CN106063233A - 具有增强扇区间干扰缓解的天线系统 - Google Patents

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CN106063233A CN201580012208.8A CN201580012208A CN106063233A CN 106063233 A CN106063233 A CN 106063233A CN 201580012208 A CN201580012208 A CN 201580012208A CN 106063233 A CN106063233 A CN 106063233A
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Abstract

在一个示例中，一种天线系统包括用于经由发射端口来发射RF信号的无线电基站、用于从无线电基站接收RF信号且用于将RF信号分离成两个分量信号的RF分离装置以及分离大于一个波长的距离且被连接到RF分离装置以便发射各分量信号、使得创建干涉测量辐射增益图的至少两个天线。无线电基站经由分散式多路径无线电信道与至少一个移动终端通信，其中，所述至少两个天线与所述至少一个移动终端之间的RF能量的角展度促使跨一定角范围的干涉测量辐射图的零值减少。

Description

具有增强扇区间干扰缓解的天线系统
技术领域
本公开一般地涉及天线系统，并且更具体地涉及当被部署在分扇区基站站点处时控制方位角辐射图滚降率（roll-off rate）的基站天线系统。
背景技术
蜂窝基站站点通常设计并部署有被布置成服务于不同方位角的三个扇区，例如，每个扇区服务于离小区站点位置120度的角范围。每个扇区由具有定义扇区覆盖占用空间（footprint）的方位角辐射图的天线组成。基站扇区天线的方位角辐射图一般地在约65度（+/- 3dB波束宽度）下是最佳的，因为这在服务蜂窝式网络区域的站点的网络或集群中提供充分的增益和多个站点的高效三扇区站点棋盘形布置（tessellation）。
包括高速分组接入（HSPA）和长期演进（LTE）的大多数移动数据蜂窝式网络接入技术采用1:1或全谱再利用方案以便使谱效率和容量最大化。这个积极的谱再利用意味着需要使扇区间和小区间干扰最小化，使得可以使谱效率最大化。通常由电相控阵列波束倾斜输送的天线倾斜提供网络优化自由度以解决小区间干扰，但是存在用以优化扇区间干扰的很少选项。天线方向图的前后（FTB）、前侧（FTS）和扇区功率比（SPR）是指示扇区间干扰的量的参数；FTB和FTS越大且SPR值越低，则扇区间干扰越低。用以理解扇区间干扰和因此的潜在吞吐量（throughput）性能的更好度量可以是作为方位角的函数来计算结果产生的信号与干扰（C/I）比，其中，期望针对尽可能宽的小孔实现高C/I比。
将3 dB方位波束宽度减小至60度或者甚至55度通常将改善SPR，但是还可影响用于基本服务覆盖的蜂窝式网络棋盘形布置效率，并且必要地要求更宽的天线来实现较窄的波束宽度，其然后在分区、风力加载和租费方面对站点施加附加压力。具有例如可变方位波束宽度的基站天线是可用的，其可以用来提供扇区之间的更好的负荷平衡并调整扇区到扇区重叠。然而，这种解决方案可能不适合于容纳多个阵列并因此支持多个谱带，这对于基站天线而言是期望要求。此类可变波束宽度天线可以是大的（尺寸由最小可实现波束宽度支配），其中某些解决方案要求机械和有源（active）电子装置，并且因此可能部署和维护起来是昂贵的。
发明内容
在一个示例中，本公开描述了一种天线系统，其具有用于经由至少一个发射端口来发射至少一个RF信号的至少一个无线电基站、用于从所述至少一个无线电基站接收所述至少一个RF信号且用于将所述至少一个RF信号分离成两个分量信号的至少一个RF分离装置以及分离大于一个波长的距离且被连接到所述至少一个RF分离装置以便发射各分量信号、使得创建干涉测量（inferometric）辐射增益图的至少两个天线。所述至少一个无线电基站经由分散式多路径无线电信道与至少一个移动终端通信，其中，所述至少两个天线与所述至少一个移动终端之间的RF能量的角展度促使跨一定角范围的干涉测量辐射图的零值（null）减少。
附图说明
通过结合附图来考虑以下详细描述，可以容易地理解本公开的教导，在所述附图中：
图1A-1C图示出利用对故意创建的干涉测量辐射图进行零值填充并在天线布置的宽侧保持强零值的移动无线电信道的角分散的本公开的示例；特别地，图1A图示出不具有多路径的方位角辐射增益图，图1B图示出根据本公开的方位角辐射增益图示例和分散式无线电信道，并且图1C图示出处于分散式无线电信道中时的结果产生的有效方位角辐射增益图；
图2图示出本公开的第一示例，示出了经由RF分离器连接到两个空间分离双极化基站天线以创建方位角方面的优化干涉测量辐射图的2T2R无线电（具有两个发射/接收（Tx/Rx）双工端口的双重双工无线电单元）；
