KR20140089787A - 스위칭 레귤레이터 및 비교기를 이용한 스위칭 레귤레이터의 제로 커런트 감지 방법 - Google Patents

스위칭 레귤레이터 및 비교기를 이용한 스위칭 레귤레이터의 제로 커런트 감지 방법 Download PDF

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Abstract

스위칭 레귤레이터가 제공된다. 스위칭 레귤레이터는, 스위칭 노드에 접속되어 스위칭 노드를 통해 흐르는 인덕터 전류를 컨트롤하는 스위치, 및 스위치가 턴 오프(turn off)된 후 스위칭 노드의 전압 변화를 감지하여 스위치의 턴 오프 시점을 컨트롤하는 스위치 컨트롤러를 포함하되, 스위치 컨트롤러는, 스위칭 노드에 접속된 제1 입력단에 인가되는 제1 전압과, 스위치의 제1 단에 접속된 제2 입력단에 인가되는 제2 전압을 비교하여 비교 신호를 출력하는 비교기와, 비교기의 비교 신호를 제공받고 스위치의 턴 오프 시점을 조절하기 위해 비교기의 오프셋을 컨트롤하는 컨트롤 로직을 포함한다.

Description

스위칭 레귤레이터 및 비교기를 이용한 스위칭 레귤레이터의 제로 커런트 감지 방법{Switching regulator and method for detecting zero current of switching regulator}
본 발명은 스위칭 레귤레이터 및 비교기를 이용한 스위칭 레귤레이터의 제로 커런트 감지 방법에 관한 것이다.
일반적으로 동기식(synchronous type) 스위칭 레귤레이터(switching regulator)에서는 적은 부하 전류에서의 효율을 최대화하기 위해 제로 커런트 감지기(zero current detector)가 요구되고 있다. 그런데, 스위칭 레귤레이터의 입력 전압, 출력 전압, 공정 산포 등 환경 변화요인에 의하여 제로 커런트 감지기가 검출하는 인덕터 전류는 항상 변화하게 되고, 이는 스위칭 레귤레이터의 동작 효율 변화로 연결되게 된다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 동작 효율이 향상된 스위칭 레귤레이터를 제공하는 것이다.
본 발명이 해결하고자 하는 다른 기술적 과제는 스위칭 레귤레이터의 동작 효율을 향상시킬 수 있는 비교기를 이용한 스위칭 레귤레이터의 제로 커런트 감지 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터는, 스위칭 노드에 접속되어 상기 스위칭 노드를 통해 흐르는 인덕터 전류를 컨트롤하는 스위치, 및 상기 스위치가 턴 오프(turn off)된 후 상기 스위칭 노드의 전압 변화를 감지하여 상기 스위치의 턴 오프 시점을 컨트롤하는 스위치 컨트롤러를 포함하되, 상기 스위치 컨트롤러는, 상기 스위칭 노드에 접속된 제1 입력단에 인가되는 제1 전압과, 상기 스위치의 제1 단에 접속된 제2 입력단에 인가되는 제2 전압을 비교하여 비교 신호를 출력하는 비교기와, 상기 비교기의 비교 신호를 제공받고 상기 스위치의 턴 오프 시점을 조절하기 위해 상기 비교기의 오프셋을 컨트롤하는 컨트롤 로직을 포함한다.
본 발명의 몇몇 실시예에서, 상기 비교기의 오프셋은 디지털 오프셋 컨트롤 신호를 통해 컨트롤될 수 있고, 상기 컨트롤 로직은, 상기 디지털 오프셋 컨트롤 신호의 비트 수를 증가 또는 감소시키는 업-다운 카운터와, 상기 비교 신호를 바탕으로 상기 업-다운 카운터를 컨트롤하는 오프셋 컨트롤 로직과, 상기 비교기에 인에이블 신호를 인가하는 시점을 컨트롤하는 타이밍 컨트롤 로직을 포함할 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시예에서, 상기 스위치 컨트롤러는 제로 커런트 감지기일 수 있다. 이 때, 상기 스위치 컨트롤러는 상기 비교 신호가 인가되면 미리 정해진 제로 커런트 감지 신호를 출력하는 D-플립 플롭을 더 포함할 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시예에서, 상기 스위치의 제1 단과 제2 단 사이에는 기생 다이오드가 존재하고, 상기 스위치가 턴 오프된 후, 상기 기생 다이오드에 의해 상기 스위칭 노드의 전압이 강하될 경우, 상기 비교 신호의 신호 레벨이 변경될 수 있다. 여기서, 상기 비교 신호의 신호 레벨이 변경되는 경우, 상기 컨트롤 로직은 상기 비교기의 오프셋을 감소시킴으로써 상기 스위치의 턴 오프 시점을 지연시킬 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시예에서, 상기 스위치가 턴 오프된 후, 상기 스위칭 노드의 전압이 강하되지 않아 상기 비교 신호의 신호 레벨이 변경되지 않을 경우, 상기 컨트롤 로직은 상기 비교기의 오프셋을 증가시킴으로써 상기 스위치의 턴 오프 시점을 앞당길 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시예에서, 상기 비교기의 오프셋이 m(m은 1≤m≤n인 자연수, n은 자연수)으로 설정된 후 상기 m으로 설정된 비교기의 오프셋에 대해 증가가 요구될 경우, 상기 컨트롤 로직은 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m-1에서 증가되어 설졍되었으면 상기 오프셋을 m+1로 설정하고, 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m+1에서 감소되어 설졍되었으면 P(P는 자연수)회 동안 상기 오프셋을 m으로 유지한 후 상기 오프셋을 m+1로 설정하고, 상기 비교기의 오프셋이 m(m은 1≤m≤n인 자연수, n은 자연수)으로 설정된 후 상기 m으로 설정된 비교기의 오프셋에 대해 감소가 요구될 경우, 상기 컨트롤 로직은 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m+1에서 감소되어 설졍되었으면 상기 오프셋을 m-1로 설정하고, 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m-1에서 증가되어 설졍되었으면 Q(Q는 자연수)회 동안 상기 오프셋을 m으로 유지한 후 상기 오프셋을 m-1로 설정할 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시예에서, 상기 컨트롤 로직은 제2 레벨의 제로 커런트 감지 신호가 발생된 후 일정 시간이 지나면 상기 비교기에 제공하는 인에이블 신호를 차단하고, 상기 비교기가 인에이블된 구간 내에서, 상기 비교기가 출력하는 상기 비교 신호를 감지함으로써, 상기 비교기의 오프셋을 컨트롤할 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시예에서, 상기 스위칭 레귤레이터는 동기식(synchronous type) 스위칭 레귤레이터를 포함할 수 있다.
