KR20150064235A - 마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템 - Google Patents

마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템 Download PDF

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KR20150064235A
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크리스티안 켐프터
볼프강 팔롯-부르크하르트
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칼 짜이스 에스엠테 게엠베하
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Abstract

마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템은 다중 미러 어레이로 배열되고 적어도 하나의 액추에이터를 통해 경사질 수 있는 미러를 포함한다. 또한, 조명 시스템은 미러를 위한 구동 전자 장치를 포함하고, 구동 전자 장치는 제1 분해능을 갖는 거대 디지털-아날로그 변환기(68)와, 제1 분해능보다 높은 제2 분해능을 갖는 미세 디지털-아날로그 변환기(70)와, 2개의 디지털-아날로그 변환기(68, 70)에 의해 출력되는 출력량이 전체 양을 산출하기 위해 부가될 수 있는 가산기(72)를 포함한다. 전체 양은 미러의 적어도 하나의 액추에이터에 적어도 간접적으로 적용될 수 있다.

Description

마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템 {ILLUMINATION SYSTEM FOR A MICROLITHOGRAPHIC PROJECTION EXPOSURE APPARATUS}
본 발명은 다중 거울 어레이로 배열되고 적어도 하나의 액추에이터에 의해 경사질 수 있는 미러를 갖고 미러를 위한 구동 전자 장치를 갖는 마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템과, 상기 거울을 구동시키기 위한 방법에 관한 것이다.
집적 전기 회로 및 다른 마이크로구조 부품은 종래에, 예컨대 규소 웨이퍼일 수 있는 적절한 기판 상에 적용되는 여러 개의 구조화된 층에 의해 제조되었다. 층들을 구조화하기 위해, 층들은 일정 파장 영역에 속하는 광 - 예컨대 심자외선 스펙트럼 영역(DUV)에서의 광에 감응하는 포토레지스트로 우선 덮어진다. 이후, 이 방식으로 코팅된 웨이퍼는 마이크로리소그래피 투영 노광 장치에서 노광된다. 이 공정에서, 마스크 상에 배열되는 구조 패턴이 투영 대물부의 도움으로 포토레지스트 상에 결상된다. 이 공정에서의 재현 스케일이 일반적으로 1보다 작기 때문에, 이러한 유형의 투영 대물부는 종종 축소 대물부로서 또한 지시된다.
포토레지스트가 현상된 후에, 웨이퍼는 에칭 공정에 적용되어, 그 결과 층이 마스크 상의 패턴에 따라 구조화된다. 이후, 뒤에 남겨진 포토레지스트는 층의 잔여 부분으로부터 제거된다. 이 공정은 모든 층들이 웨이퍼 상에 적용될 때까지 반복된다.
사용되는 투영 노광 장치의 성능은 투영 대물부의 결상 특성에 의해서뿐만 아니라, 투영 광을 이용하여 마스크를 조명하는 조명 시스템에 의해서도 결정된다. 이를 위해, 조명 시스템은 예컨대 펄스형 모드로 작동되는 레이저인 광원뿐만 아니라, 필드 지점에서 마스크 상에서 수렴되는 광 다발을 광원으로부터 발생된 광으로부터 발생시키는 여러 개의 광학 소자를 내장한다. 이와 관련하여, 광 다발은 일반적으로 투영 대물부에 정합하는 소정의 특성을 가져야 한다.
이들 특성은 특히, 각각이 마스크 평면 내의 지점으로 수렴되는 광 다발들의 각 분포(angular distribution)를 포함한다. 용어 "각 분포"는 광 다발의 개별 광선이 마스크 평면 내의 관련 지점 상에 충돌되는 상이한 방향들로 광 다발의 전체 강도가 어떻게 분포되어 있는지를 기술한다. 각 분포가 마스크 내에 포함된 패턴으로 특별하게 구성된다면, 상기 패턴은 보다 높은 결상 품질을 가지면서 포토레지스트로 덮어진 웨이퍼 상에 결상된다.
마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템에서, 조명 시스템의 투영 광의 개별 부분 빔들을 상이한 방향들로 편향시키기 위해 개별적으로 구동 가능한 다수의 마이크로미러를 포함하는 다중 미러 어레이(MMA, 마이크로미러 어레이 또는 미러 매트릭스로도 칭해짐)의 사용이 최근 들어 고려되었다. 예컨대, 이러한 방식으로, 투영 광의 개별 부분 광 빔은 마이크로미러의 도움으로 조명 시스템의 퓨필 평면(pupil plane) 내의 상이한 위치들로 지향된다. 조명 시스템의 퓨필 평면 내의 강도 분포가 투영 광의 각 분포에 결정적으로 영향을 미치기 때문에, 각 분포는 마이크로미러를 개별적으로 경사지게 함으로서 더욱 유연하게 설정될 수 있다. 특히, 퓨필 평면에서의 각(angular) 영역 또는 여러 개의 폴(pole)이 조명되는 소위 일반적이지 않은 조명 세팅과 관련하여, MMA를 사용함으로써, 예컨대 회절 광학 소자가 교체되지 않으면서, 각 분포를 각각의 환경에, 특히 투영될 마스크에 적합하게 한다.
이러한 MMA는 반도체 기술로부터 공지된 바와 같은 리소그래피 공정에 의해 마이크로전자기계 시스템(MEMS)으로서 종종 제조된다. 이 기술을 이용한 일반적인 구조물 치수는 몇몇 경우에 수 마이크로미터에 이른다. 예컨대, 공지된 대표적인 이 시스템은 2개의 단부 위치들 사이에서 축을 중심으로 디지털식으로 경사질 수 있는 마이크로미러를 갖는 MMA이다. 이러한 디지털 MMA는 상(image) 또는 필름의 재현을 위해 디지털 프로젝터에 사용된다.
그러나, 마이크로리소그래피 투영 노광 장치의 조명 시스템에서의 적용을 위해, 마이크로미러는 준연속적으로 고정밀도로 각(angular) 작업 범위 내에서의 어떠한 경사 각도도 취할 수 있어야 한다. 마이크로미러의 경사를 발생시키는 액추에이터는 이 경우에 예컨대 정전 또는 전자기 액추에이터로서 구성될 수도 있다. 따라서, 공지된 정전 액추에이터의 경우에, 마이크로미러의 경사는, 예컨대 마이크로미러의 후방에 끼워 맞춰진 미러 전극 및 고정식 제어 전극이 인가 전압에 따라서 가변적으로 강하게 끌어 당겨진다는 사실에 기초한다. 결과적으로, 마이크로미러는 적절한 서스펜션(suspension) 및 여러 개의 액추에이터에 의해, 임의의 경사 각도로 경사질 수 있다.
마이크로미러를 경사지게 하는 동안에 정밀도가 크게 요구되기 때문에, 액추에이터는 구동 전자 장치에 의해 극도로 정밀하게 구동되어야 한다. 이와 관련하여, 1개 미러 당 여러 개의 액추에이터의 도움으로 일반적으로 구동되는, MMA 내의 예컨대 1000개인 복수의 개별 미러들에 의해서, 이러한 구동 전자 장치가 효율적으로 설계되어야 한다는 것을 알 수 있다.
특히, 예컨대 극도로 작은 공간에 배열되는 드라이버(driver)의 정전 액추에이터를 이용하여 MMA를 구동시키기 위해, 다수의 다양한 출력 전압 값들이 고전압으로 발생되어야 한다. 최신 기술에 따르면, 양호한 출력 전압은 공급 전압에 의해 고전압을 공급받는 레지스터 및 트랜지스터의 도움으로, 소위 클래스-A 회로인 종래의 드라이버 회로에서 발생된다. 그러나, 이러한 구조로 인해, 클래스-A 회로에서, 항상 정적 누설 전류가 트랜지스터 및 레지스터를 통해 접지로 유동한다. 그 결과, 열 방출과 관련하여 상당한 전력 소실이 발생된다. 따라서, 전력 소실로 인해, 레지스터는 높은 저항성이 있어야 하고, 그 결과 레지스터는 드라이버 내부에 그리고 이에 따른 구동 전자 장치 내부에 큰 공간 요구조건을 갖는다. 1000개 이상의 미러를 갖는 큰 MMA를 구동하는 경우에, 이는 드라이버가 극도로 작은 공간에 MMA에 가능한 한 근접하게 위치 설정되어야 하기 때문에 특히 불리한 효과를 갖는다.
상기에 개략적으로 언급한 문제점에 대항할 한가지 가능한 방법이 미국특허 제6,940,629 B1호에 개시되어 있다. 출력 전류가 외부 및/또는 내부 캐패시터에서 통합되는 드라이버의 적분 스테이지에 의해 MMA 미러의 구동이 착수된다. 이 경우에 출력 전류는 디지털-아날로그 변환에 의해 디지털 값으로부터 발생되는 기준 전류에 비례한다. 이와 관련하여, 디지털 값은 상기 특허에서 상세히 기재되어 있지 않은 모니터링 유닛에 의해 발생된다. 이 특허공보에 따르면, 고전압 요소를 통해 적분기(integrator)에 인가되는 조정 가능한 기간의 기준 전류에 의해, 그리고 전류가 흐르는 기간의 선택에 의해 달성되는 개별 미러를 조정하기 위한 양호한 전압에 의해, 마이크로미러의 액추에이터를 위한 출력 전압이 설정된다. 이 경우, 기준 전류가 흐르는 기간은 디지털 제어 신호에 의해 확립된다.
본 발명의 목적은 다중 미러 어레이로 배열되고 적어도 하나의 액추에이터의 도움으로 경사질 수 있는 미러와, 미러를 위한 구동 전자 장치를 포함하는 마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템과, 가능한 한 정밀한 구동을 허용하는 미러를 모니터링하고/모니터링하거나 구동하기 위한 방법을 제공하는 것이다.