图3A—3C图示出图2的示例如何利用对故意创建干涉测量辐射图进行零值填充并在天线布置的宽侧保持强零值的移动无线电信道的角分散；特别地，图3A图示出没有多路径的方位角辐射增益图，图3B图示出分散式无线电信道中的方位角辐射增益图，并且图3C图示出图2的示例被部署在三扇区基站站点的三个扇区上时的作为方位角的函数的结果产生的C/I比；
图4图示出包括经由RF混合耦合器连接到两个空间分离双极化基站天线以创建方位角方面的优化干涉测量发射（Tx）辐射图的2T4R无线电（具有两个Tx/Rx双工端口和两个仅Rx端口的无线电单元）的本公开的第二示例；
图5图示出本公开的第三示例，其包括经由RF混合耦合器连接到两个空间分离双极化基站天线以创建方位角方面的优化干涉测量Tx辐射图的接近谱带中操作的两个2T2R无线电；
图6图示出本公开的第四示例，其包括经由RF分离器连接到三个空间分离双极化基站天线以创建方位角方面的优化干涉测量辐射图的2T2R无线电；以及
图7A-7B图示出图6的示例如何利用对故意创建干涉测量辐射图进行零值填充并在天线布置的宽侧保持强零值的移动无线电信道的角分散；特别地，图7A图示出分散式无线电信道中的方位角辐射增益图，并且图7B图示出图6的示例被部署在三扇区基站站点的三个扇区上时的作为方位角的函数的结果产生的C/I比。
为了便于理解，在可能的情况下，已使用相同的参考数字来指定为各图所共有的相同元件。
具体实施方式
本公开描述了一种基站天线解决方案，其在被部署在分扇区基站站点处时控制方位角辐射图滚降率和特别地前侧比（FSR）。在一个示例中，本公开包括两个相同的常规定向双极化基站扇区天线的使用，其面对同一方向或方位，并且其被标称上水平地设置在分开奇数个半波长处，其中，天线的同极化端口被一起共同定向以用于到基站的连接。结果产生的辐射图是干涉测量的辐射图，即具有多个栅瓣和零值，但是特别地在天线的宽侧创建宽角辐射图零值，即在相对于天线的水平平面中的瞄准线（boresight）的约+/-90度处，其用于减小FSR，并且因此当天线布置被部署在例如三扇区基站蜂窝站点的所有扇区上时减少扇区间同信道干扰。另外，利用移动无线电信道的多路径分散，使得无线电信道的角展度促使跨期望的+/- 60度扇区服务区域创建的干涉测量方位角辐射图通过无线电信道散射和分散被进行零值填充。换言之，与没有无线电信道分散和散射的情况下的同一通信方案相比，跨一定的角范围减少了干涉测量辐射图的零值。当天线分离距离使得无线电信道的方位角展度大于期望方向上的干涉测量零值的角宽度，但是其中角展度小于在约+/- 90度方位处创建的角零值的宽度时，天线解决方案一般地针对最小扇区间干扰被优化。
本公开提供了适合于蜂窝式基站的天线部署和设计解决方案，其可以提供增强的扇区间干扰或可调整扇区重叠以用于优化蜂窝式网络设计。本公开的示例允许在期望的情况下使用运营商优选天线（包括多波段天线），并且在多种情况下避免完全替换任何天线，这取决于现有天线安装。例如，本公开的示例包括基站站点，其具有每个扇区两个或更多水平设置的天线位置，这对于大多数基站站点是典型的，并且尤其是在北美洲中。多个天线位置被用来例如支持多个谱带、多输入/多输出（MIMO）天线系统，包括空间分集等。
根据本公开，在一个实施例中，正常地意图用于连接到单个天线的载送发射信号的基站端口被替代地连接到RF分离装置以便连接到至少两个天线，所述至少两个天线被水平地分开超过波长，并且其具有相同的瞄准线方位。本公开的示例故意地在包括跨扇区的多个栅瓣和零值的方位平面中创建干涉测量辐射图。此外，在各种实施例中，将分离距离选择成奇数个半波长。特别地，这确保在相对于天线方位角瞄准线的+/- 90度处创建大量辐射图干涉测量零值，并且因此显著地改善前侧（FTS）比，其继而改善扇区间干扰。另外，根据本公开的对两个空间分集天线进行间隔和共同定向的系统可以实现边缘的更陡峭滚动，保持更宽的方位角（例如，大于15 dB载波干扰（C/I）比），并且提供改善的数据速率（例如，约50%的吞吐量增益）。
本公开的示例利用这样的事实，即基站与移动终端之间的移动无线电信道是多路径信道，并且因此由于散射而是分散的。多路径分散意指基站与终端之间的RF能量与方位平面中的一定的角范围对向（subtend）；角分散或角展度通常从低分散信道中的几度变动至高度分散信道中的数十度。例如，已经观察到典型的宏蜂窝无线电信道可展示5—15度之间的角分散。 在下面更详细地描述图1A—1C的示例中图示出此分散的效果。