상기 다른 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 비교기를 이용한 스위칭 레귤레이터의 제로 커런트 감지 방법은, 1에서 n(n은 자연수) 사이의 값을 갖는 비교기의 오프셋을 m(m은 1≤m≤n인 자연수)으로 설정하고, 상기 m으로 설정된 비교기의 오프셋에 대해 증가가 요구될 경우, 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m-1에서 증가되어 설졍되었으면 상기 오프셋을 m+1로 설정하고, 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m+1에서 감소되어 설졍되었으면 P(P는 자연수)회 동안 상기 오프셋을 m으로 유지한 후 상기 오프셋을 m+1로 설정하는 것을 포함한다.
본 발명의 몇몇 실시예에서, 상기 비교기를 이용한 스위칭 레귤레이터의 제로 커런트 감지 방법은 상기 m으로 설정된 비교기의 오프셋에 대해 감소가 요구될 경우, 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m+1에서 감소되어 설졍되었으면 상기 오프셋을 m-1로 설정하고, 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m-1에서 증가되어 설졍되었으면 Q(Q는 자연수)회 동안 상기 오프셋을 m으로 유지한 후 상기 오프셋을 m-1로 설정하는 것을 더 포함할 수 있다. 이 때, 상기 P와 Q는 서로 다른 자연수일 수 있다.
기타 실시예들의 구체적인 사항들은 상세한 설명 및 도면들에 포함되어 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로도이다.
도 2는 도 1의 컨트롤 로직에 대한 상세 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 7 및 도 8은 본 발명의 실시예들에 따른 스위칭 레귤레이터가 적용된 반도체 시스템들을 도시한 개념 블록도들이다.
도 9는 도 8에 도시된 반도체 시스템의 일 예를 도시한 도면이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 것이며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 도면에서 표시된 구성요소의 크기 및 상대적인 크기는 설명의 명료성을 위해 과장된 것일 수 있다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭하며, "및/또는"은 언급된 아이템들의 각각 및 하나 이상의 모든 조합을 포함한다.
하나의 소자(elements)가 다른 소자와 "연결된(connected to)" 또는 "커플링된(coupled to)" 이라고 지칭되는 것은, 다른 소자와 직접 연결 또는 커플링된 경우 또는 중간에 다른 소자를 개재한 경우를 모두 포함한다. 반면, 하나의 소자가 다른 소자와 "직접 연결된(directly connected to)" 또는 "직접 커플링된(directly coupled to)"으로 지칭되는 것은 중간에 다른 소자를 개재하지 않은 것을 나타낸다.
본 명세서에서 사용된 용어는 실시예들을 설명하기 위한 것이며 본 발명을 제한하고자 하는 것은 아니다. 본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다. 명세서에서 사용되는 "포함한다(comprises)" 및/또는 "포함하는(comprising)"은 언급된 구성요소 외에 하나 이상의 다른 구성요소의 존재 또는 추가를 배제하지 않는다.
비록 제1, 제2 등이 다양한 소자나 구성요소들을 서술하기 위해서 사용되나, 이들 소자나 구성요소들은 이들 용어에 의해 제한되지 않음은 물론이다. 이들 용어들은 단지 하나의 소자나 구성요소를 다른 소자나 구성요소와 구별하기 위하여 사용하는 것이다. 따라서, 이하에서 언급되는 제1 소자나 구성요소는 본 발명의 기술적 사상 내에서 제2 소자나 구성요소 일 수도 있음은 물론이다.
본 실시예에서 사용되는 사용되는 '부' 또는 '모듈'이라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '부' 또는 '모듈'은 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '부' 또는 '모듈'은 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '부' 또는 '모듈'은 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '부' 또는 '모듈'은 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함할 수 있다. 구성요소들과 '부' 또는 '모듈'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '부' 또는 '모듈'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '부' 또는 '모듈'들로 더 분리될 수 있다.
다른 정의가 없다면, 본 명세서에서 사용되는 모든 용어(기술 및 과학적 용어를 포함)는 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 공통적으로 이해될 수 있는 의미로 사용될 수 있을 것이다. 또 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 용어들은 명백하게 특별히 정의되어 있지 않는 한 이상적으로 또는 과도하게 해석되지 않는다.
이하, 도 1을 참조하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터에 대해 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로도이다.
도 1을 참조하면, 스위칭 레귤레이터는 펄스 컨트롤러(10), 게이트 드라이버(20), 제1 및 제2 스위치(42, 44), 스위치 컨트롤러(30), 및 인덕터(50)를 포함한다.
펄스 컨트롤러(10)는 예를 들어, PWM (Pulse Width Modulation) 또는 PFM (Pulse Frequency Modulation) 방식으로 게이트 드라이버(20)를 제어하는 펄스 컨트롤 신호를 생성하고 이를 게이트 드라이버(20)에 인가할 수 있다.
게이트 드라이버(20)는 스위치 컨트롤러(30)로부터 출력된 제로 감지 신호(ZERO_DET)에 인에이블(enable)되어 펄스 컨트롤러(10)로부터 제공받은 펄스 컨트롤 신호를 바탕으로, 제1 및 제2 스위치(42, 44)에 각각 제1 스위치 컨트롤 신호(PDRV)와 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)를 제공할 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시예에서, 제1 스위치(42)는 예를 들어, 도시된 것과 같이 PMOS 트랜지스터일 수 있고, 제2 스위치(44)는 예를 들어, NMOS 트랜지스터일 수 있다. 이러한 제1 및 제2 스위치(42, 44)는 스위칭 노드(LX)에 접속되어 스위칭 노드(LX)를 통해 흐르는 인덕터 전류(I)를 컨트롤할 수 있다.
구체적으로, 이처럼 제1 스위치(42)가 PMOS 트랜지스터일 경우, 제1 스위치(42)는 게이트 드라이버(20)로부터 출력된 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨(logical low level))의 제1 스위치 컨트롤 신호(PDRV)에 턴 온(turn on)되어 입력단에 인가된 입력 전압(Vin)으로부터 스위칭 노드(LX)를 풀-업(pull-up)시킬 수 있고, 이렇게 풀-업된 스위칭 노드(LX)에 의해 인덕터(50)에 흐르는 인덕터 전류(I)는 증가되게 된다. 한편, 제1 스위치(42)는 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨(logical high level))의 제1 스위치 컨트롤 신호(PDRV)에 턴 오프(turn off)될 수 있다.
