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QUERVERWEIS AUF EINE VERWANDTE ANMELDUNG
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Das vorliegende Patent beansprucht gemäß 35 U.S.C. §119 (e) den Nutzen aus der vorläufigen US-Patenanmeldung Nr. 61/739308, die am 19. Dezember 2012 eingereicht wurde und den Titel „Digital Microphone with Frequency Boost” [Digitales Mikrofon mit Frequenz-Boost] trägt und deren Inhalte hier durch Bezugnahme darauf vollumfänglich enthalten sind.
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TECHNISCHES GEBIET
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Die vorliegende Anmeldung bezieht sich auf akustische Geräte bzw. Einrichtungen und insbesondere auf Mikrofone, die bestimmte Frequenzbereiche boosten.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Durch die Jahre sind verschiedene Arten von Mikrofonen benutzt worden. In diesen Geräten bzw. Einrichtungen sind verschiedene elektrische Komponenten bzw. Bauteile innerhalb eines Gehäuses oder einer Anordnung zusammen untergebracht. Ein Mikrofon weist zum Beispiel typischerweise eine Membran und eine Rückplatte (neben anderen Komponenten bzw. Bauteilen) auf, und diese Komponenten sind zusammen in einem Gehäuse angeordnet. Andere Arten von akustischen Geräten bzw. Einrichtungen, wie etwa Empfänger, können andere Arten von Komponenten bzw. Bauteilen enthalten.
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Nachdem das Signal von den MEMS-Komponenten erhalten worden ist, wird manchmal eine weitere Verarbeitung durchgeführt. Zum Beispiel wird typischerweise eine Rauschformung bei dem Signal, das von den MEMS-Komponenten empfangen wird, durchgeführt.
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Aktuelle MEMS-Mikrofone sind auch mit anderen Anwendungen gekoppelt, wie etwa mit solchen, die mit einem Personal Computer oder einem Mobiltelefon bzw. Funktelefon verknüpft sind. Um eine Verbindung mit diesen Anwendungen ermöglichen zu können, müssen bestimmte Leistungsstandards erfüllt sein. In einem Beispiel und im Hinblick auf die Rauschformung, die stattfindet, muss dafür gesorgt werden, dass Ausgänge von der Verarbeitung mit einer Rauschformungskomponente vierter Ordnung mit existierenden Chipsätzen und Codecs konform sind. Leider hat dies in früheren Systemen bedeutet, dass einige Frequenzen in dem Mikrofonsignal (z. B. die Ultraschallfrequenzen) durch Rauschen erheblich ungünstig beeinflusst werden.
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Ein früherer Weg, um dieses Problem zu bekämpfen, war, die Taktfrequenz zu erhöhen. Aber dieser Lösungsansatz hat sich als nicht zufriedenstellend erwiesen, da er den Stromverbrauch des Systems auf ein inakzeptables Maß erhöht hat und potentiell die Audioleistung des Systems reduziert hat.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Für ein umfassenderes Verständnis der Offenbarung soll auf die folgende ausführliche Beschreibung und auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen werden, in denen:
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1 ein Blockdiagramm eines Systems aufweist, das ein Ultraschall-Boosting in Übereinstimmung mit verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung bereitstellt;
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2 ein Blockdiagramm einer Frequenz-Boost-Komponente in Übereinstimmung mit verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aufweist;
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3 ein Blockdiagramm eines FIR-Filters innerhalb des Boost-Filters in Übereinstimmung mit verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aufweist;
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4 ein Blockdiagramm eines Interpolationsblocks innerhalb des Boost-Filters in Übereinstimmung mit verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aufweist;
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5 ein Blockdiagramm eines Frequenzdetektors in Übereinstimmung mit verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aufweist;
