KR20160105805A - 개선된 섹터 간 간섭 완화를 갖는 안테나 시스템 - Google Patents

개선된 섹터 간 간섭 완화를 갖는 안테나 시스템 Download PDF

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랜스 밤포드
피터 춘 테크 송
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Abstract

한 예에서, 안테나 시스템은 송신 포트를 통해 RF 신호를 송신하기 위한 무선 기지국, 상기 무선 기지국으로부터 RF 신호를 수신하고 상기 RF 신호를 두 개의 구성 신호들로 분할하기 위한 RF 스플리팅 수단, 및 인페로메트릭 방사 이득 패턴이 생성되도록 상기 각 구성 신호를 송신하기 위해 한 파장보다 큰 거리만큼 분리되고 상기 RF 스플리팅 수단에 접속된 적어도 두 개의 안테나들을 포함한다. 상기 무선 기지국은 분산 멀티-경로 무선 채널을 통해 적어도 하나의 모바일 단말과 통신하고, 상기 적어도 두 개의 안테나들과 상기 적어도 하나의 모바일 단말 사이의 RF 에너지의 각 스프레드는 감소될 각의 범위에 걸쳐 상기 인페로메트릭 방사 패턴의 널들을 야기한다.

Description

개선된 섹터 간 간섭 완화를 갖는 안테나 시스템{ANTENNA SYSTEM WITH ENHANCED INTER-SECTOR INTERFERENCE MITIGATION}
본 발명은 일반적으로 안테나 시스템들에 관한 것이며, 특히 섹터화된 기지국 측에 배치될 때 방위 방사 패턴 롤-오프 비(azimuth radiation pattern roll-off rate)를 제어하는 기지국 안테나 시스템들에 관한 것이다.
셀룰러 기지국 측들은 일반적으로, 예를 들면 각각의 섹터가 셀 측 위치로부터 120도의 각 범위를 서빙하는 것과 같이, 상이한 방위 방향을 서빙하도록 배열된 세 개의 섹터들로 설계 및 배치되어 있다. 각각의 섹터는 섹터 커버리지 공간(sector coverage footprint)을 규정하는 방위 방사 패턴을 갖는 안테나로 구성된다. 기지국 섹터 안테나의 방위 방사 패턴은 일반적으로 대략 65도(+/- 3dB 빔폭)에서 최적인데, 이는 이러한 것이 셀룰러 네트워크 영역을 서빙하는 네트워크 또는 클러스터 측들에서 다수의 측들에서의 효율적인 트리-섹터 사이트 테셀레이션(tri-sector site tessellation) 및 충분한 이득을 제공하기 때문이다.
고속 패킷 액세스(HSPA) 및 롱 텀 에볼루션(LTE)을 포함하는 대부분의 모바일 데이터 셀룰러 네트워크 액세스 기술들은 스펙트럼 효율 및 용량을 극대화하기 위하여 1:1 또는 전체 스펙트럼 재사용 체계를 채용한다. 이러한 적극적인 스펙트럼 재사용은 스펙트럼 효율이 최대화될 수 있도록 섹터 간 및 셀 간 간섭이 최소화될 필요가 있다는 것을 의미한다. 통상적으로 전기적 위상 어레이 빔 기울기(electrical phased array beam tilt)에 의해 전달된 안테나 틸팅(antenna tilting)은 셀 간 간섭을 처리하기 위해 네트워크 최적화 자유(network optimisation freedom)를 제공하지만, 섹터 간 간섭을 최적화하기 위해 존재하는 옵션을 적게 한다. 안테나 패턴의 FTB(Front-to-Back), FTS(Front-to-Side) 및 SPR(Sector Power Ratio)은 섹터 간 간섭의 양을 나타내는 파라미터들이며; FTB 및 FTS가 커지고 SPR 값이 낮아질수록, 섹터 간 간섭은 더 낮아진다. 섹터 간 간섭을 이해하기에 보다 나은 메트릭과 그에 따른 잠재적인 처리량 성능이 방위각(azimuth angle)의 함수로서 결과적인 신호 대 간섭(C/I)비를 계산하게 될 것이며, 가능한 넓은 애퍼처(aperture)에 대해 높은 C/I비를 달성하는 것이 바람직하다.
3dB 방위 빔폭을 60도까지 또는 55도에 이르기까지 감소시킴으로써 대체로 SPR을 개선할 것이지만, 기본적인 서비스 범위에 대한 셀룰러 네트워크 테셀레이션 효율에도 영향을 미칠 수 있으며, 더 좁은 빔폭을 달성하기 위해 더 넓은 안테나를 반드시 필요로 하며, 이는 구역설정(zoning), 풍하중(wind-loading) 및 렌탈(rentals)과 관련한 장소에서의 추가적인 압력을 두게 한다. 섹터들 사이에 더 양호한 로드 밸런싱을 제공하고 섹터 대 섹터 오버랩을 조절하기 위해 사용될 수 있는 실례로 가변적인 방위 빔폭(variable azimuth beamwidth)을 갖는 기지국 안테나들이 이용가능하다. 하지만, 그러한 해법들은 다중의 어레이들을 수용하고 따라서 기지국 안테나들에 대해 바람직한 요건인 다중 스펙트럼 밴드들을 지원하는데 적합하지 않을 수도 있다. 그러한 가변적인 빔폭 안테나들은 기계적인 능동 전자장치들을 필요로 하는 일부 해결책으로 인해 커질 수 있으며(크기는 최소 달성가능한 빔폭에 의해 통제된다), 그에 따라 배치 및 유지하는데 비용이 많이 들게 된다.
한 예에 있어서, 본 발명은 적어도 하나의 송신 포트를 통해 적어도 하나의 RF 신호를 송신하기 위한 적어도 하나의 무선 기지국, 상기 적어도 하나의 무선 기지국으로부터 적어도 하나의 RF 신호를 수신하고 상기 적어도 하나의 RF 신호를 두 개의 구성 신호들로 분할하기 위한 적어도 하나의 RF 분할 수단, 및 인페로메트릭 방사 이득 패턴(inferometric radiation gain pattern)이 생성되도록 상기 각 구성 신호를 송신하기 위해 한 파장보다 큰 거리만큼 분리되고 상기 적어도 하나의 RF 스플리팅 수단에 접속된 적어도 두 개의 안테나들을 갖는 안테나 시스템을 기재한다. 상기 적어도 하나의 무선 기지국은 분산 멀티-경로 무선 채널을 통해 적어도 하나의 모바일 단말과 통신하고, 상기 적어도 두 개의 안테나들과 상기 적어도 하나의 모바일 단말 사이의 RF 에너지의 각 스프레드(angular spread)는 감소될 각의 범위에 걸쳐 인페로메트릭 방사 패턴의 널들(nulls)을 야기한다.
본 개시의 기술은 첨부된 도면들과 함께 다음의 상세한 설명을 참고함으로써 쉽게 이해될 수 있을 것이다.
도 1a 내지 도 1c는 의도적으로 생성된 인페로메트릭 방사 패턴을 널-필(null-fill)하고, 안테나 장치에 대해 강력한 널 브로드사이드(nulls broadside)를 유지하는 모바일 무선 채널의 각 분산(angular dispersion)을 활용하는 본 개시의 예를 도시하는 도면이며, 특히, 도 1a는 멀티-경로가 없는 방위 방사 이득 패턴을 도시하고, 도 1b는 분산 무선 채널 및 본 개시에 따른 방위 방사 이득 패턴의 예를 도시하고, 도 1c는 분산 무선 채널에 있을 때의 결과적인 유효 방위 방사 이득 패턴을 도시한다.
도 2는 방위에 있어(in azimuth) 최적의 인페로메트릭 방사 패턴을 생성하기 위해 RF 스플리터들을 통해 두 개의 공간적으로 분리된 이중-편파된(dual-polarised) 기지국 안테나들에 접속된 2T2R 라디오(두 개의 송신/수신(Tx/Rx) 듀플렉스 포트들을 갖는 듀얼-듀플렉스 무선 유닛)를 보여주는 본 개시의 제 1 예를 도시한 도면이다.
