后续暂态电压响应之后，传出装置阳极-阴极电压Vak的波形与在传入相位与传出相位之间的AC线路电压等效并且具有相同幅度。参考时间与线路电压的零交点(zero crossing)一致。波形均参照时间示出。然而，由于脉冲重复周期根据具有等效角频率的AC电网频率实质固定，因此，波形事件的经过时间和相对位置可表示为频域中的角度。在以下描述中，时间参考因此根据参考角βref进行定义，并且传入装置在如图3所示定义为点火提前角β的时间点上接通。

应用到传入和传出装置的栅极驱动器的点火序列被示出为逻辑信号波形g_in和g_out，其中逻辑电平定义为0＝断开并且1＝接通。逻辑波形g_in和g_out并不指示栅极驱动器在传入和传出装置的栅极端子与阴极端子间所施加的精确电压，也不指示栅极驱动器对传入和传出装置的栅极端子所施加的精确电流。仍将清楚，栅极驱动器对所述装置的行为一定存在关键影响。模式(c)以及可选模式(d)要求传出装置接收在栅极换向时相对阴极而为负的栅极偏置，并且要求栅极驱动器应能够从所述装置的栅极端子处提取电荷。更具体地，单位增益断开模式是优选的，并且这要求了阳极电流从阴极到栅极转移(diversion)。因此，必须对栅极驱动器进行设计，以便能够导致在栅极换向时从栅极端子处提取的大于传出装置中阳极电流Ia_out电平的栅极电流。如果这样设计，则当在模式(b)中运行时，并且当经指示以在参考时间βref上使关联传出装置栅极换向时，栅极驱动器固有地防止传出装置的所谓‘正向恢复故障’。技术人员应当了解，如果可用电路换向断开时间tq短于装置恢复时间，那么常规LCC中的传出装置将会经受‘正向恢复故障’。然而，通过合适的栅极驱动器，本发明的转换器中所用装置能以可用电路换向断开时间tq常规地运行，所述可用电路换向断开时间tq短于在施加开路栅极端子偏置时所适用的恢复时间。

装置能可选地优化，以便使‘接通’状态电压降最小化，只要与模式(b)和(c)一致。

装置能可选地优化，以便使‘接通’状态电压降最小化，只要与模式(b)和(c)以及以下项中一个一致：(i)根据模式(d)的单个换向事件；以及(ii)根据模式(d)的、具有等于关联电网基频周期的重复间隔的、十次连续换向事件的最大值。

用于模式(a)的等效电路直接等同于常规线路换向转换器(LCC)的等效电路并被包括作为其他模式可比较的参考。DC链路电流Idc在理想电流源中流动，所述理想电流源的第一端子连接到两个理想的相电压上。每个相电压源具有对应串联连接的相位换向电抗和逆向阻断功率半导体装置(GTO或GCT)。每个装置的阳极都连接到对应换向电抗，并且所述装置的阴极连接在一起并连接到理想电流源的第二端子。AC线路电压极性(即，两个AC相电压之间的差)是使得传入装置在其通过栅极控制而‘接通’时将携载阳极电流Ia_in。

现在参照用于模式(a)的对应波形，传入装置在相对于参考角βref的点火提前角β上通过栅极控制‘接通’，如由针对其关联栅极驱动器的g_in的0至1转变(即栅极驱动器被设定成‘接通’状态)示出，从而发起换向事件。应易于了解，本说明书所述换向过程实际上是根据合适控制过程的此类换向事件的序列。传入装置携载的阳极电流Ia_in将以某个速率增加，所述速率通过相电压的瞬时总和除以相位换向电抗总和进行设定，前提是考虑到这些电抗的互感分量和泄漏分量。传出装置中的阳极电流Ia_out对应地以某个速率减小，所述速率与传入装置中的阳极电流Ia_in的速率相等并且相反。在换向重叠角μ所定义的时间间隔中，阳极电流Ia_in上升到DC链路电流Idc的值，同时阳极电流Ia_out下降到零。在换向重叠角μ后，阳极-阴极电压Vak在标记为tq的可用电路换向断开时间所定义的时间间隔中作为传出装置上的逆向偏置电压出现。

由于传入装置现在处于‘接通’状态并且携载等于DC链路电流Idc的阳极电流Ia_in，因此，传出装置的阳极-阴极电压Vak通常等于AC线路电压，但因传出装置的di/dt逆向恢复与换向电路的阻尼因数对换向电抗上形成的电压的组合行动而经受负向瞬时过冲。根据最佳实施，换向电路的阻尼因数将受到切换辅助网络(缓冲电路)存在影响，所述切换辅助网络不变地与规定类型的逆向阻断功率半导体装置并联连接。可用电路换向断开时间tq结束于阳极-阴极电压Vak逆向时的时间点，并且在此时间点上，设定参考角βref。在参考角βref上，传出装置的栅极驱动器被设定为“断开”状态，如由g_out中的1至0转变示出，并且栅极断开电流被施加到传出装置。这对传出装置影响很小，因为其阳极-阴极电压Vak已经在可用电路换向断开时间tq持续时间内逆向偏置。可看出，tq＝β-μ，而且假如可用电路换向断开时间tq大于传出装置恢复时间，那么传出装置将可靠地继续阻断并且承受所施加的阳极-阴极电压Vak。

