KR20140048623A - Frequency mixer - Google Patents

Frequency mixer Download PDF

Info

Publication number
KR20140048623A
KR20140048623A KR1020120114799A KR20120114799A KR20140048623A KR 20140048623 A KR20140048623 A KR 20140048623A KR 1020120114799 A KR1020120114799 A KR 1020120114799A KR 20120114799 A KR20120114799 A KR 20120114799A KR 20140048623 A KR20140048623 A KR 20140048623A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
unit
transistors
transistor
inductors
frequency mixer
Prior art date
Application number
KR1020120114799A
Other languages
Korean (ko)
Other versions
KR101390037B1 (en
Inventor
윤태열
이지영
임원규
최승운
이상곤
Original Assignee
한양대학교 산학협력단
한국항공우주연구원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한양대학교 산학협력단, 한국항공우주연구원 filed Critical 한양대학교 산학협력단
Priority to KR1020120114799A priority Critical patent/KR101390037B1/en
Publication of KR20140048623A publication Critical patent/KR20140048623A/en
Application granted granted Critical
Publication of KR101390037B1 publication Critical patent/KR101390037B1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0066—Mixing

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

Disclosed is a frequency mixer obtaining high profits and low noise and using low electricity. The frequency mixer includes; an input unit that receives RF signals; and a current bleeding unit which is connected to the input unit and includes at least one circuit device in order to prevent the RF signals from being mixed and offset.

Description

주파수 혼합기{FREQUENCY MIXER}Frequency Mixer {FREQUENCY MIXER}

본 발명은 고이득, 저잡음 및 저전력을 실현하는 주파수 혼합기에 관한 것이다. The present invention relates to a frequency mixer that realizes high gain, low noise and low power.

직접변환통신 시스템에 사용되는 주파수 혼합기는 일반적으로 CMOS 시스템을 사용한다. 그러나, CMOS 시스템의 경우 저주파 대역에서 높은 1/f 잡음을 가진다. 또한, CMOS 시스템을 사용하는 주파수 혼합기의 이득이 낮았다.
Frequency mixers used in direct conversion communication systems generally use CMOS systems. However, CMOS systems have high 1 / f noise in the low frequency band. In addition, the gain of the frequency mixer using the CMOS system was low.

본 발명은 고이득, 저잡음 및 저전력을 실현하는 주파수 혼합기를 제공하는 것이다.The present invention provides a frequency mixer that realizes high gain, low noise and low power.

상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 혼합기는 RF 신호들을 입력받는 입력부; 및 상기 입력부와 연결되며, 상기 RF 신호들이 혼합되어 상쇄되지 않도록 하는 적어도 하나의 회로 소자를 가지는 커런트 블리딩부를 포함한다. In order to achieve the object as described above, the frequency mixer according to an embodiment of the present invention includes an input unit for receiving RF signals; And a current bleeding unit connected to the input unit and having at least one circuit element to prevent the RF signals from being mixed and canceled out.

본 발명의 다른 실시예에 따른 주파수 혼합기는 적어도 하나의 스위치 및 하나 이상의 인덕터를 가지는 커런트 블리딩부를 포함한다. 여기서, 상기 스위치와 상기 인덕터는 전원 단자를 기준으로 직렬로 연결된다. According to another embodiment of the present invention, the frequency mixer includes a current bleeding unit having at least one switch and at least one inductor. Here, the switch and the inductor are connected in series with respect to the power supply terminal.

본 발명에 따른 주파수 혼합기는 RF 신호들의 상쇄를 방지하고 기생 인덕턴스와 공진하는 인덕터를 가지는 커런트 블리딩부를 사용한다. 따라서, 상기 주파수 혼합기의 이득이 향상되고 잡음이 감소할 수 있다.
The frequency mixer according to the present invention uses a current bleeding portion having an inductor that prevents cancellation of RF signals and resonates with parasitic inductance. Thus, the gain of the frequency mixer can be improved and the noise can be reduced.