도 3a 내지 도 3b는 의도적으로 생성된 인페로메트릭 방사 패턴을 널-필하고, 안테나 장치에 대해 강력한 널 브로드사이드를 유지하는 모바일 무선 채널의 각 분산을 도 2의 예가 어떻게 활용하는지를 도시하며, 특히, 도 3a는 멀티-경로가 없는 방위 방사 이득 패턴을 도시하고, 도 3b는 분산 무선 채널에서의 방위 방사 이득 패턴을 도시하고, 도 3c는 도 2의 예가 트리-섹터 기지국 사이트(tri-sector base station site)의 세 개의 섹터들 상에 배치될 때 방위각의 함수로서 결과적인 C/I 비를 도시한다.
도 4는 방위에 있어 최적의 인페로메트릭 송신(Tx) 방사 패턴을 생성하기 위해 RF 하이브리드 커플러들을 통해 두 개의 공간적으로 분리된 이중-편파된 기지국 안테나들에 접속된 2T4R 라디오(두 개의 Tx/Rx 듀플렉스된 포트들 및 두 개의 Rx 전용 포트들을 갖는 무선 유닛)를 포함하는 본 개시의 제 2 예를 도시한 도면이다.
도 5는 방위에 있어 최적의 인페로메트릭 Tx 방사 패턴들을 생성하기 위해 RF 하이브리드 커플러들을 통해 두 개의 공간적으로 분리된 이중-편파된 기지국 안테나들에 접속된 근접 스펙트럼 밴드들에서 동작하는 두 개의 2T2R 라디오를 포함하는 본 개시의 제 3 예를 도시한 도면이다.
도 6은 방위에 있어 최적의 인페로메트릭 방사 패턴을 생성하기 위해 RF 스플리터들을 통해 세 개의 공간적으로 분리된 이중-편파된 기지국 안테나들에 접속된 2T2R 라디오를 포함하는 본 개시의 제 4 예를 도시한 도면이다.
도 7a 및 도 7b는 도 6의 예가 의도적으로 생성된 인페로메트릭 방사 패턴을 널-필하고, 안테나 장치에 대해 강력한 널 브로드사이드를 유지하는 모바일 무선 채널의 각 분산을 어떻게 활용하는지를 도시하는 도면이며, 특히, 도 7a는 분산 무선 채널에서 방위 방사 이득 패턴을 도시하고, 도 7b는 도 6의 예가 트리-섹터 기지국 사이트의 세 개의 섹터들 상에서 사용될 때 방위각의 함수로서 결과적인 C/I 비를 도시한다.
이해를 용이하게 하기 위해, 가능한 경우 동일 참조 번호들이 도면에서 공통적인 동일한 요소들을 나타내기 위해 사용되었다.
본 개시는 방위 방사 패턴 롤-오프 레이트, 특히 섹터화된 기지국 사이트에서 사용될 때의 FSR(Front-to-Side Ratio)을 제어하는 기지국 안테나 솔루션을 기재한다. 한 예에서, 본 개시는 동일한 방향 또는 방위각(azimuth bearing)으로 향하며, 공칭적으로 홀수의 반파장들만큼 떨어져 수평으로 배치된 두 개의 동일한 통상적인 방향성 이중 편파 기지국 섹터 안테나들을 사용하는 것을 포함하며, 여기서 상기 안테나들의 공동 극 포트들(co-polar ports)은 기지국에 대한 접속을 위해 함께 공동 단계화된다(co-phased). 결과적인 방사 패턴은 인페로메트릭, 즉, 복수의 그레이팅 로브 및 널(grating lobes and nulls)을 갖지만 특히, FSR을 감소하고 따라서 상기 안테나 장치가 실례로 트리-섹터 기지국 셀룰러 사이트의 모든 섹터들 상에 사용될 때 섹터 간 공통 채널 간섭을 줄이도록 작용하는 상기 안테나들의 수평면의 조준(boresight)에 대해 대략 +/- 90도인 상기 안테나들에 대해 넓은 각의 방사 패턴 널 브로드사이드를 생성하는 것이 된다. 또한, 모바일 무선 채널의 멀티-경로 분산은 상기 무선 채널의 각 스프레드(angular spread)가 무선 채널 스캐터링 및 분산에 의해 널-필되도록 희망하는 +/- 60도 섹터 서비스 영역에 걸쳐 생성된 인페로메트릭 방위 방사 패턴을 일으키도록 활용된다. 즉, 인페로메트릭 방사 패턴의 널들이 무선 채널 분산 및 스캐터링 없이 동일한 통신 체계와 비교하여 다양한 각들에 걸쳐 감소된다. 상기 안테나 솔루션은, 상기 무선 채널의 방위각 스프레드가 원하는 방향에서 인페로메트릭 널들의 각의 폭보다 크지만 상기 각 스프레드가 대략 +/- 90도 방위에서 생성된 각의 널들의 폭보다 작게 되도록 안테나 분리 거리가 될 때의 최소 섹터 간 간섭에 대해 통상 최적화된다.
본 개시는 개선된 섹터 간 간섭을 제공할 수 있는 셀룰러 기지국들 또는 셀룰러 네트워크 디자인을 최적화하기 위한 조절가능한 섹터 오버랩에 적합한 안테나 배치 및 디자인 솔루션을 제공한다. 본 개시의 예들은 원한다면 멀티-밴드 안테나들을 포함하고, 많은 경우에 있어서 기존의 안테나 설치에 따라 어떠한 안테나도 전혀 교체하지 않고서 오퍼레이터 우선의 안테나들이 사용될 수 있게 한다. 실례로, 본 개시의 예들은 대다수의 기지국 사이트들, 특히 북미에서의 전형인 섹터 당 둘 이상의 수평적으로 배치된 안테나 위치들을 갖는 기지국 사이트들을 포함한다. 다중 안테나 위치들은 예를 들면 다중 스펙트럼 밴드들, 공간 다이버시티를 포함하는 MIMO(multipe-in/multiple out) 안테나 시스템 등을 지원하는데 사용된다.
본 개시에 따라, 한 실시예에서 통상 단일 안테나에 접속하도록 의도된 송신 신호를 전달하는 기지국 포트는 대신에 파장보다 크게 수평적으로 분리되고 동일한 조준 방위(boresight bearing)를 갖는 적어도 두 개의 안테나들에 접속하기 위한 RF 스플리팅 장치에 접속된다. 본 개시의 예들은 상기 섹터에 걸쳐 복수의 그레이팅 로브 및 널을 포함하는 방위 평면(azimuth plane)에 인페로메트릭 방사 패턴을 의도적으로 생성한다. 또한, 다양한 실시예들에서, 분리 거리는 반파장의 홀수가 되도록 선택된다. 특히, 이러한 것은 상당한 방사 패턴 인페로메트릭 널들이 안테나 방위 조준에 대해 +/- 90도에서 생성될 수 있게 하며, 그에 따라 FTS(front-to-side) 비를 상당히 개선하며, 이어서 섹터 간 간섭을 개선하는 것을 보장한다. 또한, 본 개시에 따라 두 개의 공간적으로 다양한 안테나들을 이격시키고 공동-단계화(co-phase)하는 시스템은 에지들의 더 선명한 롤(sharper roll)을 달성할 수 있고 더 넓은 방위각을 유지할 수 있으며(예를 들면, 15dB 캐리어 대 간섭(C/I)비보다 크게), 개선된 데이터율을 제공할 수 있다(예를 들면, 약 50 퍼센트 처리량 이득).
본 개시의 예들은 기지국과 모바일 단말들 사이의 모바일 무선 채널이 멀티-경로 채널이고, 따라서 스캐터링에 기인해 분산된다는 사실을 활용한다. 멀티-경로 분산은 기지국과 단말 사이의 RF 에너지가 방위 평면에서 각들의 범위에 대응하고; 각 분산 또는 각 스프레드는 대체로 낮은 분산 채널들에서의 낮은 각도에서 높은 분산 채널에서의 수십의 각도까지의 범위에 이른다. 예를 들면, 통상의 매크로 셀룰러 무선 채널들은 5~15 각도 사이의 각 분산을 나타낼 수 있는 것으로 관측되었다. 이러한 분산의 효과는 도 1a 내지 도 1c의 예들에서 도시되며, 하기에 더 상세히 기재된다.