用于模式(b)的等效电路与用于模式(a)的等效电路相同。用于模式(b)的波形类似于用于模式(a)的波形，并且唯一变化在于，可用电路换向断开时间tq接近于零。减少点火提前角β对换向di/dt和μ的影响扩大，并且为了清楚起见，可用电路换向断开时间tq以非零小值示出。当接近模式(b)的极限情况(当tq＝0，β＝μ)时，因相电压源的正弦性质而造成的、换向di/dt的逐渐减少导致传出装置逆向恢复电流最小，由此，经受小的阳极-阴极电压Vak瞬变，并且对应断开切换损耗是可忽略的。随着点火提前角β朝着其中传出装置的逆向恢复电流受到抑制并且AC线路电流的功率因数随后由等于μt/2的相移角的余弦来近似定义的极限情况而减少，电压瞬变幅度以及对应断开切换损耗减少并且功率因数增加。在参考角βref上，传出装置的栅极驱动器被设定为“断开”状态，如由g_out中的1至0转变示出，并且栅极断开电流被施加到传出装置。这对传出装置影响显著，因为其阳极-阴极电压Vak已经在可用电路换向断开时间tq内逆向偏置，所述可用电路换向断开时间tq短于传出装置恢复时间。在这些情况下，传出装置包含大量存储电荷，如果不是施加栅极断开电流所带来的有益影响，所述存储电荷将使所述传出装置不能够阻断以参考角βref施加的正向偏置阳极-阴极电压Vak。在100％功率流从左至右流动状况中应用到逆变桥的图4描绘的示例变量针对的是tq＝0.63，并且出于所有实用目的，这与tq＝0的模式(b)极限状况实际相等。

转换器的点火提前角β相对于常规LCC的极限情况显著减小，常规LCC的可用电路换向断开时间tq＝β-μ通常必须大于约1.5ms以便实现安全换向。用于模式(b)的极限情况是其中tq＝0，或者其中点火提前角β具有β＝μ的极限情况。这意味着，转换器能在比常规LCC更大的功率因数下连续运行，并且可采用更小的功率因数校正系统。转换器还产生减小的谐波强制电压，因此，需要更小的AC侧和DC侧谐波滤波器。装置中的切换损耗得到减少。在定义这些益处时，必须要认识到，当接近模式(b)的极限情况时，点火提前角β的减小导致换向重叠角μ增加，并且通常重要的是，换向电感上限不大于实际必需值。

用于模式(c)的等效电路包括与传出装置并联的串联RC型缓冲电路。在实施中，可能期望，合适缓冲电路将与每个装置(或与反并联地连接的成对装置)并联设置，并且它们对在模式(c)和(d)中发生栅极换向后产生的阳极-阴极电压Vak瞬变具有影响。

对应波形示出模式(c)，在模式(c)中，已通过以点火提前角β‘接通’传入装置来发起(即，用于传入装置的栅极驱动器被设定成‘接通’状态，如由g_in的0至1转变示出)与自然换向模式(a)或(b)等效的状况，并且以参考角βref发起(即，用于传出装置的栅极驱动器被设定为‘断开’状态，如由g_out的1至0转变示出)传出装置的栅极换向。在点火提前角β周期期间，波形类似于针对模式(a)和(b)所示波形，即，由传入装置携载的阳极电流Ia_in将会增加，而传出装置中的阳极电流Ia_out将会对应减少。换向重叠角μ和可用电路换向断开时间tq不与模式(c)直接相关。点火提前角β通常经过选择，以便当发起栅极换向时，传出装置中的阳极电流Ia_out在可接受的极限内。传出装置中的阳极电流Ia_out栅极换向导致阳极-阴极电压Vak中的正向瞬变，所述阳极-阴极电压Vak的幅度由相应缓冲电路的分量值、换向电抗的值、紧接栅极换向前的阳极电流Ia_out的值以及相位开路电压确定。在栅极换向过程期间或紧接其后的阳极-阴极电压Vak幅度对传出装置的断开切换损耗幅度具有直接影响。由于换向电抗幅度固定，并且针对‘接通’和‘断开’装置的点火命令定时做出选择，因此，缓冲电路在限定阳极-阴极电压Vak中的瞬变过程中的关键作用是明显的。使用对点火提前角β的相控作为控制CSC的DC与AC端子电压之间比率的手段，并且因此这种控制对装置的断开状况具有影响。由于本发明的所述目标要求换向过程产生低的功率损耗以便使效率最大化，因此，通常优选的是，对换向过程定时和缓冲电路设计进行优化，并且使得在对点火提前角β和栅极换向的时间点两者的定时选择上存在一定程度的灵活性。因此，只要适当设计缓冲电路，图3描绘的状况就可更改，以便减小点火提前角β并且在参考角βref后发起对传出装置的栅极断开。当在参考角βref后发起对传出装置的栅极断开时，在传入和传出装置中的di/dt极性因相电压源的正弦性质而在参考角βref上逆向，并且此后逐渐增加，从而导致传出装置中的阳极电流Ia_out对应增加，直到在栅极换向的时间点上中断。在模式(c)中，CSC的点火提前角β相对用于模式(b)的极限情况显著减小，并且可用电路换向断开时间tq可认为是负的。这意味着，CSC能在比常规LCC更大的功率因数下连续运行，并且可采用更小功率因数校正系统。

用于模式(d)的等效电路包括与传出装置并联的非线性电阻式电涌放电器。由于传入装置并未接通，因此已经将其省略。通过传出装置而栅极换向的阳极电流幅度在模式(d)中尤其高，并且非线性电阻式电涌放电器对以高值阳极电流进行栅极换向后产生的阳极-阴极电压Vak中的瞬变具有影响。当电涌放电器仅包括非线性电阻元件时，这些对模式(a)、(b)或(c)影响很小或无影响。当电涌放电器包括线性电阻和电容式元件时，这些对模式(a)、(b)和(c)具有大体有益影响，因为所述线性电阻和电容式元件可增加阻尼因数并且减少换向所引起的阳极-阴极电压Vak中的瞬变峰值幅度，从而减少功率半导体切换装置中的切换损耗。然而，如此一来，就会引起耗散。

