KR20150082009A - 스위칭 레귤레이터 - Google Patents

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Abstract

입력 직류 전원으로부터의 전류를 스위칭하여 목표로 하는 직류 전원을 생성하는 스위칭 레귤레이터에 관하여 개시한다. 스위칭 레귤레이터는 피드백 노드에서 감지되는 전압과 기준 전압의 비교 결과에 기초하여 강압용 전류 경로 또는 승압용 전류 경로를 선택적으로 형성하는 스위칭 사이클에 따라서 입력 단자에 인가되는 입력 전압으로부터 출력 단자로 목표로 하는 출력 전압을 생성하고, 상기 출력 단자로부터 상기 피드백 노드로 피드백 전류를 인가하는 DC-DC 컨버터 및, 상기 스위칭 사이클에 동기되는 펄스 전류를 생성하여 피드백 노드에 인가하는 리플 인젝션 회로를 포함한다.

Description

스위칭 레귤레이터{Switching regulator}
본 발명은 전원 공급 장치에 관한 것으로서, 자세하게는 입력 직류 전원으로부터의 전류를 스위칭하여 목표로 하는 직류 전원을 생성하는 스위칭 레귤레이터에 관한 것이다.
일반적으로, 스위칭 레귤레이터는 스위칭 소자를 이용하여 외부로부터 입력되는 전원을 시스템에서 필요로 하는 직류 전원으로 변환하는 장치이다. 스위칭 레귤레이터의 예로는 입력 직류 전원을 승압하거나 강압하기 위한 DC-DC 컨버터 등이 있다. 스위칭 레귤레이터는 리플 전압을 이용하여 스위칭 동작을 수행하는데, 시스템 성능을 향상시키기 위하여 리플 전압을 줄이면서 안정도를 높이기 위한 연구가 필요하게 되었다.
본 발명의 목적은 리플 인젝션 회로를 이용하여 안정도를 높이기 위한 스위칭 레귤레이터를 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 멀티 페이즈 스위칭 제어를 이용하여 리플 전압을 줄이기 위한 스위칭 레귤레이터를 제공하는데 있다.
본 발명의 기술적 사상의 일 면에 따른 스위칭 레귤레이터는 피드백 노드에서 감지되는 전압과 기준 전압의 비교 결과에 기초하여 강압용 전류 경로 또는 승압용 전류 경로를 선택적으로 형성하는 스위칭 사이클에 따라서 입력 단자에 인가되는 입력 전압으로부터 출력 단자로 목표로 하는 출력 전압을 생성하고, 상기 출력 단자로부터 상기 피드백 노드로 피드백 전류를 인가하는 DC-DC 컨버터 및, 상기 스위칭 사이클에 동기되는 펄스 전류를 생성하여 피드백 노드에 인가하는 리플 인젝션 회로를 포함한다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 펄스 전류의 인가에 따른 오프셋 전압을 줄이기 위하여 상기 피드백 노드로부터 접지 노드로 오프셋 보상 전류가 흐르는 경로를 형성하는 오프셋 보상 회로를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 리플 인젝션 회로는 제1전류원 회로, 상기 스위칭 사이클에 동기되는 펄스 신호를 생성하는 논리 회로 및, 상기 제1전류원 회로의 출력 노드와 상기 피드백 노드 사이에 접속되어 상기 펄스 신호에 기초하여 스위칭 동작을 수행하는 스위칭 회로를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 제1전류원 회로는 제1트랜지스터를 포함하고, 상기 제1트랜지스터의 제1단자는 전원 전압 단자에 접속되고, 제2단자는 상기 제1전류원 회로의 출력 노드에 접속되고, 게이트 단자에는 바이어스 전압이 인가될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 스위칭 회로는 제2트랜지스터를 포함하고, 상기 제2트랜지스터의 제1단자는 상기 제1전류원 회로의 출력 노드에 접속되고, 제2단자는 상기 피드백 노드에 접속되고, 게이트 단자에는 상기 펄스 신호가 인가될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 오프셋 보상 회로는 제2전류원 회로 및, 상기 제2전류원 회로에 접속되는 제3,4트랜지스터를 포함하고, 상기 제3트랜지스터의 제1단자는 상기 제2전류원 회로의 출력 노드에 접속되고, 제2단자는 접지 노드에 접속되고, 게이트 단자는 제1단자에 접속되며, 상기 제4트랜지스터의 제1단자는 상기 피드백 노드에 접속되고, 제2단자는 접지 노드에 접속되고, 게이트 단자는 상기 제2전류원 회로의 출력 노드에 접속될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 DC-DC 컨버터는 상기 출력 단자의 전압에 기초하여 생성되는 피드백 전류를 상기 피드백 노드에 인가하는 피드백 회로, 상기 피드백 노드에서 감지되는 전압과 기준 전압의 차에 기초한 비교 신호를 생성하는 비교기, 상기 비교 신호를 이용하여 적어도 하나의 페이즈에 대한 스위칭 제어신호를 생성하는 제어 회로 및, 상기 적어도 하나의 페이즈에 대한 스위칭 제어신호를 이용하여 출력 단자의 전압을 상승시키는 전류 경로를 형성하거나 상기 출력 단자의 전압을 하강시키는 전류 경로를 형성하는 스위칭 동작을 수행하는 스위칭 구동 회로를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 피드백 회로는 상기 출력 단자와 상기 피드백 노드 사이에 접속되는 제1저항, 상기 피드백 노드와 접지 노드 사이에 접속되는 제2저항 및, 상기 제1저항과 병렬로 상기 출력 단자와 상기 피드백 노드 사이에 접속되는 제1커패시터를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 제어 회로는 펄스폭이 고정되고 펄스 발생 간격이 가변되는 스위칭 제어신호를 생성하고, 상기 스위칭 제어신호의 펄스폭에 기초하여 상기 스위칭 구동 회로에서의 상기 입력 단자로부터 인덕터를 통하여 상기 출력 단자로 전류를 흘리는 시간 또는 상기 출력 단자로부터 상기 인덕터를 통하여 접지 노드로 전류를 흘리는 시간이 결정될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 제어 회로는 상기 입력 전압과 상기 출력 전압의 비율 또는 상기 입력 전압에 따른 전류와 상기 출력 전압에 따른 전류의 비율에 기초하여 가변되는 펄스폭을 갖는 스위칭 제어신호를 생성할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 스위칭 구동 회로는 상기 적어도 하나의 페이즈에 대한 스위칭 제어신호를 이용하여 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호를 출력하는 드라이버 회로 및, 상기 적어도 하나의 페이즈에 대한 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호에 기초하여 상기 출력 단자의 전압을 상승시키거나 하강시키도록 적어도 하나의 페이즈에 대한 전류 경로를 스위칭하는 스위칭 회로를 포함하고, 상기 전류 경로 상에 인덕터가 배치되고, 상기 출력 단자와 접지 노드 사이에 제2커패시터가 접속될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 DC-DC 컨버터를 구성하는 적어도 하나의 회로와 상기 리플 인젝션 회로 및 상기 오프셋 보상 회로를 동일 칩에 집적하도록 설계할 수 있다.
본 발명의 기술적 사상의 다른 면에 따른 스위칭 레귤레이터는 출력 단자의 전압에 기초하여 생성되는 피드백 전압을 피드백 노드에 인가하는 피드백 회로, 상기 피드백 전압과 기준 전압의 차에 기초한 비교 신호를 생성하는 비교기, 상기 비교 신호의 위상 변화에 기초하여 복수의 페이즈들 각각에 대한 스위칭 제어신호를 순차적으로 생성하고, 상기 생성된 스위칭 제어신호를 매칭되는 페이즈에 대한 제어 출력 노드로 출력하는 제어 회로, 상기 복수의 페이즈들 각각에 매칭되는 제어 출력 노드에 접속되고, 접속된 페이즈 출력 노드를 통하여 입력되는 스위칭 제어신호를 이용하여 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호를 출력하는 복수의 드라이버들 및, 상기 복수의 드라이버들 각각의 출력 노드에 접속되고, 상기 복수의 드라이버들의 출력 노드를 통하여 입력되는 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호에 기초하여 상기 출력 단자의 전압을 상승시키거나 하강시키도록 적어도 하나의 페이즈에 대한 전류 경로를 스위칭하는 복수의 스위칭부들을 포함하고, 상기 페이즈별 전류 경로 상에 인덕터가 배치되고, 상기 출력 단자와 접지 노드 사이에 커패시터가 접속되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 제어 회로는 펄스폭이 고정되고 펄스 발생 간격이 가변되는 스위칭 제어신호를 생성하고, 상기 스위칭 제어신호의 펄스폭에 기초하여 상기 승압용 스위칭 신호 또는 강압용 스위칭 신호의 펄스폭이 결정될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 상기 비교 신호의 위상 변화에 동기되는 펄스 전류를 생성하여 상기 피드백 노드에 인가하는 리플 인젝션 회로 및, 상기 펄스 전류의 인가에 따른 오프셋 전압을 줄이기 위하여 상기 피드백 노드로부터 접지 노드로 오프셋 보상 전류가 흐르는 경로를 형성하는 오프셋 보상 회로를 더 포함할 수 있다.