조명 시스템에 대해, 본 목적은 제1 분해능을 갖는 거대(coarse) 디지털-아날로그 변환기와, 제1 분해능보다 높은 제2 분해능을 갖는 미세(fine) 디지털-아날로그 변환기와, 미러의 적어도 하나의 액추에이터에 적어도 간접적으로 적용될 수 있는 전체 양을 산출하기 위해, 2개의 디지털-아날로그 변환기에 의해 출력되는 출력량을 부가하도록 구성되는 가산기(adder)를 포함하는 구동 전자 장치에 의해 본 발명에 따라 달성된다.
정상적인 경우에, 디지털-아날로그 변환기의 출력량은 전압일 것이어서, 거대 디지털-아날로그 변환기는 제1 출력-전압 범위를 갖고, 미세 디지털-아날로그 변환기는 제2 출력-전압 범위를 갖는다. 그러나, 당해 기술분야의 숙련자에게 있어서, 전류도 물론 디지털-아날로그 변환기의 출력량으로 또한 인식될 수 있다.
2-스테이지 디지털-아날로그 변환기 개념의 경우에, 제2 출력 전압 범위는 바람직하게 제1 출력 전압 범위보다 작다. 그 결과, 미세 디지털-아날로그 변환기를 이용하여 미러를 구동시키는 동안에는, 전압의 작은 변화를 겪지만 거대 디지털-아날로그 변환기의 도움으로 큰 전압 범위를 포함하는 것이 가능하다.
또한, 이는 미세 디지털-아날로그 변환기에 의해 출력되는 전압이 제2 출력 전압 범위의 중간에 있다면, 적어도 하나의 액추에이터에 인가되는 소정의 전체 전압이 얻어지는 방식으로 거대 디지털-아날로그 변환기에 의해 출력되는 출력 전압이 선택될 수 있는 경우에 유리하다. 그 결과, 미세 디지털-아날로그 변환기는 상향 및 하향으로 최대 범위에서 액추에이터에서 인가된 전체 전압을 보정할 수 있다. 거대 디지털-아날로그 변환기는 그의 출력 전압을 위해 더 큰 단차부만을 허용하기 때문에, 미세 디지털-아날로그 변환기에 의한 출력은 단지 출력 전압 범위의 중간에 대략적으로 있을 수 있다.
이는 이 경우에 거대 디지털-아날로그 변환기는 소정의 전체 전압에 가능한 한 근접한 출력 전압을 출력해야만 하기 때문에, 제2 출력 전압 범위가 0V를 중심으로 대칭인 경우에 특히 용이하게 발생된다.
다중 미러 어레이의 미러의 정밀한 구동을 위해, 제2 출력 전압 범위가 대략 -5V 내지 대략 +5V 범위의 최대 전압 내에 있다면 일반적으로 충분하다.
구동 전자 장치에 디지털-아날로그 변환기를 제공하기 위해, 2개의 디지털-아날로그 변환기가 그에 인가된 공통 디지털 입력 신호를 가질 수 있을 수 있다. 디지털-아날로그 변환기의 실제 변환 전자 장치의 상류에 연결되는 회로는, 이 경우에 각각의 디지털-아날로그 변환기와 관련이 있는 신호-예컨대 일정 비트 범위의 디지털 값-을 분기시키고, 이 신호를 변환 전자 장치로 공급한다.
그러나, 일정 환경 하에서 구동 전자 장치의 회로 복잡성을 감소시키기 때문에, 2개의 디지털-아날로그 변환기는 그에 인가된 상이한 디지털 입력 신호들을 가질 수 있는 장점도 있을 수 있다.
조절된 시스템의 경우, 실질적으로 디지털-아날로그 변환의 상대 분해능(relative resolution)만이 중요하여, 이에 따라 거대 디지털-아날로그 변환기의 엄격하게 선형인 변환기 특성이 생략될 수 있기 때문에, 거대 디지털-아날로그 변환기는 거대 디지털-아날로그 변환기의 실행 비용이 낮게 유지되도록, 비선형 변환기 특성을 갖는 것이 유리하다.
이 경우, 거대 디지털-아날로그 변환기는 미러의 경사 각도와 적어도 하나의 액추에이터에서 인가되는 전체 양 사이의 관계를 나타내는 함수의 역함수에 대응하는 변환기 특성을 바람직하게 갖는다. 그 결과, 정전 액추에이터가 사용되는 경우에 발생하는, 인가 전압에 대한 미러의 경사 각도의 2차 종속성은, 예컨대 변환기 특성의 도움으로 보상될 수 있고, 구동 전자 장치의 나머지는 이 종속성을 고려할 필요가 없다.
본 발명의 다른 유리한 구성에 따르면, 구동 전자 장치는 거대 디지털-아날로그 변환기를 적어도 간접적으로 구동하도록 구성되는 개방 루프 제어 유닛을 포함한다. 이는 미러의 경사 각도를 제어 루프 없이 제어 시스템에 의해 소정의 경사 각도로 거대 근사화(coarse approximation)할 수 있다.
개방 루프 제어 유닛이 사용되는 경우, 조명 시스템은 미러의 실제 각도를 측정하기 위한 측정 시스템을 포함하고, 측정 시스템은 패턴을 검출하도록 구성되는 검출기를 포함하고, 전체 패턴 내에서 검출된 패턴을 검색하기 위한 패턴 인식 시스템을 포함하는 것이 특히 유리하다. 이 경우, 패턴 시스템의 검색은 예컨대, 개방 루프 제어 유닛과 동일한 신호, 또는 제어 유닛으로부터 방출된 신호를 수신하는 패턴 인식 시스템에 의해 전체 패턴의 부분영역(subregion)으로 제한될 수 있다. 그 결과, 패턴을 검색하기 위해서는 작은 컴퓨팅 파워(computing power)가 필요하다.
유리하게는, 구동 전자 장치는 미세 디지털-아날로그 변환기를 적어도 간접적으로 구동하도록 구성되는 폐쇄 루프 제어 유닛을 포함하는 것으로 제공될 수 있다. 폐쇄 제어 루프로 작동하고 미세 디지털-아날로그 변환기를 구동시키는 폐쇄 루프 제어 유닛의 도움으로, 미러의 경사 각도가 정확하게 설정될 수 있다. 특히, 경사 각도의 변화를 나타내는 비교적 작은 기계적 또는 전기적 동요(perturbation)는 고 분해능을 갖는 이 수단에 의해 보정될 수 있다.
또한, 구동 전자 장치는 거대 디지털-아날로그 변환기 및/또는 미세 디지털-아날로그 변환기를 위한 디지털 정보를 좌표 변환에 적용하도록 구성되는 좌표 변환 유닛을 포함할 수 있다. 그 결과, 액추에이터 구동과 미러의 실제 경사 사이의 더 복잡한 관계가 성립될 수 있다. 이는 미러의 경사가 예컨대 3개의 액추에이터인 여러 개의 액추에이터의 조합된 구동에 의존되는 경우에 특히 중요하다.
미러를 구동하기 위한 본 발명에 따른 방법에 대하여, 이하 단계들로부터 목적이 달성된다. 우선, 마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템은 미러를 내장하여 제공되고, 미러는 다중 미러 어레이로 배열되고 적어도 하나의 액추에이터의 도움으로 경사질 수 있다. 이 후, 제1 항목의 디지털 정보 및 제2 항목의 디지털 정보가 제공된다. 다음으로, 제1 항목의 디지털 정보는 제1 분해능을 갖는 제1 아날로그 양으로 변환된다. 이 후에, 제2 항목의 디지털 정보는 제1 분해능보다 높은 제2 분해능을 갖는 제2 아날로그 양으로 변환된다. 마지막으로, 2개의 아날로그 양은 전체 양을 산출하기 위해 부가되고, 전체 양은 적어도 하나의 액추에이터에 적어도 간접적으로 적용된다. 이 방법에 의해, 미러의 액추에이터는 큰 범위의 값과 고 분해능 양자 모두를 갖고 실행되는데 고가인 특히 고품질인 디지털-아날로그 변환기를 사용하지 않으면서, 큰 범위의 값과 고 분해능으로 구동될 수 있는 것이 가능해진다.
유리하게, 전술된 방법에서, 제1 항목의 디지털 정보는 개방 루프 제어에 의해 제공될 수 있고, 제2 항목의 디지털 정보는 폐쇄 루프 제어에 의해 제공될 수 있다. 개방 루프 제어는 소정 작용 지점 근처에 대략적으로 아날로그 전체 양을 위치시킨다는 사실에 의해, 폐쇄 제어 루프는 고 분해능을 갖는 미세 조절을 위해 설계될 수 있다.
또한, 이 경우에서의 조절 범위가 충분히 작게 선택된다면, 선형 조절 시스템이 특히 간단하고 안정적으로 설계될 수 있기 때문에, 폐쇄 제어 루프는 선형 조절 시스템인 것이 유리하다.
유리하게, 폐쇄 제어 루프는 예컨대 오버슈트(overshoot) 거동을 위한 밴드폭을 다르게 하는 것이 조절 파라미터의 보정에 의해 달성될 수 있도록, 조절 단계에서와 유지 단계에서 상이하게 작동될 수 있다.
