KR20150107479A - 샘플링 주기를 제어할 수 있는 샘플링 주기 제어 회로 - Google Patents

샘플링 주기를 제어할 수 있는 샘플링 주기 제어 회로 Download PDF

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Abstract

본 발명의 하나의 실시형태에 따른 샘플링 주기 제어 회로는 이전(previous) 로우 신호를 분석하여 다음(next) 로우 신호의 램프 전압 범위를 조절하도록 상기 이전 로우 신호 분석 시, 상기 로우 신호의 램프 전압 범위를 도출한다.

Description

샘플링 주기를 제어할 수 있는 샘플링 주기 제어 회로{SAMPLING PERIOD CONTROL CIRCUIT CAPABLE OF CONTROLLING SAMPLING PERIOD}
본 발명은 이미지 센서에 관한 것으로, 특히 샘플링된 신호를 이용하여 램프 주기를 조정하는 이미지 센서에 관한 것이다.
통상적인 이미지 센서의 주요 구성 요소로서, 복수의 컬럼(column)과 복수의 로우(row)로 선택되는 매트릭스 구조의 픽셀 어레이와 픽셀 어레이로부터의 출력을 변환시키는 컨버터가 있다. 즉, 픽셀 어레이가 광학 영상을 감지하여 아날로그 전압으로 출력하면, 감지된 아날로그 전압을 컨버터에서 디지털 값으로 변환하여 이후의 과정을 진행하게 된다.
이 때, 픽셀 어레이로부터 제공되는 아날로그 전압을 컨버터에서 디지털값으로 변환되는 과정이 매우 중요하고, 이 과정을 얼마나 정확하게 고속으로 할 수 있는가에 따라 이미지 센서의 성능이 정해질 수 있다.
본 발명의 목적은 이전 로우 신호를 분석하여 새롭게 램프 전압 범위를 설정함으로써 샘플링 주기를 제어할 수 있는 샘플링 주기 제어 회로를 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 하나의 실시 형태에 따른 샘플링 주기 제어 회로는 이전(previous) 로우 신호를 분석하여 다음(next) 로우 신호의 램프 전압 범위를 조절하도록 상기 이전 로우 신호 분석 시, 상기 로우 신호의 램프 전압 범위를 도출한다.
실시예로서, 상기 샘플링 주기 제어 회로는, 상기 이전 로우 신호를 분석하여 로우 스캔 범위의 실질적 최대값과 최소값을 검출하는 로우 레인지 디텍터, 상기 로우 스캔 범위의 실질적 최대값과 최소값에서 소정의 오차 범위를 고려한 스캔 램프 최대값과 스캔 램프 최소값을 새롭게 설정하는 로우 레인지 컨트롤러, 상기 스캔 램프 최대값과 상기 스캔 램프 최소값을 이용하여 해당 로우의 램프 전압을 스캐닝하여 비교하도록 제어하는 램프 컨트롤러 및 상기 램프 컨트롤러로부터의 비교 결과에 대해 이중 상관 신호 샘플링하는 CDS (Correlated Double Sampling)회로를 포함 할 수 있다.
실시예로서, 상기 로우 레인지 디텍터는 상기 이전 로우 관련 상기 CDS 회로로부터 피드백 제공받은 데이터로부터 로우 스캔 범위의 상기 실질적 최대값과 상기 최소값을 검출할 수 있다.
실시예로서, 상기 로우 레인지 컨트롤러는 기 설정된 램프 스캔 범위의 최소값과 상기 이전 로우로부터의 실질적으로 측정된 상기 스캔 범위의 최소값 중 더 큰 값을 상기 스캔 램프 최소값으로 선택할 수 있다.
실시예로서, 상기 로우 레인지 컨트롤러는 기 설정된 램프 스캔 범위의 최대값과 상기 이전 로우로부터의 실질적으로 측정된 상기 스캔 범위의 최대값 중 더 작은 값을 상기 스캔 램프 최대값으로 선택할 수 있다.
실시예로서, 상기 스캔 램프 최소값은 상기 오차 범위를 감하는 것을 더 포함할 수 있다.
실시예로서, 상기 스캔 램프 최대값은 상기 오차 범위를 가하는 것을 더 포함할 수 있다.
실시예로서, 상기 로우 레인지 컨트롤러 및 상기 CDS 회로의 출력에 응답하여 각 컬럼으로부터 읽어낸 카운트 값을 원래의 카운트 값으로 보상하는 레벨 보상부를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 샘플링 주기 제어 회로는, 이전(pre) 로우 신호의 램프 전압 스캔 범위 및 샘플링 주기와 다음(next) 로우 신호의 전압 스캔 범위 및 샘플링 주기가 서로 다르도록 제어할 수 있다.
실시예로서, 상기 샘플링 주기 제어 회로는, 상기 이전 로우 신호를 분석하여 로우 스캔 범위의 실질적 최대값과 최소값을 검출하는 로우 레인지 디텍터, 상기 로우 스캔 범위의 실질적 최대값과 최소값에서 소정의 오차 범위를 고려한 스캔 램프 최대값과 스캔 램프 최소값을 새롭게 설정하는 로우 레인지 컨트롤러, 상기 스캔 램프 최대값과 상기 스캔 램프 최소값을 이용하여 해당 로우의 램프 전압을 스캐닝하여 비교하도록 제어하는 램프 컨트롤러 및 상기 램프 컨트롤러로부터의 비교 결과에 대해 이중 상관 신호 샘플링하는 CDS 회로를 포함 할 수 있다.
실시예로서, 상기 로우 레인지 디텍터는 상기 이전 로우 관련 상기 CDS 회로로부터 피드백 제공받은 데이터로부터 로우 스캔 범위의 상기 실질적 최대값과 상기 최소값을 검출할 수 있다.
실시예로서, 상기 로우 레인지 컨트롤러는 기 설정된 램프 스캔 범위의 최소값과 상기 이전 로우로부터의 실질적으로 측정된 상기 스캔 범위의 최소값 중 더 큰 값을 상기 스캔 램프 최소값으로 선택할 수 있다.