본 발명에 따르면 DC-DC 컨버터의 피드백 노드로 펄스 전류를 주입함으로써, DC-DC 컨버터의 출력 전압에 나타나는 리플 전압이 작더라도 안정되게 스위칭 레귤레이션 동작을 수행할 수 있는 효과가 발생된다. 이에 따라서, 커패시터의 ESR(Equivalent Series resistance) 크기가 매우 작은 세라믹 커패시터(ceramic capacitor)를 DC-DC 컨버터의 출력 단자와 접지 노드 사이에 접속되는 커패시터로 이용할 수 있다.
본 발명에 따르면 DC-DC 컨버터에서 멀티-페이즈 스위칭 제어에 의한 레귤레이션 동작을 수행함으로써, 출력 단자에 나타나는 리플 전압의 크기를 줄일 수 있는 효과가 발생된다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터의 구성도이다.
도 2는 도 1에 도시된 스위칭 레귤레이터의 세부 회로 구성도를 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 3-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터의 주요 신호들의 파형을 보여주는 도면이다.
도 4는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터의 구성도이다.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터의 구성도이다.
도 6은 도 4 및 도 5에 도시된 리플인젝션 회로의 세부 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 7은 도 6에 도시된 제1전류원 회로 및 스위칭 회로의 세부 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 8은 도 5에 도시된 오프셋 보상 회로의 세부 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 9는 도 4 및 도 5에 도시된 DC-DC 컨버터의 세부 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 10은 도 9에 도시된 피드백 회로 및 비교기의 세부 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 11은 도 9에 도시된 제어 회로에 대한 세부 구성의 일 예를 보여주는 도면이다.
도 12는 도 9에 도시된 제어 회로에 대한 세부 구성의 다른 예를 보여주는 도면이다.
도 13은 도 9에 도시된 스위칭 구동 회로에 대한 세부 구성의 일 예를 보여주는 도면이다.
도 14는 도 9에 도시된 스위칭 구동 회로에 대한 세부 구성의 다른 예를 보여주는 도면이다.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 리플 인젝션 3-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터의 회로 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 16은 도 15에 도시된 리플 인젝션 3-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터의 주요 신호들의 타이밍도이다.
도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 리플 인젝션 타입의 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법을 보여주는 흐름도이다.
도 18은 도 17에 도시된 스위칭 레귤레이션 동작 수행 단계의 일 예를 보여주는 흐름도이다.
도 19는 도 17에 도시된 스위칭 레귤레이션 동작 수행 단계의 다른 예를 보여주는 흐름도이다.
도 20은 본 발명의 실시 예들에 따른 스위칭 레귤레이터가 적용된 전자 장치의 구현 예를 보여주는 도면이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예에 대해 상세히 설명한다. 본 발명의 실시 예는 당 업계에서 평균적인 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위하여 제공되는 것이다. 본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있는 바, 특정 실시 예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용한다. 첨부된 도면에 있어서, 구조물들의 치수는 본 발명의 명확성을 기하기 위하여 실제보다 확대하거나 축소하여 도시한 것이다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서 상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성 요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 갖는다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터(100)의 구성도이다.
도 1에 도시된 스위칭 레귤레이터(100)는 멀티-페이즈(multi-phase) 타입의 스위칭 레귤레이터이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 스위칭 레귤레이터(100)는 피드백 회로(110), 비교기(120), 제어 회로(130), 복수의 드라이버들(140-1 ~ 140-n), 복수의 스위칭부들(150-1 ~ 150-n), 복수의 인덕터들(L1 ~ Ln) 및 커패시터(C1)를 포함한다. 여기에서, n은 2 이상의 자연수이다.
피드백 회로(110)는 출력 단자의 전압(VOUT)에 기초하여 피드백 전압(VFB)을 생성하고, 생성된 피드백 전압(VFB)을 비교기(120)에 인가한다. 예로서, 출력 단자의 전압(VOUT)에 기초하여 생성되는 피드백 전류에 의하여 피드백 전압(VFB)이 감지된다.
비교기(120)는 피드백 전압(VFB)과 기준 전압(VREF)의 차에 기초한 비교 신호(VCOMP)를 생성한다. 예로서, 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 클 때는 제1위상을 갖는 신호를 생성시키고, 그렇지 않을 때는 제1위상이 반전된 제2위상을 갖는 신호를 생성시킬 수 있다. 제1위상을 갖는 신호는 제1논리 상태를 나타내는 신호가 될 수 있으며, 제2위상을 갖는 신호는 제2논리 상태를 나타내는 신호가 될 수 있다.
제어 회로(130)는 비교 신호(VCOMP)의 위상 변화에 기초하여 복수의 페이즈들 각각에 대한 스위칭 제어신호(CTL_SWi, i= 1 ~ n)를 순차적으로 생성하고, 생성된 스위칭 제어신호(CTL_SWi)를 해당 페이즈에 대한 드라이버(140-i)로 출력한다. 스위칭 제어신호(CTL_SWi)는 원-샷(one-shot) 펄스 신호의 형태로 발생된다.
예로서, 제어 회로(130)는 펄스폭이 고정되고 펄스 발생 간격이 가변되는 스위칭 제어신호(CTL_SWi)를 생성할 수 있다. 이와 같은 스위칭 제어신호를 COT(Constant On Time) 펄스 신호라 칭할 수 있다.
다른 예로서, 제어 회로(130)는 입력 전압(VIN)과 출력 전압(VOUT)의 비율 또는 입력 전압(VIN)에 따른 전류와 출력 전압(VOUT)에 따른 전류의 비율에 기초하여 가변되는 펄스폭을 갖는 스위칭 제어신호를 생성할 수 있다. 세부적으로, VIN/VOUT에 비례하는 펄스폭을 갖는 스위칭 제어신호를 생성할 수 있다.
예로서, n=3인 3-페이즈인 경우에 제어 회로(130)는 비교 신호(VCOMP)가 제1논리 상태에서 제2논리 상태로 변화될 때마다 순차적으로 스위칭 제어신호 CTL_SW1, CTL_SW2, CTL_SW3, CTL_SW1, CTL_SW2, ....를 생성한다. 그리고, 제어 회로(130)에서 CTL_SW1을 제1페이즈에 대한 드라이버(140-1)로 출력하고, CTL_SW2를 제2페이즈에 대한 드라이버(140-2)로 출력하고, CTL_SW3을 제3페이즈에 대한 드라이버(140-3)로 출력한다.
복수의 드라이버들(140-1 ~ 140-n) 각각은 제어 회로(130)로부터 입력되는 스위칭 제어신호(CTL_SWi)를 이용하여 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호를 생성하여 출력한다. 예로서, 스위칭 제어신호(CTL_SWi)의 펄스폭에 따라서 승압용 스위칭 수단을 턴 온(turn on)시키는 구간의 길이가 결정되는 승압용 스위칭 신호를 생성시킬 수 있다. 다른 예로서, 스위칭 제어신호(CTL_SWi)의 펄스폭에 따라서 강압용 스위칭 수단을 턴 온 시키는 구간의 길이가 결정되는 강압용 스위칭 신호를 생성시킬 수도 있다.
복수의 스위칭부들(150-1 ~ 150-n) 각각은 페이즈 별로 매칭되는 드라이버(140-i)에 접속된다. 복수의 스위칭부들(150-1 ~ 150-n) 각각은 접속된 드라이버(140-i)로부터 입력되는 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호에 기초하여 스위칭 레귤레이터(100)의 출력 단자의 전압을 상승시키거나 하강시키도록 적어도 하나의 페이즈에 대한 전류 경로를 스위칭한다.
각각 페이즈의 전류 경로 상에는 인덕터들(L1 ~ Ln) 중의 하나의 인덕터가 배치되고, 스위칭 레귤레이터(100)의 출력 단자와 접지 노드 사이에는 커패시터(C1)가 접속된다.
예로서, 제1페이즈에 대한 승압용 스위칭 신호에 따라서 승압용 전류 경로가 형성될 때 입력 전압(VIN)이 인가되는 입력 단자로부터 인덕터(L1)를 통하여 출력 단자 측으로 전류가 흐르게 된다. 이로 인하여 출력 전압(VOUT)이 증가하게 된다.
다음으로, 제1페이즈에 대한 강압용 스위칭 신호에 따라서 강압용 전류 경로가 형성될 때 출력 전압(VOUT)이 감지되는 출력 단자로부터 인덕터(L1)를 통하여 접지 노드 측으로 전류가 흐르게 된다. 이로 인하여 출력 전압(VOUT)은 감소하게 된다.
