KR20160124693A - Mems 센서를 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

일 실시예는, 공진 주파수가 서로 상이한 복수의 MEMS 센서를 포함하는 MEMS를 이용해서 측정을 수행하는 방법을 포함한다. 이 방법은, 이 MEMS 장치의 제1 포트에 여기 신호를 인가하여, 복수의 MEMS 센서 각각이 여기 신호에 의해 자극되는 단계를 포함한다. 이 방법은 MEMS 장치의 제2 포트에서의 신호를 측정하는 단계 및 신호 측정에 기초해서 측정치를 결정하는 단계를 더 포함한다.

Description

MEMS 센서를 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR A MEMS SENSOR}
본 출원은 2015년 4월 20일자로 출원된 미국 가출원 제62/150,027호의 이익을 주장하며, 그 전체적인 내용은 본 명세서에 참조로서 포함된다.
관련 출원의 상호 참조
본 특허 출원은 2015년 4월 20일자로 출원된 미국 가출원 제62/150,027호의 이익을 또한 주장하는 다음의 공동 계류중이고 일반 양도된 미국 특허 출원: 2016년 3월 18일자로 "용량성 센서를 위한 시스템 및 방법(System and Method for a Capacitive Sensor)"라는 명칭으로 출원된 제15/074,510호(대리인 사건 번호 INF 2015 P 50066 US), 2016년 3월 18일자로 "MEMS 센서를 위한 시스템 및 방법(System and Method for a MEMS Sensor)"라는 명칭으로 출원된 제15/074,649호(대리인 사건 번호 INF 2015 P 50162 US01), 2016년 3월 23일자로 "MEMS 센서를 위한 시스템 및 방법(System and Method for a MEMS Sensor)"라는 명칭으로 출원된 제15/078,733호(대리인 사건 번호 INF 2015 P 50088 US), 및 2016년 3월 30일자로 "MEMS 센서를 위한 시스템 및 방법(System and Method for a MEMS Sensor)"라는 명칭으로 출원된 제 15/085,467 호(대리인 사건번호 INF 2015 P 50089 US)와 또한 관련되며, 이들은 그 전체가 본 명세서에 참조로서 포함된다.
본 발명은 일반적으로 센서 시스템에 관한 것으로서, 특정 실시예에서는 마이크로 전기 기계 시스템(MEMS) 센서를 위한 시스템 및 방법과 관련된다.
일반적으로 다양한 전기 및 기계 컴포넌트의 소형화를 포함하는 마이크로 전기 기계 시스템(Microelectromechanical System(MEMS))은 다양한 재료 및 제조 방법에 의해 생성되며, 다양한 응용에서 유용하다. 이러한 응용은 자동차 전자 장치, 의료 장비, 및 셀폰, 개인 휴대 단말기(Personal Digital Assistant(PDA)), 하드 디스크 드라이브, 컴퓨터 주변장치 및 무선 장치와 같은 스마트 휴대 전자 장치를 포함한다. 이러한 응용에서, MEMS는 센서, 액추에이터, 가속도계, 스위치, 마이크로 미러 및 많은 다른 장치로서 사용될 수 있다. MEMS는 절대 또는 차동 환경 압력을 측정하기 위한 환경 압력 측정 시스템에서의 사용을 위해서도 요구된다.
MEMS 장치를 센서로서 사용하는 시스템을 설계할 때, 고려될 수 있는 다양한 속성은 예를 들어 해상도 및 온도 감도를 포함한다. MEMS 장치의 기계적 공진에 의해 유발되는 임의의 링잉 잡음(ringing noise) 및 에너지 손실도 고려될 수 있다. 일부 시스템에서, 그러한 기계적 공진은 여기 신호에 응답하여 발진을 생성할 수 있으며, 이러한 발진은 품질 팩터(Quality factor(Q))에 의해 특성화되는 에너지 손실을 가질 수 있다. Q이 높다는 것은, 공진기의 저장 에너지에 대한 에너지 손실률이 낮다는 것을 나타내며, 따라서 기계적 발진이 더 느리게 사라진다. Q이 높다는 것은 공진기의 저장 에너지에 대한 에너지 손실률이 높다는 것을 나타내며, 따라서 기계적 발진이 더 빠르게 사라진다.
일 실시예는, 공진 주파수가 서로 상이한 복수의 MEMS 센서를 포함하는 MEMS를 이용해서 측정을 수행하는 방법을 포함한다. 이 방법은, 이 MEMS 장치의 제1 포트에 여기 신호를 인가하여, 복수의 MEMS 센서 각각이 여기 신호에 의해 자극되는 단계를 포함한다. 이 방법은 MEMS 장치의 제2 포트에서의 신호를 측정하는 단계 및 신호 측정에 기초해서 측정치를 결정하는 단계를 더 포함한다.
이제, 본 발명 및 그의 장점의 더 완전한 이해를 위해, 첨부 도면과 관련하여 이루어지는 아래의 설명이 참조된다. 도면에서:
도 1은 본 발명의 실시예에 따른, MEMS 기반 센서를 포함하는 압력 측정 장치를 나타내는 블록도이다.
도 2(a) 내지 2(c)는 브리지 구성의 MEMS 커패시터 어레이 레이아웃 및 MEMS 커패시터의 단면을 나타낸다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른, 링잉 잡음을 갖는 차동 응답 신호에 대한 그리고 사각파 여기 신호에 대한 파형을 나타내는 그래프이다.
도 4는 브리지 구성으로 배열되는 MEMS 커패시터 센서에 대한 입력 및 출력 파형의 현재 실시예를 나타낸다.
도 5는 기울기 제어 회로의 일 실시예를 나타낸다.
도 6은 기울기 제어 회로를 이용하는 디지털 압력 측정 시스템의 일 실시예를 나타낸다.
도 7은 방법 실시예의 흐름도를 나타낸다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른, 의사 무작위 샘플링 클럭 지터를 이용하여 차동 응답 신호를 샘플링하는 ADC를 나타내는 블록도이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른, MEMS 기반 센서의 공진 주파수에 대한 값의 범위에서의 상대 링잉 에러를 나타내는 그래프이다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른, 의사 무작위 지터를 갖는 가변 클럭 신호를 생성하는 회로를 나타내는 블록도이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 측정 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 12(a) 및 12(b)는 상이한 치수 및 위치를 보여주는 MEMS 커패시터 어레이 도해 및 레이아웃을 나타낸다.
도 13은 동일한 크기 및 공진 주파수를 갖는 MEMS 커패시터 센서를 구동하는 사각파 여기 신호에 대한 출력 파형을 나타내는 그래프이다.
도 14는 상이한 크기 및 공진 주파수를 갖는 MEMS 커패시터 센서를 구동하는 사각파 여기 신호에 대한 출력 파형을 나타내는 그래프이다.
도 15는 상이한 크기 및 공진 주파수를 갖는 MEMS 커패시터 센서로부터의 출력 파형의 주파수 스펙트럼을 나타내는 그래프이다.
도 16은 동일한 치수 및 공진 주파수를 갖는 MEMS 커패시터 센서 및 상이한 치수 및 공진 주파수를 갖는 MEMS 커패시터 센서로부터의 출력 파형에 대한 링잉 진폭을 나타내는 그래프이다.
도 17은 MEMS 압력 센서 시스템의 일 실시예의 시스템 블록도를 나타낸다.
도 18은 MEMS 압력 센서 시스템의 추가 실시예의 개략 블록도를 나타낸다.
도 19(a) 및 19(b)는 시그마-델타 아날로그/디지털 컨버터(ADC)에서 생성되는 예시적인 잡음 신호의 파형도를 나타낸다.
도 20은 디더링 클럭을 갖지 않는 그리고 디더링 클럭을 갖는 시그마-델타 아날로그/디지털 컨버터(ADC)에서 생성되는 잡음 신호의 파형도를 나타낸다.
도 21(a) 및 21(b)는 시그마-델타 아날로그/디지털 컨버터(ADC)의 실시예의 개략 블록도를 나타낸다.
도 22는 센서 동작 방법의 일 실시예의 블록도를 나타낸다.
여러 도면에서 동일한 번호 및 심벌은, 별도로 언급하지 않는 한은 같은 구성 요소를 가리킨다. 도면은 바람직한 실시예의 관련 양태를 명확히 나타내도록 도시되며, 반드시 축척으로 도시되지는 않는다. 소정 실시예를 더 명확히 나타내기 위해, 동일 구조, 재료 또는 프로세스 단계의 변화를 나타내는 문자가 도면 번호에 이어질 수 있다.
이하, 현재 바람직한 실시예의 실시 및 이용이 상세히 설명된다. 그러나, 본 발명은 다양한 특정 상황에서 구현될 수 있는 많은 적용 가능한 발명 개념을 제공한다는 것을 알아야 한다. 설명되는 특정 실시예는 발명을 실시 및 이용하는 특정 방식을 예시할 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하지 않는다.
본 발명은 특정 상황에서의 바람직한 실시예, 즉 MEMS 기반 센서를 이용하는 용량성 압력 측정 시스템에서 측정을 수행하기 위한 시스템 및 방법과 관련하여 설명된다. 추가 실시예는 예를 들어 압전 저항 센서 시스템과 같은 다른 센서 시스템에 적용될 수 있다. 여기서 설명되는 다양한 실시예의 일부는 용량성 MEMS 압력 센서, 인터페이스 회로, MEMS 압력 센서 인터페이스 회로를 위한 시그마-델타 아날로그/디지털 컨버터(ADC), 인터페이스 회로 내의 잡음, 및 시그마-델타 ADC 및 인터페이스 회로를 위한 디더링 클럭을 포함한다. 다른 실시예에서, 이 분야에 공지된 바와 같은 임의의 방식에 따른 임의 타입의 트랜스듀서 시스템을 포함하는 다른 응용에도 양태가 적용될 수 있다.
용량성 MEMS 압력 트랜스듀서는 2개의 영역 사이의 압력차를 이용하여, 가변 용량 구조를 조정하고, 압력차에 비례하는 출력 신호를 생성한다. 하나의 특정 응용에서, 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서는 2개의 가변 용량 구조를 이용하여, 측정 압력에 따라 변하는 차동 출력을 생성한다. 다양한 실시예에서, 압력 트랜스듀서로부터 출력되는 신호는 아날로그 신호이다. 아날로그 신호는 증폭되고, 디지털 신호로 변환될 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 용량성 MEMS 압력 센서는 MEMS 압력 센서의 제1 포트에서 주기적 여기 신호를 도입하고 MEMS 압력 센서의 제2 포트에서 MEMS 압력 센서의 출력을 모니터링함으로써 작동된다. 이어서, MEMS 센서의 제2 포트에서 신호의 진폭을 결정함으로써 압력 측정이 수행된다. 그러한 시스템에서 직면하는 한 가지 문제는 MEMS 기반 센서 내의 기계적 공진으로 인한 MEMS 기반 센서의 감쇠 부족 응답(underdamped response)이며, 이는 출력 신호의 링잉 특성으로 인해 일부 상황에서 측정 에러를 유발할 수 있다. 여기서 개시되는 다양한 실시예에서, 그러한 감쇠 부족 시스템을 측정하는 시스템 및 방법이 개시된다.
제1 실시예에서, 여기 신호에 대한 MEMS 압력 센서의 감쇠 부족 응답에 의해 유발되는 에러를 줄이기 위해, MEMS 압력 센서의 감쇠 부족 응답을 자극할 수 있는 고조파를 감쇠시키도록 여기 신호의 기울기를 감소시킨다. 일부 실시예에서, 여기 신호는 예리한 에지의 사례가 줄거나 제거되도록 조절 또는 생성된다. 특정 실시예에서, 사각파 입력 신호로부터 이중 기울기 적분 삼각 파형을 생성하고, 이 신호를 다시 적분하여 제1 신호 레벨과 제2 신호 레벨 사이의 평탄한 전이를 갖는 주기적 파형을 생성함으로써 기울기 감소가 달성된다. 일부 실시예에서, 제1 사각파 신호의 기울기를 지연 동기 루프에 의해 제어하여, 기울기 감소 여기 펄스의 에지를 착신 클럭 신호와 동기화한다.
제2 실시예에서, MEMS 기반 센서의 출력은 디더링 샘플링 클럭을 이용하여 측정된다. MEMS의 감쇠 부족 응답에 대해 샘플링 시간을 디더링함으로써, MEMS 응답의 감쇠 부족 성분을 평균화하는 일련의 측정이 행해질 수 있다. 더 구체적으로, 가변 클럭 신호의 주기가 스위칭 주파수에 대응하는 규칙적인 간격으로 변경된다. 각각의 그러한 규칙적인 간격 후의 스위칭 시간에, 가변 클럭 신호의 주기는 의사 무작위로 결정되는 주기 조정량만큼 최소 주기에 비해 증가된다. 동등하게, 가변 클럭 신호의 주파수는 주기 조정량에 대응하는 주파수 시프트만큼 감소된다. 가변 클럭 신호의 스위칭 주파수는 MEMS 기반 센서의 기계 공진 주파수에 가깝도록 설계된다. 가변 클럭 신호의 주파수를 분할함으로써 샘플링 클럭 신호가 도출된다. MEMS 기반 센서 출력의 공진 링잉 잡음을 확산시키기 위해, 이 출력은 샘플링 클럭 신호에 따라 의사 무작위로 변하는 간격으로 디지털 샘플링된다. 이어서, 다수의 디지털 샘플을 필터링 및 결합하여 광대역 링잉 잡음을 억제한다.