실시예로서, 상기 로우 레인지 컨트롤러는 기 설정된 램프 스캔 범위의 최대값과 상기 이전 로우로부터의 실질적으로 측정된 상기 스캔 범위의 최대값 중 더 작은 값을 상기 스캔 램프 최대값으로 선택할 수 있다.
실시예로서, 상기 다음 로우 신호의 램프 전압의 스캐닝 범위는 상기 이전 로우 신호의 램프 전압의 스캐닝 전압 범위보다 줄어들 수 있다.
실시예로서, 상기 다음 로우 신호의 샘플링 주기는 상기 이전 로우 신호의 샘플링 주기보다 더 짧을 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 샘플링 주기 제어 회로는 이전 로우 신호에 대한 분석을 통해 현재 픽셀의 화소 신호의 램프 범위를 재설정하도록 함으로써 샘플링 주기를 줄일 수 있다. 그리하여, 멀티 샘플링 시, 주어진 일정 시간 내에 더 많은 샘플링을 할 수 있으므로 보다 정밀한 데이터를 얻게 되어 화소의 질을 향상시킬 수 있다.
도 1a는 일반적인 픽셀 어레이의 간략화된 블록도,
도 1b는 소정 개수의 픽셀을 그룹핑한 픽셀 어레이의 블록도,
도 2는 일반적인 바이너리 센서를 이용하는 픽셀을 포함한 이미지 센서의 블록도,
도 3은 기준 전압에 따른 바이너리 센서의 응답 특성 곡선 그래프,
도 4는 멀티 비트 센서를 이용하는 픽셀을 포함한 이미지 센서의블록도,
도 5는 일반적인 단위 픽셀의 회로도,
도 6은 도 5에 따른 단위 픽셀의 동작을 나타낸 타이밍 다이어그램,
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 샘플링 주기 제어 회로의 간략한 블록도,
도 8은 도 7에 따른 동작을 나타낸 타이밍 다이어그램,
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 샘플링 주기 제어 회로의 블록도,
도 10은 도 9에 따른 동작을 나타낸 타이밍 다이어그램,
도 11은 본 발명의 실시 예들에 따른 이미지 센서(300)가 포함된 반도체 시스템(50)의 개략적인 블록도이다.
이하, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 가장 바람직한 실시예를 첨부 도면을 참조하여 설명하기로 한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 본 발명의 요지와 무관한 공지의 구성은 생략될 수 있다. 각 도면의 구성요소들에 참조 번호를 부가함에 있어서, 동일한 구성 요소들에 한해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 번호를 가지도록 하고 있음에 유의하여야 한다.
본문에 개시되어 있는 본 발명의 실시 예들에 대해서, 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명의 실시 예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로, 본 발명의 실시 예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며 본문에 설명된 실시 예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 안 된다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있는 바, 특정 실시 예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위로부터 이탈되지 않은 채 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 개시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
한편, 어떤 실시 예가 달리 구현 가능한 경우에 특정 블록 내에 명기된 기능 또는 동작이 순서도에 명기된 순서와 다르게 일어날 수도 있다. 예를 들어, 연속하는 두 블록이 실제로는 실질적으로 동시에 수행될 수도 있고, 관련된 기능 또는 동작에 따라서는 상기 블록들이 거꾸로 수행될 수도 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예들을 설명한다.
도 1a는 일반적인 픽셀 어레이(1)의 간략화된 블록도이다.
이러한 픽셀 어레이(1)는 로우(row)와 컬럼(column)의 어레이 형태로 배열된 복수의 픽셀(PD)을 포함한다. 일반적으로 광은 아날로그 정보로서 픽셀 어레이(1)의 각각의 픽셀(PD)과 상호 작용한다.
픽셀(PD)은 입사광 정보를 수신하고 그에 대응하는 아날로그 신호를 출력하도록 구성된다.
픽셀 크기가 서브 마이크로(sub-micro) 사이즈로 줄어들면(shrink) FWC(Full Well Capacity)의 제약으로 픽셀의 다이나믹 레인지(dynamic range)가 낮아지게 된다.
이러한 문제점을 극복하기 위하여 광전 변환된 전자를 오버 샘플링하는 방법이 제안되었으며, 시간적(temporal) 샘플링 방법과 공간적(spatial) 샘플링 방법으로 분류할 수 있다.
공간적 샘플링 방법으로는, 도 1a에 도시된 바와 같이, 하나의 픽셀을 일정한 단위 면적(S)으로 구분하여 PD를 구성하고 일정 시간 동안 소정의 임계 전압(threshold voltage)을 기준으로 1과 0으로 출력하여 각 출력값을 더한다. 이 경우 16 비트의 LSB를 얻을 수 있으며, 공간을 더 나누어 출력값의 레벨을 높여 다이나믹 레인지를 높일 수 있다.
한편, 다이나믹 레인지를 높이기 위해, 도 1b는 도 1a와 동일한 총면적을 가지는 픽셀 어레이(1)에 대해 시간적으로 샘플링할 수 있는 방법을 도식적으로 예시한 블록도이다. 공간적 샘플링 방식은 매우 작은 PD 구성이 어렵기 때문에, 시간적 샘플링 방식은 PD를 크게 구성하는 대신 노출 시간(exposure time)을 그만큼 감소시키고 여러 번 읽는 방식으로 진행한다. 단위 시간 및 단위 공간에 입사되는 광자(photon)의 평균 수는 같기 때문에 두 방식은 동일한 특성을 갖는다.
도 1b를 참조하면, 픽셀 어레이(1)는 (1)는 PD의 사이즈를 크게 구성하여, 예컨대 여기서는 4개의 PD 면적만큼 크게 구성하고 대신 노출 시간을 1/4만큼 줄여 4번 샘플링할 수 있는 방법이다.
상기 기술된 바와 같이 다양한 방법으로 하나의 픽셀을 오버 샘플링 시, 바이너리 센서 또는 멀티 비트 센서를 이용할 수 있다.
도 2는 일반적인 바이너리 센서의 이용하는 픽셀을 포함한 이미지 센서(10)의 블록도이다.
도 2를 참조하면, 이미지 센서(10)은 복수개의 단위 샘플링 회로(12) 및 가산기(Σ; 15)를 포함한다.