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6 ein Diagramm aufweist, das einen Interpolationswert gegenüber einer Frequenz in Übereinstimmung mit verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Fachleute werden erkennen, dass Elemente in den Figuren aus Gründen der Einfachheit und der Klarheit veranschaulicht sind. Es ist weiter zu erkennen, dass bestimmte Aktionen und/oder Schritte in einer bestimmten Reihenfolge des Auftretens beschrieben oder dargestellt sein können, wohingegen die Fachleute auf dem Gebiet verstehen werden, dass solch eine spezielle Reihenfolge nicht wirklich erforderlich ist. Es wird auch verstanden werden, dass die hier benutzten Begriffe und Ausdrücke die gewöhnliche Bedeutung haben, wie sie solchen Begriffen und Ausdrücken in Bezug auf ihre entsprechenden jeweiligen Forschungsgebiete und Fachgebiete zukommt, außer dort, wo hier spezielle Bedeutungen gesondert definiert sind.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
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Es werden MEMS-(mikroelektromechanische bzw. Mikrosystem)-Mikrofone, die ein Ultraschall-Boosting haben, bereitgestellt. Diese Lösungsansätze stellen eine Rauschformungscharakteristik bereit, die konform mit Chipsätzen und Codecs ist. Die hier beschriebenen Lösungsansätze halten einen Frequenzgang (Frequenzantwort) aufrecht, der unabhängig von der externen Taktfrequenz ist, und dies ermöglicht einen exakten Übergang zwischen den Audio- und Ultraschall-Frequenzbändern. Auch werden die Ultraschallsignale über das rauschgeformte Quantisierungsgrundrauschen hinaus angehoben, während eine Überlastung infolge von Ultraschallblockern bzw. -störern in der Umgebung, in der das Mikrofon arbeitet, vermieden wird. Ein weiterer Vorteil betrifft die Gruppenlaufzeit. Die Gruppenlaufzeit betrifft die Verwendung von mehreren Mikrofonen zur Bestimmung einer Position eines Objekts auf der Grundlage der Zeitverzögerung von empfangenen Signalen. Wenn eine zufällige Verzögerung in das Signal eingefügt würde, würde diese Funktionalität nicht funktionieren. Die vorliegenden Lösungswege vermeiden das Einfügen einer zufälligen Verzögerung und vermeiden diese Probleme.
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Nun wird unter Bezugnahme auf 1 ein Beispiel eines Systems beschrieben, das ein Ultraschall-Boosting bereitstellt. Das System weist eine MEMS-Komponente 102, einen Eingabepuffer 104, einen Eingangsverstärker 106, einen Sigma-Delta-ADW 108, einen Dezimierer bzw. Dezimator 110, eine Frequenz-Booster-Komponente 112, einen Sigma-Delta-Digital-Digital-Wandler 114 und eine Anwendung 116 auf.
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Die MEMS-Komponente 102 weist zum Beispiel eine Rückplatte, eine Membran und eine Tragstruktur auf. Die Komponente 102 wandelt einen Ton bzw. Klang in ein analoges elektrisches Signal um.
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Die Funktion des Eingabepuffers 104 liegt darin, das MEMS-Element mit den restlichen Blöcken zu verbinden, während ein hohes SNR (Signal-Rausch-Verhältnis) und ein geringer Signalverlust aufrecht erhalten werden. Die Funktion des Eingangsverstärkers 106 liegt darin, die Signale auf akzeptable Pegel zu verstärken.
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Der Sigma-Delta-ADW 108 implementiert in einem Beispiel eine Rauschformung dritter Ordnung, was zu einem Anstieg des Quantisierungsrauschens von etwa 60 dB/dec führt, was ausreichend niedrig ist, um die Ultraschallsignale nicht wesentlich ungünstig zu beeinflussen. So, wie er hier verwendet wird, bezieht sich der Begriff „Ordnung” darauf, wie steil der Cutoff bzw. die Grenze in dem Frequenzgang ist. Um eine ausreichend akzeptable Audioleistung mit der Rauschformung dritter Ordnung zu erhalten, enthält der Sigma-Delta-ADW 202 einen Mehrbit-Quantisierer mit Quantisierungscodes in dem Bereich von –4, –3, ..., 0, +3, +4. Ein zusätzlicher Vorteil der Verwendung des erwähnten Mehrbit-Quantisierers ist, dass der Sigma-Delta-ADW 202 sehr stabil wird und Überlastungssituationen mit einer geringen Verzerrung handhabt. Der Sigma-Delta-ADW 202 empfängt ein analoges Signal und erzeugt ein 4-Bit-Signal mit 64 fs.