在一个示例中，本公开包括被垂直地设置（例如，每个扇区至少两个）的基站站点处的两个或更多天线的布置。在此类情况下，将生成仰角平面中的干涉测量辐射图。由于多路径无线电信道引起的仰角平面中的角展度可作为仰角的函数而改变，其中当移动终端接近于站点且因此处于从水平面向下的大仰角时观察到更大的角展度。在接近于水平的低仰角下，当移动设备远离时，将在仰角方面存在更小得多的角展度。例如，可以将分散体积视为移动终端周围的恒定体积（例如，房屋、街道、建筑物等），这将对在仰角方面与一定角范围对向的多路径有所贡献，其随着移动终端远离基站站点而减少。根据本公开的垂直设置天线可用来增加主波束滚降率的上部，其可以被用来使指向水平的能量和因此的站点间干扰最小化。
图1A描绘了处于到常规基站扇区的近似方位角瞄准线处的移动终端（500），其中，在极坐标图（700）中描绘了天线方位角辐射或增益图。用基站天线与移动终端之间的点线（600）来表示通信链路（上行链路或下行链路或两者）。
图1B描绘了与根据本公开的基站天线布置（例如，图2的布置）通信的同一移动终端（500），其展示出具有包括多个栅瓣和零值的干涉测量图的方位角辐射图（701）。多个主导传播路径（6011至601n）或多路径传播借助于无线电信道中的散射体（5011至501m）而存在，其在宏蜂窝无线电环境中通常接近于并围绕移动终端（500）。多路径传播将在方位角方面与一定的角范围对向，并且因此展示出角分散或角展度。如果无线电信道的角展度相当于或大于栅瓣间（或光栅零值间）角宽度，则发生零值填充（换言之，与没有无线电信道分散和散射的同一通信方案相比，跨一定角范围减少干涉测量辐射图的零值），并且就移动终端（500）而言，基站天线图看起来基本上未改变，例如在65度波束宽度下。
图1C图示出处于分散无线电信道中时的相对于至基站链路（602）的移动终端（500）的基站方位角辐射增益图。基站天线增益图（702）看起来在很大程度上未改变，并且并未与如在图1A中描绘的天线增益图（700）不同。例如，跨其小孔展示出一定的增益波动。然而，由于瓣间角距离是方位角的余弦的函数的事实，所以相对于瞄准线以+/- 90度创建的干涉测量零值比在+/- 60至65度扇区小孔/波束宽度内创建的干涉测量零值宽得多。理想地，+/- 90度处的零值比信道的角展度更宽以确保良好的扇区间干扰减小。无论如何，即使角展度是大的，+/- 90度处的零值的存在也将用于相比于单天线的情况改善扇区间干扰。另外，增益图（702）图示出与图1B的增益图（701）相比的+/- 60度扇区中的零值填充。
为了进一步帮助理解本公开，在图2中图示出第一示例性系统（100）。如在图2中描绘的，根据本公开部署并设计具有约65度方位角波束宽度的两个双交叉极化天线（170、270）。例如，图2的示例可例如在700 MHz波段下提供LTE频分双工（FDD）服务。在这种情况下，LTE基站无线电（10）（例如，“无线电基站”）是具有两个发射/接收（Tx/Rx）双工端口（110、210）的常规双重双工无线电单元；称为2T2R无线电。来自2T2R无线电（10）的第一Tx/Rx信号（110）经由到第一180度混合耦合器（130）的同相端口（120）的连接而分离成两个支路，在其端口（140、141）处提供同相支路；类似地，来自2T2R无线电（10）的第二Tx/Rx信号（210）被连接到第二180度混合耦合器（230）的同相端口（220），在其端口（240、241）处提供同相支路。如图2中所示，180度混合耦合器（130、230）的端口处的信号A和B在表示为A+B的端口（140、240）处被同相地矢量组合，并且在表示为A-B的端口（141、241）处被异相地矢量组合。然而，应注意的是信号仅在端口（120、220）处仅被连接为同相“A”信号。在本示例中不使用异相端口（针对信号“B”）。还应注意的是，虽然图2的示例图示出180度混合耦合器（130、230），但在其它更多且不同的实施例中，可替换地或者另外采用RF分离器、90度混合耦合器等。支路（140、141）的第一信号对被连接到两个交叉极化天线（170、270）的+45度极化端口（160、260），并且第二对支路（141、241）被连接到两个交叉极化天线（170、270）的-45度极化端口（161、261）。
根据本公开，天线的分离距离d应标称地分开奇整数个半波长（例如，d ≈ (n+.5)λ），使得结果产生的跨65度瞄准线波束宽度的Tx信号辐射图栅瓣间距离小于无线电信道的角展度，并且相对于瞄准线在+90度和-90度方位处创建强零值。例如，用无线电信道的较窄角展度，可能期望d的较大值以创建较短的瓣间距离。相反地，无线电信道的较大角展度可允许适应较大的瓣间距离，由此允许使用d的较小值。还可选择与奇数个半波长不同的距离d以便跨扇区小孔优化C/I性能，这取决于特定天线方位图可能是必要的。可以在双极化天线中的一个的连接端口之前可选地插入可变RF移相器（150、151）（例如，在图2中被示为连接到双极化天线（170）的连接端口（160、161））以调整相对支路定向以补偿由于每个支路中的电缆长度差而引入的任何相位变化，或者在使用90度混合耦合器作为RF分离装置的情况下补偿相位，并且因此优化Tx辐射图以用于最小扇区间干扰。替换地，在期望更大扇区重叠的情况下，可以使用移相器（150、151）来改变扇区间重叠，其中，使用这些移相器来添加180度相位延迟将在+/- 90度方位角下创建侧瓣而不是零值。