각각의 단위 샘플링 회로(12)는 광자(photon)를 수신하는 단위 픽셀(13) 및 바이너리 센서(binary sensor; 14)를 포함한다.
단위 픽셀(13)이 광자(photon)로부터 광전 변환된 전자(e)를 수신한다. 바이너리 센서(14)는 이러한 전자(e)를 수신하여 기준 전압을 이용하여 1과 0으로 구분한다.
가산기(Σ; 15)는 각각의 비교기(12)들의 비교 결과를 누적한다.
이와 같이 이미지 센서(10)는 바이너리 센서(14)의 비교 결과에 따라 1은 빛이 존재하는 것으로 간주하고, 0은 빛이 없음으로 간주함으로써 다이나믹 레인지(dynamic range)를 결정할 수 있다.
한편, 이미지 센서(10)의 출력 특성은, 바이너리 센서(14)의 기준 전압 값이나, 샘플링 시 수신되는 평균 전자 수, 예컨대, 면적, 노출 시간(exposure time), 양자 효율(quantum efficiency) 및 변환 이득 함수(conversion gain function)에 영향 받는 전자 수에 따라 출력 특성 곡선이 변화될 수 있다.
도 3은 기준 전압에 따른 바이너리 센서의 응답 특성 곡선 그래프이다.
도 3을 참조하면, 출력 특성 곡선의 X축은 소정 노출시간에 전체 픽셀에서 받은 광자 수를 나타내고, Y축은 출력 비트(LSB)를 나타낸다.
바이너리 센서의 응답 특성은 비선형적(non-linear)이며 마치 로그 함수와 특성이 유사하다.
도 3의 그래프에서, a는 통상의 이미지 센서의 응답 특성을 나타내는 그래프이며, b는 비교기의 문턱 전압(threshold) 이 1e-(문턱 전압이 전자 한 개인 경우를 의미, 단위는 일렉트론)인 경우이며, 노이즈가 큰 경우 전자 한 개를 문턱 전압으로 사용할 수 없기 때문에 더 큰 문턱 전압이 필요한 경우를 나타낸 것이 c이며, c는 문턱 전압이 5e-(문턱 전압이 전자 5개인 경우를 의미)인 경우를 나타낸다.
도 3에 도시된 바와 같이, 기준 전압에 따라서도 서로 다른 특성을 나타낸다.
일반 이미지 센서의 경우인 a 보다 문턱 전압1e-을 사용한 바이너리 센서(b의 경우)는 다이나믹 레인지가 증가되었음을 알 수 있다. 하지만, 실제 노이즈를 고려한 경우 문턱 전압을 1e-로 사용할 수 없기 때문에 큰 문턱 전압을 사용한 경우 바이너리 센서(c의 경우)는 데드 존(dead zone)이 크게 발생되고 다이나믹 레인지도 감소됨을 알 수 있다.
이러한 점을 개선하도록, 바이너리 센서 대신 멀티 비트 센서로 오버 샘플링하는 방법이 있다.
도 4는 멀티 비트 센서를 이용하는 픽셀을 포함한 이미지 센서(10) 의 블록도이다.
도 4를 참조하면, 멀티 비트 센서를 포함하는 이미지 센서(10) 는 복수개의 단위 샘플링 회로(12) 및 델타 시그마 회로(Σ; 15)를 포함한다.
각각의 단위 샘플링 회로(12)는 광자(photon)를 수신하는 단위 PD(13) 및 ADC(Analog Digital Converter; 16)를 포함한다.
단위 픽셀(13)이 광자(photon)로부터 광전 변환된 전자(e)를 수신한다.
ADC(16)는 이러한 전자(e)를 멀티 비트로 리드하고 포화 레벨(saturation level) 이상은 포화값(saturation value)으로 출력한다.
가산기(Σ; 15)는 각각의 단위 샘플링 회로(12)들의 출력값을 누적하여 출력 비트(C)를 제공한다.
그러나, 이의 경우에도, 저조도 시에는 데드 존 현상이 완벽하게 개선되지 않기 때문에 조건부 리셋(conditional reset) 방식을 적용하게 된다.
또는 다이나믹 레인지를 보다 개선하도록 TOS(Temporal Over Sampling)의 주기(duration)를 변화시키기도 한다. 하지만, 이를 위해서는 일반적인 이미지 센서보다 더 빠른 속도로 동작하는 리드 아웃 회로가 필요하다.
본 발명의 일 실시예에서는, FWC 제약을 해결하고 와이드 다이나믹 레인지를 확보하도록 멀티 비트 리드 아웃 방식을 적용한 시간적 오버 샘플링 방식과 같이 고속 리드 아웃이 필요한 경우 리드 아웃 방식을 제시한다.
도 5는 일반적인 단위 픽셀의 회로도이다.
도 5를 참조하면, 일반적인 이미지 센서 내 픽셀 어레이를 구성하는 단위 픽셀의 회로도이다. 이러한 단위 픽셀은 광전 변환 소자로서 예를 들어, 포토 다이오드를 포함할 수 있다.
도 5를 참조하면, 단위 픽셀은 광 감지기(PD) 및 4개의 트랜지스터(N1, N2, N3, N4)를 포함한다.
광 감지기(PD)는 입사광을 광량에 대응되는 전자의 개수로 광전 변환한다. 광 감지기(PD)는 포토 다이오드(photo diode), 포토 트랜지스터(photo transistor), 포토 게이트(photo gate), 핀드 포토 다이오드(pinned photo diode(PPD)), 및 이들의 조합 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
전송 트랜지스터(N2)는 광 감지기(PD)와 플로팅 디퓨전(floating diffusion) 영역인 출력 노드(A) 사이에 전기적으로 접속된다. 전송 트랜지스터(N2)는 구동 신호(VT)가 인가되면 턴온되어 광전 변환 소자인 광 감지기(PD)로부터 광전 변환된 전자를 출력 노드(A)로 전송한다.
리셋 트랜지스터(N1)는 전원(VDD)과 출력 노드(A) 사이에 전기적으로 접속된다. 이러한 리셋 트랜지스터(N1)는 리셋 신호(RST)에 제어되어 출력 노드(A)의 전위를 전원(VDD)의 레벨로 리셋한다.
