KR20140063466A - 효율 최적화 구동 회로 - Google Patents

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KR20140063466A
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라스즐로 발로프
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페어차일드 세미컨덕터 코포레이션
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only

Abstract

반도체 장치를 구동하기 위하여 구동 회로 및 방법이 제공된다. 구동 회로는 베이스라인 전류를 생성하도록 구성된 벅 컨버터 및 벅 컨버터의 출력과 접지 사이에 연결된 커패시터를 포함하고, 이러한 커패시터는 벅 컨버터의 오프-상태 동안 전하를 저장하고 벅 컨버터의 온-상태 동안 저장된 전하를 피크 전류로서 방전하도록 구성되며, 베이스라인 전류는 커패시터가 완전히 방전되기 전에 전류 한계에 도달하고, 벅 컨버터의 출력에서의 출력 전류는 베이스라인 전류 및 피크 전류에 적어도 부분적으로 기초한다.

Description

효율 최적화 구동 회로{EFFICIENCY OPTIMIZED DRIVER CIRCUIT}
관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은 2012년 11월 15일에 출원된 미국 가특허 출원 제61/726,710호에 대한 우선권을 주장하며, 상기 미국 가특허 출원은 그 내용 전체가 원용에 의해 본 명세서에 포함된다.
본 발명은 구동 회로에 관한 것으로서, 특히, 온-상태 동안 정전류 구동이 필요한 전류 구동 타입 반도체 장치를 위하여 효율적으로 베이스 전류를 생성하기 위한 구동 회로에 관한 것이다.
트랜지스터는 전자 신호 및 전력을 증폭 및/또는 스위칭하기 위하여 전자 장치에서 일반적으로 사용되는 반도체 장치이다. 트랜지스터는 반도체 재료로 구성되고, 외부 회로와의 접속을 위하여 적어도 세 개의 단자를 갖는데, 한 쌍의 트랜지스터 단자에 인가된 전압 또는 전류가 다른 한 쌍의 단자를 통해 흐르는 전류를 변화시킨다.
예를 들어, 양극성 접합 트랜지스터(bipolar junction transistor: BJT)는 적어도 세 개의 단자, 베이스, 에미터, 컬렉터를 일반적으로 포함하는 잘 알려진 트랜지스터 타입이다. 일반적으로, BJT를 온-상태로 하기 위하여, 전류가 베이스 단자에 인가된다. 몇 가지 전류 시스템은 BJT의 제어 및 구동을 위한 구동기(driver)(이하 "구동 회로(driver circuit)"라 함)를 포함할 수 있다. 구동 회로는 회로를 통해 흐르는 전류의 조절 및/또는 회로 내의 다른 요인 또는 구성 요소의 제어를 위하여 사용될 수 있다. 구동 회로는, 전압원에 의해 미리 정의된 양의(positive) 전압 레벨로 구동되도록 구성되고 또한 BJT의 베이스 단자에 연결된 저항을 통해 전류를 인가하도록 구성되는 회로 입력을 포함할 수 있다. BJT는 그 다음, 베이스 단자로부터 에미터 단자로 흐르는 전류의 최대 베타(β) 배의 비율의, 컬렉터 단자로부터 에미터 단자로의 전류를 전도할 것이다. 베타는 공정 변화에 따라 결정되며, 장치-의존적, 그리고 동작 조건-의존적 파라미터이다; 통상적으로 회로는 제조를 용이하게 하는 베타 비율 범위를 갖는 장치와 함께 동작하도록 디자인된다.
트랜지스터, 특히 BJT를 구동하기 위한 전류 시스템 및 방법에는 문제점이 있다. 예를 들면, 앞서 설명한 바와 같은 구동 회로 시스템에서, BJT를 구동하기 위하여 전압을 인가하는 것과 저항에 의해 베이스 전류를 설정하는 것은 전력 소모를 야기한다. 또한, 동작하는 동안, BJT의 베이스-에미터 접합에서 공간 전하가 축적되는데, BJT를 턴 오프하기 위하여(즉, 오프-상태로의 천이) 공간 전하가 소모되어야 한다. 이와 같이, 전류 시스템 및 방법은 일반적으로 소모를 필요로 하는데, 이는 전력 손실을 야기하고 비효율적인 전력 관리로 이어진다.
본 발명의 일 태양에 의한 반도체 장치를 구동하기 위한 구동 회로는, 베이스라인 전류를 생성하도록 구성된 벅 컨버터 및 벅 컨버터의 출력과 접지 사이에 연결되며, 벅 컨버터의 오프-상태 동안 전하를 저장하고 벅 컨버터의 온-상태 동안 저장된 전하를 피크 전류로서 방전하도록 구성된 커패시터를 포함하고, 베이스라인 전류는 커패시터가 완전히 방전되기 전에 전류 한계에 도달하며, 구동 회로의 출력에서의 출력 전류는 베이스라인 전류 및 피크 전류에 적어도 부분적으로 기초한다.
