KR20150135217A - 무선 통신 시스템에서 3-차원 빔포밍을 위한 채널 상태 정보를 보고하는 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 3-차원 빔포밍을 위한 채널 상태 정보를 보고하는 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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Abstract

무선 통신 시스템에서 3-차원 빔포밍을 위한 채널 상태 정보를 보고하는 방법 및 이를 위한 장치가 개시된다. 본 발명의 일례에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 채널상태정보(CSI)를 전송하는 방법은, 2-차원 안테나 배열을 지원하는 기지국으로부터 참조신호를 수신하는 단계; 상기 참조신호를 이용하여 상기 CSI를 결정하는 단계; 및 결정된 상기 CSI를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 CSI는 채널품질지시자(CQI)를 포함하고, 상기 CQI는 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 이용하여 결정될 수 있다. 제 1 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙과, 제 2 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 상이하다.

Description

무선 통신 시스템에서 3-차원 빔포밍을 위한 채널 상태 정보를 보고하는 방법 및 이를 위한 장치{METHOD FOR REPORTING CHANNEL STATE INFORMATION FOR THREE-DIMENSIONAL BEAMFORMING IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND DEVICE THEREFOR}
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 무선 통신 시스템에서 3-차원 빔포밍을 위한 채널 상태 정보를 보고하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution; 이하 "LTE"라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.
도 1은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면이다. E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 시스템은 기존 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으로서, 현재 3GPP에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E-UMTS는 LTE(Long Term Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E-UMTS의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다.
도 1을 참조하면, E-UMTS는 단말(User Equipment; UE)과 기지국(eNode B; eNB, 네트워크(E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(Access Gateway; AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시에 전송할 수 있다.
한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20Mhz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크(Downlink; DL) 데이터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 단말에게 데이터가 전송될 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, HARQ(Hybrid Automatic Repeat and reQuest) 관련 정보 등을 알려준다. 또한, 상향링크(Uplink; UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 전송하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, HARQ 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용될 수 있다. 핵심망(Core Network; CN)은 AG와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG는 복수의 셀들로 구성되는 TA(Tracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다.
무선 통신 기술은 WCDMA를 기반으로 LTE까지 개발되어 왔지만, 사용자와 사업자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요구된다. 비트당 비용 감소, 서비스 가용성 증대, 융통성 있는 주파수 밴드의 사용, 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.
다중 입출력(Multi-Input Multi-Output; MIMO) 기술은 한 개의 송신 안테나와 한 개의 수신 안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 기술이다. 단일 안테나를 사용하면 수신단은 데이터를 단일 안테나 경로(path)를 통해 수신하지만, 다중 안테나를 사용하면 수신단은 여러 경로를 통해 데이터를 수신한다. 따라서, 데이터 전송 속도와 전송량을 향상시킬 수 있고, 커버리지(coverage)를 증대시킬 수 있다.
MIMO 동작의 다중화 이득을 높이기 위해서 MIMO 수신단으로부터 채널 상태 정보(Channel Status Information; CSI)를 피드백 받아 MIMO 송신단에서 이용할 수 있다.
상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 이하에서는 무선 통신 시스템에서 3-차원 빔포밍을 위한 채널 상태 정보를 보고하는 방법 및 이를 위한 장치를 제안하고자 한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 채널상태정보(CSI)를 전송하는 방법은, 2-차원 안테나 배열을 지원하는 기지국으로부터 참조신호를 수신하는 단계; 상기 참조신호를 이용하여 상기 CSI를 결정하는 단계; 및 결정된 상기 CSI를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 CSI는 채널품질지시자(CQI)를 포함하고, 상기 CQI는 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 이용하여 결정될 수 있다. 제 1 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙과, 제 2 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 상이하다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널상태정보(CSI)를 전송하는 단말 장치는, 전송 모듈; 수신 모듈; 및 프로세서를 포함할 수 있다. 상기 프로세서는, 상기 수신 모듈을 이용하여, 2-차원 안테나 배열을 지원하는 기지국으로부터 참조신호를 수신하고; 상기 참조신호를 이용하여 상기 CSI를 결정하고; 결정된 상기 CSI를 상기 기지국으로 상기 전송 모듈을 전송하도록 설정될 수 있다. 상기 CSI는 채널품질지시자(CQI)를 포함하고, 상기 CQI는 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 이용하여 결정될 수 있다. 제 1 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙과, 제 2 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 상이하다.
상기 본 발명에 따른 실시예들에 있어서 이하의 사항이 적용될 수 있다.
상기 제 1 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은, 상기 제 1 차원의 복수개의 레이어들은 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산 매핑되는 것으로 정의될 수 있다. 상기 제 2 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은, 상기 제 2 차원의 복수개의 레이어들은 모두 하나의 코드워드에 매핑되는 것으로 정의될 수 있다.
상기 제 1 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은, 상기 제 1 차원의 복수개의 레이어들은 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산 매핑되는 것으로 정의될 수 있다. 상기 제 2 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은, 상기 제 2 차원의 복수개의 레이어들이 모두 하나의 코드워드에 매핑되는 제 1 매핑 타입과, 상기 제 2 차원의 복수개의 레이어들이 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산 매핑되는 제 2 매핑 타입을 포함하는 것으로 정의될 수 있다.
상기 제 1 매핑 타입의 경우의 수는 상기 제 2 매핑 타입의 경우의 수보다 많을 수 있다. 상기 제 1 매핑 타입의 경우의 수와 상기 제 2 매핑 타입의 경우의 수의 합은, 제 1 차원의 복수개의 레이어들의 개수와 동일할 수 있다.
상기 제 2 매핑 타입의 경우의 수는 1일 수 있다.
상기 제 1 차원은 상기 2 차원 안테나 배열의 수평(Horizontal) 방향에 대응하고, 상기 제 2 차원은 상기 2 차원 안테나 배열의 수직(Vertical) 방향에 대응할 수 있다.
상기 제 1 차원은 상기 2 차원 안테나 배열의 수직 방향에 대응하고, 상기 제 2 차원은 상기 2 차원 안테나 배열의 수평 방향에 대응할 수 있다.
상기 제 1 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙 및 상기 제 2 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에서, 하나의 코드워드에 대응하는 복수개의 레이어의 SINR(Signal-to-Interference plus Noise Ratio) 값들의 평균(average)을 이용하여 상기 하나의 코드워드에 대한 CQI가 계산될 수 있다.
상기 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 대한 복수개의 후보들에 기초하여 복수개의 CQI들을 결정하고, 상기 복수개의 CQI들을 포함하는 상기 CSI가 전송될 수 있다.
주기적 CSI 피드백이 적용되는 경우에, 상기 복수개의 CQI들은 서로 다른 전송 시점에서 전송될 수 있다.
상기 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 대한 복수개의 후보들 중의 하나에 기초하여 하나의 CQI를 결정하고, 상기 하나의 CQI를 포함하는 상기 CSI가 전송될 수 있다.
상기 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 지시하는 정보가, 상기 기지국으로부터 상기 단말에게 상위 계층 시그널링 또는 동적 시그널링에 의해서 제공될 수 있다.
상기 동적 시그널링은 비주기적 CSI 전송을 트리거하는 정보를 포함할 수 있다.
본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.
본 발명의 실시예에 따르면 무선 통신 시스템에서 3-차원 빔포밍을 위한 채널 상태 정보를 정확하고 효율적으로 보고할 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면.
도 2는 3GPP 무선 접속망 규격을 기반으로 한 단말과 E-UTRAN 사이의 무선 인터페이스 프로토콜(Radio Interface Protocol)의 제어평면(Control Plane) 및 사용자평면(User Plane) 구조를 나타내는 도면.
도 3은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면.
도 4는 LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면.
도 5는 LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면.
도 6은 LTE 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 도시하는 도면.
도 7은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도.
도 8 및 도 9는 4개의 안테나를 이용한 하향링크 전송을 지원하는 LTE 시스템에서의 하향링크 참조 신호의 구조를 도시하는 도면이다.
도 10은 현재 3GPP 표준문서에서 정의하고 있는 하향링크 DM-RS 할당 예를 도시한다.
도 11은 현재 3GPP 표준문서에서 정의된 하향링크 CSI-RS 설정 중 일반 CP인 경우의 CSI-RS 설정 #0을 예시한다.
도 12는 대규모 MIMO 기술의 개념도를 도시한다.
도 13은 안테나 가상화의 개념을 도시하는 도면이다.
도 14는 본 발명에 따른 3-차원 MIMO 빔포밍의 개념을 예시하는 도면이다.
도 15는 복수 코드워드 기반 MIMO 전송 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
도 16은 기존의 LTE 시스템에서 정의되는 코드워드-대-레이어 매핑을 설명하기 위한 도면이다.
도 17은 본 발명에 따른 코드워드-대-레이어 매핑 규칙의 예시들을 설명하기 위한 도면이다.
도 18은 본 발명에 따른 코드워드-대-레이어 매핑 규칙의 추가적인 예시들을 설명하기 위한 도면이다.
도 19는 본 발명에 따른 코드워드-대-레이어 매핑 규칙의 추가적인 예시들을 설명하기 위한 도면이다.
도 20은 본 발명에 따른 레이어 인덱스 매핑 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 21 내지 도 23은 최대 4개의 코드워드가 지원되는 경우의 본 발명에 따른 코드워드-대-레이어 매핑의 예시를 나타내는 도면이다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 채널상태정보 송수신 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 25는 본 발명에 따른 단말 장치 및 기지국 장치의 바람직한 실시예의 구성을 도시한 도면이다.
이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 이하에서 설명되는 실시예들은 본 발명의 기술적 특징들이 3GPP 시스템에 적용된 예들이다.
본 명세서는 LTE 시스템 및 LTE-A 시스템을 사용하여 본 발명의 실시예를 설명하지만, 이는 예시로서 본 발명의 실시예는 상기 정의에 해당되는 어떤 통신 시스템에도 적용될 수 있다. 또한, 본 명세서는 FDD 방식을 기준으로 본 발명의 실시예에 대해 설명하지만, 이는 예시로서 본 발명의 실시예는 H-FDD 방식 또는 TDD 방식에도 용이하게 변형되어 적용될 수 있다.
또한, 본 명세서에서 기지국의 명칭은 RRH(remote radio head), eNB, TP(transmission point), RP(reception point), 중계기(relay) 등을 포함하는 포괄적인 용어로 사용될 수 있다.
도 2는 3GPP 무선 접속망 규격을 기반으로 한 단말과 E-UTRAN 사이의 무선 인터페이스 프로토콜(Radio Interface Protocol)의 제어평면(Control Plane) 및 사용자평면(User Plane) 구조를 나타내는 도면이다. 제어평면은 단말(User Equipment; UE)과 네트워크가 호를 관리하기 위해서 이용하는 제어 메시지들이 전송되는 통로를 의미한다. 사용자평면은 애플리케이션 계층에서 생성된 데이터, 예를 들어, 음성 데이터 또는 인터넷 패킷 데이터 등이 전송되는 통로를 의미한다.
제1계층인 물리계층은 물리채널(Physical Channel)을 이용하여 상위계층에게 정보 전송 서비스(Information Transfer Service)를 제공한다. 물리계층은 상위에 있는 매체접속제어(Medium Access Control) 계층과는 전송채널(Transport Channel)을 통해 연결되어 있다. 상기 전송채널을 통해 매체접속제어 계층과 물리계층 사이에 데이터가 이동한다. 송신 측과 수신 측의 물리계층 사이는 물리채널을 통해 데이터가 이동한다. 상기 물리채널은 시간과 주파수를 무선 자원으로 활용한다. 구체적으로, 물리채널은 하향링크에서 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식으로 변조되고, 상향링크에서 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식으로 변조된다.
제2계층의 매체접속제어(Medium Access Control; MAC) 계층은 논리채널(Logical Channel)을 통해 상위계층인 무선링크제어(Radio Link Control; RLC) 계층에 서비스를 제공한다. 제2계층의 RLC 계층은 신뢰성 있는 데이터 전송을 지원한다. RLC 계층의 기능은 MAC 내부의 기능 블록으로 구현될 수도 있다. 제2계층의 PDCP(Packet Data Convergence Protocol) 계층은 대역폭이 좁은 무선 인터페이스에서 IPv4나 IPv6와 같은 IP 패킷을 효율적으로 전송하기 위해 불필요한 제어정보를 줄여주는 헤더 압축(Header Compression) 기능을 수행한다.
제3계층의 최하부에 위치한 무선 자원제어(Radio Resource Control; RRC) 계층은 제어평면에서만 정의된다. RRC 계층은 무선베어러(Radio Bearer; RB)들의 설정(Configuration), 재설정(Re-configuration) 및 해제(Release)와 관련되어 논리채널, 전송채널 및 물리채널들의 제어를 담당한다. RB는 단말과 네트워크 간의 데이터 전달을 위해 제2계층에 의해 제공되는 서비스를 의미한다. 이를 위해, 단말과 네트워크의 RRC 계층은 서로 RRC 메시지를 교환한다. 단말과 네트워크의 RRC 계층 사이에 RRC 연결(RRC Connected)이 있을 경우, 단말은 RRC 연결 상태(Connected Mode)에 있게 되고, 그렇지 못할 경우 RRC 휴지 상태(Idle Mode)에 있게 된다. RRC 계층의 상위에 있는 NAS(Non-Access Stratum) 계층은 세션 관리(Session Management)와 이동성 관리(Mobility Management) 등의 기능을 수행한다.
기지국(eNB)을 구성하는 하나의 셀은 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20Mhz 등의 대역폭 중 하나로 설정되어 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다.
네트워크에서 단말로 데이터를 전송하는 하향 전송채널은 시스템 정보를 전송하는 BCH(Broadcast Channel), 페이징 메시지를 전송하는 PCH(Paging Channel), 사용자 트래픽이나 제어 메시지를 전송하는 하향 SCH(Shared Channel) 등이 있다. 하향 멀티캐스트 또는 방송 서비스의 트래픽 또는 제어 메시지의 경우 하향 SCH를 통해 전송될 수도 있고, 또는 별도의 하향 MCH(Multicast Channel)을 통해 전송될 수도 있다. 한편, 단말에서 네트워크로 데이터를 전송하는 상향 전송채널로는 초기 제어 메시지를 전송하는 RACH(Random Access Channel), 사용자 트래픽이나 제어 메시지를 전송하는 상향 SCH(Shared Channel)가 있다. 전송채널의 상위에 있으며, 전송채널에 매핑되는 논리채널(Logical Channel)로는 BCCH(Broadcast Control Channel), PCCH(Paging Control Channel), CCCH(Common Control Channel), MCCH(Multicast Control Channel), MTCH(Multicast Traffic Channel) 등이 있다.
도 3은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
단말은 전원이 켜지거나 새로이 셀에 진입한 경우 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색(Initial cell search) 작업을 수행한다(S301). 이를 위해, 단말은 기지국으로부터 주 동기 채널(Primary Synchronization Channel; P-SCH) 및 부 동기 채널(Secondary Synchronization Channel; S-SCH)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득할 수 있다. 그 후, 단말은 기지국으로부터 물리 방송 채널(Physical Broadcast Channel)를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다. 한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호(Downlink Reference Signal; DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
초기 셀 탐색을 마친 단말은 물리 하향링크 제어 채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH) 및 상기 PDCCH에 실린 정보에 따라 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Control Channel; PDSCH)을 수신함으로써 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다(S302).
한편, 기지국에 최초로 접속하거나 신호 전송을 위한 무선 자원이 없는 경우 단말은 기지국에 대해 임의 접속 과정(Random Access Procedure; RACH)을 수행할 수 있다(단계 S303 내지 단계 S306). 이를 위해, 단말은 물리 임의 접속 채널(Physical Random Access Channel; PRACH)을 통해 특정 시퀀스를 프리앰블로 전송하고(S303 및 S305), PDCCH 및 대응하는 PDSCH를 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S304 및 S306). 경쟁 기반 RACH의 경우, 추가적으로 충돌 해결 절차(Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.
상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상/하향링크 신호 전송 절차로서 PDCCH/PDSCH 수신(S307) 및 물리 상향링크 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel; PUSCH)/물리 상향링크 제어 채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH) 전송(S308)을 수행할 수 있다. 특히 단말은 PDCCH를 통하여 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information; DCI)를 수신한다. 여기서 DCI는 단말에 대한 자원 할당 정보와 같은 제어 정보를 포함하며, 그 사용 목적에 따라 포맷이 서로 다르다.
한편, 단말이 상향링크를 통해 기지국에 전송하는 또는 단말이 기지국으로부터 수신하는 제어 정보는 하향링크/상향링크 ACK/NACK 신호, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Index), RI(Rank Indicator) 등을 포함한다. 3GPP LTE 시스템의 경우, 단말은 상술한 CQI/PMI/RI 등의 제어 정보를 PUSCH 및/또는 PUCCH를 통해 전송할 수 있다.
도 4는 LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면이다.
도 4를 참조하면, 무선 프레임(radio frame)은 10ms(327200×Ts)의 길이를 가지며 10개의 균등한 크기의 서브프레임(subframe)으로 구성되어 있다. 각각의 서브프레임은 1ms의 길이를 가지며 2개의 슬롯(slot)으로 구성되어 있다. 각각의 슬롯은 0.5ms(15360×Ts)의 길이를 가진다. 여기에서, Ts 는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=1/(15kHz×2048)=3.2552×10-8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. LTE 시스템에서 하나의 자원블록은 12개의 부반송파×7(6)개의 OFDM 심볼을 포함한다. 데이터가 전송되는 단위시간인 TTI(Transmission Time Interval)는 하나 이상의 서브프레임 단위로 정해질 수 있다. 상술한 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 5는 하향링크 무선 프레임에서 하나의 서브프레임의 제어 영역에 포함되는 제어 채널을 예시하는 도면이다.
도 5를 참조하면, 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼로 구성되어 있다. 서브프레임 설정에 따라 처음 1 내지 3개의 OFDM 심볼은 제어 영역으로 사용되고 나머지 13~11개의 OFDM 심볼은 데이터 영역으로 사용된다. 도면에서 R1 내지 R4는 안테나 0 내지 3에 대한 기준 신호(Reference Signal(RS) 또는 Pilot Signal)를 나타낸다. RS는 제어 영역 및 데이터 영역과 상관없이 서브프레임 내에 일정한 패턴으로 고정된다. 제어 채널은 제어 영역 중에서 RS가 할당되지 않은 자원에 할당되고, 트래픽 채널도 데이터 영역 중에서 RS가 할당되지 않은 자원에 할당된다. 제어 영역에 할당되는 제어 채널로는 PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등이 있다.