또한, 이처럼 제2 스위치(44)가 NMOS 트랜지스터일 경우, 제2 스위치(44)는 게이트 드라이버(20)로부터 출력된 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)의 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)에 턴 온되어 스위칭 노드(LX)의 전압을 풀-다운(pull-down)시킬 수 있고, 이렇게 풀-다운된 스위칭 노드(LX)에 의해 인덕터(50)에 흐르는 인덕터 전류(I)는 감소되게 된다. 한편, 제2 스위치(44)는 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)의 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)에 턴 오프될 수 있다.
이렇게 제1 및 제2 스위치(42, 44)에 의해 컨트롤되는 인덕터 전류(I)는 그 크기에 따라 예를 들어, 커패시터 등으로 구현된 전하 저장 소자(60)에 전하를 차징(charging)시키게되고, 이에 따라 출력단에는 출력 전압(Vout)이 출력될 수 있다. 그리고 이 때, 출력 전압(Vout)은 도시된 것과 같이 펄스 컨트롤러(10)에도 피드백될 수 있다.
한편, 이렇게 구성된 도 1의 스위칭 레귤레이터는 예를 들어, 스텝-다운 컨버터(step-down converter)일 수 있다. 하지만, 본 발명이 도 1에 도시된 예에 제한되는 것은 아니며, 본 발명의 기술적 사상은 예를 들어, 스텝-업 컨버터(step-up converter)에도 적용될 수 있다. 이처럼 본 발명의 기술적 사상이 스텝-업 컨버터에 적용될 경우, 제1 스위치(42)와 제2 스위치(44)는 도 1에 도시된 것과 다르게 구성될 수 있다. 즉, 본 발명의 다른 몇몇 실시예에서, 제1 스위치(42)는 예를 들어, NMOS 트랜지스터로 변형될 수 있고, 제2 스위치(44)는 예를 들어, PMOS 트랜지스터로 변형될 수도 있다.
또한, 이렇게 구성된 도 1의 스위칭 레귤레이터는 예를 들어, 동기식(synchronous) 스위칭 레귤레이터일 수 있으나, 역시 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다.
스위치 컨트롤러(30)는 제2 스위치(44)가 턴 오프된 후 스위칭 노드(LX)의 전압 변화를 감지하여 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점을 컨트롤한다. 구체적으로, 인덕터 전류(I)가 완전히 제로(0)가 되지 않은 시점에서 스위치 컨트롤러(30)가 제2 스위치(44)를 턴 오프시킨 경우, 스위칭 노드(LX)의 전압은 제2 스위치(44)의 제1 단과 제2 단 사이에 존재하는 기생 다이오드(46) 등에 의해 변화되게 된다(예를 들어, 전압이 강하(drop)되게 된다). 따라서, 본 실시예에 따른 스위치 컨트롤러(30)는 제2 스위치(44)가 턴 오프된 후, 이러한 스위칭 노드(LX)의 전압 변화를 감지하여 제2 스위치(44)가 인덕터 전류(I)가 거의 제로(0)가 된 시점에서 턴 오프될 수 있도록 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점을 컨트롤하게 된다. 다시 말해, 본 실시예에 따른 스위치 컨트롤러(30)는 제로 커런트 감지기(zero current detector)의 역할을 수행할 수 있다. 이러한 스위치 컨트롤러(30)의 동작에 대한 보다 구체적인 설명은 후술하도록 한다.
본 발명의 몇몇 실시예에서, 스위치 컨트롤러(30)는 도 1에 도시된 것과 같이 비교기(32)와 컨트롤 로직(34)과, D-플립 플롭(36)을 포함할 수 있다.
비교기(32)는 제1 입력단(+)과 제2 입력단(-)을 포함할 수 있다. 여기서 제1 입력단(+)은 도시된 것과 같이 스위칭 노드(LX)에 접속될 수 있고, 제2 입력단(-)은 제2 스위치(44)의 제1 단에 접속될 수 있다. 비교기(32)는 제1 입력단(+)에 입력된 제1 전압과 제2 입력단(-)에 입력된 제2 전압을 비교하여 미리 정한 조건에 맞을 경우(예를 들어, 제1 전압이 제2 전압보다 클 경우), 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)의 비교 신호(COMP_OUT)를 출력할 수 있다.
컨트롤 로직(34)은 비교기(32)의 비교 신호(COMP_OUT)를 제공받고 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점을 조절하는 오프셋 컨트롤 신호(OFFSET(1:n))를 비교기(32)에 제공함으로써, 비교기(32)의 오프셋을 컨트롤할 수 있다. 여기서, 본 실시예에 따른 비교기(32)의 오프셋은 예를 들어, 디지털 방식으로 컨트롤될 수 있다. 즉, 본 실시예에서, 비교기(32)의 오프셋은 예를 들어, 1 내지 n(n은 자연수) 중 어느 하나의 값을 가질 수 있다. 이에 따라, 컨트롤 로직(34)으로부터 비교기(32)에 제공되는 오프셋 컨트롤 신호(OFFSET(1:n))는 예를 들어, 디지털 신호일 수 있다.
또한, 컨트롤 로직(34)은 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)를 인가받고 미리 정한 타이밍에 비교기(32)를 인에이블 시키는 인에이블 신호(COMP_EN)를 비교기(32)에 제공할 수 있다.
이러한 동작을 수행하는 컨트롤 로직(34)은 얼마든지 다양하게 구성될 수 있다. 이하에서는 도 2를 참조하여, 그 일 예에 대해 설명하도록 할 것이나, 본 발명이 이러한 예시에 제한되는 것은 아니다.
도 2는 도 1의 컨트롤 로직에 대한 상세 블록도이다.
도 2를 참조하면, 컨트롤 로직(34)은 타이밍 컨트롤 로직(34-1)과, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)과, 업-다운 카운터(34-3)를 포함할 수 있다.
타이밍 컨트롤 로직(34-1)은, 예를 들어, 게이트 드라이버(20)로부터 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)를 제공받고, 비교기(32)에 인에이블 신호(COMP_EN)를 인가하는 시점을 컨트롤할 수 있다.