제3 실시예에서, MEMS 압력 센서는 다양한 치수를 갖는 MEMS 압력 센서 어레이를 이용하여 구현되며, 따라서 MEMS 압력 센서 각각은 상이한 주파수에서 공진한다. 따라서, MEMS 압력 센서가 여기 신호에 의해 자극될 때, 링잉의 진폭은 서로 위상이 다른 다양한 공진 응답으로 인해 다양한 시간에 감소될 수 있다. 다양한 MEMS 압력의 파괴 간섭이 링잉 응답의 진폭을 줄일 때 MEMS 센서의 출력을 샘플링함으로써, 더 정확한 측정이 수행될 수 있다.
제4 실시예에서, 오버샘플링 아날로그/디지털 컨버터(ADC)를 이용하여 MEMS 센서의 출력을 모니터링한다. 오버샘플링 ADC 내의 유휴 톤(tone)을 완화하기 위해, 디더링 클럭을 이용하여 오버샘플링 ADC를 동작시킨다. 일부 실시예에서, 디더 클럭 신호는 여기서 개시되는 제2 실시예에 따라 생성될 수 있다.
도 1은 센서(103)를 포함하는 압력 측정 장치(100)의 일 실시예를 나타낸다. 센서(103)는 여기 신호 생성기(102)의 출력에 결합된다. 여기 신호 생성기(102)는 그가 센서(103)에 제공하는 교류 여기 신호를 생성하며, 이 센서는 2개의 여기 응답 신호로 구성되는 아날로그 측정 신호를 생성한다. 이러한 여기 응답 신호 각각은 예로서 기계적 공진일 수 있는 센서(103)의 공진의 발진에 의해 생성된다. 일 실시예에서, 센서(103)는 감쇠 부족 응답을 갖는다.
도 1을 다시 참조하면, 센서(103)는 2개의 브리지 섹션(105)을 갖는 용량 브리지를 포함한다. 각각의 브리지 섹션(105)은 기준 커패시터(109)와 직렬인 압력 감지 커패시터(111)를 각각 포함하며, 센서(103)의 응답 신호 중 하나는 압력 감지 커패시터(111)와 기준 커패시터(109) 사이의 중앙 탭에서 출력된다. 기준 커패시터(109)는 압력 감지 커패시터(111)의 용량(Cs)에 비해 압력에 걸쳐 비교적 안정된 Cr의 용량을 갖는다. 일 실시예에서, 압력 감지 커패시터(111)는 센서(103) 내에 포함된 하나 이상의 하이-Q MEMS 요소를 이용하여 각각 구현되며, 이러한 MEMS 요소는 공진 주파수(fr)를 갖는 기계적 공진을 갖는다. 일부 실시예에서, 기준 커패시터(109)는 Cs의 온도 유도 변화에 대한 알려진 관계로 온도에 따라 Cr이 변하도록 선택된 커패시터를 이용하여 구현된다.
센서(103)의 출력에 결합된 판독 증폭기(104)가 이러한 센서 응답 신호를 증폭한다. 이어서, 판독 증폭기(104)의 출력에 결합된 아날로그/디지털 컨버터(ADC)가 증폭된 센서 응답 신호 간의 차이를 샘플링하여 디지털 샘플을 제공한다. ADC(106)에 결합된 필터(108)가 시간에 걸쳐 여러 개의 이러한 디지털 샘플을 결합하여 단일 압력 측정 샘플을 생성한다. 일부 실시예에서, 필터(108)는 디지털 샘플을 평균화하는 저역 통과 필터이다. 다른 실시예에서, 필터(108)는 예를 들어 중앙 값을 갖는 샘플의 선택, 평균화 전의 이상치 샘플(outlier sample)의 폐기 등을 포함할 수 있는 더 복잡한 알고리즘을 이용하여 디지털 샘플을 결합한다.
일부 실시예에서, 압력 측정 장치(100)의 여기 신호 생성기(102), 센서(103), 판독 증폭기(104), ADC(106) 및 필터(108) 각각은 단일 집적 회로(IC) 내에 포함되며, 이 IC는 10 세제곱 밀리미터보다 작은 부피를 갖는다. 다른 실시예에서, 다수의 IC가 압력 측정 장치(100) 내에 포함될 수 있다.
도 2(a)-(c)는 도 1에 도시된 센서(103)를 구현하는 데 사용될 수 있는 MEMS 센서의 예시적인 구현을 나타낸다. 도 2(a)에 도시된 바와 같이, MEMS 센서는 고정 커패시터(Cr) 및 가변 커패시터(Cs)를 포함하는 브리지 구성으로 배열된다. 일 실시예에서, 가변 커패시터(Cs)는 MEMS 센서 어레이를 이용하여 각각 구현되며, 고정 커패시터는 MEMS 센서 어레이의 명목 용량을 추적하도록 설계되는 고정 커패시터 어레이를 이용하여 구현된다.
도 2(b)는 MEMS 커패시터 센서 어레이(200)의 예시적인 실시예 레이아웃(210)을 나타낸다. 도시된 바와 같이, 레이아웃은 용량(Cr)을 구현하는 데 사용되는 고정 용량 셀(212, 218) 및 압력을 감지하는 MEMS 센서 셀(214, 216)을 포함한다. 도시된 바와 같이, 레이아웃(210) 구성은 브리지 내의 모든 4개의 커패시터 사이의 기울기 미스매치를 방지하도록 배열될 수 있다. 일 실시예에서, MEMS 센서 셀(214)은 이 분야에 공지된 MEMS 센서 구조를 이용하여 구현될 수 있으며, 고정 용량 셀은 모션이 디스에이블되는 MEMS 센서 셀을 이용하여 구현될 수 있다. MEMS 센서 셀(214, 216) 및 고정 용량 셀(212, 218) 양자에 대해 유사한 물리 구조를 이용함으로써, MEMS 센서 셀(214, 216)과 고정 용량 셀(212, 218) 사이의 양호한 매칭이 프로세스 및 온도 변화에 대해 달성될 수 있다. 일부 실시예에서, 고정 용량 셀(212, 218)의 모션은 예를 들어 반도체 컴포넌트의 처리 동안 압력 포트를 개방하지 않음으로써 또는 MEMS 구조 내에 기계적 모션 장벽을 추가함으로써 방지될 수 있다.
도 2(c)는 예시적인 NMOS 및 PMOS 트랜지스터를 따르는 MEMS 센서 셀(220)의 단면을 나타낸다. 도시된 바와 같이, MEMS 센서 셀은 상부 전극(222)으로 작용하는 폴리실리콘 격막 및 센서 셀을 형성하기 위한 고정 대향 전극(224)을 이용하여 형성된다. 상부 전극과 고정 대향 전극 사이에는 진공 공동(226)이 존재한다. 상부 전극(222)은 임의의 압력 인가를 허용하고 커패시터 값의 변화를 유발하기 위해 커버되지 않는다. 단면(220)은 본 발명의 실시예에서 사용될 수 있는 적절한 MEMS 셀의 많은 예 중 하나일 뿐이라는 것을 알아야 한다.
도 3은 사각파 여기 신호(302) 및 차동 응답 신호(304)의 일 실시예에 대한 파형을 나타낸다. 사각파 여기 신호는 도 1의 여기 신호 생성기(102)에 의해 생성될 수 있는 교류 여기 신호의 일 실시예이다. 다른 실시예에서, 예를 들어 사인파 신호, 삼각 신호, 복합 신호 등을 포함하는 임의의 교류 여기 신호가 사용될 수 있다.
도 3을 다시 참조하면, 차동 응답 신호(304)는 도 1의 센서(103)의 출력에서의 응답 신호 간의 차이를 나타낸다. 압력 감지 커패시터(111)를 구성하는 하나 이상의 MEMS 요소가 하이 Q이므로, 이러한 MEMS 요소의 기계적 공진은 감쇠가 부족하며, 기계적 발진은 느리게 사라진다. 따라서, 다양한 샘플링 시간(t1, t2, t3)에, 이상적인 커패시터로 형성된 센서의 이상적인 응답 신호(306)에 비해 링잉 잡음이 차동 응답 신호(304) 내로 유입된다.
제1 실시예
제1 실시예에서, 여기(320)의 기울기를 감소시켜, MEMS 센서(103)의 공진 조건을 과도하게 유도하는 것을 방지한다. 도 4는 입력 포트(Vex)에서 MEMS 센서를 자극하는 데 사용되는 사각파 여기 신호(402)와 파 성형(wave shaped) 여기 신호(404) 간의 비교를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 출력 파형(406)은 공진을 유발하는 가파른 상승 및 하강 에지를 갖는 사각파 여기 신호(402)에 의해 자극되는 공진으로 인해 상승 및 하강 에지에서 가파른 기울기를 포함하는 사각파 입력(402)으로 인한 고진폭 링잉을 나타낸다. 한편, 출력 파형(408)은 파 성형 여기 신호(404)로부터의 응답을 나타내며, 입력의 하강 및 상승 부분에서의 평탄한 에지는 물론, 편평 영역에 대한 전이 영역으로 인해 매우 작은 링잉을 보인다. 여기 신호(404)의 상승 및 하강 부분에서의 평탄한 에지는 MEMS 센서 및 커패시터의 하이 Q 팩터로 인한 공진의 효과를 줄이며, 더 평탄한 출력 파형(408)을 제공한다.
일 실시예에서, 여기 신호의 기울기는 에지 전이 사이에 편평한 출력 전압을 유지하면서 여기 신호의 상승 및 하강 거동을 제어하기 위해 캐스케이드 적분기를 사용함으로써 시간 도메인에서 제어된다. 따라서, 제1 적분은 삼각 에지를 생성하며, 제2 적분은 2차 또는 포물선 형상을 갖는 에지를 생성한다. 제2 적분의 출력은 브리지 구성으로 배열된 MEMS 센서(103)를 구동하는 데 사용된다. 그러한 일 실시예의 성형은 생성된 고조파의 진폭을 줄였고, MEMS 센서(103)의 출력에서 나타나는 링잉을 줄였다. 캐스케이드 적분기 접근법은 여기 신호의 기울기를 제어하는 데 사용될 수 있는 시스템 및 방법의 많은 가능한 실시예의 일례일 뿐이라는 것을 이해해야 한다. 일부 실시예에서, 여기 신호는 신호 값이 안정되어 예를 들어 고정 기준 전압을 갖는 기간을 갖는다. 기간이 안정되는 이러한 기간은 "편평 영역"으로도 지칭될 수 있다. 이러한 기간 내에, 센서 출력 신호 및 판독 증폭기 출력 신호도 안정될 것이고, 예를 들어 도 1에 도시된 ADC(106)에 의해 샘플링될 수 있다.
도 5는 타이밍 제어 회로(502), 전하 펌프(504), 제1 적분 커패시터(C1), 제2 적분기 및 파 성형기 회로(508), CLoad에 결합되도록 제2 적분기 출력을 제어하기 위한 스위치(510), 비교기(512), 위상 검출기(514) 및 루프 필터 커패시터(C2)를 구동하는 제2 전하 펌프(516)를 포함하는 여기 펄스 생성 시스템(500)의 일 실시예를 나타낸다. 타이밍 제어 회로(502)는 펄스 생성기(501)로부터 입력 사각파 신호 또는 클럭을 수신하고, 전하 펌프(504)를 구동하기 위한 2개의 스위치 제어 신호를 생성한다. 이러한 2개의 스위치 제어 신호는 충전 또는 방전 전류 소스를 적분 커패시터(C1)에 접속하는 스위치를 선택적으로 활성화한다. 사각파 클럭 신호는 적분 커패시터(C1)를 통해 적분되며, 적분 삼각 파형이 생성된다. 이러한 적분 삼각 파형은 버퍼 증폭기(506)에 의해 버퍼링된다. 버퍼링된 삼각 파형은 MEMS 커패시터의 공진 주파수에서 매우 낮은 에너지 함량을 갖는 파 형상을 생성하도록 더 적분된다. 제2 적분은 사각 파형 내에 존재하는 예리한 에지 및 삼각 파형의 에지를 평탄화한다. 예리한 에지를 갖는 사각파는 MEMS 센서(103) 내에서 공진 응답을 유도할 수 있는 많은 고주파 성분을 포함한다는 것을 이해한다. 적분 파 형상의 엔드포인트는 기울기 제어 출력 신호의 에지가 입력 클럭 신호와 동기화되는 것을 보증하도록 제어된다. 스위치(510)는 부하 용량(CLoad)을 적분기 및 파 성형기 회로(508)의 출력 또는 (통상적으로 온도 안정 및 저잡음 기준 전압인) 이 회로 블록의 전원 전압(VDD)에 결합하도록 구성된다. 일부 실시예에서, 스위치(510)는 제2 적분기 및 파 성형기(508)의 출력이 전원 전압을 충족시키지 않는 경우에 부하 용량(CLoad)을 전원 전압(VDD)에 결합하는 데 사용된다.
도 5에 도시된 바와 같이, 기울기 제어 여기 신호는 비교기(512)에 의해 처리되어, 입력 클럭과 여기 신호 간의 위상차를 조정하는 데 사용될 수 있는 신호를 형성한다. 비교기(512)의 출력에서의 신호의 위상은 위상 검출기(514)를 통해 입력 클럭 신호의 위상과 비교되며, 이는 전하 펌프 회로(516) 내의 2개의 스위치를 활성화하기 위한 2개의 제어 신호를 생성한다. 스위치는 충전 및 방전 전류 소스를 루프 필터 커패시터(C2)에 접속한다. 커패시터(C2)에서의 전압은 여기 신호와 입력 클럭 신호 사이의 위상차의 표시이다. 루프 필터 커패시터(C2)는 순간 위상차를 아날로그 전압으로 변환한다. 이 전압은 충전 및 방전 전류의 진폭을 제어하면서 적분 삼각 파형을 생성하는 데 사용된다. 일 실시예에서, 여기 펄스 생성 시스템(500)은 단일 집적 회로(IC) 내에 구현될 수 있다.