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Der Dezimierer 110 ist ein „Dezimiere-um-8”-Block, der die Abtastrate von 3072 kH7 auf 3072 kHz/8 = 384 kHz reduziert, was zu einer Nyquist-Bandbreitenbegrenzung von 192 kHz führt. Mit anderen Worten, der Dezimierer 110 wird verwendet, um die Datenübertragungsrate zu verlangsamen. Es werden Bits hinzugefügt, um den gleichen Informationsgehalt bei einer niedrigeren Übertragungsrate aufrecht zu erhalten. Es gibt verschiedene Gründe dafür, warum dies ausgeführt wird. Zum Beispiel ist es durch das Reduzieren der Abtastrate um einen Faktor von 8 möglich, das Ultraschall-Boost-Filter 206 (siehe unten) mit einer guten Balance zwischen Rechenzyklusanforderungen und Parallelität zu implementieren, um den Stromverbrauch und die Gatteranzahl zu minimieren. Ein weiterer Grund liegt darin, jegliches Hochfrequenzrauschen oberhalb des Ultraschallbandes aus dem Eintreten in den digitalen Signalweg zu entfernen. Der Dezimierer 110 nimmt das Signal von dem Sigma-Delta-ADW 108 und wandelt dieses in ein 12-Bit-Signal mit 8 fs um.
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Die Frequenz-Booster-Komponente 112 stellt ein Ultraschall-Boosting für Signale bereit. Diese Funktionalität kann durch jede Kombination von Hardware und Software durchgeführt werden und kann auf verschiedene Arten und Weisen konfiguriert werden. Die Frequenz-Booster-Komponente 112 kann zum Beispiel auf einem Chip oder auf mehreren Chips angeordnet sein. Diese Komponente wird hier an anderer Stelle noch ausführlicher beschrieben werden.
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Der Sigma-Delta-DDW 114 führt zum Beispiel eine Rauschformung vierter Ordnung durch, um einen PDM-Bitstrom zu liefern, der die Eigenschaften hat, die von den externen Chipsätzen und Codecs erwartet wird. Der Sigma-Delta-DDW 114 erzeugt als eine Ausgabe ein 1-Bit-Signal mit 64 fs.
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Die Anwendung 116 ist jegliche Anwendung, die das Signal von der MEMS 102 verwendet, das von der Frequenz-Booster-Komponente 112 verarbeitet worden ist. Die Anwendung 116 kann zum Beispiel eine Mobiltelefonanwendung oder eine Anwendung in einem Personal Computer sei. Andere Beispiele von Anwendungen sind möglich.
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In anderen Aspekten könnte die Boost-Frequenz-Komponente 112 in dem analogen Bereich vor dem A/D-(oder Sigma-Delta)-Wandler 108 als ein analoges Hochpassfilter platziert werden. In diesem Fall wird der Frequenzgang taktfrequenzunabhängig erzeugt werden.
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In einigen Aspekten ist der Boost-Komponenten-Frequenzgang unabhängig von dem Takt, so dass das Boost-Filter das Audioband bzw. Tonfrequenzband oder das Band von Interesse nicht beeinträchtigen sollte. Im Hinblick darauf wird das digitale Filter aktualisiert, wenn sich die Taktfrequenz ändert.
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Nun wird unter Bezugnahme auf 2 eine Frequenz-Booster-Komponente 200 (z. B. die Frequenz-Booster-Komponente 1112 in 1) ausführlich beschrieben werden. Die Frequenz-Booster-Komponente 200 weist ein Ultraschall-Boost-Filter 206 und einen Frequenzdetektor 208 auf. Der Frequenzgang, der von der Schaltung 200 erzeugt wird, ist nicht von einem externen Takt abhängig. In dieser Hinsicht ist es nicht wünschenswert, dass ein variabler externer Takt in der Lage wäre, die Filterantwort bzw. den Filterfrequenzgang zu beeinträchtigen. Wenn dies passieren würde, könnte der Frequenzgang des Audiobandes durch den Ultraschallfrequenzgang gestört werden oder könnte der Ultraschallfrequenzgang auf ,High' hochgeschoben werden und der Filtervorgang würde nicht funktionieren.