이에 따라서, 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작아질 때 스위칭 제어신호(CTL_SW1)의 원-샷 펄스 온 타임 구간 동안에 제1페이즈에 대한 스위칭부(150-1)의 스위칭 동작에 따른 승압용 전류 경로가 형성되어 출력 전압(VOUT)이 상승하게 된다. 스위칭 제어신호(CTL_SW1)의 원-샷 펄스 온 타임 구간이 경과한 후에는 제1페이즈에 대한 스위칭부(150-1)의 스위칭 동작에 따른 강압용 전류 경로가 형성되어 출력 전압(VOUT)이 하강하게 된다. 강압용 전류 경로는 다음 페이즈에 대한 스위칭 제어신호(CTL_SW2)의 원-샷 펄스가 발생될 때까지 유지된다.
이와 같은 제1페이즈에 대한 동작과 같은 방식으로 순차적으로 제2~n페이즈 에 대한 각각의 전류 경로 스위칭 동작을 수행한다.
예로서, 도 1에 도시된 스위칭 레귤레이터(1000)의 회로 구성 요소들 중에서 피드백 회로(110), 비교기(120), 제어 회로(130), 복수의 드라이버들(140-1 ~ 140-n) 및 복수의 스위칭부들(150-1 ~ 150-n)을 하나의 반도체 칩에 집적되도록 설계할 수 있다.
도 2는 도 1에 도시된 스위칭 레귤레이터(100A)의 세부 회로 구성도를 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 2를 참조하면, 피드백 회로(110)는 출력 단자(OUTPUT)와 피드백 노드(Node_FB) 사이에 저항 R1이 접속되고, 피드백 노드(Node_FB)와 접지 노드 사이에 저항 R2가 접속되는 회로 구성을 갖는다.
비교기(120)는 OP 앰프(A1)로 구현할 수 있다. 예로서, OP 앰프(A1)의 포지티브 입력 단자(+)에 기준 전압(VREF)을 인가하고, 네거티브 입력 단자(-)에 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 피드백 전압(VFB)을 인가한다. 그러면, OP 앰프(A1)에서 출력되는 비교 신호(VCOMP)는 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 클 때 논리 상태 '0'을 나타내는 로우(LOW) 전압이 되고, 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작을 때 논리 상태 '1'을 나타내는 하이(HIGH) 전압이 된다.
다른 예로서, OP 앰프(A1)의 네거티브 입력 단자(-)에 기준 전압(VREF)을 인가하고, 포지티브 입력 단자(+)에 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 피드백 전압(VFB)을 인가할 수도 있다.
제어 회로(130) 및 복수의 드라이버들(140-1 ~ 140-n)에 대해서는 도 1에서 설명하였으므로, 중복된 설명은 피하기로 한다.
복수의 스위칭부들(150-1 ~ 150-n) 각각은 PMOS 트랜지스터 및 NMOS 트랜지스터의 조합으로 구성될 수 있다.
예로서, 스위칭부(150-1)는 PMOS 트랜지스터 M1 및 NMOS 트랜지스터 M2의 조합으로 구성될 수 있다. 트랜지스터 M1의 제1단자는 입력 전압(VIN)이 인가되는 입력 단자에 접속되고 제2단자는 출력 노드(Node_SW1)에 접속되고 게이트 단자에는 제1드라이버(140-1)에서 출력되는 승압용 스위칭 신호가 인가된다. 그리고, 트랜지스터 M2의 제1단자는 접지 노드에 접속되고 제2단자는 출력 노드(Node_SW1)에 접속되고 게이트 단자에는 드라이버(140-1)에서 출력되는 강압용 스위칭 신호가 인가된다.
이에 따라서, 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작아질 때 스위칭 제어신호(CTL_SW1)의 원-샷 펄스 온 타임 구간 동안에 승압용 스위칭 신호에 따라서 트랜지스터 M1이 턴 온 된다. 그리고, 트랜지스터 M2는 턴 오프 된다. 이에 따라서, 스위칭 제어신호(CTL_SW1)의 원-샷 펄스 온 타임 구간동안에 입력 전압(VIN)에 의한 전류가 인덕터 L1을 통하여 출력 단자(OUT)로 흐르게 되어 출력 전압(VOUT)이 상승하게 된다. 스위칭 제어신호(CTL_SW1)의 원-샷 펄스 온 타임 구간이 경과한 후에는 강압용 스위칭 신호에 따라서 트랜지스터 M2가 턴 온 된다. 그리고, 트랜지스터 M1은 턴 오프 된다. 이에 따라서, 커패시터 C1에 충전된 출력 전압(VOUT)은 인덕터 L1 및 턴 온 된 트랜지스터 M2를 통하여 접지 노드로 방전됨으로써, 출력 전압(VOUT)은 하강하게 된다. 트랜지스터 M2는 다음 페이즈에 대한 스위칭 제어신호(CTL_SWi)의 원-샷 펄스가 발생될 때까지 턴 온 된다.
나머지 스위칭부들(150-2 ~ 150-n)도 제1스위칭부(150-1)에서 설명한 바와 같은 회로로 구성될 수 있다.
즉, 스위칭부(150-n)는 PMOS 트랜지스터 M3 및 NMOS 트랜지스터 M4의 조합으로 구성될 수 있다. 트랜지스터 M3의 제1단자는 입력 단자에 접속되고 제2단자는 출력 노드(Node_SWn)에 접속되고 게이트 단자에는 드라이버(140-n)에서 출력되는 승압용 스위칭 신호가 인가된다. 그리고, 트랜지스터 M4의 제1단자는 접지 노드에 접속되고 제2단자는 출력 노드(Node_SWn)에 접속되고 게이트 단자에는 드라이버(140-n)에서 출력되는 강압용 스위칭 신호가 인가된다.
예로서, 도 2에 도시된 스위칭 레귤레이터(100A) 회로에서 인덕터들(L1 ~Ln)과 커패시터(C1)를 제외한 회로들을 하나의 반도체 칩에 집적되도록 설계할 수 있다.
예로서, n=3인 3-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터로 가정할 때, 스위칭 레귤레이터(100A)에서 발생되는 주요 신호들의 파형을 도 3에 도시하였다.
도 3을 참조하면, 제어 회로(130)에서 생성되는 제1~3페이즈에 대한 스위칭 제어신호들(CTL_SW1 ~ CTL_SW3)에 의하여 해당 페이즈의 경로 상에 있는 인덕터들에 각각 흐르는 전류(IL1 ~ IL3)와 출력 단자에 흐르는 출력 전류(IOUT)를 보여준다. 출력 단자에 흐르는 출력 전류(IOUT)는 해당 페이즈의 인덕터에 각각 흐르는 전류(IL1 ~ IL3)의 합이 된다.
예로서, 스위칭 제어신호들(CTL_SW1 ~ CTL_SW3)의 펄스폭(Ton)은 고정되고 펄스 발생 간격(Ts)은 출력 전압 레귤레이션을 위하여 가변될 수 있다. 3-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터에서는 스위칭 제어신호들(CTL_SW1 ~ CTL_SW3)의 각각의 펄스들은 약 Ts/3 시간만큼씩 시프트 되어 생성된다.
출력 전압(VOUT)에 나타나는 리플 전압은 출력 전류(IOUT)의 리플 전류에 의하여 발생된다. 그리고, 피드백 회로(110)를 통하여 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 피드백 전압(VFB)의 리플 전압도 출력 단자로부터 피드백 되는 리플 전류에 의하여 발생된다.
이와 같은 멀티-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터는 단일-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터에 비하여 출력 전압에 나타나는 리플 전압의 크기를 줄일 수 있게 된다. 예로서, COT(Constant On Time) 방식이 적용되는 멀티-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터에서도 출력 전압에 나타나는 리플 전압을 줄일 수 있게 된다.
다만, COT(Constant On Time) 방식이 적용되는 멀티-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터에서 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 피드백 전압(VFB)의 리플 전압이 너무 작아지면 스위칭 레귤레이터의 스위칭 동작이 불안정해 질 수도 있다.
이와 같은 현상을 개선하기 위하여 출력 단자에 나타나는 리플 전류에 의하여 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 리플 전압이 작아지더라도 안정적으로 스위칭 동작을 할 수 있는 본 발명의 다른 실시 예 따른 스위칭 레귤레이터를 제안한다.
본 발명의 다른 실시 예 따른 스위칭 레귤레이터에서는 안정도를 높이기 위하여 인위적으로 생성시킨 펄스 전류를 피드백 노드(Node_FB)에 인가하여 리플 전압을 생성시키는 방식을 제안한다.
도 4는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터(200A)의 구성도이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 스위칭 레귤레이터(200A)는 DC-DC 컨버터(210) 및 리플 인젝션 회로(220)를 포함한다.