도 6은 예시적인 여기 신호 생성기(602), (판독 증폭기(104)를 포함하는) 용량성 압력 센서(604), 온도 센서(606), 다중화기(608), 아날로그/디지털 컨버터(ADC)(610), 디지털 신호 처리(612), 디지털 코어(614), 디지털 인터페이스(616), 전압 조절기(618), 메모리 인터페이스(620), 교정 계수를 저장하는 유닛(622) 및 FIFO(선입선출)(624)를 포함하는 디지털 압력 측정 시스템(600)의 일 실시예를 나타낸다. 여기 신호 생성기(602)는 전술한 실시예에 따라 기울기 제어 여기 신호를 용량성 압력 센서(604)에 제공한다. 다중화기(608)는 온도 센서(606) 또는 커패시터 센서(604)로부터 측정치를 선택하여, 측정치의 디지털 변환을 위해 ADC 회로(610)로 전송한다. 이어서, 추가 필터링 및 수학적 계산을 위해 ADC 출력이 디지털 신호 처리 유닛(612)을 통과한다. 디지털 코어(614) 및 디지털 인터페이스(616)는 온도 및 압력 측정치를 24 비트의 디지털 워드로 변환하는 내부 프로세서의 일부이다. 교정 계수(622)는 측정 정정을 위해 사용될 각각의 개별 압력 센서에 대한 교정 값을 저장한다. FIFO(624)는 저전력 모드 동안의 다수의 온도 및 압력 측정치를 저장한다. 메모리 인터페이스(620)는 이러한 값을 디지털 코어(614)에 제공한다. 실시예는 내부 회로에 전력을 공급하기 위한 내부 전압 조절기도 포함한다.
일 실시예에서, 디지털 압력 측정 시스템(600)은 단일 집적 회로, 및/또는 집적 회로 및/또는 개별 컴포넌트의 결합을 이용하여 구현될 수 있다. 시스템(600)은 예시적인 여기 신호 생성기를 구현할 수 있는 많은 예시적인 시스템 중 하나일 뿐이라는 것을 알아야 한다.
도 7은 MEMS 커패시터의 기울기를 제어하는 예시적인 방법(700)의 흐름도를 나타낸다. 단계 702에서, 제1 입력 신호에 대해 제1 적분이 수행된다. 일 실시예에서, 제1 입력 신호는 사각파 신호이다. 이어서, 단계 704에서, 제1 적분 출력 신호에 대해 제2 적분이 수행된다. 일 실시예에서, 제1 적분 출력은 삼각 파형이고, 제2 적분은 파 성형을 위해 수행된다. 출력 신호가 기준 전압(Vdd)에 도달하거나 소정량의 시간이 경과한 때, 출력은 일부 실시예에서 하강 에지 절차가 트리거링될 때까지 일정하게 유지된다(결국, 출력은 Vdd로 스위칭된다). 이어서, 단계 706에서, 제2 적분의 출력을 이용하여 MEMS 커패시터 브리지를 구동하며, 브리지는 2개의 섹션을 갖고, 각각의 섹션은 하나의 압력 감지 커패시터 및 하나의 기준 커패시터로 포함한다. 이어서, 단계 708에서, 입력 신호의 위상과 제2 적분의 출력이 동기화된다. 일 실시예에서, 위상 검출기를 이용하여 위상을 동기화한다. 이어서, 단계 710에서, 압력 감지 커패시터와 기준 커패시터의 공통 포인트에 접속된 판독 증폭기를 이용하여, 순간 커패시터 변화를 측정한다. 마지막으로, 단계 712에서, 판독 증폭기의 출력에 대해 A/D 변환을 수행하여 압력을 계산한다.
다양한 실시예에 따르면, 회로 또는 시스템은 동작시에 시스템이 액션을 수행하게 하는 시스템 상에 설치된 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 조합을 가짐으로써 특정 동작 또는 액션을 수행하도록 구성될 수 있다. 하나의 일반 양태는 용량성 센서를 이용하여 측정을 수행하는 방법을 포함하며, 방법은 주기적 여기 신호를 생성하는 단계 - 주기적 여기 신호는 일련의 펄스를 포함함 -; 일련의 펄스의 에지 전이를 평탄화하여, 성형된 주기적 여기 신호를 형성하는 단계; 성형된 주기적 여기 신호를 용량성 센서의 제1 포트에 제공하는 단계; 및 용량성 센서의 제2 포트에 의해 제공되는 신호를 측정하는 단계를 포함한다. 이 양태의 다른 실시예는 방법의 다양한 액션을 수행하도록 구성되는 대응하는 회로 및 시스템을 포함한다.
구현은 다음의 특징 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 방법은 측정된 신호에 기초하여 출력 측정치를 결정하는 단계를 더 포함한다. 방법에서, 결정된 출력 측정치는 압력 측정치를 포함한다. 방법에서, 에지 전이를 평탄화하는 단계는 생성된 주기적 여기 신호에 기초하여 제1 기울기 신호를 생성하여 기울기 여기 신호를 형성하는 단계를 포함한다. 방법에서, 에지 전이를 평탄화하는 단계는 기울기 신호를 적분하여, 성형된 주기적 여기 신호를 형성하는 단계를 더 포함한다. 방법은 성형된 주기적 여기 신호와 주기적 여기 신호 사이의 타이밍 차이에 기초하여 제1 기울기 신호의 기울기를 조정하는 단계를 더 포함한다. 방법에서, 제1 기울기 신호를 생성하는 단계는 제1 전류 소스를 이용하여 커패시터를 충전하고, 제2 전류 소스를 이용하여 커패시터를 방전하는 단계를 포함한다. 방법은 성형된 주기적 여기 신호와 주기적 여기 신호 사이의 타이밍 차이에 기초하여 제1 기울기 신호의 기울기를 조정하는 단계를 더 포함하며, 기울기를 조정하는 단계는 제1 전력 소스 및 제2 전류 소스의 전류를 조정하는 단계를 포함한다. 방법은 성형된 주기적 여기 신호와 주기적 여기 신호 사이의 타이밍 차이를 결정하는 단계를 더 포함한다. 방법에서, 타이밍 차이를 결정하는 단계는 위상 검출기를 이용하는 단계를 포함한다. 방법에서, 용량성 센서는 MEMS 센서를 포함한다. 방법에서, MEMS 센서는 제1 MEMS 압력 센서 및 제1 커패시터를 갖는 제1 분기, 및 제2 MEMS 압력 센서 및 제2 커패시터를 갖는 제2 분기를 구비하는 센서 브리지를 포함한다. 설명되는 기술의 구현은 하드웨어, 방법 또는 프로세스, 또는 컴퓨터 액세스 가능 매체 상의 컴퓨터 소프트웨어를 포함할 수 있다.
추가적인 일반 양태는 용량 센서의 제1 포트에 결합되도록 구성되는 여기 생성기를 포함하고, 여기 생성기는 펄스 생성기와, 펄스 생성기의 출력에 결합되는 펄스 평탄화 회로를 포함하는 시스템을 포함하며, 펄스 평탄화 회로의 출력은 용량성 센서의 제1 포트에 결합되도록 구성된다. 이 양태의 다른 실시예는 방법의 다양한 액션을 수행하도록 구성되는 대응하는 회로 및 시스템을 포함한다.
구현은 다음의 특징 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 시스템은 용량성 센서의 제2 포트에 결합되도록 구성되는 판독 회로를 더 포함한다. 시스템에서, 판독 회로는 용량성 센서의 제2 포트에 결합되도록 구성되는 A/D 컨버터를 포함한다. 시스템에서, 판독 회로는 용량성 센서의 제2 포트로부터 방출되는 신호에 기초하여 용량성 센서의 공진을 결정하도록 구성된다. 시스템은 용량성 센서를 더 포함한다. 시스템에서, 용량성 센서는 MEMS 센서를 포함한다. 시스템에서, MEMS 센서는 제1 MEMS 압력 센서 및 제1 커패시터를 갖는 제1 분기, 및 제2 MEMS 압력 센서 및 제2 커패시터를 갖는 제2 분기를 구비하는 센서 브리지를 포함한다. 시스템에서, 펄스 평탄화 회로는 펄스 생성기의 출력에 결합되는 입력을 갖는 램프 생성기(ramp generator)를 포함한다. 시스템에서, 램프 생성기는 제1 커패시터에 결합되는 제1 전류 소스 및 제2 전류 소스를 포함한다. 시스템에서, 펄스 평탄화 회로는 램프 생성기의 출력에 결합되는 적분기를 더 포함하며, 적분기의 출력은 펄스 평탄화 회로의 출력에 결합된다. 시스템은 펄스 생성기의 출력에 결합되는 제1 입력 및 적분기의 출력에 결합되는 제2 입력을 갖는 위상 검출기를 더 포함하며, 위상 검출기의 출력은 램프 생성기의 출력에서 신호의 기울기를 제어하도록 구성된다. 시스템은 위상 검출기의 출력에 결합되는 전하 펌프, 및 전하 펌프의 출력에 결합되는 제2 커패시터를 더 포함한다. 시스템에서, 램프 생성기의 출력에서의 신호의 기울기는 제2 커패시터 양단의 전압에 기초한다. 시스템에서, 여기 생성기는 집적 회로 상에 배치된다. 시스템에서, 용량성 센서는 집적 회로 상에 추가로 배치된다. 시스템에서, 펄스 평탄화 회로는 펄스 생성기의 출력에 결합되는 제1 적분기; 및 제1 적분기의 출력에 결합되는 제2 적분기를 포함하며, 제2 적분기의 출력은 펄스 평탄화 회로의 출력에 결합된다. 시스템은 펄스 생성기의 출력에 결합되는 제1 입력 및 적분기의 출력에 결합되는 제2 입력을 갖는 위상 검출기를 더 포함하며, 위상 검출기의 출력은 제1 적분기의 기울기를 제어하도록 구성된다. 시스템에서, 제1 적분기는 적분 커패시터에 결합되는 복수의 전류 소스를 포함하며, 제1 적분기의 기울기를 제어하는 것은 위상 검출기의 출력에 기초하여 복수의 전류 소스의 전류를 조정하는 것을 포함한다. 설명되는 기술의 구현은 하드웨어, 방법 또는 프로세스, 또는 컴퓨터 액세스 가능 매체 상의 컴퓨터 소프트웨어를 포함할 수 있다.
제1 실시예의 일부 구현의 장점은 여기 신호를 통해 용량성 MEMS가 디스에이블될 때 링잉의 효과를 줄이는 능력을 포함한다. 링잉의 양은 여기 신호 파 형상 및 MEMS 커패시터 공진 주파수의 함수이다.
제2 실시예
제2 실시예에서, ADC(106)는 그의 내부 샘플링 클럭 신호를 의사 무작위 지터에 의해 변경하여 링잉 잡음의 효과를 완화한다. 이러한 의사 무작위 지터는 ADC(106)가 그의 타이밍 기준을 도출하는 샘플링 클럭의 상승 및/또는 하강 에지의 타이밍을 변경함으로써 생성된다. 따라서, 센서(103)의 출력의 체계적인 링잉 에러가 광대역 신호로 변환되며, 필터(108)는 예를 들어 많은 디지털 샘플을 평균화하여 각각의 결합된 측정 샘플을 형성함으로써 광대역 신호를 억제할 수 있다.
도 8은 의사 무작위 지터를 갖는 클럭 신호를 생성하기 위해 도 1의 ADC(106)로서 사용될 수 있는 예시적인 ADC(800)를 나타낸다. ADC(800)는 가변 클럭 생성기(804), 주파수 분할기(806) 및 샘플링 유닛(808)을 포함한다.
가변 클럭 생성기(804)는 의사 무작위 지터를 갖는 가변 클럭 신호를 생성한다. 가변 클럭 생성기(804)는 가변 클럭 신호의 주기(Tper)의 길이를 스위칭함으로써 가변 클럭 신호 내에 이러한 의사 무작위 지터를 포함한다. Tper은 Tper의 클럭 사이클마다 스위칭되는 주기 조정치(ΔTper)만큼 증가된 최소 주기(Tper _min)와 동일하다. 샘플링 유닛(808)은 클럭 주파수 분할기(806)를 통해 더 낮은 클럭 주파수를 수신한다. 예를 들어, 도 8의 실시예에서, 클럭 주파수는 N배 더 낮은 정수이며, 따라서 유효 샘플링 클럭은 ΔTper의 N배와 동일한 지속기간(Tsw)의 클럭 지터를 갖는다. 일 실시예에서, Tsw는 적어도 하나의 주기(1/fres)에 걸쳐 확산되는 시간 포인트에서 공진 거동을 갖는 MEMS 신호를 무작위로 샘플링하도록 선택되며, 여기서 fres는 MEMS 센서의 공진 주파수이고, 공진 주기(Tres)는 fres의 역수이다. 일례로서, fres=5MHz, Tres=200ns 및 N=8인 상황에서, ΔTper는 200ns 미만(바람직하게는 200ns/4 미만)으로 낮아지지만, Tsw가 200ns보다 클 만큼 여전히 충분히 높다. 대안 실시예에서, 클럭 주파수 분할기(806)는 다른 분할비를 가질 수 있고/있거나, MEMS 센서는 상이한 공진 주파수를 가질 수 있다.