도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 주파수 혼합기의 회로를 도시한 도면이다.
도 2는 도 1의 주파수 혼합기와 특징을 비교하기 위한 주파수 혼합기를 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 주파수 혼합기의 회로를 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 주파수 혼합기의 회로를 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 변환 이득과 잡음 지수의 그래프를 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 변환 이득과 잡음 지수의 그래프를 도시한 도면이다. 1 shows a circuit of a frequency mixer according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a frequency mixer for comparing features of the frequency mixer of FIG. 1.
3 shows a circuit of a frequency mixer according to a second embodiment of the present invention.
4 shows a circuit of a frequency mixer according to a third embodiment of the present invention.
5 illustrates a graph of a conversion gain and a noise figure according to an embodiment of the present invention.
6 is a graph illustrating a conversion gain and a noise figure according to another embodiment of the present invention.

이하에서는 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 실시예들을 자세히 설명하도록 한다. Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 주파수 혼합기의 회로를 도시한 도면이고, 도 2는 도 1의 주파수 혼합기와 특징을 비교하기 위한 주파수 혼합기를 도시한 도면이다. 1 is a diagram illustrating a circuit of a frequency mixer according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a diagram illustrating a frequency mixer for comparing features of the frequency mixer of FIG. 1.

도 1을 참조하면, 본 실시예의 주파수 혼합기는 예를 들어 이중 평형 주파수 혼합기로서, 트랜스컨덕턴스부(transconductance circuit, 100), LO부(102), 부하부(104), 커런트 블리딩부(Current Bleeding circuit, 106)를 포함한다. 도시하지는 않았지만, 주파수 혼합기는 트랜스컨덕턴스부(100)로 전류가 안정적으로 공급되도록 하는 바이어스부(미도시)를 더 포함할 수 있으며, 상기 바이어스부는 트랜스컨덕턴스부(100)와 접지 사이에 연결될 수 있다. 또한, 상기 바이어스부는 하나의 트랜지스터로 이루어질 수도 있고, 스위치드 바이어스 회로(Switched Bias Circuit)로 이루어질 수도 있다. 상기 주파수 혼합기는 예를 들어 5.8㎓ WLAN 직접 변환 통신 시스템에 사용될 수 있으며, 주파수를 직접 하향 변환할 수 있고, 휴대용 통신 시스템의 RF front-end단에 설치될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 주파수 혼합기는 길버트 셀(Gilbert Cell) 구조로 구현될 수 있다. Referring to FIG. 1, the frequency mixer of the present embodiment is a dual balanced frequency mixer, for example, a transconductance circuit 100, a LO 102, a load 104, and a current bleeding circuit. , 106). Although not shown, the frequency mixer may further include a bias unit (not shown) for stably supplying current to the transconductance unit 100, and the bias unit may be connected between the transconductance unit 100 and the ground. . In addition, the bias unit may be formed of one transistor or a switched bias circuit. The frequency mixer may be used, for example, in a 5.8 GHz WLAN direct conversion communication system, directly downconvert the frequency, and may be installed at an RF front-end end of a portable communication system. According to an embodiment of the present invention, the frequency mixer may be implemented in a Gilbert Cell structure.

트랜스컨덕턴스부(100)는 RF 신호들(RF+, RF-)을 입력받고, 상기 입력된 RF 신호들(RF+, RF-)을 증폭하여 LO부(102)로 전송하는 역할을 수행하며, RF 신호들(RF+, RF-)을 입력받는 점에서 입력부로 명명될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 트랜스컨덕턴스부(100)는 제 1 트랜지스터(M1, 제 1 스위치) 및 제 2 트랜지스터(M2, 제 2 스위치)를 포함할 수 있으며, 트랜지스터들(M1 및 M2)은 N-MOS 트랜지스터들일 수 있다. RF 신호들(RF+, RF-)은 반대 위상, 즉 (360°×n+180°, n은 정수임) 위상차를 가질 수 있다. The transconductance unit 100 receives RF signals RF + and RF-, amplifies the RF signals RF + and RF-, and transmits the RF signals to the LO unit 102, and RF signals. The inputs may be referred to as input terminals RF + and RF−. According to one embodiment of the invention, the transconductance unit 100 may include a first transistor (M1, the first switch) and the second transistor (M2, the second switch), the transistors (M1 and M2) May be N-MOS transistors. The RF signals RF + and RF− may have opposite phases, i.e. (360 ° × n + 180 °, n is an integer) phase difference.