图2的示例针对Tx信号优化扇区间干扰，因为蜂窝式数据网络一般地受到下行链路干扰限制。然而，用FDD系统，Rx信号将在谱带中的不同频率范围下操作，并且还需要被考虑到。例如，如果此类频率相对彼此接近，则可根据在Tx和Rx频率之间的中频来设定天线分离距离d。另一示例包括计算、选择和/或利用分离距离d，其满足这样的条件，即针对Tx和Rx频率两者满足奇数个半波长，其中，在Tx和Rx频率之间可能存在较大双工距离。应注意的是在一个实施例中，图2的示例还可在到双重极化天线中的一个的连接上包括全通滤波器，使得延迟/相位特性向Tx频率比向Rx频率引入更多或更少的相位延迟。在另一实施例中，混合耦合器（130、230）被去除，并改为包括RF部件，其将使来自2T2R无线电（10）的Tx/Rx线路解双工成Tx和Rx线路的两个分量对，并在对Tx和Rx信号进行重新双工之前独立地应用分离和相移。在又一实施例中，例如在基站无线电设备中的功率放大之前，在基带处执行RF分离。
图3A—3C图示出来自图2的示例的期望结果。图3A图示出没有信道分散的情况下的使用间隔开4.5λ的2个天线的天线辐射图和结果得到的干涉测量图的图表（320）。第一轴（323）表示以度为单位的方位角。第二轴（324）表示以dB为单位的相对于瞄准线的天线增益。特别地，在图3A中，点线（321）描绘了作为+45度极化阵列的市售双交叉极化700 MHz波段天线的方位角（在740 MHz下电倾斜2度，并且其充当参考）的函数的增益或辐射图。实线（322）描绘了天线中的两个被部署且分离4.5λ且无线电信道不具有分散时从图2的第一示例所描述的配置得到的作为方位角的函数的结果产生的干涉测量辐射图。
图3B描绘了使用间隔开4.5λ的2个天线且具有10度信道分散的天线辐射图和结果得到的干涉测量图的图表（330）。第一轴（333）表示以度为单位的方位角。第二轴（334）表示以dB为单位的相对于瞄准线的天线增益。特别地，图表（330）具有与在图3A中相同的参考（点线（331））辐射图，但是其中实线（332）表示当无线电信道具有约10度的分散（α）时从图2的第一示例得到的辐射图。在本上下文中，将角分散（α）定义为其中90%的多路径能量被包含在内的角范围。如在图3B中可以清楚地看到的，尽管在方位图中的某些波状起伏（rippling），但是方位图滚降率相对于单个天线在很大程度上被增强，超过+/- 60度扇区方位。
图3C描绘了使用间隔开4.5λ的2个天线且具有10度信道分散的C/I响应（其中，“I”是扇区间干扰（ISI）））的图表（340）。第一轴（343）表示以度为单位的方位角。第二轴（344）表示以dB为单位的C/I。在图表（340）中，实线（342）表示当三扇区站点的三个扇区以结合图2描述和描绘的天线配置以120度间隔部署时的作为方位角的函数的结果得到的C/I响应。图3C中的点线（341）图示出使用常规单天线作为参考时的结果得到的C/I。图3C举例说明方位的更宽得多的范围内的就C/I而言的显著增益，这将继而导致改善的谱效率。
图4图示出根据本公开的第二示例性系统（200）。如图4中所示，根据本公开部署并设计具有约65度方位角波束宽度（170、270）的两个双交叉极化天线。例如，图4的示例可例如在700 MHz波段下提供LTE FDD服务。在这种情况下，LTE基站无线电（20）（例如，“无线电基站”）是具有两个Tx/Rx双工端口（110、210）和两个仅Rx端口（111、211）的“2T4R”无线电。来自2T4R无线电（20）的第一Tx/Rx信号（110）经由到第一180度混合耦合器（130）的同相端口（120）的连接而被分离成两个同相支路或分量信号“A”，提供同相支路；类似地，来自2T4R无线电（20）的第二Tx/Rx信号（210）被连接到第二180度混合耦合器（230）的同相端口（220），在其端口（240、241）处提供同相支路或分量信号“A”。应注意的是虽然图2的示例图示出180度混合耦合器（130、230），但在其它更多且不同的实施例中，可替换地或者另外采用RF分离器、90度混合耦合器等。支路（140、141）的第一信号对被连接到两个交叉极化天线（170、270）的+45度极化端口（160、261），并且第二对支路（141、241）被连接到两个交叉极化天线（170、270）的-45度极化端口。来自2T4R无线电（111）的仅第一Rx信号被连接到第一180度混合耦合器（130）的第二（异相）端口（121），其对于仅Rx信号而言是其端口（140、141）处的用“B”和“–B”表示的分量信号的异相矢量和。类似地，来自2T4R无线电（211）的仅第二Rx信号被连接到第二180度混合耦合器（230）的第二（异相）端口（221），其对于仅Rx信号而言是其端口（240、241）处的“B”和“–B”所表示的分量信号的异相矢量和。因此，端口（140、240）提供同相或A+B分量信号，而端口（141、241）提供异相或A-B分量信号。