PCFICH는 물리 제어 포맷 지시자 채널로서 매 서브프레임 마다 PDCCH에 사용되는 OFDM 심볼의 개수를 단말에게 알려준다. PCFICH는 첫 번째 OFDM 심볼에 위치하며 PHICH 및 PDCCH에 우선하여 설정된다. PCFICH는 4개의 REG(Resource Element Group)로 구성되고, 각각의 REG는 셀 ID(Cell IDentity)에 기초하여 제어 영역 내에 분산된다. 하나의 REG는 4개의 RE(Resource Element)로 구성된다. RE는 하나의 부반송파×하나의 OFDM 심볼로 정의되는 최소 물리 자원을 나타낸다. PCFICH 값은 대역폭에 따라 1 내지 3 또는 2 내지 4의 값을 지시하며 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)로 변조된다.
PHICH는 물리 HARQ(Hybrid - Automatic Repeat and request) 지시자 채널로서 상향링크 전송에 대한 HARQ ACK/NACK을 나르는데 사용된다. 즉, PHICH는 UL HARQ를 위한 DL ACK/NACK 정보가 전송되는 채널을 나타낸다. PHICH는 1개의 REG로 구성되고, 셀 특정(cell-specific)하게 스크램블(scrambling) 된다. ACK/NACK은 1 비트로 지시되며, BPSK(Binary phase shift keying)로 변조된다. 변조된 ACK/NACK은 확산인자(Spreading Factor; SF) = 2 또는 4로 확산된다. 동일한 자원에 매핑되는 복수의 PHICH는 PHICH 그룹을 구성한다. PHICH 그룹에 다중화되는 PHICH의 개수는 확산 코드의 개수에 따라 결정된다. PHICH (그룹)은 주파수 영역 및/또는 시간 영역에서 다이버시티 이득을 얻기 위해 3번 반복(repetition)된다.
PDCCH는 물리 하향링크 제어 채널로서 서브프레임의 처음 n개의 OFDM 심볼에 할당된다. 여기에서, n은 1 이상의 정수로서 PCFICH에 의해 지시된다. PDCCH는 하나 이상의 CCE로 구성된다. PDCCH는 전송 채널인 PCH(Paging channel) 및 DL-SCH(Downlink-shared channel)의 자원할당과 관련된 정보, 상향링크 스케줄링 그랜트(Uplink Scheduling Grant), HARQ 정보 등을 각 단말 또는 단말 그룹에게 알려준다. PCH(Paging channel) 및 DL-SCH(Downlink-shared channel)는 PDSCH를 통해 전송된다. 따라서, 기지국과 단말은 일반적으로 특정한 제어 정보 또는 특정한 서비스 데이터를 제외하고는 PDSCH를 통해서 데이터를 각각 전송 및 수신한다.
PDSCH의 데이터가 어떤 단말(하나 또는 복수의 단말)에게 전송되는 것이며, 상기 단말들이 어떻게 PDSCH 데이터를 수신하고 디코딩(decoding)을 해야 하는지에 대한 정보 등은 PDCCH에 포함되어 전송된다. 예를 들어, 특정 PDCCH가 "A"라는 RNTI(Radio Network Temporary Identity)로 CRC 마스킹(masking)되어 있고, "B"라는 무선자원(예, 주파수 위치) 및 "C"라는 DCI 포맷 즉, 전송 형식 정보(예, 전송 블록 사이즈, 변조 방식, 코딩 정보 등)를 이용해 전송되는 데이터에 관한 정보가 특정 서브프레임을 통해 전송된다고 가정한다. 이 경우, 셀 내의 단말은 자신이 가지고 있는 RNTI 정보를 이용하여 검색 영역에서 PDCCH를 모니터링, 즉 블라인드 디코딩하고, "A" RNTI를 가지고 있는 하나 이상의 단말이 있다면, 상기 단말들은 PDCCH를 수신하고, 수신한 PDCCH의 정보를 통해 "B"와 "C"에 의해 지시되는 PDSCH를 수신한다.
도 6은 LTE 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 도시하는 도면이다.
도 6을 참조하면, 상향링크 서브프레임은 제어정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)가 할당되는 영역과 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)가 할당되는 영역으로 나눌 수 있다. 서브프레임의 중간 부분이 PUSCH에 할당되고, 주파수 영역에서 데이터 영역의 양측 부분이 PUCCH에 할당된다. PUCCH 상에 전송되는 제어정보는 HARQ에 사용되는 ACK/NACK, 하향링크 채널 상태를 나타내는 CQI(Channel Quality Indicator), MIMO를 위한 RI(Rank Indicator), 상향링크 자원 할당 요청인 SR(Scheduling Request) 등이 있다. 한 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임 내의 각 슬롯에서 서로 다른 주파수를 차지하는 하나의 자원블록을 사용한다. 즉, PUCCH에 할당되는 2개의 자원블록은 슬롯 경계에서 주파수 호핑(frequency hopping)된다. 특히 도 6은 m=0인 PUCCH, m=1인 PUCCH, m=2인 PUCCH, m=3인 PUCCH가 서브프레임에 할당되는 것을 예시한다.
이하 MIMO 시스템에 대하여 설명한다. MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)는 복수개의 송신안테나와 복수개의 수신안테나를 사용하는 방법으로서, 이 방법에 의해 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. 즉, 무선 통신 시스템의 송신단 혹은 수신단에서 복수개의 안테나를 사용함으로써 용량을 증대시키고 성능을 향상 시킬 수 있다. 이하 본 문헌에서 MIMO를 '다중 안테나'라 지칭할 수 있다.
다중 안테나 기술에서는, 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않는다. 그 대신 다중 안테나 기술에서는 여러 안테나에서 수신된 데이터 조각(fragment)을 한데 모아 병합함으로써 데이터를 완성한다. 다중 안테나 기술을 사용하면, 특정된 크기의 셀 영역 내에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나, 또는 특정 데이터 전송 속도를 보장하면서 시스템 커버리지(coverage)를 증가시킬 수 있다. 또한, 이 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있다. 다중 안테나 기술에 의하면, 단일 안테나를 사용하던 종래 기술에 의한 이동 통신에서의 전송량 한계를 극복할 수 있다.
일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도가 도 7에 도시되어 있다. 송신단에는 송신 안테나가 NT개 설치되어 있고, 수신단에서는 수신 안테나가 NR개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는, 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서, 전송 레이트가 향상되고, 주파수 효율이 향상된다 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 Ro라고 한다면, 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는, 이론적으로, 아래 수학식 1과 같이 최대 전송 레이트 Ro에 레이트 증가율 Ri를 곱한 만큼 증가할 수 있다. 여기서 Ri는 NT와 NR 중 작은 값이다.
[수학식 1]
Figure pct00001
예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는, 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후, 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.
다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 7에 도시된 바와 같이 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, NT개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 NT개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 2와 같은 벡터로 나타낼 수 있다.
[수학식 2]
Figure pct00002
한편, 각각의 전송 정보
Figure pct00003
에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을
Figure pct00004
라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보를 벡터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.
[수학식 3]
Figure pct00005
또한,
Figure pct00006
를 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 4와 같다.
[수학식 4]
Figure pct00007
한편, 전송전력이 조정된 정보 벡터
Figure pct00008
에 가중치 행렬 W 가 적용되어 실제 전송되는 NT 개의 송신신호(transmitted signal)
Figure pct00009
가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호
Figure pct00010
는 벡터 X 를 이용하여 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 여기서 W ij i 번째 송신안테나와 j 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. W 는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)이라고 불린다.
[수학식 5]
Figure pct00011
일반적으로, 채널 행렬의 랭크의 물리적인 의미는, 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다. 따라서 채널 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행(row) 또는 열(column)의 개수 중에서 최소 개수로 정의되므로, 행렬의 랭크는 행(row) 또는 열(column)의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 랭크(rank(H))는 수학식 6과 같이 제한된다.
[수학식 6]
Figure pct00012
또한, 다중 안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 '전송 스트림(Stream)' 또는 간단하게 '스트림' 으로 정의하기로 하자. 이와 같은 '스트림' 은 '레이어 (Layer)' 로 지칭될 수 있다. 그러면 전송 스트림의 개수는 당연히 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수인 채널의 랭크 보다는 클 수 없게 된다. 따라서, 채널 행렬이 H는 아래 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 7]
Figure pct00013
여기서 "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다. 한편, 여기서 한 개의 스트림은 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.
한 개 이상의 스트림을 여러 개의 안테나에 대응시키는 여러 가지 방법이 존재할 수 있다. 이 방법을 다중 안테나 기술의 종류에 따라 다음과 같이 설명할 수 있다. 한 개의 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고, 여러 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 중간인 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 혼합(Hybrid)된 형태도 가능하다.
이하에서는, 참조 신호에 관하여 보다 상세히 설명한다.
일반적으로 채널 측정을 위하여 데이터와 함께 송신 측과 수신 측 모두가 이미 알고 있는 참조 신호가 송신 측에서 수신 측으로 전송된다. 이러한 참조 신호는 채널 측정뿐만 아니라 변조 기법을 알려주어 복조 과정이 수행되도록 하는 역할을 수행한다. 참조 신호는 기지국과 특정 단말을 위한 전용 참조 신호(dedicated RS; DRS), 즉 단말 특정 참조 신호와 셀 내 모든 단말을 위한 셀 특정 참조 신호인 공통 참조 신호(common RS 또는 Cell specific RS; CRS)로 구분된다. 또한, 셀 특정 참조 신호는 단말에서 CQI/PMI/RI 를 측정하여 기지국으로 보고하기 위한 참조 신호를 포함하며, 이를 CSI-RS(Channel State Information-RS)라고 지칭한다.
도 8 및 도 9는 4개의 안테나를 이용한 하향링크 전송을 지원하는 LTE 시스템에서의 참조 신호의 구조를 도시하는 도면이다. 특히 도 8은 일반(normal) 순환 전치(Cyclic Prefix)인 경우를 도시하며, 도 9는 확장(extended) 순환 전치인 경우를 도시한다.
도 8 및 도 9를 참조하면, 격자에 기재된 0 내지 3은 안테나 포트 0 내지 3 각각에 대응하여 채널 측정과 데이터 복조를 위하여 송신되는 셀 특정 참조 신호인 CRS(Common Reference Signal)를 의미하며, 상기 셀 특정 참조 신호인 CRS는 데이터 정보 영역뿐만 아니라 제어 정보 영역 전반에 걸쳐 단말로 전송될 수 있다.
또한, 격자에 기재된 'D' 는 단말 특정 RS인 하향링크 DM-RS(Demodulation-RS)를 의미하고, DM-RS는 데이터 영역 즉, PDSCH를 통하여 단일 안테나 포트 전송을 지원한다. 단말은 상위 계층을 통하여 상기 단말 특정 RS인 DM-RS의 존재 여부를 시그널링 받는다. 도 8 및 도 9는 안테나 포트 5에 대응하는 DM-RS를 예시하며, 3GPP 표준문서 36.211에서는 안테나 포트 7 내지 14, 즉 총 8개의 안테나 포트에 대한 DM-RS 역시 정의하고 있다.
도 10은 현재 3GPP 표준문서에서 정의하고 있는 하향링크 DM-RS 할당 예를 도시한다.
도 10을 참조하면, DM-RS 그룹 1에는 안테나 포트 {7, 8, 11, 13}에 해당하는 DM-RS가 안테나 포트 별 시퀀스를 이용하여 매핑되며, DM-RS 그룹 2에는 안테나 포트 {9, 10, 12, 14}에 해당하는 DM-RS가 마찬가지로 안테나 포트 별 시퀀스를 이용하여 매핑된다.
한편, 상술한 CSI-RS 는 CRS와 별도로 PDSCH에 대한 채널 측정을 목적으로 제안되었으며, CRS와 달리 CSI-RS는 다중 셀 환경에서 셀 간 간섭(inter-cell interference; ICI)를 줄이기 위하여 최대 32가지의 서로 다른 CSI-RS 설정(configuration)으로 정의될 수 있다.
CSI-RS 설정은 안테나 포트 개수에 따라 서로 다르며, 인접 셀 간에는 최대한 다른 CSI-RS 설정으로 정의되는 CSI-RS가 송신되도록 구성된다. CSI-RS는 CRS와 달리 최대 8개의 안테나 포트까지 지원하며, 3GPP 표준문서에서는 안테나 포트 15 내지 22까지 총 8개의 안테나 포트를 CSI-RS를 위한 안테나 포트로 할당한다. 아래 표 1 및 표 2는 3GPP 표준문서에서 정의하고 있는 CSI-RS 설정을 나타내며, 특히, 표 1은 일반(Normal CP)인 경우를, 표 2는 일반(Extended CP)인 경우를 나타낸다.
[표 1]
Figure pct00014
[표 2]
Figure pct00015
표 1 및 표 2에서, (k',l') 는 RE 인덱스를 나타내며, k' 는 부반송파 인덱스를, l' 는 OFDM 심볼 인덱스를 나타낸다. 도 11은 현재 3GPP 표준문서에서 정의된 CSI-RS 설정 중 일반 CP인 경우의 CSI-RS 설정 #0을 예시한다.
또한, CSI-RS 서브프레임 설정이 정의될 수 있으며, 이는 서브프레임 단위로 표현되는 주기( T CSI-RS )와 서브프레임 오프셋( ΔCSI-RS )으로 구성된다. 아래 표 3은, 3GPP 표준문서에서 정의하고 있는 CSI-RS 서브프레임 설정을 나타낸다.
[표 3]
Figure pct00016
본 발명에서는 다수의 입출력 안테나 및 다차원 안테나 구조를 가질 수 있는 대규모 MIMO (massive MIMO) 기법이 적용된 시스템의 상항링크 및 하향링크에서 효과적으로 채널 상태 정보(channel state information; CSI) 피드백을 수행하기 위한 방법을 제안한다.
차세대 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템(active antenna system; AAS)의 도입이 고려되고 있다. 신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나와 달리, 능동 안테나는 각각의 안테나가 증폭기와 같은 능동 소자를 포함하도록 구성된 것을 의미한다. 능동 안테나 시스템은 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터, 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 특히 능동 안테나 시스템은 각 안테나 별 전자식 빔 제어(electronic beam control) 방식을 지원하기 때문에 빔 방향 및 빔 폭을 고려한 정교한 빔 패턴 형성 또는 3-차원 빔 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다.
이와 같이, 능동 안테나와 같은 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO (massive MIMO) 구조 또한 고려되고 있다. 일례로 기존의 일자형 안테나 배열 (혹은 1 차원 안테나 배열)과 달리 2-차원 안테나 배열을 형성할 경우, 능동 안테나 시스템의 능동 안테나에 의해 3-차원 빔 패턴을 형성할 수 있다.
도 12는 대규모 MIMO 기술의 개념도를 도시한다. 특히, 도 12는, 기지국 또는 단말이 능동 안테나 시스템 기반의 3D 빔 형성이 가능한 다수의 송/수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 도식화한 것이다.
도 12를 참조하면, 송신 안테나 관점에서 3-차원 빔 패턴을 활용할 경우, 빔의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준-정적 또는 동적인 빔 형성을 수행할 수 있으며, 수직 방향의 섹터 형성 등의 응용을 고려할 수 있다. 또한 수신 안테나 관점에서는, 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때, 안테나 배열 이득(antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다.
따라서 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.
이하, 대규모 MIMO 기술을 적용하기 위한, 안테나 가상화 (antenna virtualization)에 관하여 설명한다.
도 13은 안테나 가상화의 개념을 도시하는 도면이다. 특히, 도 13은, CSI-RS는 S개의 안테나 포트를 사용하고, CRS는 C개의 안테나 포트를 사용하는 것을 나타내었다. 또한, CSI-RS를 위한 안테나 가상화 행렬 B는 UE특정하게 정의되고, CRS를 위한 안테나 가상화 행렬 A는 모든 UE에게 동일하게 정의되는 것으로 가정한다.
도 13을 참조하면, CSI-RS가 x = [x 1 x 2x S]T 로 주어진 경우, 안테나 가상화 이후의 신호는 z = [z 1 z 2z N]T = B·x 로 표현될 수 있다. 또한, CRS가 y = [y 1 y 2y C]T 로 주어진 경우, 안테나 가상화 이후의 신호는 z = [z 1 z 2z N]T = A·y 로 표현될 수 있다.
또한, 최종 안테나의 전송신호는 주파수 선택적인 안테나 가상화 적용을 위하여 다음 수학식 8과 같이 각각의 안테나의 전송 신호에 각각 다른 시간 지연을 적용하여 전송될 수 있다.
[수학식 8]
Figure pct00017
여기서 안테나 가상화 행렬 B는 해당 UE에게 수신되는 신호의 에너지가 최대가 되도록 설정하는 것이 바람직하며, UE별로 UE의 위치 등에 의해 좌우되어 결정되어야 한다. 안테나 가상화 행렬 B를 정의하기 위하여, 상향링크와 하향링크 간의 채널 대칭성에 근거하여 SRS를 활용할 수 있으며, UE의 위치 변경 및 채널 환경 변화 등에 의한 최적 안테나 가상화 행렬 B의 추적은 SRS와 이전에 보고된 CSI 피드백 정보 등을 이용할 수 있다.
본 발명에서는 능동 안테나 시스템과 같은 대규모(massive) MIMO 기법을 구현하기 위하여, 패널 안테나를 활용하는 폐루프(closed-loop) 3-차원 MIMO 빔포밍을 위한 CSI 피드백 방법에 관하여 설명한다.
도 14는 본 발명에 따른 3-차원 MIMO 빔포밍의 개념을 예시하는 도면이다. 특히, 도 14는 eNB의 안테나가 수평(Horizontal) 방향으로 L개의 안테나 포트가 존재하고, 수직(Vertical) 방향으로 M개의 안테나 포트가 존재한다고 가정한다. 즉, L*M 패널 안테나 구조를 가정한다. 여기서, L개의 안테나 포트 및 M개의 안테나 포트는 물리적인 안테나 포트일 수 있거나, 안테나 가상화 행렬로 표현되는 논리적인 안테나 포트일 수도 있다.
