KR20150094730A

KR20150094730A - 주파수 부스터를 구비한 디지털 마이크로폰

Info

Publication number: KR20150094730A
Application number: KR1020157018490A
Authority: KR
Inventors: 구드문두르 보가손; 헨릭 톰센
Original assignee: 노우레스 일렉트로닉스, 엘엘시
Priority date: 2012-12-19
Filing date: 2013-12-18
Publication date: 2015-08-19
Also published as: US20140177874A1; WO2014100165A1; CN104012117A; US9282406B2; DE112013006081T5

Abstract

디지털 마이크로폰이 제공되며, 이 마이크로폰은 미세전자기계 ( microelectromechanical (MEMS)) 컴포넌트 및 주파수 부스트 컴포넌트를 포함한다. 상기 MEMS 컴포넌트는 사운드를 전기 신호로 변환하도록 구성된다. 상기 주파수 부스트 컴포넌트는 상기 전기 신호를 수신하고 그 전기 신호를 초음파적으로 부스트하여 주파수 응답을 생성하도록 구성된다. 상기 주파수 응답은 상기 마이크로폰의 관심 오디오 대역에 실질적으로 영향을 주지 않는다.

Description

주파수 부스터를 구비한 디지털 마이크로폰{DIGITAL MICROPHONE WITH FREQUENCY BOOSTER}

관련된 출원 상호 참조

본 특허 출원은 35 U.S.C. §119 (e) 규정 하에 2012년 12월 19일에 출원된 제목 "Digital Microphone with Frequency Boost"인 미국 임시 출원 번호 61/739308 에 대한 우선권을 향유하며, 이 출원의 내용들은 그 전체가 본원에 참조로서 편입된다.

기술분야

이 출원은 음향 디바이스에 관련된 것이며, 그리고 더 상세하게는, 특정 주파수 범위들을 부스트 (boost)하는 마이크로폰에 관한 것이다.

다양한 유형의 마이크로폰들이 수년 동안 사용되었다. 이 디바이스들에서, 상이한 전기 컴포넌트들의 하우징이나 어셈블리 내에 같이 수용된다. 예를 들면, 마이크로폰은 진동판 (diaphragm) 그리고 (다른 컴포넌트들 사이의) 백 플레이트를 포함하는 것이 일반적이며 그리고 이 컴포넌트들은 하우징 내에 같이 배치된다. 리시버와 같은 다른 유형의 음향 디바이스들은 다른 유형의 컴포넌트들을 포함할 수 있을 것이다.

MEMS 컴포넌트들로부터의 신호가 얻어진 이후에, 다른 프로세싱이 가끔 수행된다. 예를 들면, MEMS 컴포넌트들로부터 수신된 신호 상에 노이즈 셰이핑 (noise shaping)이 수행되는 것이 일반적이다.

현재의 MEMS 마이크로폰들은 개인용 컴퓨터나 셀룰러 폰과 연관된 애플리케이션들과 같은 다른 애플리케이션들에 또한 연결된다. 이런 애플리케이션들과 인터페이스하기 위해서, 특정 성능 표준들이 충족될 필요가 있다. 일 예에서 그리고 발생하는 노이즈 셰이핑에 관련하여, 제4 차수 (fourth order) 노이즈 셰이핑 컴포넌트를 이용한 프로세싱으로부터의 출력들은 현존하는 칩셋들 및 코덱들에 호환하도록 만들어져야 한다. 불행하게도, 이전의 시스템들에서, 이것은 마이크로폰 신호 (예를 들면, 초음파 주파수들)에서의 몇몇의 주파수들이 노이즈에 의해서 심각하게 훼손되었다는 것을 의미했다.

이 문제점에 대항하는 한 가지 예전의 방식은 클록 주파수를 줄이는 것이었다. 그러나, 이런 접근 방식이 시스템의 전류 소비를 수용할 수 없는 레벨까지 증가시키고 그리고 시스템의 오디오 성능을 잠재적으로 줄어들게 하기 때문에, 그 접근 방식은 만족스럽지 않은 것으로 입증되었다.