根据本公开，天线的分离距离d应标称地分开奇整数个半波长（例如，d ≈ (n+.5)λ），使得结果产生的跨65度瞄准线波束宽度的Tx信号辐射图栅瓣间距离小于无线电信道的角展度，并且相对于瞄准线在+90度和-90度方位处创建强零值。例如，用无线电信道的较窄角展度，可能期望d的较大值以创建较短的瓣间距离。相反地，无线电信道的较大角展度可允许适应较大的瓣间距离，因此允许使用d的较小值。还可选择与奇数个半波长不同的距离d以便跨扇区小孔优化C/I性能，这取决于特定天线方位图可能是必要的。可以在双极化天线中的一个的连接端口之前可选地插入可变RF移相器（150、151）（在图4中被示为连接到双极化天线（170）的连接端口（160、161））以调整相对支路定向以补偿由于每个支路中的电缆长度差而引入的任何相位变化，或者在使用90度混合耦合器作为RF分离装置的情况下补偿相位，并且因此优化Tx辐射图以用于最小扇区间干扰。替换地，在期望更大扇区重叠的情况下，可以使用移相器（150、151）来改变扇区间重叠，其中，使用移相器来添加180度相位延迟将在+/- 90度方位角下创建侧瓣而不是零值。
诸如图4中所示的2T4R无线电（20）的2T4R无线电（20）通常将要求到两个双极化天线阵列（即4×天线端口）的连接，并且因此第二示例性系统（200）（例如，如图4中所示）允许在不添加任何附加天线或使用任何附加天线位置的情况下的改善的扇区间干扰。应注意的是2T4R无线电（20）采用基带处的4支路Rx组合，诸如最大比组合（MRC）或干扰抑制组合（IRC）。因此，所有Rx信号将在基带处被以最佳方式矢量组合，并且因此不必必须将分离距离设计成迎合Rx频率，如结合图2的示例性系统（100）所讨论的。应注意的是在各种实施例中，可以以与上文结合图2的示例性系统（100）所述的相同或类似的方式修改图4的示例性系统（200），例如，使用到双极化天线中的一个的连接上的全通滤波器，使得延迟/相位特性向Tx频率比向Rx频率引入更多或更少的相位延迟，用RF分量替换混合耦合器等等。
图5图示出根据本公开的第三示例性系统（300）。如图5中所示，根据本公开部署并设计具有约65度方位角波束宽度（170、270）的两个双交叉极化天线。例如，图5的示例可提供LTE FDD服务（例如，在700 MHz波段（f1）下）和HSPA FDD服务（例如，在850 MHz波段（f2）下）。LTE和HSPA基站无线电（10、30）（例如，“无线电基站”）每个是2T2R无线电，每个具有两个Tx/Rx双工端口。双极化天线（170、270）具有足以支持700 MHz和850 MHz谱带的带宽。来自LTE 2T2R无线电（10）的第一Tx/Rx信号（110）经由到第一180度混合耦合器（130）的同相端口（120）的连接而被分离成两个支路，在其端口（140、141）处提供两个同相支路或分量信号“A”；类似地，来自LTE 2T2R无线电（10）的第二Tx/Rx信号（210）被连接到第二180度混合耦合器（230）的同相端口（220），在其端口（240、241）处提供同相支路或分量信号“A”。应注意的是虽然图5的示例图示出180度混合耦合器（130、230），但在其它更多且不同的实施例中，可替换地或者另外采用RF分离器、90度混合耦合器等。支路（140、141）的第一信号对被连接到两个交叉极化天线（170、270）的+45度极化端口（160、260），并且第二对支路（141、241）被连接到两个交叉极化天线（170、270）的-45度极化端口（161、261）。来自HSPA 2T2R无线电（30）的第一Tx/Rx信号（310）被连接到第一180度混合耦合器（130）的第二（异相）端口（121），其分别地在其端口（140、141）处创建“B”和“-B”所表示的异相分量信号。类似地，来自HSPA 2T2R无线电（30）的第二Tx/Rx信号被连接到第二180度混合耦合器（230）的第二（异相）端口（221），其也在其端口（240、241）处创建“B”和“-B”所表示的异相分量信号。因此，端口（140、240）提供同相或A+B分量信号，而端口（141、241）提供异相或A-B分量信号。