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In dem hier beschriebenen Beispiel wird der ASIC des digitalen Mikrofons mit einer externen Taktfrequenz von etwa 3072 kHz getaktet. Es wird klar sein, dass auch andere Frequenzen möglich sind.
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Das Ultraschall-Boost-Filter 206 in diesem Beispiel implementiert ein digitales FIR-Filter 16. Ordnung mit einer Art von Hochpass-Frequenzgang, der in dem Audioband 0 dB ist, und mit einem konfigurierbaren Boosting der Verstärkung in dem Ultraschallband in Schritten von 0 dB, +7 dB, +11 dB und +15 dB. Andere Beispiele von Schritten und Werten für diese Schritte sind möglich. Dieses konfigurierbare Boosting ermöglicht es, dass Kompromisse zwischen dem getroffen werden können, um wieviel die Ultraschallsignale über das rauschgeformte Quantisierungsrauschen hinaus in dem Sigma-Delta-DDW 114 angehoben werden können/müssen, während zur gleichen Zeit eine Überlastung infolge von Ultraschallstörern in der Umgebung, in der das Mikrofon arbeitet, verhindert wird.
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Wenn das Boost-Filter in dem digitalen Bereich implementiert wird, ist das Quantisierungsrauschen +KT/C in dem Ultraschallband des A/D-Wandlers vorzugsweise geringer als das Quantisierungsrauschen des Sigma-Delta-DDW in dem Ultraschallband. Wenn diese Bedingung nicht zutrifft, dann kann das digitale Boosting des Ultraschallbandes das Ultraschall-SNR nicht verbessern.
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Durch das Verwenden eines FIR-Filters wird gewährleistet, dass der Phasengang linear mit der Frequenz ist und dass die Gruppenlaufzeit konstant ist. Vorteilhafterweise gewährleistet dies, dass es keine Laufzeitunterscheide zwischen mehreren Mikrofonen gibt, die ansonsten die Positionsauflösung der Ultraschall-Gestenerkennungsalgorithmen verschlechtern könnten. Normalerweise skaliert der Frequenzgang eines digitalen Filters direkt mit der Taktfrequenz. Dies ist aber in einigen Situationen nicht akzeptierbar. Deshalb ist das Ultraschall-Boost-Filter 206 in der Lage, die FIR-Filterkoeffizienten auf der Grundlage eines Interpolationswertes von dem Frequenzdetektor 208 neu zu berechnen, um einen konstanten Frequenzgang für alle externen Frequenzen in dem Bereich von 3072 kHz ... 4800 kHz aufrecht zu erhalten. Wie oben bereits erwähnt worden ist, verwendet das Boost-Filter 206 in einem Aspekt ein Filter mit endlicher Impulsantwort bzw. ein FIR-(Finite Impulse Response)-Filter. Aber in anderen Beispielen kann ein Filter mit unendlicher Impulsantwort bzw. ein IIR-(Infinite Impulse Response)-Filter verwendet werden. Das Boost-Filter erzeugt in diesem Beispiel ein 18-Bit-Signal mit 8 fs. In anderen Beispielen muss die Antwort bzw. Kurve des Filters nicht linear sein, solange die Antworten für zwei (oder mehr) Mikrofone identisch sind.
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Der Frequenzdetektor 208 führt mehrere Aufgaben durch. Eine Funktion, die durchgeführt wird, ist die Berechnung eines Interpolationsfaktors, der ein Wert zwischen 0 und 1 ist und der von dem Ultraschall-Boost-Filter 206 verwendet wird, um die FIR-Filterkoeffizienten neu zu berechnen, um einen Frequenzgang aufrecht zu erhalten, der unabhängig von der externen Taktfrequenz ist. Ein Interpolationswert von 0 existiert für externe Frequenzen bis zu 3072 kHz. Danach steigt er linear mit der Frequenz an und kommt zu einer Sättigung bei 1 bei einer externen Frequenz von 4800 kHz.