오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 제공받은 비교 신호(COMP_OUT)를 바탕으로 업-다운 카운터(34-3)를 컨트롤할 수 있으며, 업-다운 카운터(34-3)는 오프셋 컨트롤 로직(34-2)의 컨트롤에 따라 디지털 오프셋 컨트롤 신호(OFFSET(1:n))의 비트 수를 증가 또는 감소시킬 수 있다.
다시 도 1을 참조하면, D-플립 플롭(36)은 비교기(32)로부터 예를 들어, 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)의 비교 신호(COMP_OUT)가 인가되면, 미리 정해진 제로 커런트 감지 신호(ZERO_DET)를 게이트 드라이버(20)에 출력할 수 있다. 그리고, 이를 제공받는 게이드 드라이버(20)는 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)의 레벨을 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)에서 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)로 변경할 수 있다. 한편, D-플립 플롭(36)으로부터 출력된 제로 커런트 감지 신호(ZERO_DET)는 도시된 것과 같이 펄스 컨트롤러(10)에도 피드백될 수 있다.
이와 같은 스위칭 레귤레이터에서, 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 되기 전에 너무 일찍 제2 스위치(44)가 턴 오프될 경우, 기생 다이오드(46)의 턴 온 전압에 의해 레귤레이터의 동작 효율이 감소될 수 있고, 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 된 후 너무 늦게 제2 스위치(44)가 턴 오프될 경우, 레귤레이터 내에 네거티브 전류가 발생하여 인덕터(50)가 전하 저장 소자(60)에 저장된 전하를 소모할 수 있어 역시 레귤레이터의 동작 효율이 감소될 수 있다.
따라서, 본 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터는 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 되기 전에 너무 일찍 제2 스위치(44)가 턴 오프될 경우, 제로 커런트 감지 신호(ZERO_DET)의 출력을 보다 늦춤으로써 제2 스위치(44)가 보다 늦게 턴 오프되도록 컨트롤 하고, 반대로 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 된 후 너무 늦게 제2 스위치(44)가 턴 오프될 경우, 제로 커런트 감지 신호(ZERO_DET)의 출력을 보다 빠르게 함으로써 제2 스위치(44)가 보다 빠르게 턴 오프되도록 컨트롤 하게된다. 이하, 도1, 도 3 및 도 4를 참조하여, 본 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 동작에 대해 보다 구체적으로 설명하도록 한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다. 도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
먼저, 도 3을 참조하여, 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 되기 전에 너무 일찍 제2 스위치(44)가 턴 오프될 경우 스위치 컨트롤러(30)가 이를 컨트롤하는 동작에 대해 설명하도록 한다. 설명의 편의를 위해 현재 주기의 비교기(32)의 오프 셋이 m (m은 1≤m≤n인 자연수, n은 자연수)으로 설정되어 있다고 가정한다.
도 1 및 도 3을 참조하면, 먼저 A구간에서, 제1 스위치 컨트롤 신호(PDRV)의 신호 레벨이 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)로 변경된다. 그러면, 제1 스위치(42)가 제1 스위치 컨트롤 신호(PDRV)에 의해 턴 온되어 입력단에 인가된 입력 전압(Vin)으로부터 스위칭 노드(LX)를 풀-업 시키고, 이에 따라 인덕터 전류(I) 증가한다.
이어서 B구간에서, 제1 스위치 컨트롤 신호(PDRV)의 신호 레벨이 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)로 변경되면, 제1 스위치(42)가 제1 스위치 컨트롤 신호(PDRV)에 의해 턴 오프된다. 그리고, 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)의 신호 레벨이 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)로 변경되면, 제2 스위치(44)가 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)에 의해 턴 온되어 스위칭 노드(LX)의 전압을 풀-다운 시키고, 이에 따라 인덕터(50)에 흐르는 인덕터 전류(I)는 감소되게 된다. 이 때, 제2 스위치(44)에는 기생 다이오드(46)가 존재하므로 스위칭 노드(LX)의 전압은 0V이하로 내려갔다가 다시 회복되게 된다.
한편, 제2 스위치(44)가 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)에 의해 턴 온될 시, 컨트롤 로직(34)은 비교기(32)에 인에이블 신호(COMP_EN)를 인가함으로써, 비교기(32)는 제1 입력단(+)에 제1 전압으로 입력된 스위칭 노드(LX) 전압과 제2 입력단(-)에 입력된 제2 전압을 비교하기 시작한다.
이어서 C구간에서, 비교기(32)의 제1 입력단(+)에 제1 전압으로 입력된 스위칭 노드(LX) 전압이 비교기(32)의 제2 입력단(-)에 입력된 제2 전압보다 커지게될 경우, 비교기(32)는 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)의 비교 신호(COMP_OUT)를 출력한다. 그리고, 이를 제공받은 D-플립 플롭(36)은 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)의 제로 커런트 감지 신호(ZERO_DET)를 생성하여 이를 게이트 드라이버(20)에 제공한다. 이렇게 제로 커런트 감지 신호(ZERO_DET)를 제공받은 게이트 드라이버(20)는 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)의 신호 레벨을 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)로 변경시킴으로써, 제2 스위치(44)를 턴 오프시킨다.
그런데, 도 3의 C구간에서 아직 인덕터 전류(I)는 제로(0)가 되지 않은 상태이므로, 스위칭 노드(LX)의 전압은 제2 스위치(44)에 존재하는 기생 다이오드(46)의 턴 온 전압만큼 다시 0V 아래로 내려가게 된다. 이렇게 되면, 비교기(32)의 제1 입력단(+)에 입력되는 제1 전압이 다시 비교기(32)의 제2 입력단(-)에 입력되는 제2 전압보다 낮아지게 되므로, 비교 신호(COMP_OUT)의 레벨이 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)로 변경되게 된다.
이렇게 비교 신호(COMP_OUT)의 레벨이 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)로 변경된 것을 감지하게 되면, 컨트롤 로직(34)의 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 비교기(32)의 오프 셋이 너무 높아서 제2 스위치(44)가 빨리 턴 오프된 것으로 판단하고, 업-다운 카운터(34-3)에 디지털 오프셋 컨트롤 신호(OFFSET(1:n))의 비트 수를 감소시킬 것을 명령한다(즉, 비교기(32)의 오프 셋을 m-1로 감소시킨다). 이에 따라 다음 주기의 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점은 보다 늦어지게 된다.