根据本公开，天线的分离距离d应针对700MHz LTE服务标称地分开奇整数个半波长（例如，d ≈ (n+.5) λ1），使得结果产生的跨65度瞄准线波束宽度的Tx信号辐射图栅瓣间距离小于无线电信道的角展度，并且相对于瞄准线在+90度和-90度方位处创建强零值。另外，如果针对HSPA服务还期望最小扇区间干扰，则应选择距离d，其对于在850 MHz波段（例如，d≈m λ2）下的Tx信号而言近似是整数个波长。特别地，整数个波长（而不是奇数个半波长）是优选的，因为850 MHz波段信号经由180度混合耦合器的第二（异相）端口被分离，并且因此结果得到的850 MHz分离信号异相180度。例如，用无线电信道的较窄角展度，可能期望d的较大值以创建较短的瓣间距离。相反地，无线电信道的较大角展度可允许适应较大的瓣间距离，由此允许使用d的较小值。可以可选地将可变RF移相器（150、151）插入到天线信号路径（在图5中被示为连接到双极化天线（170））中以调整相位以优化Tx辐射图以用于最小扇区间干扰，或者替换地提供扇区重叠方面的变化，如果期望的话。
诸如图5中所示的两个2T2R无线电（10、30）的两个2T2R无线电（10、30）通常将要求到两个双极化天线阵列（即4×天线端口）的连接。因此，本公开的第三示例（例如，如图5中所示）允许在不添加任何附加天线或使用任何附加天线位置的情况下的改善的扇区间干扰。对图5的示例的多个其它配置和变化也是可能的以支持到宽带天线上的两个或更多谱带。这些包括90度混合耦合器、双工或同相双工组合滤波器的使用，例如以执行RF分离和组合等。
图6图示出根据本公开的第四示例性系统（400）。如图6中描绘的，根据本公开部署并设计具有约65度方位角波束宽度（170、270、370）的三个双交叉极化天线。例如，图6的示例可例如在700 MHz波段下提供LTE频分双工（FDD）服务。本示例中的LTE基站无线电是具有两个Tx/Rx双工端口（110、210）的常规2T2R双重双工无线电单元（10）（例如，“无线电基站”）。来自2T2R无线电（10）的第一Tx/Rx信号（110）经由具有同相支路的第一RF分离器（180）被分离成三个分量信号；类似地，来自2T2R无线电（10）的第二Tx/Rx信号（210）经由第二RF分离器（380）被分离成三个同相分量信号，由此形成两组三个共同定向分量信号支路。RF分离器（180、380）可以在每个RF分离器上具有用a1、a2、a3表示的不相等分离比。第一组信号被连接到三个交叉极化天线（170、270、370）的+45度极化端口（160、260、360），并且第二组信号被连接到三个交叉极化天线（170、270、370）的-45度极化端口（161、261、361）。可以可选地在第一双极化天线（170）的连接端口（160、161）之前插入可变RF移相器（150、151），并且可以可选地在第三双极化天线（370）的连接端口（360、361）之前插入可变RF移相器（350、351），以调整相对信号支路定向以补偿由于每个支路中的电缆长度差而引入的任何相位变化。RF分离器（180、380）的分离比、第一（170）和第二（270）交叉极化天线（d1）以及第二（270）和第三（370）交叉极化天线（d2）和可选移相器（150、151、350、351）之间的分离距离全部是变量，使得结果产生的跨基站+/- 60度扇区的结果得到的Tx和/或Rx信号辐射图栅瓣间距离小于无线电信道的角展度，并且可以因此对扇区间干扰进行最小化或调整。例如，用无线电信道的较窄角展度，可能期望d的较大值以创建较短的瓣间距离。相反地，无线电信道的较大角展度可允许适应较大的瓣间距离，因此允许使用d的较小值。三个空间分离天线位置和分散式无线电信道的使用可以导致非常低的扇区功率比（SPR）和最小的扇区间干扰（ISI），并提供更多的设计自由。
图7A和7B图示出来自图6的示例的期望结果。图7A图示出使用间隔开4.66λ且具有10度信道分散的3个天线的天线辐射图和结果得到的干涉测量图的图表（710）。第一轴（713）表示以度为单位的方位角。第二轴（714）表示以dB为单位的相对于瞄准线的天线增益。特别地，在图7A中，点线（711）描绘了作为+45度极化阵列的市售双交叉极化700 MHz波段天线的方位角（在740 MHz下电倾斜2度，并且其充当参考）的函数的增益或辐射图。图7A中的实线（712）描绘部署了的第1和第2、以及第2和第3天线（即d1和d2）且其分离4.66λ且无线电信道在10度的方位平面（α）中具有角分散时的从第四示例（例如，图6的系统（400））所述的配置得到的作为方位角的函数的结果得到的辐射图。RF分离器（180、380）具有a1＝0.2、a2＝0.6、a3＝0.2的不相等分离权重，并且RF移相器（150、151、350、351）未引入附加的相位延迟。如在图7B的图表（720）中可以清楚地看到的，尽管在方位图中的某些残余波状起伏，但是方位图滚降率相对于单个天线很大程度上被增强，超过+/- 60度扇区方位。特别地，图表（720）图示出使用间隔开4.66λ的3个天线且具有10度信道分散的C/I响应（其中，“I”是扇区间干扰（ISI））。第一轴（723）表示以度为单位的方位角。第二轴（724）表示以dB为单位的C/I。图7B中的实线（722）图示出以结合图6所述和描绘的天线配置以120度间隔部署三扇区站点的三个扇区时的作为方位角的函数的结果得到的C/I响应（其中，I是扇区间干扰）。图7B中的点线（721）图示出使用常规单个天线作为参考时的结果得到的C/I。图7B举例说明方位的更宽得多的范围内的就C/I而言的显著增益，其继而将导致改善的谱效率。