본 발명의 다른 태양에 의한 시스템은, 베이스라인 전류를 생성하도록 구성된 벅 컨버터 및 벅 컨버터의 출력과 접지 사이에 연결되며, 벅 컨버터의 오프-상태 동안 전하를 저장하고 벅 컨버터의 온-상태 동안 저장된 전하를 피크 전류로서 방전하도록 구성된 커패시터를 포함하고, 베이스라인 전류는 커패시터가 완전히 방전되기 전에 전류 한계에 도달하며, 출력 전류는 베이스라인 전류 및 피크 전류에 적어도 부분적으로 기초하고, 피크 전류는 베이스라인 전류의 전류 한계의 두 배 이상 크다.
본 발명의 또 다른 태양에 의한 출력 전류 생성 방법은, 벅 컨버터의 오프-상태 동안 커패시터에 전하를 저장하는 단계, 벅 컨버터의 온-상태 동안 저장된 전하를 피크 전류로서 방전하는 단계 및 벅 컨버터의 온-상태 동안 벅 컨버터를 이용하여 베이스라인 전류를 생성하는 단계를 포함하고, 베이스라인 전류는 커패시터가 완전히 방전되기 전에 전류 한계에 도달하며, 출력 전류는 베이스라인 전류 및 피크 전류의 총합이고, 피크 전류는 베이스라인 전류의 전류 한계의 두 배보다 크다.
본 발명의 기술 요지의 특징 및 이점은 본 발명의 실시예들에 관한 이하의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이며, 상세한 설명은 첨부된 도면과 관련해서 고려되어야 한다.
도 1은 본 발명에 따른 구동 회로의 예시적인 실시예를 나타낸다.
도 2는 본 발명에 따른 구동 회로의 다른 예시적인 실시예를 나타낸다.
도 3은 본 발명에 따른 구동 회로의 하나의 예시적인 실시예를 나타낸다.
도 4는 본 발명에 따른 구동 회로의 하나의 예시적인 실시예를 나타낸다.
도 5는 일부 예시적인 실시예에 따른 동작의 순서흐름도이다.
도 6은 일부 예시적인 실시예에 따른 파형 다이어그램을 나타낸다.
이하의 상세한 설명은 도해적인 실시예를 참조로 하여 설명될 것이나, 이에 대한 대한, 변형, 수정이 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 기술자에게 명백할 것이다.
개요로서, 본 발명은 트랜지스터를 효율적으로 구동하기 위한 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 시스템은 부하 및 양극성 접합 트랜지스터(bipolar junction transistor: BJT)와 연결되며 BJT를 효율적으로 구동하도록 구성된 구동 회로(driver circuit)를 구동하기 위하여, BJT와 같은 전류-제어 스위칭 장치를 포함한다. BJT는 온-상태(on-state) 동안 정전류 구동을 필요로 할 수 있다. 구동 회로는 BJT의 베이스 단자 영역을 구동하기 위하여 베이스 전류를 효율적으로 생성하기 위한 벅 컨버터 구성(buck converter configuration)을 포함한다. 구동 회로의 벅 컨버터 구성은 BJT가 동작하는데 필요한 베이스 전류를 생성하는 보다 효율적인 방법을 제공하도록 구성된다.
도 1은 본 발명에 따른, 트랜지스터를 구동하기 위한 시스템(100)을 나타낸다. 도 1에 도시된 시스템(100)은 반도체 집적 회로 칩, 시스템 온 칩(SoC) 등과 같은 범용 또는 맞춤형(custom) 집적 회로(IC)에 포함되거나, 그 일부를 형성할 수 있다. 시스템(100)은 부하(106)를 구동하기 위하여 BJT(104)에 전류를 생성 및 인가하도록 구성된 구동 회로(102)를 포함할 수 있다. BJT(104)는 상이하게 도핑된 세 개의 반도체 영역: 에미터 영역, 베이스 영역 및 컬렉터 영역을 포함할 수 있다. 도시된 바와 같이, BJT(104)는 NPN 구성이고, 이들 영역은 각각 n 타입, p 타입, 그리고 n 타입이며, 각각의 반도체 영역은 적절하게 표시된 단자: 에미터(e), 베이스(b), 그리고 컬렉터(c) 단자에 접속된다.
도시된 바와 같이, 구동 회로(102)는 BJT(104)의 베이스 단자(b)에 베이스 전류(IB)를 생성 및 인가하기 위한 벅 컨버터 구성을 포함한다. 베이스 전류(IB)는 그 다음 증폭되어 큰 컬렉터 전류 및 에미터 전류를 생성한다. 예를 들어, 에미터(e)부터 베이스(b)까지의 측정된 전위차가 양의 값인 경우(즉, 베이스(b)가 에미터(e)에 비해 높은 경우), BJT(104)는 순방향-능동(forward-active)(또는 간단하게, "능동") 또는 포화 상태이다. 컬렉터 단자에서의 전압이 베이스 단자에서의 전압보다 큰 경우, BJT(104)는 능동 모드이다. 베이스 단자에서의 전압이 컬렉터 단자에서의 전압보다 큰 경우, BJT(104)는, 논리적으로 "온-상태" 또는 폐쇄된(closed) 스위치에 대응하는 포화 상태이다. 온-상태에서, BJT(104)의 컬렉터(c)와 에미터(e) 사이에 전류가 흐른다.