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Nun werden unter Bezugnahme auf 3 und 4 Aspekte von zwei Funktionen beschrieben, die in Ultraschall-Boost-Filtern vorhanden sind. Das Ultraschall-Boost-Filter weist ein Hochpass-FIR-Filter 300 zum Boosten der Ultraschallfrequenzen addiert zusammen mit den Audiofrequenzen auf. In diesem Beispiel ist dieses Hochpass-Boosting-FIR-Filter als ein Filter 16. Ordnung implementiert, was bedeutet, dass es 17 Filterkoeffizienten und 16 Verzögerungselemente enthält. Der Ausgang (y(n)) des FIR-Filters 300 ist wie folgt dargestellt: y(n) = h(0)·x(n) + h(1)·x(n – 1) + ... + h(8)·x(n – 8) + ... + h(15)·x(n –
15) + h(16)·x(n – 16) (1)
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Die Filterkoeffizienten [h(0), h(1), ..., h(15), h(16)] sind symmetrisch um den Mittenkoeffizienten h(8) herum: h(0) = h(16), h(1) = h(15), und dies kann verwendet werden, um die Anzahl an Multiplikationen zu reduzieren und um die Anzahl an Koeffizienten, die gespeichert werden müssen, zu reduzieren: y(n) = h(0)·[x(n) + x(n – 16)] + h(1)·[x(n – 1) + x(n – 15)] + ... + h(7)·[x(n – 7) +
x(n – 9)] + h(8)·x(n – 8) (2)
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Um die Implementierung zu vereinfachen, werden die Filterkoeffizienten normiert, so dass der Mittelabgriff h(8) gleich 1 wird. Der Ausgang (y(n)) dieses normierten FIR-Filters wird wie folgt dargestellt: y(n) = h(0)·[x(n) + x(n – 16)] + h(1)·[x(n – 1) + x(n – 15)] + ... + h(7)·[x(n – 7) +
x(n – 9)] + x(n – ) (3)
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Das geboostete Hochpass-FIR-Filter addiert zusammen mit den Audiofrequenzen wird deshalb wie folgt dargestellt: y(n) = boost·[h(0)·[x(n) + x(n – 16)] + h(1)·[x(n – 1) + x(n – 15)] + ... +
h(7)·[x(n – 7) + x(n – 9)] + x(n – 8)] + x(n – 8) (4)
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Dies kann wie folgt dargestellt werden: y(n) = boost·[h(0)·[x(n) + x(n – 16)] + h(1)·[x(n – 1) + x(n – 15)] + ... +
h(7)·[x(n – 7) + x(n – 9)]] + (1 + boost)·x(n – 8). (5)
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3 zeigt die Implementierung der Gleichung (5).
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Die Filterkoeffizienten für das FIR-Filter 300 müssen immer dann aktualisiert werden, wenn die Taktfrequenz für das FIR-Filter geändert wird, um einen Frequenzgang aufrecht zu erhalten, der unabhängig von der Taktfrequenz ist. Das FIR-Filter 300 ist in diesem Beispiel dafür gedacht, mit Taktfrequenzen in dem Bereich von 3072 kHz bis 4800 kHz zu arbeiten. In diesem Frequenzbereich ändern sich die Filterkoeffizienten kontinuierlich in einer solchen Art und Weise, dass sie mit einer ausreichenden Genauigkeit durch Interpolation zwischen zwei Mengen von Koeffizienten, nämlich eine für eine Taktfrequenz von 3072 kHz und eine anderen für eine Taktfrequenz von 4800 kHz, approximiert werden können.