对应波形示出可选保护模式(d)，在可选保护模式(d)中，传出装置通过栅极换向而‘断开’(即，用于传出装置的栅极驱动器被设定成‘断开’状态，如由g_out的1至0转变示出)，而不具有与模式(a)至(c)的自然换向过程等效的先前发起状况。传入装置在点火提前角β上未‘接通’(即，用于传入装置的栅极驱动器保持在‘断开’状态，如由保持在0的g_in示出)，并且传出装置‘断开’，而无需其阳极电流Ia_out在以参考角βref或任何其他所要求的角进行栅极换向之前从DC链路电流初始电平开始减小。同时通常优选的是，在参考角βref上实现栅极换向，因为此时AC线路电压的瞬时值为零，并且因为这有益于减少因缓冲电路和线性RC电涌放电器(在使用时)在这种状况下阻尼瞬变电压的有效性增加而造成的阳极-阴极电压Vak中的正向瞬变，栅极换向也能可选地在任何所要求的时间上实现。例如，如果导致DC链路电流Idc快速增加超过其额定电平的低阻抗AC电网故障发生，那么将会优选的是，在DC链路电流Idc达到最大设计保护电平的时间点上实现栅极换向。由于在具有的幅度远远低于DC链路电流Idc的阳极电流Ia_out栅极换向的基础上优选优化传出装置中的缓冲电路，因此，阳极-阴极电压Vak中的正向瞬变通常大于在传出装置‘断开’时能够单独由缓冲电路安全缓和(moderate)的正向瞬变。因此，连接到CSC的AC端子的AC线路通常从上文提及的非线性电涌放电器和可选线性电阻电容式电涌放电器的电压限制行为受益。尽管可选线性电阻电容式电涌放电器具有与传出装置中的缓冲电路类似的行为，并且如上所述大体是有益的，但其在限制峰值电压上不如非线性电涌放电器那样有效，尤其是在DC链路电流Idc增加至故障电平情况下。当传出装置‘断开’时，其阳极电流Ia_out转移到非线性电涌放电器中，并且阳极-阴极电压Vak中的瞬变具有截平顶部，它的峰值幅度由非线性电涌放电器的转折(breakover)电压和斜率电阻设定。前述缓冲电路和可选线性电阻电容式电涌放电器在限制阳极-阴极电压Vak中的瞬变的增加速率和减少速率方面仍然有效。阳极-阴极电压Vak在瞬变后保持在低值，因为AC线路电压在短路故障状况下较低。模式(d)是保护模式，并且不意图以持续方式或在正常AC线路电压状况下采用。如波形中所示，传入装置未‘接通’，并且必须预防存储在DC链路电抗器中的能量导致阳极-阴极电压Vak中的另外电压瞬变分量。预防手段可由晶闸管箝位电路提供，所述晶闸管箝位电路导致DC链路电流Idc转移到箝位电路中并且使此电流Iclamp在包括DC链路电抗器和箝位电路的环路中循环。等效电路中的理想电流源Idc表示DC链路电抗，并且Vdc是表示DC链路的开路电压的理想电压源。DC链路将会结合杂散(stray)电感，并且通过跨接在Vdc上的DC线路电涌放电器来防止这种情况导致阳极-阴极电压Vak中的进一步的另外电压瞬变分量。可选地是，可允许CSC继续在某个时间段内(通常150ms)重复换向，直到故障由HVAC断路器中断。如果采用这种可选保护策略，那么‘接通’传入装置，紧接其后‘断开’传出装置，从而导致传出装置中的阳极电流Ia_out转移到传入装置中，而非转移到晶闸管钳位电路中，AC线路电涌放电器在任何情况下都保持有效。阳极-阴极电压Vak中的瞬变具有截平顶部，它的峰值幅度由AC线路电涌放电器的转折电压和斜率电阻设定。可选保护策略的波形与优选保护策略波形类似，因而并未示出；唯一差别在于，传入装置中的阳极电流波形与其所替代的Iclamp波形近似相同。必须将晶闸管电压箝位电路保留，以便限制因HVAC断路器最终中断AC线路电流造成的DC电压瞬变。

现在参照图4进一步说明用于高度非对称的双向功率流的整流和逆变模式的运行，图4示出带有反并联地连接的第一装置24(例如，GTO或GCT)和第二装置26(例如，晶闸管)的CSC2a、2b。

上方的示意图通过与100％功率流从左至右(例如，从CSC2a至CSC2b)流动相关的示例变量进行注释，而下方的示意图通过与1％功率流从右至左(例如，从CSC2b至CSC2a)流动相关的示例变量进行注释。在点到点式HVDC传输链路的实施实例中，CSC2a则可从多个海上风力涡轮机接收功率，其中功率沿着HVDC传输链路4被供应给连接到CSC2b的AC电网或电力网络。HVDC传输链路4将会通过从左至右的功率流正常运行。然而，在一些环境中，可能将小量功率(例如，在正常运行状况期间典型功率流的1％)提供给风力涡轮机，以使功率流的方向是从右至左的。始终正如点到点式HVDC传输链路情况那样，HVDC传输链路电压可在与维持所要求功率流的要求一致的任何所期望的电平上运行，同时相应HVAC电网电压维持在指定极限内。不寻常地，本发明的CSC可在不借助于HVDC传输链路电压逆向的情况下实现所要求的可逆功率流。不可避免的是，HVDC传输链路的导体或电缆经受与HVDC传输链路电流成比例的电阻压降变化，并且尽管在使功率流逆向时示例HVDC传输链路电压经受小的变化，但是HVDC传输链路电压实质恒定。因此，示例HVDC传输链路电流与功率流近似成比例并具有与功率流极性对应的极性。

在图4的上方示意图和下方示意图两者中，左侧HVAC电网电压已设定为任意290kV，并且右侧HVAC电网电压已设定为任意266kV。

在图4的上方示意图中，CSC2a在整流模式下运行，其中第二装置26受到相控，并且第一装置24经连续栅控而处于‘断开’状态。晶闸管点火延迟角α为7°，并且换向重叠角γ为22.2°。运行CSC2a进行任何进一步的向前调相将是不实际的，并且换向重叠角通过完全负载电流与转换器变压器电抗的存在度(presence)而进行确定，在此实例中，所述存在度是12％。因此，CSC2a以最佳可能功率因数运行。在一些情况中，通过其他设备施加小的超前功率因数校正可能是有利的。