가변 클럭 생성기(804)는 가변 클럭 신호의 평균 주기(Tper _ avg)를 안정화하기 위해 클럭 제어기(802)에 의해 피드백 루프에서 제어된다. 클럭 제어기(802)는 발진 수정 또는 임의의 다른 형태의 안정된 전자 발진기일 수 있는 기준 발진기(803)에 의해 기분 발진기 신호를 제공받는다. 일 실시예에서, 클럭 제어기(802)는 위상 동기 루프를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 클럭 제어기(802)는 Tper _min의 주기와 다른 주기를 갖는 클럭 신호를 가변 클럭 생성기(804)에 제공할 수 있으며, 이어서 이 클럭 신호는 가변 클럭 생성기(804)에 의해 주파수가 스케일링된다. 가변 클럭 생성기(804)는 클럭 피드백 신호를 클럭 제어기(802)에 제공한다.
주파수 분할기(806)는 가변 클럭 생성기(804)의 출력에 결합되고, 주기(Tper)의 N배인 샘플링 주기(Tsam)를 갖는 샘플링 클럭 신호를 생성한다. 따라서, 샘플링 클럭 신호도 의사 무작위 지터를 포함한다.
샘플링 유닛(808)의 입력은 주파수 분할기(806)의 출력에 결합되어 샘플링 클럭 신호를 수신한다. 샘플링 유닛(808)은 도 1의 판독 증폭기(104)로부터 출력되는 2개의 증폭된 센서 응답 신호를 수신하는 입력도 갖는다. 샘플링 유닛(808)은 이러한 센서 응답 신호 간의 차이를 샘플링함으로써 샘플을 생성하며, 이러한 샘플링은 Tsam초마다 수행된다. 이러한 샘플은 ADC의 하나 이상의 후속 스테이지(도시되지 않음)에서 양자화된다. 일 실시예에서, ADC는 시그마-델타 컨버터이며, 양자화 스테이지(들)는 샘플링 유닛의 출력을 필터링하는 추가적인 루프 필터도 포함한다.
도 9는 도 1의 필터(108)의 출력에서의 상대 링잉 에러를 도시하는 그래프를 나타낸다. 샘플링 클럭의 최대 주기 시프트는 150 나노초이고, 16,384개의 디지털 샘플이 각각의 측정 샘플을 형성하도록 평균화되며, 스위칭 주파수(fsw)는 5120 kHz이다. 링잉 에러는 이상적인 커패시터로부터 형성된 센서의 무공진 응답 신호에 대해 계산된다. 이러한 상대 링잉 에러는 공진 주파수가 스위칭 주파수와 동일할 때 최소화되고, 공진 주파수가 스위칭 주파수로부터 임의 방향으로 변할 때 증가한다.
도 10은 예시적인 가변 클럭 생성기(804)의 블록도를 나타낸다. 가변 클럭 생성기(804)는 카운터(1002), 역다중화기(1004), LFSR(1006) 및 발진기(1008)를 포함한다.
카운터(1002)는 클럭 제어기(802)로부터 클럭 제어 신호를 수신하는 카운터 재설정 입력을 갖는다. 도 10의 전형적인 실시예에서, 이러한 클럭 제어 신호의 주파수는 160 kHz이다. 카운터(1002)는 가변 클럭 신호를 수신하기 위해 발진기(1008)의 출력에 결합되는 카운터 클럭 입력도 갖는다. 도 10의 실시예에서, 카운터(1002)는 발진기(1008)로부터 수신되는 가변 클럭 신호와 동기하여 0에서 7로 증가되는 카운트 값을 나타내는 카운터 신호를 생성하는 3 비트 카운터이며, 카운트 값은 카운터 재설정 입력 상의 상승 에지에 의해 0으로 재설정된다. 카운터 신호의 최상위 비트는 클럭 제어기(802)에 피드백 제어 신호로서 제공된다. 이 피드백 제어 신호는 가변 클럭 신호의 주파수의 1/8이다.
역다중화기(1004)는 또한 카운터 신호를 수신하기 위해 카운터(1002)의 출력에 결합되는 입력을 갖는다. 역다중화기(1004)는 카운트 값에 기초하여 이진 LFSR 인에이블 신호를 스위치 온 또는 오프한다. 역다중화기(1004)는 또한 카운터 신호의 값에 기초하여 AND 게이트(1010)에 대한 제1 이진 입력을 스위치 온 또는 오프한다.
도 10의 실시예에서, 카운트 값이 0 또는 1일 때, 역다중화기는 LFSR 인에이블 신호를 스위치 온하고, 그렇지 않을 때, 역다중화기(1004)는 LFSR 인에이블 신호를 스위치 오프한다. 카운트 값이 3 또는 4일 때, 역다중화기는 AND 게이트(1010)에 대한 제1 입력을 스위치 온하고, 그렇지 않을 때, 역다중화기(1004)는 AND 게이트(1010)를 스위치 오프한다. 카운트 값은 8개의 가능한 값 중 어느 하나를 취할 수 있으므로, LFSR 인에이블 신호는 발진기(1008)의 가변 클럭 주기의 제1 쿼터 동안에만 스위치 온되며, AND 게이트(1010)에 대한 제1 입력은 발진기 클럭 주기의 다음 쿼터 동안에만 스위치 온된다.
LFSR(1006)은 역다중화기(1004)로부터 LFSR 인에이블 신호를 수신하는 인에이블 입력을 포함한다. LFSR(1006)은 클럭 제어기(802)로부터 클럭 제어 신호를 LFSR 재설정 신호로서 수신하는 재설정 입력도 갖는다. LFSR(1006)은 발진기(1008)로부터 출력되는 가변 클럭 신호를 수신하는 클럭 입력도 포함한다. LFSR 인에이블 신호 및 LFSR 재설정 신호에 기초하여, LFSR(1006)은 가변 클럭 신호와 동기화되는 의사 무작위 시퀀스를 생성한다. 일부 실시예에서, LFSR(1006)은 피보나치(Fibonacci) LFSR이다. 다른 실시예에서, LFSR(1006)은 갈로이스(Galois) LFSR이다. 또 다른 실시예에서, 비선형 피드백 시프트 레지스터를 포함하는 이 분야에 공지된 임의의 의사 무작위 시퀀스 생성기가 LFSR(1006) 대신 사용될 수 있다.
도 10의 실시예에서, LFSR(1006)은 LFSR(1006)의 2비트 이진 상태를 나타내는 LFSR 상태 신호를 출력하는 17비트 LFSR이다. LFSR(1006)은 이러한 LFSR 상태 신호를 AND 게이트(1010)의 제2 이진 입력에 한 비트씩 제공한다. 이러한 LFSR 상태 신호 및 AND 게이트(1010)의 제1 입력에서의 신호에 기초하여, AND 게이트(1010)는 주파수 선택 신호를 생성하며, 이 신호도 2비트 이진 시퀀스이다.
클럭 생성기(804)는 AND 게이트(1010)로부터 이러한 주파수 선택 신호를 수신하고 발진기(1008)로부터 출력되는 가변 클럭 신호도 수신하는 D 플립플롭(1012)도 포함한다. D 플립플롭(1012)은 또한 발진기(1008)의 입력에 결합되는 출력을 가지며, D 플립플롭(1012)은 가변 클럭 신호와 동기하여 주파수 선택 신호를 한 비트씩 발진기(1008)에 제공한다.
발진기(1008)는 가변 클럭 신호를 생성하며, 발진기(1008)는 D 플립플롭(1012)에 의해 제공되는 주파수 선택 신호에 기초하여 가변 클럭 신호를 변경한다. 발진기(1008)는 발진 주파수(fosc)를 가지며, 그의 최대치는 (도 8에 도시된) Tper_min의 역수이다. 가변 클럭 신호의 2개의 주기마다(즉, 2개의 발진마다) 발진기에 의해 수신되는 주파수 선택 신호의 2비트 이진 값에 기초하여, 발진기(1008)는 그의 발진 주파수(fosc)를 그의 이전 값으로 유지하거나, 그의 발진 주파수를 주파수 시프트만큼 줄인다. 발진기(1008)의 주파수를 이러한 주파수 시프트만큼 줄이는 것은 ΔTper의 주기 조정치를 Tper _min에 더하여 가변 클럭 신호의 주기(Tper)를 획득하는 것에 대응한다.
도 10의 실시예에서, 발진기(1008)는 그의 주파수 시프트를 각각의 스위칭 시간에 50 나노초의 역수인 양만큼 변경하며, 임의의 시간의 총 주파수 시프트는 0, 50, 100 또는 150 나노초의 ΔTper의 역수이다. 발진기의 최대 주파수(fosc)는 1280 kHz에 대응하며, 이는 781.25 나노초의 가변 클럭 신호의 최소 주기에 대응한다.
일례에서, 가변 클럭 생성기(804)의 주파수는 샘플링 클럭의 주파수의 8배(즉, N=8)이며, 따라서 주파수 시프트는 샘플링 클럭의 각각의 주기(Tsam) 동안 4번 결정된다. 이 경우, 발진기(1008)는 샘플링 클럭 신호의 각각의 주기(Tsam) 동안 4개의 스위칭 시간 각각에서 그의 주파수 시프트를 그의 이전 값으로부터 변경할 수 있다. 이 예에서, 샘플링 클럭 주기(Tsam)의 최소치는 781.25 나노초의 가변 클럭 신호의 최소 주기의 8배이며, 이는 6250 나노초이다. Tsam의 이러한 최소 지속기간은 이 예에서 160 kHz의 최대 샘플링 클럭 주파수에 대응한다. 150 나노초의 최대 ΔTper에 대응하는 주파수 시프트가 적용될 때, 발진기는 931.25 나노초의 최대 주기(Tper)를 갖는다. Tsam의 최대치는 이 최대 Tper의 8배 또는 7450 나노초이므로, 이는 이 예에서 134.2 kHz의 최대 샘플링 클럭 주파수에 대응한다. 긴 시간 간격 동안 적용되는 ΔTper의 예상 평균은 75 나노초일 것이다. 이러한 예상 평균은 ΔTper의 의사 무작위 선택 값인 0, 50, 100 및 150 나노초를 평균화함으로써 결정된다. 따라서, Tper의 예상 평균은 856.26 나노초이고, 이는 이 예에서 6850 나노초의 평균 샘플링 클럭 주기(Tsam) 및 146.0 kHz의 평균 샘플링 주파수에 대응한다.
도 11은 예시적인 측정 방법을 나타내는 흐름도이다. 방법은 단계 1102에서 시작한다. 단계 1104에서, 센서(103)는 여기 신호에 응답하여 응답 신호를 생성한다. 단계 1106에서, 카운터 신호가 가변 클럭 신호에 동기하여 증가된다. 단계 1108에서, 카운터 신호의 카운트 값에 따라 LFSR 인에이블 신호가 결정된다. 단계 1110에서, LFSR 인에이블 신호 및 클럭 제어 신호에 따라 가변 클럭 신호에 동기하여 m비트 LFSR 상태 신호가 결정된다. 단계 1112에서, LFSR 상태 신호 및 카운터 신호의 카운트 값에 따라 주파수 선택 신호가 결정된다.
단계 1114에서, 이전의 주파수 시프트와 다른 새로운 주파수 시프트가 주파수 선택 신호에 의해 선택되었는지에 기초하여 흐름 결정이 수행된다. 새로운 주파수 시프트가 선택된 경우, 흐름은 단계 1118에서 계속되며, 여기서 가변 클럭 신호의 주파수는 선택된 주파수 시프트에 따라 스위칭된다. 그렇지 않은 경우에 흐름은 단계 1116에서 계속되며, 여기서 가변 클럭 신호의 최종 주파수가 유지된다. 이어서, 흐름은 어느 경우에나 단계 1120에서 계속되며, 여기서 가변 클럭 신호는 샘플링 클럭 신호를 획득하기 위해 N의 팩터에 의해 주파수가 다운스케일링된다. 단계 1122에서, 센서(103)에 의해 생성된 응답 신호가 샘플링 클럭 신호에 따라 샘플링된다.
단계 1124에서, 평균화 동작을 수행하기에 충분한 샘플이 수집되었는지에 기초하여 흐름 결정이 수행된다. 이러한 필요한 샘플 수는 예를 들어 설계 설정에 기초할 수 있다. 충분한 샘플이 수집되지 않은 경우, 흐름은 단계 1125에서 계속되며, 여기서 클럭 제어 신호가 상승 에지를 갖는지에 기초하여 다른 흐름 결정이 수행된다. 상승 에지가 검출되지 않는 경우, 흐름은 단계 1106에서 계속된다.
단계 1125에서 상승 에지가 검출되는 경우, 흐름은 단계 1127에서 계속되며, 여기서 카운터가 0으로 재설정된다. 이어서, 흐름은 단계 1108에서 계속된다.
단계 1124에서 평균화를 위한 충분한 샘플이 수집된 경우, 흐름은 단계 1126에서 계속되며, 여기서 이러한 샘플을 함께 평균화하여, 결합된 압력 측정 샘플을 획득한다. 이어서, 단계 1128에서 방법이 종료된다.
다양한 실시예에 따르면, 회로 또는 시스템은 동작시에 시스템이 액션을 수행하게 하는 시스템 상에 설치된 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 조합을 가짐으로써 특정 동작 또는 액션을 수행하도록 구성될 수 있다. 하나의 일반 양태는 마이크로 전기 기계 시스템(MEMS) 요소를 포함하는 센서에 의해 여기 신호에 응답하여 응답 신호를 생성하는 단계; 의사 무작위 지터에 따라 샘플링 클럭 신호를 생성하는 단계; 샘플링 클럭 신호에 따라 응답 신호를 샘플링하여 복수의 디지털 샘플을 결정하는 단계; 및 복수의 디지털 샘플을 결합하여 측정 샘플을 형성하는 단계를 포함하는 측정 방법을 포함한다. 이 양태의 다른 실시예는 방법의 다양한 액션을 수행하도록 구성되는 대응하는 회로 및 시스템을 포함한다.