한 예에서, 본 개시는 수직으로 배치된 기지국에서의 두 개 이상의 안테나들의 배열(예를 들면, 섹터 당 적어도 두 개)을 포함한다. 그러한 경우에, 고도 평면(elevation plane)에서의 인페로메트릭 방사 패턴이 발생될 것이다. 멀티-경로 무선 채널로 인한 고도 평면에서의 각 스프레드는 고도 각(elevation angle)의 함수로서 변화할 수 있으며, 모바일 단자가 상기 사이트에 근접해서 그에 따라 수평면으로부터 아래로 큰 고도 각에 있을 때 더 큰 각 스프레드가 관찰된다. 상기 수평에 근접한 낮은 고도 각에서, 모바일이 더욱 떨어질 때, 고도에 있어서는 더욱 작은 각 스프레드가 될 것이다. 실례로, 스캐터링 볼륨이 상기 모바일 단말 주변에서 일정한 볼륨으로서(예를 들면, 집, 거리, 빌딩 등) 보여질 수 있으며, 이러한 것은 고도에서 각도의 범위에 대응하는 멀티-경로에 기여할 것이며, 모바일 단말이 기지국 사이트로부터 더욱 떨어짐에 따라 줄어든다. 본 개시에 따라 수직으로 배치된 안테나들은 수평선쪽으로 향하는 에너지를 최소화하고 그에 따라 사이트 간 간섭을 최소화하도록 활용될 수 있는 메인빔 롤-오프 레이트의 상위 부분을 증가시키는데 사용될 수 있다.
도 1a는 안테나 방위 방사 또는 이득 패턴이 폴라 플롯(700)에 기재되는, 통상의 기지국 섹터에 대한 대략의 방위 조준(boresight)에 있는 모바일 단말(500)을 도시한다. 통신 링크(업링크 또는 다운링크 또는 양쪽 모두)는 기지국 안테나와 모바일 단말(600) 사이의 점선에 의해 표시된다.
도 1b는 복수의 그레이팅 로브들 및 널들(701)을 포함하는 인페로메트릭 패턴을 갖는 방위 방사 패턴을 나타내는 본 개시에 따른 기지국 안테나 장치(예를 들면, 도 2의 장치)와 통신하는 동일한 모바일 단말(500)을 도시한다. 복수의 우세한 전파 경로들(6011 내지 601n) 또는 멀티-경로 전파는 무선 채널에서 스캐터들(5011 내지 501m)에 의해 존재하며, 이는 매크로 셀룰러 무선 환경에서 모바일 단말(500)에 대체로 가까이에 그 주변에 있게 된다. 멀티-경로 전파는 방위에서 각도의 범위에 대응하며 그에 따라 각 분산 또는 각 스프레드를 나타낸다. 무선 채널의 각 스프레드가 그레이팅 로브 대 그레이팅 로브(또는 그레이팅 널 대 널) 각도 폭보다 크거나 또는 상응하는 경우, 널-필이 일어나고(즉, 인페로메트릭 방사 패턴의 널들이 무선 채널 분산 및 스캐터링 없는 동일한 통신 체계에 비교하여 각도의 범위에 걸쳐 감소된다), 모바일 단말(500)이 관계하는 한, 기지국 안테나 패턴은 근본적으로 예를 들면 65도 빔폭에서 변경되지 않게 나타난다.
도 1c는 분산 무선 채널에 있을 때 기지국 링크(602)에 대한 모바일 단말(500)과 관련한 기지국 방위 방사 이득 패턴을 나타낸다. 기지국 안테나 이득 패턴(702)은 도 1a에서 나타낸 바와 같은 안테나 이득 패턴(700)에서와 다르지 않게 크게 변화되지 않는 것을 나타낸다. 실례로, 그 애퍼처에 걸쳐 나타나는 일부 이득 리플이 있다. 하지만, 조준에 대해 +/- 90도에서 생성된 인페로메트릭 널들은, 로브 대 로브 각 거리가 방위각의 코사인의 함수라는 사실에 기인하여, +/- 60 내지 65도 섹터 애퍼처/빔폭 내에서 생성된 인페로메트릭 널들보다 상당히 더 넓다. 이상적으로는, +/- 90도에서의 상기 널들은 양호한 섹터 간 간섭의 감소를 보장하기 위해 상기 채널의 각 스프레드보다 넓다. 그럼에도, 상기 각 스프레드가 넓다고 하더라도, +/- 90도에서의 널들의 존재는 단일 안테나의 경우에서 섹터 간 간섭을 개선하는데 기여할 것이다. 또한, 이득 패턴(702)은 도 1b의 이득 패턴(701)에 비교해서 +/- 60도 섹터에서의 널-필을 나타낸다.
본 개시의 이해를 돕기 위하여, 제 1 예의 시스템(100)이 도 2에 도시된다. 도 2에 도시된 바와 같이, 대략 65도 방위 빔폭을 갖는 두 개의 듀얼 교차-편파된 안테나들(170, 270)이 배치되며, 본 개시에 따라 디자인된다. 실례로, 도 2의 예는 예를 들면 700 MHz 밴드에서 LTE 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 서비스를 제공할 수 있다. 본 경우에서 LTE 기지국 라디오(10)(예를 들면, "무선 기지국")은 두 개의 송신/수신(Tx/Rx) 듀플렉스 포트들(110, 210)을 갖는 통상의 듀얼 듀플렉스 무선 유닛이다; 2T2R 라디오라 칭함. 2T2R 라디오(10)로부터의 제 1 Tx/Rx 신호(110)는 그 포트들(140, 141)에서 인-페이즈 브랜치들을 제공하는 제 1 180도 하이브리드 커플러(130)의 인-페이즈 포트(120)에 대한 접속을 통하여 두 개의 브랜치들로 분할되며; 유사하게, 2T2R 라디오(10)로부터의 제 2 Tx/Rx 신호(210)는 그 포트들(240, 241)에서 인-페이즈 브랜치들을 제공하는 제 2 180도 하이브리드 커플러(230)의 인-페이즈 포트(220)에 대해 접속된다. 도 2에 도시된 바와 같이, 180도 하이브리드 커플러들(130, 230)의 포트들에서의 신호들(A 및 B)은 A+B로 표시된 포트들(140, 240)에서의 인-페이즈 결합된 벡터이며, A-B로 표시된 포트들(141, 241)에서의 아웃-오브-페이즈 결합된 벡터다. 하지만, 신호들은 단지 포트들(120, 220)에서만 인-페이즈 "A" 신호들로서 접속된다는 것을 유의해야 한다. 본 예에서는, 아웃-오브-페이즈 포트들(예를 들면, 신호 "B")이 사용되지 않는다. 또한, 도 2의 예가 180도 하이브리드 커플러들(130, 230)을 도시하지만, 다른 실시예들에서는 RF 스플리터들, 90도 하이브리드 커플러들 등이 대안적으로 또는 추가적으로 활용될 수 있다는 것을 유의해야 한다. 브랜치들(140, 141)의 제 1 신호 쌍은 두 개의 교차-편파된 안테나들(170, 270)의 +45도 편파된 포트들(161, 261)에 접속되며, 브랜치들(141, 241)의 제 2 쌍은 두 개의 교차-편파된 안테나들(170, 270)의 -45도 편파된 포트들(161, 261)에 접속된다.