CSC2b在自然换向逆变模式(b)中通过零点断开(ZTO)在相控下运行第一装置24。第二装置26受到脉冲抑制，即，它们并不接收栅极驱动电流，使其保持在‘断开’状态。点火提前角β为28.36°，并且换向重叠角μ为28.34°。运行CSC2b进行任何进一步的向后调相将是不实际的，并且换向重叠角通过完全负载电流与转换器变压器电抗的存在度进行确定，在此实例中，所述存在度是12％。因此，CSC2b以最佳可能功率因数运行。在一些情况中，通过其他设备施加小的超前功率因数校正可能是有利的。CSC2b以0.63μs的可用电路换向断开时间tq运行，所述可用电路换向断开时间tq实质等于ZTO极限情况状况。

在图4的下方示意图中，CSC2b在整流模式下运行，其中第二装置26受到相控，并且第一装置24经连续栅控而处于‘断开’状态。晶闸管点火延迟角α为10°，并且换向重叠角γ可忽略。运行CSC2b进行任何进一步的向前调相将是不实际的。因此，CSC2b以最佳可能功率因数运行。由于从AC电网汲取的滞后MVAR在这种高功率因数和低功率下是极小的，因此并未从功率因数校正中获得显著益处。

CSC2a在自然换向逆变模式(b)中以实质短于施加开路栅极端子偏置时适用的恢复时间的可用电路换向断开时间tq在相控下运行第一装置24，并且因此，得以利用第一装置24的ZTO能力。第二装置26受到脉冲抑制，即，它们并不接收栅极驱动电流，使其保持处于‘断开’状态。点火提前角β为27°，并且换向重叠角μ可忽略。运行CSC2a进行任何进一步的向后调相将是不实际的，因为左侧HVAC电网电压将从上述任意确定的290kV电平偏离。因此，CSC2a以最佳可能功率因数运行。在一些情况中，通过其他设备施加小的超前功率因数校正可能是有利的。CSC2a以1243μs的可用电路换向断开时间tq运行，所述可用电路换向断开时间tq显著超过ZTO极限情况状况，但是短于使用常规晶闸管的自然换向所要求的标称1500μs。

图4的示例状况包括电流额定值中的高度不对称性，并且采用CSC2a中带有相对小的电流额定值的第一装置24以及CSC2b中带有相对小的电流额定值的第二装置26将会是可能的。将会在本发明范围内的是，只要相应调整额定工作HVAC电网电压，即可针对从左至右的功率流方向根据模式(c)(即组合的自然换向与栅极换向逆变模式)以点火提前角β的减小值运行CSC2b的第一装置24。当在模式(c)所限定的环境下运行时，CSC2b将以增加的功率因数运行，但是实现这种情况的代价将会是增加的缓冲电路部件额定值和第一装置24中的断开切换功率损耗。

尽管可能出现，增加的功率因数所带来的益处将经受对增加的缓冲电路部件成本与降低的转换器效率的简单平衡，但必须认识到，改进功率因数的影响也对CSC的电压电流乘积具有直接影响。换句话说，针对给定HVAC线路电流和电压额定值实现的转换器功率额定值实际与功率因数成比例。这意味着，使用模式(c)既可具有成本效益，也可在运行灵活性方面有益。

图5示出图1和4所示6脉冲CSC2a的示意图。桥14a包括三个AC端子16a、16b、16c以及第一DC端子18a和第二DC端子18b。AC端子16a、16b、16c借助转换器变压器6a连接到HVAC电网或配电网络。

非线性电涌放电器30连接到AC线路。

DC端子18a、18b借助HVDC链路电抗器12a连接到HVDC传输链路4的相应导体或电缆。晶闸管钳位电路32与HVDC链路电抗器12a并联，这参见以上对模式(d)的详细描述。电涌放电器72可跨接在HVDC传输链路4上，以便防止HVDC传输链路中的杂散电感导致阳极-阴极电压Vak中的另外电压瞬变分量。

转换器变压器6a包括连接到三相HVAC电网的电网侧绕组34以及转换器侧绕组36，这两者在细节图中更清楚地示出。转换器侧绕组36实际上是星形绕组，其公共耦合点已断开连接，从而提供连接到三相串联模式电压源有源滤波器(AF)8a的三个端子。串联模式有源滤波器8a可为任何方便类型，例如，两电平式、三电平式或者多电平式电压源逆变器。当串联模式有源滤波器8a经控制以产生三相零态(即，所有线路电压被设定为零的状态)时，转换器变压器6a的转换器侧绕组与实际表现为星点的串联模式有源滤波器实际星形连接。当CSC2a在模式(a)到(c)任何一种模式中运行并且串联模式有源滤波器6a经控制以实际表现为星点时，CSC2a的AC端子接收AC电压，所述AC电压与相应DC端子电压并与适于常规LCC的HVAC电网电压具有相同谐波关系。在这些状况下，DC端子18a、18b之间电压包括主要DC分量，其上叠加了阶数np*Fg谐波分量的频谱，频谱幅度随着谐波阶数增加而减小，其中p是脉冲数量(在此实例中是六个)，n＝1、2、3...∞，并且Fg是HVAC电网基频。这些未滤波的电压谐波不是所期望的，因为它们导致谐波电流分量的对应频谱在HVDC传输链路4中流动，并且它们可通过使用DC链路电抗器12a在与常规LCC类似的程度上受到抑制。HVDC传输链路电流的主要谐波分量是HVAC电网基频6倍。由于CSC2a可设计成以比常规LCC更小的整流器点火延迟角α或逆变器点火提前角β运行，因此，其HVDC传输链路电流纹波具有减小的幅度。电流纹波可通过增加HVDC传输链路电抗器的电感而减少，并且最低阶的谐波分量可通过增加脉冲数目消除，例如，12脉冲串联CSC(如在下文参照图7所述)具有的DC电流纹波包括为12倍HVAC电网频率和其倍数的分量，而24脉冲串联CSC具有的DC电流纹波包括为24倍HVAC电网频率和其倍数的分量。尽管存在使用增加的HVDC传输链路电抗器电感和转换器脉冲数量的可能性，但是这种方法需要增加绕线部件成本和复杂性，并且可能优选的是，通过有源手段来最小化这种电流纹波。这些有源手段可通过串联模式有源滤波器6a提供。