LO부(102)는 전달된 RF 신호들(RF+, RF-)과 발진 신호들(LO+, LO-)을 혼합시키며, RF 신호들(RF+, RF-)의 주파수를 발진 신호들(LO+, LO-)의 주파수를 이용하여 천이시키며, 예를 들어 RF 신호의 주파수와 해당 발진 신호의 주파수의 차에 해당하는 중간 주파수로 천이시킬 수 있다. LO부(102)는 예를 들어 4개의 스위치들(M4, M5, M6 및 M7)을 포함할 수 있으며, 스위치들(M4, M5, M6 및 M7)은 각기 N-MOS 트랜지스터일 수 있다. 발진 신호들(LO+, LO-)은 해당 트랜지스터(M4, M5, M6 또는 M7)의 게이트로 입력되며, 상호 반대 위상을 가진다. 회로 구조를 살펴보면, 트랜지스터들(M4 및 M5)의 소스들이 트랜지스터(M1)의 드레인과 연결되며, 트랜지스터들(M6 및 M7)의 소스들이 트랜지스터(M2)의 드레인에 연결된다. 또한, 발진 신호(LO-)에 의해 스위칭되는 트랜지스터들(M5 및 M6)은 상호 게이트들이 연결되고, 트랜지스터들(M4 및 M6)의 드레인들은 출력단 노드(N3)에 연결되며, 트랜지스터들(M5 및 M7)의 드레인들은 출력단 노드(N4)에 연결된다. 결과적으로, RF 신호들(RF+, RF-)과 발진 신호들(LO+, LO-)을 혼합함에 의해 생성된 중간 주파수 신호들(IF+, IF-)이 출력단 노드들(N3 및 N4)을 통하여 각기 출력된다. 즉, 상기 주파수 혼합기는 하향 변환된 주파수를 가지는 신호를 출력시킬 수 있다. The LO unit 102 mixes the transmitted RF signals RF + and RF- and the oscillation signals LO + and LO-, and sets the frequencies of the RF signals RF + and RF- to the oscillation signals LO + and LO. Transition may be performed using a frequency of-), and may be shifted to an intermediate frequency corresponding to a difference between the frequency of the RF signal and the frequency of the corresponding oscillation signal, for example. The LO section 102 may include, for example, four switches M4, M5, M6, and M7, and the switches M4, M5, M6, and M7 may each be N-MOS transistors. The oscillation signals LO + and LO- are input to the gates of the corresponding transistors M4, M5, M6 or M7 and have opposite phases. Looking at the circuit structure, the sources of transistors M4 and M5 are connected to the drain of transistor M1, and the sources of transistors M6 and M7 are connected to the drain of transistor M2. In addition, the transistors M5 and M6 switched by the oscillation signal LO- are connected with their gates, the drains of the transistors M4 and M6 are connected with the output terminal node N3, and the transistors M5 and The drains of M7 are connected to the output node N4. As a result, the intermediate frequency signals IF +, IF- generated by mixing the RF signals RF +, RF- and the oscillation signals LO +, LO- are passed through the output nodes N3 and N4, respectively. Is output. That is, the frequency mixer may output a signal having a down-converted frequency.

부하부(104)는 전원 단자(Vdd)와 노드(N3) 사이에 연결되는 제 1 저항(RL) 및 전원 단자(Vdd)와 노드(N4) 사이에 연결되는 제 2 저항(RL)을 포함한다. The load unit 104 includes a first resistor R L connected between the power supply terminal Vdd and the node N3 and a second resistor R L connected between the power supply terminal Vdd and the node N4. Include.

커런트 블리딩부(106)는 저항들(RL)과 병렬로 연결되며, 그 결과 전원 단자(Vdd)로부터 출력된 전류가 노드들(N3, N4 및 N5)로 분배된다. 따라서, 본 발명의 주파수 혼합기에서의 저항(RL)을 통하여 흐르는 전류는 커런트 블리딩부(106)를 포함하지 않는 주파수 혼합기에서 저항(RL)을 통하여 흐르는 전류의 크기보다 작아지게 된다. 결과적으로, 본 발명의 주파수 혼합기는 높은 변환 이득을 획득할 수 있다. 구체적으로는, 변환 이득은 아래의 수학식 1과 같다. The current bleeding unit 106 is connected in parallel with the resistors R L , and as a result, the current output from the power supply terminal Vdd is distributed to the nodes N3, N4, and N5. Therefore, the current flowing through the resistor R L in the frequency mixer of the present invention becomes smaller than the magnitude of the current flowing through the resistor R L in the frequency mixer not including the current bleeding unit 106. As a result, the frequency mixer of the present invention can obtain a high conversion gain. Specifically, the conversion gain is expressed by Equation 1 below.