본 개시에 따라, 안테나들의 분리 거리 d는 공칭적으로 반파장들의 홀수 정수배만큼 떨어져야 하며(예를 들면,
Figure pct00001
), 65도 조준 빔폭에 걸친 결과적인 Tx 신호 방사 패턴 그레이팅 로브 대 로브 거리는 상기 무선 채널의 각 스프레드보다 적게 되고, 상기 조준에 대한 +90도 및 -90도 방위들에서 강력한 널들이 생성된다. 예를 들면, 상기 무선 채널의 더 좁은 각 스프레드에 의해, 더 큰 d의 값이 더 짧은 로브 대 로브 거리들을 생성하는데 바람직하게 될 수 있다. 역으로, 상기 무선 채널의 더 큰 각 스프레드는 더 큰 로브 대 로브 거리들이 수용될 수 있게 할 수 있으며, 그에 따라 더 작은 d의 값들의 사용을 가능하게 한다. 반파장들의 홀수와는 다른 거리 d는 또한 섹터 애퍼처에 걸친 C/I 성능을 최적화하기 위해 선택될 수 있으며, 이는 특정의 안테나 방위 패턴에 의존하여 필요하게 될 수 있다. 가변 RF 위상 시프터들(150, 151)은, 각각의 브랜치에서 케이블링 길이 차로 인해 야기되는 어떠한 위상 변화를 보상하거나 또는 90도 하이브리드 커플러들이 RF 스플리팅 수단으로서 사용된 때 위상을 보상하고, 그에 따라 최소의 섹터 간 간섭을 위한 Tx 방사 패턴을 최적화하기 위해 상대적인 브랜치 페이징을 조정하도록 이중-편파된 안테나들 중 하나의 접속 포트들에 앞서 선택적으로 삽입될 수 있다(예를 들면, 이중-편파된 안테나(170)의 접속 포트들(160, 161)에 접속되는 것으로 도 2에 도시됨). 대안적으로, 위상 시프터들(150, 151)은 더 큰 섹터 오버랩이 바람직한 경우에 섹터 간 오버랩을 변화하도록 사용될 수 있으며, 여기서 이들 위상 시프터들을 사용하여 180도 위상 지연을 가하는 것은 +/- 90도 방위각들에서의 널들보다는 사이드-로브들(side lobes)을 생성할 것이다.
도 2의 예는, 셀룰러 데이터 네트워크가 일반적으로 다운링크 간섭 제한되므로, Tx 신호에 대해 섹터 간 간섭을 최적화한다. 하지만, FDD 시스템들에 의해, 상기 Rx 신호들이 스펙트럼 밴드에서의 상이한 주파수 범위에서 동작될 것이며, 또한 고려되어야할 필요성이 있을 것이다. 실례로, 안테나 분리 거리 d는, Tx 및 Rx 주파수들이 서로 간에 비교적 근접하여 있다면 이들 주파수들 사이의 중간 주파수에 따라 설정될 수 있다. 또 다른 예는 Tx와 Rx 주파수들 사이에 더 큰 듀플렉스 거리가 있을 수 있는, Tx 및 Rx 주파수들 양쪽 모두에 대해 반파장들의 홀수가 만나는 조건을 충족시키는 분리 거리 d를 계산하고, 선택하고 및/또는 활용하는 것을 포함한다. 한 실시예에서, 도 2의 예는 또한, 지연/위상 특징들이 Rx 주파수들보다 Tx 주파수들에 대해 더 많은 또는 더 적은 위상 지연을 야기하도록 이중-편파된 안테나들 중 하나에 대한 접속들 상에 전대역 통과 필터들(all-pass filters)을 추가로 포함할 수 있다는 것을 유의해야 한다. 또 다른 예에서, 하이브리드 커플러들(130, 230)은 떨어지게 되고(remove) 대신에 2T2R 라디오(10)로부터의 Tx/Rx 라인들을 Tx 및 Rx 라인들의 두 개의 구성요소 쌍들로 듀플렉스하지 않을 RX 구성요소들을 포함하며, Tx 및 Rx 신호들을 재-듀플렉스하기 전에 독립적으로 스플리팅 및 위상 시프팅을 적용한다. 또 다른 예에 있어서, RF 스플리팅은 예를 들면 기지국 무선 설비의 전력 증폭 전에 베이스밴드에서 수행된다.
도 3a 내지 도 3c는 도 2의 예로부터의 원하는 결과들을 나타낸다. 도 3a는 채널 분산이 없이 4.5λ 떨어진 2 개의 안테나들을 사용하는 안테나 방사 패턴의 그래프(320) 및 그 결과적인 인페로메트릭 패턴을 도시한다. 제 1 축(323)은 각도에서의 방위각을 나타낸다.제 2 축(324)은 dB에서의 조준에 대한 안테나 이득을 나타낸다. 특히, 도 3a에서, 기준으로 작용하며, 점선(321)은 740 MHz 에서 2 도(degree) 전기적 기울기, +45도 편파 어레이의 상업적으로 이용가능한 듀얼-교차-편파 700 MHz 밴드 안테나의 방위각의 함수로서, 이득 또는 방사 패턴을 도시한다. 실선(322)은 안테나들 중 두 개가 배치되어 4.5λ로 분리되고 무선 채널이 분산을 갖지 않을 때 도 2의 제 1 예에 의해 기재된 구성으로부터 초래된 방위각의 함수로서 결과적인 인페로메트릭 방사 패턴을 나타낸다.
도 3b는 4.5λ 떨어지고 10도 채널 분산을 갖는 2 개의 안테나들을 사용하는 안테나 방사 패턴의 그래프(330) 및 그 결과적인 인페로메트릭 패턴을 도시한다. 제 1 축(333)은 각도에서의 방위각을 나타낸다. 제 2 축(334)은 dB에서의 조준에 대한 안테나 이득을 나타낸다. 특히, 그래프(330)는 도 3a에서와 동일한 참조(점선(331)) 방사 패턴을 갖지만, 실선(332)은 무선 채널이 대략 10도의 분산(α)을 가질 때 도 2의 제 1 예로부터 초래된 방사 패턴을 나타낸다. 본 명세서에서 각의 분산(α)은 멀티-경로 에너지의 90퍼센트가 포함되는 각의 범위로서 규정된다. 도 3b에서 명료히 알 수 있는 바와 같이, 방위 패턴에서의 일부 리플링(rippling)에도 불구하고, 방위 패턴 롤-오프 레이트는 +/- 60도 섹터 방위를 넘어서는 신호 안테나에 대해 더욱 개선된다.
도 3c는 4.5λ 떨어지고 10도 채널 분산을 갖는 2 개의 안테나들을 사용하는 C/I 응답(여기서, "I"는 섹터 간 간섭(ISI))의 그래프(340)를 도시한다. 제 1 축(343)은 각도에서의 방위각을 나타낸다. 제 2 축(344)은 dB에서의 C/I를 나타낸다. 그래프(340)에서, 실선(342)은, 트리-섹터 사이트의 세 개의 섹터들이 도 2와 관련하여 기재되고 도시된 안테나 구성을 갖는 120도 간격들로 배치될 때의 방위각의 함수로서, 결과적인 C/I 응답을 나타낸다. 도 3c에서 점선(341)은 기준으로서 통상의 신호 안테나가 사용될 때 결과적인 C/I 를 나타낸다. 도 3c는 방위각의 보다 더 넓은 범위상에서 상당한 C/I 의 이득을 증명하며, 결과적으로 개선된 스펙트럴 효과를 나타낸다.
도 4는 본 개시사항에 따라 제 2 예의 시스템(200)을 도시한다. 도 4에 도시된 바와 같이, 대략 65도의 방위각 빔폭을 갖는 2개의 듀얼 교차-편파 안테나(170, 270)는 본 개시사항에 따라 전개되어 설계된다. 예컨대, 도 4의 예는 예컨대 700 MHz 대역에서 LTE FDD 서비스를 제공할 수 있다. 이 경우, LTE 기지국 무선장치(20)(예, "무선 기지국")는 2개의 Tx/Rx 듀플렉스된 포트들(110, 210)과 2개의 Rx만의 포트들(111, 211)을 갖는 "2T4R" 무선장치이다. 2T4R 무선장치(20)로부터 제 1 Tx/Rx 신호(110)는 인-페이스 브랜치들을 제공하는 제 1 180도 하이브리드 커플러(130)의 인-페이스 포트(120)에 대한 연결을 통해 2개의 인-페이스 브랜치들, 또는 구성 신호들 "A"로 분할된다; 유사하게 2T4R 무선장치(20)로부터 제 2 Tx/Rx 신호(210)는 제 2 180도 하이브리드 커플러(230)의 인-페이스 포트(220)에 연결되어, 포트들(240, 241)에서 인-페이스 브랜치들, 또는 구성 신호들 "A"를 제공한다. 도 2의 예가 180도 하이브리드 커플러들(130, 230)을 도시하지만, 다른 추가의 다른 실시예들에서, RF 스플리터들, 90도 하이브리드 커플러들, 등이 대안적으로 또는 추가적으로 채용될 수 있다는 것을 유의해야한다. 브랜치들(140, 141)의 제 1 신호 쌍은 2개의 교차 편파된 안테나들(170, 270)의 +45도 편파된 포트들(160, 261)에 연결되고, 브랜치들(141, 241)의 제 2 쌍은 2개의 교차 편파된 안테나들(170, 270)의 -45도 편파된 포트들에 연결된다. 2T4R 무선장치(111)로부터 제 1 Rx만의 신호는 제 1 180도 하이브리드 커플러(130)의 제 2(아웃-오브-페이스) 포트(121)에 연결되고, 제 2 포트(121)는 그의 포트들(140, 141)에서 "B" 및 "-B"로 표시되는 구성 신호들의 Rx만의 신호를 위한 아웃-오브-페이스 벡터 합이다. 유사하게, 2T4R 무선장치(211)로부터 제 2 Rx만의 신호는 제 2 180도 하이브리드 커플러(230)의 제 2(아웃-오브-페이스) 포트(221)에 연결되고, 제 2 포트(221)는 그의 포트들(240, 241)에서 "B" 및 "-B"로 표시되는 구성 신호들의 Rx만의 신호를 위한 아웃-오브-페이스 벡터 합이다. 따라서, 포트들(140, 240)은 인-페이스, 또는 A+B 구성 신호들을 제공하고, 반면에 포트들(141, 241)은 아웃-오브-페이스, 또는 A-B 구성 신호들을 제공한다.