컨트롤 로직(34)이 이러한 과정을 여러 번 거쳐 디지털 오프셋 컨트롤 신호(OFFSET(1:n))의 비트 수를 계속 감소시키다가 제2 스위치(44)가 턴 오프되었음에도, 비교 신호(COMP_OUT)의 레벨이 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)로 변경되지 않고 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)을 유지하고 있음을 감지하였다면, 이는 인덕터 전류(I)가 거의 제로(0)에 근접한 시점에 제2 스위치(44)가 턴 오프되었음을 의미하므로, 컨트롤 로직(34)은 더 이상 비교기(32)의 오프 셋을 컨트롤하지 않고 유지(stay)하게 된다.
다음, 도 1 및 도 4를 참조하여, 이와 반대로 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 된 후 너무 늦게 제2 스위치(44)가 턴 오프될 경우 스위치 컨트롤러(30)가 이를 컨트롤하는 동작에 대해 설명하도록 한다. 여기서도 설명의 편의를 위해 현재 주기의 비교기(32)의 오프 셋이 m (m은 1≤m≤n인 자연수, n은 자연수)으로 설정되어 있다고 가정한다.
도 1 및 도 4를 참조하면, 먼저 D구간에서, 제1 스위치 컨트롤 신호(PDRV)의 신호 레벨이 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)로 변경된다. 그러면, 제1 스위치(42)가 제1 스위치 컨트롤 신호(PDRV)에 의해 턴 온되어 입력단에 인가된 입력 전압(Vin)으로부터 스위칭 노드(LX)를 풀-업 시키고, 이에 따라 인덕터 전류(I) 증가한다.
이어서 E구간에서, 제1 스위치 컨트롤 신호(PDRV)의 신호 레벨이 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)로 변경되면, 제1 스위치(42)가 제1 스위치 컨트롤 신호(PDRV)에 의해 턴 오프된다. 그리고, 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)의 신호 레벨이 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)로 변경되면, 제2 스위치(44)가 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)에 의해 턴 온되어 스위칭 노드(LX)의 전압을 풀-다운 시키고, 이에 따라 인덕터(50)에 흐르는 인덕터 전류(I)는 감소되게 된다. 이 때, 마찬가지로 제2 스위치(44)에는 기생 다이오드(46)가 존재하므로 스위칭 노드(LX)의 전압은 0V이하로 내려갔다가 다시 회복되게 된다.
한편, 이 때에도 제2 스위치(44)가 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)에 의해 턴 온될 시, 컨트롤 로직(34)은 비교기(32)에 인에이블 신호(COMP_EN)를 인가함으로써, 비교기(32)는 제1 입력단(+)에 제1 전압으로 입력된 스위칭 노드(LX) 전압과 제2 입력단(-)에 입력된 제2 전압을 비교하기 시작한다.
이어서 F구간에서, 비교기(32)의 제1 입력단(+)에 제1 전압으로 입력된 스위칭 노드(LX) 전압이 비교기(32)의 제2 입력단(-)에 입력된 제2 전압보다 커지게될 경우, 비교기(32)는 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)의 비교 신호(COMP_OUT)를 출력한다. 그리고, 이를 제공받은 D-플립 플롭(36)은 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)의 제로 커런트 감지 신호(ZERO_DET)를 생성하여 이를 게이트 드라이버(20)에 제공한다. 이렇게 제로 커런트 감지 신호(ZERO_DET)를 제공받은 게이트 드라이버(20)는 제2 스위치 컨트롤 신호(NDRV)의 신호 레벨을 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)로 변경시킴으로써, 제2 스위치(44)를 턴 오프시킨다.
그런데, 도 4의 F구간에서는 이미 인덕터 전류(I)가 제로(0)된 후 한참이 지난 상태이므로(인덕터 전류(I)가 초기 값보다 아래로 도시되어 있으며 이는 인덕터 전류(I)의 방향이 전환되었음을 의미한다), 스위칭 노드(LX)에는 바로 링잉(ringing) 현상이 나타나면서 전압이 증가하게 된다. 따라서, 이 경우 비교기(32)의 제1 입력단(+)에 입력되는 제1 전압이 비교기(32)의 제2 입력단(-)에 입력되는 제2 전압보다 큰 상태를 지속적으로 유지하므로, 비교 신호(COMP_OUT)의 레벨이 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)로 변경되지 않고 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)을 유지하게 된다.
이렇게 비교 신호(COMP_OUT)의 레벨이 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)로 계속 유지되는 것을 감지하게 되면, 컨트롤 로직(34)의 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 비교기(32)의 오프 셋이 너무 낮아서 제2 스위치(44)가 늦게 턴 오프된 것으로 판단하고, 업-다운 카운터(34-3)에 디지털 오프셋 컨트롤 신호(OFFSET(1:n))의 비트 수를 증가시킬 것을 명령한다(즉, 비교기(32)의 오프 셋을 m+1로 증가시킨다). 이에 따라 다음 주기의 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점은 보다 빨라지게 된다.
컨트롤 로직(34)이 이러한 과정을 여러 번 거쳐 디지털 오프셋 컨트롤 신호(OFFSET(1:n))의 비트 수를 계속 증가시키다가 제2 스위치(44)가 턴 오프된 후, 비교 신호(COMP_OUT)의 레벨이 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)로 변경된 것을 감지하였다면, 이는 인덕터 전류(I)가 거의 제로(0)에 근접한 시점에 제2 스위치(44)가 턴 오프되었음을 의미하므로, 컨트롤 로직(34)은 더 이상 비교기(32)의 오프 셋을 컨트롤하지 않고 유지(stay)하게 된다.
즉, 종합하면, 본 실시예에 따른 컨트롤 로직(34)은 제2 스위치(44)가 턴 오프 된 후, 스위칭 노드(LX)의 전압 변화를 반영하는 비교 신호(COMP_OUT)의 출력을 감지하고, 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점이 빠르다고 판단되면 비교기(32)의 오프 셋을 감소시키고, 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점이 느리다고 판단되면 비교기(32)의 오프 셋을 증가시킴으로써, 계속되는 펄스 주기마다 인덕터 전류(I)가 거의 제로(0)에 근접한 시점에 제2 스위치(44)가 턴 오프되도록 컨트롤할 수 있다.
이하, 도 1 및 도 5를 참조하여, 인덕터 전류(I)가 거의 제로(0)에 근접한 시점에 제2 스위치(44)가 턴 오프되도록 컨트롤된 경우 스위치 컨트롤러(30)가 이를 유지시키는 동작에 대해 설명하도록 한다.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 동작을 설명하기 위한 순서도이다.