예들 들어, BJT(104)와 같은, 몇 가지 전류 구동 타입 반도체 장치 및 전압 구동 타입 장치(예컨대, JFET)는 온-상태 동안 정전류 구동을 필요로 할 수 있다. 구동 회로(102)의 벅 컨버터 구성은, BJT(104)에 대하여, 구동 회로(102)의 동작 동안 연속적인 베이스 전류(IB)를 효율적으로 생성하도록 구성된다. 도시된 바와 같이, BJT(104)는 구동 회로(102)의 출력에 연결된 베이스(b)를 갖는다. 구동 회로(102)는 인덕터(L)와 출력 커패시터(C)를 포함할 수 있다. 인덕터(L)는 스위칭 장치(110)를 거쳐 전압원(108)에 연결될 수 있다. 도시된 바와 같이, 스위칭 장치(110)는 전계 효과 트랜지스터(field-effect transistor: FET), 특히 P-채널 단일-게이트 인핸스먼트 모드(P-Channel single-gate enhancement mode) FET이다. 스위칭 장치(110)는 제어 회로(112)에 의해 제어될 수 있다. 일반적으로 이해되는 바와 같이, 제어 회로(112)는 스위칭 장치(110)를 개방 상태와 폐쇄 상태 사이에서 제어하도록 구성된다. 예를 들어, 스위칭 장치(110)가 개방되면 전압원(108)이 회로로부터 제거되고 인덕터(L)로부터 접속 해제되며, 반면, 스위칭 장치(110)가 폐쇄되면, 전압원(108)이 인덕터(L)에 연결된다. 제어 회로(112)는 펄스 폭 변조(pulse width modulation: PWM) 회로, 전력 스위치 구동 회로, 그리고 하나 이상의 전력 스위치 장치(예컨대, PMOS, NMOS, SiC 등)를 포함하는 전력 스위치 회로를 포함할 수 있다.
인덕터(L)는 또한 다이오드(114)에 연결되어, 스위칭 장치(110)의 오프-상태 동안 인덕터 전류를 위한 경로(path)를 제공할 수 있다. 도시된 바와 같이, 다이오드(114)는 쇼트기 다이오드(Schottky diode)(114)를 포함할 수 있다. 다이오드(114)가 임의의 다른 알려진 타입의 다이오드 또는 동기 정류기 솔루션(synchronous rectifier solution), 예컨대, 스위칭 장치(110)에 대하여 상보적인 방식으로 제어되고 고주파 회로와 함께 사용되도록 구성되며 낮은 순방향 전압 강하와 고속 스위칭 동작을 제공하도록 구성된 MOSFET(metal-oxide-semiconductor FET)를 포함할 수 있음을 유의해야 한다.
몇 가지 예시적인 실시예에서, BJT(104)는 탄화규소(Silicon Carbide: SiC)를 포함하거나 SiC 장치일 수 있다. SiC는 BJT와 같은 반도체 전력 장치를 위한 이로운 재료 특성을 갖는다. 예를 들어, SiC는 소형이면서 저-저항성의(low-resistive), 고속 스위칭 고전압, 고전력 장치의 제조를 가능하게 하는 높은 브레이크다운 전계(breakdown electric field)를 갖는다. SiC의 브레이크다운 전계는 실리콘의 브레이크다운 전계보다 약 열 배 높다. SiC는 또한 실리콘보다 거의 세 배 높은 열적 전도성을 갖는다. SiC 장치는 따라서 생성된 과도한 열을 효율적으로 소산하면서 매우 높은 전력 레벨에서 동작할 수 있다. SiC의 넓은 밴드 갭은 SiC 장치가 매우 높은 온도에서 사용될 수 있도록 하는데, 이는, 예를 들어 다운홀 천공(down hole drilling) 수행 또는 소형 경량의 전력 전자 부품 제작에 있어 매우 중요하다.
앞서 언급한 특성에 기인하여, SiC를 갖는 트랜지스터는 전기적으로 매우 강건(robust)하다. 고온에서 동작할 수 있는 능력은 SiC를 갖는 트랜지스터가 단락 회로 동작 또는 과부하 조건을 오랜 시간 동안 견뎌낼 수 있도록 한다. SiC로 이루어진 전력 트랜지스터는 양의 온도 계수를 가짐으로써, 고질적인 2차 브레이크다운의 염려가 없고 용이하게 병렬 연결될 수 있다. SiC의 높은 포화 전자 표류 속도(saturated electron drift velocity)는 SiC 장치가 높은 주파수에서 동작할 수 있도록 하며, 이는 또한 수동 소자의 크기를 감소시키는 데에 매우 유용하다.