본 개시사항에 따라, 안테나의 분리 거리 d는, 65도 조준 빔폭에 걸친 결과적인 Tx 신호 방사 패턴의 격자 로브-투-로브 거리가 무선 채널의 각도 분산보다 작고, 강한 널들이 조준에 대한 +90도 및 -90도 방위들에서 생성되도록, 공칭적으로 홀수 정수의 반파장들만큼 떨어져야 한다(예,
Figure pct00002
). 예컨대, 무선 채널의 더 좁은 각도 분산에 대해, 더 짧은 로브-투-로브 거리를 생성하기 위하여 더 큰 값의 d가 바람직할 수 있다. 역으로, 무선 채널의 더 큰 각도 분산은 더 큰 로브-투-로브 거리들이 수용될 수 있도록 허용할 수 있고, 따라서 더 적은 값의 d의 사용을 허용한다. 홀수의 반파장들과 상이한 거리 d가 또한 섹터 개구에 걸친 C/I 성능을 최적화하기 위하여 선택될 수 있고, 이는 특정 안테나 방위각 패턴에 따라 필요할 수 있다. 가변 RF 페이스 시프터들(150, 151)은, 상대 브랜치 위상설정을 조정하여, 각 브랜치에서 케이블링 길이 차이로 인해 야기된 임의의 위상 변동을 보상하기 위하여, 또는 90도 하이브리드 커플러들이 RF 스플리팅 수단으로 사용되는 경우 위상을 보상하기 위하여, 따라서 최소 섹터간 간섭을 위한 Tx 방사 패턴을 최적화하기 위하여, 듀얼-편파된 안테나들 중 하나의 연결 포트들에 앞서 선택적으로 삽입될 수 있다(도 4에서 듀얼-편파된 안테나(170)의 연결 포트들(160, 161)에 연결되는 것으로 도시됨). 대안적으로, 페이스 시프터들(150, 151)은 더 큰 섹터 오버랩이 요구되는 경우 섹터간 오버랩을 변경하기 위하여 사용될 수 있고, 이 경우 페이스 시프터들을 사용하여 180도 페이스 지연을 추가하는 것은 +/- 90도 방위각들에서 널들이 아니라 사이드-로브들을 생성할 것이다.
도 4에 도시된 2T4R 무선 장치(20)는 정상적으로 2개의 듀얼-편파된 안테나 어레이(즉, 4x 안테나 포트들)에 대한 연결을 필요로 할 것이고, 따라서 제 2 예의 시스템(200)(예, 도 4에 도시된)은 임의의 추가적인 안테나들을 추가하지 않거나 또는 임의의 추가적인 안테나 위치들을 사용하지 않고 개선된 섹터간 간섭을 허용한다. 2T4R 무선장치(20)가 최대 비 결합(MRC) 또는 간섭 거부 결합(IRC)과 같은 기저대역에서의 4-브랜치 Rx 결합을 사용하는 것을 주목해야 한다. 이와 같이, 모든 Rx 신호들은 기저대역에서 최적의 방식으로 결합된 벡터일 것이고, 따라서 도 2의 예의 시스템(100)과 관련하여 논의된 바와 같이 Rx 주파수들에 부합하기 위하여 분리 거리를 처리하는 것은 필요하지 않다. 다양한 실시예들에서, 도 4의 예의 시스템(200)이 도 2의 예의 시스템(100)과 관련하여 기술된 것과 동일하거나 유사한 방식으로, 예컨대 지연/페이스 특성들이 Rx 주파수들보다 Tx 주파수들에 다소의 위상 지연을 도입하도록 듀얼-편파된 안테나들 중 하나에 대한 연결들 상에서 전역-통과 필터들을 사용하거나, 하이브리드 커플러들을 RF 구성요소들로 대체하는, 등의 방법을 통해, 수정될 수 있음을 주목해야 한다.
도 5는 본 개시사항에 따른 제 3 예의 시스템(300)을 도시한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 대략 65도 방위각 빔폭을 갖는 2개의 듀얼 교차-편파된 안테나들(170, 270)이 본 개시사항에 따라 전개되고 설계된다. 예컨대, 도 5의 예는 예컨대 700 MHz 대역(f1)에서 LTE FDD 서비스를, 850 MHz 대역(f2)에서 HSPA FDD 서비스를 제공할 수 있다. LTE 및 HSPA 기지국 무선장치(10, 30)(예, "무선 기지국")는 각각이 2개의 Tx/Rx 듀플렉스된 포트들을 갖는 각 2T2R 무선장치들이다. 듀얼-편파된 안테나들(170, 270)은 700 MHz 및 850 MHz 스펙트럼 대역들을 지원하기 위한 충분한 대역폭을 갖는다. LTE 2T2R 무선장치(10)로부터 제 1 Tx/Rx 신호(110)는 제 1 180도 하이브리드 커플러(130)의 인-페이스 포트(120)에 대한 연결을 통해 2개의 브랜치들로 분할되어, 포트들(140, 141)에서 두 개의 인-페이스 브랜치들을 또는 구성 신호들 "A"을 제공한다; 유사하게 LTE 2T2R 무선장치(10)로부터 제 2 Tx/Rx 신호(210)는 제 2 180도 하이브리드 커플러(230)의 인-페이스 포트(220)에 연결되어, 포트들(240, 241)에서 인-페이스 브랜치들, 또는 구성 신호들 "A"를 제공한다. 도 5의 예가 180도 하이브리드 커플러들(130, 230)을 도시하지만, 다른 추가의 다른 실시예들에서, RF 스플리터들, 90도 하이브리드 커플러들, 등이 대안적으로 또는 추가적으로 채용될 수 있음을 주목해야 한다. 브랜치들(140, 141)의 제 1 신호 쌍은 2개의 교차 편파된 안테나들(170, 270)의 +45도 편파된 포트들(160, 260)에 연결되고, 브랜치들(141, 241)의 제 2 쌍은 2개의 교차 편파된 안테나들(170, 270)의 -45도 편파된 포트들(161, 261)에 연결된다. HSPA 2T2R 무선장치(30)로부터 제 1 Tx/Rx 신호(310)는 제 1 180도 하이브리드 커플러(130)의 제 2(아웃-오브-페이스) 포트(121)에 연결되고, 제 2 포트(121)는 포트들(140, 141)에서 각각 "B" 및 "-B"로 표시되는 아웃-오브-페이스 구성 신호들을 생성한다. 유사하게, HSPA 2T2R 무선장치(30)로부터 제 2 Tx/Rx 신호는 제 2 180도 하이브리드 커플러(230)의 제 2(아웃-오브-페이스) 포트(221)에 연결되고, 제 2 포트(221)는 또한 포트들(240, 241)에서 "B" 및 "-B"로 표시되는 아웃-오브-페이스 구성 신호들을 생성한다. 따라서, 포트들(140, 240)은 인-페이스, 또는 A+B 구성 신호들을 제공하고, 반면에 포트들(141, 241)은 아웃-오브-페이스, 또는 A-B 구성 신호들을 제공한다.