Figure pat00001
Figure pat00001

,VIF는 출력단 노드(N3, N4)에 해당하는 신호 전압이고, ILO는 LO부(102)의 바이어스 전류를 의미하며, AV는 변환 이득이다. 또한, VRF는 트랜스컨덕턴스부(100)의 입력 신호 전압이고, gm은 트랜스컨덕턴스부(100)의 트랜스컨덕턴스를 의미하며, ωRF는 입력 주파수를 의미하고, ωLO는 LO부(102)의 입력 주파수를 나타낸다. , V IF is the signal voltage corresponding to the output node (N3, N4), I LO is the bias current of the LO 102, A V is the conversion gain. In addition, V RF is the input signal voltage of the transconductance unit 100, g m is the transconductance of the transconductance unit 100, ω RF means the input frequency, ω LO is LO unit 102 Indicates the input frequency of.

수학식 1에 보여지는 바와 같이, 변환 이득(AV)은 저항(RL)에 비례한다. 본 발명의 주파수 혼합기가 커런트 블리딩부(106)를 사용하여 저항(RL)을 통하여 흐르는 전류를 감소시키므로, 저항(RL)에 인가되는 전압을 커런트 블리딩부(106)를 포함하지 않을 때의 전압과 동일하게 설정하면 저항(RL)을 큰 값으로 설정할 수 있으며, 그 결과 수학식 1에 따라 상기 주파수 혼합기의 변환 이득이 향상될 수 있다. 즉, 본 실시예의 주파수 혼합기는 커런트 블리딩부(106)의 전류 분배 효과로 인하여 동일한 전압을 유지하면서도 고이득을 획득할 수 있다. As shown in Equation 1, the conversion gain A V is proportional to the resistance R L. When you do not want to include a current-releasing section 106 of the voltage that is applied to because the frequency mixer of the present invention reduce the current through, using a current-releasing section 106 via the resistor (R L), the resistance (R L) Setting the same as the voltage may set the resistor R L to a large value, and as a result, the conversion gain of the frequency mixer may be improved according to Equation (1). That is, the frequency mixer of the present embodiment can obtain high gain while maintaining the same voltage due to the current distribution effect of the current bleeding unit 106.

또한, 커런트 블리딩부(106)의 전류 분배 효과로 인하여 LO부(102)로 흐르는 전류가 감소함에 따라 LO부(102)로 인한 출력단 노드(N3, N4)에서 발생하는 직접 잡음이 감소할 수 있다. 게다가, 커런트 블리딩부(106)는 일정한 전류를 흐르게 하는 역할도 수행하므로, 주파수 혼합기에 일정한 전원을 안정적으로 흐르도록 하는 전류원을 주파수 혼합기가 포함하지 않을 수 있다. 결과적으로, 낮은 전원 전압을 공급할지라도 상기 주파수 혼합기의 트랜지스터들이 포화 상태를 유지할 수 있으므로, 상기 주파수 혼합기를 저전력으로 구현할 수 있다. In addition, due to the current distribution effect of the current bleeding unit 106, as the current flowing to the LO unit 102 decreases, direct noise generated at the output nodes N3 and N4 due to the LO unit 102 may be reduced. . In addition, since the current bleeding unit 106 also serves to flow a constant current, the frequency mixer may not include a current source for stably flowing a constant power to the frequency mixer. As a result, even when a low power supply voltage is supplied, the transistors of the frequency mixer can remain saturated, so that the frequency mixer can be implemented at low power.

커런트 블리딩부(106)의 회로 구조를 살펴보면, 커런트 블리딩부(106)는 트랜지스터(M3) 및 2개의 인덕터들(L1 및 L2)을 포함한다. 트랜지스터(M3)는 예를 들어 P-모스 트랜지스터이고, 바이어스 전압(Vbias)이 트랜지스터(M3)의 게이트로 입력되며, 전원 단자(Vdd)와 노드(N5) 사이에 연결된다. 제 1 인덕터(L1)는 노드(N5)와 노드(N1) 사이에 연결되고, 제 2 인덕터(L2)는 노드(N5)와 노드(N2) 사이에 연결된다. 결과적으로, 전원 단자(Vdd)로부터 출력된 전류는 노드(N5)에서 분기되고, 분기된 전류들이 인덕터들(L1 및 L2)로 흐른다. Looking at the circuit structure of the current bleeding unit 106, the current bleeding unit 106 includes a transistor M3 and two inductors L1 and L2. The transistor M3 is, for example, a P-MOS transistor, a bias voltage V bias is input to the gate of the transistor M3, and is connected between the power supply terminal Vdd and the node N5. The first inductor L1 is connected between the node N5 and the node N1, and the second inductor L2 is connected between the node N5 and the node N2. As a result, the current output from the power supply terminal Vdd branches at the node N5, and the branched currents flow to the inductors L1 and L2.