구현은 다음의 특징 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 방법에서, 샘플링 클럭 신호를 생성하는 단계는 스위칭 주파수에 따라 스위칭하는 가변 클럭 주파수를 갖는 가변 클럭 신호를 생성하는 단계를 포함하고, 샘플링 클럭 신호의 주기는 가변 클럭 신호의 주기의 정수배이다. 방법에서, 여기 신호는 사각파를 포함하고, MEMS 요소는 제1 압력 감지 커패시터를 포함한다. 방법에서, 가변 클럭 신호를 생성하는 단계는 선형 피드백 시프트 레지스터(LFSR)에 의해 가변 클럭 신호 및 기준 발진기 신호에 따라 LFSR 상태 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 방법에서, 가변 클럭 신호를 생성하는 단계는 가변 클럭 신호 및 기준 발진기 신호에 따라 카운터 신호를 생성하는 단계; 카운터 신호에 따라 LFSR 인에이블 신호를 생성하는 단계; 및 LFSR 상태 신호 및 카운터 신호에 따라 주파수 선택 신호를 생성하는 단계를 더 포함하고, LFSR 상태 신호를 생성하는 단계는 또한 LFSR 인에이블 신호에 따르고, 가변 클럭 신호를 생성하는 단계는 또한 주파수 선택 신호에 따른다. 방법에서, 센서는 용량 브리지를 더 포함하고, 용량 브리지는 제1 브리지 섹션 및 제2 브리지 섹션을 포함하고, 제2 브리지 섹션은 제2 압력 감지 커패시터 및 제3 커패시터를 포함하고, 제1 브리지 섹션은 제1 압력 감지 커패시터 및 제4 커패시터를 포함하고, 응답 신호는 제1 브리지 섹션의 출력 신호 및 제2 브리지 섹션의 출력 신호를 포함한다. 방법에서, 복수의 디지털 샘플을 결합하는 단계는 복수의 디지털 샘플을 평균화하는 단계를 포함한다. 방법에서, 스위칭 주파수는 MEMS 요소의 기계 공진 주파수의 0.9배보다 작지 않으며, 스위칭 주파수는 MEMS 요소의 기계 공진 주파수의 1.1배보다 크지 않다. 설명되는 기술의 구현은 하드웨어, 방법 또는 프로세스, 또는 컴퓨터 액세스 가능 매체 상의 컴퓨터 소프트웨어를 포함할 수 있다.
하나의 일반 양태는 센서를 포함하는 측정 회로를 포함하며, 센서는 마이크로 전기 기계 시스템(MEMS) 요소를 포함하고, 회로는 여기 신호에 응답하여 응답 신호를 생성하고; 의사 무작위 지터에 따라 샘플링 클럭 신호를 생성하고; 샘플링 클럭 신호에 따라 응답 신호를 샘플링하여 복수의 디지털 샘플을 결정하고; 복수의 디지털 샘플을 결합하여 측정 샘플을 형성하도록 구성된다. 이 양태의 다른 실시예는 방법의 다양한 액션을 수행하도록 구성되는 대응하는 회로 및 시스템을 포함한다.
구현은 다음의 특징 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 회로는 스위칭 주파수에 따라 스위칭하는 가변 클럭 주파수를 갖는 가변 클럭 신호를 생성하도록 더 구성되고, 샘플링 클럭 신호의 주기는 가변 클럭 신호의 주기의 정수배이다. 회로에서, 여기 신호는 사각파를 포함하고, MEMS 요소는 제1 압력 감지 커패시터를 포함한다. 회로는 가변 클럭 신호 및 기준 발진기 신호에 따라 선형 피드백 시프트 레지스터(LFSR) 상태 신호를 생성하도록 구성되는 LFSR을 더 포함한다. 회로에서, 회로는 가변 클럭 신호 및 기준 발진기 신호에 따라 카운터 신호를 생성하고; 주파수 선택 신호에 따라 가변 클럭 신호를 생성하고; 카운터 신호에 따라 LFSR 인에이블 신호를 생성하고; LFSR 상태 신호 및 카운터 신호에 따라 주파수 선택 신호를 생성하도록 더 구성되며, LFSR은 LFSR 인에이블 신호에 따라 LFSR 상태 신호를 생성하도록 더 구성된다. 회로에서, 센서는 용량 브리지를 더 포함하고, 용량 브리지는 제1 브리지 섹션 및 제2 브리지 섹션을 포함하고, 제2 브리지 섹션은 제2 압력 감지 커패시터 및 제3 커패시터를 포함하고, 제1 브리지 섹션은 제1 압력 감지 커패시터 및 제4 커패시터를 포함하고, 응답 신호는 제1 브리지 섹션의 출력 신호 및 제2 브리지 섹션의 출력 신호를 포함한다. 회로는 복수의 디지털 샘플을 평균화하여 측정 샘플을 형성하도록 더 구성된다. 회로에서, 스위칭 주파수는 MEMS 요소의 기계 공진 주파수의 0.9배보다 작지 않으며, 스위칭 주파수는 MEMS 요소의 기계 공진 주파수의 1.1배보다 크지 않다. 설명되는 기술의 구현은 하드웨어, 방법 또는 프로세스, 또는 컴퓨터 액세스 가능 매체 상의 컴퓨터 소프트웨어를 포함할 수 있다.
하나의 일반 양태는 마이크로 전기 기계 시스템(MEMS) 요소; MEMS 요소의 출력에 결합되는 아날로그/디지털 컨버터(ADC) - ADC는 의사 무작위 시퀀스 생성기; 및 의사 무작위 시퀀스 생성기의 출력에 결합되는 입력을 포함하는 제1 발진기를 포함함 -; 및 ADC의 출력에 결합되는 입력을 포함하는 필터를 포함하는 측정 장치를 포함한다. 이 양태의 다른 실시예는 방법의 다양한 액션을 수행하도록 구성되는 대응하는 회로 및 시스템을 포함한다.
구현은 다음의 특징 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 장치에서, ADC는 제1 발진기의 출력과 필터 입력 사이에 결합되는 주파수 분할기를 포함한다. 장치는 사각파 생성기를 더 포함하며, 사각파 생성기는 MEMS 요소의 입력에 결합되는 출력을 포함하고, MEMS 요소는 제1 압력 감지 커패시터를 포함한다. 장치에서, 의사 무작위 시퀀스 생성기는 선형 피드백 시프트 레지스터(LFSR)을 더 포함한다. 장치에서, 의사 무작위 시퀀스 생성기는 카운터 및 논리 네트워크를 더 포함하고, 카운터는 기준 발진기의 출력에 결합되는 카운터 재설정 입력, 및 제1 발진기 출력에 결합되는 카운터 클럭 입력을 포함하고, LFSR은 카운터의 출력에 결합되는 인에이블 입력, 기준 발진기 출력에 결합되는 LFSR 재설정 입력, 제1 발진기 출력에 결합되는 LFSR 클럭 입력, 및 제1 발진기 입력에 결합되는 LFSR 출력을 포함하고, 논리 네트워크는 카운터 출력에 결합되는 제1 논리 입력, LFSR 출력에 결합되는 제2 논리 입력, LFSR의 인에이블 입력에 결합되는 제1 논리 출력, 및 제1 발진기 입력에 결합되는 제2 논리 출력을 포함한다. 장치는 용량 브리지를 더 포함하고, 용량 브리지는 제1 브리지 섹션 및 제2 브리지 섹션을 포함하고, 제2 브리지 섹션은 제2 압력 감지 커패시터 및 제3 커패시터를 포함하고, 제1 브리지 섹션은 제1 압력 감지 커패시터 및 제4 커패시터를 포함한다. 장치에서, 필터는 저역 통과 필터를 포함한다. 장치에서, 장치는 10 세제곱 밀리미터보다 크지 않은 부피를 차지한다. 장치는 샘플링 지터를 갖는 마이크로 전기 기계 시스템을 이용하는 측정 시스템 및 방법도 포함할 수 있다. 설명되는 기술의 구현은 하드웨어, 방법 또는 프로세스, 또는 컴퓨터 액세스 가능 매체 상의 컴퓨터 소프트웨어를 포함할 수 있다.
본 발명의 예시적인 실시예는 공진에 의해 유발되는 협대역 잡음을 억제하는 장점을 갖는다. 예시적인 시스템은 예를 들어 의사 무작위 샘플링 클럭 지터를 이용하여 잡음 대역의 폭을 증가시켜 더 쉽게 필터링되게 할 수 있다.
제3 실시예
제3 실시예에서, MEMS 압력 센서는 다양한 치수를 갖는 MEMS 압력 센서 어레이를 이용하여 구현되며, 따라서 MEMS 압력 센서 각각은 상이한 주파수에서 공진한다. 따라서, MEMS 압력 센서가 여기 신호에 의해 자극될 때, 링잉의 진폭은 서로 위상이 다른 다양한 공진 응답으로 인해 다양한 시간에 감소될 수 있다. 이것은 예를 들어 센서를 전기적으로 병렬 접속함으로써 개별 공진 신호가 더해지기 때문이다. MEMS 압력 센서의 감쇠 부족 응답에 의해 유발되는 링잉을 줄이기 위해 MEMS 용량성 압력 센서 어레이를 갖도록 설계된다. 각각의 용량성 압력 센서는 상이한 치수를 갖도록 설계되며, 따라서 각각의 용량성 센서 요소에 대한 고조파 주파수는 어레이 내의 다른 것과 상이하다. 사각파 여기 신호에 의해 여기될 때, 각각의 용량성 센서 요소는 상이한 공진 주파수로 링잉하고, MEMS 압력 센서의 감쇠 부족 응답을 유도할 수 있는 고조파를 감쇠시킬 것이다.
도 12(a)는 압력 감지 MEMS 어레이(1202)의 개략도를 나타내고, 도 12(b)는 병렬 접속된 20개의 셀을 포함하는 MEMS 어레이의 대응하는 레이아웃 구성(1204)을 나타낸다. 각각의 단위 셀은 상이한 공진 주파수를 갖기 위해 상이한 치수를 갖도록 설계된다. 예를 들어, 도 12(a)에 도시된 바와 같이, 제1 MEMS 셀은 변마다 55.050㎛의 치수를 갖고, 제2 MEMS 셀은 변마다 55.500㎛의 치수를 갖고, 마지막 MEMS 셀은 +/- 7.5%의 전체 확산을 위해 변마다 63.975㎛의 치수를 갖는다. 도 12(a) 및 12(b)의 예는 많은 가능한 실시예 구현 중 하나일 뿐이라는 것을 이해해야 한다. 본 발명의 대안 실시예에서, 전체 확산은 물론, 장치 크기가 분산되는 방식도 다를 수 있다.
MEMS 셀 각각이 상이한 치수를 가지므로, MEMS 셀 각각은 상이한 공진 주파수를 갖는다. 따라서, 각각의 MEMS 셀은 입력 여기 신호에 의해 자극될 때 상이한 주파수에서 링잉한다. 소정 기간에 링잉 진폭은 파괴 간섭으로 인해 작을 수 있거나, 링잉 진폭은 보강 간섭으로 인해 더 클 수 있다. 다양한 실시예에서, 링잉은 동일한 크기의 MEMS를 갖는 어셈블리에 비해 감소한다. 일 실시예에서, MEMS 셀의 크기는 MEMS 셀의 공진 주파수가 확산되도록 선택되며, 따라서 MEMS 셀의 출력은 MEMS 셀의 링잉 응답으로 인한 측정 에러를 줄이거나 최소화하기 위해 파괴 간섭이 발생하는 적절한 기간 동안 측정 및/또는 샘플링될 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 최소 및 최대 MEMS 센서 셀 간의 전체적인 기하학적 확산은 물론, 셀 크기가 분산되는 방식은 특정 MEMS 센서 셀에 대한 크기 확산이 복합 응답에 대한 링잉의 감소에 영향을 주는 방식을 결정하기 위한 시뮬레이션을 수행함으로써 결정될 수 있다. 하나의 특정 실시예에서, 각각의 셀의 치수의 변화는 7.5% 내로 제한된다. 그러나, 이것은 일례일 뿐이며, 본 발명의 대안 실시예에서 치수의 변화의 한계는 7.5%보다 크거나 작을 수 있다.
도 13은 동일한 치수 및 동일한 공진 주파수를 갖는 각각의 MEMS 셀을 포함하는 MEMS 압력 센서를 이용하는 출력 파형의 그래프를 나타낸다. 수평축은 밀리초 단위의 시간을 나타내고, 수직축은 정규화된 출력 값을 나타낸다. 파형(1300)은 사각파 입력 여기 신호에 의해 여기될 때의 출력 링잉의 정규화된 진폭을 나타낸다. 이 파형은 링잉의 정착 시간이 더 길고, 진폭이 더 크다는 것을 나타낸다.