본 개시사항에 따라, 안테나의 분리 거리 d는, 65도 조준 빔폭에 걸친 결과적인 Tx 신호 방사 패턴의 격자 로브-투-로브 거리가 무선 채널의 각도 분산보다 작고, 강한 널들이 조준에 대한 +90도 및 -90도에서 생성되도록, 공칭적으로 700 MHz LTE 서비스를 위해 홀수 정수의 반파장들만큼 떨어져야 한다(예,
Figure pct00003
). 추가적으로, HSPA 서비스를 위해 최소 섹터간 간섭이 또한 바람직하다면, 850 MHz 대역에서 Tx 신호를 위해 대략 정수의 파장들인 거리 d가 선택되어야 한다(예,
Figure pct00004
). 특히, 정수의 파장들(홀수의 반파장들이 아닌)이 선호되는데, 왜냐하면 850 MHz 대역 신호들이 180도 하이브리드 커플러들의 제 2(아웃-오프-페이스) 포트들을 통해 분리되고, 따라서 최종 850 MHz 분리 신호들이 180도 아웃-오프-페이스되기 때문이다. 예컨대, 무선 채널의 더 좁은 각도 분산에 대해, 더 짧은 로브-투-로브 거리를 생성하기 위하여 더 큰 값의 d가 바람직할 수 있다. 역으로, 무선 채널의 더 큰 각도 분산은 더 큰 로브-투-로브 거리들이 수용될 수 있도록 허용할 수 있고, 따라서 더 적은 값의 d의 사용을 허용한다. 가변 RF 페이스 시프터들(150, 151)은, 페이스를 조정하여 최소 섹터간 간섭을 위한 Tx 방사 패턴을 최적화하거나 또는 원하는 경우, 대안적으로 섹터 오버랩의 변동을 제공하기 위하여, 선택적으로 안테나 신호 경로들에 삽입될 수 있다(도 5에서 듀얼-편파된 안테나(170)에 연결되는 것으로 도시됨).
도 5에 도시된 두 개의 2T2R 무선장치(10, 30)는 정상적으로 2개의 듀얼-편파된 안테나 어레이(즉, 4x 안테나 포트들)에 대한 연결을 필요로 할 것이다. 따라서 본 개시사항의 제 3 예(예, 도 5에 도시된)는 임의의 추가적인 안테나들을 추가하지 않거나 또는 임의의 추가적인 안테나 위치들을 사용하지 않고 개선된 섹터간 간섭을 허용한다. 광대역 안테나들 상에 2이상의 스펙트럼 대역들을 지원하기 위하여 다수의 다른 구성들 및 도 5의 예에 대한 변형들이 또한 가능하다. 이들은 예컨대 RF 스플리팅 및 결합, 등을 수행하기 위하여 90도 하이브리드 커플러들, 듀플렉싱 및 다이플렉싱 결합 필터들의 사용을 포함한다.
도 6는 본 개시사항에 따른 제 4 예의 시스템(400)을 도시한다. 도 6에 도시된 바와 같이, 대략 65도 방위각 빔폭을 갖는 3개의 듀얼 교차-편파된 안테나들(170, 270, 370)이 본 개시사항에 따라 전개되고 설계된다. 예컨대, 도 6의 예는 예컨대 700 MHz 대역에서 LTE 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 서비스를 제공할 수 있다. 본 예에서, LTE 기지국 무선장치는 Tx/Rx 듀플렉스된 포트들(110, 210)을 갖는 종래의 2T2R 듀얼-듀플렉스 무선 유닛(10)(예, "무선 기지국")이다. 2T2R 무선장치(10)로부터 제 1 Tx/Rx 신호(110)는 인-페이스 브랜치들을 갖는 제 1 RF 스플리터(180)를 통해 3개의 구성신호들롤 분할된다; 유사하게 2T2R 무선장치(10)로부터 제 2 Tx/Rx 신호(210)는 제 2 RF 스플리터(380)를 통해 3개의 인-페이스 구성 신호들로 분할되고, 따라서 3개의 공동-페이스드 구성 신호 브랜치들의 2개 그룹을 형성한다. RF 스플리터들(180, 380)은 각 RF 스플리터에 대해 a1, a2, a3으로 표시된 동일하지 않은 스플리팅 비율들을 가질 수 있다. 제 1 그룹의 신호들은 3개의 교차-편파된 안테나들(170, 270, 370)의 +45도 편파된 포트들(160, 260, 360)에 연결되고, 제 2 그룹의 신호들은 3개의 교차-편파된 안테나들(170, 270, 370)의 -45도 편파된 포트들(161, 261, 361)에 연결된다. 상대적인 신호 브랜치 페이스 설정을 조정함으로써, 각 브랜치 내에서 케이블 길이 차이로 인해 야기된 임의의 페이스 변동들을 보상하기 위하여, 가변 RF 페이스 시프터들(150, 151)은 제 1 듀얼-편파된 안테나(170)의 연결 포트들(160, 161)에 앞서 선택적으로 삽입될 수 있고, 가변 RF 페이스 시프터들(350, 351)은 제 3 듀얼-편파된 안테나(370)의 연결 포트들(360, 361)에 앞서 선택적으로 삽입될 수 있다. RF 스플리터들(180, 380)의 스플리트 비율들, 제 1(170) 및 제 2(270) 교차-편파된 안테나 사이(d1) 및 제 2(270) 및 제 3(370) 교차-편파된 안테나 사이(d2)의 분리 거리들, 및 선택적인 페이스 시프터들(150, 151, 350, 351)은, 기지국의 +/- 60도 섹터에 걸친 결과적인 Tx 및/또는 Rx 신호 방사 패턴의 격자 로브-투-로브 거리가 무선 채널의 각도 분산보다 작고, 섹터간 간섭이 최소화되거나 또는 적절하게 조절되도록, 모두 가변적이다. 예컨대, 무선 채널의 더 좁은 각도 분산에 대해, 더 짧은 로브-투-로브 거리를 생성하기 위하여 더 큰 값의 d가 바람직할 수 있다. 역으로, 무선 채널의 더 큰 각도 분산은 더 큰 로브-투-로브 거리들이 수용될 수 있도록 허용할 수 있고, 따라서 더 적은 값의 d의 사용을 허용한다. 3개의 공간적으로 분리된 안테나 위치들 및 분산 무선 채널의 사용은 매우 낮은 섹터 전력 비율들(SPR's) 및 최소 섹터간 간섭(ISI)을 초래할 수 있고, 더 많은 설계 자유도들을 제공할 수 있다.
도 7a 및 도 7b는 도 6의 예로부터 요구되는 결과를 도시한다. 도 7a는 4.66λ만큼 이격되고 10도의 채널 분산을 갖는 3개의 안테나들을 사용하는 안테나 방사 패턴 및 결과적인 간섭 패턴의 그래프(710)를 도시한다. 제 1 축(713)은 방위각을 각도 단위로 나타낸다. 제 2 축(714)은 조준에 대한 안테나 이득을 dB 단위로 나타낸다. 특히, 도 7a에서 점선(711)은, 740MHz에서 2도 전기적인 틸트를 갖고, 기준으로 작용하는, +45도 편파된 배열의 상업적으로 취득 가능한 듀얼-교차 편파된 700MHz 대역 안테나의, 방위각의 함수로서 이득 또는 방사 패턴을 도시한다. 도 7a에서 실선(712)은, 제 1 및 제 2, 및 제 2 및 제 3 안테나들(즉, d1 및 d2)이 전개되어 4.66λ만큼 분리되고, 무선 채널이 10도의 방위각 평면(α)에서 각도 분산을 가질 때, 제 4 예(예, 도 6의 시스템(400))에 의해 기술된 구성으로부터 초래되는 방위각의 함수로서 결과적인 방사 패턴을 도시한다. RF 스플리터들(180, 380)은 a1=0.2, a2=0.6, a3=0.2의 동일하지 않은 스플리팅 가중치들을 갖고, RF 페이스 시프터들(150, 151, 350, 351)에 의해 어떠한 추가적인 페이스 지연도 도입되지 않는다. 도 7b의 그래프(720)에서 명확하게 볼 수 있는 바와 같이, 방위각 패턴에서 일부 잔류 리플링에도 불구하고, 방위각 패턴의 롤-오프 비율은 단일 안테나에 대해 +/- 60도 섹터를 너머 훨씬 강화된다. 특히, 그래프(720)는 4.66λ 이격되고 10도 채널 분산을 갖는 3개의 안테나를 사용하는 C/I 응답(여기에서, I는 섹터간 간섭(ISI)이다)를 도시한다. 제 1 축(723)은 방위각을 각도 단위로 나타낸다. 제 2 축(724)는 C/I를 dB 단위로 나타낸다. 도 7b의 실선(722)은, 3-섹터 사이트의 3개 섹터들이 도 6과 관련하여 기술되고 도시된 안테나 구성을 통해 120도 간격들로 전개될 때, 결과적인 C/I 응답(여기에서, I는 섹터간 간섭(ISI)이다)을 방위각의 함수로 도시한다. 도 7b의 점선(721)은 종래의 단일 안테나를 기준으로 사용할 때 결과적인 C/I를 도시한다. 도 7b는 훨씬 넓은 범위의 방위각에 걸친 C/I의 큰 이득을 나타내고, 이는 차례로 개선된 스펙트럼 효율을 초래할 것이다.