虽然前文描述了根据本公开的一个或多个方面的各种示例，但是在不脱离由下面的（多个）权利要求及其等价物确定的本公开的范围的情况下可设计根据本公开的一个或多个方面的（多个）其它和更多示例。

Claims (24)

1.一种天线系统，包括：
至少一个无线电基站，其用于经由至少一个发射端口发射至少一个射频信号；
至少一个射频分离装置，其用于从所述至少一个无线电基站接收所述至少一个射频信号且用于将所述至少一个射频信号分离成两个分量信号；以及
至少两个天线，其被分离大于一个波长的距离且被连接到所述至少一个射频分离装置以便发射各分量信号，使得创建干涉测量辐射增益图，其中，所述至少一个无线电基站经由分散式多路径无线电信道与至少一个移动终端通信，其中，所述至少两个天线与所述至少一个移动终端之间的射频能量的角展度促使跨一定角范围的干涉测量辐射图的零值减少。
2.权利要求1的天线系统，其中，所述至少一个无线电基站进一步用于接收至少第二射频信号。
3.权利要求1的天线系统，其中，所述至少两个天线是多个天线元件的阵列，其中，所述天线元件被布置成提供方向性和特定辐射图。
4.权利要求1的天线系统，其中，所述至少两个天线被设置在水平几何平面中以在方位角辐射平面中创建干涉测量增益图。
5.权利要求1的天线系统，其中，所述至少一个无线电基站具有用于发射的至少两个端口，并且其中，所述至少两个天线包括至少两个双极化天线。
6.权利要求1的天线系统，其中，所述至少两个天线包括至少两个双极化天线，其中，所述至少一个无线电基站包括两个双工发射/接收端口和两个仅接口端口，其中，所述至少一个射频分离装置包括两个混合组合器，其中，所述两个双工发射/接收端口被连接到两个混合组合器的各同相端口，并且所述两个仅接收端口被连接到两个混合组合器的各异相端口。
7.权利要求1的天线系统，其中，所述两个至少两个天线之间的距离是奇数个半波长，其中，所述距离被选择成在所述至少两个天线的方位平面中创建方位角辐射图零值，其中，所述方位角辐射图零值在所述至少两个天线的方位平面中的加和减90度方位处包括至少两个零值。
8.权利要求1的天线系统，其中，天线之间的距离是整数个波长，其中，所述距离被选择成在所述至少两个天线的方位平面中创建方位角辐射图瓣，其中，所述方位角辐射图瓣在所述至少两个天线的方位平面中的加和减90度方位处包括至少两个瓣。
9.权利要求1的天线系统，其中，所述至少两个天线包括至少两个双极化天线，其中，所述至少一个无线电基站包括用于在第一谱带中操作且具有两个双工发射/接收端口的第一无线电基站以及用于在第二谱带中操作且具有两个双工发射/接收端口的第二无线电基站，其中，所述至少一个射频分离装置包括两个混合组合器，其中，所述第一无线电基站的两个双工发射/接收端口被连接到所述两个混合组合器的各同相端口，并且所述第二无线电基站的所述两个双工发射/接收端口被连接到两个混合组合器的各异相端口。
10.权利要求9的天线系统，其中，所述至少两个天线之间的距离是与第一谱带相关联的奇数个半波长以及还与第二谱带相关联的整数个波长，其中，所述距离进一步被选择成在所述至少两个天线的方位平面中创建方位角辐射图零值，其中，所述方位角辐射图零值在所述至少两个天线的方位平面中的加和减90度方位处且针对第一谱带和第二谱带两者包括至少两个零值。
11.权利要求1的天线系统，其中，所述至少一个无线电基站具有用于发射的两个端口，其中，所述至少两个天线包括三个双极化天线，其中，无线电基站的第一端口被连接到第一个三路射频分离器以创建第一组的三个分量信号，其中，无线电基站的第二端口被连接到第二个三路射频分离器以创建第二组的三个分量信号，其中，来自第一组的三个分量信号的第一分量信号和来自第二组的三个分量信号的第一分量信号被连接到所述三个双极化天线中的第一双极化天线的各极化端口，其中，来自第一组的三个分量信号的第二分量信号和来自第二组的三个分量信号的第二分量信号被连接到所述三个双极化天线的第二双极化天线的各极化端口，其中，来自第一组的三个分量信号的第三分量信号和来自第二组的三个分量信号的第三分量信号被连接到所述三个双极化天线的第三双极化天线的各极化端口。