다만, 도 14에서는 설명의 편의를 위하여, L=8 및 M=4인 경우를 예시하였다. 즉, 이 경우는 8*4 패널 안테나 구조로서, 총 32개의 안테나 포트로부터 송출되는 신호가 수평 방향 및 수직 방향으로 빔이 형성되어, 3-차원 MIMO 전송을 구현할 수 있도록 한다.
구체적으로, 수평 방향으로 구성된 L개의 안테나 포트가 PAL (physical-antenna-layer) 1층, 2층,…, M층에 각각 존재하는 총 N = L*M 안테나 포트로부터 신호를 송출하기 이전에, 도 13에서 예시한 바와 같이 특정한 안테나 가상화 행렬을 적용함으로써 수평 방향의 L개의 안테나 포트로부터 송출되는 신호가 VAL(virtual-antenna-layer) 1층, 2층,…, M층 중에 어느 특정 하나의 층으로 빔(beam)이 모일 수 있음을 뜻한다.
따라서, VAL m=1에서의 L개의 안테나 포트는 VAL 1층을 타겟팅하는 L개의 안테나 포트라고 지칭할 수 있으며, 일반적으로는 VAL m=M에서의 L개의 안테나 포트를 VAL M층을 타겟팅하는 L개의 안테나 포트라고 칭할 수 있다. 또한, eNB가 L-포트 CSI-RS 설정을 정의한다면, VAL 1층을 타겟팅하는 L-포트 CSI-RS 설정과 VAL M층을 타겟팅하는 L-포트 CSI-RS 설정은 서로 다를 수 있다.
1. 도 14과 같은 형태의 3-차원 빔포밍이 가능한 능동 안테나 시스템이 eNB에 구현되었을 때, 레거시 UE들의 동작으로서, 각 VAL마다 최적화된 서로 다른 수직 방향으로 프리코딩된 (혹은 특정 가상화 행렬 B가 적용된) L-포트 CSI-RS를 M개 설정하는 방식을 고려할 수 있다. 여기서, 레거시 UE란 eNB의 안테나가 상술한 패널 안테나 구조라는 점을 인지하지 못하는 UE로서, UE의 수신 안테나 역시 패널 안테나 구조가 아닌 경우를 말한다.
여기서 수직 방향으로 프리코딩된다는 것은, 도 14에서와 같이 수평 방향으로 L-포트 CSI-RS를 eNB가 송신함에 있어, L 개의 안테나 포트 각각에 대하여 해당 CSI-RS 시퀀스를 그대로 전송하는 것이 아니라, 수직 방향의 M개의 안테나 각각의 CSI-RS 시퀀스에 특정한 인자를 곱하여 수직 방향으로 특정한 방향성을 미리 형성시킨다는 것을 의미한다.
즉, 도 14와 같이, 수직 방향으로 M개의 인자 값들의 구성에 따라, 수직에 가까운 방향의 빔을 형성시켜, 지면에 도달할 시 eNB 주변의 가장 가까운 링(ring) 형태의 영역에 빔이 집중되도록 한 경우를, VAL 1층에 최적화하기 위하여 수직 방향으로 프리코딩된 L-포트 CSI-RS를 전송하는 것으로 볼 수 있다.
혹은, eNB와 가까운 지점에 높은 빌딩 등이 있는 경우 수직에 가까운 빔은 실제 이 빌딩의 1층 높이의 영역에 집중될 수 있다. 또한, 도 14에서 가장 멀리 존재하는 링 영역을 타겟팅하는 빔의 경우, 상기 빌딩이 eNB와 가까운 지점에 존재한다면, 실제 이 빌딩의 높은 층 지역에 빔이 집중될 수 있다. 이하에서, 수직 방향이라는 용어는 특정한 M개의 인자를 적용함에 따라 특정 VAL을 타겟팅할 수 있도록 eNB의 일종의 기울임(tilting) 각도를 전기적으로(electrical) 조절한 방향을 의미한다.
이러한 동작을 위하여, eNB는 VAL 1, 2,…, M층 각각에 최적화된 수직 방향으로 프리코딩된 L-포트 CSI-RS들을 각 VAL 층 별로 총 M개를 생성하고, 자원 관리 세트에 포함시켜 전송할 수 있다. 또한, 레거시 UE는 자원 관리 세트에 포함된 총 M개의 L-포트 CSI-RS들 각각에 대해 CSI-RS 기반 RSRP (Reference Signal Received Power)를 보고할 수 있으며, 이를 통해 측정 세트가 설정될 수 있다. 예를 들어, UE 1은 VAL 1층에 해당하는 L-포트 CSI-RS에 대해 CSI 피드백을 수행하게 되고, UE 2는 VAL M층에 해당하는 L-포트 CSI-RS에 대해 CSI 피드백을 수행하게 되어, 레거시 UE를 위한 수직 방향 빔포밍 역시, 특정 방향의 세밀한 빔이 형성될 수 있다.
또한, 레거시 UE의 경우, UE의 위치 정보가 높은 신뢰 수준으로 예측 가능하다면, 어느 한 층에 최적화된 특정 L-포트 CSI-RS를 설정하여, 3-차원 빔포밍 효과를 UE-트랜스패어런트(transparent)하게 제공할 수도 있다. 이 경우, 레거시 UE들은 다른 층의 CSI-RS에 대해서는 모두 ZP(Zero Power) CSI-RS로 정의하여, PDSCH에 대하여 레이트 매칭을 수행하는 것이 바람직하다.
혹은, 레거시 UE의 위치 정보에 대하여 신뢰 수준을 보장할 수 없다면, 수직 방향으로는 기존과 같이 특정 방향성이 없는 광범위한 빔을 형성하는 추가적인 8-포트 CSI-RS를 설정하는 방식도 가능하다.
2. 다음으로, eNB의 안테나가 상술한 패널 안테나 구조라는 점을 인지하는 UE의 동작에 관하여 기술한다.
(1) 이 경우도 상술한 1.과 마찬가지로, 각 VAL마다 최적화된 서로 다른 수직 방향으로 프리코딩된 (혹은 특정 가상화 행렬 B가 적용된) L-포트 CSI-RS를 M개 설정하는 방식을 고려할 수 있다.
이러한 동작을 위하여, eNB는 VAL 1, 2,…, M층 각각에 최적화된 수직 방향으로 프리코딩된 L-포트 CSI-RS들을 각 VAL 층 별로 총 M개를 생성하고, 자원 관리 세트에 포함시켜 전송할 수 있다. 또한, UE는 자원 관리 세트에 포함된 총 M개의 L-포트 CSI-RS들 각각에 대해 CSI-RS 기반 RSRP (Reference Signal Received Power)를 보고할 수 있으며, 이를 통해 측정 세트가 설정될 수 있다. 따라서, UE 별로 다른 층의 L-포트 CSI-RS를 설정하고, 이를 위한 피드백을 수행할 수 있다.
또는, 다수 VAL의 L-포트 CSI-RS들을 (최대 M개) 설정하고, 각 VAL에 대한 CSI 패드백 시 층 별 독립적인 CSI를 계산하는 것이 아니라, L*M 패널 안테나 전체에 걸쳐 최적화된 RI, PMI, CQI 등의 CSI를 계산하여 피드백할 수 있다. 다만, L*M 패널 안테나로부터 3-차원 빔포밍이 적용된 PDSCH를 수신하게 될 것이라는 사실을 상위 계층 신호인 RRC 신호 등을 통하여 사전에 전달 받을 필요가 있다.
이러한 동작을 위하여, eNB가 실제로 각 M개의 L-포트 CSI-RS를 송신하는 경우에는 안테나 가상화 행렬의 적용 없이, 특정 PAL 한 층에서만 L-포트 CSI-RS 송출하고, 다른 PAL 층에서의 L-포트 CSI-RS 송출은 하지 않는 방식으로 구현될 수도 있다.
나아가, CSI 피드백 자체를 M개의 층 각각에 대해 개별적으로 보고할 수도 있지만, 최적화된 CSI 피드백 자체를 다시 정의할 수 있다. 즉, L*M 패널 안테나에 최적화된 단일 CSI 피드백을 정의할 수 있다. 예를 들어, RI의 경우 그 사이즈를 3 비트 이상으로 정의하여 최대 랭크로서 L*M까지 지원할 수 있다. 나아가, PMI의 경우, L-Tx PMI M개를 각 층에 대해 보고하는 방식 또는 수평 방향 L-Tx PMI 1개와 수직 방향 M-Tx PMI 1개를 피드백하는 방식을 고려할 수 있다. 특히, 후자의 경우, eNB가 L-Tx PMI 1개와 M-Tx PMI 1개를 이용하여 2-차원 인터폴레이션(interpolation)을 적용하는 것으로, 특히, 수직 방향 M-Tx PMI는 UE가 설정 받은 M개의 L-포트 CSI-RS 자원들 각각에서 하나의 안테나 포트를 선택하여 정의한 수직 방향 M-포트 CSI-RS를 가정하고, 이에 대응하는 PMI를 의미한다. 물론, CQI는 상기 최적화된 RI/PMI가 사용되었을 시에 L*M 패널 안테나를 통한 전송에서 기대되는 CQI 값을 계산할 수 있을 것이다.
추가적으로, L*M 패널 안테나 전체에 걸쳐 최적화된 RI, PMI, CQI 등의 CSI를 피드백할지라도, 서브밴드 CSI 보고의 경우 서브밴드 선택은 각 층 간에 공통 서브밴드가 선택되도록 제한을 둘 수 있다.
CSI 피드백으로서, M개의 층 각각에 대해 개별적으로 보고할지라도, RI는 각 층간에 공통적으로 적용되는 RI로서 설정하도록 제한을 둘 수도 있다. 또는, 특정 기준 층에 대해서만 서브밴드 CSI를 보고하고 다른 층에 대한 서브밴드 CSI는 상기 특정 기준 층과 동일한 값으로 보고하거나 보고하지 않을 수 있으며, 다른 정보로 대체하는 방법도 고려할 수 있을 것이다. 추가적으로, 각 층에 대응하는 CSI-RS의 주기 및 오프셋도 일정 구간 이상 이내일 것으로 제한이 부여될 수도 있을 것이다.
(2) 또는, L*M 패널 안테나에 대한 2-차원 인터폴레이션을 가정하여 이를 대표할 수 있는 프리코딩되지 않은 (혹은 특정 프리코딩이 적용된) 수평 방향 L-포트 CSI-RS 자원 (예를 들어, 수평 방향을 대표하는 1개의 CSI-RS)과, 프리코딩되지 않은 (혹은 특정 프리코딩이 적용된) 수직 방향 M-포트 CSI-RS 자원 (예를 들어, 수직 방향을 대표하는 1개의 CSI-RS 자원)을 UE에게 하는 설정하는 방식도 고려할 수 있다.
이러한 방식에 따르면, 네트워크의 시그널링 오버헤드는 최소화될 수 있다. 구체적으로, 네트워크는 수평 방향 L-포트 CSI-RS은 레거시 UE들도 함께 설정 받아 CSI 측정 시 사용할 수 있으므로, 수직 방향 M-포트 CSI-RS 1개만 추가되면 되기 때문이다. 특히, 수직 방향 M-포트 CSI-RS는 레거시 UE에게는 ZP CSI-RS로 취급될 수 있다.
물론, 다만, L*M 패널 안테나로부터 3-차원 빔포밍이 적용된 PDSCH를 수신하게 될 것이라는 사실을 상위 계층 신호인 RRC 신호 등을 통하여 사전에 전달받을 필요가 있다.
CSI 피드백의 경우에, 수평 방향 L-포트 CSI-RS와 수직 방향 M-포트 각각에 대하여 개별적인 CSI 보고를 수행할 수 있다. 물론, RI 및/또는 서브밴드는 각각에 대하여 공통적으로 적용한다는 제한이 적용될 수 있고, 나아가 각 방향의 CSI-RS의 주기 및 오프셋도 일정 구간 이상 이내일 것으로 제한이 부여될 수도 있다.
또는, 수직 방향 M-포트 CSI-RS에 대해서는 랭크 1의 M-Tx PMI만 피드백하도록 제한할 수도 있다. 즉, 랭크 1로 제한된 상태에서 수직 방향 M-Tx PMI를 피드백함으로써, 이후 PDSCH 전송 시에 수직 방향으로 이러한 PMI를 적용할 수 있다.
또는, L*M 패널 안테나에 대해서 최적화된 단일 CSI를 정의할 수도 있다. 예를 들어, 예를 들어, RI의 경우 그 사이즈를 3 비트 이상으로 정의하여 최대 랭크로서 L*M까지 지원할 수 있다. 나아가, PMI의 경우, UE가 L-Tx PMI 1개와 M-Tx PMI 1개를 보고하여 eNB로 하여금 2-차원 인터폴레이션(interpolation)을 적용하여 최종 PMI를 산출하도록 하는 경우를 고려할 수 있다.
2-차원 인터폴레이션을 L-Tx PMI 1개 (H-PM)와 M-Tx PMI 1개 (V-PM)를 Kronecker product 연산자 ⓧ로 연결시키는 방식을 예시할 수 있다. 구체적으로, H-PM이 랭크 8이고 V-PM이 랭크 2라면, 패널 안테나의 크기가 가로 L=8, 세로 M=4로서 총 32개 안테나가 구축된 것으로 가정할 때 최종 PM은 아래 수학식 9와 같이 표현할 수 있다.
[수학식 9]
Figure pct00018
물론, Kronecker product 연산자 또는 다른 방식으로 두 행렬을 2-차원 인터폴레이션하는 경우, 이러한 연결 방식은 eNB 및 UE 간에 공유될 필요가 있을 것이다. 물론, CQI는 상기 최적화된 RI/PMI가 사용되었을 시에 L*M 패널 안테나를 통한 전송에서 기대되는 CQI 값을 계산할 수 있을 것이다.
물론, 수평 방향 L-포트 CSI-RS 자원과 수직 방향 M-포트 CSI-RS 자원이 설정되는 경우에도, 단말은 L*M 패널 안테나의 총 M개 층 각각에 대해 개별 CSI보고를 수행할 수도 있다. 물론, RI 및/또는 서브밴드는 각각에 대하여 공통적으로 적용한다는 제한이 적용될 수 있고, 나아가 각 방향의 CSI-RS의 주기 및 오프셋도 일정 구간 이상 이내일 것으로 제한이 부여될 수도 있다. 특히, 서브밴드의 경우 특정 기준 층과 동일한 값으로 보고하거나 보고하지 않을 수 있으며, 다른 정보로 대체하는 방법도 고려할 수 있을 것이다.
(3) 마지막으로, 수평 방향으로 랜덤화된 수직 방향 M-포트 CSI-RS 자원 (예를 들어, 1개의 CSI-RS)을 롱-텀(long-term) 주기로 설정하여, 안테나 포트 별 RSRP 혹은 특정 형태의 안테나 포트 별 평균 전력 값을 M개 보고할 수 있다. 이를 통해 수직 방향의 빔 인자 결정은 롱-텀 주기로 즉, 반 정적으로 이루어지게 할 수 있다. 반면에, 수평 방향의 CSI 피드백은 프리코딩되지 않은 (혹은 특정 프리코딩이 적용된) 수평 방향 L-포트 CSI-RS 자원 (예를 들어, 1개의 CSI-RS)을 기존과 같이 숏-텀(Short-term) 주기로 시그널링할 수 있다.
여기서, 수평 방향으로 랜덤화된 수직 방향 M-포트 CSI-RS라는 것은, RB별로 혹은 PRG(Precoding Resource block Group)와 같은 특정 주파수 자원 단위 별로 상이한 임의의 수평 방향 빔 인자(beam coefficient)를 랜덤하게 선택하여 CSI-RS 시퀀스에 적용함으로써, 수평 방향으로의 빔을 랜덤화한다는 것을 의미한다
이러한 방식은, 수직 방향은 반-정적 스위칭의 용도로만 사용되고, 이후에는 기존과 동일하게 수평 방향 CSI 피드백이 이루어진다는 점에서, 상술한 (2)에 비하여 단말 복잡도가 낮을 수 있다는 장점이 있다.
또한, 수평 방향으로 랜덤화된 수직 방향 M-포트 CSI-RS를 수신한 UE는 수직 방향의 각 안테나 포트 별로 1개의 RE에 모이는 (CSI-RS 시퀀스에 코드 분할 다중화(CDM) 기법이 적용된다면 2RE 혹은 그 이상의 RE에 모이는) 에너지를 비교하여 에너지가 큰 수직 방향 안테나 포트 하나를 선택할 수 있다. 혹은 CDM이 적용되지 않은 경우 수평 방향으로 랜덤화된 수직 방향 1 포트 CSI-RS를 각 층별로 1개씩 총 M개를 전송하여, UE로 하여금 각 CSI-RS별로 모이는 에너지를 비교하도록 할 수도 있다. 혹은 CDM이 적용되어 1-포트 CSI-RS가 n개의 RE에 CDM되는 경우, 수평 방향으로 랜덤화된 수직 방향 1-포트 CSI-RS를 각 층별로 1개씩 총 M개를 전송하여, UE로 하여금 각 n개의 RE에 CDM되어 수신되는 CSI-RS를 디스크램블링(descrambling)한 이후에 CSI-RS 별로 모이는 에너지를 비교하도록 할 수도 있다.
반면에, 수평 방향의 숏-텀 L-Tx CSI 피드백은 기본적으로 기존의 L-Tx CSI 피드백과 동일하게 단말이 동작할 수 있다. 다만 eNB는 이러한 CSI 피드백을 받아, 실제 그 UE에게 PDSCH 전송 시에는 사전에 반 정적으로 선택된 수직 방향 빔까지 적용할 것이다. 따라서, CQI 자체는 eNB 측에서 보정할 수 있다. 이와 같은 eNB 측에서의 CQI 보정 여부를 RRC 시그널링 혹은 DCI를 통한 명시적 방법 혹은 묵시적인 방법에 의하여 UE가 사전에 인지할 필요가 있다.