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[0043] Die Menge von Filterkoeffizienten [h0(0), h0(1), ..., h0(7)] für eine Taktfrequenz von 3072 kHz und die Menge von Filterkoeffizienten [h1(0), h1(1), ..., h1(7)] für eine Taktfrequenz von 4800 kHz können verwendet werden, um die FIR-Filterkoeffizienten auf die folgende Weise zu interpolieren: h(n) = (1 – a)·h0(n) + a·h1(n), n = 0, 1, ..., 7 (6)
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Die obige Gleichung kann auch wie folgt geschrieben werden: h(n) = h0(n) + a·[h1(n) h0(n)], n = 0, 1, ..., 7 (7)
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Die obige Gleichung kann auch wie folgt geschrieben werden: h(n) = h0(n) + a·h10(n) , h10(n) = h1(n) – h0(n), n = 0, 1, ...,7 (8)
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Die Gleichung (8) wird als die Vorrichtung 400, die in 4 gezeigt ist, implementiert. Mit anderen Worten, die Filterkoeffizienten [h0(0), h0(1), ..., h0(7)] können entsprechend diesem Lösungsansatz bestimmt werden.
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Nun wird unter Bezugnahme auf 5 ein Beispiel eines Frequenzdetektors 500 beschrieben werden. Der Frequenzdetektor 500 berechnet den Interpolationsfaktor auf der Grundlage der externen Taktfrequenz fclk. Der Frequenzdetektor 500 weist einen Frequenzzähler bzw. Frequenzmesser 502, einen Hystereseblock 504, einen Frequenz-Trimm-Block 506 und einen Block 508 zur Berechnung des Interpolationsfaktors auf.
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Der Frequenzzähler 502 empfängt eine Referenzfrequenz fref und eine Taktfrequenz fclk. Der Ausgang des Frequenzzählers ist gegeben durch: count (Zählung) = fclk/fref (9)
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Dabei ist fref eine Frequenz von einem internen Referenzoszillator. In einem Beispiel ist die Nominalfrequenz dieses Oszillators: fref = 13,89 kHz. Somit ist, um ein Beispiel zu nennen, mit fclk = 2400 kHz, 3072 kHz, 4800 kHz die Zählung (count) = 173, 221, 346.
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Der Zählungsausgang wird sich um einen nominalen Wert herum hin und her bewegen, und es ist notwendig, eine gewisse Hysterese anzulegen, um dies zu beseitigen. Der Hystereseblock 504 enthält einen'count0'-Wert (Zählung0-Wert), der nur dann so aktualisiert wird, dass er gleich dem Zählungswert bzw. Zählwert (,count'-Wert) ist, wenn die folgende Bedingung zutrifft: abs(count – count0) > hyst (10)
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Der Frequenz-Trimm-Block 506 wird verwendet, um die Frequenz fref des internen Referenzoszillators in dem Fall indirekt zu trimmen, wenn diese von dem Sollwert bzw. Nominalwert abweicht. Der Ausgang des Frequenz-Trimm-Blocks 406 ist deshalb gegeben durch: freq = min(round(count0·(1 + trim/32)), 511) (11)
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In dem Fall, wenn die interne Referenzfrequenz von dem erwarteten Wert abweicht, wird sie durch das Auswählen eines geeigneten Werts aus dem Trimmparameter getrimmt. Normalerweise ist der Trimmparameter 0., count0 = 173, 221, 346 => freq = 173, 221, 346. Die getrimmte Frequenz wird nun verwendet, um den Interpolationsfaktor unter Verwendung der folgenden Beziehung zu berechnen: a = min( max(round(freq·(1 + 1/32)) – 228, 0), 127)/128. Wenn zum Bei
spiel freq = 173, 221, 346, dann ist a = 0, 0, 0,9921875. (12)
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Nun wird unter Bezugnahme auf 6 ein Beispiel des Interpolationsfaktors als eine Funktion der externen Taktfrequenz beschrieben. Wie gezeigt ist, ist eine Interpolationsfaktorlinie 602 ein linearer Wert zwischen 0 und 1.
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Es sind hier bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung beschrieben worden, einschließlich der besten Weise, die den Erfindern für die Ausführung der Erfindung bekannt ist. Es sollte aber klar sein, dass die veranschaulichten Ausführungsformen nur Beispiele sind und nicht als den Schutzumfang der Erfindung beschränkend betrachtet werden sollen.