串联模式有源滤波器6a可用来将电压叠加在AC线路电压上，并且由此将DC纹波电压有效叠加在CSC2a的DC端子18a、18b之间电压上。有效叠加的DC纹波电压可经控制，以与串联模式有源滤波器6a充当变压器星点时存在的潜在纹波DC电压反相。图5所示串联模式有源滤波器6a仅有三个端子，并且因此，对CSC2a的三个相位中的对称性要求将有源滤波器限制成平均而言没有净功率流流入或流出有源滤波器转换器，其中排除提供有源滤波器转换器的功率损耗所要求的略小差别。在其最基本的形式中，特定串联模式有源滤波器的优选功能在于抵制潜在DC纹波电压中的每个正向峰值，并且这样一来，在CSC2a作为整流器运行的情况中，有源滤波器是从HVAC电网接收功率的。由此可见，串联模式有源滤波器必须通过抵制潜在DC纹波电压中的每个负向峰值来将功率输出到HVDC输出端中，以满足对流入有源滤波器中的零净平均功率流(zero net average powerflow)的上述要求。在其最基本的形式中，串联模式有源滤波器可针对每个潜在纹波DC电压周期(HVAC电网基频周期的1/6)将电压的一个正向矩形脉冲和一个负向矩形脉冲叠加在CSC2a的DC端子18a、18b之间电压上。串联模式有源滤波器6a能可选地叠加经滤波或未滤波的脉宽调制或阶梯或者其他多电平的电压波形，以便更全面并更精确地抵消掉DC电压纹波对DC电流纹波的影响。在给定所允许的DC纹波电流含量时，使用串联模式有源滤波器6a允许DC链路电抗器12a的电感、尺寸和成本减少，并且另外，存储在DC链路电抗器中的能量在过电流故障期间可最小化。

如图1和5所示，可包括并联模式有源滤波器/补偿器10a，其与CSC2a并联连接并且位于转换器变压器6a的电网侧上。有源滤波器部件将会抑制基频电流谐波从CSC2a到HVAC电网的注入，方法是将对应电流谐波叠加到电网连接上，其在幅度上可与CSC中产生的那些类似但反相，并且存在于转换器变压器6a的电网侧上。由有源滤波器补偿的谐波数量h将取决于CSC的脉冲数量，但是大体能以h＝(np±1)进行描述，其中p是脉冲数量(6、12、18、24等等)，并且n＝1、2、3...y，其中y由电网谐波注入限制确定，所述电网谐波注入限制可特定于同HVAC电网的连接点处的局部要求。在CSC2a到HVAC电网或配电网络的耦合将会导致尤其高电平的谐波注入的实例中，包括可选经切换的无源谐波滤波器以提供另外滤波并且减小有源滤波器的额定值要求可能是有益的。

有源滤波器可包括任何方便的三相有源滤波器实现方案，并且通常包括益处：在与HVAC电网的公共耦合点处进行可控功率因数补偿。补偿器的控制可通过以下方式实现：监测电压与在公共耦合点处注入到AC电网中的电流间的相移，以使所要求的无功功率电平可由补偿器注入，从而实现所要求的功率因数。已注意到，与常规LCC相比时，CSC2a将会降低功率因数补偿要求以有益于补偿器定额(rating)要求。补偿器定额要求可通过包括并联连接到有源滤波器/补偿器的功率因数校正电容器38而进一步减少。这些电容器38可连续连接到HVAC电网，或可与合适切换机构串联连接，以便能够控制其被包括在内和其累积无功功率补偿。

接收自HVAC电网并提供到有源滤波器/补偿器10a的功率可使得平均来说实现平衡并且没有净功率供应到CSC2a；其中排除提供有源滤波器/补偿器损耗所要求的略小差别。已经确定的是，在一些实例中，对于CSC2a而言，可选有益的是：使得转换器变压器6a预先通电，在AC断路器闭合前预先同步到HVAC电网，并且潜在地‘黑启动’‘孤岛’HVAC电网。在这个实例中，如果合适的能量源耦合到有源滤波器/补偿器10a的DC链路，那么CSC2a所要求的换向电压可由所述有源滤波器/补偿器提供。这可包括提供储备功率的任何方便手段，包括通过备用发电或者通过包括带有足够存储容量来在CSC2a实现方案特定实例所要求的持续时间内供应能量的能量存储机构进行提供。

有源滤波器/补偿器10a可直接耦合到HVAC电网，或可选地通过隔离变压器40耦合到HVAC电网，所述隔离变压器40将在HVAC电网上的可能故障状况期间对有源滤波器/补偿器提供另外程度的保护，并且所述隔离变压器40的升压能力将会允许对有源滤波器/补偿器进行更方便的低电压运行。有源滤波器10a可包括脉宽调制(PWM)滤波器，其功能是最小化有源滤波器切换频率谐波到AC电网中的传播。变压器40和功率因数校正电容器38(如果提供)可补充或者替代PWM滤波器。

图6示出图2所示6脉冲CSC2c的示意图。CSC2c与CSC2a类似，但是桥14c仅仅包括第一装置24(例如，GTO或GCT)，并且当第一DC端子44a相对第二DC端子44b为正时，所述CSC2c仅可作为逆变器运行。技术人员应当了解，如果DC端子44a与44b之间电压逆向，那么仅包括第一装置的根据本发明的CSC可选择地作为整流器运行，因为GTO和GCT固有地能够在提供有合适栅极驱动情况下表现得像晶闸管。桥14c包括三个AC端子42a、42b、42c。AC端子42a、42b、42c借助转换器变压器6c连接到HVAC电网或配电网络。