본 발명은 상기의 문제점을 최소한 줄어들게 할 수 있는 마이크로폰을 제공하려고 한다.

초음파 부스팅 (boosting)을 구비한 미세전자기계 (microelectromechanical (MEMS)) 마이크로폰들이 제공된다. 이런 접근 방식은 칩셋들 및 코덱들과 호환하는 노이즈 셰이핑 특성을 제공한다. 본원에서 설명된 접근 방식은 외부 클록 주파수에 독립적인 주파수 응답을 유지하며 그리고 이것은 오디오 대역 및 초음파 주파수 대역 사이의 정밀한 전이 (transition)를 가능하게 한다. 또한 상기 마이크로폰이 동작하는 환경에서의 초음파 방해전파들로 인한 과부하를 피하면서, 상기 초음파 신호들은 노이즈 셰이프된 양자화 최약 노이즈 (noise floor) 위로 상승된다. 그룹 지연은, 수신한 신호들의 시간 지연을 기반으로 하여 물체의 위치를 판별하기 위해, 복수의 마이크로폰들을 사용하는 것을 수반한다. 랜덤 지연이 신호 내에 삽입된다면, 이 기능성은 동작하지 않을 것이다. 본 발명의 접근 방식들은 랜덤 지연이 삽입되는 것을 회피하게 하며 그리고 이런 문제점들을 회피하도록 한다.

본 발명의 효과는 본 명세서의 해당되는 부분들에 개별적으로 명시되어 있다.

본 발명 개시를 더욱 완벽하게 이해하기 위해서, 다음의 상세한 설명 및 첨부된 도면들을 참조해야 한다.
도 1은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 초음파 부스팅을 제공하는 시스템의 블록도를 포함한다.
도 2는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 주파수 부스트 컴포넌트의 블록도를 포함한다.
도 3은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 부스트 필터 내 FIR 필터의 블록도를 포함한다.
도 4는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 부스트 필터 내 보간 블록의 블록도를 포함한다.
도 5는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 주파수 탐지기의 블록도를 포함한다.
도 6은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 보간 값 대 주파수를 보여주는 그림을 포함한다.
본 발명이 속한 기술 분야에서의 통상의 지식을 가진 자들은 상기 도면들 내의 요소들이 간략함 및 명료함을 위해서 예시된다는 것을 인정할 것이다. 특정 행동들 및/또는 단계들은 발생하는 특별한 순서로 설명되고 도시될 수 있을 것이라는 것이 또한 인정될 것이며, 본 발명이 속한 기술 분야에서의 통상의 지식을 가진 자들은 시퀀스에 관련한 그런 특이성이 실제로는 필요하지 않다는 것을 이해할 것이다. 본원에서 사용된 용어들 및 표현들은, 특수한 의미들이 본원에서 제시되는 경우를 제외하면, 탐구 및 연구의 그 용어들 및 표현들의 대응하는 각자의 영역들에 관련한 그런 용어들 및 표현들과 일치하는 보통의 의미를 가지는 것으로 또한 이해될 것이다.

초음파 부스팅을 구비한 미세전자기계 (microelectromechanical (MEMS)) 마이크로폰들이 제공된다. 이런 접근 방식은 칩셋들 및 코덱들과 호환하는 노이즈 셰이핑 특성을 제공한다. 본원에서 설명된 접근 방식은 외부 클록 주파수에 독립적인 주파수 응답을 유지하며 그리고 이것은 오디오 대역 및 초음파 주파수 대역 사이의 정밀한 전이 (transition)를 가능하게 한다. 또한 상기 마이크로폰이 동작하는 환경에서의 초음파 방해전파들로 인한 과부하를 피하면서, 상기 초음파 신호들은 노이즈 셰이프된 양자화 최약 노이즈 (noise floor) 위로 상승된다. 그룹 지연은, 수신한 신호들의 시간 지연을 기반으로 하여 물체의 위치를 판별하기 위해, 복수의 마이크로폰들을 사용하는 것을 수반한다. 랜덤 지연이 신호 내에 삽입된다면, 이 기능성은 동작하지 않을 것이다. 본 발명의 접근 방식들은 랜덤 지연이 삽입되는 것을 회피하며 그리고 이런 문제점들을 회피하게 한다.