제 1 인덕터(L1)의 일단은 트랜지스터(M1)의 드레인과 연결되고, 제 2 인덕터(L2)의 일단은 트랜지스터(M2)의 드레인과 연결된다. 인덕터들(L1 및 L2)의 기능을 살펴보겠다. 도 2에 도시된 바와 같이 인덕터들이 존재하지 않고 커런트 블리딩부(200)의 트랜지스터(M3)가 각기 트랜지스터(M1) 및 트랜지스터(M2)의 드레인들에 연결되면, 노드(N5)에서 RF+ 신호와 RF- 신호가 합쳐질 수 있다. 이 경우, RF+ 신호와 RF- 신호가 동일한 크기를 가지며 반대 위상을 가지는 신호들이므로, 출력단 노드들(N3 및 N4)을 통하여 중간 주파수로 천이된 신호가 출력되지 않을 수 있다. 반면에, 인덕터들(L1 및 L2)을 사용하면, 인덕터들(L1 및 L2)로 인한 높은 임피던스로 인하여 RF+ 신호와 RF- 신호가 노드(N5)로 전달되지 않는다. 결과적으로 노드(N5)에서 RF+ 신호와 RF- 신호가 합쳐지지 않아서 출력단 노드들(N3 및 N4)을 통하여 중간 주파수로 천이된 정상적인 신호들이 출력된다. One end of the first inductor L1 is connected to the drain of the transistor M1, and one end of the second inductor L2 is connected to the drain of the transistor M2. We will look at the functions of the inductors L1 and L2. As shown in FIG. 2, when the inductors are not present and the transistor M3 of the current bleeding unit 200 is connected to the drains of the transistor M1 and the transistor M2, respectively, the RF + signal and the RF at the node N5. The signals can be combined. In this case, since the RF + signal and the RF- signal have the same magnitude and have opposite phases, the signal transitioned to the intermediate frequency through the output nodes N3 and N4 may not be output. On the other hand, when inductors L1 and L2 are used, the RF + signal and the RF- signal are not transmitted to node N5 due to the high impedance due to inductors L1 and L2. As a result, at the node N5, the RF + signal and the RF- signal are not merged, so that normal signals which are transitioned to the intermediate frequency through the output nodes N3 and N4 are output.

인덕터들(L1 및 L2)은 트랜지스터들(M1 및 M2)과 각기 연결될 뿐만 아니라 LO부(102)의 트랜지스터들(M4, M5, M6 및 M7)과도 연결된다. 이러한 구조에서 노드들(N1 및 N2)에 기생 캐패시터가 발생하며, 인덕터들(L1 및 L2)은 노드들(N1 및 N2)에서 발생하는 기생 캐패시터들의 캐패시턴스 성분을 공진을 이용하여 상쇄시키며, 그 결과 낮은 간섭 잡음이 구현될 수 있다. The inductors L1 and L2 are not only connected to the transistors M1 and M2, respectively, but also to the transistors M4, M5, M6 and M7 of the LO unit 102. In this structure, parasitic capacitors are generated at the nodes N1 and N2, and the inductors L1 and L2 cancel out the capacitance component of the parasitic capacitors occurring at the nodes N1 and N2 by using resonance. Low interference noise can be implemented.

정리하면, 본 실시예의 주파수 혼합기는 커런트 블리딩부(106)를 이용하여 고이득을 구현하고, DC 관점에서 큰 저항을 가지는 인덕터들(L1 및 L2)을 이용하여 RF 신호들의 상쇄를 방지하여 출력단 노드들(N3 및 N4)을 통하여 정상적으로 중간 주파수로 천이된 신호들이 출력되도록 하며, 노드(N1 및 N2)의 기생 캐패시터와 공진하여 간섭 잡음을 감소시킬 수 있다. In summary, the frequency mixer of the present embodiment implements high gain by using the current bleeding unit 106 and prevents the cancellation of RF signals by using the inductors L1 and L2 having a large resistance in terms of DC. Through the signals N3 and N4, signals that are normally transitioned to an intermediate frequency may be output, and interference noise may be reduced by resonating with parasitic capacitors of the nodes N1 and N2.