非线性电涌放电器46连接到AC线路。

DC端子44a、44b借助HVDC链路电抗器12c连接到HVDC传输链路28的相应导体或电缆。晶闸管钳位电路48与HVDC链路电抗器12c并联，这参见以上对模式(d)的详细描述。电涌放电器72可跨接在HVDC传输链路28上，以便防止HVDC传输链路中的杂散电感导致阳极-阴极电压Vak中的另外电压瞬变分量。

转换器变压器6c包括连接到三相HVAC电网的电网侧绕组以及转换器侧绕组。转换器侧绕组正如上文针对转换器变压器6a所描述，并连接到三相串联模式电压源有源滤波器(AF)8c。串联模式有源滤波器8c以与上述串联模式有源滤波器8a相同的方式运行。

并联模式有源滤波器/补偿器10c与CSC2c在转换器变压器6c的电网侧上并联连接。有源滤波器/补偿器10c以与上述有源滤波器/补偿器10a相同的方式运行。补偿器定额要求可通过包括并联连接到有源滤波器/补偿器的功率因数校正电容器50而来进一步减少。有源滤波器/补偿器10c可直接耦合到HVAC电网，或可选地通过隔离变压器52耦合到HVAC电网。有源滤波器/补偿器10c可包括PWM滤波器，其功能是最小化有源滤波器切换频率谐波到HVAC电网中的传播。变压器52和功率因数校正电容器50(如果提供)可补充或者替代PWM滤波器。

图7示出带有第一桥54和第二桥56的12脉冲CSC2e的示意图。第一桥54包括三个AC端子58a、58b、58c以及第一DC端子60a和第二DC端子60b。第二桥56包括三个AC端子62a、62b、62c以及第一DC端子64a和第二DC端子64b。第一桥54的AC端子58a、58b、58c和第二桥56的AC端子62a、62b、62c借助转换器变压器组件64连接到HVAC电网或配电网络。第一桥54的第一DC端子60a限定CSC2e的第一DC端子并且借助HVDC链路电抗器68连接到HVDC传输链路66的导体或电缆。第二桥56的第二DC端子64b限定CSC2e的第二DC端子并且借助HVDC链路电抗器68连接到HVDC传输链路66的导体或电缆。一个晶闸管钳位电路70与每个HVDC链路电抗器68并联，这参见以上对模式(d)的详细描述。

第一桥54的第二DC端子60b和第二桥56的第一DC端子64a连接在一起，并且借助接地电阻器84连接到地面。

电涌放电器72连接在第一桥54的第一DC端子60a与第二DC端子60b之间，并且电涌放电器72连接在第二桥56的第一DC端子64a与第二DC端子64b之间，以便防止HVDC传输链路中的杂散电感导致阳极-阴极电压Vak中的另外电压瞬变分量。如果CSC2e的保护策略使得在第一桥54和第二桥56两者中同时达成模式(d)，那么单个电涌放电器就能代替两个指定的电涌放电器72来可选地跨接在HVDC传输链路上。

每个转换器臂包括反并联地连接的第一装置24(例如，GTO或GCT)和第二装置26(例如，晶闸管)。因此，CSC2e能够同时作为整流器和逆变器来以通过HVDC传输链路66的双向功率流运行，而不需要电压逆向。

相移转换器变压器组件64被示出为两个离散变压器74a、74b。每个变压器74a、74b包括连接到三相HVAC电网的电网侧绕组以及转换器侧绕组。第一变压器74a具有星形连接的电网侧绕组和星形连接的转换器侧绕组，其公共耦合点已断开连接，从而提供连接到第一三相串联模式电压源有源滤波器(AF)76a的三个端子。第二变压器74b具有三角形连接的电网侧绕组和星形连接的转换器侧绕组，其公共耦合点已断开连接，从而提供连接到第二三相串联模式电压源有源滤波器76b的三个端子。相应转换器侧绕组相对于电网侧公共耦合点具有相同的额定电压幅度和阻抗，但如技术人员将了解，所述电压经受30°相对相移。第一串联模式有源滤波器76a和第二串联模式有源滤波器76b可为任何方便类型，例如，两电平式、三电平式或者多电平式电压源逆变器。当第一串联模式有源滤波器76a和第二串联模式有源滤波器76b经控制以产生其相应的三相零态(即，所有线路电压被设定为零的状态)时，每个变压器74a、74b的相应转换器侧绕组与实际表现为星点的串联模式有源滤波器实际星形连接。当CSC2e在模式(a)到(c)任何模式中运行，并且第一串联模式有源滤波器76a和第二串联模式有源滤波器76b经控制以实际表现为星点时，CSC2e的AC端子接收AC电压，所述AC电压与相应DC端子电压并与适于常规LCC的HVAC电网电压具有相同谐波关系。在这些状况下，CSC2e的第一和第二d-端子之间电压包括主要DC分量，其上叠加了阶数np*Fg谐波分量的频谱，频谱幅度随着谐波阶数增加而减小，其中p是脉冲数量(在此实例中是十二个)，n＝1、2、3...∞，并且Fg是HVAC电网基频。这些未滤波的电压谐波不是所期望的，因为它们导致谐波电流分量的对应频谱在HVDC传输链路66中流动，并且它们可通过使用DC链路电抗器68在与常规LCC类似的程度上得到抑制。HVDC传输链路电流的主要谐波分量是HVAC电网基频12倍。由于CSC2e可设计成以比常规LCC更小的整流器点火延迟角α或逆变器点火提前角β运行，因此，其HVDC传输链路电流纹波具有减小的幅度。电流纹波可通过增加HVDC传输链路电抗器的电感而减少，并且最低阶的谐波分量可通过增加脉冲数目消除，例如，24脉冲串联CSC具有的DC电流纹波包括为24倍HVAC电网频率和其倍数的分量。尽管存在使用增加的HVDC传输链路电抗器电感和转换器脉冲数量的可能性，但是这种方法需要增加绕线部件成本和复杂性，并且可能优选的是，通过有源手段来最小化这种电流纹波。这些有源手段可通过第一串联模式有源滤波器76a和第二串联模式有源滤波器76b提供。