DC-DC 컨버터(210)는 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 전압과 기준 전압(VREF)의 비교 결과에 기초하여 강압용 전류 경로 또는 승압용 전류 경로를 선택적으로 형성하는 스위칭 사이클에 따라서 입력 단자(IN)에 인가되는 입력 전압(VIN)으로부터 출력 단자(OUTPUT)로 목표로 하는 출력 전압(VOUT)을 생성하고, 출력 단자(OUTPUT)로부터 피드백 노드(Node_FB)로 피드백 전류를 인가한다. DC-DC 컨버터(210)는 단일 페이즈의 DC-DC 컨버터 또는 복수 페이즈의 DC-DC 컨버터로 구현될 수 있다. 예로서, 복수 페이즈의 DC-DC 컨버터는 도 1에 도시된 스위칭 레귤레이터(100) 또는 도 2에 도시된 스위칭 레귤레이터(100A)가 적용될 수 있다.
DC-DC 컨버터(210)는 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 전압과 기준 전압(VREF)의 차에 기초하여 생성된 비교 신호(VCOMP)를 리플 인젝션 회로(220)로 전달한다.
리플 인젝션 회로(220)는 DC-DC 컨버터(210)로부터 전달된 비교 신호(VCOMP)에 기초하여 DC-DC 컨버터(210)의 강압용 전류 경로 또는 승압용 전류 경로를 선택적으로 형성하는 스위칭 사이클에 동기되는 펄스 전류를 생성하여 피드백 노드(Node_FB)에 인가한다. 리플 인젝션 회로(220)에 의하여 피드백 노드(Node_FB)에 인가되는 펄스 전류로 인하여 피드백 노드(Node_FB)에 리플 전압이 발생된다.
이와 같이, 리플 인젝션 회로(220)에 의하여 피드백 노드(Node_FB)에서 인위적으로 발생되는 리플 전압으로 인하여 DC-DC 컨버터(210)는 출력 단자로부터 피드백 노드(Node_FB)로 피드백 되는 리플 전압이 작아지더라도 안정적으로 동작할 수 있게 된다.
예로서, 도 4에 도시된 스위칭 레귤레이터(200A)의 회로 구성 요소들 중에서 DC-DC 컨버터(210)의 일부 회로 구성 요소들과 리플 인젝션 회로(220)를 하나의 반도체 칩에 집적되도록 설계할 수 있다.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터(200B)의 구성도이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 스위칭 레귤레이터(200B)는 DC-DC 컨버터(210), 리플 인젝션 회로(220) 및 오프셋 보상 회로(230)를 포함한다.
DC-DC 컨버터(210) 및 리플 인젝션 회로(220)에 대해서는 도 4에서 설명하였으므로, 중복적인 설명은 피하기로 한다.
오프셋 보상 회로(230)는 리플 인젝션 회로(220)에 의하여 피드백 노드(Node_FB)에 인가되는 펄스 전류로 인하여 발생되는 오프셋 전압을 줄이기 위하여 피드백 노드(Node_FB)로부터 접지 노드로 오프셋 보상 전류가 흐르는 경로를 형성하는 회로로 구성된다. 오프셋 보상 전류의 크기는 피드백 노드(Node_FB)에 인가되는 펄스 전류로 인하여 발생되는 오프셋 전압을 상쇄시키기 위한 전류의 크기로 결정할 수 있다. 오프셋 보상 전류의 크기를 결정하는 방법에 대해서는 아래에서 상세히 설명되어질 것이다.
예로서, 도 5에 도시된 스위칭 레귤레이터(200B)의 회로 구성 요소들 중에서 DC-DC 컨버터(210)의 일부 회로 구성 요소들과 리플 인젝션 회로(220) 및 오프셋 보상 회로(230)를 하나의 반도체 칩에 집적되도록 설계할 수 있다.
도 6은 도 4 및 도 5에 도시된 리플 인젝션 회로(220)의 세부 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 리플 인젝션 회로(220A)는 논리 회로(221), 제1전류원 회로(222) 및 스위칭 회로(223)를 포함한다.
논리 회로(221)는 DC-DC 컨버터(210)의 강압용 전류 경로 또는 승압용 전류 경로를 선택적으로 형성하는 스위칭 사이클에 동기되는 펄스 신호(PS)를 생성한다. 예로서, 논리 회로(221)는 DC-DC 컨버터(210)로부터 전달된 비교 신호(VCOMP)가 제1논리 상태에서 제2논리 상태로 천이될 때 펄스 신호(PS)를 생성할 수 있다. 펄스 신호(PS)는 포지티브 펄스 또는 네거티브 펄스 형태의 원-샷 펄스로 생성될 수 있다.
제1전류원 회로(222)는 직류 전류를 공급하는 회로로서, 제1전류원 회로(222)의 출력 노드는 스위칭 회로(223)에 접속된다.
스위칭 회로(223)는 제1전류원 회로(222)의 출력 노드와 피드백 노드(Node_FB) 사이에 접속되고, 제어 단자로 인가되는 펄스 신호(PS)에 기초하여 스위칭 동작을 수행한다. 예로서, 제어 단자로 제1레벨의 펄스 신호(PS)가 인가될 때 스위칭 회로(223)가 턴 온 되어 제1전류원 회로(222)에서 생성된 전류가 피드백 노드(Node_FB)에 인가된다. 그리고, 제어 단자로 제1레벨의 펄스 신호(PS)가 인가되지 않는 구간에서는 스위칭 회로(223)가 턴 오프 되어 제1전류원 회로(222)에 의한 전류는 피드백 노드(Node_FB)에 인가되지 않는다.
따라서, DC-DC 컨버터(210)로부터 전달된 비교 신호(VCOMP)에 기초하여 DC-DC 컨버터(210)의 강압용 전류 경로 또는 승압용 전류 경로를 선택적으로 형성하는 스위칭 사이클에 동기되는 펄스 전류가 리플인젝션 회로(220A)에 의하여 피드백 노드(Node_FB)에 인가된다.
도 7은 도 6에 도시된 제1전류원 회로(222) 및 스위칭 회로(223)의 세부 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 7을 참조하면, 제1전류원 회로(222) 및 스위칭 회로(223)를 트랜지스터들(M5, M6)로 구현하였다.
트랜지스터 M5의 제1단자는 전원 전압에 접속되고 제2단자는 제1노드(Node_1)에 접속되고 게이트 단자에는 바이어스 전압(VB)이 인가된다. 그리고, 트랜지스터 M6의 제1단자는 제1노드(Node_1)에 접속되고 제2단자는 피드백 노드(Node_FB)에 접속되고 게이트 단자에는 논리 회로(221)에서 생성된 펄스 신호(PS)가 인가된다. 예로서, 펄스 신호(PS)는 네거티브 펄스 형태의 원-샷 펄스 신호가 적용될 수 있다.
도 8은 도 5에 도시된 오프셋 보상 회로(230)의 세부 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 8에 도시된 바와 같이, 오프셋 보상 회로(230)는 제2전류원 회로(231) 및 트랜지스터들(M7, M8)들로 구성된다.
트랜지스터 M7의 제1단자, 게이트 단자 및 제2전류원 회로(231)의 출력 노드는 제2노드(Node_2)에 접속되고 제2단자는 접지 노드에 접속된다. 그리고, 트랜지스터 M8의 제1단자는 피드백 노드(Node_FB)에 접속되고 제2단자는 접지 노드에 접속되고 게이트 단자는 제2노드(Node_2)에 접속된다. 이와 같은 회로 구성에 따라서 트랜지스터 M7의 드레인-소스 전류는 트랜지스터 M8의 드레인-소스 전류와 같게 된다.
제2전류원 회로(231)에서 생성되는 직류 전류의 크기에 따라서 트랜지스터 M8의 드레인-소스 전류의 크기가 가변되므로, 리플 인젝션 회로(220)에 의하여 발생되는 오프셋 전압을 상쇄시키기 위한 트랜지스터 M8의 드레인-소스 전류가 흐르도록 제2전류원 회로(231)에서 생성되는 직류 전류의 크기를 결정할 수 있다.
도 9는 도 4 및 도 5에 도시된 DC-DC 컨버터(210)의 세부 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 9에 도시된 바와 같이, DC-DC 컨버터(210)는 비교기(211), 제어 회로(212), 스위칭 구동 회로(213) 및 피드백 회로(214)를 포함한다.
비교기(211)는 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 전압(VFB)과 기준 전압(VREF)의 차에 기초한 비교 신호(VCOMP)를 생성한다. 예로서, 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 클 때는 제1위상을 갖는 신호를 생성시키고, 그렇지 않을 때는 제1위상과 반전된 제2위상을 갖는 신호를 생성시킬 수 있다. 제1위상을 갖는 신호는 제1논리 상태를 나타내는 신호가 될 수 있으며, 제2위상을 갖는 신호는 제2논리 상태를 나타내는 신호가 될 수 있다.
제어 회로(212)는 비교기(211)에서 생성된 비교 신호(VCOMP)를 이용하여 적어도 하나의 페이즈에 대한 스위칭 제어신호(CTL_SWi)를 생성한다.
예로서, 제어 회로(212)는 펄스폭이 고정되고 펄스 발생 간격이 가변되는 COT(Constant On Time) 타입의 스위칭 제어신호(CTL_SWi)를 생성할 수 있다.