도 3은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 주파수 혼합기의 회로를 도시한 도면이다. 3 shows a circuit of a frequency mixer according to a second embodiment of the present invention.

도 3을 참조하면, 본 실시예의 주파수 혼합기는 트랜스컨덕턴스부(300), LO부(302), 부하부(304) 및 커런트 블리딩부(306)를 포함한다. Referring to FIG. 3, the frequency mixer of the present embodiment includes a transconductance unit 300, a LO unit 302, a load unit 304, and a current bleeding unit 306.

커런트 블리딩부(306)를 제외한 나머지 구성요소들은 제 1 실시예에서와 동일하므로, 이하 동일한 구성요소들에 대한 설명은 생략한다. Since the remaining components except for the current bleeding unit 306 are the same as in the first embodiment, the description of the same components will be omitted.

커런트 블리딩부(306)는 2개의 트랜지스터들(M3 및 M4) 및 2개의 인덕터들(L1 및 L2)을 포함한다. The current bleeding unit 306 includes two transistors M3 and M4 and two inductors L1 and L2.

트랜지스터(M3) 및 제 1 인덕터(L1)는 전원 단자(Vdd)와 노드(N1) 사이에서 직렬로 연결되며, 제 1 인덕터(L1)의 일단은 트랜스컨덕턴스부(300)의 트랜지스터(M1)의 드레인과 연결된다. 트랜지스터(M4) 및 제 2 인덕터(L2)는 전원 단자(Vdd)와 노드(N2) 사이에서 직렬로 연결되며, 제 2 인덕터(L2)의 일단은 트랜스컨덕턴스부(300)의 트랜지스터(M2)의 드레인과 연결된다. 물론, 인덕터들(L1 및 L2)의 일단은 LO부(302)의 해당 트랜지스터에 연결될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 노드(N5)와 노드(N6)가 연결되어 있다. 결과적으로, 트랜지스터(M3)와 트랜지스터(M4)가 병렬로 연결되고, 인덕터들(L1 및 L2)로 병렬로 연결되며, 트랜지스터들(M3 및 M4)의 병렬 연결과 인덕터들(L1 및 L2)의 병렬 연결이 상호 직렬로 연결된다. The transistor M3 and the first inductor L1 are connected in series between the power supply terminal Vdd and the node N1, and one end of the first inductor L1 is connected to the transistor M1 of the transconductance unit 300. Connected to the drain. The transistor M4 and the second inductor L2 are connected in series between the power supply terminal Vdd and the node N2, and one end of the second inductor L2 is connected to the transistor M2 of the transconductance unit 300. Connected to the drain. Of course, one end of the inductors L1 and L2 may be connected to the corresponding transistor of the LO unit 302. According to an embodiment of the present invention, node N5 and node N6 are connected. As a result, the transistor M3 and the transistor M4 are connected in parallel, connected in parallel with the inductors L1 and L2, the parallel connection of the transistors M3 and M4 and the inductors L1 and L2. Parallel connections are connected in series.