증폭 트랜지스터(N3)는 출력 노드(A)와 전기적으로 접속되며 이후에 언급될 선택 트랜지스터(N4)와 소스 팔로워(source follower) 구성을 이루고 있다.
선택 트랜지스터(N4)는 선택 신호(SEL)에 제어되며, CDS 회로와 증폭 트랜지스터(N3) 사이에 전기적으로 접속된다. 선택 신호(SEL)가 활성화되면 선택 트랜지스터(N4)가 턴온되고 출력 노드(A)의 전위는 증폭 트랜지스터(N3)를 통해 증폭되어 출력될 수 있다.
이러한 방식으로 픽셀 어레이내 각 화소로부터 출력된 아날로그 전압은 이후의 동작에 따라 디지털 값으로 변환되어 처리된다.
예컨대, 아날로그 전압의 디지털 변환(AD 변환)은 하나의 로우에 대해 2회의 리드 동작에 의해 수행될 수 있다.
첫번째 리드 시에는, 단위 픽셀의 리셋 레벨을 판독하여 AD 변환이 수행된다. 이러한 리셋 레벨은 단위 픽셀 마다 편차가 생길 수 있다.
두번째 리드 시에는, 단위 픽셀에서 실제 광전 변환된 신호를 판독하여 AD 변환이 수행된다. 이 경우에도 단위 픽셀 마다 편차가 있을 수 있으므로 CDS를 수행하도록 할 수 있다.
이와 같이 디지털 신호로 변환된 신호가 이후의 회로부, 예를 들어 카운터 래치에 기록되고 순차적으로 앰프 회로에 판독되어 최종 출력으로서 제공될 수 있다.
도 6은 도 5의 단위 픽셀의 동작을 나타낸 타이밍 다이어그램이다.
도 5 및 도 6을 참조하면, 시간 t0-t1 구간에서, 카운트 인에이블 신호(cnt-en)는 아직 비활성화되고, 램프 신호(RAMP)는 일정한 전압으로 유지되며 인가된다.
따라서, 시간 t0-t1 구간에서는 리셋 트랜지스터(N1)를 통해 픽셀의 플로팅 디퓨전 영역(A)을 리셋하면서 리셋 전압(가변성이 있는)을 플로팅 디퓨전 영역(A)에 저장한다. 하지만 리셋 동작 시, 리셋 트랜지스터(N1)에 노이즈가 있어서 리셋 레벨이 가변(fluctuation)될 수 있다. 이 구간은 이후 소스 팔로워인 증폭 트랜지스터(N3)의 출력을 CDS 회로에 연결하는 시작 구간으로서 전압 안정화 구간(settling down period)이며 여기서는 T1 페이즈(phase)로 명명하기로 한다.
시간 t1-t2에서, 램프 신호(RAMP)와 리셋 신호(RST)를 서로 비교하여 카운트 인에이블 신호(cnt-en)를 활성화시킨다. 활성화된 이 신호에 응답하여 램프 신호(RAMP)가 시간 t3까지 소정의 기울기를 가지며 점차 전압이 하강한다. 이때, 기 설정된 리셋 신호(RST)에 의해 램프 신호(RAMP)의 리셋 레벨을 검출할 수 있다. 따라서, 시간 t1-t3까지를 리셋 레벨을 검출하는 T2 페이즈로 명명하기로 한다. 이 T2 페이즈 동안(실질적으로는 시간 t1-t2 구간)의 펄스 수를 카운트한다.
시간 t3-t4는 광 감지기(PD)에 집적된 광전 변환 신호를 리드하기 위한 셋팅 구간으로서, 보다 자세히 설명하면 전송 트랜지스터(N2)를 통해 전송된 전자들을 플로팅 디퓨전 영역(A)으로 저장하는 구간이다. 여기서는 이를 T3 페이즈로 명명하며, 실제 픽셀 신호를 검출하기 위한 준비 구간으로서 지칭하기로 한다.
시간 t4-t5 에서, T2 페이즈에서 카운트된 펄스 수를 기준으로, 램프 신호(RAMP)와 픽셀 출력 신호(SIG)를 비교하여 카운트 인에이블 신호(cnt-en)를 활성화시킨다. 활성화된 이 신호에 응답하여 램프 신호(RAMP)가 시간 t6까지 소정의 기울기를 가지며 점차 전압 하강한다. 이 때, 램프 신호(RAMP)와 픽셀 출력 신호(SIG)를 비교하여 램프 신호(RAMP)가 픽셀 출력 신호(SIG)보다 큰 동안만 카운트한다. 이렇게 카운트된 펄스 수를 비교하여 실제 픽셀 출력으로 CDS 방식으로 계산한다. 시간 t4-t6을 설명의 편의상 T4 페이즈로 명명한다.
T4 구간의 시작점을 로우 신호의 Rmin 값으로, 종말점을 로우 신호의 Rmax값으로 설정할 수 있다.
하나의 선택된 로우의 신호를 출력하면 Rmin값과 Rmax 값 사이의 값으로 픽셀 출력 신호(SIG)를 제공할 수 있게 된다. 환언하면, 샘플링 로우 신호의 스캔 범위가 Rmin값과 Rmax 값 사이일 수 있다.
예시된 바와 같이, 이러한 T1, T2, T3, T4 총 구간을 샘플링 주기, 1H 타임으로 통칭할 때, 픽셀 제어 시간, 픽셀 신호의 디지털 변환 시간, 변환된 신호의 전송 과정 등이 파이프 라인 형태로 진행된다.
본 발명에서는 이와 같은 시간들을 보다 효과적으로 제어하여 샘플링 주기, 1H 타임을 줄일 수 있는 방안을 제시하기로 한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 샘플링 주기 제어 회로의 간략한 블록도이다.
도 7을 참조하면, 샘플링 주기 제어 회로(100)는 로우 레인지 디텍터(110), 로우 레인지 컨트롤러(120), RMP(램프) 컨트롤러(130), CDS 블록(140) 및 레벨 보상부(150)를 포함한다.