다른 예로서, 제어 회로(212)는 입력 전압(VIN)과 출력 전압(VOUT)의 비율 또는 입력 전압(VIN)에 따른 전류와 출력 전압(VOUT)에 따른 전류의 비율에 기초하여 가변되는 펄스폭을 갖는 스위칭 제어신호(CTL_SWi)를 생성할 수 있다. 세부적으로, VIN/VOUT에 비례하는 펄스폭을 갖는 스위칭 제어신호(CTL_SWi)를 생성할 수 있다.
스위칭 구동 회로(213)는 제어 회로(212)에서 생성되는 적어도 하나의 페이즈에 대한 스위칭 제어신호(CTL_SWi)를 이용하여 출력 전압(VOUT)을 상승시키는 전류 경로를 형성하거나 출력 전압(VOUT)을 하강시키는 전류 경로를 형성하는 스위칭 동작을 수행한다.
예로서, 스위칭 구동 회로(213)는 적어도 하나의 페이즈에 대한 스위칭 제어신호(CTL_SWi)를 이용하여 입력 전압(VIN)에 의한 전류를 출력 단자에 접속된 인덕터에 흘리거나 인덕터로부터 접지 노드로 전류를 흘리는 동작을 수행할 수 있다.
피드백 회로(214)는 출력 단자의 전압(VOUT)에 기초하여 생성되는 피드백 전류를 피드백 노드(Node_FB)에 인가하는 회로 구성을 갖는다.
이에 따라서, 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 피드백 전압(VFB)의 리플은 출력 단자로부터 피드백 되는 전류에 의한 리플 전압과 리플 인젝션 회로(220)에서 인가되는 펄스 전류에 의한 리플 전압에 의하여 나타난다.
도 10은 도 9에 도시된 피드백 회로(214) 및 비교기(211)의 세부 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 10에 도시된 바와 같이, 피드백 회로(204)는 저항 R1 및 R2와 커패시터 C1로 구성된다. 저항 R1은 출력 단자와 피드백 노드(Node_FB) 사이에 접속되고, 저항 R2는 피드백 노드(Node_FB)와 접지 노드 사이에 접속되고, 커패시터 C1은 저항 R1과 병렬로 출력 단자와 피드백 노드(Node_FB) 사이에 접속된다.
저항 R1 및 R2로 구성된 분압 회로에 의하여 출력 전압(VOUT)이 분압되어 피드백 노드(Node_FB)에 나타난다. 출력 전압(VOUT)에는 DC-DC 컨버터(210)의 스위칭 동작에 따른 리플이 발생된다.
그리고, 리플 인젝션 회로(220)에서 피드백 노드(Node_FB)로 펄스 전류가 인가될 때 피드백 노드(Node_FB)에서는 커패시터 C1에 의하여 리플 전압이 생성된다.
비교기(211)는 OP 앰프(A2)로 구현할 수 있다. 예로서, OP 앰프(A2)의 포지티브 입력 단자(+)에 기준 전압(VREF)을 인가하고, 네거티브 입력 단자(-)에 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 피드백 전압(VFB)을 인가한다. 그러면, OP 앰프(A2)에서 출력되는 비교 신호(VCOMP)는 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 클 때 논리 상태 '0'을 나타내는 로우(LOW) 전압이 되고, 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작을 때 논리 상태 '1'을 나타내는 하이(HIGH) 전압이 된다.
다른 예로서, OP 앰프(A2)의 네거티브 입력 단자(-)에 기준 전압(VREF)을 인가하고, 포지티브 입력 단자(+)에 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 피드백 전압(VFB)을 인가할 수도 있다.
도 11은 도 9에 도시된 제어 회로(212)에 대한 세부 구성의 일 예를 보여주는 도면이다. 참고적으로, 도 11에 도시된 제어 회로(212A)는 싱글-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터에 적용되는 제어 회로의 구성 예를 보여준다.
도 11에 도시된 바와 같이, 제어 회로(212A)는 펄스 발생부(212-1) 및 펄스 폭 결정부(212-2)를 포함한다.
펄스폭 결정부(212-2)는 스위칭 제어신호의 펄스폭을 결정하는 동작을 수행한다. 예로서, 펄스폭 결정부(202-2)는 입력 전압(VIN)과 출력 전압(VOUT)의 비율 또는 입력 전압(VIN)에 따른 전류(IIN)와 출력 전압(VOUT)에 따른 전류(IOUT)의 비율에 기초하여 펄스폭을 결정한다. 세부적으로, VIN/VOUT 에 비례하여 펄스폭이 가변되도록 펄스폭을 결정할 수 있다. 또한, IIN/IOUT 에 비례하여 펄스폭이 가변되도록 펄스폭을 결정할 수도 있다.
다른 예로서, 펄스폭 결정부(212-2)는 입력 전압(VIN) 또는 출력 전압(VOUT)의 변동에 관계없이 고정된 펄스폭을 갖도록 펄스폭을 결정할 수도 있다.
펄스 발생부(212-1)는 비교 신호(VCOMP)가 제1논리 상태에서 제2논리 상태로 천이될 때 펄스폭 결정부(212-2)에서 결정된 펄스폭을 갖는 원-샷(one-shot) 펄스를 발생시킨다. 펄스 발생부(212-1)에서 발생되는 원-샷 펄스가 스위칭 제어신호(CTL_SW)가 된다.
도 12는 도 9에 도시된 제어 회로(212)에 대한 세부 구성의 다른 예를 보여주는 도면이다. 참고적으로, 도 12에 도시된 제어 회로(212B)는 멀티-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터에 적용되는 제어 회로의 구성 예를 보여준다.
도 12에 도시된 바와 같이, 제어 회로(212B)는 펄스 발생부(212-1), 펄스 폭 결정부(212-2) 및 디멀티플렉서(212-3)를 포함한다.
펄스 발생부(212-1) 및 펄스 폭 결정부(212-2)는 도 11에서 설명하였으므로, 중복적인 설명은 피하기로 한다.
디멀티플렉서(212-3)는 제어신호(CTL_DMX)에 따라서 펄스 발생부(212-1)에서 생성되는 스위칭 제어신호(CTL_SW)를 입력하고, 입력된 스위칭 제어신호(CTL_SW)를 매칭되는 페이즈에 대한 출력 노드로 전달되도록 한다. 제어신호(CTL_DMX)는 비교 신호(VCOMP)에 기초하여 생성될 수 있다. 이에 따라서, 비교 신호(VCOMP)에 기초하여 스위칭 제어신호(CTL_SW)가 출력되는 출력 노드가 순차적으로 시프트 된다.
도 13은 도 9에 도시된 스위칭 구동 회로(213)에 대한 세부 구성의 일 예를 보여주는 도면이다. 참고적으로, 도 13에 도시된 스위칭 구동 회로(213A)는 싱글-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터에 적용되는 스위칭 구동 회로의 구성 예를 보여준다.
도 13에 도시된 바와 같이, 스위칭 구동 회로(213A)는 드라이버(213-1), 복수의 트랜지스터들(M9, M10), 인덕터(L3) 및 커패시터(C3)를 포함한다.
드라이버(203-1)는 입력되는 스위칭 제어신호(CTL_SW)를 이용하여 승압용 스위칭 신호(SW_UP) 및 강압용 스위칭 신호(SW_DN)를 생성하여 각각 제1구동 단자 및 제2구동 단자로 출력한다. 예로서, 스위칭 제어신호(CTL_SW)의 펄스폭에 따라서 승압용 트랜지스터 M9를 턴 온(turn on)시키는 구간의 길이가 결정되는 승압용 스위칭 신호를 생성시킬 수 있다. 다른 예로서, 스위칭 제어신호(CTL_SW)의 펄스폭에 따라서 강압용 트랜지스터 M10을 턴 온 시키는 구간의 길이가 결정되는 강압용 스위칭 신호를 생성시킬 수도 있다.
이에 따라서, 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작아질 때 스위칭 제어신호(CTL_SW)의 원-샷 펄스 온 타임 구간 동안에 승압용 스위칭 신호에 따라서 트랜지스터 M9가 턴 온 된다. 그리고, 트랜지스터 M10은 턴 오프 된다. 이에 따라서, 스위칭 제어신호(CTL_SW)의 원-샷 펄스 온 타임 구간동안에 입력 전압(VIN)에 의한 전류가 인덕터 L3을 통하여 출력 단자(OUTPUT)로 흐르게 되어 출력 전압(VOUT)이 상승하게 된다. 스위칭 제어신호(CTL_SW)의 원-샷 펄스 온 타임 구간이 경과한 후에는 강압용 스위칭 신호에 따라서 트랜지스터 M10이 턴 온 된다. 그리고, 트랜지스터 M9는 턴 오프 된다. 이에 따라서, 커패시터 C3에 충전된 출력 전압(VOUT)은 인덕터 L3 및 턴 온 된 트랜지스터 M10을 통하여 접지 노드로 방전됨으로써, 출력 전압(VOUT)은 하강하게 된다. 트랜지스터 M10은 다음 스위칭 제어신호(CTL_SW)의 원-샷 펄스가 발생될 때까지 턴 온 된다.