BJT(104)가 SiC를 포함하면, BJT(104)는 이하의 특성을 가질 수 있다. BJT(104)는 넓은 밴드갭을 가질 수 있고, 따라서 전도(conduction)하는 동안 BJT(104)의 베이스 에미터 전압(VBE)이 ~3볼트일 수 있다. BJT(104)는 MOSFET에서 일반적으로 확인되는 게이트 저항(RG)보다 매우 낮은 베이스 저항(RB)을 가질 수 있다. BJT(104)는 일반적으로 전도하는 동안 DC 베이스 전류(IB)를 필요로 할 수 있다. 결국, SiC를 포함하는 BJT(104)는 빠른 스위칭 속도를 달성하기 위하여 빠르게 충전될 필요가 있는, "MOSFET과 유사한" 커패시턴스(CBE 및 CBC)를 가질 수 있다. 따라서, BJT(104)는 고속 스위칭 구간 동안 전하-제어(charge-controlled) 장치로 고려될 수 있다(즉, 장치의 스위칭 성능이, 전하가 커패시턴스 내로 또는 밖으로 얼마나 빨리 이동될 수 있느냐에 따라 결정됨).
도 1 내지 도 4가 BJT(104)를 구동하는 구동 회로(102)를 나타내지만, 예시적인 실시예는 변할 수 있고 그에 한정되지 않는다. 예를 들어, 구동 회로(102)는 높은 피크 전류를 생성하고, 그 다음 낮은 정상 상태 전류를 생성하도록 구성되는데, 이는 SiC BJT 외에 다른 장치들을 구동하는데 사용될 수 있다. 따라서, 구동 회로(102)는 SiC BJT와 유사한 전류 프로파일을 갖는 임의의 장치, 예컨대, 고전류 사이리스터(thyristor) 또는 SiC MOSFET를 구동하는데 사용될 수 있다. 고전류 사이리스터 또는 SiC MOSFET의 동작이 SiC BJT에 대해 개시된 동작과 다를 수 있지만, 예시적인 실시예는 필요한 전류를 생성하도록 구성될 수 있다.
일반적인 전류 구동 회로 시스템은 BJT의 베이스에 접속된 저항을 포함한다. 반면, 예시적인 실시예는 구동 회로(102)를 위한 벅 컨버터 구성을 포함할 수 있는데, 이는 흔히 사용되는 저항보다 효율적이다. 그러나, 예시적인 실시예는 이에 한정되지는 않으며, 도 1에 도시된 벅 컨버터 이외의 다른 구성을 포함할 수 있다. 구동 회로(102)에 의해 생성된 베이스 전류(IB)(전류 한계(current limit) 내의)가 소스 전압(VDC) 및 베이스-에미터 전압(VBE)과는 독립적이기 때문에, 구동 회로(102)는 75%만큼의 전력 절감을 이룰 수 있다(15볼트 바이어스, SiC BJT 및 80% 효율 벅 컨버전(buck conversion)을 가정함(전력 손실이 1/4)).
예를 들어, 일반적인 전류 구동 회로는 BJT에 대해 일정한 정상 상태 베이스 전류를 생성할 수 있다. 베이스 전류(IB)가 BJT가 전해야 하는 최대 컬렉터 전류의 함수이기 때문에, 일반적인 구동 회로는, BJT가 온-상태로 천이(transition)할 수 있도록 하는 높은 초기 피크 전류에 기초하여 일정한 정상 상태 전류를 생성해야 한다.
반면, 구동 회로(102)는 BJT(104)를 온-상태로 천이하도록 하기 위한 초기 피크 전류를 제공하도록 구성될 수 있으며, 또한 증가된 효율로 온-상태 동안 정상 상태 베이스 전류(IB)를 제공할 수 있다. 초기 피크 전류를 제공하기 위하여, 구동 회로(102)는 출력 커패시터(C)에 전하를 저장할 수 있다. BJT(104)의 턴 온 시에, 출력 커패시터(C)에 저장된 전하가 BJT(104)의 베이스 단자(b)로 방전되어 고속 스위칭 동작에 일반적으로 필요한 높은 초기 피크 전류를 제공할 수 있다.
향상된 효율로 정상 상태 베이스 전류(IB)를 제공하기 위하여, 구동 회로(102)는 BJT(104)의 온-상태 동안 전류 한계 설정 내에서 동작하도록 구성될 수 있다. 출력 커패시터(C)가, 온-상태로 천이하기 위하여 BJT(10)가 필요로 하는 높은 초기 피크 전류를 제공할 수 있기 때문에, 구동 회로(102)는 전류 한계 설정 내에서 동작할 수 있고 온-상태로 천이한 후에 BJT(104)가 필요로 하는 정상 상태 베이스 전류(IB)만을 기초로 하여 전류를 생성할 수 있다. 따라서, 구동 회로(102)는 베이스 전류를, 온-상태로의 천이를 위하여 BJT(104)가 필요로 하는 최대치로부터 동작을 위해 BJT가 필요로 하는 최소의 정상 상태 베이스 전류(IB)를 조금 넘는 레벨로 감소시킬 수 있다. 그러므로, 양의 턴-온 전압은 VBE + IB * RSW가 될 수 있고, 이는 이상적인 효율을 달성하기 위한 최적의 전압이다. 벅 컨버터 구성의 고주파 동작에 기인하여, 구동 회로(102)는, 출력 커패시터(C)가 방전되는 시점에 전류 한계에 도달하여, 구동 회로(102)의 동작 동안 중단되지 않는, 연속적인 베이스 전류(IB)를 제공할 것이다.