도 14는 각각의 단위 셀에 대한 상이한 치수 및 확산된 공진 주파수를 갖는 MEMS 압력 센서를 이용하는 출력 파형의 그래프를 나타낸다. 수평축은 초 단위의 시간을 나타내고, 수직축은 정규화된 출력 값을 나타낸다. 도시된 바와 같이, 시간 응답의 정착 시간은 모든 MEMS 셀이 동일 치수를 갖는 도 13의 그래프에 의해 표현되는 실시예보다 빠르다. 일 실시예에서, ADC는 링잉 응답이 최소인 시간에 MEMS 압력 센서의 출력을 샘플링할 수 있다. 도 14의 그래프에 의해 표현되는 특정 실시예에서, 그러한 시간은 예를 들어 정규화된 링잉 응답이 0.1%보다 작을 때 약 2㎲ 내지 약 4㎲ 또는 6㎲ 내지 9㎲를 포함할 수 있다. 대안 실시예에서, 특정 실시예 및 그의 사양에 따라 다른 정착 시간 및 샘플링 주기가 사용될 수 있다. 따라서, 다양한 실시예에서, MEMS 공진 주파수 및 샘플링 클럭 주파수는 이러한 예시적인 방법의 이익을 잃지 않고서 시간 또는 온도 또는 전원 전압에 따라 변할 수 있다.
도 15는 공진 주파수가 확산되는 출력 파형의 주파수 스펙트럼의 그래프를 나타낸다. 수평축은 주파수를 나타내고, 수직축은 크기를 나타낸다. 일 실시예에서, 공진 주파수는 4.5 MHz와 6.2 MHz 사이에서 확산된다.
도 16은 출력 전압 링잉을 나타내는 2개의 시뮬레이션 파형을 포함하는 비교 그래프를 나타낸다. 파형(1602)은 각각의 단위 셀이 동일한 치수 및 공진 주파수를 갖는 MEMS 압력 센서 어레이를 포함하는 실시예의 파형이고, 파형(1604)은 각각의 단위 셀이 상이한 치수를 갖는 MEMS 압력 센서 어레이를 포함하는 실시예의 파형이다. 파형(1602)은 6uV 피크 대 피크 주변의 링잉 진폭을 나타내고, 파형(1604)은 1uV 피크 대 피크 주변의 링잉 진폭을 나타낸다.
다양한 실시예에 따르면, 회로 또는 시스템은 동작시에 시스템이 액션을 수행하게 하는 시스템 상에 설치된 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 조합을 가짐으로써 특정 동작 또는 액션을 수행하도록 구성될 수 있다. 하나의 일반 양태는, 공진 주파수가 서로 다른 복수의 MEMS 센서를 포함하는 MEMS 장치를 이용하여 측정을 수행하는 방법을 포함한다. 이 방법은, MEMS 장치의 제1 포트에 여기 신호를 인가하는 단계 - 복수의 MEMS 센서 각각은 여기 신호에 의해 자극됨 -; MEMS 장치의 제2 포트에서 신호를 측정하는 단계; 및 신호 측정에 기초하여 측정치를 결정하는 단계를 포함한다. 이 양태의 다른 실시예는 방법의 다양한 액션을 수행하도록 구성되는 대응하는 회로 및 시스템을 포함한다.
구현은 다음의 특징 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 방법에서, MEMS 장치는 MEMS 압력 센서를 포함하고, 측정치는 압력을 포함한다. 방법에서, 브리지 구성은 제1 커패시터에 결합되는 MEMS 센서의 제1 그룹을 갖는 제1 분기, 및 제2 커패시터에 결합되는 MEMS 센서의 제2 그룹을 갖는 제2 분기를 포함한다. 방법에서, 복수의 MEMS 센서 각각은 상이한 크기 치수를 포함한다. 방법에서, 크기 치수는 약 +/- 7.5%만큼 변한다. 방법에서, 크기 치수는 균일하게 분산된다. 방법에서, 복수의 MEMS 센서는 브리지 구성으로 결합된다. 방법에서, MEMS 장치의 제2 포트에서 신호를 측정하는 단계는 A/D 변환을 수행하는 단계를 포함한다. 방법에서, MEMS 장치의 과도 응답은 상이한 공진 주파수에서의 링잉을 포함하고, 링잉은 보강 간섭의 시간 간격 및 파괴 간섭의 간격을 포함한다. 방법에서, MEMS 장치의 제2 포트에서 신호를 측정하는 단계는 파괴 간섭의 간격 동안 MEMS 장치의 제2 포트에서 신호를 측정하는 단계를 포함한다. 방법에서, 신호를 측정하는 단계는 파괴 간섭의 간격 동안 신호를 샘플링하는 단계를 더 포함한다. 방법에서, 신호를 측정하는 단계는 파괴 간섭의 간격 동안 신호의 A/D 변환을 수행하는 단계를 더 포함한다. 설명되는 기술의 구현은 하드웨어, 방법 또는 프로세스, 또는 컴퓨터 액세스 가능 매체 상의 컴퓨터 소프트웨어를 포함할 수 있다.
하나의 일반 양태는 브리지를 포함하는 마이크로 전기 기계 시스템(MEMS) 센서 어레이를 포함하고, 브리지는 제1 브리지 섹션 및 제2 브리지 섹션을 포함하고, 제1 브리지 섹션은 제1 기준 MEMS 커패시터에 결합되는 제1 압력 감지 MEMS 센서를 포함하고, 제1 압력 감지 MEMS 센서는 상이한 공진 주파수를 갖는 다수의 MEMS 센서의 제1 어레이를 포함한다. 이 양태의 다른 실시예는 방법의 다양한 액션을 수행하도록 구성되는 대응하는 회로 및 시스템을 포함한다.
구현은 다음의 특징 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 시스템에서, 제2 브리지 섹션은 제2 기준 MEMS 커패시터에 결합되는 제2 압력 감지 MEMS 센서를 포함하고, 제2 압력 감지 MEMS 센서는 상이한 공진 주파수를 갖는 다수의 MEMS 센서의 제2 어레이를 포함한다. 시스템에서, 제1 어레이의 다수의 MEMS 센서는 병렬 결합되며, 제2 어레이의 다수의 MEMS 센서는 병렬 결합된다. 시스템에서, 제1 어레이의 다수의 MEMS 센서는 직사각형이다. 시스템에서, 제1 어레이의 다수의 MEMS 센서는 상이한 치수를 갖는다. 시스템에서, 상이한 치수는 상이한 길이를 포함한다. 시스템에서, 상이한 길이는 약 +/- 7.5%의 변화를 갖는다. 시스템은 MEMS 센서 어레이의 제1 포트에 결합되는 출력을 갖는 여기 생성기, 및 MEMS 센서 어레이의 제2 포트에 결합되는 입력을 갖는 측정 회로를 더 포함한다. 시스템에서, 측정 회로는 A/D 컨버터를 포함한다. 시스템은 A/D 컨버터의 출력에 결합되는 필터를 더 포함한다. 시스템에서, 필터는 저역 통과 필터를 포함한다. 설명되는 기술의 구현은 하드웨어, 방법 또는 프로세스, 또는 컴퓨터 액세스 가능 매체 상의 컴퓨터 소프트웨어를 포함할 수 있다.
다른 일반 양태는, 공진 주파수가 서로 상이한 복수의 MEMS 센서를 포함하는 MEMS 장치와, MEMS 장치의 제1 포트에 결합된 여기 신호 발생기를 포함하는 시스템을 포함한다. 여기 신호 발생기는 여기 신호를 생성하도록 구성되고, 복수의 MEMS 센서 각각은 여기 신호에 의해 자극된다. 이 시스템은 MEMS 장치의 제2 포트에 결합된 측정 회로를 포함한다. 이 양태의 다른 실시예는 이 방법의 다양한 액션을 수행하도록 구성된 대응하는 회로 및 시스템을 포함한다.
실시예는 이하 특징 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 이 시스템에서, 이 측정 회로는 파괴 간섭 기간 동안 MEMS 장치의 제2 포트에서 신호를 측정하도록 구성된다. 이 시스템에서 측정 회로는 A/D 컨버터를 포함한다.
일부 실시예의 장점은 용량성 MEMS 어레이가 상이한 치수 및 공진 주파수를 갖는 MEMS 셀을 갖도록 설계될 때 링잉의 효과를 줄이는 능력을 포함한다.
제4 실시예
제4 실시예에서는, 오버샘플링 아날로그/디지털 컨버터(ADC)를 이용하여, MEMS 센서의 출력을 모니터링한다. 오버샘플링 ADC에서의 유휴 톤을 완화하기 위해, 디더링 클럭을 이용하여 오버샘플링 ADC를 동작시킨다. 일부 실시예에서, 디더 클럭 신호는 여기서 개시되는 제2 실시예에 따라 생성될 수 있다.
다양한 실시예에 따르면, 아날로그 신호의 디지털 도메인으로의 변환은 시그마-델타 아날로그/디지털 컨버터(ADC)를 이용하여 수행된다. 다양한 실시예의 시그마-델타 ADC는 피드백 및 기준 전압 공급원을 포함한다. 압력 감지를 위해, 측정 신호는 일반적으로 DC에 가까운 매우 낮은 주파수를 갖는다. 예를 들어, 압력 감지는 0 내지 10 Hz의 입력 신호를 측정할 수 있다. 본 발명자는 시그마-델타 ADC 내에 존재하는 유휴 톤이 곱셈 방식으로 기준 전압 공급원 내의 잡음과 상호작용하여 DC에서의 에러 성분을 생성하는 것으로 결정하였다. 다양한 실시예에서, 시그마-델타 ADC는 잡음 성분을 확산시키고 DC에서의 에러 성분을 줄이거나 제거하기 위해 디더링 클럭을 구비한다. 그러한 실시예에서, 디더링 클럭은 예를 들어 전압 공급 회로, 시그마-델타 ADC, 출력 필터 또는 다른 컴포넌트를 포함하는 인터페이스 회로를 위한 시스템 클럭으로 사용된다.
도 17은 MEMS 압력 센서(1702), 출력 회로(1704), 디더링 클럭(1706) 및 전원 회로(1708)를 포함하는 MEMS 압력 센서 시스템(1700)의 일 실시예의 시스템 블록도를 나타낸다. 다양한 실시예에 따르면, MEMS 압력 센서(1702)는 물리 압력 측정치(PMES)를 아날로그 신호(AMES)로 변환한다. MEMS 압력 센서(1702)는 디더링 클럭(1706)으로부터의 디더링 클럭 신호(CLK)에 기초하여 스위칭 전압을 전압 기준(VREF)로서 생성할 수 있는 전원 회로(1708)로부터 전압 기준(VREF)을 수신한다. 전원 회로(1708)는 또한 전압 기준(VREF)을 출력 회로(1704)에 제공할 수 있다. 출력 회로(1704)는 아날로그 신호(AMES)를 수신하고, 아날로그 신호(AMES)에 기초하여 디지털 압력 신호(DMES)를 생성한다.
다양한 실시예에서, 출력 회로(1704)는 디지털 압력 신호(DMES)를 생성하기 위해 아날로그 신호(AMES)를 증폭, 변환 및 필터링하도록 동작한다. 그러한 실시예에서, 출력 회로는 디더링 클럭(1706)으로부터의 디더링 클럭 신호(CLK)에 의해 제어되는 샘플링 시간에 기초하여 아날로그 신호(AMES)를 디지털 압력 신호(DMES)로 변환하는 시그마-델타 ADC를 포함한다. 디더링 클럭에 기초하는 시그마-델타 ADC의 동작은 시그마-델타 ADC로부터의 유휴 톤과 전압 기준(VREF) 내의 잡음의 상호작용을 통해 생성되는 DC 잡음 성분을 줄이거나 제거할 수 있다.
도 18은 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802) 및 주문형 집적 회로(ASIC)(1803)를 포함하는 MEMS 압력 센서 시스템(1800)의 추가 실시예의 개략 블록도를 나타내며, 이 ASIC는 출력 회로(1804), 디더링 클럭(1806), 및 전압 기준 공급원(1808)을 더 포함한다. 출력 회로(1804)는 증폭기(1810), 증분 시그마-델타 ADC(1812) 및 데시메이션 필터(decimation filter)(1814)를 포함한다. MEMS 압력 센서 시스템(1800)은 도 17을 참조하여 전술한 MEMS 압력 센서 시스템(1700)의 일 구현일 수 있다.
다양한 실시예에 따르면, 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802)는 물리 압력 신호를 아날로그 신호(A+, A-)를 포함하는 차동 아날로그 출력으로 변환한다. 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802)는 기준 용량성 구조(1822) 및 기준 용량성 구조(1826)에 접속된 가변 용량 구조(1820) 및 가변 용량 구조(1824)를 용량성 브리지로서 포함하며, 아날로그 신호(A+, A-)가 도시된 바와 같이 용량성 브리지의 각각의 분기의 중심 노드로부터 출력된다. 그러한 실시예에서, 기준 용량성 구조(1822) 및 기준 용량성 구조(1826)는 유전체 스페이서에 의해 분리되는, 평행 판을 형성하는 도전성 구조로 형성될 수 있으며, 도전성 구조의 간격은 일정하며, 압력 변화에 응답하여 변하지 않는다. 가변 용량 구조(1820) 및 가변 용량 구조(1824)는 간격 거리만큼 분리되는 도전성 구조로 형성되며, 도전성 구조의 간격은 도전성 구조에 인가되는 압력에 의존한다. 예를 들어, 가변 용량 구조(1820) 및 가변 용량 구조(1824)는 각각 기판 위의 밀봉된 공동 위에 형성된 휨 가능 격막을 포함할 수 있으며, 기판은 격막 아래에 도전성 확산 영역을 갖는다. 그러한 실시예에서, 가변 용량 구조의 격막은 외면과 밀봉 공동 사이의 압력차로 인해 휘어질 수 있다. 그러한 휨은 격막과 도전성 확산 영역 사이의 용량에 영향을 주며, 이는 격막 및 도전성 확산 영역에 대한 전기 콘택에서 측정된다. 기준 용량성 구조(1822) 및 기준 용량성 구조(1826)는 각각 공동이 유전성 스페이서 재료로 채워지는 유사한 구조를 가질 수 있다. 다른 실시예에서, 예를 들어 용량성 빗 구동 구조(capacitive comb drive structure), 다수의 판 해제 용량성 판 구조(plate released capacitive plate structure) 또는 다른 용량성 MEMS 구조를 포함하는 많은 타입의 용량성 압력 센서가 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802)를 위해 사용될 수 있다.