도 1 및 도 5를 참조하면, 먼저, 1에서 n(n은 자연수) 사이의 값을 갖는 비교기의 오프셋을 m(m은 1≤m≤n인 자연수)으로 설정한 후, 예를 들어, 오프셋 컨트롤 로직(34-2) 등이 이 때 오프셋이 증가했는지 아니면 감소했는지 기억한다(S100). 즉, (k-2) 주기의 비교기(32)의 오프셋이 m-1이었는데, (k-1) 주기에서 비교기(32)의 오프셋이 증가되어 m으로 설정되었다면, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 (k-1) 주기에서 오프셋이 증가하였다는 것을 기억하고, (k-2) 주기의 비교기(32)의 오프셋이 m+1이었는데, (k-1) 주기에서 비교기(32)의 오프셋이 감소되어 m으로 설정되었다면, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 (k-1) 주기에서 오프셋이 감소하였다는 것을 기억한다.
다음, 현재 주기(예를 들어 k 주기)에서 오프셋 컨트롤 로직(34-2)이 판단한 결과 오프셋의 증가가 요구되는지 아니면 오프셋의 감소가 요구되는지 판단한다(S110). 만약, 현재 주기인 k 주기에서도 오프셋이 증가가 요구되고, 이전 주기인 (k-1) 주기에서도 오프셋의 증가가 요구되었다면(S120), 현재 주기인 k 주기에서 비교기(32)의 오프셋을 증가시키더라도 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점이 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 되기 이전 시점이 될 확률은 작다. 따라서, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 현재 주기인 k 주기에서 비교기(32)의 오프셋을 m+1로 증가시킨다(S130).
그런데, 이와 달리 현재 주기인 k 주기에서는 오프셋이 증가가 요구되고 있으나, 이전 주기인 (k-1) 주기에서는 오프셋의 감소가 요구되었었다면(S120), 현재 주기인 k 주기에서 비교기(32)의 오프셋을 증가시킬 경우, 이러한 오프셋 증가는 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점을 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 되기 이전 시점으로 되게할 확률이 높다. 왜냐하면, 이전 주기인 (k-1) 주기에서는 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점이 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 되기 이전이어서 비교기(32)의 오프셋을 감소시켰을 것이기 때문이다.
따라서, 이 경우에는 현재 비교기(32)의 오프셋이 인덕터 전류(I)가 거의 제로(0)에 근접한 시점에서 제2 스위치(44)를 턴 오프시킬 수 있는 오프셋이라고 판단되므로, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 비교기(32)의 오프셋을 그대로 m으로 유지한다(S140). 이와 동일한 신호가 P회 반복되면, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 그 다음 펄스에 비교기(32)의 오프셋을 m+1로 증가시킨다(S130). 이렇게 비교기(32)의 오프셋이 컨트롤될 경우, 향후 P회 동안은 불필요한 오프셋 변경 없이, 인덕터 전류(I)가 거의 제로(0)에 근접한 시점에 제2 스위치(44)를 턴 오프시킬 수 있게 된다.
한편, 이와 반대로 현재 주기인 k 주기에서도 오프셋이 감소가 요구되고, 이전 주기인 (k-1) 주기에서도 오프셋의 감소가 요구되었다면(S150), 현재 주기인 k 주기에서 비교기(32)의 오프셋을 감소시키더라도 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점이 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 된 이후 시점이 될 확률은 작다. 따라서, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 현재 주기인 k 주기에서 비교기(32)의 오프셋을 m-1로 감소시킨다(S160).
그런데, 이와 달리 현재 주기인 k 주기에서는 오프셋이 감소가 요구되고 있으나, 이전 주기인 (k-1) 주기에서는 오프셋의 증가가 요구되었었다면(S150), 현재 주기인 k 주기에서 비교기(32)의 오프셋을 감소시킬 경우, 이러한 오프셋 감소는 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점을 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 된 이후 시점으로 되게할 확률이 높다. 왜냐하면, 이전 주기인 (k-1) 주기에서는 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점이 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 된 이후여서 비교기(32)의 오프셋을 증가시켰을 것이기 때문이다.
따라서, 이 경우에도 현재 비교기(32)의 오프셋이 인덕터 전류(I)가 거의 제로(0)에 근접한 시점에서 제2 스위치(44)를 턴 오프시킬 수 있는 오프셋이라고 판단되므로, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 비교기(32)의 오프셋을 그대로 m으로 유지한다(S170). 이와 동일한 신호가 Q회 반복되면, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 그 다음 펄스에 비교기(32)의 오프셋을 m-1로 감소시킨다(S160). 이렇게 비교기(32)의 오프셋이 컨트롤될 경우, 향후 Q회 동안은 불필요한 오프셋 변경 없이, 인덕터 전류(I)가 거의 제로(0)에 근접한 시점에 제2 스위치(44)를 턴 오프시킬 수 있게 된다.
본 발명의 몇몇 실시예에서, 이러한 P와 Q값는 서로 다른 자연수로 설정될 수 있다. 이렇게 P값과 Q값이 서로 다르게 설정될 경우, 스위칭 레귤레이터의 동작 상황에 따라 보다 효율적으로 제2 스위치(44)의 턴 오프 시점을 컨트롤할 수 있다. 하지만, 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니며, 본 발명의 다른 몇몇 실시예에서, P와 Q는 서로 동일한 자연수가 되도록 변형되어 설정될 수도 있다.
다음, 도 1 및 도 6을 참조하여, 인덕터 전류(I)가 거의 제로(0)에 근접한 시점에 제2 스위치(44)가 턴 오프되도록 컨트롤된 경우, 스위치 컨트롤러(30)가 이를 유지시키는 또 다른 방법에 대해 설명하도록 한다.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 1 및 도 6을 참조하면, 본 실시예에서, 컨트롤 로직(34)은 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)의 제로 커런트 감지 신호(ZERO_DET)가 발생된 후 일정 시간(T)이 지나면 비교기(32)에 제공하는 인에이블 신호(COMP_EN)를 차단할 수 있다.
그리고, 비교기(32)가 인에이블된 구간(비교기(32)에 인에이블 신호(COMP_EN)가 제공되는 구간) 내에서, 비교기(32)가 출력하는 비교 신호(COMP_OUT)를 감지함으로써, 비교기(32)의 오프셋을 컨트롤할 수 있다.