혹은, UE는 자신이 선택했던 수직 방향을 고려하여 3 비트 사이즈의 RI를 과측정(over-estimate)하여 선택하고 이에 따른 PMI/CQI를 계산하여 보고하는 방식도 가능하다. 즉, UE는 자신이 반-정적으로 선택/보고한 수직 방향의 빔까지 고려하여 RI/PMI/CQI를 계산하여 보고하는 것이다.
혹은 UE는 자신이 반-정적으로 선택/보고한 수직 방향의 빔에 대해 eNB로부터 특정 확인(confirmation) 정보를 수신할 수 있으며, 이러한 확인 정보에 기반하여 해당 수직 방향의 빔을 실제 적용할 수 있는 특정 시점부터 이러한 수직 방향의 빔까지 고려하여 RI/PMI/CQI를 계산하여 보고할 수 있다.
추가적으로, UE가 선택된 안테나 포트의 RSRP를 감안하여 RI/PMI/CQI를 계산하도록 할 수도 있다. 예를 들어, 각 안테나 포트 당 RSRP M개를 평균한 값 대비 선택된 안테나 포트의 RSRP값 간의 비율을, 수평 방향 L-포트 CSI-RS 자원에서 알려주는 Pc (ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE)값에 적용하여 추가적인 스케일링을 수행한 후, RI/PMI/CQI를 계산하도록 할 수도 있다.
여기서, 안테나 포트 선택 결과는 별도로 보고하지 않고, 수평 방향 L-Tx CSI 피드백 시에 RI 혹은 롱텀 주기의 PMI와의 결합 인코딩을 통해 보고할 수 있다. 안테나 포트 선택 결과는 수직 방향 빔 스위칭에 사용할 롱-텀 주기의 정보이므로, 다른 롱-텀 주기의 피드백 정보들과 결합 인코딩을 통해 전송하도록 함으로써 별도의 보고를 위한 자원이 소비되지 않는다는 장점이 있다.
물론, 수직 방향 M-포트 CSI-RS에 대해서는 랭크 1 M-Tx PMI를 추가적으로 피드백하는 것도 고려할 수 있다. 즉, 랭크 1로 제한된 상태에서 수직 방향 M-Tx PMI를 피드백 함으로써, 이후 PDSCH 전송 시에 수직 방향으로 이 PMI를 적용할 수 있을 것이다.
2-차원 안테나 배열에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙 및 CQI 계산 방안
전술한 바와 같이 복수개의 차원 또는 방향에 대한 랭크(예를 들어, Rank_H 및 Rank_V)가 정의되는 경우, 이와 같이 복수개의 상이한 속성의 랭크들의 조합 또는 곱(product)의 형태로 최종 랭크가 결정될 수 있다. 이하에서는 이를 product rank라고 칭한다.
또한, 프리코딩 행렬을 결정함에 있어서도, 복수개의 차원 또는 방향에 대해서 최적의 PMI(예를 들어, PMI_H 및 PMI_V)를 독립적으로(independently) 결정할 수도 있고, product rank를 고려하여 각각의 차원에 대한 PMI(예를 들어, PMI_H 및 PMI_V)의 곱에 의해서 결정되는 최종 PMI가 최적이 되도록, 상기 각각의 차원에 대한 PMI를 결정할 수도 있다.
이와 같이 product rank를 고려하는 CQI를 계산 또는 결정함에 있어서 기존의 코드워드-대-레이어 매핑 규칙(codeword(CW)-to-layer mapping rule) 및/또는 기존의 CQI 정의 및 계산 방식을 그대로 적용하는 경우에는, 개별 차원에서의 CQI가 결정될 수는 있지만, 이는 2-차원 안테나 배열에 의한 3-차원 빔포밍에 의해 구성되는 실제 채널 상태를 올바르게 반영하지 못하는 문제가 있다. 따라서, 본 발명에서는 새로운 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 대해서 제안하고, 이와 관련하여 새로운 CQI 정의 및 계산 방식에 대해서 제안한다.
본 발명에 대한 이해를 돕기 위해서, 기존의 복수개의 코드워드 기반 MIMO 전송 방식에 대해서 설명한다.
도 15는 복수 코드워드 기반 MIMO 전송 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
공간 다중화(spatial multiplexing)를 목적으로, 다중 전송 스트림 또는 다중 전송 레이어 전송 방식을 적용할 수 있다. 개별 전송 스트림/레이어 또는 임의의 전송 스트림/레이어 그룹 별로 링크 적응(link adaptation)을 적용할 수 있다. 링크 적응을 적용하기 위해서 스트림/레이어 (또는 스트림/레이어 그룹) 별로 구분되는 MCS(Modulation and Coding Scheme)를 적용할 수 있는데, 이를 위하여 복수 코드워드(Multiple CodeWord; MCW) 기반 전송이 수행될 수 있다.
정보 비트는 전송블록(TB)의 단위로 인코딩되고, TB가 인코딩된 결과물을 코드워드(CW)라고 할 수 있다. 하나 이상의 코드워드는 스크램블링 신호를 이용하여 스크램블링될 수 있다. 스크램블링된 코드워드는 전송 신호의 종류 및/또는 채널 상태에 따라 BPSK, QPSK, 16 QAM 또는 64QAM 방식으로 복소 심볼로 변조된다. 그 후, 변조된 복소 심볼은 하나 이상의 레이어에 매핑된다.
TB-대-CW 의 매핑관계는 다음과 같이 정의될 수 있다. 예를 들어, 2 개의 전송 블록은 TB1 및 TB2 로 표현할 수 있고, 2 개의 코드워드는 CW0 및 CW1 로 표현하는 것으로 가정한다 (또는 2 개의 코드워드의 인덱스를 CW1 및 CW2 로 표현할 수도 있다). 2 개의 전송블록(TB1 및 TB2)이 모두 활성화된 경우에 제 1 전송블록(TB1)이 제 1 코드워드(CW0)에, 제 2 전송블록(TB2)이 제 2 코드워드(CW1)에 매핑될 수 있다. 만약, 전송블록-대-코드워드 스왑(swap)이 적용되는 경우에는, 제 1 전송블록(TB1)이 제 2 코드워드(CW1)에, 제 2 전송블록(TB2)이 제 1 코드워드(CW0)에 매핑될 수도 있다. 한편, 2 개의 전송 블록 중 하나가 비활성화되고 하나만이 활성화되는 경우에, 활성화된 하나의 전송블록은 제 1 코드워드(CW0)에 매핑될 수 있다. 즉, 하나의 전송블록은 하나의 코드워드에 매핑되는 관계를 가진다. 또한, 전송블록이 비활성화되는 것은 전송블록의 크기가 0인 경우를 포함한다. 전송 블록의 크기가 0인 경우에는, 해당 전송 블록은 코드워드에 매핑되지 않는다.
다음으로, 코드워드-대-레이어 매핑 관계는 전송 방식에 따라 다음 표 4 및 표 5와 같을 수 있다.
[표 4]
Figure pct00019
[표 5]
Figure pct00020
상기 표 4는 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식으로 신호를 전송하는 경우의 예이며, 표 5는 전송 다이버시티(Transmit Diversity) 방식으로 신호를 전송하는 경우의 예를 나타내고 있다. 또한, 상기 표 4 및 표 5에 있어서, x(a)(i)는 인덱스 a를 가지는 레이어의 i번째 심볼을 나타내며, d(q)(i)는 인덱스 q를 가지는 코드워드의 i번째 심볼을 나타낸다. 상기 표 4 및 표 5의 "Number of layers" 항목과 "Number of codewords" 항목을 통해 전송에 이용되는 코드워드 개수 및 레이어 개수의 매핑관계를 알 수 있으며, "Codeword-to-Layer mapping" 항목은 각 코드워드의 심볼들이 어떻게 레이어에 매핑되는지를 나타낸다.
상기 표 4 및 표 5를 통해 알 수 있는 바와 같이 하나의 코드워드는 하나의 레이어에 심볼 단위로 매핑되어 전송될 수도 있으나, 표 5의 두 번째 경우와 같이 하나의 코드워드가 최대 4개의 레이어에 분산되어 매핑될 수도 있으며, 이와 같이 하나의 코드워드가 복수의 레이어에 분산되어 매핑되는 경우, 각 코드워드를 이루는 심볼들은 레이어별로 순차적으로 매핑되어 전송됨을 알 수 있다. 한편, 단일 코드워드 기반 전송의 경우에는 인코더 및 변조 블록이 하나씩만 존재하게 된다.
도 15에서 나타내는 바와 같이, 레이어에 매핑된 신호는 채널 상태에 따라 선택된 소정 프리코딩 행렬에 의해서 하나 이상의 전송 안테나 포트에 할당될 수 있다. 이와 같이 처리된 안테나 포트 별 전송 신호는 각각 전송에 이용될 시간-주파수 자원 요소에 매핑되며, 이후 OFDM 신호 생성을 거쳐 전송될 수 있다.
도 16은 기존의 LTE 시스템에서 정의되는 코드워드-대-레이어 매핑을 설명하기 위한 도면이다.
도 16에서는 하나의 CW가 하나의 레이어에 매핑되는 경우에는 별도의 매핑 블록을 도시하지는 않았지만 CW와 레이어가 일-대-일 매핑되는 것으로 이해하여야 한다. 하나의 CW가 복수개의 레이어에 매핑되는 것은 S/P(Serial/Parallel) 블록으로 표현한다. 프리코딩 블록에 입력되는 신호들은 각각 구분되는 레이어를 의미하고 레이어는 프리코딩 블록을 거쳐 하나 이상의 안테나 포트에 매핑될 수 있다.
또한, 도 16에서 2 개의 코드워드가 복수개의 레이어에 매핑되는 규칙에 있어서, 가능한 한 2 개의 코드워드에 대해서 균등한 개수의 레이어가 매핑되도록 하는 것을 알 수 있다. 즉, 레이어의 개수가 짝수인 경우에는 2 개의 CW에 동일한 개수의 레이어가 나누어 매핑되고, 레이어의 개수가 홀수인 경우에는 2 개의 CW에 매핑되는 레이어의 개수의 차이가 1을 넘지 않는다.
도 16에서 나타내는 바와 같이, 초기 전송에서는 랭크 값이 1인 경우(즉, 레이어의 개수가 1개인 경우)에는 1개의 코드워드가 전송되는 것으로 정의되고, 랭크 값이 1 초과인 경우(즉, 레이어의 개수가 2개 이상인 경우)에는 2 개의 CW가 전송되는 것으로 정의된다. 한편, 2 개의 CW를 전송하였지만 그 중에서 하나의 CW에 대해서는 수신단에서 성공적으로 디코딩하지 못한 경우(즉, NACK이 발생한 경우)에는 해당 CW를 재전송하여야 하는데, 이 경우에는 1 개의 CW 전송이더라도 2 이상의 레이어를 통해서 전송하는 것을 지원할 수 있다. 여기서 1 개의 CW의 재전송은, 하나의 코드워드만 인에이블(enable)되고, 나머지 코드워드는 디스에이블(disable)되는 것으로도 표현할 수 있다.
이와 같이, 현재 정의되어 있는 LTE 또는 LTE-A 시스템(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-11 이전의 표준에 따르는 무선 통신 시스템)에 의하면, N-포트 CSI-RS에 대하여 RI가 2 이상일 경우(즉, 랭크가 1 초과인 경우)에는 CQI는 2개의 CW에 대한 CQI로 구성되고, RI가 1인 경우(즉, 랭크가 1인 경우)에는 CQI가 1개의 CW에 대한 CQI로 구성된다.
2-차원 안테나 배열을 이용한 3-차원 빔포밍을 지원하는 시스템에서는, UE가 수평 방향(H-방향)의 L-포트 CSI-RS에 기초하는 CSI(RI/PMI/CQI)를 결정하고, 수직 방향(V-방향)의 M-포트 CSI-RS에 기초하는 CSI(RI/PMI/CQI)를 결정하여, 최종적으로는 3-차원 빔포밍에 적합한 CSI(RI/PMI/CQI)를 결정하여야 한다.
여기서, 기존의 N-포트 CSI-RS에 기초한 CQI를 결정하는 방식이, H-방향의 L-포트 CSI-RS에 기초한 CQI에도 그대로 적용되고 V-방향의 M-포트 CSI-RS에 기초한 CQI에도 그대로 적용된다면 2개 초과의 CW를 지원하는 것이 필요하다. 한편으로는, 3-차원 빔포밍을 지원하는 시스템에서도 2개까지의 코드워드만을 지원한다고 하면 기존의 코드워드-대-레이어 매핑 규칙이나 CQI 계산 방식을 그대로 적용하기 어렵다. 따라서, 본 발명에서는 새로운 코드워드-대-레이어 매핑 규칙 및 CQI 계산 방식에 대해서 제안한다.
2-차원 안테나 배열에 대한 CQI 계산 방안
설명의 편의를 위해서, 2-차원 안테나 배열의 경우에 적용될 수 있는 프리코딩 방식에 있어서 Kronecker product를 이용한 프리코딩 방식을 예로 들어서 본 발명의 실시예들에 대해서 설명한다. 다만, 본 발명의 범위가 이에 제한되는 것은 아니고 다른 방식의 프리코딩이 적용되는 경우에도 본 발명의 원리가 동일하게 적용될 수 있다.
예를 들어, 상기 수학식 9에서와 같이 H-PM과 V-PM의 Kronecker product 연산에 의해 최종 PMI가 [V-PM] ⓧ [H-PM] 형태로서 결정된다고 가정한다. 이 경우, 이 때의 최종 랭크는 V-PM의 기초가 된 랭크 값(즉, Rank_V)와 H-PM의 기초가 된 랭크 값(즉, Rank_H)의 곱에 의해서 결정되므로, product rank 형태로 최종 랭크가 결정된다고 할 수 있다.
여기서, 최종 PMI가 적용될 전체 안테나 포트의 개수가 상기 수학식 9의 예시에서와 같이 32개의 안테나 포트까지 지원하는 시스템(예를 들어, 8*4 형태의 2-차원 안테나 배열)을 가정하면, 단순하게 보면 1, 2, 3, ..., 32 의 어떠한 자연수 값의 랭크라도 지원하고, 각각의 랭크 값에 대한 모든 PMI를 코드북의 형태로 미리 설계하는 것이 기존의 LTE 시스템에서의 코드북 설계 원리라고 할 수 있다. 그러나, 이와 같이 모든 랭크 값에 대한 코드북을 설계하는 것은 대규모 안테나, 3-차원 빔포밍 등의 환경에서는 그 오버헤드가 너무 커서 UE의 피드백 복잡도를 초래하는 비효율적인 방식이 될 수 있다.
따라서, product rank 방식에서는 최종 랭크는 RI_V와 RI_H의 공배수에 해당하는 값으로만 정하면, 피드백 오버헤드를 줄일 수 있고, V-PM 및 H-PM을 선택함에 있어서 가정해야 하는 랭크 값의 후보의 개수도 줄어들 수 있어서, 3-차원 빔포밍을 지원하면서도 UE의 피드백 복잡도는 크게 증가하지 않도록 할 수 있다.
이에 따라, UE는 H-방향 L-포트 CSI-RS에 대한 RI_H / PMI_H / CQI_H(또는 이들 중 일부)를 계산 및 보고하고, V-방향 M-포트 CSI-RS에 대한 RI_V / PMI_V / CQI_V(또는 이들 중 일부)를 계산 및 보고한다고 할 때, 최종 랭크는 RI_V*RI_H 와 같이 product rank 값으로 결정되고, 최종 PM은 PMI_V로부터 결정되는 V-PM과 PMI_H로부터 결정되는 H-PM간의 Kronecker product 연산 결과인 [V-PM]ⓧ[H-PM]이 최적의 PM이 되도록 하는 PMI_V 및 PMI_H에 의해서 결정될 수 있다.
여기서, product rank에 기초하여 RI 및 PMI를 결정한다고 할 때, CQI_V와 CQI_H를 어떻게 UE가 계산 및 보고하여야 하는지에 대해서는 다음과 같은 두 가지 방식을 고려할 수 있다. 방식 1은 UE에게 트랜스패런트(transparent)하게 CQI_V 및 CQI_H를 각각 독립적으로 결정하여 피드백하는 방식이라고 할 수 있다. 방식 2는 UE에게 트랜스패런트하지 않게(non-transparent) 최종 RI 및 최종 PMI를 고려하여 CQI를 결정하고 피드백하는 방식이라고 할 수 있다.
먼저, 방식 1에 대해서 구체적으로 설명한다.
방식 1에 따르면 UE는 CQI_V는 V-방향 M-포트 CSI-RS 만에 기초하여 (즉, H-방향의 CSI-RS 또는 그로부터 결정되는 CSI는 고려하지 않고) 계산할 수 있다. 즉, CQI_V를 계산할 때에는 V-방향 M-포트 CSI-RS에 대해 결정된 RI_V 및 PMI_V 만을 적용하였을 때 10% FER(Frame Error Rate)을 성취할 수 있는 CQI_V를 선택할 수 있다. 또한, CQI_H는 H-방향 L-포트 CSI-RS 만에 기초하여 (즉, V-방향의 CSI-RS 또는 그로부터 결정되는 CSI는 고려하지 않고) 계산할 수 있다. 즉, CQI_H를 계산할 때에는 H-방향 L-port CSI-RS에 대해 결정된 RI_H 및 PMI_H만을 적용하였을 때 10% FER을 성취할 수 있는 CQI_H를 선택할 수 있다. 이러한 방식은 CQI_V와 CQI_H는 독립적으로/별도로 계산하는 방식이라고 할 수 있으며, 이는 기존의 1차원 안테나 배열에서 N-포트 CSI-RS에 기초하여 CQI를 결정하는 방식의 단순 확장이라고 이해될 수도 있다. 다만, CQI_V 및 CQI_H를 별도로 계산할 때에, product rank 방식에서 Kronecker product 형태로 결정되는 최종 PMI를 추가적으로 고려할 수도 있다.
이러한 방식에 따르면, H-방향과 V-방향 각각에서 랭크 값이 1인 경우에 대한 CQI(즉, 1개의 CW 전송에 대한 CQI)는 물론 랭크 값이 1 초과인 경우에 대한 CQI(즉, 1개 초과의 CW 전송에 대한 CQI)도 계산될 수 있다.