트랜지스터들(M3 및 M4)의 구조만을 살펴보면, 트랜지스터들(M3 및 M4)은 스위치드 바이어스 회로로 이루어진다. 이를 위해서, 트랜지스터(M3)의 게이트로 노드(N3)가 연결되고, 트랜지스터(M4)의 게이트로 노드(N4)가 연결된다. 노드들(N3 및 N4)의 신호들이 상호 반대 위상을 가지므로, 트랜지스터들(M3 및 M4)은 스위칭하게 된다. 물론, 트랜지스터들(M3 및 M4)이 스위치드 바이어스 회로로 구현되는 한 다른 회로 소자와의 연결 관계는 달라질 수 있다. 한편, 트랜지스터들(M3 및 M4)을 스위치드 바이어스 회로로 구현하기 위해서는 노드들(N5 및 N6)로 전달될 수 있는 역위상을 가지는 RF 신호들(RF+, RF-)을 격리시켜야 한다. 따라서, 본 발명의 주파수 혼합기는 인덕터들(L1 및 L2)을 이용하여 RF 신호들(RF+, RF-)을 격리시킨다. 구체적으로는, 인덕터들(L1 및 L2)은 노드들(N1 및 N2)의 기생 캐패시터와 공진하여 특정 주파수에서 RF 신호들(RF+, RF-)을 격리시킨다. 이러한 인덕터들(L1 및 L2)이 없다면 스위치드 바이어스 구조를 구현하기 위해서 노드(N5)에 2개의 트랜지스터들이 연결되고 노드(N6)에 2개의 트랜지스터들이 연결되어야만 한다. 그러나, 인덕터들(L1 및 L2)을 사용함에 의해 2개의 트랜지스터들을 감소시킬 수 있으며, 따라서 주파수 혼합기의 잡음이 더 낮아질 수 있으며, 즉 낮은 잡음 지수를 가질 수 있다. Looking only at the structures of the transistors M3 and M4, the transistors M3 and M4 are composed of switched bias circuits. For this purpose, the node N3 is connected to the gate of the transistor M3, and the node N4 is connected to the gate of the transistor M4. Since the signals at nodes N3 and N4 have opposite phases to each other, transistors M3 and M4 are switched. Of course, as long as the transistors M3 and M4 are implemented as switched bias circuits, the connection relationship with other circuit elements may vary. Meanwhile, in order to implement the transistors M3 and M4 as a switched bias circuit, the RF signals RF + and RF− having an antiphase that can be transferred to the nodes N5 and N6 must be isolated. Thus, the frequency mixer of the present invention uses inductors L1 and L2 to isolate the RF signals RF +, RF-. Specifically, the inductors L1 and L2 resonate with the parasitic capacitors of the nodes N1 and N2 to isolate the RF signals RF + and RF- at a particular frequency. Without these inductors L1 and L2, two transistors must be connected to node N5 and two transistors must be connected to node N6 to implement a switched bias structure. However, by using inductors L1 and L2 it is possible to reduce the two transistors, so that the noise of the frequency mixer can be lowered, ie have a low noise figure.

도 4는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 주파수 혼합기의 회로를 도시한 도면이다. 4 shows a circuit of a frequency mixer according to a third embodiment of the present invention.

도 4를 참조하면, 본 실시예의 주파수 혼합기는 트랜스컨덕턴스부(400), LO부(402), 부하부(404) 및 커런트 블리딩부(406)를 포함한다. Referring to FIG. 4, the frequency mixer of the present embodiment includes a transconductance unit 400, a LO unit 402, a load unit 404, and a current bleeding unit 406.

커런트 블리딩부(406)를 제외한 나머지 구성요소들은 제 1 실시예에서와 동일하므로, 이하 동일한 구성요소들에 대한 설명은 생략한다. Since the remaining components except for the current bleeding unit 406 are the same as in the first embodiment, the description of the same components will be omitted below.

커런트 블리딩부(406)는 2개의 트랜지스터들(M3 및 M4) 및 하나의 인덕터(L1)를 포함한다. The current bleeding unit 406 includes two transistors M3 and M4 and one inductor L1.

인덕터(L1)는 트랜지스터들(M3 및 M4)의 드레인들 사이에 연결된다. 인덕터(L1)는 제 1 실시예 및 제 2 실시예와 동일한 역할을 수행한다. 다만, 이러한 구조는 제 2 실시예에 비하여 Q값이 작아져서 변환 이득과 잡음 지수는 향상되지는 않지만 인덕터의 개수가 하나 줄기 때문에 주파수 혼합기를 포함하는 칩의 사이즈가 작아질 수 있다. Inductor L1 is connected between the drains of transistors M3 and M4. The inductor L1 plays the same role as the first embodiment and the second embodiment. However, this structure has a smaller Q value than the second embodiment, so that the conversion gain and noise figure are not improved, but the size of the chip including the frequency mixer can be reduced because of the number of inductors.

이하, 이러한 구조를 가지는 주파수 혼합기의 실험 결과를 첨부된 도면들을 참조하여 상술하겠다. Hereinafter, the experimental results of the frequency mixer having such a structure will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 변환 이득과 잡음 지수의 그래프를 도시한 도면이다. 도 5는 5.8㎓ 주파수를 중심으로 하는 도 3의 주파수 혼합기의 변환 이득 및 잡음 지수를 도시하였다. 5 illustrates a graph of a conversion gain and a noise figure according to an embodiment of the present invention. 5 shows the conversion gain and noise figure of the frequency mixer of FIG. 3 centered on the 5.8 GHz frequency.