또 다른 유리한 본 발명의 변경예에서, 우선, 미러가 경사지는 미리 설정된 공칭 경사 각도에 의해, 제1 항목의 디지털 정보가 제공된다. 이 후, 제1 항목의 디지털 정보는 공칭 경사 각도의 함수로서 개방 루프 제어에 의해 제공된다. 또한, 본 발명의 이러한 변경예에서, 전체 양을 적어도 하나의 액추에이터에 적어도 간접적으로 적용한 후에, 이하 단계들: 미러의 실제 경사 각도를 측정하는 단계와; 실제 경사 각도와 공칭 경사 각도 간의 차이를 결정하는 단계와; 차이가 미리 설정된 임계 값보다 작다면, 반복을 종결하는 단계와; 차이의 함수로서 제2 항목의 디지털 정보를 결정하는 단계와; 제2 항목의 디지털 정보를 제2 아날로그 양으로 변환하는 단계와; 전체 양을 산출하기 위해 2개의 아날로그 양을 부가하는 단계와; 전체 양을 적어도 하나의 액추에이터에 적용하는 단계가 반복적으로 수행된다. 이에 따라, 이 방법에서, 실제 경사 각도는 개방 루프 제어의 도움으로 공칭 경사 각도로 거대 근사화된다. 이 후, 실제 경사 각도는, 실제 경사 각도와 공칭 경사 각도 간의 차이가 임계 값 아래로 떨어지는 시간까지 제2 항목의 디지털 정보의 변환의 도움으로 고 분해능을 이용하여 공칭 경사 각도로 반복적으로 근사화된다. 따라서, 이 방법은 무한 진행 제어 루프가 요구되지 않으면서 실제 경사 각도를 설정할 수 있게 한다. 수행 중에, 다른 시퀀스가 개별 단계들에 대해 선택될 수 있다. 특히, 다른 단계들 사이에서 부가적으로, 또는 상이한 횟수로 예시적인 실시예에 따라 차이와 임계 값 사이의 비교가 이루어질 수 있다. 또한, 이 방법의 다양한 단계들에서는 임계 값이 변할 수 있다.
반복적인 방법의 다른 유리한 실시예에서, 최대 횟수의 반복적인 재현이 제한된다. 이 수단에 의해, 액추에이터가 오작동하는 경우에, 예컨대 이 방법의 반복 루프가 존재한다는 것이 보장된다.
상기 방법의 다른 유리한 실시예에 따르면, 미러의 경사에 대한 정보는 전체 패턴에서 패턴을 검색하는 패턴 인식 시스템에 의해 제공될 수 있다. 이 경우에서의 패턴 인식 시스템은 제1 항목의 디지털 정보의 함수로서 전체 패턴의 부분영역으로 제한된다. 패턴의 검색은 보다 작은 부분영역으로 제한된다는 사실에 의해, 패턴 인식 시스템의 컴퓨팅 노력이 감소되어, 패턴 인식 시스템이 더 용이하게 구현될 수 있다.
다른 태양에 따르면, 본 발명은 측정 시스템에 의해 측정되는 측정 값이 주어진 규격 내에 있는 분산(variance)과 함께 존재하도록 우선 샘플링 속도가 결정되는, 다중 미러 어레이 내의 복수의 미러의 미러 위치를 모니터링하기 위한 방법에 의해 달성된다. 그러나, 이 후 어떠한 에일리어싱(aliasing)도 더 이상 발생되지 않는 방식으로 선택되는, 대응하여 증가된 분산을 갖고 N-배 샘플링 속도로 샘플링이 이루어진다. 최종적으로, N-배 샘플링 속도로 존재하는 측정 값은 평균화함으로써 필터링되어, 이에 의해 얻어진 필터링 값은 주어진 규격 내의 분산과 함께 존재한다. 이러한 방법의 장점은, 측정 값의 증가된 샘플링 속도에 의해, 측정 값이 추가 처리에 적용되고 하류에 연결되는 시스템에 어떠한 에일리어싱 신호도 발생되지 않지만, 측정 값이 규격 내의 분산과 함께 존재한다는 사실로부터 얻어진다. 특히, 이는 에일리어싱 신호가 전체 시스템의 바람직하지 않은 진동을 야기할 수 있기 때문에 조절 시스템에서 유리하다. 유리한 구조를 위해서 기술된 구동 장치 및 방법의 조합이 의도되더라도, 이러한 본 발명의 생각은 전술된 이분(bipartite) 디지털-아날로그 변환과 무관하게 실현될 수 있다.
유리하게, 상기 공정에서, N-배 샘플링 속도는 나이퀴스트 법칙(Nyquist theorem)에 따라 결정된다. 나이퀴스트 법칙은 아날로그 신호의 가장 높게 발생하는 주파수가 에일리어싱이 발생하지 않는 것이 보장되는 주파수의 적어도 두 배의 주파수로 샘플링되어야 한다는 것을 말한다.
본 발명의 다른 태양은 다중 미러 어레이로 배열되는 복수의 미러를 포함하고 미러의 경사 이동을 측정하고 조절하기 위한 측정 및 조절 시스템을 포함하는, 마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템에 관한 것이다. 본 발명에 따르면, 측정 및 조절 시스템은 무작위 시간 간격으로 경사 이동을 측정하도록 구성된다. 무작위 시간 간격에서의 측정 값의 측정은 디지털화 동안에 에일리어싱 신호가 발생되는 것을 방지한다. 본원에서, '무작위(random)'는 개별 측정 값들 사이의 시간 간격이 아날로그 신호의 주파수의 발생과 관련하여 주기적으로 반복되어서는 안된다는 것을 의미한다. 본 발명의 생각은 또한 2-스테이지 디지털-아날로그 변환과 무관하게 실현될 수 있다. 그러나, 본 발명의 바람직한 실시예에서는 2-스테이지 디지털-아날로그 변환기과의 조합이 얻어진다.
본 발명의 다른 태양은 다중 미러 어레이로 배열되고 적어도 하나의 액추에이터의 도움으로 경사질 수 있는 미러를 포함하고 미러를 위한 구동 전자 장치를 포함하는 마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템에 관한 것이다. 미러의 적어도 하나의 액추에이터에 인가되는 전압을 발생시키기 위해서, 구동 전자 장치는 입력부를 포함하는 드라이버의 적분 스테이지와, 출력부를 포함하는 미분 스테이지를 포함하고, 미분 스테이지의 출력부는 드라이버의 적분 스테이지의 입력부에 적어도 간접적으로 연결된다. 이는 드라이버의 적분 스테이지를 구동하는 것을 가능하게 하여, 종래의 드라이버 스테이지에 인가되는 신호를 갖는 미분 스테이지를 통한 종래의 드라이버 스테이지에 비해, 전력 소실이 감소되고 공간 요구조건이 감소된다. 그 결과, 구동 전자 장치의 다른 회로 부품이 유지될 수 있다.
바람직하게는, 주문형 집적 회로에서의 드라이버의 적분 스테이지의 실행은 구동된 미러의 면적의 50% 미만의 면적 요구조건을 필요로 한다. 그 결과, 1개 미러 당 적어도 2개의 액추에이터는 드라이버의 과도한 공간 요구조건으로 인해 신호 전파 횟수를 다르게 할 부담 없이 구동될 수 있다.
그의 효율적인 작동 모드로 인해, 전술된 모든 방법 또는 장치는 적어도 1000개의 미러, 바람직하게는 4000개 미러의 미러 위치를 모니터링하고 구동하기에 특히 적합하다.
본 발명의 추가 특성 및 장점은 도면을 참조하여 예시적인 실시예의 이하 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1은 본 발명에 따라, 다중 미러 어레이를 갖는 마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템을 관통하는 단순화된 자오선 단면도이다.
도 2는 여러 개의 미러를 갖는 조명 시스템의 다중 미러 어레이의 단순화된 사시도이다.
도 3은 다중 미러 어레이의 개별 미러들의 미러 위치를 구동시키기 위해 조명 시스템의 다양한 부품들이 어떻게 상호 작용하는지를 도시하는 매우 개략적인 도면이다.
도 4는 미러 및 관련된 정전 액추에이터를 갖는 미러 유닛의 단순화된 사시도일 뿐만 아니라, 정전 액추에이터를 구동시키는 드라이버 및 디지털-아날로그 변환기 유닛을 갖는 전력 전자 장치의 개략적인 회로도이다.
도 5는 본 발명에 따라, 거대 디지털-아날로그 변환기와 미세 디지털-아날로그 변환기를 갖는 이분 디지털-아날로그 변환기에 의한 개별 미러 유닛의 구동의 제어 및 조절의 개요도이다.
도 6은 신호 처리 스테이지가 하류에 연결된 상태의 미러 위치를 모니터링하는 개략적인 도면이다.
도 7은 전력 전자 장치의 거대 디지털-아날로그 변환기와 미세 디지털-아날로그 변환기에 공통 항목의 디지털 정보가 제공되는, 또 다른 예시적인 실시예의 개략적인 도면이다.
도 8은 전력 전자 장치에 사용되는 드라이버의 개략적인 도면이다.
도 9는 드라이버의 작동 모드의 블록도이다.
도 10은 최신 기술에 따른 드라이버의 가능한 실행 레이아웃 및 회로도이다.
도 11은 미분 스테이지 및 드라이버의 적분 스테이지를 사용하는, 본 발명에 따른 드라이버의 가능한 실행 레이아웃 및 회로도이다.
조명 시스템
도 1은 매우 단순화된 자오선 단면으로 마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템(10)을 도시한다. 조명 시스템(10)은 투영 광을 이용하여 결상되도록 리소그래피 구조물을 담지하는 마스크(12)를 조명하는 기능을 한다. 이후, 도시되지 않은 투영 대물부는 일반적으로 치수가 감소되는 조명된 구조물을 감광 레지스트로 코팅된 웨이퍼 상으로 투영한다.
마이크로리소그래피 투영 노광 장치의 결상 특성에 중대하게 영향을 미치는 이와 관련된 중요한 요인은 투영 광의 각 분포이다. 이는 광이 마스크 지점에 충돌하는 다양한 입사각으로 마스크 지점에 입사되는 광의 전체 강도의 분포를 의미하는 것으로 이해된다. 특히, 가능한 한 최적인 결상을 얻기 위해서, 투영 광의 각 분포를 조명된 구조물의 유형에 대해 적합하게 하는 것이 바람직하다.