이와 같이 계산되는 CQI_H 및 CQI_V는 기지국 측에서 다양하게 활용될 수 있다. 예를 들어, RI_V=1에 기초한 CQI_V가 보고되면, 기지국이 판단할 때 해당 CQI_V의 계산의 기초가 된 PMI_V를 V-방향 안테나 요소들에 적용하는 경우에 얻을 수 있는 이득을 결정할 수 있다. 또한, 기지국은 통계적인 추정치 또는 특정 규칙에 의해서 상기 CQI_V를 적용하는 경우에 얻는 이득의 정도를 예상하여, 이에 따라 UE가 보고한 H-방향의 CQI_H를 기지국의 입장에서 보정할 수 있다. 즉, UE가 보고한 CQI_H는 V-방향의 프리코딩에 의해 얻어지는 이득을 고려하지 않고 계산된 것이라고 하면, 기지국의 입장에서는 CQI_V와 CQI_H를 종합적으로 고려하여, V-방향의 프리코딩이 적용되는 경우에 실제로 얻을 수 있는 CQI_H의 값을 예상함으로써, 3-차원 빔포밍에 보다 적합한 프리코딩 행렬 및 CQI 레벨을 예측할 수 있게 된다.
추가적인 예시로서, RI_V>1에 기초한 CQI_V가 보고되는 경우라면 CQI_V는 2 개의 CW를 가정하여 계산된 것이다. 한편, RI_H=1인 경우에는 CQI_H는 1개의 CW 전송을 가정하여 계산된 것이고, RI_H>1이라면 CQI_H는 2 개의 CW 전송을 가정하여 계산된 것이다. 여기서, 최종 랭크 RIALL(=RI_V*RI_H)는 RI_H보다 RI_V배 증가하는 것으로 볼 수 있다. 이 경우에는, 기지국이 CQI_V를 고려하여 CQI_H를 보정함에 있어서, 2 개의 CW를 가정하여 계산된 CQI_V에서 각각의 CW에 대한 CQI 값(즉, f(CW1) 및 f(CW2))의 비율에 따라 CQI_H를 보정할 수 있다. 구체적으로, VAL의 각각의 층에 CQI_V의 CW1 및 CW2 중에서 어떤 CW가 매핑되는 것인지 결정하여 (이 때 이용되는 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 대해서는 후술하여 구체적으로 설명한다), 해당 CW가 CQI_V에서 차지하는 비율만큼 CQI_H를 보정할 수 있다.
또한, 방식 1을 적용함에 있어서 UE는 CQI_V와 CQI_H를 독립적으로 결정하지만, product rank 및 Kronecker product 연산에 따른 PM에 대한 가정에 기초하여 CQI를 결정하는 경우에, UE의 자신의 수신 안테나 개수 등의 UE 캐퍼빌리티를 고려하여야 한다. 구체적으로, UE는 최종 product rank 값이 UE가 수신할 수 있는 최대 랭크를 넘어가지는 않아야 한다는 제약(restriction)을 고려하여 RI/PMI/CQI를 계산할 수 있다.
예를 들어, UE가 최대로 수신할 수 있는 안테나 개수(또는 이와 관련된 파라미터) 또는 UE가 최대로 지원 가능한 랭크 값(또는 레이어 개수)에 대한 캐퍼빌리티 정보를 정의할 수 있다. 이러한 캐퍼빌리티 정보는, 기지국의 요청에 따라서, UE가 초기접속을 수행할 때에, 특정 이벤트가 발생할 때에, 또는 미리 약속된 규칙에 따라서 UE로부터 기지국으로 제공될 수 있다.
UE는 자신의 최대 지원 가능 랭크 값(즉, product rank의 관점에서 최대 지원 가능한 랭크 값) 이하가 되도록 RI_H 및 RI_V를 선택해야 한다는 제약에 따라 H-방향 및 V-방향 각각에 대한 CSI를 계산할 수 있다. 또는, 기지국으로부터의 지시가 있는 경우에만 (예를 들어, 상위계층(RRC) 시그널링에 의해 또는 DCI에 의한 동적 시그널링에 의해) UE의 최대 지원 가능 랭크 값의 제약을 고려하여 CSI를 계산할 수도 있다.
즉, 방식 1에 따라서 UE가 CQI_V 및 CQI_H를 각각 독립적으로 결정하여 별도로 피드백한다고 하더라도, 최종 랭크 RIALL(=RI_H*RI_V)가 UE의 최대 지원 랭크 값을 넘지 않아야 한다는 제약을 고려하여 RI_H 및 RI_V를 선택하여야 하고, 이러한 랭크에 기초하여 그 외의 CSI(예를 들어, PMI_H, PMI_V, CQI_H, CQI_V 등)를 계산 및 보고할 수 있다.
다음으로, 방식 2에 대해서 구체적으로 설명한다.
UE는 product rank 및 Kronecker product 형태로 결정되는 최종 PM에 대한 가정에 기초하여 2-차원 안테나 배열에 대한 (즉, H-방향과 V-방향의 채널 특성을 동시에 고려한) CQI 계산을 할 수 있다. 구체적으로, UE는 H-방향 L-포트 CSI-RS에 기초하여 채널을 측정하여 채널 행렬 HH를 추정하고, V-방향 M-포트 CSI-RS에 기초하여 채널을 측정하여 채널 행렬 HV를 추정할 수 있다. 이에 따라, 2-차원 안테나 배열(즉, L*M 패널 안테나 구조)에 대한 전체 채널 행렬을 HH 및 HV를 이용하여 추정할 수 있다. 예를 들어, HH 및 HV의 인터폴레이션(interpolation)에 의해서 전체 채널 행렬 HALL 을 추정한다고 하면, HALL = HV ⓧ HH 라고 표현할 수 있다.
이와 같이 UE가 추정한 HALL에 대하여, UE는 상기 최종 product rank 및 Kronecker product 형태의 최종 PM을 가정하여 최적의 RI_V / PMI_V / CQI_V 및 RI_H / PMI_H / CQI_H 를 계산할 수 있다. 이 때에는 UE의 수신기 빔포밍 가정(예를 들어, MMSE(Minimum Mean Square Error), MMSE-IRC(Interference Rejection Combiner) 등)을 추가적으로 고려하여 각각의 레이어(또는 각각의 랭크) 별로 수신 SINR(Signal-to-Interference plus Noise Ratio)이 계산될 수 있다.
이러한 복수개의 레이어들에 대한 SINR 값들 중에서, 소정의 그룹에 속하는 레이어들에 대한 SINR 값들의 평균(average)을 취한 SINR 값에 기초하여 CQI 값이 계산될 수 있다. 여기서, 상기 소정의 그룹에 속한 레이어들은 동일한 하나의 CW에 매핑되는 레이어들로 정의될 수 있다. 어떤 레이어가 어떤 CW에 매핑되는지에 따라서 상기 SINR 평균 값이 달라지므로, 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 어떻게 정하는지가 중요하다. 이에 대한 본 발명의 실시예들에 대해서는 후술하여 자세하게 설명한다.
이러한 방식 2는 UE가 H-방향의 CSI-RS에만 기초하여 HH 를 추정하고 V-방향의 CSI-RS에만 기초하여 HV를 추정한 후에, HH 및 HV에 기초하여 다시 추정되는 전체 채널 행렬 HALL 을 기초로 CSI를 계산하는 것이라고 할 수 있다. 따라서, 몇 개의 부분 채널 행렬(예를 들어, HH 및 HV)의 조합에 의해서 추정된 전체 채널 행렬 HALL이, 실제 채널 상태를 큰 오차 없이 반영할 수 있는 환경에 보다 적절하게 이용될 수 있다. 예를 들어, 기지국은 현재 채널 환경이 전술한 바와 같은 채널 환경인지를 판단하고, 그러한 경우에만 UE가 방식 2에 따라서 CSI를 계산 및 피드백하도록 설정하여 줄 수도 있다.
또한, 방식 2에 따라서 특정 CW에 매핑되는 레이어들에 대한 SINR 평균에 의해서 결정되는 CQI는, CQI_H 만으로 계산/보고되거나, CQI_V 만으로 계산/보고되거나, 또는 CQI_H 및 CQI_V가 별도로 계산/보고되거나, CQI_H와 CQI_V를 구분하지 않은 전체 CQI인 CQIALL로서 계산/보고될 수도 있다. 어떤 방식으로 CQI를 계산/보고하는지는, 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 따라서 상이하게 적용될 수 있으며, 이에 대해서 이하에서 보다 구체적으로 설명한다.
2-차원 안테나 배열에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 방안
전술한 바와 같이, UE는 RankALL (예를 들어, RI_H에 의해서 지시되는 Rank_H와 RI_V에 의해서 지시되는 Rank_V의 product rank 값) 및 PMALL (예를 들어, PMI_H에 의해 지시되는 H-PM과 PMI_V에 의해 지시되는 V-PM의 Kronecker product 연산에 의해 결정되는 PM)을 결정할 수 있다. 또한, UE는 수신기 빔포밍도 추가적으로 고려하여 RankALL 및 PMALL 을 결정할 수도 있다. 이하에서는 표현의 간명함을 위해서, RIALL은 RankALL을 지시하는 값 또는 RankALL 값 자체를 의미하고, PMIALL은 PMALL을 지시하는 값 또는 PMALL 자체를 의미하는 것으로 정의한다.
여기서, UE는 RIALL 개의 레이어(또는 스트림)의 각각에 대해서 최적의 SINR 값을 계산할 수 있다. 여기서 RIALL 개의 레이어에 대응하는 RIALL 개의 SINR 값들 중에서 어떠한 SINR 값들끼리 평균을 취하여 CW 별 CQI 값을 계산하는지는, 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 따라서 결정될 수 있다.
도 17은 본 발명에 따른 코드워드-대-레이어 매핑 규칙의 예시들을 설명하기 위한 도면이다.
도 17에서는 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 대한 3 가지 예시적인 옵션인 Option 1, Option 2 및 Option 3를 도시한다. 코드워드-대-레이어 매핑 관계에 대해서 설명하기에 앞서, 2-차원 안테나 배열의 예시를 들어서 랭크, 안테나 포트, 레이어의 상호관계에 대해서 간략하게 설명한다.
기지국의 2-차원 안테나 배열은 V-방향으로 M 개의 안테나 포트, H-방향으로 L개의 안테나 포트로 구성되는 것을 가정한다. 이에 따라 안테나 도메인(또는 안테나 포트 도메인)에서 M by L 행렬에 의해서 2-차원 안테나 배열이 표현될 수 있다.
또한, V-방향의 프리코딩 행렬인 V-PM은 V-방향에서의 레이어-대-안테나 포트 매핑관계를 정의한다. 예를 들어, V-방향으로 RI_V 개의 레이어가 존재하는 경우, V-PM은 M by RI_V 행렬로 표현될 수 있다. 또한, H-방향의 프리코딩 행렬인 H-PM은 H-방향에서의 레이어-대-안테나 포트 매핑관계를 정의한다. 예를 들어, H-방향으로 RI_H 개의 레이어가 존재하는 경우, H-PM은 L by RI_H 행렬로 표현될 수 있다.
다음으로, 레이어 도메인 관점에서 보면, 2-차원 안테나 배열에 의해서 형성될 수 있는 레이어들은 RI_V by RI_H 행렬에 의해서 표현될 수 있다. 이 경우, RI_V*RI_H 개수의 서로 구분되는 레이어들이 특정될 수 있다. 즉, RI_V by RI_H 행렬의 요소들의 각각은 하나의 레이어에 해당한다. 또한, CQI 계산에서 어떤 레이어들의 SINR 값들의 평균을 취하여야 하는지의 관점에서는, RI_V by RI_H 행렬의 요소들의 각각은 해당 레이어의 SINR 값이라고 볼 수 있다.
여기서, 어떤 레이어가 어떤 코드워드에 매핑되는지는 다양한 방식으로 정의될 수 있다. 그 예시들을 도식적으로 나타낸 것이 도 17의 Option 1, Option 2, Option 3이다.
Option 1은 RI_H 방향에서만 CW1과 CW2를 구분하는 예시이다. 즉, H-방향에서 정의되는 복수개의 레이어들은 CW1과 CW2에 나눠서(예를 들어, 도 16에서와 같이 가능한 한 균등하게 분산하여) 매핑된다. 한편, V-방향에서 정의되는 레이어(들)은 CW1과 CW2 중에서 어느 하나에만 매핑된다 (즉, CW1과 CW2에 분산 매핑되지 않는다).
Option 2는 RI_V 방향에서만 CW1과 CW2를 구분하는 예시이다. 즉, V-방향에서 정의되는 복수개의 레이어들은 CW1과 CW2에 나눠서(예를 들어, 도 16에서와 같이 가능한 한 균등하게 분산하여) 매핑된다. 한편, H-방향에서 정의되는 레이어(들)은 CW1과 CW2 중에서 어느 하나에만 매핑된다 (즉, CW1과 CW2에 분산 매핑되지 않는다).
Option 3은 기존의 LTE 표준에서의 최대 2개의 TB라는 제한을 넘어서, 3 개 이상의 TB를 지원하는 시스템에서 적용될 수 있는 예시이다. 이 경우, 3 개 이상의 TB 각각에 대해서 CW가 생성되고, 이에 따라 3 개 이상의 CW들은 Option 3에서 도시하는 바와 같이 H-방향 및 V-방향 모두에서 CW들에 최대한 균등하게 분산하여 매핑될 수 있다. 또는, TB와 CW의 매핑 관계가 새롭게 정해질 수도 있다. 이와 같이 확장된 개수의 TB를 지원하는 경우에도, 최대 지원가능한 TB의 개수는 미리 정해질 수 있다. 예를 들어, Option 3에서와 같이 최대 지원가능한 TB의 개수가 4일 수 있다. 이러한 경우에, RIALL(=RI_H*RI_V)의 총 레이어 요소의 개수에 대하여, 사전에 정해진 특정 규칙에 따라서 레이어 인덱스(즉, 1, 2, 3, ..., RIALL)가 부여될 수 있다.
도 17의 코드워드-대-레이어 매핑에 있어서 Option 1 및 Option 2에 대해서 이하에서 보다 구체적으로 설명한다.
CQI 계산의 관점에 있어서 Option 1의 경우 각 열 별로 SINR 값들을 (즉, H-방향에서 동일한 열에 해당하는 요소들을) 평균화하는 것이라고 표현할 수 있다. Option 2의 경우는 각 행 별로 SINR 값들을 (즉, V-방향에서 동일한 행에 해당하는 요소들을) 평균화하는 것이라고 표현할 수 있다.
그리고 나서, Option 1의 경우는 H-방향에서는 CW1에 해당하는 열 그룹에 속한 요소들의 SINR을 평균화하여 CW1에 대한 CQI를 결정하고, CW2에 해당하는 열 그룹에 속한 요소들의 SINR을 평균화하여 CW2에 대한 CQI를 결정하는 것으로 표현할 수 있다. Option 2의 경우는 V-방향에서는 CW1에 해당하는 행 그룹에 속한 요소들의 SINR을 평균화하여 CW1에 대한 CQI를 결정하고, CW2에 해당하는 행 그룹에 속한 요소들의 SINR을 평균화하여 CW2에 대한 CQI를 결정하는 것으로 표현할 수 있다.
즉, CQI 계산의 관점에서, Option 1은 RI_V 방향에서는 모든 레이어에 해당하는 SINR 값들이 평균화되어 있는 것으로 보면, RI_H 방향으로만 CW-대-레이어 매핑을 고려하여 CQI를 계산한다고 표현할 수도 있다. 이에 따라, 최종 CQI는 H-방향에서의 2 개의 CW에 대한 CQI로서 계산될 수 있다.
마찬가지로, Option 2는 RI_H 방향에서는 모든 레이어에 해당하는 SINR 값들이 평균화되어 있는 것으로 보면, RI_V 방향으로만 CW-대-레이어 매핑을 고려하여 CQI를 계산한다고 표현할 수도 있다. 이에 따라, 최종 CQI는 V-방향에서의 2 개의 CW에 대한 CQI로서 계산될 수 있다.
이에 따라, UE가 보고해야 하는 피드백 콘텐츠는 RI_H, RI_V, PMI_H, PMI_V를 포함하고, 추가적으로 하나의 CQI를 보고할 수 있다. 즉, CQI는 CQI_V 및 CQI_H를 별도로 계산 및 보고하는 것이 아니라, 하나의 최종 CQI(예를 들어, CQIALL)로서 계산 및 보고할 수 있다. 즉, Option 1에 따르면 CQI_H'가 CQIALL에 해당할 수 있고, Option 2에 따르면 CQI_V'가 CQIALL에 해당할 수 있다. 여기서 Option 1에 따른 CQI_H'는 V-방향의 채널 특성을 고려하지 않고 상기 방식 1에 따라서 H-방향만을 고려하여 계산된 CQI_H와 동일한 것은 아니고, Option 2에 따른 CQI_V'도 H-방향의 채널 특성을 고려하지 않고 상기 방식 1에 따라서 V-방향만을 고려하여 계산된 CQI_V 와 동일한 것은 아님을 주의해야 한다.
한편, CSI 피드백 전송 방식에는 비주기적(aperiodic) CSI 피드백과 주기적(periodic) CSI 피드백이 있다. 비주기적 CSI 피드백은 기지국의 요청과 같은 특정 이벤트가 발생한 경우에 CSI 피드백 정보를 전송하는 방식이다. 주기적 CSI 피드백은 미리 정해진 전송 시점에서 제한된 용량의 컨테이너(container)를 통해서 CSI를 전송하는 방식이다.
비주기적 CSI 피드백에 있어서는, 이와 같은 본 발명에서 제안하는 다섯 가지 종류의 피드백 콘텐츠(즉, RI_H, RI_V, PMI_H, PMI_V, 및 CQIALL) 중 전부 혹은 일부가 하나의 서브프레임 상에서 보고될 수 있다.
비주기적 CSI 피드백은, 예를 들어, PUSCH를 통해서 전송되므로 전송 용량의 여유가 있지만, 주기적 CSI 피드백은 PUCCH를 통해서 전송되므로 전송 용량의 제한으로 인해서 CSI 타입 별로 전송 시점(예를 들어, 전송 주기, 오프셋 등)이 소정의 규칙에 따라서 미리 정해져야 한다.
따라서, 전술한 바와 같이 다섯 가지 종류의 피드백 콘텐츠가 구성되는 경우를 위해서 주기적 CSI 피드백 설정이 새롭게 설계되어야 한다.