상술한 내용은 본 개시사항의 하나 이상의 양상들에 따른 다양한 예들을 기술하지만, 본 개시사항의 하나 이상의 양상들에 따른 다른 및 추가의 예(들)이, 뒤따르는 청구항(들) 및 이들의 등가물들에 의해 결정되는, 이들의 범주로부터 벗어나지 않고도 도출될 수 있다.

Claims (24)

  1. 안테나 시스템에 있어서:
    적어도 하나의 송신 포트를 통해 적어도 하나의 무선 주파수 신호를 송신하기 위한 적어도 하나의 무선 기지국;
    상기 적어도 하나의 무선 기지국으로부터 적어도 하나의 무선 주파수 신호를 수신하고 상기 적어도 하나의 무선 주파수 신호를 두 개의 구성 신호들로 분할하기 위한 적어도 하나의 무선 주파수 스플리팅 수단; 및
    인페로메트릭 방사 이득 패턴(inferometric radiation gain pattern)이 생성되도록 상기 각 구성 신호를 송신하기 위해 한 파장보다 큰 거리만큼 분리되고 상기 적어도 하나의 무선 주파수 스플리팅 수단에 접속된 적어도 두 개의 안테나들로서, 상기 적어도 하나의 무선 기지국은 분산 멀티-경로 무선 채널(dispersive multi-path radio channel)을 통해 적어도 하나의 모바일 단말과 통신하고, 상기 적어도 두 개의 안테나들과 상기 적어도 하나의 모바일 단말 사이의 무선 주파수 에너지의 각 스프레드(angular spread)는 감소될 각의 범위에 걸쳐 상기 인페로메트릭 방사 패턴의 널들(nulls)을 야기하는, 상기 적어도 두 개의 안테나들을 포함하는, 안테나 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 무선 기지국은 또한 적어도 제 2 무선 주파수 신호를 수신하기 위한 것인, 안테나 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들은 복수의 안테나 소자들의 어레이들이며, 상기 안테나 소자들은 지향성(directivity) 및 특정 방사 패턴들을 제공하도록 배열되는, 안테나 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들은 방위 방사 평면(azimuthal radiation plane)에서 인페로메트릭 이득 패턴을 생성하도록 수평 기하학 평면에서 배치되는, 안테나 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 무선 기지국은 적어도 두 개의 송신용 포트들을 가지며, 상기 적어도 두 개의 안테나들은 적어도 두 개의 이중-편파된 안테나들(dual-polarised antennas)을 포함하는, 안테나 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들은 적어도 두 개의 이중-편파된 안테나들을 포함하고, 상기 적어도 하나의 무선 기지국은 두 개의 듀플렉스된(duplexed) 송신/수신 포트들 및 두 개의 수신 전용 포트들을 포함하며, 상기 적어도 하나의 무선 주파수 스플리팅 수단은 두 개의 하이브리드 컴바이너들을 포함하며, 여기서 상기 두 개의 듀플렉스된 송신/수신 포트들은 상기 두 개의 하이브리드 컴바이너들의 각각의 인-페이즈(in-phase) 포트들에 접속되고, 상기 두 개의 수신 전용 포트들은 상기 두 개의 하이브리드 컴바이너들의 각각의 아웃-오브-페이즈(out-of-phase) 포트들에 접속되는, 안테나 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들 사이의 거리는 홀수의 반파장들(odd number of half wavelengths)이고, 상기 거리는 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면(azimuth plane)에서 방위 방사 패턴 널들(azimuth radiation pattern nulls)을 생성하도록 선택되고, 상기 방위 방사 패턴 널들은 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면에서 플러스 및 마이너스 90도 방위(bearings)에서 적어도 두 개의 널들(nulls)을 포함하는, 안테나 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 안테나들 사이의 거리는 전체 수의 파장들(whole number of wavelengths)이고, 상기 거리는 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면에서 방위 방사 패턴 로브들(azimuth radiation pattern lobes)을 생성하도록 선택되고, 상기 방위 방사 패턴 로브들은 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면에서 플러스 및 마이너스 90도 방위에서 적어도 두 개의 로브들을 포함하는, 안테나 시스템.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들은 적어도 두 개의 이중-편파된 안테나들을 포함하고, 상기 적어도 하나의 무선 기지국은 제 1 스펙트럼 밴드에서 동작하며 두 개의 듀플렉스된 송신/수신 포트들을 갖는 제 1 무선 기지국 및 제 2 스펙트럼 밴드에서 동작하며 두 개의 듀플렉스된 송신/수신 포트들을 갖는 제 2 무선 기지국을 포함하고, 상기 적어도 하나의 무선 주파수 스플리팅 수단은 두 개의 하이브리드 컴바이너들을 포함하며, 여기서 상기 제 1 무선 기지국의 두 개의 듀플렉스된 송신/수신 포트들은 상기 두 개의 하이브리드 컴바이너들의 각각의 인-페이즈 포트들에 접속되고, 상기 제 2 무선 기지국의 두 개의 듀플렉스된 송신/수신 포트들은 상기 두 개의 하이브리드 컴바이너들의 각각의 아웃-오브-페이즈 포트들에 접속되는, 안테나 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들 사이의 거리는 상기 제 1 스펙트럼 밴드와 연관된 홀수의 반파장들이고, 또한 상기 제 2 스펙트럼 밴드와 연관된 전체 수의 파장들이며, 상기 거리는 또한 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면에서 방위 방사 패턴 널들을 생성하도록 선택되고, 상기 방위 방사 패턴 널들은 상기 제 1 스펙트럼 밴드 및 상기 제 2 스펙트럼 밴드 양쪽 모두에 대해, 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면에서 플러스 및 마이너스 90도 방위에서 적어도 두 개의 널들을 포함하는, 안테나 시스템.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 무선 기지국은 두 개의 송신용 포트들을 갖고, 상기 적어도 두 개의 안테나들은 세 개의 이중-편파된 안테나들을 포함하고, 상기 무선 기지국의 제 1 포트는 제 1 그룹의 세 개의 구성 신호들을 생성하도록 제 1의 3 방향(three-way) 무선 주파수 스플리터에 접속되고, 상기 무선 기지국의 제 2 포트는 제 2 그룹의 세 개의 구성 신호들을 생성하도록 제 2의 3 방향 무선 주파수 스플리터에 접속되고, 상기 제 1 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 1 구성 신호 및 상기 제 2 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 1 구성 신호는 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 제 1 이중-편파된 안테나의 각각의 편파된 포트들에 접속되고, 상기 제 1 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 2 구성 신호 및 상기 제 2 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 2 구성 신호는 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 제 2 이중-편파된 안테나의 각각의 편파된 포트들에 접속되고, 상기 제 1 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 3 구성 신호 및 상기 제 2 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 3 구성 신호는 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 제 3 이중-편파된 안테나의 각각의 편파된 포트들에 접속되는, 안테나 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 이중-편파된 안테나와 상기 제 2 이중-편파된 안테나 사이의 분리 거리, 상기 제 2 이중-편파된 안테나와 상기 제 3 이중-편파된 안테나 사이의 분리 거리, 상기 제 1의 3 방향 무선 주파수 스플리터와 상기 제 2의 3 방향 무선 주파수 스플리터의 스플리트 비, 및 상기 제 1 그룹의 세 개의 구성 신호들의 제 1 구성 신호와 제 2 구성 신호와 제 3 구성 신호 및 상기 제 2 그룹의 세 개의 구성 신호들의 제 1 구성 신호와 제 2 구성 신호와 제 3 구성 신호에 적용된 위상 지연들은 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 방위 평면에서 널들을 생성하도록 선택되고, 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 방위 평면에서의 널들은 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 방위 평면에서 플러스 및 마이너스 90도 방위들에서 적어도 두 개의 널들을 포함하는, 안테나 시스템.