可使用第一串联模式有源滤波器76a和第二串联模式有源滤波器76b来将电压叠加在AC线路电压上，并且由此将DC纹波电压有效叠加在CSC2e的第一和第二DC端子之间电压上。有效叠加的DC纹波电压可经过控制，以与第一串联模式有源滤波器76a和第二串联模式有源滤波器76b充当变压器星点时存在的潜在纹波DC电压反相。图7所示串联模式有源滤波器76a、76b各自仅有三个端子，并且因此对CSC2e的三个相位中的对称性要求将每个有源滤波器限制成平均而言没有净功率流流入或流出有源滤波器转换器，其中排除提供有源滤波器转换器的功率损耗所要求的略小差别。在其最基本的形式中，特定串联模式有源滤波器的优选功能在于抵制相应桥的潜在DC纹波电压中的每个正向峰值，并且这样一来，在CSC2e作为整流器运行的情况中，特定有源滤波器是从HVAC电网接收功率的。由此可见，同一串联模式有源滤波器必须通过抵制相应桥的潜在DC纹波电压中的每个负向峰值来将功率输出到HVDC输出端中，以满足对流入有源滤波器的零净平均功率流的上述要求。在其最基本的形式中，串联模式有源滤波器可针对相应桥的每个潜在纹波DC电压周期(HVAC电网基频周期的1/6)将电压的一个正向矩形脉冲和一个负向矩形脉冲叠加在CSC2e的相应桥的DC端子之间电压上。串联模式有源滤波器能可选地叠加经滤波或未滤波的脉宽调制或阶梯或者其他多电平的电压波形，以便更全面并更精确地抵消掉DC电压纹波对电流纹波的影响。在第一串联模式有源滤波器76a和第二串联模式有源滤波器76b内形成的谐波校正电压对称交错(interleaved)，方法是限定所述谐波校正电压受益于施加到第一桥54和第二桥56的相控事件上的同样30°电网基频相移。在给定所允许的DC纹波电流含量时，使用串联模式有源滤波器76a、76b允许DC链路电抗器68的电感、尺寸和成本减少，并且另外，存储在DC链路电抗器中的能量在过电流故障期间可最小化。

非线性电涌放电器78a连接到第一桥54的AC线路，并且非线性电涌放电器78b连接到第二桥56的AC线路。

如图7所示，可包括公共并联模式有源滤波器/补偿器78，其与CSC2e在转换器变压器组件64的电网侧上并联连接。有源滤波器部件将会抑制基频谐波从CSC2e到HVAC电网的注入，方法是将匹配电流谐波叠加到电网连接上，其在幅度上可与CSC中产生的那些类似但反相，并且存在于转换器变压器组件64的电网侧上。由有源滤波器补偿的谐波数量h以CSC的脉冲数量为依据，但是能以h＝(12n±1)n＝1、2、3...y进行描述，其中y由电网谐波注入限制确定，所述电网谐波注入限制可特定于同HVAC电网的连接点处的局部要求。在CSC2e到HVAC电网或配电网络的耦合将会导致尤其高电平的谐波注入的实例中，包括可选经切换的无源谐波滤波器以提供另外滤波并且减小有源滤波器的额定值要求可能是有益的。

有源滤波器可包括任何方便的三相有源滤波器实现方案，并且通常包括益处：在与HVAC电网的公共耦合点处进行可控功率因数补偿。补偿器的控制可通过以下方式实现：监测电压与在公共耦合点处注入的电流间的相移，以使所要求的无功功率电平可由补偿器注入，从而实现所要求的功率因数。已注意到，与常规LCC相比时，CSC2e将会降低功率因数补偿要求以有益于补偿器定额要求。补偿器定额要求可通过包括并联连接到有源滤波器/补偿器的功率因数校正电容器80而进一步减少。这些电容器80可连续连接到HVAC电网，或可与合适切换机构串联连接，以便能够控制被其包括在内和其累积无功功率补偿。

接收自HVAC电网并提供到有源滤波器/补偿器78的功率可使得平均来说实现平衡并且没有净功率供应到CSC2e；其中排除提供有源滤波器/补偿器损耗所要求的略小差别。已经确定的是，在一些实例中，对于CSC2e而言，可选有益的是，使得转换器变压器组件64预先通电，在AC断路器闭合前预先同步到HVAC电网，并且潜在地‘黑启动’‘孤岛’HVAC电网。在这个实例中，如果合适的能量源耦合到有源滤波器/补偿器78的DC链路，那么CSC2e所要求的换向电压可由所述有源滤波器/补偿器提供。这可包括提供储备功率的任何方便手段，包括通过备用发电或者通过包括带有足够存储容量来在CSC2e实现方案特定实例所要求的持续时间内供应能量的能量存储机构进行提供。

有源滤波器/补偿器78可直接耦合到HVAC电网，或可选地通过隔离变压器82耦合到HVAC电网，所述隔离变压器82将在HVAC电网上的可能故障状况期间对有源滤波器/补偿器提供另外程度的保护，并且所述隔离变压器82的升压能力将会允许有源滤波器/补偿器进行更方便的低电压运行。

有源滤波器/补偿器78可包括PWM滤波器，其功能是最小化有源滤波器切换频率谐波到AC电网中的传播。变压器82和功率因数校正电容器80(如果提供)可补充或者替代PWM滤波器。

Claims

1.一种转换器(2a)，所述转换器(2a)包括：

桥(14a)，所述桥(14a)具有：用于一条或多条AC线路中每条的AC端子(16a至16c)；第一和第DC端子(18a、18b)；连接在每个相应AC端子(16a至16c)与所述第一DC端子(18a)之间的转换器臂；以及连接在每个相应AC端子(16a至16c)与所述第二DC端子(18b)之间的转换器臂，每个转换器臂包括能够通过栅极控制而‘接通’和‘断开’并具有恢复时间的第一功率半导体切换装置(24)；