이제 도 1을 참조하여, 초음파 부스팅을 제공하는 시스템의 일 예가 설명된다. 상기 시스템은 MEMS 컴포넌트 (102), 입력 버퍼 (104), 입력 증폭기 (106), 시그마-델타 ADC (108), 데시메이터 (110), 주파수 부스터 컴포넌트 (112), 시그마-델타 디지털-디지털 컨버터 (114), 그리고 애플리케이션 (116)을 포함한다.

MEMS 컴포넌트 (102)는, 예를 들면, 백 플레이트, 진동판, 지지 구조를 포함한다. 상기 컴포넌트 (102)는 사운드를 아날로그 전기 신호로 변환한다.

입력 버퍼 (104)의 기능은 높은 SNR 그리고 낮은 신호 손실을 유지하면서 MEMS 요소를 나머지 블록들에게 정합시키는 것이다. 입력 증폭기 (106)의 기능은 상기 신호들을 수용 가능한 레벨로 증폭하는 것이다.

한 예에서 상기 시그마-델타 (Sigma-Delta) ADC (108)는 제3 차수 (third order) 노이즈 셰피잉을 구현하여 약 60 dB/dec의 양자화 노이즈 증가의 결과를 가져오며, 이는 초음파 신호들을 심각하게 훼손하지 않도록 하기 위해 충분하게 낮은 것이다. 본원에서 사용되는 "차수 (order)"는 얼마나 가파른 컷오프 (cutoff)가 상기 주파수 응답에 존재하는가를 언급한다. 제3 차수 노이즈 셰이핑을 가진 충분하게 수용할 수 있는 오디오 성능을 얻기 위해서, 시그마-델타 ADC 202 는 -4, -3,…, 0,…, +3, +4 범위 내 양자화 코드들을 가진 다중-비트 양자화기를 포함한다. 상기 언급된 다중-비트 양자화기를 사용하는 추가적인 이점은 상기 시그마-델타 ADC 202 가 매우 안정적이게 될 수 있으며 그리고 낮은 왜곡을 가진 과부하 상황들을 처리한다는 것이다. 상기 시그마-델타 ADC 202 는 아날로그 신호를 수신하고 그리고 4-비트, 64 fs 신호를 생성한다.

데시메이터 (decimator) (110)는 8개 클록에 의한 데시메이트 (decimate)로, 샘플링 레이트를 3072 kHz 로부터 3072 kHz/8 = 384 kHz 로 축소시켜서 192kHz으로 제한된 나이퀴스트 (Nyquist) 대역폭의 결과를 가져온다. 다른 말로 하면, 상기 데시메이터 (110)는 데이터 레이트를 느리게 하기 위해서 사용된다. 더 낮은 레이트에서 동일한 정보 내용을 유지하기 위해서 비트들이 추가된다. 이것을 달성하기 위한 다양한 이유들이 존재한다. 예를 들면, 8의 인수에 의해서 샘플링 레이트를 줄임으로써 전류 소비 및 게이트 카운트를 최소화하기 위해 병렬 계산 (parallelism) 및 계산 사이클 필요사항들 사이에서의 양호한 균형을 가진 초음파 부스트 필터 (206) (아래 내용 참조)를 구현하는 것이 가능하다. 다른 이유는 초음파 대역 위의 임의의 높은 주파수 노이즈가 디지털 신호 경로로 들어가는 것을 제거하는 것이다. 상기 데시메이터 (110)는 상기 시그마-델타 ADC (108)로부터 신호를 가져와서 그리고 그 신호를 12 비트, 8fs 신호로 변환한다.

주파수 부스터 컴포넌트 (112)는 신호들을 위한 초음파 부스팅을 제공한다. 이 기능성은 하드웨어 및 소프트웨어의 어떤 조합에 의해서 수행될 수 있을 것이며 그리고 다양한 방식들로 구성될 수 있을 것이다. 예를 들면, 상기 주파수 부스터 컴포넌트 (112)는 한 칩 상에 또는 다중의 칩들 상에 위치할 수 있다. 이 컴포넌트는 본원의 어느 다른 곳에서 더욱 상세하게 설명된다.