이를 위해, 조명 시스템(10)은 도 1에서 단순화된 방식으로만 도시되거나 전혀 도시되지 않은 다수의 광학 소자를 그의 광선 경로에 포함한다.
레이저(14) 또는 다른 광원에 의해 발생된 투영 광은 우선 제1 광학 소자(16)에 의해 확장되고, 평면 미러(18)를 거쳐 마이크로렌즈 어레이(20) 상으로 유도된다. 평면 미러(18)는 주로, 조명 시스템(10)의 외부 치수를 컴팩트하게 유지하는 기능을 한다.
광학 경로를 더 따라가면, 투영 광은 도 2를 참조하여 이하에 더 상세히 설명될 소위 다중 미러 어레이(22) 상에 충돌한다. 다중 미러 어레이(22)는 바람직하게 개별적으로 경사질 수 있는 다수의 마이크로미러(24)를 포함한다. 이와 관련하여, 상류에 위치된 마이크로렌즈 어레이(20)는 투영 광의 개별 부분 광 빔을 마이크로미러(24) 상으로 유도한다.
개별 마이크로미러(24)는 투영 광의 부분 광 빔이 제2 광학 소자(28)를 거쳐 자유롭게 선택 가능한 위치에서 퓨필 평면(30)을 통과하는 방식으로 경사질 수 있다. 이 퓨필 평면(30)에 근접하게 배열된 파리 눈 인터그레이터(32; fly's-eye integrator)는 제3 광학 소자(34)를 거쳐 조정 가능한 조리개 요소(38)가 배열되는 중간 필드 평면(36)을 균일하게 조명하는 복수의 2차 광원을, 퓨필 평면(30)에서 발생시킨다. 이와 관련하여, 제3 광학 소자(34)는 퓨필 평면(30)에서의 각도와 중간 필드 평면(36) 내의 위치 사이의 대응을 발생시킨다. 중간 필드 평면(36)은 마스크(12)가 배열되는 마스크 평면 상으로 대물부(40)에 의해 투영된다. 퓨필 평면(30)에서의 강도 분포는 중간 필드 평면(36)에서뿐만 아니라 마스크 평면에서도 조명 각 분포를 결과적으로 결정한다.
다중 미러 어레이(22)의 개별 마이크로미러(24)의 다양한 경사 이동의 결과로서, 투영 광의 다양한 각 분포가 매우 유연하게 설정되는 것이 가능하다. 마이크로미러(24)의 적절한 구동이 주어진다면, 각 분포는 실로, 노광 동안에 변경될 수 있다.
다중 미러 어레이
도 2는 개별 마이크로미러(24)가 평면이고 정방형 외형을 갖는 다중 미러 어레이(22)의 단순화된 사시도를 도시한다.
광선 경로에서 우선하는 마이크로렌즈 어레이(20)의 렌즈에 의해 퓨필 평면(30) 내의 임의의 위치로 생성되는 입사 부분 광 빔을 유도하기 위해, 각 마이크로미러(24)는 2개의 경사축인 x축 및 y축을 중심으로 경사질 수 있도록 장착된다. 경사축 x축, y축을 중심으로 한 실제 경사는 도시되지 않은 액추에이터를 통해 제어 가능하고, 이에 의해 마이크로미러(24)가 개별적으로 구동될 수 있도록 액추에이터의 그 자신의 설정이 각 마이크로미러(24)에 대해서 일반적으로 할당되어야 한다. 따라서, 마이크로미러(24) 및 그의 관련 액추에이터는 미러 유닛(42)을 형성하도록 조합될 수 있다.
*다중 미러 어레이(22) 내의 미러 유닛(42)의 개수가 많을수록, 퓨필 평면(30) 내의 강도 분포는 더 미세하게 분해될 수 있다. 2개의 경사축인 x축, y축을 중심으로 경사질 수 있는 수천 개의 마이크로미러(24)를 갖는 다중 미러 어레이(22)가 고려된다. 이 유형의 다중 미러 어레이(22)는 예컨대 MEMS 기술을 사용하여 제조될 수 있고 다양한 작동 방법을 채용할 수 있다.
구동의 구조적 개요
도 3은 다중 미러 어레이(22)를 구동시키기 위해 조명 시스템(10)의 다양한 부품들이 어떻게 상호 작용하는지를 개략도로 도시한다.
MEMS 기술을 사용하여 제조된 다중 미러 어레이(22)는 개별 미러 유닛(42)의 액추에이터를 구동시키는데 요구되는 아날로그 제어 신호를 발생시키는 전력 전자 장치(44)에 연결된다. 전기 아날로그 신호의 동요를 작게 유지하기 위해, 아날로그 제어 신호는 미러 유닛(42)의 액추에이터에 가능한 한 근접하게 발생되어야 한다. 전력 전자 장치(44)의 설계에 있어서 다수의 미러 유닛(42)으로 인해, 개별 회로 부품의 공간 요구조건을 작게 유지하는 것을 보장하도록 주의되어야 한다.
디지털 제어 및 조절 장치(46)에 의해, 전력 전자 장치(44)는 출력되는 아날로그 신호의 개별 값들을 디지털식으로 인코딩하는 전력 전자 장치에 적용된 디지털 정보를 갖는다. 실행되는 구동 및 조절 알고리즘의 요구조건에 따라서, 디지털 제어 및 조절 장치(46)는 적절하게 프로그래밍된 알고리즘을 갖는 예컨대 DSP 마이크로프로세서와 같은 마이크로프로세서로서 또는 FPGA로서 실현될 수도 있다.
개별 마이크로미러(24)의 양호한 경사를 달성하기 위해, 디지털 제어 및 조절 장치(46)는 조명 시스템(10)의 운영자 인터페이스(48)를 이용하여 데이터를 교환한다. 일반적으로, 상용 PC는 운영자 인터페이스(48) 기능을 수행한다. 조명 시스템(10)의 다른 파라미터 이외에, 운영자는 이러한 운영자 인터페이스(48)에서 퓨필 평면(30)의 양호한 조명을 규정할 수 있다.
퓨필 평면(30)의 이러한 양호한 조명으로부터 시작하여, 이후 퓨필 알고리즘(50)은 다중 미러 어레이(22)의 마이크로 미러(24)를 통해 퓨필 평면(30)의 어느 지점이 조명되는지를 선택한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 퓨필 알고리즘(50)은 운영자 인터페이스(48)의 PC에서 프로그램 섹션으로서 작용할 수 있거나, 디지털 제어 및 조절 유닛(46) 내에 연합하여 통합되었을 수도 있다.
운영자 인터페이스(48)의 도움으로, 다중 미러 어레이(22)의 상태에 대한 정보가 확인될(interrogate) 수 있다. 따라서, 디지털 제어 및 조절 장치(46)는 예컨대, 비기능 미러 유닛(42)에 대한 정보를 운영자 인터페이스(48)로 통신할 수 있다. 이후, 예컨대 이 정보는 개별 마이크로미러(24)를 조명될 퓨필 평면(30)의 지점에 할당할 때 비기능 미러 유닛(42)을 고려하기 위해 퓨필 알고리즘(50)에 의해 사용될 수 있다. 한편, 이 정보는 마이크로리소그래피 투영 노광 장치의 작동을 차단할 수 있도록, 그리고 유지보수 작업을 수행하도록, 운영자에게 액세스 가능하게 할 수 있다.
광학 측정 시스템
폐쇄 제어 루프를 이용한 폐쇄 루프 제어가 다중 미러 어레이(22)를 구동시키는 동안에 작동된다면, 또한 디지털 제어 및 조절 장치(46)는 개별 마이크로미러(24)의 미러 위치들을 모니터링하는 측정 시스템(52)과 데이터를 교환한다.
이를 위해, 측정 시스템(52)에는 측정 광으로 마이크로미러(24)를 조명하는 개별 광원(54)이 제공된다. 개별 광원(54)의 측정 광이 퓨필 평면(30)을 통과한 후 마스크(12) 상에 충돌하는 것을 방지하기 위해, 개별 광원(54)은 측정 광의 입사각이 투영 광의 입사각과 다른 방식으로 배열된다. 개별 마이크로미러(24) 상에서의 반사 후, 측정 광은 검출기(56) 상에 충돌한다.
사용되는 측정 시스템(52)에 따라서, 개별 광원(54)은 예컨대 레이저 빔이 각각의 개별 마이크로미러(24) 상으로 유도되게 하는 VCSEL 어레이(수직-공동 표면-방출 레이저)를 포함한다. 이후, 반사된 레이저 빔은 예컨대, 4상한(four-quadrant) 검출기로서 구성되며, 결과적으로 위치 감응형인 검출기(56) 상으로 충돌된다. 위치 감응형 검출기(56) 상의 레이저 빔의 위치로부터, 이후 각각의 마이크로미러(24)의 사실상의 실제 경사는 알고리즘 형태로 디지털 제어 및 조절 장치(46)에 내장되거나 또는 측정 시스템(52)에 내장되는 평가 시스템(57)에 의해 결정될 수 있다.
패턴 인식에 의한 광학 측정 시스템
다른 유형의 측정 시스템(52)에서, 개별 광원(54)은 전체 패턴을 발생시키는데, 이를 이용하여 다중 미러 어레이(22)의 전체 표면이 조명된다. 이후, 예컨대 카메라와 같은 검출기(56)로서 기능을 하는 적절히 배열된 기록 광학계는 개별 마이크로미러(24) 상에서 보일 수 있는 패턴을 기록한다. 평가 시스템(57)에 의해, 측정 시스템(52) 또는 디지털 제어 및 조절 장치(46)에서 구현되는 패턴 인식 시스템의 도움으로, 결정되는 전체 패턴 내에서의 기록된 패턴의 위치에 의해 개별 마이크로미러(24)의 경사가 결정된다.