구체적으로, 비교기(32)가 인에이블된 구간 내에서, 비교 신호(COMP_OUT)가 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)로 변경 후 제1 레벨(예를 들어, 논리 로우 레벨)로 계속 유지하는 경우, 이는 스위칭 노드(LX)의 전압이 제2 스위치(44)에 존재하는 기생 다이오드(46)의 턴 온 전압만큼 내려간 것이므로, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 아직 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 되지 않은 상태에서 제2 스위치(44)가 이른 시점에 턴 오프되었다고 판단한다. 따라서, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 비교기(32)의 오프셋을 감소시킨다.
또한, 비교기(32)가 인에이블된 구간 내에서, 비교 신호(COMP_OUT)가 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)로 변경 후 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)을 계속 유지하는 경우, 이는 스위칭 노드(LX)의 전압이 링잉(ringing)하며 바로 증가한 것이므로, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 된 후 한참이 지나 인덕터 전류(I)의 방향이 전환된 상태에서 제2 스위치(44)가 늦은 시점에 턴 오프되었다고 판단한다. 따라서, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 비교기(32)의 오프셋을 증가시킨다.
그런데, 비교기(32)가 인에이블된 구간 내에서, 비교 신호(COMP_OUT)가 제2 레벨(예를 들어, 논리 하이 레벨)로 두 번 변경된 경우에는 이는 스위칭 노드(LX)의 전압이 일단 제2 스위치(44)에 존재하는 기생 다이오드(46)의 턴 온 전압만큼 내려갔었으나, 곧바로 인덕터 전류(I)가 제로(0)가 되어 스위칭 노드(LX)의 전압이 회복된 상황이므로, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 인덕터 전류(I)가 거의 제로(0)에 근접한 시점에서 제2 스위치(44)가 턴 오프되었다고 판단한다. 따라서, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 비교기(32)의 오프셋을 그대로 유지한다.
즉, 본 실시예에서, 오프셋 컨트롤 로직(34-2)은 제로 커런트 감지 신호(ZERO_DET)가 발생된 후 일정 시간(T) 동안 인에이블된 비교기(32)의 비교 신호(COMP_OUT) 변화를 감지하여, 비교기(32)의 오프셋을 감소 또는 증가시키거나 유지할 수 있다.
다음 도 7 내지 도 9를 참조하여, 본 발명의 실시예들에 따른 스위칭 레귤레이터가 적용된 반도체 시스템들에 대해 설명한다.
도 7 및 도 8은 본 발명의 실시예들에 따른 스위칭 레귤레이터가 적용된 반도체 시스템들을 도시한 개념 블록도들이다. 도 9는 도 8에 도시된 반도체 시스템의 일 예를 도시한 도면이다.
먼저, 도 7을 참조하면, 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 반도체 시스템은 배터리(410), PMIC(power management IC)(420), 다수의 모듈(431~444)을 포함할 수 있다. PMIC(420)는 배터리(410)로부터 전압을 제공받아서 각각의 모듈(431~444)에 필요한 크기의 전압 레벨로 변환하여, 각 모듈(431~444)에 제공한다. 여기서, PMIC(420)는 앞서 설명한 본 발명의 실시예들에 따른 스위칭 레귤레이터를 포함할 수 있다.
다음 도 8을 참조하면, 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 반도체 시스템은 컨트롤러(510), PMIC(512), 배터리(515), 신호 처리부(523), 오디오 처리부(525), 메모리(530), 표시부(550) 등을 포함할 수 있다.
키패드(527)는 숫자 및 문자 정보를 입력하기 위한 키들 및 각종 기능들을 설정하기 위한 기능키들을 포함할 수 있다.
신호 처리부(523)는 휴대단말기의 무선 통신 기능을 수행하며, RF부와 모뎀(MODEM)을 포함할 수 있다. RF부는 송신되는 신호의 주파수를 상승변환 및 증폭하는 RF송신기와, 수신되는 신호를 저잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF수신기 등을 포함할 수 있다. 모뎀(MODEM)은 송신될 신호를 부호화 및 변조하는 송신기 및 RF부에서 수신되는 신호를 복조 및 복호화하는 수신기 등을 포함할 수 있다.
오디오 처리부(525)는 코덱(Codec)을 구성할 수 있으며, 코덱은 데이터 코덱과 오디오 코덱을 포함할 수 있다. 데이터 코덱은 패킷 데이터 등을 처리하고, 오디오 코덱은 음성과 멀티미디어 파일 등의 오디오 신호를 처리할 수 있다. 또한, 오디오 처리부(525)는 모뎀에서 수신되는 디지털 오디오신호를 오디오 코덱을 통해 아날로그신호를 변환하여 재생하거나 또는 마이크로부터 발생되는 아날로그 오디오 신호를 오디오 코덱을 통해 디지털 오디오 신호로 변환하여 모뎀으로 전송하는 기능을 수행할 수 있다. 코덱은 별도로 구비되거나 반도체 시스템의 제어부(510)에 포함될 수 있다.
메모리(530)는 롬(ROM)과 램(RAM)로 구성될 수 있다. 메모리부(530)는 프로그램 메모리와 데이터 메모리들로 구성될 수 있으며, 휴대단말기의 동작을 제어하기 위한 프로그램들 및 부팅을 위한 데이터들을 저장할 수 있다.
표시부(550)는 영상신호 및 사용자 데이터를 화면으로 표시하거나 통화수행과 관련된 데이터를 표시할 수 있다. 이때, 표시부(550)는 LCD(Liquid Crystal Display) 또는 OLED(Organic Light Emitting Diodes)등으로 이루어질 수 있다. LCD 또는 OLED를 터치스크린(Touch Screen)방식으로 구현하는 경우, 표시부(550)는 키패드(527)와 함께 휴대단말기를 제어하는 입력부로 동작할 수도 있다.
제어부(510)는 반도체 시스템의 전반적인 동작을 제어하는 기능을 수행할 수 있다. 제어부(510)는 도시된 것과 같이 PMIC(512)를 포함할 수 있다. PMIC(512)는 배터리(515)로부터 전압을 제공받아서 필요한 크기의 전압 레벨로 변환할 수 있다. 여기서, PMIC(420)는 앞서 설명한 본 발명의 실시예들에 따른 스위칭 레귤레이터를 포함할 수 있다.