시그마-델타 DDC (114)는 외부 칩셋들 및 코덱들에 의해서 예상된 특성들을 가지는 PDM 비트 스트림을 배달하기 위해서, 예를 들면, 제4 차수 노이즈 셰이핑을 수행한다. 시그마-델타 DDC (114)는 1-비트. 64 fs 신호를 생성하여 출력한다.

애플리케이션 (116)은 주파수 부스터 컴포넌트 (112)에 의해서 프로세싱된 MEMS (102)로부터의 신호를 활용하는 임의의 애플리케이션이다. 예를 들면, 상기 애플리케이션 (116)은 셀룰러 폰 애플리케이션일 수 있으며 또는 개인용 컴퓨터 내에 있는 애플리케이션일 수 있다. 애플리케이션들의 다른 예들이 가능하다.

다른 모습들에서, 상기 부스트 주파수 컴포넌트 (112)는 A/D (또는 시그마 델타) 컨버터 (108) 앞에 아날로그 도메인 내에 아날로그 고역 필터로서 위치할 수 있을 것이다. 이 경우에, 상기 주파수 응답은 클록 주파수에 독립적으로 산출될 것이다.

몇몇의 모습들에서, 상기 주파수 컴포넌트 주파수 응답은 클록에 독립적이며, 그래서 부스트 필터는 오디오 대역 또는 관심 대역에 영향을 주지 않아야 한다. 이런 면에서, 디지털 필터는 클록 주파수가 변할 때에 업데이트된다.

이제 도 2를 참조하면, 주파수 부스터 컴포넌트 (200) (예를 들면, 도 1 내의 주파수 부스터 컴포넌트 (112))가 상세하게 설명된다. 상기 주파수 부스터 컴포넌트 (200)는 초음파 부스트 필터 (206) 그리고 주파수 탐지기 (208)를 포함한다. 상기 회로 (200)에 의해서 산출된 주파수 응답은 외부 클록에 의존하지 않는다. 이런 면에서, 가변 외부 클록이 상기 필터 응답에 영향을 줄 수 있는 것은 바람직하지 않다. 만일 이런 것이 발생한다면, 오디오 대역의 주파수 응답은 초음파 주파수 응답에 의해서 방해받을 것이며 또는 상기 초음파 주파수 응답은 높게 이동될 것이며 그리고 상기 필터링은 동작하지 않을 것이다.

여기에서 설명된 예에서, 디지털 마이크로폰 ASIC은 약 3072 kHz의 외부 클록 주파수에 의해서 클록을 공급받는다. 다른 주파수들이 가능하다는 것이 인정될 것이다.

이 예에서 상기 초음파 부스터 필터 (206)는, 오디오 대역에서 0 dB인 일종의 고역 (high-pass) 주파수 응답을 구비하며 그리고 초음파 대역에서 0 dB, +7 dB, +11 dB 및 +15 dB 스텝들에서 설정 가능한 부스팅 이득을 구비한 제16 차수 디지털 FIR 필터를 구현한다. 스텝들의 다른 예들 그리고 이 스텝들에 대한 다른 값들이 가능하다. 이 설정 가능한 부스팅은, 상기 마이크로폰이 동작하는 환경에서 초음파 방해전파로 인한 과부하를 동시에 회피하면서, 얼마나 많은 초음파 신호들이 시그마-델타 DDC (114)에서 상기 노이즈 셰이프된 양자화 노이즈 위로 상승될 수 있는가/되어야 하는가 사이에서의 트레이드 오프를 하는 것을 가능하게 한다.

상기 부스트 필터가 디지털 도메인에서 구현될 때에, 상기 A/D 컨버터의 초음파 대역에서의 양자화 노이즈 + KT/C 는 상기 초음파 대역에서 상기 시그마-델타 DDC의 양자화 노이즈보다 아마도 더 낮다. 이 조건이 참이 아니라면, 상기 초음파 대역의 디지털 부스팅은 초음파 SNR을 개선시키지 않을 것이다.