본 발명에 따르면, RI_H 및 RI_V에 대해서 각각 별도의 주기 및/또는 오프셋이 적용될 수 있다. 예를 들어, RI_H 및 RI_V의 전송 주기는 동일하지만 상이한 오프셋이 설정되어 상이한 시점에서 전송될 수도 있다. 또는, RI_H 및 RI_V의 전송 주기와 전송 오프셋이 동일하게 설정되어, RI_H 및 RI_V가 동일한 시점에서 다중화(multiplex)되어 전송될 수도 있다. 또는, RI_H 및 RI_V의 전송 주기도 상이하게 설정되고 전송 오프셋도 상이하게 설정될 수도 있다.
다음으로, PMI_H 및 PMI_V에 대해서 각각 별도의 주기 및/또는 오프셋이 적용될 수 있다. 또한, 예를 들어, PMI_H 및 PMI_V의 전송 주기는 동일하지만 상이한 오프셋이 설정되어 상이한 시점에서 전송될 수도 있다. 또는, PMI_H 및 PMI_V의 전송 주기와 전송 오프셋이 동일하여 동일한 시점에서 다중화되어 전송될 수도 있다. 또는, PMI_H 및 PMI_V의 전송 주기도 상이하고 전송 오프셋도 상이하게 설정될 수도 있다. 추가적으로, PMI_H 의 전송 시점은 RI_H의 전송 주기를 기초로 설정되고(예를 들어, RI_H 전송의 N 사이클 동안에 PMI_H가 X번 전송되도록 설정되고, RI_H의 전송 시점을 기준으로 PMI_H의 오프셋이 설정될 수 있음), PMI_V의 전송 시점은 RI_V의 전송 주기를 기초로 설정될 수도 있다.
다음으로, CQIALL(즉, Option 1에 따르면 최대 2CW에 대한 CQI_H'만, 또는 Option 2에 따르면 최대 2CW에 대한 CQI_V'만)의 전송 시점은 특정 주기 및 오프셋에 따라서 결정될 수 있다. 예를 들어, Option 1에 따라서 CQI_H'가 전송되는 경우에는 PMI_H의 전송 주기/오프셋에 기초하여 PMI_H과 함께 다중화되어 전송되거나 다른 시점에 분리(disjoint)되어 전송되도록 설정될 수 있다. 또는, Option 2에 따라서 CQI_V'가 전송되는 경우에는 PMI_V의 전송 주기/오프셋에 기초하여 PMI_V와 함께 다중화되어 전송되거나 다른 시점에 분리되어 전송되도록 설정될 수 있다.
즉, CQI_H' 및 CQI_V'를 모두 보고할 필요가 없고, Option 1 또는 Option 2 중 어떤 코드워드-대-레이어 매핑 방식인지에 따라서 CQI_H' 또는 CQI_V' 중에서 어느 하나만 보고하도록 주기적 피드백 설정이 설계될 수 있다.
만약 Option 1에 따라서 CQI_H'만이 보고되는 경우라면 CQI_V'가 전송되는 것으로 설계된 시점에서 CQI_V'는 전송되지 않는다 (이를 CQI_V'가 누락(drop)되는 것이라고 표현할 수도 있다). 마찬가지로, Option 2에 따라서 CQI_V'만이 보고되는 경우라면 CQI_H'가 전송되는 것으로 설계된 시점에서 CQI_H'는 전송되지 않는다 (이를 CQI_H'가 누락되는 것이라고 표현할 수도 있다).
동일한 의미를 달리 표현하자면, 코드워드-대-레이어 매핑 규칙의 후보들에 따라서 미리 CQIALL의 전송 시점(예를 들어, Option 1에 따른 CQI_H'의 전송 시점과 Option 2에 따른 CQI_V'의 전송 시점의 합집합)이 정의되고, 어떤 후보가 적용되느냐에 따라 그 중에서 일부의 전송 시점에서만(예를 들어, Option 1에 따르는 경우에는 CQI_H'의 전송 시점에서만, 또는 Option 2에 따르는 경우에는 CQI_V'의 전송 시점에서만) CQIALL이 전송되고, 나머지 전송 시점에서는(예를 들어, Option 1에 따르는 경우에는 CQI_V'의 전송 시점, 또는 Option 2에 따르는 경우에는 CQI_H'의 전송 시점)에서는 CQIALL가 전송되지 않는 것(또는 CQIALL이 누락되는 것)이라고 할 수도 있다.
추가적인 예시로서, UE가 코드워드-대-레이어 매핑의 모든 후보들을 가정하여 그에 따른 CQI들을 각각 계산하고, 계산된 CQI들을 모두 보고하는 방안을 적용할 수도 있다.
예를 들어, UE는 RI_H, RI_V, PMI_H 및 PMI_V를 결정하고, Option 1의 코드워드-대-레이어 매핑이 적용되는 경우를 가정하여 CQI_H'를 계산하고, 또한 Option 2의 코드워드-대-레이어 매핑이 적용되는 경우를 가정하여 CQI_V'를 계산한다. 그리고, 실제로 어떤 코드워드-대-레이어 매핑 규칙이 적용되는지와는 무관하게, CQI_H' 및 CQI_V' 각각을 Option 1 및 Option 2의 경우를 위해서 설계된 전송 시점에서 기지국으로 보고할 수 있다. 즉, CQI_H' 및 CQI_V'의 어느 것도 누락하지 않고 전송하는 것이라고 표현할 수도 있다.
이에 따라, 기지국에서는 CQI_H' 및 CQI_V' 중에서 어떤 CQI를 선택적으로 이용하거나, 이 둘을 모두 고려하여 가장 적합한 CQI를 결정할 수도 있다. 또한, 기지국은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙의 후보들 중에서 어떤 후보를 이용하는 것이 가장 적합한지를 결정할 수 있다. 기지국이 결정한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙이 무엇인지를 UE에게 알려주고, 그에 따라 하향링크 신호를 스케줄링을 수행할 수 있다. 기지국이 결정한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙이 무엇인지는, 준-정적(semi-static)으로 (예를 들어, 상위계층 (예를 들어, RRC) 시그널링을 통해) 또는 동적(dynamic)으로 (예를 들어, DCI를 통해) UE에게 알려질 수 있다. 이에 따라, UE는 어떠한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙이 적용되었는지를 확인하고, 그에 따라 하향링크 신호를 올바르게 디코딩할 수 있다.
도 18은 본 발명에 따른 코드워드-대-레이어 매핑 규칙의 추가적인 예시들을 설명하기 위한 도면이다.
도 18의 Option 1a 및 Option 2a의 예시는 각각 도 17의 Option 1 및 Option 2를 확장한 것으로 이해될 수 있다. 도 18의 예시에서 RI_H=5 및 RI_V=3인 레이어 도메인 행렬에서, 총 RIALL=15개의 레이어 요소(또는 레이어에 해당하는 SINR 값)의 인덱스를 행 우선(row first) 방식으로 1, 2, 3, ..., 15로 매긴 것을 나타낸다. 이러한 레이어 인덱스는 단지 예시적인 것이고, 열 우선 방식으로 레이어 인덱스가 부여될 수도 있으며, 다른 방식으로 레이어 인덱스가 부여될 수도 있다. 레이어 인덱스를 매기는 다양한 방식에 대해서는 도 21을 참조하여 후술한다.
Option 1a는 Option 1과 같이 주로 RI_H 방향에서 CW1과 CW2를 구분하여 코드워드-대-레이어 매핑을 수행한다는 점에서 유사하다. 그러나, Option 1이 레이어 요소를 열(column)의 단위로 CW1과 CW2에 최대한 균등하게 나눠서 매핑하는 방식이라면, Option 1a는 전체 RIALL개의 레이어 요소를 CW1과 CW2에 최대한 균등하게 나눠서 매핑하는 방식이라고 할 수 있다. 이에 따라, 첫 번째 및 두 번째 열의 레이어 요소들(예를 들어, 레이어 인덱스 1, 6, 11, 2, 7, 12)은 모두 CW1에 매핑되고, 네 번째 및 세 번째 열의 레이어 요소들(예를 들어, 레이어 인덱스 4, 9, 14, 5, 10 15)은 모두 CW2에 매핑되지만, 세 번째 열의 3 개의 레이어 요소들 중에서 하나는(예를 들어, 레이어 인덱스 3은) CW1에, 둘은(예를 들어, 레이어 인덱스 8, 13은) CW2에 매핑되도록 설정될 수 있다. 이에 따라, 전체 15개의 레이어 요소들 중에서 7개는 CW1에, 8개는 CW2에 매핑될 수 있다. 만약 전체 레이어 요소의 개수가 짝수라면 CW1과 CW2에 동일한 개수의 레이어 요소들이 매핑될 것이다.
Option 2a는 Option 2와 같이 주로 RI_V 방향에서 CW1과 CW2를 구분하여 코드워드-대-레이어 매핑을 수행한다는 점에서 유사하다. 그러나, Option 2가 레이어 요소를 행(row)의 단위로 CW1과 CW2에 최대한 균등하게 나눠서 매핑하는 방식이라면, Option 2a는 전체 RIALL개의 레이어 요소를 CW1과 CW2에 최대한 균등하게 나눠서 매핑하는 방식이라고 할 수 있다. 이에 따라, 위에서부터 첫 번째 행의 레이어 요소들(예를 들어, 레이어 인덱스 1, 2, 3, 4, 5)은 모두 CW1에 매핑되고, 위에서부터 세 번째 행의 레이어 요소들(예를 들어, 레이어 인덱스 11, 12, 13, 14, 15)은 모두 CW2에 매핑되지만, 두 번째 행의 5 개의 레이어 요소들 중에서 둘은(예를 들어, 레이어 인덱스 6, 7은) CW1에, 셋은(예를 들어, 레이어 인덱스 8, 9, 10은) CW2에 매핑되도록 설정될 수 있다. 이에 따라, 전체 15개의 레이어 요소들 중에서 7개는 CW1에, 8개는 CW2에 매핑될 수 있다. 만약 전체 레이어 요소의 개수가 짝수라면 CW1과 CW2에 동일한 개수의 레이어 요소들이 매핑될 것이다.
이에 따라, CW1에 매핑되는 레이어 요소들의 집합인 Set1에 해당하는 SINR 값들을 평균하여 CW1에 대한 CQI를 계산하고, CW2에 매핑되는 레이어 요소들의 집합인 Set2에 해당하는 SINR 값들을 평균하여 CW2에 대한 CQI를 계산할 수 있다. 또한, 전체 RIALL개의 SINR 값들 중에서 Set1과 Set2가 최대한 균등한 개수의 요소들을 포함하도록 하는 매핑 방식은 Option 1a 또는 Option 2a 외에도 다양한 방식으로 미리 정의될 수 있고, 어떤 매핑 방식이 적용되는지는 기지국이 상위계층 시그널링 또는 동적 시그널링을 통하여 UE에게 알려줄 수 있다.
즉, 본 발명에서 제안하는 코드워드-대-레이어 매핑 방식은 RI_H 및 RI_V으로 정의되는 2-차원 레이어 도메인에서 CW1 및 CW2에 매핑되는 레이어 요소들을 소정의 2-차원적인 경계선으로 구분되는 영역으로 정의하는 다양한 방식들을 포함하고, 각각의 영역에 속한 레이어 요소에 해당하는 SINR 값들을 평균화하여 해당 코드워드에 대한 CQI를 계산하는 것을 포함한다.
도 19는 본 발명에 따른 코드워드-대-레이어 매핑 규칙의 추가적인 예시들을 설명하기 위한 도면이다.
Option 1b는 Option 1 또는 Option 1a와 같이 주로 RI_H 방향을 기준으로 코드워드-대-레이어 매핑을 적용한다는 점에서는 유사하다. 그러나, Option 1b에서는 CW에 매핑되는 레이어 요소들을 행 별로 스위칭할 수도 있다. 구체적으로 Option 1b의 위에서부터 첫 번째 행에 속한 5개의 레이어 요소들을 최대한 균등하게 CW1과 CW2에 분산 매핑하는 방식으로, 2 개의 레이어 요소는 CW1에, 3 개의 레이어 요소는 CW2에 매핑하는 것을 가정할 수 있다. 다음으로, 위에서부터 두 번째 행에 속한 5 개의 레이어 요소들에 대해서는 2 개의 레이어 요소는 CW2에, 3 개의 레이어 요소는 CW1에 매핑할 수 있다. 다음으로, 위에서부터 세 번째 행에 속한 5 개의 레이어 요소들에 대해서는 2 개의 레이어 요소는 CW1에, 3 개의 레이어 요소는 CW2에 매핑할 수 있다. 이와 같이, 하나의 행에 속한 RI_H 방향의 코드워드-대-레이어 매핑 방식은 종래기술(예를 들어, 도 16)과 같이 적용되지만, 서로 다른 행에서는 CW1와 CW2의 순서가 변경 또는 스위칭하는 형태로 배치될 수 있다. 이에 따라, 각각의 코드워드에 매핑되는 레이어의 빔 방향의 다이버시티를 높일 수 있다.
Option 2b는 Option 2 또는 Option 2a와 같이 주로 RI_V 방향을 기준으로 코드워드-대-레이어 매핑을 적용한다는 점에서는 유사하다. 그러나, Option 2b에서는 CW에 매핑되는 레이어 요소들을 열 별로 스위칭할 수도 있다. 구체적으로 Option 2b의 첫 번째 열에 속한 3개의 레이어 요소들을 최대한 균등하게 CW1과 CW2에 분산 매핑하는 방식으로, 1 개의 레이어 요소는 CW1에, 2 개의 레이어 요소는 CW2에 매핑하는 것을 가정할 수 있다. 다음으로, 두 번째 행에 속한 3 개의 레이어 요소들에 대해서는 1 개의 레이어 요소는 CW2에, 2 개의 레이어 요소는 CW1에 매핑할 수 있다. 다음으로, 세 번째 행에 속한 3 개의 레이어 요소들에 대해서는 1 개의 레이어 요소는 CW1에, 2 개의 레이어 요소는 CW2에 매핑할 수 있다. 다음으로, 네 번째 행에 속한 3 개의 레이어 요소들에 대해서는 1 개의 레이어 요소는 CW2에, 2 개의 레이어 요소는 CW1에 매핑할 수 있다. 다음으로, 다섯 번째 행에 속한 3 개의 레이어 요소들에 대해서는 1 개의 레이어 요소는 CW1에, 2 개의 레이어 요소는 CW2에 매핑할 수 있다. 이와 같이, 하나의 열에 속한 RI_V 방향의 코드워드-대-레이어 매핑 방식은 종래기술(예를 들어, 도 16)과 같이 적용되지만, 서로 다른 열에서는 CW1와 CW2의 순서가 변경 또는 스위칭하는 형태로 배치될 수 있다. 이에 따라, 각각의 코드워드에 매핑되는 레이어의 빔 방향의 다이버시티를 높일 수 있다.
도 19에서 설명하는 예시들에서 제안하는 바와 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙이 적용되는지, 어떤 매핑 방식이 적용되는지는 상위계층 시그널링 또는 동적 시그널링을 통해서 UE에게 알려줄 수 있다.
전술한 본 발명의 다양한 예시들에 있어서, 어떤 코드워드-대-레이어 매핑 규칙이 적용되는지 기지국이 UE에게 동적 시그널링(예를 들어, DCI)을 통해서 알려줄 수 있는데, 이러한 동적 시그널링은 비주기적 CSI 피드백을 트리거하는 정보를 포함할 수도 있다.
또한, 전술한 본 발명의 다양한 예시들에 따른 코드워드-대-레이어 매핑에 대한 정보는, 초기 전송 또는 재전송에 대해서 지시될 수도 있다.
도 20은 본 발명에 따른 레이어 인덱스 매핑 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 20의 예시들 중에서 Alt 1a, Alt 1b, Alt 2a, Alt 2b는 행 우선으로 레이어 인덱스를 부여하는 방식이며, Alt 3a, Alt 3b, Alt 4a, Alt 4b는 행 우선으로 레이어 인덱스를 부여하는 방식이다. 행 우선 방식은 레이어 도메인 행렬(예를 들어, RI_V by RI_H 행렬)에서 하나의 행에 속한 요소들에 대해서 레이어 인덱스를 모두 부여한 후에 다음 행에 속한 요소들에 대해서 레이어 인덱스를 부여하는 방식이다. 유사하게, 열 우선 방식은 레이어 도메인 행렬에서 하나의 열에 속한 요소들에 대해서 레이어 인덱스를 모두 부여한 후에 다음 열에 속한 요소들에 대해서 레이어 인덱스를 부여하는 방식이다. 이에 따라, 전체 RIALL 개의 레이어 요소에 대해서 1, 2, 3, ..., RIALL(RI_V*RI_H)의 인덱스가 부여될 수 있다.
도 20의 RI_V by RI_H 행렬에서, RI_V는 아래에서부터 위쪽으로 랭크 값이 높아지는 순서로 정렬되고, RI_H는 왼쪽에서부터 오른쪽으로 랭크 값이 높아지는 순서로 정렬되어 있으며, 이를 기준으로 각각의 예시들에 대해서 설명한다.
Alt 1a는 각각의 행에서 RI_H 방향으로 낮은 랭크부터 높은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하되, RI_V 방향에서는 높은 랭크부터 낮은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하는 방식이다. 구체적으로, RI_V 방향에서 가장 높은 랭크에 해당하는 행(도 20에서 위쪽에서부터 첫 번째 행)의 레이어 요소들 중에서, RI_H 방향으로 가장 낮은 랭크의 요소는 1의 인덱스가 부여되고, 순서대로 1의 증분을 가지는 인덱스가 부여되며, 마지막 레이어 요소에는 RI_H의 인덱스가 부여된다. 다음 행(즉, RI_V 방향에서 두 번째로 높은 랭크에 해당하는 행)의 레이어 요소들에 RI_H+1, RI_H+2, ..., 2RI_H의 인덱스들이 부여된다. 마지막 행(즉, RI_V 방향에서 가장 낮은 랭크에 해당하는 행)의 레이어 요소들에는 (RI_V-1)*RI_H+1, (RI_V-1)*RI_H+2, ..., RI_V*RI_H의 인덱스들이 부여된다.