12.权利要求11的天线系统，其中，第一双极化天线与第二双极化天线之间的分离距离、第二双极化天线与第三双极化天线之间的分离距离、第一三路射频分离器和第二三路射频分离器的分离比以及施加于第一组的三个分量信号的第一分量信号、第二分量信号和第三分量信号及第二组的三个分量信号的第一分量信号、第二分量信号和第三分量信号的相位延迟被选择成在三个双极化天线的方位平面中创建零值，其中，所述三个双极化天线的方位平面中的零值包括在三个双极化天线的方位平面中的加和减90度方位处的至少两个零值。
13.一种方法，包括：
经由至少一个无线电基站的至少一个发射端口发射至少一个射频信号；
经由至少一个射频分离装置从所述至少一个无线电基站接收所述至少一个射频信号；
经由所述至少一个射频分离装置将所述至少一个射频信号分离成两个分量信号；以及
经由分离大于一个波长的距离且被连接到所述至少一个射频分离装置的至少两个天线来发射各分量信号，使得创建干涉测量辐射增益图，其中，所述至少一个无线电基站经由分散式多路径无线电信道与至少一个移动终端通信，其中，所述至少两个天线与所述至少一个移动终端之间的射频能量的角展度促使跨一定角范围的干涉测量辐射图的零值减少。
14.权利要求13的方法，还包括：
经由所述至少两个天线接收至少第二射频信号。
15.权利要求13的方法，其中，所述至少两个天线是多个天线元件的阵列，其中，所述天线元件被布置成提供方向性和特定辐射图。
16.权利要求13的方法，其中，所述至少两个天线被设置在水平几何平面中以在方位角辐射平面中创建干涉测量增益图。
17.权利要求13的方法，其中，所述至少一个无线电基站具有用于发射的至少两个端口，并且其中，所述至少两个天线包括至少两个双极化天线。
18.权利要求13的方法，其中，所述至少两个天线包括至少两个双极化天线，其中，所述至少一个无线电基站包括两个双工发射/接收端口和两个仅接口端口，其中，所述至少一个射频分离装置包括两个混合组合器，其中，所述两个双工发射/接收端口被连接到两个混合组合器的各同相端口，并且所述两个仅接收端口被连接到两个混合组合器的各异相端口。
19.权利要求13的方法，其中，所述至少两个天线之间的距离是奇数个半波长，其中，所述距离被选择成在所述至少两个天线的方位平面中创建方位角辐射图零值，其中，所述方位角辐射图零值在所述至少两个天线的方位平面中的加和减90度方位处包括至少两个零值。
20.权利要求13的方法，其中，天线之间的距离是整数个波长，其中，所述距离被选择成在所述至少两个天线的方位平面中创建方位角辐射图瓣，其中，所述方位角辐射图瓣在所述至少两个天线的方位平面中的加和减90度方位处包括至少两个瓣。
21.权利要求13的方法，其中，所述至少两个天线包括至少两个双极化天线，其中，所述至少一个无线电基站包括用于在第一谱带中操作且具有两个双工发射/接收端口的第一无线电基站以及用于在第二谱带中操作且具有两个双工发射/接收端口的第二无线电基站，其中，所述至少一个射频分离装置包括两个混合组合器，其中，所述第一无线电基站的两个双工发射/接收端口被连接到所述两个混合组合器的各同相端口，并且所述第二无线电基站的所述两个双工发射/接收端口被连接到两个混合组合器的各异相端口。
22.权利要求13的方法，其中，所述至少两个天线之间的距离是与第一谱带相关联的奇数个半波长以及还与第二谱带相关联的整数个波长，其中，所述距离进一步被选择成在所述至少两个天线的方位平面中创建方位角辐射图零值，其中，所述方位角辐射图零值在所述至少两个天线的方位平面中的加和减90度方位处且针对第一谱带和第二谱带两者包括至少两个零值。
23.权利要求13的方法，其中，所述至少一个无线电基站具有用于发射的两个端口，其中，所述至少两个天线包括三个双极化天线，其中，无线电基站的第一端口被连接到第一三路射频分离器以创建第一组的三个分量信号，其中，无线电基站的第二端口被连接到第二三路射频分离器以创建第二组的三个分量信号，其中，来自第一组的三个分量信号的第一分量信号和来自第二组的三个分量信号的第一分量信号被连接到所述三个双极化天线的第一双极化天线的各极化端口，其中，来自第一组的三个分量信号的第二分量信号和来自第二组的三个分量信号的第二分量信号被连接到所述三个双极化天线的第二双极化天线的各极化端口，其中，来自第一组的三个分量信号的第三分量信号和来自第二组的三个分量信号的第三分量信号被连接到所述三个双极化天线中的第三双极化天线的各极化端口。
24.权利要求13的方法，其中，第一双极化天线与第二双极化天线之间的分离距离、第二双极化天线与第三双极化天线之间的分离距离、第一三路射频分离器和第二三路射频分离器的分离比以及施加于第一组的三个分量信号的第一分量信号、第二分量信号和第三分量信号及第二组的三个分量信号的第一分量信号、第二分量信号和第三分量信号的相位延迟被选择成在三个双极化天线的方位平面中创建零值，其中，所述三个双极化天线的方位平面中的零值在三个双极化天线的方位平面中的加和减90度方位处包括至少两个零值。
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