其中所述转换器(2a)适于在以下逆变模式中的一个或多个下运行：

(a)自然换向逆变模式，其中在每个换向事件期间，传入第一功率半导体切换装置在参考时间前的时间点上通过栅极控制而‘接通’，以使所述传入第一功率半导体切换装置中阳极电流在确定速率下增加并且传出第一功率半导体切换装置中阳极电流在确定速率下减少，所述传出第一功率半导体切换装置在所述参考时间上通过栅极控制而‘断开’，并且所述可用电路换向断开时间大于在施加开路栅极端子偏置时所适用的所述恢复时间，

(b)自然换向逆变模式，其中在每个换向事件期间，传入第一功率半导体切换装置在参考时间前的时间点上通过栅极控制而‘接通’，以使所述传入第一功率半导体切换装置中阳极电流在确定速率下增加并且传出第一功率半导体切换装置中阳极电流在确定速率下减少，所述传出第一功率半导体切换装置在所述参考时间上通过栅极控制而断开’，并且所述可用电路换向断开时间短于施加开路栅极端子偏置时所适用的所述恢复时间，所述可用电路换向断开时间可选地为零或者接近于零，以及

(c)组合的自然换向和栅极换向逆变模式，其中在每个换向事件期间，传入第一功率半导体切换装置在参考时间前的时间点上通过栅极控制而‘接通’，以使所述传入第一功率半导体切换装置中阳极电流在确定速率下增加并且传出第一功率半导体切换装置中阳极电流在确定速率下减少，所述传出第一功率半导体切换装置在所述参考时间上或者在延迟超过所述参考时间的时间点上通过栅极控制而‘断开’，并且所述可用电路换向断开时间要比零小。

2.根据权利要求1所述的转换器(2a)，其进一步适于在以下模式下运行：

3.根据权利要求1或权利要求2所述的转换器(2a)，其进一步适于在自然换向整流模式下运行。

4.根据任何前述权利要求所述的转换器(2a)，其中所述第一功率半导体切换装置(24)全部属于同一类型，可选地是栅极断开晶闸管(GTO)或者栅极换向断开晶闸管(GCT)。

5.根据任何前述权利要求所述的转换器(2a)，其中每个转换器臂进一步包括能够通过栅极控制而‘接通’的第二功率半导体切换装置(26)，可选地是晶闸管，并且其中每个转换器臂中的所述第一和第二半导体切换装置(24、26)反并联地连接。

6.根据权利要求5所述的转换器(2a)，其中当所述转换器(2a)作为逆变器运行时，所述第二功率半导体切换装置(26)未通过栅极控制而‘接通’。

7.根据权利要求5或权利要求6所述的转换器(2a)，其中当所述转换器(2a)作为整流器运行时，所述第一功率半导体切换装置(24)通过栅极控制而维持在‘断开’状态，并且所述第二功率半导体切换装置(26)在自然换向整流模式下运行。

8.根据任何前述权利要求所述的转换器(2a)，其进一步包括响应于相控信号来控制DC端子电压与AC端子电压的比率的控制器。

9.根据任何前述权利要求所述的转换器(2a)，其中当所述转换器(2a)适于在模式(c)下运行时，在每个换向事件期间，当所述传出第一功率半导体切换装置中所述阳极电流落到预定阈值以下时，所述传出第一功率半导体切换装置可通过栅极控制而‘断开’，所述预定阈值可选地是DC链路电流的某个比例。

10.根据任何前述权利要求所述的转换器(2a)，其进一步包括连接在所述AC线路之间的至少一个电涌放电器(30)。

11.根据任何前述权利要求所述的转换器(2a)，其进一步包括多个切换辅助网络，每个切换辅助网络与第一功率半导体切换装置(24)并联连接。

12.根据任何前述权利要求所述的转换器(2a)，其进一步包括多个栅极驱动器，每个栅极驱动器适于从关联传出第一功率半导体装置(24)的栅极端子提取栅极电流以便通过栅极控制而‘断开’所述关联传出第一功率半导体装置(24)，所提取的栅极电流在栅极换向时间上大于所述关联传出第一功率半导体装置(24)中的阳极电流水平。

13.根据任何前述权利要求所述的转换器(2e)，其包括多个桥(54、56)，每个桥(54、56)具有：用于一条或多条AC线路中每条的AC端子(58a至58c、62a至62c)；第一和第DC端子(60a、60b、64a、64b)；连接在每个相应AC端子与所述第一DC端子之间的转换器臂；以及连接在每个相应AC端子与所述第DC端子之间的转换器臂，每个转换器臂包括能够通过栅极控制而‘接通’和‘断开’并具有恢复时间的第一功率半导体切换装置(24)，并且其中所述桥(54、56)的所述DC端子串联互连。

14.一种设备，所述设备包括：

根据任何前述权利要求所述的转换器(2a)；

AC电网；以及

DC链路(4)；

其中所述转换器(2a)的所述AC线路连接到所述AC电网，并且所述转换器(2a)的所述DC端子(18a、18b)连接到DC链路(4)。

15.根据权利要求14所述的设备，其中所述AC线路借助带有转换器侧绕组(36)和AC电网侧绕组(34)的转换器变压器(6a)来连接到所述AC电网，所述转换器侧绕组(36)可选地在其低压端通过有源滤波器(8a)互连。

16.根据权利要求14或权利要求15所述的设备，其进一步包括有源滤波器/补偿器(10a)，所述有源滤波器/补偿器(10a)连接到所述AC线路，可选地借助变压器(40)来连接。

17.根据权利要求14至16中任一项所述的设备，其中所述转换器(2a)的所述DC端子(18a、18b)借助无源滤波器(12a)来连接到所述DC链路(4)。

18.根据权利要求17所述的设备，其中箝位电路(32)并联跨接在所述无源滤波器(12a)上。

19.根据权利要求14至18中任一项所述的设备，其进一步包括跨接在所述DC链路(4)上的至少一个电涌放电器(72)。

20.一种设备，所述设备包括：

多个根据权利要求1至13中任一项所述的转换器，所述转换器具有并联连接的第一DC端子和第DC端子。