다양한 실시예에서, 아날로그 신호(A+, A-)를 포함하는 차동 아날로그 출력이 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802)로부터 증폭기(1810)로 공급되며, 이 증폭기는 차동 신호를 증폭하고, 측정된 물리 압력에 비례하는 증폭된 아날로그 전기 신호를 증분 시그마-델타 ADC(1812)에 제공한다. 다른 실시예에서, 증분 시그마-델타 ADC(1812)는 임의 타입의 시그마-델타 ADC일 수 있다. 하나의 특정 실시예에서, 증분 시그마-델타 ADC(1812)는 동작을 종료하기 전에 샘플의 설정 지속기간 또는 수에 대해 동작하며, 따라서 증분으로서 지칭된다. 그러한 실시예는 전력 소비를 줄일 수 있다. 증분 시그마-델타 ADC(1812)는 고정된 시간 지연에 따라 또는 임계 레벨 위의 압력 변화에 응답하여 동작을 시작하는데, 예를 들어 깨어난다. 일부 실시예에서, ADC(1812)는 예를 들어 타겟 정밀도 설정에 의해 결정되는 바와 같은 소정 기간 동안 파워 업되며, 이어서 다음 변환이 요청될 때까지 턴오프된다.
다양한 실시예에서, 증분 시그마-델타 ADC(1812)는 디더링 클럭 신호(CLK)에 따라 동작하여, 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802)로부터의 측정된 물리 압력에 비례하는 입력 증폭 아날로그 전기 신호에 비례하는 디지털 출력 신호를 생성한다. 증분 시그마-델타 ADC(1812)는 디지털 출력 신호를 계속 조정하는 피드백 메커니즘을 포함한다. 2개의 예시적인 시그마-델타 ADC에 대한 추가 설명이 도 21(a) 및 21(b)를 참조하여 아래에서 제공된다.
다양한 실시예에서, 증분 시그마-델타 ADC(1812)로부터의 디지털 출력 신호는 높은 비트 레이트를 가질 수 있다. 증분 시그마-델타 ADC(1812)는 예를 들어 의도한 샘플링 레이트보다 1000 또는 10,000배 높은 정도의 샘플링 레이트, 즉 오버샘플링 레이트를 포함할 수 있다. 하나의 특정 실시예에서, 증분 시그마-델타 ADC(1812)는 초당 160,000개의 샘플에 대응하는 160 kHz 샘플링 레이트에 기초하여 디지털 신호를 출력할 수 있다. 그러한 시스템의 경우, 의도된 디지털 출력 신호는 단지 10 Hz일 수 있다. 그러한 실시예에서, 데시메이션 필터(1814)는 160 kHz 신호를 10 Hz로 줄이며, 10 Hz 주파수에서 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802)로부터의 측정된 물리 압력 신호에 비례하는 디지털 출력 신호(DOUT)를 출력한다. 따라서, 데시메이션 필터(1814)는 비트 레이트를 16,000의 팩터에 의해 줄인다. 다른 실시예에서, 데시메이션 필터(1814)는 비트 레이트를 다른 팩터에 의해 줄일 수 있다.
다양한 실시예에 따르면, 디더링 클럭(1806)은 시그마-델타 ADC의 샘플링 레이트를 제어하기 위해 디더링 클럭 신호(CLK)를 증분 시그마-델타 ADC(1812)에 공급한다. 다양한 실시예에서, 디더링 클럭 신호(CLK)는 전압 기준 공급원(1808), 증폭기(1810) 또는 데시메이션 필터(1814)에도 제공될 수 있다. 디더링 클럭(1806)는 지터 또는 무작위 주기를 갖는 디더링 클럭 신호(CLK)를 생성한다. 일반적으로, 예를 들어 일정한 상승 또는 논리 하이 지속기간 및 일정한 하강 또는 논리 로우 지속기간을 포함하는 고정 또는 일정 주기를 갖는 클럭 신호가 생성된다. 디더링 클럭(1806)의 경우, 상승 또는 논리 하이 지속기간 및 하강 또는 논리 로우 지속기간이 조정된다. 그러한 실시예에서, 디더링 클럭 신호(CLK)의 조정은 무작위 또는 의사 무작위일 수 있다. 따라서, 디더링 클럭 신호(CLK)는 가변 상승 또는 논리 하이 지속기간 또는 가변 하강 또는 논리 로우 지속기간을 갖는 실질적 클럭 지터를 의도적으로 포함하도록 생성된다.
다양한 실시예에서, 전압 기준 공급원(1808)은 ADC에 전력을 공급하기 위해 증분 시그마-델타 ADC(1812)에 전압 기준(VREF)을 공급한다. 전압 기준 공급원(1808)은 용량성 구조를 바이어싱하기 위해 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802)에도 기준 전압을 제공할 수 있다. 구체적으로, 전압 기준 공급원(1808)은 양의 기준 전압(V+) 및 음의 기준 전압(V-)을 제공한다. 일부 구체적인 실시예에서, 전압 기준 공급원(1808)은 펄스 기준 전압을 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802)에 제공한다. 그러한 실시예에서, 전압 기준 공급원(1808)은 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802)에 공급되는 기준 전압을 스위칭하기 위한 초퍼 회로를 포함할 수 있다.
다양한 실시예에서, 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802) 및 ASIC(1803)은 개별 웨이퍼 또는 다이 상에 형성된다. 다른 실시예에서, 차동 출력 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서(1802) 및 ASIC(1803)은 동일 웨이퍼 또는 다이, 예로서 단일 집적 회로(IC) 다이 상에 형성된다.
도 19(a) 및 19(b)는 시그마-델타 ADC에서 생성되는 예시적인 잡음 신호의 파형도를 나타낸다. 도 19(a)는 시그마-델타 ADC의 출력의 고속 푸리에 변환(FFT)을 나타내는 플롯(1901)을 나타내고, 이는 또한 약 65 kHz 및 95 kHz 각각에서의 유휴 톤(1912) 및 유휴 톤(1914)을 나타낸다. 유휴 톤은 시그마-델타 ADC에 대한 입력 신호에 기초하지 않는 출력에서의 도시된 바와 같은 특정 주파수에서의 원하지 않는 비트 시퀀스이다. 이러한 유휴 톤은 시그마-델타 ADC 내의 피드백 메커니즘의 아티팩트이며, ADC에 대한 입력 신호가 "분주(busy)"하지 않을 때 존재할 수 있다. 일부 예에서, 유휴 톤은 ADC가 1 비트(2 레벨) 양자화기를 사용할 때 특히 강할 수 있다. 그러한 상황은 양호한 선형성을 위해 1 비트 양자화기를 갖는 시그마-델타 ADC를 사용하는 예시적인 압력 센서에 적용될 수 있다.
도 19(b)는 시그마-델타 ADC의, 근사 정밀도를 나타내는 비트 수를 나타내는 플롯(1900)을 도시한다. 플롯(1900)은 전원 전압 리플에 대한 시그마-델타 ADC의 강건성을 결정하기 위해 시그마-델타 ADC의 기준 전압에서 원하지 않는 사인파를 도입함으로써 생성되었다. 이러한 사인파 신호의 주파수는 0에서 160 kHz까지 스위핑되며, 적분 잡음이 측정되었다. 따라서, ADC는 유휴 톤과 동일한 주파수를 갖는 VREF에서의 교란자에 가장 민감하다. 유휴 톤 주파수는 일부 실시예에서 MEMS 센서로부터의 측정 압력일 수 있는 시그마-델타 ADC의 DC 입력 레벨에 따라 변하므로, 교란자에 대한 감도는 ADC 출력에 따라 변한다. 그러한 거동은 일부 실시예에서 문제가 되는데, 그 이유는 유휴 톤 거동이 특정 응용에서 문제를 유발하는지를 예측하기 어렵기 때문이다. 이러한 예시적인 시그마-델타 ADC에서, 도 19(a)에 도시된 유휴 톤(1912, 1914)의 주파수에 대응하는 포인트(1902, 1904) 각각에서 약 65 kHz 및 95 kHz에서 정밀도의 급격한 감소가 존재한다.
간단히 전술한 바와 같이, 본 발명자는 시그마-델타 ADC 내에 존재하는 유휴 톤이 곱셈 방식으로 기준 전압 공급원 내의 잡음과 상호작용하여 DC에서의 에러 성분을 생성하는 것으로 결정하였다. 따라서, 유휴 톤(1902) 및 유휴 톤(1904)은 시그마-델타 ADC에 공급되는 기준 전압 내의 잡음과 상호작용할 수 있다. 도 17 및 18을 참조하여 전술한 바와 같이, 다양한 실시예는 시그마-델타 ADC에 디더링 클럭 신호(CLK)를 제공하는 것을 포함한다. 그러한 실시예에서, 유휴 톤(1902) 및 유휴 톤(1904)과 같은 유휴 톤의 예리한 값은 주파수 스펙트럼에 걸쳐 분산되며, 기준 전압 공급원 내의 잡음과 연계하여 유휴 톤으로부터 생성되는 DC에서의 잡음 성분이 감소 또는 제거된다. 일 실시예의 잡음 플롯이 도 20에 도시된다.
도 20은 디더링 클럭을 갖지 않는(플롯 2000) 그리고 디더링 클럭을 갖는(플롯 2001) 시그마-델타 ADC에서 생성되는 잡음 신호의 파형도를 나타내며, 이는 기준 전압 교란자 주파수에 대한 해상도의 비교를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 표준 논-디더링 클럭을 갖는 예시적인 시그마-델타 ADC(플롯 2000)는 위의 도 19(a)에 도시된 유휴 톤(1912, 1914)에 대응하는 포인트(2002, 2004)에서의 성능 손실을 나타낸다. 그러나, 디더링 클럭을 갖는 예시적인 시그마-델타 ADC는 유휴 톤 주파수에서 실질적으로 잡음 성능을 잃지 않는다. 플롯 2001에 도시된 바와 같이, 65 kHz 및 95 kHz 유휴 톤 주파수에서 잡음 성능의 손실이 실질적으로 감소한다. 그러한 실시예에서, 클럭 디더링은 유휴 톤의 주파수 스펙트럼을 확산시키고, 유휴 톤과 기준 전압 공급원 내의 잡음의 곱셈 상호작용에 의해 생성되는 DC 잡음 성분을 줄이거나 제거할 수 있다.
도 21(a) 및 21(b)는 예시적인 시그마-델타 ADC(2100, 2101)의 개략 블록도를 나타낸다. 도 21(a)는 샘플링 스위치(2102), 루프 필터(2104), 비교기(2106), 디지털/아날로그 컨버터(DAC)(2108) 및 가산기(2110)를 포함하는 불연속 시간 시그마-델타 ADC(2100)를 나타낸다. 다양한 실시예에 따르면, 불연속 시간 시그마-델타 ADC(2100)는 샘플링 스위치(2102)에서 아날로그 입력 신호(AIN)를 수신한다. 아날로그 입력 신호(AIN)는 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서에 결합되는 증폭기로부터, 예로서 도 18을 참조하여 전술한 증폭기(1810)로부터 수신되는 증폭된 아날로그 신호일 수 있다. 따라서, 아날로그 입력 신호(AIN)는 예를 들어 측정된 물리 압력 신호에 비례할 수 있다.
다양한 실시예에서, 샘플링 스위치(2102)는 도 17 및 18을 참조하여 전술한 바와 같은 디더링 클럭(1706 또는 1806)으로부터 제공될 수 있는 디더링 클럭 신호(CLK)에 의해 제어된다. 디더링 클럭 신호(CLK)는 샘플링 스위치(2102)가 디더링 클럭 신호(CLK)의 주파수와 동일한 샘플링 레이트에 따라 개폐되게 한다. 따라서, 샘플링 스위치(2102)는 샘플링된 아날로그 입력 신호(SAIN)를 생성하며, 이는 가산기(2110)를 통해 루프 필터(2104)에 제공된다. 샘플링에 의해, 아날로그 신호는 더 이상 연속 신호가 아닌 대신에, 불연속 샘플링된 아날로그 입력 신호(SAIN)이다. 그러한 실시예에서, 루프 필터(2104)는 더 높은 주파수 성분을 제거하기 위해 저역 통과 필터(LPF)로서 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 루프 필터(2104)는 적분기로서 구현된다.
다양한 실시예에 따르면, 루프 필터(2104)에서의 필터링 후에, 샘플링 및 필터링된 아날로그 입력 신호는 비교기(2106)에 제공되며, 이 비교기는 입력 신호를 임계치와 비교한다. 예를 들어, 임계치는 0 V일 수 있다. 비교에 기초하여, 비교기(2106)는 디지털 출력 신호(DOUT)를 제공한다. 디지털 출력 신호(DOUT) 내의 비트 스트림은 아날로그 입력 신호(AIN)에 비례한다. 또한, 디지털 출력 신호(DOUT)는 DAC(2108)를 통해 가산기(2110)에 제공된다. 그러한 실시예에서, DAC(2108)는 예를 들어 도 17 및 18을 참조하여 전술한 전원 회로(1708) 또는 전압 기준 공급원(1808)으로부터의 전압 기준(VREF)에 의해 공급된다.