구동 회로(102)가 BJT(104)의 전도 기간 동안 베이스 전류(IB)를 감소시키도록 구성될 수 있으므로, 구동 회로(102)는 구동 전력 손실을 감소 또는 최소화할 수 있다. 앞서 설명된 바와 같이, 베이스 전류(IB)는 장치가 전해야 하는 최대 컬렉터 전류의 함수이고(베타), 따라서 BJT가 12V 레일로부터 1A의 베이스 전류를 필요로 하면, 이는 12W의 구동 전력 손실을 초래할 수 있고, 그 중 3W만이 BJT에 의한 것이다(IB*VBE). 구동 회로(102)가 저항을 통해서 BJT(104)에 전력을 공급하지 않으므로, 구동 전력 손실이 감소될 수 있다. 또한, 구동 회로(102)가 필요한 정상 상태 베이스 전류(IB)를 감소시킬 수 있기 때문에, 구동 회로(102)는 BJT(104)의 전도 기간 동안 구동 전력 손실을 더욱 감소시킬 수 있다. 이를 수행하기 위하여, 구동 회로(102)는 턴-온 및 턴-오프에서 추가의 피크 전류를 전달하여 BJT(104)의 CBE 및 CBC 커패시턴스를 충전 및 방전하도록 구성될 수 있다. BJT(104)의 매우 빠른 스위칭 속도의 이점을 달성하기 위하여, 피크 전류는 베이스 전류(IB) 값의 2배에서 4배의 범위 내에 있어야 한다.
구동 회로(102)는 소스 인덕턴스(source inductance)의 네거티브 피드백(negative feedback) 효과를 완화하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 턴-온 피크 전류 및 턴-오프 피크 전류는 적절한 전압 레벨(예컨대, 턴-온 시에는 10V 이상, 그리고 턴-오프 시에는 -10V 이하)에서 공급되어야 한다. 구동 회로(102)는 BJT(104)의 턴-온 동안 양의 고전압 초기 피크 전류 및 정상 상태 베이스 전류를 효율적으로 제공하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 구동 회로(102)는 다음 방정식, VMIN = VBE + IB*RDRV(IB*RDRV는 구동 회로(102)의 출력 임피던스 양단의 전압 강하임)을 이용하여 산출된 최소 전압에 가까운 전압을 제공하도록 구성될 수 있다. 구동 회로(102)는 또한 BJT(104)의 베이스 단자(b)에서 흘러 나오는, 원하는 턴-오프 전류 진폭을 달성하도록 구성될 수 있다.
도 2로 돌아가면, 트랜지스터를 구동하기 위한 시스템(200)의 다른 예시적인 실시예가 도시된다. 도시된 바와 같이, 시스템(200)은 도 1의 구동 회로(102) 및 BJT(104)를 포함한다. 시스템(200)은 변류기(current transformer)(216) 및 구동 회로(102), BJT(104) 및 부하(106)에 연결된 다이오드(218)를 더 포함하여, 비례 베이스 구동(proportional base drive) 구성을 제공한다. 시스템(200)은 구동 회로(102)의 효율을 더욱 향상시키도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 컬렉터 전류의 흐름이 시작되도록 하는 구동 전류만큼만 제공하기 위하여, 구동 회로(102)의 전류 한계가 낮은 값으로 설정될 수 있다.
도 3은 일부 예시적인 실시예에 따른, 트랜지스터를 구동하기 위한 시스템(300)을 나타낸다. 도 3에 도시된 시스템(300)은, 도 1에 도시된 시스템(100)과 유사하지만, 신호(325)에 의해 제어되는 제어 스위치(320)가 추가된다. 몇 가지 예시적인 실시예에 따라, 구동 회로(102)의 출력과 BJT(104)의 베이스 단자(b)는 제어 스위치(320)에 의해 분리될 수 있다. 제어 스위치(320)는 출력 커패시터(C)가 BJT(104)의 오프-상태 동안 고전압으로 충전되도록 할 수 있는데, 구동 회로(102)는 이러한 고전압(예를 들어, 약 12V)에서 아이들(idle) 상태일 수 있다. BJT(104)의 턴 온 시에, 출력 커패시터(C)에 저장된 고전압은 BJT(104)의 베이스 단자(b)로 방전되어, 고속 스위칭 동작을 위해 일반적으로 필요한 높은 초기 피크 전류를 제공할 수 있다.
도 4는 일부 예시적인 실시예에 따른, 트랜지스터를 구동하기 위한 시스템(400)을 나타낸다. 도 4에 도시된 시스템(400)은 도 2에 도시된 시스템(200)과 유사하지만, 신호(425)에 의해 제어되는 제어 스위치(420)가 추가된다. 일부 예시적인 실시예에 따라, 구동 회로(102)의 출력과 BJT(104)의 베이스 단자(b)는 제어 스위치(420)에 의해 분리될 수 있다. 제어 스위치(420)는 출력 커패시터(C)가 BJT(104)의 오프-상태 동안 고전압으로 충전되도록 할 수 있으며, 구동 회로(102)는 이러한 고전압(예를 들어, 약 12V)에서 아이들 상태일 수 있다. BJT(104)의 턴 온 시에, 출력 커패시터(C)에 저장된 고전압이 BJT(104)의 베이스 단자(b)로 방전되어, 고속 스위칭 동작을 위해 일반적으로 필요한 높은 초기 피크 전류를 제공할 수 있다.