도 14는 도 9에 도시된 스위칭 구동 회로(213)에 대한 세부 구성의 다른 예를 보여주는 도면이다. 참고적으로, 도 14에 도시된 스위칭 구동 회로(213B)는 멀티-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터에 적용되는 스위칭 구동 회로의 구성 예를 보여준다.
도 14에 도시된 바와 같이, 스위칭 구동 회로(213B)는 드라이버 회로(213-1B), 스위칭 회로(213-2B), 복수의 인덕터들(L4 ~ L5) 및 커패시터(C4)를 포함한다.
드라이버 회로(213-1B)는 복수의 드라이버들(DR1 ~ DRn)로 구성된다. 각각의 드라이버(DRi)는 해당 페이즈에 매칭되는 스위칭 제어신호(CTL_SWi)를 이용하여 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호를 생성하여 출력한다. 예로서, 스위칭 제어신호(CTL_SWi)의 펄스폭에 따라서 해당 페이즈에 대한 승압용 스위칭 수단을 턴 온(turn on)시키는 구간의 길이가 결정되는 승압용 스위칭 신호를 생성시킬 수 있다. 다른 예로서, 스위칭 제어신호(CTL_SWi)의 펄스폭에 따라서 해당 페이즈에 대한 강압용 스위칭 수단을 턴 온 시키는 구간의 길이가 결정되는 강압용 스위칭 신호를 생성시킬 수 있다.
스위칭 회로(213-2B)는 복수의 스위칭부들(SW1 ~SWn)로 구성된다. 각각의 스위칭부(SWi)는 해당 페이즈에 매칭되는 드라이버(DRi)를 통하여 입력되는 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호에 기초하여 출력 전압(VOUT)을 상승시키거나 하강시키도록 해당 페이즈에 대한 전류 경로를 스위칭한다.
예로서, 스위칭부(SWn)는 드라이버(DRn)를 통하여 입력되는 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호에 기초하여 다음과 같이 동작한다.
피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작아질 때 스위칭 제어신호(CTL_SWn)의 원-샷 펄스 온 타임 구간 동안에 드라이버(DRn)에서 발생되는 승압용 스위칭 신호에 따라서 트랜지스터 M13이 턴 온 된다. 그리고, 트랜지스터 M14는 턴 오프 된다. 이에 따라서, 스위칭 제어신호(CTL_SWn)의 원-샷 펄스 온 타임 구간동안에 입력 전압(VIN)에 의한 전류가 인덕터 L5를 통하여 출력 단자(OUTPUT)로 흐르게 되어 출력 전압(VOUT)이 상승하게 된다. 스위칭 제어신호(CTL_SWn)의 원-샷 펄스 온 타임 구간이 경과한 후에는 강압용 스위칭 신호에 따라서 트랜지스터 M14가 턴 온 된다. 그리고, 트랜지스터 M13은 턴 오프 된다. 이에 따라서, 커패시터 C4에 충전된 출력 전압(VOUT)은 인덕터 L5 및 턴 온 된 트랜지스터 M14를 통하여 접지 노드로 방전됨으로, 출력 전압(VOUT)은 하강하게 된다. 트랜지스터 M14는 다음 페이즈에 대한 스위칭 제어신호(CTL_SWi)의 원-샷 펄스가 발생될 때까지 턴 온 된다.
이와 같이, 복수의 드라이버들(DR1 ~ DRn) 및 복수의 스위칭부들(SW1 ~SWn)들은 페이즈 시프트에 따라서 순차적으로 하나의 드라이버 및 스위칭부가 매칭되어 동작하게 된다.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 리플 인젝션 3-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터의 회로 구성을 예시적으로 보여주는 도면이다.
예로서, 도 15에 도시된 리플 인젝션 3-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터에서 인덕터 L21, L22, L23 및 커패시터 C21을 제외한 나머지 회로 구성 요소들을 하나의 반도체 칩에 집적되도록 설계할 수 있다.
위에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 리플 인젝션 스위칭 레귤레이터는 리플 인젝션 3-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터에 한정되지 않고, 리플 인젝션 싱글-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터, 2-페이즈 이상의 멀티-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터도 포함될 수 있다.
도 16은 도 15에 도시된 리플 인젝션 3-페이즈 타입의 스위칭 레귤레이터의 주요 신호들의 타이밍도이다.
도 15 및 도 16을 참조하면, 리플 인젝션 회로(220)에 의하여 피드백 노드(Node_FB)로 펄스 전류(Ipulse)가 인가되면 커패시터 C2에 의하여 피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 피드백 전압(VFB)에는 리플이 발생된다.
피드백 노드(Node_FB)에서 감지되는 리플 전압에 따라서 비교기(211)로 동작하는 OP 앰프(A1)에서 출력되는 비교 신호(VCOMP)의 위상이 반전된다. 비교 신호(VCOMP)의 위상 반전에 따라서 제어 회로(212)는 도 16과 같은 파형의 스위칭 제어신호 CTL_SW1, CTL_SW2, CTL_SW3을 순차적으로 생성한다.
우선, CTL_SW1의 원-샷 펄스가 발생되면, CTL_SW1에 기초하여 드라이버(DR1)에서 생성되는 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호에 따라서 CTL_SW1의 Ton 구간에서 트랜지스터 M21은 턴 온 되고 트랜지스터 M22는 턴 오프 된다. 이로 인하여 입력 전압(VIN)이 인가되는 입력 단자로부터 인덕터 L21을 통하여 출력 단자(OUTPUT)로 전류가 흐른다. 이에 따라서, 출력 전압(VOUT)은 상승하게 된다. 그리고, CTL_SW1의 Ton 구간이 경과한 후에는 트랜지스터 M22는 턴 온 되고 트랜지스터 M21은 턴 오프 된다. 이로 인하여 출력 단자의 커패시터 C21에 충전된 출력 전압(VOUT)에 의한 전류가 인덕터 L21 및 턴 온 된 트랜지스터 M22를 통하여 접지 노드로 흐른다. 따라서, 출력 전압(VOUT)은 하강하게 된다. 다음 CTL_SW2의 원-샷 펄스가 발생될 때 트랜지스터 M21 및 M22는 턴 오프 되어, 인덕터 L21로 흐르는 전류에 따른 출력 전압(VOUT)의 상승 또는 하강 동작은 중단된다.
다음으로, CTL_SW2의 원-샷 펄스가 발생되면, CTL_SW2에 기초하여 제2드라이버(DR2)에서 생성되는 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호에 따라서 CTL_SW2의 Ton 구간에서 트랜지스터 M23은 턴 온 되고 트랜지스터 M24는 턴 오프 된다. 이로 인하여 입력 전압(VIN)이 인가되는 입력 단자로부터 인덕터 L22를 통하여 출력 단자(OUTPUT)로 전류가 흐른다. 이에 따라서, 출력 전압(VOUT)은 상승하게 된다. 그리고, CTL_SW2의 Ton 구간이 경과한 후에는 트랜지스터 M24는 턴 온 되고 트랜지스터 M23은 턴 오프 된다. 이로 인하여 출력 단자의 커패시터 C21에 충전된 출력 전압(VOUT)에 의한 전류가 인덕터 L22 및 턴 온 된 트랜지스터 M24를 통하여 접지 노드로 흐른다. 이에 따라서, 출력 전압(VOUT)은 하강하게 된다. 다음 CTL_SW3의 원-샷 펄스가 발생될 때 트랜지스터 M23 및 M24는 턴 오프 되어, 인덕터 L22로 흐르는 전류에 따른 출력 전압(VOUT)의 상승 또는 하강 동작은 중단된다.
다음으로, CTL_SW3의 원-샷 펄스가 발생되면, CTL_SW3에 기초하여 제3드라이버(DR3)에서 생성되는 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호에 따라서 CTL_SW3의 Ton 구간에서 트랜지스터 M25는 턴 온 되고 트랜지스터 M26은 턴 오프 된다. 이로 인하여 입력 전압(VIN)이 인가되는 입력 단자로부터 인덕터 L23을 통하여 출력 단자(OUTPUT)로 전류가 흐른다. 이에 따라서, 출력 전압(VOUT)은 상승하게 된다. 그리고, CTL_SW3의 Ton 구간이 경과한 후에는 트랜지스터 M26은 턴 온 되고 트랜지스터 M25는 턴 오프 된다. 이로 인하여 출력 단자의 커패시터 C21에 충전된 출력 전압(VOUT)에 의한 전류가 인덕터 L23 및 턴 온 된 트랜지스터 M26을 통하여 접지 노드로 흐른다. 이에 따라서, 출력 전압(VOUT)은 하강하게 된다. 다음 CTL_SW1의 원-샷 펄스가 발생될 때 트랜지스터 M25 및 M26은 턴 오프 되어, 인덕터 L23으로 흐르는 전류에 따른 출력 전압(VOUT)의 상승 또는 하강 동작은 중단된다.