FIR 필터를 사용함으로써, 위상 응답은 주파수에서 선형이며 그리고 그룹 지연은 일정하다는 것이 보장된다. 유리하게도, 이것은 여러 마이크로폰들 사이의 지연 차이들이 존재하지 않는다는 것을 보장하며, 그렇지 않았다면 그 지연 차이들은 초음파 제스처 탐지 알고리즘들의 위치결정 해상도를 저하시킬 수 있을 것이다. 정상적으로는, 디지털 필터의 주파수 응답은 클록 주파수로 인해서 직접적으로 크기가 정해진다. 이것은 그러나 몇몇의 상황들에서는 받아들일 수 없다. 그러므로, 상기 초음파 부스트 필터 (206)는 3072 kHz … 4800 kHz 범위 내 모든 외부 주파수들에 대해서 일정한 주파수 응답을 유지하기 위해서 주파수 탐지기 (208)로부터의 보간 값을 기반으로 하여 상기 FIR 필터 계수들을 다시 계산할 수 있다. 언급한 것처럼, 한 모습에서 상기 부스트 필터 (206)는 유한 임펄스 응답 (Finite Impulse Response) 필터를 사용한다. 그러나, 다른 예에서는 무한 임펄스 응답 (Infinite Impulse Response) 필터가 사용될 수 있다. 상기 부스트 필터는 이 예에서 18 비트, 8fs 신호를 생성한다. 다른 예들에서, 상기 응답들이 둘 (또는 그 이상의) 마이크로폰들에 대해서 동일하기만 하면, 상기 필터의 응답은 선형일 필요는 없다

주파수 탐지기 (208)는 여러 태스크들을 수행한다. 수행된 한 가지 기능은 0과 1 사이의 값이며 그리고 외부 클록 주파수에 독립적인 주파수 응답을 유지하기 위해서 상기 FIR 필터 계수를 다시 계산하기 위해 상기 초음파 부스트 필터 (206)에 의해서 사용되는 보간 인수 (interpolation factor)를 계산하는 것이다. 0의 보간 값은 3072 kHz까지의 외부 주파수들에 대해서 존재한다. 그 이후에, 그 보간 값은 주파수에 대해 선형으로 증가하며 그리고 4800 kHz의 외부 주파수에서 1로 포화된다.

이제 도 3을 참조하면, 초음파 부스트 필터들 내에 존재하는 두 개의 기능들의 모습들이 설명된다. 상기 초음파 부스트 필터는 오디오 주파수들과 함께 추가된 초음파 주파수들을 부스트하기 위해 고역 FIR 필터 (300)를 포함한다. 이 예에서, 이 고역 부스팅 FIR 필터는 제16 차수 필터로 구현되며, 이는 그 필터가 17개 필터 계수들 그리고 16개의 지연 요소들을 포함한다는 것을 의미한다. 상기 FIR 필터 (300)의 출력 (y(n))은 다음과 같이 표현된다:

[수학식 1]

y(n) = h(0)*x(n) + h(1)*x(n-1) + … + h(8)*x(n-8) + … + h(15)*x(n-15)+h(16)*x(n-16)

필터 계수들 [h(0), h(1), …, h(15), h(16)]은 중앙의 계수 h(8) 주위로 대칭적이며, 즉, h(0) = h(16), h(1) = h(15), 그리고 이것은 곱셈들의 횟수를 줄이고 그리고 저장될 필요가 있는 계수들의 개수를 줄어들게 하기 위해 사용될 수 있다:

[수학식 2]

y(n) = h(0)*[x(n) + x(n-16)] + h(1)*[x(n-1) + x(n-15)] + … + h(7)*[x(n-7) + x(n-9)] + h(8)*x(n-8)

구현을 간단하게 하기 위해서 상기 필터 계수들은 정규화되며, 그래서 상기 중앙 탭 h(8)이 1과 같게 되도록 한다. 이 정규화된 FIR 필터의 출력 (y(n))은 다음과 같이 표현된다:

[수학식 3]

y(n) = h(0)*[x(n) + x(n-16)] + h(1)*[x(n-1) + x(n-15)] + … + h(7)*[x(n-7) + x(n-9)] + x(n-8)

상기 오디오 주파수들과 함께 추가된 상기 부스트된 고역 FIR 필터는 그러므로 다음과 같이 표현된다:

[수학식 4]

y(n) = boost*[h(0)*[x(n) + x(n-16)] + h(1)*[x(n-1) + x(n-15)] + … + h(7)*[x(n-7) + x(n-9)] + x(n-8)] + x(n-8)

이 식은 다음과 같이 표현될 수 있다:

[수학식 5]

y(n) = boost*[h(0)*[x(n) + x(n-16)] + h(1)*[x(n-1) + x(n-15)] + … + h(7)*[x(n-7) + x(n-9)]] + (1 + boost)*x(n-8).

도 3은 수학식 (5)의 구현을 보여준다.

상기 FIR 필터 (300)에 대한 상기 필터 계수들은 상기 FIR 필터용의 클록 주파수가 변할 때면 언제나 업데이트될 필요가 있으며, 이는 상기 클록 주파수에 독립적인 주파수 응답을 유지하기 위한 것이다. 이 예에서 상기 FIR 필터 (300)는 3072 kHz 내지 4800 kHz 범위 내의 클록 주파수들을 이용하여 동작하도록 의도된 것이다. 이 주파수 범위에서, 상기 필터 계수들은 계속해서 변하여, 하나는 3072 kHz의 클록 주파수용이며 다른 하나는 4800 kHz의 클록 주파수용인 두 세트의 계수 사이에서의 보간에 의해 충분한 정밀도로 필터 계수들이 근사화될 수 있도록 한다.

3072 kHz의 클록 주파수용인 필터 계수들 [h0(0), h0(1), …, h0(7)]의 세트 그리고 4800 kHz의 클록 주파수용인 필터 계수들 [h1(0), h1(1), …, h1(7)]의 세트는 다음의 방식으로 상기 FIR 필터 계수들을 보간하기 위해서 사용될 수 있다:

[수학식 6]

h(n) = (1-a)*h0(n) + a*h1(n), n=0, 1, … , 7

상기 수학식은 다음과 같이 다시 써질 수 있다:

[수학식 7]

h(n) = h0(n) + a*[h1(n) - h0(n)] , n=0, 1, … , 7

상기 수학식은 다음과 같이 다시 써질 수 있다:

[수학식 8]

h(n) = h0(n) + a*h10(n) , h10(n) = h1(n) - h0(n), n=0, 1, … , 7

수학식 (8)은 도 4의 장치 (400)로 구현된다. 다른 말로 하면, 상기 필터 계수들 [h0(0), h0(1), …, h0(7)]은 이런 접근 방식에 따라서 결정될 수 있다.

이제 도 5를 참조하여, 주파수 탐지기 (500)의 일 예가 설명된다. 상기 주파수 탐지기 (500)는 외부 클록 주파수 fclk를 기반으로 하여 상기 보간 인수를 계산한다. 주파수 탐지기 (500)는 주파수 카운터 (502), 히스테리시스 블록 (504), 주파수 트리밍 블록 (506), 그리고 보간 인수 계산 블록 (508)을 포함한다.

상기 주파수 카운터 (502)는 레퍼런스 주파수 fref 그리고 클록 주파수 fclk를 수신한다. 그 주파수 카운터의 출력은 다음의 식으로 주어진다:

[수학식 9]

count = fclk / fref

여기에서 fref는 초기 레퍼런스 발진기로부터의 주파수이다. 예를 들면, 이 발진기의 공칭 주파수 (nominal frequency)는 fref = 13.89 kHz 이다. 그래서, 하나의 예를 들면, fclk = 2400 kHz, 3072 kHz, 4800k Hz 일 때에, count = 173, 221, 346 이다.

상기 count 출력은 공칭값 (nominal value) 주변에서 토글될 것이며 그리고 이것을 제거하기 위해서 몇몇의 히스테리시스 (hysteresis)를 인가하는 것이 필요하다. 상기 히스테리시스 블록 (504)은 다음의 식의 조건이 참인 경우에만 상기 count (카운트) 값과 동일해지도록 업데이트되는 count0 값을 포함한다.