우선, 로우 레인지 디텍터(110)는 소정 위치에서의 로우 신호를 분석하여 로우 스캔 범위의 실질적 최대값과 최소값을 검출한다.
예컨대, 선택된 임의의 k-1번째 컬럼 CDS(CDS 회로(140) 참조)에서 피드백 제공받은 데이터의 실제 최소값(Rmin(k-1))과 최대값(Rmax(k-1))을 검출한다. 이는 전술한 T4 구간에서 검출 할 수 있다.
로우 레인지 컨트롤러(120)는 다음(next) 로우의 램프 범위를 설정한다.
이는 아래의 수학식 1을 이용하여 설정할 수 있다.
[ 수학식 1]
Figure pat00001
(εmin = 최소 오차 범위, εmax = 최대 오차 범위)
즉, 이전의 기준이 되는 k-1번째 컬럼 CDS에서 받은 데이터의 최소값(Rmin(k-1))과 최대값(Rmax(k-1))에서 소정의 오차 범위를 고려한 값을 새로운 스캔 램프 최소값 R0(K), 스캔 램프 최대값 R1(K)값으로 설정할 수 있다.
εmin, εmax 는 양의 상수로서 다음의 로우 범위가 현재 로우와 다르기 때문에 최소값(Rmin(k-1))과 최대값(Rmax(k-1))에 대해 소정의 편차 및 오차 범위 여유를 두고 설정할 수 있다.
보다 자세히 설명하면, 현재 로우의 스캔 범위의 최소값이 R0(K) 는 기 설정된 램프 스캔 범위의 RMIN값과 실질적으로 측정된 이전 k-1번째 컬럼 CDS에서 받은 데이터의 최소값(Rmin(k-1)) 중 더 큰 값으로서 설정할 수 있다는 것이다.
이와 마찬가지로, 현재 로우의 스캔 범위의 최대값인 R1(K)는 기 설정된 스캔 범위의 RMAX 값과 실질적으로 측정된 이전 k-1번째 컬럼 CDS에서 받은 데이터의 최대값(Rmax(k-1) 중 더 작은 값으로서 로 설정할 수 있다는 것이다.
그리하여, 새로운 R0(K), R1(K)는 이전 로우 신호의 분석으로부터 도출된 램프 전압의 변경된 스캔 범위로 설정될 수 있다. 따라서, 램프 전압의 스캐닝 범위가 이전 로우 분석시보다 줄어들 수 있다.
이는 하나의 로우 범위로 스캐닝할 때의 예시이며, 만약 오차 범위를 줄이기 위해 복수의 로우를 선택하여 누적된 값으로 R0(K), R1(K)를 설정하고자 하면 다음의 수학식 2를 이용하여 Rmin, Rmax 범위를 추출할 수도 있다.
[ 수학식 2]
Figure pat00002
즉, 이 경우에는 복수의 값들을 산출하고 외삽법(extrapolation)을 이용하여 RMIN, RMAX를 설정할 수 있다. 마찬가지로, εmin, εmax 도 이전 복수개의 값을 이용하여 다음 로우 값을 예측한 값으로 이용할 수 있다.
즉, 스캔 범위의 정밀도를 높이도록 복수의 정보를 이용할 수도 있음을 확장하여 설명한 것으로서, 이로써 발명의 범위를 제한하지는 않는다.
RMP 컨트롤러(130)는 통상의 램프 제어기로서 램프 신호의 비교 동작을 제어할 수 있다.
여기서는, RMP 컨트롤러(130)는 로우 신호의 램프 범위를 통상적으로 비교하는 동작 및 새로 설정된 R0, R1를 이용하여 램프 전압을 스캐닝하여 비교하는 동작을 제어할 수 있다.
CDS(140)는 이중 상관 신호 샘플링을 하는 회로이다.
입력(input)이 들어오면, RMP 컨트롤러(130)의 제어를 받아, CDS 동작을 수행할 수 있다.
레벨 보상부(150)는 로우 레인지 컨트롤러(120) 및 CDS(140)의 출력에 응답하여 각 컬럼으로부터 읽어낸 카운트 값을 원래의 값으로 보상할 수 있다.
자세히 설명하면, 레벨 보상부(150)는 각 컬럼에서 읽은 카운트 수 X0(h)을 원래의 카운트 수 X(h)로 보상할 수 있다. 레벨 보상부(150)는 다음의 수학식 3을 이용할 수 있다.
[ 수학식 3]
Figure pat00003

예컨대, 본 발명의 일 실시예에 따라 새로 설정된 R0, R1를 이용하여 램프 전압을 스캐닝하면, 원래의 램프 전압 스캔 범위 내에서 카운트 되어야 할 수보다 새로 설정된 램프 전압 스캔 범위가 더 작아지므로 카운트 수에도 차이가 발생될 수 있다. 이후의 신호 복원 시 카운트 수에 대한 오류를 방지하도록, RMIN값부터 R0까지의 카운트 수를 더하여 카운트 수를 보상할 수 있다.
보다 쉬운 설명을 위해, 원래 램프 전압 스캔 범위라면 예컨대 T4 페이즈에서 55개의 카운트 펄스가 되었어야 한다고 가정하고, 본 발명의 일 실시예를 적용 시, T4 페이즈에서 5개의 카운트 펄스만 계수된다고 가정하자. 이 후 신호 복원 과정에서, 0V부터 카운트된 펄스가 아니고 새롭게 설정된 전압부터 카운트 된 펄스이므로, 펄스 수의 차이에 따라 전압 도메인에서의 전압 차이가 발생할 수 있다. 따라서 이를 방지하도록 카운트 펄스 수를 보상하여 래치부에 저장하도록 한다.
이는 본 발명의 일 실시예보다 확장된 범위를 개시하는 것이고 이러한 기능의 회로는 당업자라면 이해 가능한 범위 내에서 변용 가능한 것은 당연하다. 예를 들어, 줄어든 카운트 수만큼 전압을 환산해놓고 이 후에 복원된 전압에 보상을 해주는 것도 가능한 일일 것이다. 어디까지나 발명의 내용을 보다 자세히 설명하기 위함이지, 이러한 내용이 본 발명의 목적 범위를 제한하지 않는 것은 당연하다.