리플 인젝션 회로(220)에 의하여 피드백 노드(Node_FB)로 인가되는 펄스 전류(Ipulse)로 인하여 출력 단자(OUTPUT)에서 오프셋 전압이 발생된다. 오프셋 보상 회로(230)는 이와 같은 오프셋 전압을 상쇄시키기 위한 회로이다. 도 15에는 오프셋 보상 회로(230)를 전류 Ioffset이 흐르는 전류원으로 등가적으로 표시하였다.
그러면, 오프셋 전압을 상쇄시키기 위한 전류 Ioffset는 다음과 같이 산출할 수 있다.
리플 인젝션 회로(220)에 의하여 피드백 노드(Node_FB)로 인가되는 펄스 전류(Ipulse)로 인하여 출력 단자(OUTPUT)에 나타나는 에러 전압 Verror는 수학식 1과 같다.
Figure pat00001
여기에서, Verror(pulse)는 피드백 노드(Node_FB)로 인가되는 펄스 전류(Ipulse)로 인하여 발생되는 에러 전압을 의미하고, Verror(ripple)는 피드백 노드(Node_FB)로 인가되는 펄스 전류(Ipulse)에 따른 리플 전압에 의하여 발생되는 에러 전압을 의미한다.
우선, Verror(pulse)는 수학식 2와 같이 표현된다.
Figure pat00002
Figure pat00003
Figure pat00004
여기에서, I1은 Ipulse의 진폭을 나타내고, T1은 Ipulse의 펄스폭을 나타내고, Ts는 하나의 페이즈에서의 스위칭 제어신호(CTL_SWi)의 원-샷 펄스 발생 주기를 나타내고, Ph는 페이즈의 수를 나타낸다. 도 15와 같은 스위칭 레귤레이터의 경우에 Ph = 3이 된다.
다음으로, Verror(ripple)는 수학식 3과 같이 표현된다.
Figure pat00005
Figure pat00006
수학식 2 및 3을 수학식 1에 대입하면, 수학식 4와 같이 표현된다.
Figure pat00007
따라서, Ioffset를 수학식 5와 같이 결정할 수 있다.
Figure pat00008
Figure pat00009
수학식 5에서 결정된 전류 Ioffset를 오프셋 보상 회로(230)에 의하여 피드백 노드(Node_FB)로부터 접지 노드로 흐르게 함으로써, 펄스 전류(Ipulse)로 인해 발생되는 오프셋 전압을 상쇄시킬 수 있게 된다.
이와 같이, DC-DC 컨버터의 피드백 노드(Node_FB)로 펄스 전류(Ipulse)를 주입함으로써, DC-DC 컨버터의 출력 전압(VOUT)에 나타나는 리플 전압이 작더라도 안정되게 스위칭 레귤레이션 동작을 수행할 수 있게 된다. 이에 따라서, 출력 단자(OUTPUT)에 접속된 커패시터 C21에 ESR(Equivalent Series resistance) 크기가 매우 작은 세라믹 커패시터(ceramic capacitor)를 적용할 수 있다.
다음으로, 본 발명의 실시 예에 따른 리플 인젝션 타입의 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법에 대하여 설명하기로 한다.
도 17은 도 5에 도시된 리플 인젝션 타입의 스위칭 레귤레이터의 동작 제어 방법을 보여주는 흐름도이다.
우선, 스위칭 레귤레이터는 DC-DC 컨버터의 스위칭 사이클에 동기되는 인위적인 펄스 전류를 생성한다(S110). 예로서, DC-DC 컨버터의 피드백 노드에서 감지되는 전압과 기준 전압의 비교 결과에 기초하여 강압용 전류 경로 또는 승압용 전류 경로를 선택적으로 형성하는 스위칭 사이클에 동기되는 펄스 전류를 생성한다.
다음으로, 스위칭 레귤레이터는 인위적으로 생성된 펄스 전류를 DC-DC 컨버터의 피드백 노드에 주입한다(S120). 이에 따라서, 피드백 노드에서는 출력 단자로부터 피드백 노드로 흐르는 피드백 전류와 펄스 전류에 의한 전압이 감지된다.
다음으로, 스위칭 레귤레이터는 피드백 노드에 인위적으로 인가되는 펄스 전류에 따른 오프셋 전압을 상쇄시키기 위한 오프셋 보상 전류를 DC-DC 컨버터의 피드백 노드로부터 접지 노드로 흐르게 한다(S130).
다음으로, 스위칭 레귤레이터는 인위적으로 피드백 노드에 주입된 펄스 전류에 의한 리플 전압을 이용하여 스위칭 레귤레이션 동작을 수행한다(S140).
도 18은 싱글-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터에서 수행하는 스위칭 레귤레이션 동작 수행 단계(S140A)에 대한 세부 동작 흐름도이다.
싱글-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터는 피드백 노드에서 감지되는 피드백 전압(VFB)과 기준 전압(VREF)을 비교한다(S140-1A). 예로서, 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작게 되는지를 판단한다.
피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작아지는 경우에 싱글-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터는 승압용 전류 경로를 형성하고, 강압용 전류 경로는 차단한다(S140-2A). 예로서, 도 13과 같은 싱글-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터의 스위칭 구동 회로(213A)에서 스위칭 제어신호(CTL_SW)의 원-샷 펄스 온 타임(Ton) 구간 동안에 트랜지스터 M9를 턴 온 시키고 트랜지스터 M10은 턴 오프 시킨다. 트랜지스터 M9가 턴 온 되면 승압용 전류 경로가 형성되어 출력 전압(VOUT)이 상승한다.
스위칭 제어신호(CTL_SWi)의 원-샷 펄스 온 타임 구간(Ton)이 경과한 후에 싱글-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터는 강압용 전류 경로를 형성하고, 승압용 전류 경로는 차단한다(S140-3A). 예로서, 도 13과 같은 싱글-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터의 스위칭 구동 회로(213A)에서 트랜지스터 M10을 턴 온 시키고 트랜지스터 M9는 턴 오프 시킨다. 트랜지스터 M10이 턴 온 되면 강압용 전류 경로가 형성되어 출력 전압(VOUT)이 하강한다. 예로서, 강압용 전류 경로는 다음 스위칭 제어신호(CTL_SW)의 원-샷 펄스가 발생될 때까지 유지한다. 다른 예로서, 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작아질 때까지 강압용 전류 경로를 형성할 수 있다.
이와 같은 S140-1A ~ S140-3A 동작을 반복적으로 수행함으로써 안정적인 출력 전압(VOUT)을 얻을 수 있다.
도 19는 멀티-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터에서 수행하는 스위칭 레귤레이션 동작 수행 단계(S140B)에 대한 세부 동작 흐름도이다.
멀티-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터는 피드백 노드에서 감지되는 피드백 전압(VFB)과 기준 전압(VREF)을 비교한다(S140-1B). 예로서, 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작게 되는지를 판단한다.
피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작아지는 경우에 멀티-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터에서의 출력 전압(VOUT)을 스위칭 제어할 페이즈를 시프트 한다(S140-2B).
멀티-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터는 시프트된 페이즈에서의 승압용 전류 경로를 형성하고, 강압용 전류 경로는 차단한다(S140-3B). 예로서, 도 14와 같은 멀티-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터의 스위칭 구동 회로(203B)에서 시프트된 페이즈가 페이즈 PH(n)인 경우 스위칭 제어신호(CTL_SWn)의 원-샷 펄스 온 타임(Ton) 구간 동안에 트랜지스터 M13을 턴 온 시키고 트랜지스터 M14는 턴 오프 시킨다. 트랜지스터 M13이 턴 온 되면 승압용 전류 경로가 형성되어 출력 전압(VOUT)이 상승한다.
스위칭 제어신호(CTL_SWn)의 원-샷 펄스 온 타임(Ton) 구간이 경과한 후에 멀티-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터는 시프트된 페이즈 PH(n)에서의 강압용 전류 경로를 형성하고, 승압용 전류 경로는 차단한다(S140-4B). 예로서, 도 14와 같은 멀티-페이즈 타입의 DC-DC 컨버터의 스위칭 구동 회로(203B)에서 트랜지스터 M14를 턴 온 시키고 트랜지스터 M13은 턴 오프 시킨다. 트랜지스터 M14가 턴 온 되면 강압용 전류 경로가 형성되어 출력 전압(VOUT)이 하강한다. 예로서, 강압용 전류 경로는 다음 스위칭 제어신호(CTL_SWi)의 원-샷 펄스가 발생될 때까지 유지한다. 다른 예로서, 피드백 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 작아질 때까지 강압용 전류 경로를 형성할 수 있다.
이와 같은 S140-1B ~ S140-4B 동작을 반복적으로 수행함으로써 안정적인 출력 전압(VOUT)을 얻을 수 있다.