[수학식 10]

abs(count - count0) > hyst

주파수 트리밍 블록 (506)은 내부 레퍼런스 발진기의 주파수 fref가 상기 통칭값으로부터 벗어나는 경우에 그 내부 레퍼런스 발진기의 주파수 fref를 간접적으로 트림 (trim)하기 위해서 사용된다. 상기 주파수 트리밍 블록 (406)의 출력은 그러므로 다음과 같이 주어진다:

[수학식 11]

freq = min(round(count0 * (1 + trim/32)), 511)

상기 내부 레퍼런스 주파수가 예상되는 값으로부터 벗어나는 경우에, 그것은 상기 트림 파라미터로부터 적절한 값을 선택함으로써 트림된다. 보통은 상기 트림 파라미터는 0이며, count0 = 173, 221, 346 => freq = 173, 221, 346 이다. 트림된 주파수는, 다음의 수학식의 관계를 이용하여 보간 인수를 계산하기 위해서 이제 사용된다.

[수학식 12]

a = min( max(round(freq * (1 + 1/32)) - 228, 0), 127) / 128

예를 들면, freq = 173, 221, 346 일 때에 a = 0, 0, 0.9921875 이다.

도 6을 참조하여, 외부 클록 주파수의 함수로서의 보간 인수의 일 예가 설명된다. 보이는 것처럼, 보간 인수 라인 (602)은 0과 1 사이의 선형 값이다.

본 발명의 바람직한 실시예들이 본 발명을 수행하기 위해서 본원 발명자들에게 알려진 최선 모드를 포함하여 여기에서 설명되었다. 예시된 실시예들은 예시적인 것일 뿐이며, 그리고 본 발명의 범위를 제한하는 것으로 받아들여지면 안 된다는 것이 이해되어야 한다.

Claims

디지털 마이크로폰으로서:
사운드를 전기 신호로 변환하도록 구성된 미세전자기계 ( microelectromechanical (MEMS)) 컴포넌트;
상기 전기 신호를 수신하고 그 전기 신호를 초음파적으로 부스트 (boost)하여 주파수 응답을 생성하도록 구성된 주파수 부스트 컴포넌트를 포함하며,
상기 주파수 응답은 상기 마이크로폰의 관심 오디오 대역에 실질적으로 영향을 주지 않는, 디지털 마이크로폰.
제1항에 있어서,
상기 주파수 부스트 컴포넌트는 초음파 부스트 필터 그리고 주파수 탐지기를 포함하는, 디지털 마이크로폰.
제2항에 있어서,
상기 디지털 마이크로폰은,
시그마-델타 아날로그-디지털 컨버터 그리고
시그마-델타 디지털-디지털 컨버터를 포함하며,
상기 부스트 필터는 디지털 도메인에서 구현되며, 그리고
상기 시그마-델타 아날로그-디지털 컨버터의 초음파 대역 내 제1 양자화 노이즈는 상기 초음파 대역 내 상기 시그마-델타 디지털-디지털 컨버터의 제2 양자화 노이즈보다 더 낮은, 디지털 마이크로폰.
제1항에 있어서,
상기 MEMS 컴포넌트는 백 플레이트 및 진동판을 포함하는, 디지털 마이크로폰.
제1항에 있어서,
상기 디지털 마이크로폰은 애플리케이션에 연결되도록 구성된, 디지털 마이크로폰.
제1항에 있어서,
상기 주파수 응답을 수신하는 시그마-델타 디지털-디지털 컨버터를 더 포함하는, 디지털 마이크로폰.
제1항에 있어서,
시그마-델타 아날로그-디지털 컨버터를 더 포함하는, 디지털 마이크로폰.
제1항에 있어서,
상기 주파수 부스트 컴포넌트는 상기 주파수 응답을 노이즈-셰이프된 (noise-shaped) 양자화 최약 노이즈 (noise floor) 위로 상승시키는, 디지털 마이크로폰.