도시된 측정 시스템(52)에 관한 추가 상세는 WO 2008/095695호로부터 알 수 있고, 본원의 요지에 참조로 포함된다.
미러 유닛
본 예시적인 실시예에서 미러 유닛(42)의 마이크로미러(24)를 경사지게 하기 위해, 다양한 전위에서 2개의 대향 전극들 사이의 정전 인력에 기초한 액추에이터가 사용된다.
도 4는 정전 액추에이터를 갖고 MEMS 기술을 사용하여 구현되는 이러한 미러 유닛(42)의 필수 부품을 매우 단순화된 사시도로 도시한다. 미러 유닛(42)의 직사각형 평면 마이크로미러(24)는 도시되지 않은 카르다닉 서스펜션(cardanic suspension) 형태의 중실 조인트(solid joint)를 통해 2개의 경사 축인 x축 및 y축을 중심으로 경사질 수 있도록 장착된다. 마이크로미러(24) 및 중실 조인트 양자 모두는 Si 웨이퍼에서 리소그패피 구조화에 의해 제조된다. 마이크로미러(24)는 그의 상향 지향된 미러 표면(58) 상에, 투영 광의 거의 완전한 반사를 보장하는 반사 코팅을 갖는다.
마이크로미러(24)의 하향 지향된 후방부에는 도전성 미러 전극(60)이 예컨대 금속의 기상 증착의 결과로서 배열된다. 세라믹 스페이서에 의해, 원형 디스크 단편 형태인 3개의 제어 전극(E1, E2 및 E3)이 미러 전극(60)으로부터 이격되어 미러 전극(60)으로부터 소정 간격을 두고 배열된다.
마이크로미러(24)를 경사지게 하기 위해, 미러 전극(60)과 3개의 제어 전극(E1, E2 및 E3) 사이에 다양한 전압이 인가되어서, 미러 전극(60)과 개별 제어 전극(E1, E2 및 E3) 사이에 정전기력이 작용하고, 이로부터 중실 조인트의 복원 토오크와 관련하여 마이크로미러(24)의 소정의 경사를 야기한다. 이와 관련하여, 한편의 미러 전극(60)과 다른 한편의 제어 전극(E1, E2 및 E3) 사이에 인가되는 전압이 클수록, 이들은 서로 더욱 강하게 끌어당기고, 미러 표면(58)은 각 제어 전극(E1, E2 또는 E3)의 방향으로 더욱 강하게 기울어진다.
이에 따라, 마이크로미러(24)의 경사는 인가된 전압의 크기에 의해 조정될 수 있다. 도시된 예시적인 실시예에서, 이를 위해 요구되는 전압은 0V 내지 200V 범위, 바람직하게는 0V 내지 100V 범위에 있고, 마이크로미러(24)의 경사 각도가 충분한 정밀도로 조정 가능하도록 0.05V 단차로, 바람직하게는 더 작은 단차로 정밀하게 조정되어야 한다.
정전기력이 인가된 전압의 부호와 관계없기 때문에, 다른 예시적인 실시예에서는 음의 전압이 사용될 수도 있다. 또한, 제어 가능한 전압에 관계없이, 바이어스 전압이 전극에 이미 인가되었을 수도 있고, 이에 상응하여 제어 가능한 전압의 필수 범위를 이동시킨다.
도 4의 하부 영역에는 이를 위해 요구되는 전력 전자 장치(44)의 회로 부품 일부가 도시되어 있다.
3개의 제어 전극(E1, E2 및 E3)과 미러 전극(60) 사이에 인가되는 고전압은 3개의 동일하게 구성된 드라이버인 드라이버(62)에 의해 발생되고, 그의 출력부는 각 경우에서 제어 전극(E1, E2 및 E3) 중 하나에 그리고 미러 전극(60)에 연결된다.
이어서, 각각의 드라이버(62)는 증폭될 입력 신호에 의해, 도 5 및 도 6을 참조하여 더 상세히 이하에 기술될 디지털-아날로그 변환기 유닛(64)의 아날로그 출력 신호를 수신한다.
3개의 디지털-아날로그 변환기 유닛(64)은 공통 디지털 데이터 버스(66)에 링크되고, 공통 디지털 데이터 버스(66)로부터 디지털 정보 형태로 출력될 아날로그 전압을 수용한다. 데이터 버스(66)는 여러 개의 미러 유닛(42)을 구동시키기 위해 전력 전자 장치(44) 내에서 연장될 수도 있다.
주변 어드레싱 회로를 제외하고는, 모든 미러 유닛(42)을 위한 디지털-아날로그 변환기 유닛(64) 및 드라이버(62)의 전기 회로가 전력 전자 장치(44)에서 실질적으로 동일하게 반복되기 때문에, 이들은 주문형 집적 회로(ASICs)에서 컴팩트한 방식으로 구현될 수 있다. 특히, 관련 디지털-아날로그 변환기 유닛(64)을 갖는 각각의 드라이버(62)는 하나의 유닛으로서 컴팩트한 방식으로 구성될 수도 있다.
이분 디지털-아날로그 변환 개념을 이용한 제어 및 조절
도 5는 다중 미러 어레이(22)의 개별 마이크로미러(24)의 경사에 대한 개방 루프 제어 및 폐쇄 루프 제어를 개략적으로 도시한 제어 및 조절 개요도를 도시한다.
이미 전술된 바와 같이, 디지털 제어 및 조절 장치(46)에서의 회로의 광범위한 부품은 마이크로미러(24)를 구동시키는 동안에 가능한 한 높은 유연성을 얻기 위해, 프로그램으로 또는 디지털 회로로 구현된다. 그 결과, 요구조건에 따라 소정의 개방 루프 제어 부품 또는 폐쇄 루프 제어 부품을 생략하는 것, 또는 추가 알고리즘을 통합하는 것이 용이하게 가능하다. 따라서, 도시된 제어 및 조절 개요도는 부품을 생략하거나 추가함으로써 구성될 수 있는 예시적인 변형예만을 도시한다.
도 5의 제어 및 조절 개요도로부터 명백한 바와 같이, 구동 전자 장치(44)에 내장되고 디지털 정보를 아날로그 신호로 변환하기 위한 디지털-아날로그 변환기 유닛(64)은 거대 디지털-아날로그 변환기(68), 미세 디지털-아날로그 변환기(70) 및 전압 가산기(voltage adder)(72)를 나타낸다.
도 4에 도시된 미러 유닛(42)의 예시적인 실시예에서 3개의 제어 전극(E1, E2 및 E3)이 사용되기 때문에, 유사하게 도 5의 제어 및 조절 개요도에서는 3개의 디지털-아날로그 변환기 유닛(64) 및 3개의 드라이버(62)가 부분적으로 가려진 점선의 기능 블록들에 의해 구체적으로 나타내어진다. 그러나, 단순성을 위해, 이하 설명은 제어 전극(E1, E2 및 E3) 중 하나의 구동에 대한 설명으로 제한된다.
2개의 디지털-아날로그 변환기(68, 70)는 미세 디지털-아날로그 변환기(70)가 거대 디지털-아날로그 변환기(68)보다 높은 분해능(resolution)을 갖는다는 점에서 상이하고, 여기서 용어 "분해능"은 -디지털-아날로그 변환기 경우에 일반적인 바와 같이- 출력 값 범위의 세분 단차의 개수를 지시하지 않지만, 2개의 출력 값들 사이의 최소의 가능한 단차와 직접적으로 관련이 있다. 출력되는 미세 디지털-아날로그 변환기(70)의 아날로그 신호의 최소의 가능한 단차는 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 것보다 결과적으로 더 작다. 보다 높은 분해능은 예컨대 약 -5V 내지 약 +5V와 같은 보다 작은 최대 전압과 종종 관련이 있다. 더욱이, 미세 디지털-아날로그 변환기(70)를 실행할 때, 미세 디지털-아날로그 변환기(70)가 가능한 한 선형인 변환기 특성을 갖는 것을 보장하도록 주의된다.
한편, 거대 디지털-아날로그 변환기(68)는 낮은 분해능과 큰 최대 전압 범위에 의해 구별된다. 이하 예시적인 설명에서 명백해 질 바와 같이, 거대 디지털-아날로그 변환기(68) 경우에서의 변환기 특성의 선형성에 대한 요구는 미세 디지털-아날로그 변환기(70)의 경우만큼 엄격하지 않다. 제한적인 경우에, 변환기 특성은 단지 엄격하게 단조 함수를 따라야 한다.
2개의 디지털-아날로그 변환기(68, 70)의 출력부는 전압 가산기(72)의 입력부에 연결되고, 이어서 전압 가산기(72)는 디지털-아날로그 변환기 유닛(64)의 출력부에서 부가된 전체 전압을 출력한다. 그로부터, 부가된 전체 전압은 다음의 드라이버(62)로 통과된다.
이하에서, 거대 디지털-아날로그 변환기(68)와 미세 디지털-아날로그 변환기(70)의 예시적인 조합이 설명될 것이다.
이미 전술된 바와 같이, 0V 내지 200V 사이의 전압이 통상적으로 마이크로미러(24)에 요구된다. 210=1024개의 다양한 출력 값을 나타낼 수 있는 10비트 거대 디지털-아날로그 변환기(68) 경우에 드라이버(62)에 의한 신호 증폭 후에, 약 0.2V의 최소의 가능한 전압 단차가 발생한다. 마이크로미러(24)의 정밀한 구동을 위해, 아날로그 신호의 이 분해능은 매우 낮다.
따라서, 전압 가산기(72)의 도움으로, 6비트 미세 디지털-아날로그 변환기(70)의 제2 전압 값이 거대 디지털-아날로그 변환기(68)에 의해 출력되는 전압 값에 부가적으로 추가된다. 다음의 드라이버(62)에 의한 신호 증폭 후 미세 디지털-아날로그 변환기(70)의 값들의 범위는 0V 내지 1.3V에 있다. 따라서, 26=64개 다양한 출력 값을 사용하여, 미세 디지털-아날로그 변환기(70)는 약 0.02V의 분해능(전압 단차)를 갖는다.