도 20은 본 발명의 실시 예들에 따른 스위칭 레귤레이터가 적용된 전자 장치(1000)의 구현 예를 보여주는 도면이다.
도 20에 도시된 바와 같이, 전자 장치(1000)는 전원 공급부(1100), 중앙 처리 장치(CPU; 1200), 신호 처리부(1300), 사용자 인터페이스(1400), 저장부(1500), 장치 인터페이스(1600) 및 버스(1700)를 포함한다.
전자 장치(1000)는 예로서 컴퓨터, 모바일 폰, PDA, PMP, MP3 플레이어, 카메라, 캠코더, TV 수상기, 디스플레이 기기 등이 포함될 수 있다.
전원 공급부(1100)는 전자 장치(1000)에서 필요로 하는 전원 전압을 생성하여 각 구성 요소들에 공급한다. 전원 공급부(1100)에는 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터들(100, 200A, 200B) 중의 적어도 하나가 적용될 수 있다.
중앙 처리 장치(1200)는 전자 장치(1000)를 전반적으로 제어하는 동작을 수행한다. 예로서, 사용자 인터페이스(1400)를 통하여 입력되는 정보에 기초하여 전자 장치(1000)의 구성 수단들을 제어할 수 있다.
신호 처리부(1300)는 장치 인터페이스(1600)를 통하여 수신되는 신호 또는 저장부(1500)로부터 읽어낸 신호를 정해진 규격에 맞추어 처리한다. 예로서, 비디오 신호 처리 또는 오디오 신호 처리 등을 수행할 수 있다.
사용자 인터페이스(1400)는 전자 장치(1000)의 기능 설정 및 동작에 필요한 정보를 사용자가 설정하기 위한 입력 장치이다.
저장부(1500)는 전자 장치(1000)의 동작에 필요한 각종 정보들이 저장된다. 또한, 장치 인터페이스(1600)를 통하여 수신되는 데이터 또는 전자 장치(1000)에서 처리된 데이터들이 저장될 수 있다.
장치 인터페이스(1600)는 전자 장치(1000)와 유선 또는 무선으로 접속되는 외부 장치와의 데이터 통신을 수행한다.
버스(1700)는 전자 장치(1000)의 구성 수단들 간의 정보를 전송하는 기능을 수행한다.
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 최적 실시예가 개시되었다. 여기서 특정한 용어들이었으나, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
100, 100A, 200A, 200B : 스위칭 레귤레이터
110, 214 : 피드백 회로 120, 211 : 비교기
130, 212 : 제어 회로 140-1 ~ 140-n : 드라이버
150-1 ~ 150-n : 스위칭부 210 : DC-DC 컨버터
213 : 스위칭 구동 회로 220 : 리플 인젝션 회로
230 : 오프셋 보상 회로 221 : 논리 회로
222 : 제1전류원 회로 223 : 스위칭 회로
231 : 제2전류원 회로 212-1 : 펄스 발생부
212-2 : 펄스폭 결정부 212-3 : 디멀티플렉서
213-1 : 드라이버 1000 : 전자 장치
1100 : 전원 공급부 1200 : 중앙 처리 장치
1300 : 신호 처리부 1400 : 사용자 인터페이스
1500 : 저장부 1600 : 장치 인터페이스
1700 : 버스

Claims (10)

  1. 피드백 노드에서 감지되는 전압과 기준 전압의 비교 결과에 기초하여 강압용 전류 경로 또는 승압용 전류 경로를 선택적으로 형성하는 스위칭 사이클에 따라서 입력 단자에 인가되는 입력 전압으로부터 출력 단자로 목표로 하는 출력 전압을 생성하고, 상기 출력 단자로부터 상기 피드백 노드로 피드백 전류를 인가하는 DC-DC 컨버터; 및
    상기 스위칭 사이클에 동기되는 펄스 전류를 생성하여 피드백 노드에 인가하는 리플 인젝션 회로를 포함함을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 펄스 전류의 인가에 따른 오프셋 전압을 줄이기 위하여 상기 피드백 노드로부터 접지 노드로 오프셋 보상 전류가 흐르는 경로를 형성하는 오프셋 보상 회로를 더 포함함을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  3. 제1항에 있어서, 상기 리플 인젝션 회로는
    제1전류원 회로;
    상기 스위칭 사이클에 동기되는 펄스 신호를 생성하는 논리 회로; 및
    상기 제1전류원 회로의 출력 노드와 상기 피드백 노드 사이에 접속되어 상기 펄스 신호에 기초하여 스위칭 동작을 수행하는 스위칭 회로를 포함함을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  4. 제2항에 있어서, 상기 오프셋 보상 회로는
    제2전류원 회로; 및
    상기 제2전류원 회로에 접속되는 제3,4트랜지스터를 포함하고,
    상기 제3트랜지스터의 제1단자는 상기 제2전류원 회로의 출력 노드에 접속되고, 제2단자는 접지 노드에 접속되고, 게이트 단자는 제1단자에 접속되며,
    상기 제4트랜지스터의 제1단자는 상기 피드백 노드에 접속되고, 제2단자는 접지 노드에 접속되고, 게이트 단자는 상기 제2전류원 회로의 출력 노드에 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  5. 제1항에 있어서, 상기 DC-DC 컨버터는
    상기 출력 단자의 전압에 기초하여 생성되는 피드백 전류를 상기 피드백 노드에 인가하는 피드백 회로;
    상기 피드백 노드에서 감지되는 전압과 기준 전압의 차에 기초한 비교 신호를 생성하는 비교기;
    상기 비교 신호를 이용하여 적어도 하나의 페이즈에 대한 스위칭 제어신호를 생성하는 제어 회로; 및
    상기 적어도 하나의 페이즈에 대한 스위칭 제어신호를 이용하여 출력 단자의 전압을 상승시키는 전류 경로를 형성하거나 상기 출력 단자의 전압을 하강시키는 전류 경로를 형성하는 스위칭 동작을 수행하는 스위칭 구동 회로를 포함함을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  6. 제5항에 있어서, 상기 피드백 회로는
    상기 출력 단자와 상기 피드백 노드 사이에 접속되는 제1저항;
    상기 피드백 노드와 접지 노드 사이에 접속되는 제2저항; 및
    상기 제1저항과 병렬로 상기 출력 단자와 상기 피드백 노드 사이에 접속되는 제1커패시터를 포함함을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  7. 제5항에 있어서, 상기 스위칭 구동 회로는
    상기 적어도 하나의 페이즈에 대한 스위칭 제어신호를 이용하여 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호를 출력하는 드라이버 회로; 및
    상기 적어도 하나의 페이즈에 대한 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호에 기초하여 상기 출력 단자의 전압을 상승시키거나 하강시키도록 적어도 하나의 페이즈에 대한 전류 경로를 스위칭하는 스위칭 회로를 포함하고,
    상기 전류 경로 상에 인덕터가 배치되고, 상기 출력 단자와 접지 노드 사이에 제2커패시터가 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  8. 출력 단자의 전압에 기초하여 생성되는 피드백 전압을 피드백 노드에 인가하는 피드백 회로;
    상기 피드백 전압과 기준 전압의 차에 기초한 비교 신호를 생성하는 비교기;
    상기 비교 신호의 위상 변화에 기초하여 복수의 페이즈들 각각에 대한 스위칭 제어신호를 순차적으로 생성하고, 상기 생성된 스위칭 제어신호를 매칭되는 페이즈에 대한 제어 출력 노드로 출력하는 제어 회로;
    상기 복수의 페이즈들 각각에 매칭되는 제어 출력 노드에 접속되고, 접속된 페이즈 출력 노드를 통하여 입력되는 스위칭 제어신호를 이용하여 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호를 출력하는 복수의 드라이버들; 및
    상기 복수의 드라이버들 각각의 출력 노드에 접속되고, 상기 복수의 드라이버들의 출력 노드를 통하여 입력되는 승압용 스위칭 신호 및 강압용 스위칭 신호에 기초하여 상기 출력 단자의 전압을 상승시키거나 하강시키도록 적어도 하나의 페이즈에 대한 전류 경로를 스위칭하는 복수의 스위칭부들을 포함하고,
    상기 페이즈별 전류 경로 상에 인덕터가 배치되고, 상기 출력 단자와 접지 노드 사이에 커패시터가 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제어 회로는 펄스폭이 고정되고 펄스 발생 간격이 가변되는 스위칭 제어신호를 생성하고, 상기 스위칭 제어신호의 펄스폭에 기초하여 상기 승압용 스위칭 신호 또는 강압용 스위칭 신호의 펄스폭이 결정되는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 비교 신호의 위상 변화에 동기되는 펄스 전류를 생성하여 상기 피드백 노드에 인가하는 리플 인젝션 회로; 및
    상기 펄스 전류의 인가에 따른 오프셋 전압을 줄이기 위하여 상기 피드백 노드로부터 접지 노드로 오프셋 보상 전류가 흐르는 경로를 형성하는 오프셋 보상 회로를 더 포함함을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
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