다음의 도 8은 도 7에 따른 동작을 나타낸 타이밍 다이어그램이다.
도 6, 7 및 도 8을 참조하면, 우선 도 6과 같이, 시간 t0-t1 구간에서, 카운트 인에이블 신호(cnt-en)는 아직 비활성화되고, 램프 신호(RAMP)는 일정한 전압으로 유지되며 입력된다.
시간 t1-t2에서, 램프 신호(RAMP)와 리셋 신호(RST)를 서로 비교하여 카운트 인에이블 신호(cnt-en)를 활성화시킨다. 활성화된 이 신호에 응답하여 램프 신호(RAMP)가 시간 t3까지 점차 전압이 하강한다. 이때, 기 설정된 리셋 신호(RST)에 의해 램프 신호(RAMP)의 리셋 레벨을 검출할 수 있다.
시간 t3-t4는 광 감지기(PD)에 집적된 광전 변환 신호를 리드하기 위한 셋팅 구간으로서, 보다 자세히 설명하면 전송 트랜지스터(N2)를 통해 전송된 전자들을 플로팅 디퓨전 영역(A)으로 저장하는 구간이다.
시간 t4-t5 에서, T2 페이즈에서 카운트된 펄스 수를 기준으로, 램프 신호(RAMP)와 픽셀 출력 신호(SIG)를 비교하여 카운트 인에이블 신호(cnt-en)를 활성화시킨다. 활성화된 이 신호에 응답하여 램프 신호(RAMP)가 시간 t6까지 소정의 기울기를 가지며 점차 전압 하강한다. 이 때, 램프 신호(RAMP)와 픽셀 출력 신호(SIG)를 비교하여 램프 신호(RAMP)가 픽셀 출력 신호(SIG)보다 큰 동안만 카운트한다. 이렇게 카운트된 펄스 수를 비교하여 실제 픽셀 출력으로 CDS 방식으로 계산한다.
T4 구간의 시작점을 RMIN 값으로, 종말점을 RMAX값으로 설정할 수 있다.
하나의 선택된 로우의 신호를 출력하면 RMIN 값과 RMAX 값 사이의 값으로 픽셀 출력 신호(SIG)를 제공할 수 있게 된다. 환언하면, 샘플링 신호의 스캔 범위가 RMIN 값과 RMAX 사이일 수 있다. 이 때의 로우 레인지 디텍터(110)에서 실제 픽셀 출력 신호(SIG)의 Rmin값과 Rmax값을 검출한다.
이 후, 다음의 로우 신호를 리드 할 때는, 도 8과 같이, 검출된 Rmin값과 Rmax값을 이용해 수학식 2와 같은 방식으로 이전의 기준이 되는 k-1번째 컬럼 CDS에서 받은 데이터의 최소값(Rmin(k-1))과 최대값(Rmax(k-1))에서 소정의 오차 범위를 둔 값을 새로운 R0, R1값으로 설정할 수 있다.
그리하여, 다음의 로우 신호를 리드 할 때는, 도 8의 T1-T3 페이즈는 종전과 같은 방식으로 동작이 진행되나, T4 페이즈의 R0, R1로 새롭게 설정되었으므로, 예시된 도 8과 같이 보다 감소된 구간에서 현재 픽셀 신호를 리드하도록 제어할 수 있다.
이와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따르면 이전 로우 신호에 대한 분석을 통해 현재 픽셀의 화소 신호의 램프 범위를 재설정하도록 새로운 기준이 되는 R0, R1값을 검출하고 적용함으로써 1H 타임을 줄일 수 있다.
그리하여, 멀티 샘플링 시, 주어진 일정 시간 내에 더 많은 샘플링을 할 수 있으므로 보다 정밀한 데이터를 얻을 수 있으므로 화소의 질을 향상시킬 수 있다.
다음에서는 본 발명의 다른 실시예를 개시한다.
본 발명의 일 실시예에 따라 T4 페이즈의 시간을 줄여 전체적인 1H 타임을 줄이는 것에 반해, T4 페이즈는 줄이고, T4에서 줄어든 시간만큼을 T1, T3 페이즈 시간을 보상시키는 실시예를 개시하기로 한다.
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 샘플링 주기 제어 회로의 블록도이다.
도 9를 참조하면, 샘플링 주기 제어 회로(200)는 로우 레인지 디텍터(210), 로우 레인지 컨트롤러(220), 셋팅 타임 컨트롤러(230), CDS(240) 및 레벨 보상부(250)를 포함한다.
도 9에서는 중복되는 설명을 피하기 위해, 도 7과 기능과 동작 설명이 유사한 회로 부분에 대해서는 간략히 설명하기로 한다.
우선, 로우 레인지 디텍터(210)는 소정 위치에서의 로우 신호를 분석하여 최대값과 최소값을 검출한다.
예컨대, 선택된 임의의 k-1번째 컬럼 CDS에서 받은 데이터의 최소값(Rmin(k-1))과 최대값(Rmax(k-1))을 검출한다. 이는 전술한 T4 페이즈에서 검출 할 수 있다.
로우 레인지 컨트롤러(220)는 다음(next) 로우의 램프 범위를 설정한다.
이는 전술한 수학식 1을 이용하여 설정할 수 있다.
즉, 이전의 기준이 되는 k-1번째 컬럼 CDS에서 받은 데이터의 최소값(Rmin(k-1))과 최대값(Rmax(k-1))에서 소정의 오차 범위를 고려한 값을 새로운 R0, R1값으로 설정할 수 있다.
여기서, 다음의 로우 범위가 현재 로우와 다르기 때문에 소정의 편차 및 오차 범위 여유(εmin, εmax 는 양의 상수)를 두고 설정할 수 있다.
그리하여, 새로운 R0, R1는 이전 로우 신호의 분석으로부터 도출된 램프 전압의 변경된 스캔 범위로 설정될 수 있다. 따라서, 램프 전압의 스캐닝 범위가 이전 로우 분석시보다 줄어들 수 있다.
이는 하나의 로우 범위로 스캐닝할 때의 예시이며, 만약 오차 범위를 줄이기 위해 복수의 로우를 선택하여 누적된 값으로 R0, R1를 설정하고자 하면 전술한 수학식 2를 이용하여 Rmin, Rmax 범위를 추출할 수도 있다.