이와 같은 본 발명의 실시예들에 따른 반도체 시스템은 다양한 전자 기기의 형태로 구현될 수 있다. 도 9는 도 8의 반도체 시스템이 스마트 폰(600)으로 구현된 예를 도시한 도면이다.
이 밖에, 본 발명의 실시예들에 따른 반도체 시스템들은 컴퓨터, UMPC (Ultra Mobile PC), 워크스테이션, 넷북(net-book), PDA (Personal Digital Assistants), 포터블(portable) 컴퓨터, 웹 타블렛(web tablet), 무선 전화기(wireless phone), 모바일 폰(mobile phone), 스마트폰(smart phone), e-북(e-book), PMP(portable multimedia player), 휴대용 게임기, 네비게이션(navigation) 장치, 블랙박스(black box), 디지털 카메라(digital camera), 3차원 수상기(3-dimensional television), 디지털 음성 녹음기(digital audio recorder), 디지털 음성 재생기(digital audio player), 디지털 영상 녹화기(digital picture recorder), 디지털 영상 재생기(digital picture player), 디지털 동영상 녹화기(digital video recorder), 디지털 동영상 재생기(digital video player), 정보를 무선 환경에서 송수신할 수 있는 장치, 홈 네트워크를 구성하는 다양한 전자 장치들 중 하나, 컴퓨터 네트워크를 구성하는 다양한 전자 장치들 중 하나, 텔레매틱스 네트워크를 구성하는 다양한 전자 장치들 중 하나, RFID 장치, 또는 컴퓨팅 시스템을 구성하는 다양한 구성 요소들 중 하나 등과 같은 전자 장치의 다양한 구성 요소들 중 하나로 구현될 수도 있다.
이상 본 발명의 실시예들에 따른 스위칭 레귤레이터가 적용될 수 있는 몇몇 반도체 시스템에 대해 설명하였으나, 예시하지 않는 다른 반도체 시스템에도 본 발명의 실시예들에 따른 스위칭 레귤레이터가 적용될 수 있음은 당업자에게 자명하다.
이상 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 설명하였으나, 본 발명은 상기 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 제조될 수 있으며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다.
10: 펄스 컨트롤러 20: 게이트 드라이버
30: 스위치 컨트롤러 42, 44: 스위치
50: 인덕터 60: 전하 저장 소자

Claims (10)

  1. 스위칭 노드에 접속되어 상기 스위칭 노드를 통해 흐르는 인덕터 전류를 컨트롤하는 스위치; 및
    상기 스위치가 턴 오프(turn off)된 후 상기 스위칭 노드의 전압 변화를 감지하여 상기 스위치의 턴 오프 시점을 컨트롤하는 스위치 컨트롤러를 포함하되,
    상기 스위치 컨트롤러는,
    상기 스위칭 노드에 접속된 제1 입력단에 인가되는 제1 전압과, 상기 스위치의 제1 단에 접속된 제2 입력단에 인가되는 제2 전압을 비교하여 비교 신호를 출력하는 비교기와,
    상기 비교기의 비교 신호를 제공받고 상기 스위치의 턴 오프 시점을 조절하기 위해 상기 비교기의 오프셋을 컨트롤하는 컨트롤 로직을 포함하는 스위칭 레귤레이터.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 비교기의 오프셋은 디지털 오프셋 컨트롤 신호를 통해 컨트롤되는 스위칭 레귤레이터.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 컨트롤 로직은,
    상기 디지털 오프셋 컨트롤 신호의 비트 수를 증가 또는 감소시키는 업-다운 카운터와,
    상기 비교 신호를 바탕으로 상기 업-다운 카운터를 컨트롤하는 오프셋 컨트롤 로직과,
    상기 비교기에 인에이블 신호를 인가하는 시점을 컨트롤하는 타이밍 컨트롤 로직을 포함하는 스위칭 레귤레이터.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 스위치의 제1 단과 제2 단 사이에는 기생 다이오드가 존재하고,
    상기 스위치가 턴 오프된 후, 상기 기생 다이오드에 의해 상기 스위칭 노드의 전압이 강하될 경우, 상기 비교 신호의 신호 레벨이 변경되는 스위칭 레귤레이터.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 비교 신호의 신호 레벨이 변경되는 경우, 상기 컨트롤 로직은 상기 비교기의 오프셋을 감소시킴으로써 상기 스위치의 턴 오프 시점을 지연시키는 스위칭 레귤레이터.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 스위치가 턴 오프된 후, 상기 스위칭 노드의 전압이 강하되지 않아 상기 비교 신호의 신호 레벨이 변경되지 않을 경우, 상기 컨트롤 로직은 상기 비교기의 오프셋을 증가시킴으로써 상기 스위치의 턴 오프 시점을 앞당기는 스위칭 레귤레이터.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 컨트롤 로직은 제2 레벨의 제로 커런트 감지 신호가 발생된 후 일정 시간이 지나면 상기 비교기에 제공하는 인에이블 신호를 차단하고, 상기 비교기가 인에이블된 구간 내에서, 상기 비교기가 출력하는 상기 비교 신호를 감지함으로써, 상기 비교기의 오프셋을 컨트롤하는 스위칭 레귤레이터.
  8. 1에서 n(n은 자연수) 사이의 값을 갖는 비교기의 오프셋을 m(m은 1≤m≤n인 자연수)으로 설정하고,
    상기 m으로 설정된 비교기의 오프셋에 대해 증가가 요구될 경우, 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m-1에서 증가되어 설졍되었으면 상기 오프셋을 m+1로 설정하고, 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m+1에서 감소되어 설졍되었으면 P(P는 자연수)회 동안 상기 오프셋을 m으로 유지한 후 상기 오프셋을 m+1로 설정하는 것을 포함하는 비교기를 이용한 스위칭 레귤레이터의 제로 커런트 감지 방법.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 m으로 설정된 비교기의 오프셋에 대해 감소가 요구될 경우, 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m+1에서 감소되어 설졍되었으면 상기 오프셋을 m-1로 설정하고, 상기 설정된 오프셋 m이 오프셋 m-1에서 증가되어 설졍되었으면 Q(Q는 자연수)회 동안 상기 오프셋을 m으로 유지한 후 상기 오프셋을 m-1로 설정하는 것을 더 포함하는 비교기를 이용한 스위칭 레귤레이터의 제로 커런트 감지 방법.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 P와 Q는 서로 다른 자연수인 비교기를 이용한 스위칭 레귤레이터의 제로 커런트 감지 방법.
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