도 5는 일부 예시적인 실시예에 따른 동작의 순서흐름도를 나타낸다. 단계 510에서, BJT(104)의 오프-상태 동안 전하가 커패시터에 저장될 수 있다. 단계 520에서, BJT(104)의 온-상태 동안 저장된 전하가 피크 전류로서 방전될 수 있다. 단계 530에서, BJT(104)의 온-상태 동안 벅 컨버터를 이용하여 베이스라인(baseline) 전류가 생성될 수 있는데, 베이스라인 전류는 커패시터가 완전히 방전되기 전에 전류 한계에 도달한다. 따라서, 출력 전류는 커패시터에 의해 제공되는 피크 전류와 벅 컨버터에 의해 생성되는 베이스라인 전류 사이에서 연속적일 수 있다.
도 6은 일부 예시적인 실시예에 따른 파형 다이어그램을 나타낸다. 신호(610)는 BJT(104)가 온 또는 오프되도록 명령하는 제어 신호인데, BJT(104)가 온-상태인 경우에 대응하여 디지털 하이(high) 신호를 갖는다. 신호(620)는 BJT(104)의 베이스 전류의 일 예이다. 신호(620)에 도시된 초기 피크 전류는 출력 커패시터(C)가 BJT(104)로 방전함에 의해 발생한다. 신호(630)는 구동 회로(102) 내의 벅 인덕터 전류의 일 예를 나타내며, 출력 커패시터(C)에 의해 필터링되어 BJT(104)의 온-시간 동안 베이스 전류가 될 수 있다. 마지막으로, 신호(640)는 벅 출력 전압의 일 예이다.
본 명세서에서 설명된 특정의 예시적인 실시예는 하나 이상의 기계-판독가능 저장 매체를 포함하는 시스템에서 구현될 수 있으며, 이러한 저장 매체에는 본 명세서에서 설명된 방법 및/또는 동작을 수행하는 하나 이상의 프로세서에 의하여 실행되는 명령어들이, 별개로 또는 조합하여, 저장되어 있다. 예를 들어, 프로세서는, 예를 들어, 시스템 CPU(예컨대, 코어 프로세서) 및/또는 프로그램 가능한 회로를 포함할 수 있다. 따라서, 본 명세서에서 설명된 방법에 따른 동작들은, 여러 개의 상이한 물리적 로케이션에 있는 프로세싱 구조체와 같은, 복수 개의 물리적인 장치에 걸쳐 분산될 수 있다.
저장 매체는 임의의 타입의 유형(tangible) 매체, 예를 들면, 플로피 디스크, 광학 디스크, CD-ROM(compact disk read-only memory), CD-RW(compact disk rewritable), DVD(digital versatile disk) 및 광자기 디스크를 포함하는 임의의 타입의 디스크, ROM(read-only memory), 다이나믹 RAM 및 스태틱 RAM과 같은 RAM(random access memory), EPROM(erasable programmable read-only memory), EEPROMS(electrically erasable programmable read-only memory), 플래시 메모리와 같은 반도체 디바이스, 자기 또는 광학 카드, 또는 임의의 타입의 전자 명령어를 저장하기에 적절한 매체를 포함할 수 있다.
본 명세서에서 설명된 바와 같이, 다양한 예시적인 실시예들이 하드웨어 요소, 소프트웨어 요소, 또는 이들의 임의의 조합을 이용하여 구현될 수 있다. 하드웨어 요소의 예는 프로세서, 마이크로프로세서, 회로, 회로 요소(예컨대, 트랜지스터, 저항, 커패시터, 인덕터 등), 집적 회로, ASIC(application specific integrated circuits), PLD(programmable logic devices), DSP(digital signal processors), FPGA(field programmable gate array), 로직 게이트, 레지스터, 반도체 장치, 칩, 마이크로칩, 칩 셋 등을 포함할 수 있다.
본 명세서의 임의의 실시예에서 사용된 "회로망" 또는 "회로"는, 예컨대, 단독으로 또는 임의의 조합으로, 하드와이어드 회로망, 프로그램 가능한 회로망, 상태 기계 회로망, 프로그램 가능한 회로망 및/또는 더 큰 시스템, 예를 들면, 집적 회로의 일부분으로서 포함될 수 있는 개별 요소들에서 이용 가능한 회로망에 의해 실행되는 명령어를 저장하는 펌웨어를 포함할 수 있다. 또한, 본 명세서에서 설명된 임의의 스위치 장치는 예컨대, MOS 트랜지스터, BJT, SiC 등과 같은 임의의 타입의 알려진 또는 후에 개발된 스위치 회로망을 포함할 수 있다.
"하나의 예시적인 실시예" 또는 "예시적인 실시예"에 대한 본 명세서 전반에 걸친 참조는 이러한 예시적인 실시예와 관련하여 설명된 특정의 특징, 구조, 또는 특성이 적어도 하나의 예시적인 실시예에 포함됨을 의미한다. 따라서, 본 명세서의 다양한 위치에서 나타나는 "하나의 예시적인 실시예에서" 또는 "예시적인 실시예에서"라는 문구가 모두 동일한 예시적인 실시예를 나타내는 것은 아니다. 또한, 특정의 특징, 구조, 또는 특성은 하나 이상의 예시적인 실시예에서 임의의 적절한 방식으로 조합될 수 있다.