전술한 바와 같이, 이 경우에는 복수의 값들을 산출하여 외삽법(extrapolation)을 이용하여 RMIN, RMAX를 설정할 수 있다. 마찬가지로, εmin, εmax 도 이전 복수개의 값을 이용하여 다음 로우 값을 예측한 값으로 이용할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 셋팅 타임 컨트롤러(230)는 일종의 타이밍 컨트롤러로서, 각 페이즈(T1-T4)가 클럭 베이스로 기 설정된 클럭 수를 만족하면 다음 스테이트로 넘어가도록 제어하는 스테이트 머신(state machine)을 채용할 수 있다.
그리하여, 본 발명의 다른 실시예에 따르면 T4 구간에서 소정 클럭 이내로 줄일 수 있게 된다면, 기 설정된 클럭 수에서 줄어든 T4 클럭수의 차이만큼을 다른 셋팅 타임에 보상시킬 수 있다.
예를 들어, 기 설정된 T4 페이즈가 400 클럭 카운트만큼 설정되어 있었는데 새로 스캐닝 범위를 추출하여 T4 페이즈의 스캐닝 전압 범위가 줄어들어 200 클럭 카운트로 감소될 수 있다면, 기존의 400 클럭 카운트로부터 새로 설정된 200 클럭 카운트의 차이분인 200 클럭을 다른 구간에 보상시킬 수 있다.
다른 구간에 보상시키는 것은, 셋팅 타임을 보다 길게 설정 필요한 구간에 시간을 추가로 보상해 줌으로써 안정적인 동작을 도모하는 것이다. 왜냐하면, 한 로우에 물리적인 기생 저항과 기생 커패시터에 의한 RC 시정수는 정해져 있을 때, RC 시정수에 따라 동작의 안정화 시간이 부족할 경우가 발생할 수 있다. 그 때, 그러한 구간에 추가로 시간을 보상해준다면 이미지 센서의 샘플링 동작을 안정적으로 도모할 수 있다.
CDS(240)는 이중 상관 신호 샘플링을 하는 회로이다.
입력(input)이 들어오면, RMP 컨트롤러(130)의 제어를 받아, CDS 동작을 수행할 수 있다.
레벨 보상부(250)는 로우 레인지 컨트롤러(220) 및 CDS(240)의 출력에 응답하여 각 컬럼에서 읽어낸 카운트 값을 원래의 값으로 보상할 수 있다.
레벨 보상부(250)는 전술한 수학식 3을 이용하여 원래의 값으로 보상할 수 있다.
도 10은 도 9에 따른 동작을 나타낸 타이밍 다이어그램이다.
도 9 및 도 10을 참조하여 설명하면, 시간 t0-t1 구간에서, 카운트 인에이블 신호(cnt-en)는 아직 비활성화되고, 램프 신호(RAMP)는 일정한 전압으로 유지되며 입력된다.
전술한 바와 같이, T4 페이즈에서 줄어든 스캐닝 전압 범위만큼 T4 페이즈 클럭 수도 줄어들게 되므로, 기존의 정해진 클럭 범위로부터 새로 설정된 클럭 수의 차이분을 다른 구간에 보상시킬 수 있다. 여기서는, T4에서 감소된 시간만큼을 T1, T3 구간에 보상시키는 것으로 예시한다.
각 T1-T4 페이즈에 대해, 새로운 시간의 개념으로 설명하고자 T1'-T4' 페이즈로 설명하기로 한다.
그리하여, 다음의 로우 신호를 리드 할 때는, 새로운 T1’ 페이즈는 종전 T1 페이즈보다 증가한 것을 알 수 있다.
마찬가지로, 새로운 T3’ 페이즈는 종전 T3 페이즈보다 증가한 것을 알 수 있다.
클럭을 기준으로 보면 다음의 수학식이 성립할 수 있다.
[ 수학식 4]
T4’= T4 ΔT4
ΔT4 = ΔT1 + ΔT2
T1’= T1+ ΔT1
T3’= T3+ ΔT2
(ΔT4는 T4 구간에서의 줄어든 시간, ΔT1은 T1 구간에서의 보상 시간, ΔT2는 T3 구간에서의 보상 시간)
T2 페이즈는 종전대로 시간 t1-t2에서, 램프 신호(RAMP)와 리셋 신호(RST)를 서로 비교하여 카운트 인에이블 신호(cnt-en)를 활성화시킨다. 활성화된 이 신호에 응답하여 램프 신호(RAMP)가 시간 t3까지 점차 전압이 하강한다. 이때, 기 설정된 리셋 신호(RST)에 의해 램프 신호(RAMP)의 리셋 레벨을 검출할 수 있다.
T3’페이즈는, 광 감지기(PD)에 집적된 광전 변환 신호를 리드하기 위한 셋팅 구간으로서, 전송 트랜지스터(N2)를 통해 전송된 전자들을 플로팅 디퓨전 영역(A)으로 저장하는 구간이다. T3’페이즈는 종전 T3 구간보다 ΔT2만큼 보상하여 충분히 안정화시킬 수 있도록 구현될 수 있다.
시간 t4-t5 에서, T2 구간에서 카운트된 펄스 수를 기준으로, 램프 신호(RAMP)와 픽셀 출력 신호(SIG)를 비교하여 카운트 인에이블 신호(cnt-en)를 활성화시킨다. 카운트 인에이블 신호(cnt-en)가 활성화된 구간 동안 카운트된 펄스 수를 비교하여 실제 픽셀 출력으로 CDS 방식으로 계산한다.
T4’페이즈는 도 9에서 설명한 바와 같이 수학식 1과 같은 방식으로 이전의 기준이 되는 k-1번째 컬럼 CDS에서 받은 데이터의 최소값(Rmin(k-1))과 최대값(Rmax(k-1))에서 소정의 오차 범위를 둔 값을 새로운 RMIN, RMAX값으로 설정할 수 있다. 또한,
이와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따르면 이전 로우 신호에 대한 분석을 통해 현재 픽셀의 화소 신호의 범위를 재설정하도록 새로운 기준이 되는 RMIN, RMAX값을 검출하고 적용함으로써 T4 구간에 대해 줄어든 시간만큼을 확보할 수 있다.