부가된 전체 전압을 산출하기 위해 전압 가산기(72)의 도움으로 2개의 디지털-아날로그 변환기(68, 70)의 2개의 출력 값을 부가함으로써, 2개 스테이지 디지털-아날로그 변환기 개념을 이용하여 신호 증폭 후에 0.02V의 상대 분해능이 얻어진다.
이와 관련하여 "상대 분해능"은 전체 디지털-아날로그 변환기 유닛(64)이 미세 디지털-아날로그 변환기(70)에 의해 미리 설정된 작은 출력-전압 범위 내에서만 0.02V 전압 단차의 분해능을 갖는다는 것을 의미한다. 즉, 전체 전압이 0.02V만큼 변경될 수 있지만, 이는 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 전압 단차가 항상 정확하게 0.2V에 대응하는 것이 아니기 때문에, 절대적인 전체 전압 범위에 대한 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 비선형성에 의해 정확히 확립되지 않는다.
반대로, 이상적인 디지털-아날로그 변환기는 전체 전압 범위에 걸쳐, 예컨대 63.22V의 정밀한 출력을 가능하게 하는 고정된 분해 그리드(fixed resolving grid)를 갖는다. 그러나, 예컨대 '절환식 캐패시터' 기술에 의해, 특히 최상위 비트(MSB)를 변경시키는 동안에 작용하는 디지털-아날로그 변환기는 통상적으로 큰 전압 단차를 가변적으로 나타낸다. 따라서, 10비트 거대 디지털-아날로그 변환기(68) 경우에, 일반적으로 01.1111.1110로부터 01.1111.1111로의 전이에서는 01.1111.1111로부터 10.0000.0000로 변할 때와 상이한 전압 단차가 발생되는데, 이는 01.1111.1111로부터 10.0000.0000로 변하는 경우에 많은 캐패시터가 재충전되어야 하기 때문이다.
그러나, 마이크로미러(24)를 조정하기 위해 조절 시스템과 함께 디지털-아날로그 변환기 유닛(64)이 사용된다면, 조절은 출력되는 전체 전압을 연속적으로 보정하기 때문에, 디지털-아날로그 변환기 유닛(64)의 절대 분해능은 중요하지 않다.
디지털-아날로그 변환기의 값의 범위의 상기 선택의 경우에, 64개의 다양한 출력 값을 갖는 6비트 미세 디지털-아날로그 변환기(70)는 10비트 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 대략 6개의 분해능 스테이지에 부가된다. 따라서, 대응하는 조절은, 6비트 미세 디지털-아날로그 변환기(70)의 도움으로, 비선형성뿐만 아니라, 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 전압의 시간적 드리프트(temporal drifting)가 간섭 방식으로 나타나지 않는 결과를 가져온다.
도 5의 제어 및 조절 개요도에 추가로 도시된 바와 같이, 기술된 2-스테이지 디지털-아날로그 변환기 개념이 사용된 경우에, 폐쇄 루프 제어는 특히 유리한 방식으로 개방 루프 제어와 조합될 수 있다. 이를 위해 2-스테이지 디지털-아날로그 변환기 개념을 적용하여, 거대 디지털-아날로그 변환기(68)가 제어 루프 없이 제어되고 미세 디지털-아날로그 변환기(70)가 제어 루프를 이용하여 조절되는 이분 시스템이 사용된다.
도 5에 도시된 제어 및 조절 개요도의 상측 갈래는 개방 루프 제어에 관한 부분을 도시한다.
개방 루프 제어의 주 구성요소는 디지털 제어 및 조절 장치(46)의 일부일 수도 있는 제어 유닛(74)이고, 인버스(inverse) 시스템-동적 모델을 포함할 수도 있다. 간단히 말하면, 제어 유닛(74)은 제어된 시스템의 인버스 모델을 통해, 작동량(actuating quantities)의 변화에 대한 마이크로미러(24)의 반응을 예측하고, 이후 코딩 형태의 디지털 정보로서 작동량의 적절히 최적화된 시퀀스를 출력한다. 작동량은 제어 전극들에 인가된 전압인 것으로 이해된다.
이 제어 유닛(74)에 의해 출력되는 디지털 정보는 좌표 변환 유닛(76)을 거쳐 다양한 디지털-아날로그 변환기 유닛(64)의 거대 디지털-아날로그 변환기(68)로 지나간다.
좌표 변환 유닛(76)의 작업은 마이크로미러(24)의 작동 방식-예컨대 마이크로미러(24)가 2개, 3개 또는 4개의 액추에이터를 통해 구동되는지 여부와, 마이크로미러(24)의 경사 각도가 작동량에 어느 정도로 의존하는지-을 상류에 연결된 제어 유닛(74)과 관련하여 실질적으로 명료하게 유지하는 것이다.
그러나, 좌표 변환 유닛(76)의 기능은 부분적으로, 또는 적절하게 단순한 관계가 주어진다면 전체적으로, 거대 디지털-아날로그 변환기(68)에 의해 수행될 수 있다. 따라서, 액추에이터에 인가된 전압에 대한 마이크로미러(24)의 경사 각도의 실질적 2차 의존성이 있는 정전 액추에이터의 경우에, 이 의존성은 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 변환기 특성으로 이미 통합되었을 수도 있어서, 좌표 변환 유닛(76)은 생략될 수 있다.
도 5에서 점선으로 도시된 바와 같이, 또한 제어 유닛(74)은 측정 시스템(52)의 평가 시스템(57)에 연결된다. 그 결과, 평가 시스템(57)은 이 방식으로 -예컨대 패턴 인식 시스템이 사용되는 경우에- 전체 패턴에서의 검색 패턴의 검색을 보다 작은 영역으로 제한하기 위해 제어 유닛으로부터 정보를 수용할 수 있다.
제어 및 조절 개요도의 하측 갈래에 도시되는 폐쇄 루프를 통한 폐쇄 루프 제어는 조절기(78), 선택적으로는 좌표 변환 유닛(80), 미세 디지털-아날로그 변환기(70), 및 마이크로미러(24)의 실제 경사 각도를 결정하는 측정 시스템(52)을 포함한다.
조절기(78)는 그의 입력부에서, 양호한 공칭 경사 각도와 음으로 재생된 실제 경사 각도 사이의 차이를 발생시키는 소위 제어 편차를 수용한다.
또한, 조절기(78)는 조절기(78)의 조절 파라미터의 변경에 대한 정보를, 파라미터 라인(82)을 통해 수용한다. 특히, 파라미터 라인(82)은 개방 루프 제어와 폐쇄 루프 제어에 공급되는, 공칭 경사 각도의 함수 또는 그의 변화의 함수로서 수행될 수 있다. 따라서, 폐쇄 루프 제어는 예컨대 조정 위상 또는 보유 위상 동안에 다양한 요구조건에 적응될 수 있다.
조절기(78)의 출력 신호는 좌표 변환 유닛(80)을 통해 디지털-아날로그 변환기 유닛(64)의 미세 디지털-아날로그 변환기(70)로 인가된다. 미세 디지털-아날로그 변환기(70)는 각각, 전압 가산기(72)에서 개방 루프 제어로부터 발생된 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 출력 전압에 부가되는 출력 전압을 발생시킨다. 이후, 최종적인 부가된 전체 전압이 마이크로미러(24)의 액추에이터에 인가된다.
정상적 경우에 폐쇄 루프 제어는 미러 유닛(42)에 작용하는 작은 동요(z)에 필적해야만 하고 이에 따라 전체 전압의 작은 범위의 값으로 감소될 수 있기 때문에, 폐쇄 루프 제어가 선형 조절로서 수행되는 것이 가능하다. 이러한 이유로, 일정 환경 하에서는, 미세 디지털-아날로그 변환기(70)에서의 적용된 변환기 특성 및 좌표 변환 유닛(80)이 생략될 수 있다.
거대 디지털-아날로그 변환기(68) 및 미세 디지털-아날로그 변환기(70)의 출력 값 범위의 전술된 중첩(superpositioin)에 의해, 소정의 전체 전압은 2개의 디지털-아날로그 변환기(68, 70)의 출력 전압의 다양한 조합에 의해 발생될 수 있다. 그럼에도 불구하고 개방 루프 제어 부분에서 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 디지털 입력 정보와 요구된 출력 전압 사이의 명백한 대응을 가능하게 하기 위해, 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 전압은 미세 디지털-아날로그 변환기(70)의 값의 범위의 절반만큼 적은 요구된 출력 전압에 가능한 한 근접하게 되는 방식으로, 제어 유닛(74)에 의해 그리고 후속하는 좌표 변환 유닛(76)에 의해 선택된다. 이 후에, 미세 디지털-아날로그 변환기(70)의 출력 전압은, 전압 가산기(72)의 출력부에서의 부가된 전체 전압이 마이크로미러(24)의 제어 전극(E1, E2 및 E3) 중 하나에서 인가되는 요구된 출력 전압에 가능한 한 근접하게 되는 방식으로, 폐쇄 제어 루프의 도움으로 선택된다. 그 결과, 미세 디지털-아날로그 변환기(70)의 도움으로, 요구된 출력 전압에 대해 대칭인 조절 범위는 폐쇄 루프 제어에 이용 가능하다.
공칭 경사 각도의 변경 후에, 적절한 경우에 통합 시스템-동적 모델에 기초하는 제어 유닛(74)은 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 출력 전압을 조정한다. 이 후에, 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 전압은 단지, 공칭 경사 각도의 새로워진 변경이 계속된다면 다시 변경될 수 있다. 다르게는, 폐쇄 루프 제어는 미세 디지털-아날로그 변환기(68) 및 관련 제어 루프를 통해 독점적으로 수행된다.