본 명세서에서 사용된 용어 및 표현은 설명을 위해 사용된 것이지 한정하기 위한 것이 아니고, 그러한 용어 및 표현을 사용하는 데에는 도시되고 설명된 특징(또는 그 일부)의 어떤 등가물이라도 배제하려는 의도가 없으며, 특허청구범위의 범위 내에서의 다양한 수정이 가능하다. 따라서, 청구범위는 그러한 모든 등가물을 포함하도록 의도된 것이다. 다양한 특징, 일면 및 예시적인 실시예가 본 명세서에서 설명되었다. 이러한 특징, 일면 및 예시적인 실시예는, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 기술자가 이해하는 바와 같이, 변형 및 수정뿐 아니라 상호 간의 조합 또한 허용된다. 따라서, 본 발명은 그러한 조합, 변형 및 수정을 망라하는 것으로 고려되어야 한다.

Claims (20)

  1. 반도체 장치를 구동하기 위한 구동 회로에 있어서,
    베이스라인(baseline) 전류를 생성하도록 구성된 벅 컨버터(buck converter); 및
    상기 벅 컨버터의 출력과 접지 사이에 연결되며, 상기 벅 컨버터의 오프-상태 동안 전하를 저장하고 상기 벅 컨버터의 온-상태 동안 저장된 상기 전하를 피크 전류로서 방전하도록 구성된 커패시터를 포함하고,
    상기 베이스라인 전류는, 상기 커패시터가 완전히 방전되기 전에 전류 한계(current limit)에 도달하며,
    상기 구동 회로의 출력에서의 출력 전류는, 상기 베이스라인 전류 및 상기 피크 전류에 적어도 부분적으로 기초하는, 구동 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 반도체 장치는, 양극성 접합 트랜지스터(bipolar junction transistor)이고,
    상기 구동 회로는, 상기 양극성 접합 트랜지스터의 베이스 단자로 상기 출력 전류를 출력하도록 구성된, 구동 회로.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 양극성 접합 트랜지스터는, 탄화규소(Silicon Carbide) 장치인, 구동 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 구동 회로는,
    상기 벅 컨버터의 출력과 상기 구동 회로의 출력 사이에 연결되고, 상기 벅 컨버터의 온-상태 동안 전도(conduct)하도록 구성된 제어 스위치를 더 포함하고,
    상기 커패시터는, 상기 제어 스위치가 전도하는 동안 보다 상기 제어 스위치가 전도하지 않는 동안 더 높은 전압으로 충전하도록 구성된, 구동 회로.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 커패시터는, 상기 제어 스위치가 전도하기 시작하면 상기 반도체 장치 내의 양극성 접합 트랜지스터의 베이스 단자로 상기 더 높은 전압을 방전하도록 구성된, 구동 회로.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 피크 전류는, 상기 베이스라인 전류의 전류 한계의 적어도 두 배보다 큰, 구동 회로.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 벅 컨버터는,
    입력 전압원과 상기 벅 컨버터의 출력 사이에 연결된 인덕터; 및
    상기 입력 전압원과 상기 인덕터 사이에 연결된 제1 스위치를 포함하는, 구동 회로.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 벅 컨버터는,
    상기 베이스라인 전류를 증가시키기 위하여 상기 제1 스위치를 전도하도록 제어하고, 상기 베이스라인 전류를 감소시키기 위하여 상기 제1 스위치를 전도하지 않도록 제어하도록 구성된 제어 회로; 및
    접지에 연결된 제1 단부 및 상기 인덕터와 상기 제1 스위치 사이에 연결된 제2 단부를 가지며, 상기 제어 회로의 오프-상태 동안 인덕터 전류를 위한 경로를 제공하도록 구성된 다이오드를 더 포함하는, 구동 회로.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 구동 회로는,
    외부 전류에 기초하여 변환기 전류(transformer current)를 생성하도록 구성된 변류기(current transformer)를 더 포함하고,
    상기 구동 회로의 출력에서의 출력 전류는, 상기 변환기 전류에 적어도 부분적으로 기초하는, 구동 회로.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 구동 회로는,
    상기 벅 컨버터의 출력에 연결된 제1 단부를 갖는 다이오드; 및
    상기 다이오드의 제2 단부와 접지 사이에 연결된 저항을 더 포함하고,
    상기 변류기는, 상기 저항과 병렬로 되어 있는, 구동 회로.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 베이스라인 전류의 전류 한계은, 상기 반도체 장치 내의 양극성 접합 트랜지스터의 동작을 위해 필요한 최소 전류와 대략 동일한, 구동 회로.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 변류기는, 상기 외부 전류에 기초하여 상기 변환기 전류를 증가시키도록 구성된, 구동 회로.