이를 셋팅 타임을 충분히 주도록 T1, T3 구간에 적용하여, T1, T3의 보다 안정적인 동작을 제공할 수 있다. 그리하여, 멀티 샘플링 시, 주어진 일정 시간 내에 안정적인 샘플링 동작을 지원하므로 화소의 질을 향상시킬 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시 예들에 따른 이미지 센서(300)가 포함된 반도체 시스템(50)의 개략적인 블록도이다.
도 11을 참조하면, 반도체 시스템(50)은 이미지 센서(300), 메모리 장치(400), 버스(500) 및 CPU(600)를 포함할 수 있다.
여기서 반도체 시스템(50)은 컴퓨터 시스템(computer system), 카메라 시스템(camera system), 스캐너(scanner), 네비게이션 시스템(navigation system), 비디오 폰(video phone), 감독 시스템(supervision system), 자동 포커스 시스템(automatic focus system), 추적 시스템(tracing system), 동작 감시 시스템(operation monitoring system), 이미지 안정화 시스템(image stabilization system)등을 포함할 수 있다.
CPU(600)는 버스(500)를 통해 데이터를 송수신하면서 이미지 센서(300)의 동작을 제어할 수 있다.
메모리 장치(400)는 이미지 센서(300)로부터 출력되는 영상 신호를 버스(500)를 통해 제공받고 이를 저장할 수 있다.
여기서는 반도체 시스템(10)의 개략적 구성을 예시하였으나 이외에도 외부와 통신할 수 있는 IO 인터페이스나 디지털 신호 처리 장치(Digital Signal Processor;DSP) 등이 추가로 구성될 수 있다.
본 발명은 도면에 도시된 일 실시 예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 등록 청구 범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
본 발명은 메모리 장치, 특히 이미지 센서 및 이를 포함하는 메모리 시스템에 적용이 가능하다.
상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
110 : 로우 레인지 디텍터
120 : 로우 레인지 컨트롤러
130 : RMP 컨트롤러
140 : CDS 블록
150 : 레벨 보상부

Claims (10)

  1. 이전(previous) 로우 신호를 분석하여 다음(next) 로우 신호의 램프 전압 범위를 조절하도록 상기 이전 로우 신호 분석 시, 상기 로우 신호의 램프 전압 범위를 도출하는 샘플링 주기 제어 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 샘플링 주기 제어 회로는,
    상기 이전 로우 신호를 분석하여 로우 스캔 범위의 실질적 최대값과 최소값을 검출하는 로우 레인지 디텍터;
    상기 로우 스캔 범위의 실질적 최대값과 최소값에서 소정의 오차 범위를 고려한 스캔 램프 최대값과 스캔 램프 최소값을 새롭게 설정하는 로우 레인지 컨트롤러;
    상기 스캔 램프 최대값과 상기 스캔 램프 최소값을 이용하여 해당 로우의 램프 전압을 스캐닝하여 비교하도록 제어하는 램프 컨트롤러; 및
    상기 램프 컨트롤러로부터의 비교 결과에 대해 이중 상관 신호 샘플링하는 CDS 회로를 포함하는 샘플링 주기 제어 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 로우 레인지 디텍터는 상기 이전 로우 관련 상기 CDS 회로로부터 피드백 제공받은 데이터로부터 로우 스캔 범위의 상기 실질적 최대값과 상기 최소값을 검출하는 샘플링 주기 제어 회로.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 로우 레인지 컨트롤러는 기 설정된 램프 스캔 범위의 최소값과 상기 이전 로우(row)로부터의 실질적으로 측정된 상기 스캔 범위의 최소값 중 더 큰 값을 상기 스캔 램프 최소값으로 선택하는 샘플링 주기 제어 회로.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 로우 레인지 컨트롤러는 기 설정된 램프 스캔 범위의 최대값과 상기 이전 로우로부터의 실질적으로 측정된 상기 스캔 범위의 최대값 중 더 작은 값을 상기 스캔 램프 최대값으로 선택하는 샘플링 주기 제어 회로.
  6. 이전(previous) 로우 신호의 램프 전압 스캔 범위 및 샘플링 주기와 다음(next) 로우 신호의 전압 스캔 범위 및 샘플링 주기가 서로 다르도록 제어할 수 있는 샘플링 주기 제어 회로.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 샘플링 주기 제어 회로는,
    상기 이전 로우 신호를 분석하여 로우 스캔 범위의 실질적 최대값과 최소값을 검출하는 로우 레인지 디텍터;
    상기 로우 스캔 범위의 실질적 최대값과 최소값에서 소정의 오차 범위를 고려한 스캔 램프 최대값과 스캔 램프 최소값을 새롭게 설정하는 로우 레인지 컨트롤러;
    상기 스캔 램프 최대값과 상기 스캔 램프 최소값을 이용하여 해당 로우의 램프 전압을 스캐닝하여 비교하도록 제어하는 램프 컨트롤러; 및
    상기 램프 컨트롤러로부터의 비교 결과에 대해 이중 상관 신호 샘플링하는 CDS 회로를 포함하는 샘플링 주기 제어 회로.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 로우 레인지 디텍터는 상기 이전 로우 관련 상기 CDS 회로로부터 피드백 제공받은 데이터로부터 로우 스캔 범위의 상기 실질적 최대값과 상기 최소값을 검출하는 샘플링 주기 제어 회로.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 로우 레인지 컨트롤러는 기 설정된 램프 스캔 범위의 최소값과 상기 이전 로우로부터의 실질적으로 측정된 상기 스캔 범위의 최소값 중 더 큰 값을 상기 스캔 램프 최소값으로 선택하는 샘플링 주기 제어 회로.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 로우 레인지 컨트롤러는 기 설정된 램프 스캔 범위의 최대값과 상기 이전 로우로부터의 실질적으로 측정된 상기 스캔 범위의 최대값 중 더 작은 값을 상기 스캔 램프 최대값으로 선택하는 샘플링 주기 제어 회로.
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