종결 기준을 갖는 반복적 제어 루프
제어 시스템에, 즉 미러 유닛(42)과 전력 전자 장치(44) 양자 모두에 작용하는 동요(z)가 충분히 작다면, 제어 루프 작동을 위해 종결 기준을 갖는 반복적 방법 자체가 제공된다.
이 경우, 전술된 바와 같이 우선, 거대 디지털-아날로그 변환기(68)의 출력 전압이 제어 유닛(74)을 통해 설정된다. 그러나, 이 후 제어 루프는 무단 제어 루프로서 작동되지 않지만, 제1 단계에서 미세 디지털-아날로그 변환기(70)를 통해, 마이크로미러(24)의 제어 전극(E1, E2 및 E3)에서 인가된 전체 전압이 조절기(78)의 도움으로 적용된다. 이후에, 측정 시스템(52)의 도움으로, 실제 경사 각도가 결정되어 공칭 경사 각도와 비교된다. 이 공정에서 설정된 제어 편차가 미리 설정된 값보다 낮게 떨어진다면, 제어 루프는 종결되고, 2개의 디지털-아날로그 변환기(68, 70)의 2개의 출력 전압이 유지된다. 제어 편차가 미리 설정된 값보다 크다면, 미세 디지털-아날로그 변환기(70)의 출력 전압의 적용의 추가 단계가 수행된다. 이는 제어 편차가 미리 설정된 값보다 낮게 떨어질 때의 시간까지, 또는 미리 설정된 최대 횟수의 반복이 도달될 때까지 반복된다.
종결 기준에 의해, 디지털 제어 및 조절 장치(46)에서는 제어 루프를 무한으로 반복하는 경우보다 더 적은 컴퓨팅 용량이 요구된다. 비사용 컴퓨팅 용량이 추가 제어 전극(E1, E2 및 E3) 및 마이크로미러(24)를 위해 사용될 수 있어서, 디지털 제어 및 조절 장치(46)의 전체 비용이 절감될 수 있다.
측정 시스템에 의한 에일리어싱 없는 측정 값 기록
폐쇄 루프 제어의 구현은 마이크로미러(24)의 실제 경사 각도의 동시적으로 신속하고 확고하고 정밀한 측정을 요구한다.
많은 샘플링 측정 시스템에서, 발생하는 측정의 불확정성과 샘플링 속도 사이의 관계가 존재하며, 분산은 이 불확정성의 척도로서 역할을 하므로 높은 샘플링 속도에서의 측정은 분산이 증가될 때에만 가능하다. 역으로, 미러 당 긴 측정 시간은 낮은 분산, 즉 측정 값의 측정의 낮은 불확정성의 결과를 가져온다.
따라서, 측정 시스템에서, 측정 값의 분산에 대한 상한은, 측정 값의 요구된 정밀도로부터 시작하여 종종 설정되어, 이 후 측정 시스템의 최대 샘플링 속도를 결정한다.
한편, 나이퀴스트 법칙에서는, 일정 주파수를 갖는 신호를 기록하기 위해, 적어도 2배 빠른 샘플링 속도로 샘플링되어야 하며, 그 이유는 이렇게 하지 않으면 소위 에일리어싱 효과가 발생하고 신호는 낮은 잘못된 주파수를 갖는 비트(beat)로서 기록되기 때문이라고 말한다. PT2 응답을 갖는 기계 시스템으로서의 미러 시스템이 대부분 경우에 밴드 제한적이기(band-limited) 때문에, 즉 발생되는 미러의 진동 또는 동요의 최대 주파수가 있기 때문에, 나이퀴스트 법칙에 따라 최소 샘플링 속도가 미러 시스템의 밴드폭에 의해 결정된다.
결과적으로, 에일리어싱 없는 샘플링(즉, 높은 샘플링 주파수)과 낮은 분산(낮은 측정의 불확정성)의 요구조건은 서로 상충된다.
도 6으로부터 명백한 바와 같이, 설명된 문제점을 피하기 위해, 예컨대 디지털 제어 및 조절 장치(46)의 일부로서 알고리즘 형태로 구현될 수 있는 신호 처리 스테이지(83)는 측정 시스템(52)의 하류에 연결된다.
신호 처리 스테이지(83)는 그 입력부에서 측정 시스템(52)으로부터 원래의 샘플링 값 αi을 수용하고, 그 출력부에서 피드백을 위해 디지털 제어 및 조절 장치(46)의 폐쇄 루프 제어에 이후에 사용되는 필터링된 샘플 값 βi를 출력한다.
신호 처리 스테이지(83)는 불확정성에 적용을 받는 샘플링 값 αi으로부터 필터링된 샘플링 값 βi를 계산하기 위한 다양한 필터 방법을 포함할 수 있다. 따라서, 예컨대 소위 FIR 필터(유한 임펄스 응답 필터)가 채용될 수 있다. FIR 필터는 유한 길이의 임펄스 응답이 제공되는 통상적으로 디지털식으로 수행된 별개의 필터이다. 그러나, 예컨대 이항(binomial), 가우스 또는 IIR 필터와 같은 다른 필터 및 다른 저역 통과(low-pass) 필터도 신호 처리 스테이지(83)에서 사용될 수 있다.
FIR 필터 적용의 경우에, 필터링된 샘플 값 βi은 이전의 샘플링 값 αi과 현재의 샘플링 값 αi의 선형 조합이다.
Figure pat00001
(1)
샘플링 값 αi이 분산 σ2 α를 갖고 αi의 불확정성이 관련이 없는 것으로 가정된다면, 필터링된 샘플링 값 βi의 분산 σ2 β는
Figure pat00002
(2)이다.
분산이 감소된 샘플링 값 βi를 얻기 위해, 직사각형 대역 통과 필터 자체가 제공되고, 즉, 모든 필터 계수 Ck는 1/N과 동일하다. 그 결과, 필터링된 샘플링 값의 분산은
Figure pat00003
(3)이다.
즉, 필터링된 샘플링 값 βi는 원래의 샘플링 값 αi의 분산의 1/N을 갖는다. 직사각형 대역 통과 필터가 사용되는 경우에, 필터링된 샘플링 값 βi는 이후의 N 원래의 샘플링 값 αi을 초과하는 산술 평균값과 동일하다.
원래의 샘플링 값 αi의 요구된 분산 σ2 α이 초과되지 않는 샘플링 속도 f로 직접적으로 측정 시스템(52)을 작동시키는 대신에, 계수 N에 의해 샘플링 속도를 증가시키는 것과, 원래의 샘플링 값 αi에 대해 규격 외에서 증가된(종종 N-배) 분산 σ2 α을 수용하는 것이 유용하다. 이 경우에, 샘플링 속도의 변화는 측정 시스템(52)의 분산을 단지 변화시킨다는 것이 가정된다. 측정 값의 예측 값은 샘플링 속도와 무관한 것으로 가정되는 것이다.
신호 처리 스테이지(83)에서의 디지털 필터링에 의해, 이후 필터링된 샘플링 값 βi의 분산은 도시된 바와 같이 대략 계수 1/N만큼 감소되고, 즉 원래 요구되는 분산이 다시 얻어진다. N-배 샘플링 속도는 어떠한 에일리어싱도 더 이상 발생하지 않는 방식으로(나이퀴스트 법칙 참조) 선택될 수 있다.
필터링된 샘플링 값 βi은 대역폭이 감소된 저역 통과 필터링에 의해 N-배 샘플링 속도 N*f로 제공된다. 소위 다운(down)-샘플링에 의해, 적절한 경우에 샘플링 속도는 측정 값의 분산을 증가시키지 않으면서 다시 감소될 수 있다. 그 결과, 원래 요구되는 분산을 갖는 샘플링 값은 에일리어싱이 명확히 감소되거나 감소되지 않으면서 샘플링 속도 f로 제공된다.
원칙적으로, 이에 따라 안티(anti)-에일리어싱 필터링은 디지털 필터로서 구현되고, 동시에 증가된 분산을 "상쇄(cancelling)"하기 위한 소위 오버샘플링(oversampling)이 활용되고, 그 결과 더 낮은 에지 경사(lower edge steepness)를 갖는 필터가 사용될 수 있다.
측정 시스템(52)에 의한 실제 경사 각도의 기록 동안에 에일리어싱 효과를 피할 수 있는 다른 가능성은 무작위 시간 간격으로, 특히 비주기적인 시간 간격으로 측정 값을 기록하는 것에 기초한다. 측정 값의 엄격하게 주기적인 기록이 방지된다는 사실에 의해, 과도하게 높은 주파수는 그 자체를 낮은 주파수의 에일리어싱 비트에서 나타내지 않는데, 이는 차후의 폐쇄 루프 제어의 안정성에 있어서 특히 좋지않다.
데이터 버스
전력 전자 장치(44)의 배선 복잡성이 감소될 수 있는 한가지 가능한 방법이 도 7에 도시된다. 이 예시적인 실시예에서, 또한 디지털 정보는 공통 데이터 버스(66) 상의 디지털-아날로그 변환기 유닛(64) 내에서 거대 및 미세 디지털-아날로그 변환기(68, 70)로 전송된다. 이 공정에서, 2개의 디지털-아날로그 변환기(68, 70) 내에 통합된 회로는 대응 변환기를 위해 의도된 정보를 데이터 버스(66)로부터 선택한다. 그 결과, 배선 복합성은 2개 스테이지 변환기 개념에도 불구하고 단지 다소 증가된다.
전자 장치 드라이버
도 8은 전력 전자 장치(44)에 사용되는 드라이버(62)의 개략도를 도시하는데, 이는 상류에 연결된 미분 스테이지(86)를 갖는 드라이버의 적분 스테이지(84)를 도시한다.