  13. 적어도 하나의 무선 기지국의 적어도 하나의 송신 포트를 통해 적어도 하나의 무선 주파수 신호를 송신하는 단계;
    적어도 하나의 무선 주파수 스플리팅 수단을 통해 상기 적어도 하나의 무선 기지국으로부터 적어도 하나의 무선 주파수 신호를 수신하는 단계;
    상기 적어도 하나의 무선 주파수 스플리팅 수단을 통해 상기 적어도 하나의 무선 주파수 신호를 두 개의 구성 신호들로 분할하는 단계; 및
    인페로메트릭 방사 이득 패턴이 생성되도록 한 파장보다 큰 거리만큼 분리되고 상기 적어도 하나의 무선 주파수 스플리팅 수단에 접속된 적어도 두 개의 안테나들을 통해 각각의 구성 신호를 송신하는 단계로서, 상기 적어도 하나의 무선 기지국은 분산 멀티-경로 무선 채널을 통해 적어도 하나의 모바일 단말과 통신하고, 상기 적어도 두 개의 안테나들과 상기 적어도 하나의 모바일 단말 사이의 무선 주파수 에너지의 각 스프레드(angular spread)는 감소될 각의 범위에 걸쳐 상기 인페로메트릭 방사 패턴의 널들을 야기하는, 상기 각각의 구성 신호를 송신하는 단계를 포함하는, 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들을 통해 적어도 제 2 무선 주파수 신호를 수신하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들은 복수의 안테나 소자들의 어레이들이며, 상기 안테나 소자들은 지향성 및 특정 방사 패턴들을 제공하도록 배열되는, 방법.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들은 방위 방사 평면에서 인페로메트릭 이득 패턴을 생성하도록 수평 기하학 평면에서 배치되는, 방법.
  17. 제 13 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 무선 기지국은 적어도 두 개의 송신용 포트들을 가지며, 상기 적어도 두 개의 안테나들은 적어도 두 개의 이중-편파된 안테나들을 포함하는, 방법.
  18. 제 13 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들은 적어도 두 개의 이중-편파된 안테나들을 포함하고, 상기 적어도 하나의 무선 기지국은 두 개의 듀플렉스된 송신/수신 포트들 및 두 개의 수신 전용 포트들을 포함하며, 상기 적어도 하나의 무선 주파수 스플리팅 수단은 두 개의 하이브리드 컴바이너들을 포함하며, 여기서 상기 두 개의 듀플렉스된 송신/수신 포트들은 상기 두 개의 하이브리드 컴바이너들의 각각의 인-페이즈 포트들에 접속되고, 상기 두 개의 수신 전용 포트들은 상기 두 개의 하이브리드 컴바이너들의 각각의 아웃-오브-페이즈 포트들에 접속되는, 방법.
  19. 제 13 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들 사이의 거리는 홀수의 반파장들이고, 상기 거리는 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면에서 방위 방사 패턴 널들을 생성하도록 선택되고, 상기 방위 방사 패턴 널들은 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면에서 플러스 및 마이너스 90도 방위에서 적어도 두 개의 널들을 포함하는, 방법.
  20. 제 13 항에 있어서,
    상기 안테나들 사이의 거리는 전체 수의 파장들이고, 상기 거리는 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면에서 방위 방사 패턴 로브들을 생성하도록 선택되고, 상기 방위 방사 패턴 로브들은 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면에서 플러스 및 마이너스 90도 방위에서 적어도 두 개의 로브들을 포함하는, 방법.
  21. 제 13 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들은 적어도 두 개의 이중-편파된 안테나들을 포함하고, 상기 적어도 하나의 무선 기지국은 제 1 스펙트럼 밴드에서 동작하며 두 개의 듀플렉스된 송신/수신 포트들을 갖는 제 1 무선 기지국 및 제 2 스펙트럼 밴드에서 동작하며 두 개의 듀플렉스된 송신/수신 포트들을 갖는 제 2 무선 기지국을 포함하고, 상기 적어도 하나의 무선 주파수 스플리팅 수단은 두 개의 하이브리드 컴바이너들을 포함하며, 여기서 상기 제 1 무선 기지국의 두 개의 듀플렉스된 송신/수신 포트들은 상기 두 개의 하이브리드 컴바이너들의 각각의 인-페이즈 포트들에 접속되고, 상기 제 2 무선 기지국의 두 개의 듀플렉스된 송신/수신 포트들은 상기 두 개의 하이브리드 컴바이너들의 각각의 아웃-오브-페이즈 포트들에 접속되는, 방법.
  22. 제 13 항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 안테나들 사이의 거리는 상기 제 1 스펙트럼 밴드와 연관된 홀수의 반파장들이고, 또한 상기 제 2 스펙트럼 밴드와 연관된 전체 수의 파장들이며, 상기 거리는 또한 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면에서 방위 방사 패턴 널들을 생성하도록 선택되고, 상기 방위 방사 패턴 널들은 상기 제 1 스펙트럼 밴드 및 상기 제 2 스펙트럼 밴드 양쪽 모두에 대해, 상기 적어도 두 개의 안테나들의 방위 평면에서 플러스 및 마이너스 90도 방위에서 적어도 두 개의 널들을 포함하는, 방법.
  23. 제 13 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 무선 기지국은 두 개의 송신용 포트들을 갖고, 상기 적어도 두 개의 안테나들은 세 개의 이중-편파된 안테나들을 포함하고, 상기 무선 기지국의 제 1 포트는 제 1 그룹의 세 개의 구성 신호들을 생성하도록 제 1의 3 방향 무선 주파수 스플리터에 접속되고, 상기 무선 기지국의 제 2 포트는 제 2 그룹의 세 개의 구성 신호들을 생성하도록 제 2의 3 방향 무선 주파수 스플리터에 접속되고, 상기 제 1 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 1 구성 신호 및 상기 제 2 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 1 구성 신호는 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 제 1 이중-편파된 안테나의 각각의 편파된 포트들에 접속되고, 상기 제 1 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 2 구성 신호 및 상기 제 2 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 2 구성 신호는 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 제 2 이중-편파된 안테나의 각각의 편파된 포트들에 접속되고, 상기 제 1 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 3 구성 신호 및 상기 제 2 그룹의 세 개의 구성 신호들로부터의 제 3 구성 신호는 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 제 3 이중-편파된 안테나의 각각의 편파된 포트들에 접속되는, 방법.
  24. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 이중-편파된 안테나와 상기 제 2 이중-편파된 안테나 사이의 분리 거리, 상기 제 2 이중-편파된 안테나와 상기 제 3 이중-편파된 안테나 사이의 분리 거리, 상기 제 1의 3 방향 무선 주파수 스플리터와 상기 제 2의 3 방향 무선 주파수 스플리터의 스플리트 비, 및 상기 제 1 그룹의 세 개의 구성 신호들의 제 1 구성 신호와 제 2 구성 신호와 제 3 구성 신호 및 상기 제 2 그룹의 세 개의 구성 신호들의 제 1 구성 신호와 제 2 구성 신호와 제 3 구성 신호에 적용된 위상 지연들은 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 방위 평면에서 널들을 생성하도록 선택되고, 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 방위 평면에서의 널들은 상기 세 개의 이중-편파된 안테나들의 방위 평면에서 플러스 및 마이너스 90도 방위들에서 적어도 두 개의 널들을 포함하는, 방법.
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