Alt 1b는 각각의 행에서 RI_H 방향으로 높은 랭크부터 낮은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하되, RI_V 방향에서는 낮은 랭크부터 높은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하는 방식이다.
Alt 2a는 각각의 행에서 RI_H 방향으로 높은 랭크부터 낮은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하되, RI_V 방향에서는 높은 랭크부터 낮은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하는 방식이다.
Alt 2b는 각각의 행에서 RI_H 방향으로 낮은 랭크부터 높은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하되, RI_V 방향에서는 낮은 랭크부터 높은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하는 방식이다.
Alt 3a는 각각의 열에서 RI_V 방향으로 낮은 랭크부터 높은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하되, RI_H 방향에서는 낮은 랭크부터 높은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하는 방식이다.
Alt 3b는 각각의 열에서 RI_V 방향으로 높은 랭크부터 낮은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하되, RI_H 방향에서는 높은 랭크부터 낮은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하는 방식이다.
Alt 4a는 각각의 열에서 RI_V 방향으로 높은 랭크부터 낮은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하되, RI_H 방향에서는 낮은 랭크부터 높은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하는 방식이다.
Alt 4b는 각각의 열에서 RI_V 방향으로 낮은 랭크부터 높은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하되, RI_H 방향에서는 높은 랭크부터 낮은 랭크의 순서로 레이어 인덱스를 부여하는 방식이다.
이와 같은 다양한 레이어 인덱스 매핑 패턴은 미리 정의될 수 있고, 어떤 레이어 인덱스 매핑 패턴이 적용되는지는 기지국이 UE에게 상위계층 시그널링 등을 통해서 알려줄 수 있다. 또한, 도 20의 예시들은 제한적은 것은 아니고, 본 발명의 범위는 2-차원 레이어 도메인 행렬의 레이어 요소들을 서로 구분할 수 있도록 인덱스를 할당하는 다양한 방식들을 포함한다.
도 21 내지 도 23은 최대 4개의 코드워드가 지원되는 경우의 본 발명에 따른 코드워드-대-레이어 매핑의 예시를 나타내는 도면이다.
예를 들어, 최대 4개의 코드워드를 지원하는 시스템에서의 코드워드-대-레이어 매핑은, 레이어 도메인 2-차원 행렬에서 도 20과 같은 방식에 따라서 레이어 인덱스가 부여되고, 상기 도 17의 Option 3와 같은 방식에 따라서 어떤 레이어 요소가 어떤 코드워드에 매핑되는지를 정의하는 방식으로 결정될 수 있다. 여기서, 도 17의 Option 3은 단지 예시적인 것이며 다양한 방식으로 코드워드-대-레이어 매핑이 정의될 수 있다.
도 21 내지 도 23의 예시들에서는 최대 지원가능한 TB의 개수가 4이고, RI_H는 1, 2, 3, ..., 8 중의 하나의 값을 가지고, RI_V는 1, 2, 3, ..., 8 중의 하나의 값을 가지는 경우에, product RI(PRI) 값은 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 12, 14, 15, 16, 18, ..., 64 중의 하나를 가질 수 있다 여기서, PRI 값은 RI_V*RI_H로 정의되므로, 상기 예시에서 11, 13, 17, 19, 23, ... 의 값을 가지지 않는 점을 유의해야 한다.
도 21 내지 도 23의 예시에서는 복수개의 코드워드의 각각에 매핑되는 레이어의 개수는 최대한 균등하게 분배되는 것을 나타낸다.
한편, 도 21의 예시에서 재전송(ReTx)의 경우는, 초기 전송에서는 PRI>1 (즉, PRI가 2 이상)인 다중 코드워드 전송이 수행되었지만, 그 중에서 하나의 코드워드가 수신단에서 성공적으로 디코딩되지 않아서 해당 하나의 코드워드에 대한 재전송이 수행되는 경우에 하나의 코드워드가 2, 3 또는 4 개의 레이어에 매핑될 수 있음을 나타낸다. 여기서, 하나의 코드워드의 재전송은, 하나의 코드워드만 인에이블(enable)되고, 나머지 코드워드들은 디스에이블(disable)되는 것으로도 표현할 수 있다. 하나의 코드워드의 재전송(또는 하나의 코드워드만 인에이블되고 나머지 코드워드들은 디스에이블)의 경우의 코드워드-대-레이어 매핑은 도 21의 일부에 대해서만 도시하지만, 도 22 또는 도 23의 보다 높은 랭크의 전송에 있어서, 2 개 또는 3 개의 코드워드의 재전송(또는 복수개의 코드워드는 인에이블되고 나머지 코드워드는 디스에이블되는)에 대해서도 유사하게 적용될 수 있다.
전술한 바와 같은 본 발명에서 제안하는 코드워드-대-레이어 매핑 방식에 대해서 도 15의 신호 처리 과정을 따라서 구체적으로 설명한다.
도 15에서는 2 개의 코드워드의 인코딩된 비트들에 대한 스크램블링 과정 및 스크램블링된 비트들에 대한 변조 과정은 동일하게 수행될 수 있다. 다만, 2 이상의 코드워드가 지원되는 경우에는 복수개의 코드워드의 각각에 대해서 스크램블링 및 변조가 수행될 수 있다.
스크램블링된 비트들에 대한 변조 과정을 통하여 복소(complex) 값을 가지는 변조 심볼들이 생성될 수 있다. 각각의 코드워드 q에 대한 복소 변조 심볼들의 블록은
Figure pct00021
으로 표현할 수 있다.
Figure pct00022
는 코드워드 q에 대해서, 물리 채널 상에서 전송되는 변조 심볼들의 개수를 나타내는 값이다.
복소 변조 심볼들의 블록이 레이어 매퍼(layer mapper)에 입력된다. 레이어 매퍼의 출력을 행렬 X(i)라고 표현하기로 한다.
이하에서는, 행렬 X(i)의 각각의 원소를 단일 인덱스 변수로 표기하는 방식(즉, 구조 1)과, 다수 인덱스 변수들의 쌍으로 표기하는 방식(구조 2)로 나누어서 설명한다.
구조 1은 레이어 매퍼의 출력 행렬 X(i)의 각각의 원소를 단일 인덱스 변수(예를 들어, r = 0, 1, ..., υ)로 표기하는 방법이라고 할 수 있다.
행렬 X(i)를 벡터 x(i) 를 이용하여 표현하는 경우, 코드워드 q에 대한 상기 복소 변조 심볼들의 블록
Figure pct00023
은 레이어 x(i) = [x (0)(i) … x (r)(i) … x (υ-1)(i)]T 에 매핑된다. 여기서,
Figure pct00024
이고, υ 는 레이어의 개수이고,
Figure pct00025
는 레이어 당 변조 심볼들의 개수이다.
여기서, υ 는 본 발명에서 제안한 바와 같이 υ = RIALL = RI_H * RI_V 일 수 있다.
예를 들어, 공간 다중화(spatial multiplexing)에 대한 레이어 매핑의 경우에는, 종래 방식에 따른 상기 표 4의 코드워드-대-레이어 매핑 규칙이, 아래의 표 6과 같이 2-차원 안테나 배열(또는 3-차원 빔포밍)을 지원하는 MIMO 전송 구조에 적합한 형태로 새롭게 정의될 수 있다.
[표 6]
Figure pct00026
Figure pct00027
Figure pct00028
Figure pct00029
상기 표 6에서 "Number of codewords" 항목에는 2 코드워드에 대한 예시와 4 코드워드에 대한 예시도 포함한다. 즉, 본 발명에 따른 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 2 이상의 개수의 코드워드에 대해서 적용될 수 있다.
또한, 상기 표 6의 "Number of layers" 항목의 값은 본 발명의 product rank의 값(즉, PRI 또는 RIALL)의 값으로 정의된다. 즉, PRI 값은 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 12, 14, 15, 16, 18, ..., 64 중의 하나를 가질 수 있으며, 11, 13, 17, 19, 23, ... 의 값을 가지지 않는다.
상기 표 6에서는 PRI=14인 경우까지만 2CW 또는 4CW에 대한 코드워드-대-레이어 매핑을 예시적으로 나타내지만, 이에 제한되는 것은 아니고, PRI=15, 16, 18, 20, 21, ... 의 경우에 대한 2 이상의 개수의 코드워드에 대해서도 동일한 원리에 따라서 코드워드-대-레이어 매핑 규칙이 정해질 수 있다.
나아가, 본 발명에서는 도 15의 레이어 매퍼의 출력이 벡터 x(i) = [x (0)(i) … x (r)(i) … x (υ-1)(i)]T 형태가 아니라, RI_H by RI_V의 행렬 X(i)로 구성하는 방식에 대해서 제안한다.
본 발명에 따른 행렬 레이어 도메인 X(i)는 수학식 10과 같이 표현할 수 있다.
[수학식 10]
Figure pct00030
상기 수학식 10은 상기 벡터 x(i) = [x (0)(i) … x (r)(i) … x (υ-1)(i)]T 와 균등한(equivalent) 것으로 이해될 수 있다. 상기 행렬 X(i)에 대해서 행 방향 벡터를 취하면 x(i) 가 되는 관계이며, 즉, x(i) = vec(X(i)) 의 관계를 가진다고 할 수 있다.
상기 수학식 10은 하나의 예시일 뿐, 행렬 X(i)는 RI_H개의 행과 RI_V개의 열을 가지는 행렬로 구성할 수도 있고, 이에 따라 상기 벡터 x(i) 와 행렬 X(i)의 매핑 관계도 달리 정의될 수 있다.
본 발명에서 제안하는 3-차원 빔포밍을 위한 프리코딩 구조에 있어서, 도 17에서 나타내는 프리코딩 행렬 V-PM 및 H-PM을 각각 행렬 WH(i) 및 WV(i)으로 표기할 수 있다. 또한, 상기 프리코딩 행렬 WH(i) 및 WV(i)은 상기 행렬 X(i)의 앞과 뒤에 곱해진다. 여기서, 뒤에 곱해지는 프리코딩 행렬은 트랜스포즈(transpose)를 취한다. 행렬 X(i)가 RI_H by RI_V 크기의 행렬인지, 또는 RI_V by RI_H 크기의 행렬인지에 따라서 WH(i) 및 WV(i)가 X(i)에 곱해지는 위치가 달라질 수 있다.
예를 들어, 벡터들의 블록 y(i)는 수학식 11과 같이 정의될 수 있다.
[수학식 11]
Figure pct00031
상기 수학식 11에서 프리코딩 행렬 WH(i)은 L by RI_H 크기의 행렬이고, 프리코딩 행렬 WV(i)는 M by RI_V 크기의 행렬이다. P = L * M 이다. 또한,
Figure pct00032
이며,
Figure pct00033
는 물리 채널에서 안테나 포트 당 전송되는 변조 심볼들의 개수이다.
여기서, WH(i)와 WV(i)의 위치 및 RI_H와 RI_V의 위치 등은 서로 뒤바뀔 수 있음은 자명하다. 즉, 위 예시들은 설명의 편의상 WH(i)를 종래의 프리코딩 행렬의 위치에 대응시켜 기술한 것이나, H 방향과 V 방향은 서로 대칭적인 것이므로 어느 방향에 관계된 파라미터를 먼저 기술하느냐에 따라 연관된 수식들은 대칭적으로 변형될 수 있을 것이다.
상기 수학식 10과 같이 레이어 매퍼의 출력을 벡터 형태가 아니라 행렬 X(i) 형태로 나타내고, 3-차원 빔포밍을 위한 프리코딩 행렬 WH(i)와 WV(i)를 행렬 X(i)의 앞/뒤에 곱하는 형태의 구조에 따라서, 본 발명에서 제안하는 다양한 방식의 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 수식으로 표현하기 용이하다. 또한, 프리코딩 행렬 WH(i)와 WV(i)의 각각이 수학식 11과 같이 일반적인 행렬 연산으로 표현되므로, Kronecker product 를 이용하여 표현하는 방식에 비해서, 프리코딩 행렬 각각의 개별적인 특성을 분석 및 최적화하여 보다 효율적인 UE 동작에 적합한 프리코딩 행렬을 설계하기에 용이하다.
또한, 상기 수학식 10 및 수학식 11에서 제안하는 구조에 따라서 레이어 매핑 및 프리코딩이, 상기 표 6에서 나타내는 바와 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙과 일치하기 위해서, 상기 수학식 10에서 인덱스 r이 행 우선으로(예를 들어, 도 20의 Alt 1a와 같이) 부여되도록 할 수 있다.
다음으로, 구조 2는 레이어 매퍼의 출력 행렬 X(i)의 각각의 원소를 다수 인덱스 변수(예를 들어, rH 및 rV)로 표기하는 방법이라고 할 수 있다.
구조 2에 따르면 레이어 매퍼의 출력 행렬 X(i)를 수학식 12와 같이 표현할 수 있다.
[수학식 12]
Figure pct00034
상기 수학식 12에서 rH = 0, 1, ..., RI_H-1 이고, rV = 0, 1, ..., RI_V-1 이다.
상기 수학식 12와 같이 X(i)가 표현되는 경우에도, 상기 수학식 11 및 그와 관련된 설명이 동일하게 적용될 수 있다.
또한, 상기 수학식 12와 같이 표현되는 X(i)의 각각의 원소에 대해서, 본 발명에서 제안하는 다양한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙이 적용될 수 있다. 예를 들어, 상기 표 4와 같은 공간 다중화에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은, 아래의 표 7과 같은 형태로 새롭게 정의될 수 있다.
[표 7]
Figure pct00035
상기 표 7에서 "Number of codewords" 항목에서는 2 개의 코드워드에 대한 예시는 물론, 도 22 또는 도 23에서와 같은 4 코드워드에 대한 예시도 포함한다. 즉, 본 발명은 2 코드워드 이상의 복수개의 코드워드들(예를 들어, N CWs)에 대해서도 상기 표 7에서 나타내는 바와 같이 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 적용할 수 있다.
또한, 표 7에서 "Number of layers" 항목은 본 발명에서 정의하는 product rank (또는 RIALL) 값에 해당하며, υ = RIALL = RI_V*RI_H로 정의되므로, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 12, 14, 15, 16, 18, ..., 64 중의 하나를 가질 수 있다 여기서, 상기 예시에서 11, 13, 17, 19, 23, ... 의 값을 가지지 않는 점을 유의해야 한다.
또한, 표 7에서는 초기 전송의 경우만을 설명하고 있으며, 1 레이어 전송 또는 재전송의 경우에는 도 21이나 표 6에서 예시적으로 설명한 사항이 그대로 적용되거나 또는 인덱스를 수정함으로써 적용될 수 있다.
또한, 도 21이나 표 6에서 4 CW 초기 전송이 수행된 후 일부 코드워드에 대한 재전송의 경우(또는 4 CW 중에서 일부만이 인에이블되고 나머지는 디스에이블되는 경우), 1 개의 코드워드만이 재전송(또는 1 개의 코드워드만이 인에이블)되는 것을 예시한다. 그러나, 이에 제한되는 것은 아니고 2 CW 재전송(또는 2 개의 코드워드만이 인에이블)되거나, 3 CW 재전송 (또는 3 개의 코드워드만이 재전송)될 수도 있고, 이는 재전송에 대한 스케줄링 정보(즉, DCI 시그널링을 통한 스케줄링 정보)를 통해서 지시될 수 있다.
이에 따라, N 개의 코드워드에 대한 초기 전송 후에 N 개 중의 일부 또는 전부의 코드워드에 대한 재전송(또는 N CWs 중에서 N 이하의 개수의 코드워드(들)만이 인에이블되고 나머지 코드워드(들)은 디스에이블)되는 경우를 가정하면, 기지국은 N 이하의 개수의 스케줄링 정보(예를 들어, DCI 시그널링)을 통해서 선택적인 코드워드에 대한 재전송(또는 인에이블되는 코드워드에 대한 전송)이 트리거될 수 있다. 이를 위해서, DCI 포맷 상에, 레이어의 개수, 복조 참조신호의 포트 개수, 스크램블링 식별자 정보(예를 들어, nSCID)에 대한 정보를 제공하는 매핑 테이블이 정의될 수 있는데, N 개의 코드워드들 중에서 k (k=<N) 개의 코드워드만이 인에이블되고 N-k 개의 코드워드는 디스에이블되는 경우에 대해서, 각각의 k 값(예를 들어, 1, 2, ..., N)에 따라서 별도의 매핑 테이블로서 정의되어 기지국과 UE 간에 미리 약속되어 있거나, 기지국이 상위계층 시그널링을 통해서 특정 테이블에 따른 정보가 이용된다는 것을 UE에게 알려줄 수도 있다.
상기 표 7에서는 상기 본 발명에서 예시한 다양한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙 중에서 도 18의 Option 1a의 예시에 해당한다. 만약 도 18의 Option 2a와 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 표 8과 같이 표현될 수 있다.
[표 8]
Figure pct00036
상기 표 7과 표 8의 예시를 비교하여 보면, RI_H와 RI_V에 대한 각각의 for 루프 구문의 순서를 변경함으로써 구성한 것임을 알 수 있다.
또한, 도 19의 Option 1b 또는 Option 2b와 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 적용하기 위해서는, 아래의 수학식 13과 같이 모듈로(modulo) 연산을 이용할 수 있다.
[수학식 13]
Figure pct00037
상기 수학식 13에서 계수 a 및 b는, 상기 표 7이나 표 8과 같은 알고리즘을 적용하기 위해서, 인덱스에 대한 적절한 파라미터로서 설정될 수 있다. 즉, 상기 수학식 13은 예시일 뿐, 본 발명의 범위는 도 19의 Option 1b, Option 2b와 같이 레이어 도메인 2-차원 행렬 상에서 CW1, CW2가 교대로 매핑되도록 하기 위해서 모듈로 연산과 같은 함수를 활용하는 다양한 변형예들을 포함할 수 있다.
상기 도 17에서 Option 1 및 Option 2와 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 각각 아래의 표 9 및 표 10과 같이 표현될 수 있다.
또한 <도 5>에서의 Option 1 및 Option 2는 각각 하기 <표 4> 및 <표 5>와 같이 기술될 수 있다:
[표 9]
Figure pct00038
[표 10]
Figure pct00039
또한 도 17의 Option 3과 같이 레이어 도메인 2-차원 행렬을 격자 구조로 분할하여 N 개(예를 들어, 도 17의 Option 3의 예시에서는 N=4)의 코드워드에 매핑시키는 방식도, 상기 표 9나 표 10을 일반화하여 rH 및 rV 인덱스가 레이어 도메인 2-차원 행렬이 격자 구조로 분할되도록 인덱싱 및 루프 구조를 이용하여 표현될 수 있다.