드라이버(62)에서 인가되는 입력 신호는 미분 스테이지(86)로 우선 지나간다. 이후, 미분 스테이지(86)의 출력부에서 인가되는 미분된 신호는 드라이버의 적분 스테이지(84)로 공급된다.
드라이버의 적분 스테이지(84)에서, 제어 전극(E1, E2 및 E3)과 미러 전극(60) 사이의 캐패시턴스를 나타내도록 의도되는, 2개의 전압-전류 변환기(92, 94)와 관련되고 또한 캐패시터(98) 상의 전류-미러 회로(96)와 관련되는 2개의 절대 값 요소(88, 90)에 의해, 미분 스테이지(86)로부터 시작되는 신호의 적분이 수행된다.
마이크로전기 부품을 정전 방전에 대해 보호하기 위해, ESD 부품(100)은 드라이버의 적분 스테이지(84)의 출력부와 전류-미러 회로 사이에 제공된다.
도 9는 블록도 방식으로 본 발명에 따라 드라이버(62)를 도시하고, 개별 부품의 입력부에서 인가되는 신호의 예시적인 신호 형상이 나타내어진다.
미분 스테이지(86)의 입력부에서는, 미분 후 드라이버의 적분 스테이지(84)로 델타형 함수로서 전달되는 전압 점프(jump)가 인가된다. 파워 증폭으로서 작용하는 드라이버의 적분 스테이지(84)의 전압-전류 변환 후, 신호는 적분기로서 작용하는 캐패시터(98)로 공급된다. 따라서, 증폭된 단차형 전압 신호가 미러 전극과 대응 제어 전극(E1, E2 및 E3) 사이에서 얻어진다.
전술된 예시적인 실시예에서, 아날로그 신호는 미분 스테이지(86)로 이미 통과된다. 그러나, 또한 미분 스테이지(86)가 디지털-아날로그 변환기(68, 70)의 상류에 배열될 수 있도록, 디지털-아날로그 변환 이전에 미분이 달성될 수 있다. 특히, 미분 스테이지(86)는 디지털 제어 및 조절 장치(46)에 알고리즘으로서 통합될 수 있다.
전자 드라이버의 실행
이하에서는 도시된 예시적인 실시예에서 미분 스테이지(86) 및 드라이버의 적분 스테이지(84)를 거치는 더욱 복잡한 경로가 일반적인 '클래스-A' 드라이버 회로 대신에 왜 선택되는지가 도 10을 참조하여 설명될 것이다.
이를 위해, 도 10은 ASIC에서 최신이고 가능한 실행 레이아웃에 따라 드라이버(62)의 필수 부품들의 회로도를 도시한다.
ASIC 내의 드라이버(62)의 실행 경우에, 발생하는 높은 전류 및 전압으로 인해 상기 영역이 회로의 전체 공간 요구조건의 큰 비율을 차지하기 때문에, 상부 회로도에서 점선으로 둘러싸인 고전압 영역(102)의 공간 요구조건은 특히 중요하다.
도시되는 종래의 드라이버 회로('클래스-A' 회로)에서, 기준 코드(nd25a)로 표시된 트랜지스터와 레지스터(rpd)의 도움으로, 증폭된 고 출력 전압이 발생된다. 트랜지스터(nd25a)를 그 선형 증폭 범위 내에서 작동시키기 위해, 이 경우 -원칙에 기인하여- 정적 누설 전류는 외측으로부터 트랜지스터(nd25a) 및 레지스터(rpd)를 통하여 공급되는 고전압(HV)(공급 전압)으로부터 접지되도록 유동하고, 이는 레지스터(rpd)에서 열 형태의 큰 전력 손실을 가져온다. 이 경우에서 레지스터(rpd)는 대략 5 ㏁에서 높은 저항성이어야 하고, 따라서 실행 레이아웃으로부터 명백한 바와 같이 드라이버 회로에서 많은 공간을 차지한다.
저 전압 범위를 위해 요구되는 영역(104), 단자 접촉 패드, 정전 방전에 대해 보호하기 위한 ESD 부품(100), 폴리-폴리 캐패시터(cpp), 및 실행 영역의 에지에서 제공되는 배선 영역(106)과 함께, 800 ㎛ 내지 1000 ㎛의 전체 치수가 ASIC 실행을 위해 얻어진다.
다중 미러 어레이(22)를 설계하는 경우에, 드라이버(62)의 요구조건이 마이크로미러(24)의 영역보다 작을(특히, 절반인) 것을 보장하는 것이 주의되는데, 그 이유는 이렇게 하지 않고 다수의 마이크로미러(24)가 주어진다면 단자 설계에 있어서 문제가 발생하기 때문이다. 드라이버(62)의 공간 요구조건이 마이크로미러(24)의 공간 요구조건보다 크다면, 드라이버는 그에 할당된 마이크로미러(24)로부터 가변 거리를 두고 위치되고, 단자 리드는 부가적으로 제공되어야 하므로, 회로의 공간 요구조건을 증가시키고 특히 가변적인 신호 전파 횟수를 야기한다.
따라서, 도 11은 드라이버(62)의 공간 요구조건을 작게 하기 위해, 드라이버의 적분 스테이지(84) 및 미분 스테이지(86)를 사용하는 본 발명에 따른 드라이버(62)의 가능한 실행 레이아웃 및 회로도를 도시한다.
우선 회로는 더욱 정교한 것으로 보이지만, 레지스터(rpd)가 생략되기 때문에 ASIC 내의 회로의 전체 공간 요구조건이 800㎛×650㎛로 명확히 감소된다는 것이 실행 레이아웃으로부터 명백하다.
본 발명에 따른 드라이버(62)의 전류-미러 회로(96)는 회로도 및 실행 레이아웃으로부터 명백한 바와 같이, 기준 코드(nd25a)로 대응하여 표시된 2개의 nd25a형 트랜지스터와, 2개의 pha형 트랜지스터를 필요로 한다. 따라서, 이들 4개의 트랜지스터의 공간 요구조건은 종래의 드라이버 회로의 경우에서의 레지스터(rpd)의 공간 요구조건보다 작아서, 회로의 전체 공간 요구조건이 보다 작고 이에 따라 보다 작은 마이크로미러(24)를 갖는 다중 미러 어레이(22)의 구현이 가능하다.
결론
전술된 방법 및 장치는 예컨대 변형되는 표면을 갖는 미러의 경우에서와 같이 여러 개의 액추에이터를 갖는 EUV 리소그래피 시스템 또는 다른 광학 시스템과 관련하여 약간의 변형을 통해 사용될 수 있고, 다수의 센서 채널 및 구동 채널을 이용하여 모니터링하고 구동하는 시스템이 요구된다.

Claims (5)

  1. 다중 미러 어레이(22)로 배열되고 적어도 하나의 액추에이터(60, E1, E2, E3)의 도움으로 경사질 수 있는 미러(24)와, 미러(24)를 위한 구동 전자 장치(44, 46)를 포함하는 마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템에 있어서,
    적어도 하나의 액추에이터(60, E1, E2, E3)는 캐패시턴스(98)를 포함하고,
    미러(24)의 적어도 하나의 액추에이터(60, E1, E2, E3)에 인가되는 전기 신호를 발생시키기 위한 구동 전자 장치(44, 46)는 입력부를 포함하는 드라이버의 적분 스테이지(84)와, 출력부를 포함하는 미분 스테이지(86)를 포함하고,
    드라이버의 적분 스테이지(84)는 적어도 하나의 액추에이터(60, E1, E2, E3)의 캐패시턴스(98)의 전류 신호를 적분하기 위한 전압-전류 변환기(92, 94)를 포함하고,
    미분 스테이지(86)의 출력부는 드라이버의 적분 스테이지(84)의 입력부에 적어도 간접적으로 연결되는 것을 특징으로 하는
    마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    주문형 집적 회로에서의 드라이버의 적분 스테이지(84)의 수행이 구동된 미러(24)의 면적의 50% 미만의 면적 요구 조건을 필요로 하는 것을 특징으로 하는
    마이크로리소그래피 투영 노광 장치용 조명 시스템.
  3. 마이크로미러 어레이의 마이크로미러들을 구동하기 위한 장치이며,
    유입 신호를 미분하기 위한 미분 스테이지와, 입력부 및 출력부를 갖는 드라이버의 적분 스테이지를 포함하고,
    미분 스테이지의 출력부는 드라이버의 적분 스테이지의 입력부에 연결되고,
    드라이버의 적분 스테이지의 출력부는 마이크로미러 어레이의 적어도 하나의 입력부에 연결되고,
    드라이버의 적분 스테이지는 마이크로미러 어레이의 액추에이터(60, E1, E2, E3)의 캐패시턴스(98)의 전류 신호를 적분하기 위한 전압-전류 변환기(92, 94)를 포함하는
    마이크로어레이의 마이크로미러들을 구동하기 위한 장치.
  4. 마이크로미러 어레이의 마이크로미러들을 구동하기 위한 방법이며,
    a) 유입 신호를 미분하는 단계와,
    b) 전압-전류 변환기로부터의 전류 신호를 마이크로미러의 적어도 하나의 액추에이터의 캐패시턴스(98)에 공급함으로써 미분된 신호를 후속 적분하는 단계를 포함하는
    마이크로미러 어레이의 마이크로미러들을 구동하기 위한 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    디지털/아날로그 변환을 위해, 큰 범위의 값을 갖는 디지털/아날로그 변환기의 전압이 작은 범위의 값을 갖는 디지털/아날로그 변환기의 전압에 부가적으로 추가되는 2-스테이지 체계가 사용되고, 상기 작은 범위의 값은 상기 큰 범위의 값에 비해 작은 범위의 값인 것을 특징으로 하는
    마이크로미러 어레이의 마이크로미러들을 구동하기 위한 방법.
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