  13. 베이스라인 전류를 생성하도록 구성된 벅 컨버터; 및
    상기 벅 컨버터의 출력과 접지 사이에 연결되며, 상기 벅 컨버터의 오프-상태 동안 전하를 저장하고 상기 벅 컨버터의 온-상태 동안 저장된 상기 전하를 피크 전류로서 방전하도록 구성된 커패시터를 포함하고,
    상기 베이스라인 전류는, 상기 커패시터가 완전히 방전되기 전에 전류 한계에 도달하며,
    출력 전류는, 상기 베이스라인 전류 및 상기 피크 전류에 적어도 부분적으로 기초하고,
    상기 피크 전류는, 상기 베이스라인 전류의 전류 한계의 적어도 두 배보다 큰, 시스템.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 시스템은,
    탄화규소(Silicon Carbide)를 포함하는 양극성 접합 트랜지스터를 더 포함하고,
    상기 양극성 접합 트랜지스터의 베이스는 상기 출력 전류를 수신하도록 구성된, 시스템.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 시스템은,
    상기 벅 컨버터의 출력에 연결되고, 상기 벅 컨버터의 온-상태 동안 전도하도록 구성된 제어 스위치를 더 포함하고,
    상기 커패시터는, 상기 제어 스위치가 전도하는 동안 보다 상기 제어 스위치가 전도하지 않는 동안 더 높은 전압으로 충전하도록 구성된, 시스템.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 커패시터는, 상기 제어 스위치가 전도하기 시작하면 상기 더 높은 전압을 양극성 접합 트랜지스터의 베이스 단자로 방전하도록 구성된, 시스템.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 시스템은,
    외부 전류에 기초하여 변환기 전류를 생성하도록 구성된 변류기를 더 포함하고,
    상기 출력 전류는, 상기 베이스라인 전류, 상기 피크 전류 및 상기 변환기 전류의 총합인, 시스템.
  18. 출력 전류를 생성하는 방법으로서,
    벅 컨버터의 오프-상태 동안 커패시터에 전하를 저장하는 단계;
    상기 벅 컨버터의 온-상태 동안 저장된 상기 전하를 피크 전류로서 방전하는 단계; 및
    상기 벅 컨버터의 온-상태 동안 벅 컨버터를 이용하여 베이스라인 전류를 생성하는 단계를 포함하고,
    상기 베이스라인 전류는, 상기 커패시터가 완전히 방전되기 전에 전류 한계에 도달하며,
    상기 출력 전류는, 상기 베이스라인 전류 및 상기 피크 전류의 총합이고,
    상기 피크 전류는, 상기 베이스라인 전류의 상기 전류 한계의 두 배보다 큰, 출력 전류 생성 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    탄화규소를 포함하는 양극성 접합 트랜지스터를 상기 출력 전류로 구동하는 단계를 더 포함하는, 출력 전류 생성 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 출력 전류 생성 방법은,
    상기 양극성 접합 트랜지스터의 컬렉터에서의 전류에 기초하여 변환기 전류를 생성하는 단계를 더 포함하고,
    상기 출력 전류는, 상기 베이스라인 전류, 상기 피크 전류 및 상기 변환기 전류의 총합인, 출력 전류 생성 방법.
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9627962B2 (en) * 2015-03-09 2017-04-18 Texas Instruments Incorporated Fast blocking switch
CN104901668B (zh) * 2015-05-14 2017-11-28 湖南大学 一种碳化硅双极结型晶体管的静态驱动装置及方法
CN104967316A (zh) * 2015-07-13 2015-10-07 南京航空航天大学 Buck型双电源碳化硅双极性晶体管驱动电路及其控制方法
CN109547000A (zh) * 2018-12-20 2019-03-29 深圳市必易微电子有限公司 电荷回收电路及方法、供电电路及方法以及开关电源电路系统
US11585844B1 (en) * 2021-09-09 2023-02-21 Board Of Regents, The University Of Texas System Systems, circuits, and methods to detect gate-open failures in MOS based insulated gate transistors

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4860184A (en) * 1987-09-23 1989-08-22 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Half-bridge zero-voltage switched multi-resonant converters
ES2105089T3 (es) * 1993-01-04 1997-10-16 Philips Electronics Nv Circuito suministrador de energia.
US6232752B1 (en) * 1999-11-10 2001-05-15 Stephen R. Bissell DC/DC converter with synchronous switching regulation
JP3494154B2 (ja) * 2001-03-12 2004-02-03 日産自動車株式会社 パワートランジスタの駆動用電源回路
EP1583235B1 (en) * 2004-03-31 2008-05-14 STMicroelectronics S.r.l. Emitter switching driving network to control the storage time
TW200723195A (en) * 2005-12-01 2007-06-16 Tm Technology Inc Driving circuit capable of reducing power consumption
US7688045B2 (en) * 2006-08-07 2010-03-30 Addtek Corp. DC power conversion circuit with constant current output
US8089791B2 (en) * 2006-12-14 2012-01-03 System General Corp. Compensation circuit and compensation method for current mode power converters
US8193848B2 (en) * 2009-06-02 2012-06-05 Cree, Inc. Power switching devices having controllable surge current capabilities
WO2012030867A2 (en) * 2010-08-30 2012-03-08 The Trustees Of Dartmouth College High-efficiency base-driver circuit for power bipolar junction transistors

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