여기서 설명되는 바와 같이, 일부 시그마-델타 ADC의 피드백 루프는 유휴 톤을 생성할 수 있으며, 전압 기준(VREF) 내에 잡음이 존재할 수 있다. 그러한 ADC에서, 이러한 2개의 에러 소스는 DAC에 의해 곱셈 방식으로 결합되어 DC 에러 성분을 형성할 수 있다. 다양한 실시예에서, 디더링 클럭으로부터의 디더링 클럭 신호(CLK)의 도입은 유휴 톤의 주파수를 확산시키고, DC 에러 성분을 줄이거나 제거한다. 가산기(2110)는 DAC(2108)의 재변환된 아날로그 출력을 샘플링된 아날로그 입력(SAIN)과 결합하여, 개선된 성능을 위한 피드백을 제공한다.
도 21(b)는 루프 필터(2105), 클럭 비교기(2112), DAC(2108) 및 가산기(2110)를 포함하는 연속 시간 시그마-델타 ADC(2101)를 나타낸다. 다양한 실시예에 따르면, 연속 시간 시그마-델타 ADC(2101)는 도 21(a)의 불연속 시간 시그마-델타 ADC(2100)를 참조하여 전술한 바와 같이 동작하며, 여기서는 샘플링 스위치(2102)가 제거되고, 루프 필터(2104)가 루프 필터(2105)로 대체되고, 비교기(2106)가 클럭 비교기(2112)로 대체된다. 그러한 실시예에서, 아날로그 입력 신호(AIN)는 가산기(2110)를 통해 루프 필터(2105)에 제공된다. 루프 필터(2105)는 루프 필터(2104)를 참조하여 설명된 바와 같이 동작할 수 있지만, 샘플링된 아날로그 입력 신호(SAIN) 내의 불연속 샘플링 신호 대신에 아날로그 입력 신호(AIN) 내의 연속 시간 신호를 수신하도록 배열된다.
다양한 실시예에서, 클럭 비교기(2112)는 필터링된 아날로그 입력 신호를 임계 전압과 비교하고, 디더링 클럭 신호(CLK)와 함께 변환의 결과를 제공하여 디지털 출력 신호(DOUT)를 생성한다. 일부 실시예에서, 임계 전압은 0 볼트, VDD/2 및/또는 다른 임계 전압일 수 있다. 그러한 실시예에서, 디더링 클럭 신호(CLK)는 연속 시간 시그마-델타 ADC(2101)의 샘플링 레이트를 결정한다. 도 21(a)를 참조하여 전술한 바와 같이, DAC(2108)는 가산기(2110)를 통해 피드백을 제공한다.
그러한 실시예에서, 디더링 클럭 신호(CLK)를 클럭 비교기(2112)에 제공하는 것은 다른 도면에서 디더링 클럭 신호(CLK)를 참조하여 전술한 것과 동일한 이익을 제공한다.
도 22는 센서를 위한 예시적인 동작 방법(2200)의 블록도를 나타낸다. 동작 방법(2200)은 단계 2202-2212를 포함한다. 다양한 실시예에 따르면, 단계 2202는 압력 신호를 전기 신호로 변환하는 단계를 포함한다. 압력 신호는 용량성 MEMS 압력 트랜스듀서를 이용하여 측정 및 변환될 수 있다. 단계 2204는 전기 신호를 증폭하여 증폭된 전기 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 예를 들어, 전기 신호는 차동 입력 증폭기에 의해 증폭될 수 있다. 단계 2206은 디더링 클럭 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 그러한 실시예에서, 디더링 클럭은 센서 시스템 내에 포함되어, 디더링 클럭 신호를 생성한다. 단계 2207에서, 기준 전압이 시그마-델타 ADC에 제공된다.
다양한 실시예에 따르면, 단계 2208은 단계 2206에서 생성된 디더링 클럭 신호에 의해 제어되는 샘플링 시간을 이용하여 동작하는 시그마-델타 ADC를 이용하여, 증폭된 전기 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계를 포함한다. 다양한 실시예에서, 단계 2202-2208은 다른 순서로 재배열 및 수행될 수 있으며, 동작 방법(2200)은 추가 단계를 포함하도록 변경될 수 있다.
다양한 실시예에 따르면, 회로 또는 시스템은 동작시에 시스템이 액션을 수행하게 하는 시스템 상에 설치된 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 조합을 가짐으로써 특정 동작 또는 액션을 수행하도록 구성될 수 있다. 일 일반 양태는 MEMS 압력 트랜스듀서와, 이 MEMS 압력 트랜스듀서에 결합된 증폭기와, 이 증폭기에 연결된 시그마-델타 아날로그/디지털 컨버터(ADC)와, 시그마-델타 ADC에 결합되고, 디더링 클럭 신호를 이용해서 시그마-델타 ADC의 샘플링 시간을 제어하도록 구성되는 디더링 클럭과, 시그마-델타 ADC와 디더링 클럭에 결합되는 전원 전압 회로를 포함하고, 전원 전압 회로는 디더링 클럭 신호에 기초해서 동작하도록 구성된다. 이 양태의 다른 실시예는 방법의 다양한 액션을 수행하도록 구성된 대응하는 회로 및 시스템을 포함한다.
일 일반 양태는 센서를 동작시키는 방법을 포함하며, 이 방법은 압력 신호를 전기 신호로 변환하는 단계와, 전기 신호를 증폭해서 증폭된 전기 신호를 생성하는 단계와, 디더링 클록 신호를 생성하는 단계와, 디더링 클록 신호에 의해서 제어되는 샘플링 시간으로 동작하는 시그마-델타 아날로그/디지털 컨버터(ADC)를 이용하여 증폭된 전기 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계와, 디더링 클록 신호에 기초해서 기준 전압을 생성하는 단계와, 기준 전압을 시그마-델타 ADC에 제공하는 단계를 포함한다. 이 양태의 다른 실시예는 방법의 다양한 액션을 수행하도록 구성된 대응하는 회로 및 시스템을 포함한다.
일 일반 양태는 MEMS 용량성 압력 센서 시스템을 포함하며, 이 시스템은 제1 기준 용량성 구조, 제1 압력 신호를 참조하여 제1 용량 값을 변경하도록 구성되는 제1 가변 용량 구조, 제1 기준 용량성 구조와 제1 가변 용량 구조 사이에 결합되는 제1 출력, 제2 기준 용량성 구조, 제2 압력 신호를 참조하여 제2 용량 값을 변경하도록 구성되는 제2 가변 용량 구조, 및 제2 기준 용량성 구조와 제2 가변 용량 구조 사이에 결합되는 제2 출력을 포함하는 차동 출력 MEMS 용량성 압력 센서와, 차동 출력 MEMS 용량성 압력 센서의 제1 출력 및 제2 출력에 결합된 차동 증폭기, 차동 증폭기의 출력에 결합되는 시그마-델타 아날로그/디지털 컨버터(ADC), 및 시그마-델타 ADC에 결합되고, 디더링 클럭 신호를 이용하여 시그마-델타 ADC의 샘플링 시간을 제어하도록 구성되는 디더링 클럭과, 시그마-델타 ADC에 결합된 공급 전압 회로를 포함한다. 일 양태의 다른 실시예는 방법의 다양한 액션을 수행하도록 구성되는 대응하는 회로 및 시스템을 포함한다.
일부 특정 실시예에서, 디더링 클럭에 의해 생성되는 디더링 클럭 신호에 따라 동작하는 시그마-델타 ADC를 갖는 MEMS 압력 트랜스듀서가 특히 유리하다. 그러한 특정 실시예에서, 절대 압력 측정 또는 매우 낮은 주파수 압력 측정은 전술한 바와 같은 유휴 톤으로부터의 DC 잡음 및 기준 전압 공급원 잡음에 의해 특히 영향을 받는다. 따라서, 그러한 특정 실시예는 DC 및 매우 낮은 주파수 측정에서 잡음이 감소하거나 DC에서의 에러 성분이 감소하는 특정 장점을 포함하며, 이는 개선된 감도 및 더 높은 해상도를 가능하게 할 수 있다.
일부 실시예의 추가 장점은 센서 전원 노드에서의 교란자, 특히 ADC 유휴 톤과 동일 또는 유사한 주파수를 갖는 톤 교란자에 덜 취약한 더 강건한 센서를 갖는 것을 포함한다.
본 발명은 예시적인 실시예를 참조하여 설명되었지만, 이러한 설명은 한정의 의미로 해석되는 것을 의도하지 않는다. 예시적인 실시예의 다양한 변경 및 조합은 물론, 본 발명의 다른 실시예도 본 설명의 참조할 때 이 분야의 기술자에게 명백할 것이다. 따라서, 첨부된 청구항은 임의의 그러한 변경 또는 실시예를 포함하는 것을 의도한다.

Claims (26)

  1. 공진 주파수가 서로 상이한 복수의 MEMS 센서를 포함하는 MEMS 장치를 이용해서 측정을 수행하는 방법에 있어서,
    상기 MEMS 장치의 제1 포트에 여기 신호를 인가하는 단계 - 상기 복수의 MEMS 센서 각각은 상기 여기 신호에 의해 자극됨 - 와,
    상기 MEMS 장치의 제2 포트에서의 신호를 측정하는 단계와,
    상기 측정된 신호에 기초해서 측정치를 결정하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 MEMS 장치는 MEMS 압력 센서를 포함하고, 상기 측정치는 압력을 포함하는
    방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 MEMS 센서 각각의 크기 치수는 서로 상이한
    방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 크기 치수는 약 +/- 7.5%만큼 상이한
    방법.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 크기 치수는 균일하게 분산되는
    방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 MEMS 센서는 브리지 구성으로 결합되는
    방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 브리지 구성은, 제1 커패시터에 결합된 MEMS 센서의 제1 그룹을 가진 제1 분기와, 제2 커패시터에 결합된 MEMS 센서의 제2 그룹을 가진 제2 분기를 포함하는
    방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 MEMS 장치의 과도 응답은 상기 상이한 공진 주파수에서의 링잉을 포함하고, 상기 링잉은 보강 간섭의 시간 간격 및 파괴 간섭의 간격을 포함하는
    방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 MEMS 장치의 제2 포트에서 신호를 측정하는 단계는 A/D 변환을 수행하는 단계를 포함하는
    방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 MEMS 장치의 제2 포트에서 신호를 측정하는 단계는 파괴 간섭의 간격 동안 상기 MEMS 장치의 상기 제2 포트에서의 신호를 측정하는 단계를 포함하는
    방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 신호를 측정하는 단계는 상기 파괴 간섭의 간격 동안 신호를 샘플링하는 단계를 포함하는
    방법.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 신호를 측정하는 단계는 상기 파괴 간섭의 간격 동안 상기 신호의 A/D 변환을 수행하는 단계를 포함하는
    방법.
  13. 시스템에 있어서,
    제1 브리지 섹션 및 제2 브리지 섹션을 포함하는 브리지를 포함하는 MEMS 센서 어레이를 포함하고,
    상기 제1 브리지 섹션은 제1 기준 MEMS 커패시터에 결합된 제1 압력 감지 MEMS 센서를 포함하고, 상기 제1 압력 감지 MEMS 센서는 서로 공진 주파수가 상이한 복수의 MEMS 센서의 제1 어레이를 포함하는
    시스템.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제2 브리지 섹션은 제2 기준 MEMS 커패시터에 결합된 제2 압력 감지 MEMS 센서를 포함하고, 상기 제2 압력 감지 MEMS 센서는 서로 공진 주파수가 상이한 복수의 MEMS 센서의 제2 어레이를 포함하는
    시스템.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 제1 어레이의 복수의 MEMS 센서는 병렬로 결합되고,
    상기 제2 어레이의 복수의 MEMS 센서는 병렬로 결합되는
    시스템.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제1 어레이의 복수의 MEMS 센서는 직사각형인
    시스템.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 제1 어레이의 복수의 MEMS 센서는 상이한 치수를 갖는
    시스템.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 상이한 치수는 상이한 길이를 포함하는
    시스템.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 상이한 길이는 약 +/- 7.5%의 변화를 갖는
    시스템.
  20. 제13항에 있어서,
    상기 MEMS 센서 어레이의 제1 포트에 결합되는 출력을 갖는 여기 생성기와,
    상기 MEMS 센서 어레이의 제2 포트에 결합되는 입력을 갖는 측정 회로
    를 더 포함하는
    시스템.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 측정 회로는 A/D 컨버터를 포함하는
    시스템.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 A/D 컨버터의 출력에 결합되는 필터를 더 포함하는
    시스템.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 필터는 저역 통과 필터를 포함하는
    시스템.
  24. 공진 주파수가 서로 상이한 복수의 MEMS 센서를 포함하는 MEMS 장치와,
    상기 MEMS 장치의 제1 포트에 결합되고, 여기 신호를 생성하도록 구성되는 여기 신호 발생기 - 상기 복수의 MEMS 센서 각각은 상기 여기 신호에 의해 자극되도록 구성됨 - 와,
    상기 MEMS 장치의 제2 포트에 결합된 측정 회로
    를 포함하는 시스템.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 측정 회로는 파괴 간섭의 간격 동안 상기 MEMS 장치의 상기 제2 포트에서 신호를 측정하도록 구성되는
    시스템.
  26. 제24항에 있어서,
    상기 측정 회로는 A/D 컨버터를 포함하는
    시스템.
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