전술한 바와 같이 본 발명에서 제안하는 2-차원 안테나 배열에 의한 3-차원 빔포밍(또는 3-차원 MIMO)을 위한 프리코딩 구조 및 코드워드-대-레이어 매핑 방식은 다음과 같이 정리할 수 있다.
예를 들어, 상기 도 17의 Option 1(또는 상기 표 9)와 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 적용하는 경우, H 방향에서는 복수개의 CW(예를 들어, CW0 및 CW1)가 최대한 동일한 개수의 레이어(들)에 나뉘어 매핑되는 "균등 분산(evenly distributed)"의 특징을 가진다고 표현할 수 있고, V 방향에서는 모든 레이어가 하나의 코드워드에 매핑되는 "일-대-전부 (one-to-all)"의 특징을 가진다고 표현할 수 있다. 여기서, 균등 분산은 짝수개의 레이어들이 짝수개의 코드워드에 분산 매핑될 때는 동일한 개수의 레이어들이 각각의 코드워드에 매핑되는 것을 의미하고, 홀수개의 레이어 또는 홀수개의 코드워드인 경우에는 각각의 코드워드에 매핑되는 레이어의 개수의 차이가 1 이하(즉, 0 또는 1)인 것을 의미할 수 있다.
즉, H 차원(dimension)에서는 H 방향의 복수개의 전송 빔들이 복수개의 코드워드에 최대한 균등하게 분산되어 전송된다. 예를 들어, H 방향에서 N 개의 전송 빔들 중에서 k 개의 전송 빔들은 CW0의 전송을 위해 이용되고, 나머지 N-k 개의 전송 빔들은 CW1의 전송을 위해서 이용될 수 있다. 또한, V 차원에서는 V 방향의 복수개의 전송 빔들이 모두 하나의 동일한 CW의 전송을 위해서 이용될 수 있다.
예를 들어, 상기 도 17의 Option 2(또는 상기 표 10)와 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 적용하는 경우, V 방향에서는 복수개의 CW(예를 들어, CW0 및 CW1)가 최대한 동일한 개수의 레이어(들)에 나뉘어 매핑되는 "균등 분산"의 특징을 가진다고 표현할 수 있고, H 방향에서는 모든 레이어가 하나의 코드워드에 매핑되는 "일-대-전부"의 특징을 가진다고 표현할 수 있다.
즉, V 차원에서는 V 방향의 복수개의 전송 빔들이 복수개의 코드워드에 최대한 균등하게 분산되어 전송된다. 예를 들어, V 방향에서 N 개의 전송 빔들 중에서 k 개의 전송 빔들은 CW0의 전송을 위해 이용되고, 나머지 N-k 개의 전송 빔들은 CW1의 전송을 위해서 이용될 수 있다. 또한, H 차원에서는 H 방향의 복수개의 전송 빔들이 모두 하나의 동일한 CW의 전송을 위해서 이용될 수 있다.
위와 같은 특징을 종합적으로 고려하면, 본 발명의 제안에 따른 코드워드-대-레이어 매핑의 일반 규칙은 다음과 같이 표현할 수 있다. 제 1 차원의 복수개의 레이어 요소들은 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산 매핑되고, 제 2 차원의 복수개의 레이어 요소들은 주로 하나의 코드워드에 매핑된다.
이에 따라, 상기 도 17의 Option 1과 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 다음과 같이 표현된다. 제 1 차원(이 예시에서는 H 방향)의 복수개의 레이어 요소들은 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산 매핑된다. 제 2 차원(이 예시에서는 V 방향)의 복수개의 레이어 요소들은 모두 하나의 코드워드에 매핑된다.
상기 도 17의 Option 2과 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 다음과 같이 표현된다. 제 1 차원(이 예시에서는 V 방향)의 복수개의 레이어 요소들은 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산 매핑된다. 제 2 차원(이 예시에서는 H 방향)의 복수개의 레이어 요소들은 모두 하나의 코드워드에 매핑된다.
위와 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙의 특징은, 2 개의 서로 다른 차원(예를 들어, H 방향 및 V 방향)은 안테나 도메인에서는 서로 완전히 대칭적이지만, 그럼에도 불구하고 서로 다른 차원에 대해서 각각 적용되는 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 서로 상이한 방식이 적용된다는 것으로도 표현할 수 있다.
다음으로, 상기 도 18의 Option 1a와 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 다음과 같이 표현된다. 제 1 차원(이 예시에서는 H 방향)의 복수개의 레이어 요소들은 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산 매핑된다. 제 2 차원(이 예시에서는 V 방향)의 복수개의 레이어 요소들은 하나의 코드워드에 매핑되는 제 1 매핑 타입, 및 복수개의 레이어 요소들이 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산되는 제 2 매핑 타입을 포함한다. 여기서, 제 1 매핑 타입의 경우의 수가 제 2 매핑 타입의 경우의 수보다 많다 (또는 하나의 경우만이 제 2 매핑 타입을 따르고, 나머지 경우들은 제 1 매핑 타입을 따른다). 여기서, 제 1 매핑 타입의 경우의 수와 제 2 매핑 타입의 경우의 수의 합은 제 1 차원의 요소의 개수와 동일하다.
상기 도 18의 Option 2a와 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 다음과 같이 표현된다. 제 1 차원(이 예시에서는 V 방향)의 복수개의 레이어 요소들은 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산 매핑된다. 제 2 차원(이 예시에서는 H 방향)의 복수개의 레이어 요소들은 하나의 코드워드에 매핑되는 제 1 매핑 타입, 및 복수개의 레이어 요소들이 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산되는 제 2 매핑 타입을 포함한다. 여기서, 제 1 매핑 타입의 경우의 수가 제 2 매핑 타입의 경우의 수보다 많다 (또는 하나의 경우만이 제 2 매핑 타입을 따르고, 나머지 경우들은 제 1 매핑 타입을 따른다). 여기서, 제 1 매핑 타입의 경우의 수와 제 2 매핑 타입의 경우의 수의 합은 제 1 차원의 요소의 개수와 동일하다.
추가적으로, 본 발명에 따른 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 있어서, 코드워드 재전송의 경우 (또는 복수개의 코드워드 중에서 일부가 인에이블되고 나머지는 디스에이블되는 경우)에는, 제 2 차원에서의 복수개의 레이어 요소들은 모두 하나의 코드워드에 매핑되는 것으로 정의될 수 있다. 기존의 무선 통신 시스템에서의 코드워드-대-레이어 매핑 규칙(예를 들어, 도 16)에서는 초기 전송의 경우에는 "균등 분배" 방식의 매핑 방식을 따르지만 재전송의 경우(또는 하나의 코드워드만이 인에이블되는 경우)에는 "일-대-전부" 방식을 따르는 것과 달리, 본 발명에서 제안하는 바에 따르면 제 2 차원에서는 코드워드 초기 전송이나 재전송에서 모두 동일하게 "일-대-전부" 방식의 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 따르는 것이라고 할 수 있다.
나아가, 본 발명의 예시들은 H 방향 및 V 방향의 두 개의 공간적인 차원을 가정하여 설명하였지만, 본 발명의 범위는 차원의 개수에 제한되지 않는다. 즉, 3 개 이상의 차원에 대해서도 본 발명에서 제안하는 원리가 동일하게 적용될 수 있다. 예를 들어, D (D>=2) 개의 차원 중에서 특정 하나의 차원에서만 복수개의 CW가 복수개의 레이어에 최대한 균등하게 분산 매핑되도록 하고, 나머지 D-1 개의 차원의 각각에서는 복수개의 레이어가 주로 하나의 CW에 매핑되도록 설정될 수 있다. 또는, D (D>=2) 개의 차원 중에서 특정 하나의 차원에서만 복수개의 CW가 복수개의 레이어에 최대한 균등하게 분산 매핑되도록 하고, 나머지 D-1 개의 차원 중에서 특정 하나의 차원에서만 복수개의 레이어가 주로 하나의 CW에 매핑되도록 설정될 수 있다.
또한, 전술한 바와 같은 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 따라서 3-차원 빔포밍을 위한 CQI를 계산(즉, 하나의 동일한 코드워드에 매핑되는 레이어 요소들에 해당하는 SINR 값들의 평균을 이용하여 CQI를 계산)하는 데에 이용될 수 있다.
이상에서 설명한 본 발명의 제안 기술은, 3-차원 빔포밍이 가능한 상기 L*M 패널 안테나에 대한 CSI 측정을 목적으로 하는 다른 참조 신호, 예를 들어 CRS, SRS, TRS(tracking RS), DMRS, 혹은 다른 형태의 셀 특정 참조 신호 혹은 단말 특정 참조 신호에 대해서도 동일하게 혹은 유사하게 확장 적용될 수 있다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 채널상태정보 송수신 방법을 설명하기 위한 도면이다.
단계 S2410에서 기지국은 하향링크 채널을 측정에 이용되는 하향링크 신호(예를 들어, 하향링크 참조신호)를 단말에게 전송할 수 있고, 단말은 이를 수신할 수 있다.
단계 S2420에서 단말은 하향링크 신호를 이용하여 하향링크 채널을 측정할 수 있다. 단말은 측정된 하향링크 채널에 기초하여, 3-차원 빔포밍에 대한 채널상태정보를 결정 및/또는 계산할 수 있다. 예를 들어, product rank에 기초하여 복수개의 차원(예를 들어, H 방향과 V 방향)의 각각에 적절한 랭크 값(예를 들어, RI_H 및 RI_V)을 결정할 수 있다. 또한, 결정된 product rank에 기초하여 최적의 전체 프리코딩 행렬(PMALL)을 결정하고, 이 경우의 각각의 차원에서의 PMI(예를 들어, PMI_H 및 PMI_V)를 결정할 수 있다. 또한, 각각의 차원에 대한 CQI(예를 들어, CQI_H 및 CQI_V)를 결정하거나 전체 CQI를 결정할 수 있다. 여기서, 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 따라서, 각각의 코드워드에 매핑되는 레이어(들)를 결정할 수 있고, 해당 레이어(들)의 SINR의 평균을 이용하여 해당 코드워드에 적합한 CQI를 결정할 수 있다.
단계 S2430에서 단말은 3-차원 빔포밍에 대한 채널상태정보(예를 들어, RI_H, RI_V, PMI_H, PMI_V, 또는 CQI(CQI_H, CQI_V 및/또는 CQIALL) 중의 하나 이상)을 기지국으로 보고할 수 있다. 채널상태정보의 보고는 주기적 또는 비주기적 방식으로 수행될 수 있다.
도 24에서 설명하는 예시적인 방법은 설명의 간명함을 위해서 동작의 시리즈로 표현되어 있지만, 이는 단계가 수행되는 순서를 제한하기 위한 것은 아니며, 필요한 경우에는 각각의 단계가 동시에 또는 상이한 순서로 수행될 수도 있다. 또한, 본 발명에서 제안하는 방법을 구현하기 위해서 도 24에서 예시하는 모든 단계가 반드시 필요한 것은 아니다.
전술한 바와 같은 본 발명의 방법에 있어서, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들은 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있다.
도 25는 본 발명에 따른 단말 장치 및 기지국 장치의 바람직한 실시예의 구성을 도시한 도면이다.
도 25를 참조하여 본 발명에 따른 기지국 장치(10)는, 송신기(11), 수신기(12), 프로세서(13), 메모리(14) 및 복수개의 안테나(15)를 포함할 수 있다. 송신기(11)는 외부 장치(예를 들어, 단말)로의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 수신기(12)는 외부 장치(예를 들어, 단말)로부터의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 프로세서(13)는 기지국 장치(10) 전반의 동작을 제어할 수 있다. 복수개의 안테나(15)는 예를 들어 2-차원 안테나 배치에 따라서 구성될 수 있다.
본 발명의 일례에 따른 기지국 장치(10)의 프로세서(13)는, 본 발명에서 제안하는 예시들에 따라서 채널상태정보를 수신하도록 구성될 수 있다. 기지국 장치(10)의 프로세서(13)는 그 외에도 기지국 장치(10)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(14)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
도 25을 참조하여 본 발명에 따른 단말 장치(20)는, 송신기(21), 수신기(22), 프로세서(23), 메모리(24) 및 복수개의 안테나(25)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(25)는 MIMO 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 송신기(21)는 외부 장치(예를 들어, 기지국)로의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 수신기(22)는 외부 장치(예를 들어, 기지국)로부터의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 프로세서(23)는 단말 장치(20) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
본 발명의 일례에 따른 단말 장치(20)의 프로세서(23)는, 본 발명에서 제안하는 예시들에 따라서 채널상태정보를 송신하도록 구성될 수 있다. 단말 장치(20)의 프로세서(23)는 그 외에도 단말 장치(20)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(24)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
위와 같은 단말 장치(10)의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
또한, 본 발명의 다양한 실시예들을 설명함에 있어서, 하향링크 전송 주체(entity) 또는 상향링크 수신 주체는 주로 기지국을 예로 들어 설명하였고, 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체는 주로 단말을 예로 들어 설명하지만, 본 발명의 범위가 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 상기 기지국에 대한 설명은 셀, 안테나 포트, 안테나 포트 그룹, RRH, 전송 포인트, 수신 포인트, 액세스 포인트, 중계기 등이 단말로의 하향링크 전송 주체가 되거나 단말로부터의 상향링크 수신 주체가 되는 경우에 동일하게 적용될 수 있다. 또한, 중계기가 단말로의 하향링크 전송 주체가 되거나 단말로부터의 상향링크 수신 주체가 되는 경우, 또는 중계기가 기지국으로의 상향링크 전송 주체가 되거나 기지국으로부터의 하향링크 수신 주체가 되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예를 통하여 설명한 본 발명의 원리가 동일하게 적용될 수도 있다.
상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시형태에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시 형태를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
상술한 바와 같은 무선 통신 시스템에서 3-차원 빔포밍을 위한 채널 상태 정보를 보고하는 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims (14)

  1. 무선 통신 시스템에서 단말이 채널상태정보(CSI)를 전송하는 방법에 있어서,
    2-차원 안테나 배열을 지원하는 기지국으로부터 참조신호를 수신하는 단계;
    상기 참조신호를 이용하여 상기 CSI를 결정하는 단계; 및
    결정된 상기 CSI를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하고,
    상기 CSI는 채널품질지시자(CQI)를 포함하고,
    상기 CQI는 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 이용하여 결정되고,
    제 1 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙과, 제 2 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 상이한, CSI 전송 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은, 상기 제 1 차원의 복수개의 레이어들은 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산 매핑되는 것으로 정의되고,
    상기 제 2 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은, 상기 제 2 차원의 복수개의 레이어들은 모두 하나의 코드워드에 매핑되는 것으로 정의되는, CSI 전송 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은, 상기 제 1 차원의 복수개의 레이어들은 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산 매핑되는 것으로 정의되고,
    상기 제 2 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은, 상기 제 2 차원의 복수개의 레이어들이 모두 하나의 코드워드에 매핑되는 제 1 매핑 타입과, 상기 제 2 차원의 복수개의 레이어들이 복수개의 코드워드들에 최대한 균등하게 분산 매핑되는 제 2 매핑 타입을 포함하는 것으로 정의되는, CSI 전송 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 매핑 타입의 경우의 수는 상기 제 2 매핑 타입의 경우의 수보다 많고,
    상기 제 1 매핑 타입의 경우의 수와 상기 제 2 매핑 타입의 경우의 수의 합은, 제 1 차원의 복수개의 레이어들의 개수와 동일한, CSI 전송 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 2 매핑 타입의 경우의 수는 1인, CSI 전송 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 차원은 상기 2 차원 안테나 배열의 수평(Horizontal) 방향에 대응하고, 상기 제 2 차원은 상기 2 차원 안테나 배열의 수직(Vertical) 방향에 대응하는, CSI 전송 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 차원은 상기 2 차원 안테나 배열의 수직 방향에 대응하고, 상기 제 2 차원은 상기 2 차원 안테나 배열의 수평 방향에 대응하는, CSI 전송 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙 및 상기 제 2 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에서, 하나의 코드워드에 대응하는 복수개의 레이어의 SINR(Signal-to-Interference plus Noise Ratio) 값들의 평균(average)을 이용하여 상기 하나의 코드워드에 대한 CQI가 계산되는, CSI 전송 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 대한 복수개의 후보들에 기초하여 복수개의 CQI들을 결정하고,
    상기 복수개의 CQI들을 포함하는 상기 CSI가 전송되는, CSI 전송 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    주기적 CSI 피드백이 적용되는 경우에, 상기 복수개의 CQI들은 서로 다른 전송 시점에서 전송되는, CSI 전송 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 코드워드-대-레이어 매핑 규칙에 대한 복수개의 후보들 중의 하나에 기초하여 하나의 CQI를 결정하고,
    상기 하나의 CQI를 포함하는 상기 CSI가 전송되는, CSI 전송 방법.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 지시하는 정보가, 상기 기지국으로부터 상기 단말에게 상위 계층 시그널링 또는 동적 시그널링에 의해서 제공되는, CSI 전송 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 동적 시그널링은 비주기적 CSI 전송을 트리거하는 정보를 포함하는, CSI 전송 방법.
  14. 무선 통신 시스템에서 채널상태정보(CSI)를 전송하는 단말 장치에 있어서,
    전송 모듈;
    수신 모듈; 및
    프로세서를 포함하고,
    상기 프로세서는, 상기 수신 모듈을 이용하여, 2-차원 안테나 배열을 지원하는 기지국으로부터 참조신호를 수신하고; 상기 참조신호를 이용하여 상기 CSI를 결정하고; 결정된 상기 CSI를 상기 기지국으로 상기 전송 모듈을 전송하도록 설정되고,
    상기 CSI는 채널품질지시자(CQI)를 포함하고,
    상기 CQI는 코드워드-대-레이어 매핑 규칙을 이용하여 결정되고,
    제 1 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙과, 제 2 차원에 대한 코드워드-대-레이어 매핑 규칙은 상이한, CSI 전송 단말 장치.
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