도 5에 도시된 바와 같이, 본 실시예의 주파수 혼합기는 사용 주파수에서 17.41 dB의 변환 이득을 가지고, 출력 주파수 100 MHz에서 7.54 dB, 1 MHz에서 8.57 dB의 잡음 지수를 가짐을 확인하였다. 즉, 종래의 주파수 혼합기에 비하여 본 발명의 주파수 혼합기의 변환 이득은 향상되고 잡음 지수는 낮아졌다. As shown in FIG. 5, the frequency mixer of the present embodiment has a conversion gain of 17.41 dB at the used frequency, and has a noise figure of 7.54 dB at an output frequency of 100 MHz and 8.57 dB at 1 MHz. That is, the conversion gain of the frequency mixer of the present invention is improved and the noise figure is lower than that of the conventional frequency mixer.

도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 변환 이득과 잡음 지수의 그래프를 도시한 도면이다. 도 6은 5.8㎓ 주파수를 중심으로 하는 도 4의 주파수 혼합기의 변환 이득 및 잡음 지수를 도시하였다. 6 is a graph illustrating a conversion gain and a noise figure according to another embodiment of the present invention. FIG. 6 shows the conversion gain and noise figure of the frequency mixer of FIG. 4 centered on the 5.8 GHz frequency.

도 6에 도시된 바와 같이, 본 실시예의 주파수 혼합기는 사용 주파수에서 14.64 dB의 변환 이득을 가지고, 출력 주파수 100 MHz에서 9.52 dB의 잡음 지수를 가짐을 확인하였다. 즉, 본 실시예의 주파수 혼합기는 도 3의 주파수 혼합기보다는 변환 이득은 낮고 잡음 지수는 높지만 종래의 주파수 혼합기에 비하여 우수하다. As shown in FIG. 6, it was confirmed that the frequency mixer of the present embodiment had a conversion gain of 14.64 dB at a used frequency and a noise figure of 9.52 dB at an output frequency of 100 MHz. That is, the frequency mixer of the present embodiment has a lower conversion gain and a higher noise figure than the frequency mixer of FIG. 3 but is superior to the conventional frequency mixer.

상기한 본 발명의 실시예는 예시의 목적을 위해 개시된 것이고, 본 발명에 대한 통상의 지식을 가지는 당업자라면 본 발명의 사상과 범위 안에서 다양한 수정, 변경, 부가가 가능할 것이며, 이러한 수정, 변경 및 부가는 하기의 특허청구범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다. The embodiments of the present invention described above are disclosed for purposes of illustration, and those skilled in the art having ordinary knowledge of the present invention may make various modifications, changes, and additions within the spirit and scope of the present invention. Should be considered to be within the scope of the following claims.

100, 300, 400 : 트랜스컨덕턴스부
102, 302, 402 : LO부
104, 304, 404 : 부하부
106, 200, 306, 406 : 커런트 블리딩부100, 300, 400: transconductance unit
102, 302, 402: LO part
104, 304, 404: Load part
106, 200, 306, 406: current bleeding part

Claims (14)

RF 신호들을 입력받는 입력부; 및
상기 입력부와 연결되며, 상기 RF 신호들이 혼합되어 상쇄되지 않도록 하는 적어도 하나의 회로 소자를 가지는 커런트 블리딩부를 포함하는 것을 특징으로 주파수 혼합기. An input unit for receiving RF signals; And
And a current bleeding unit connected to the input unit and having at least one circuit element to prevent the RF signals from being mixed and canceled out. 제1항에 있어서, 상기 회로 소자는 인덕터인 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. The frequency mixer of claim 1, wherein the circuit element is an inductor. 제1항에 있어서, 상기 커런트 블리딩부는,
전원 단자에 연결된 트랜지스터; 및
상기 트랜지스터에 병렬로 연결된 제 1 인덕터 및 제 2 인덕터를 포함하되,
상기 인덕터들은 상기 입력부의 트랜지스터들에 각기 연결되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. The method of claim 1, wherein the current bleeding unit,
A transistor connected to a power supply terminal; And
A first inductor and a second inductor connected in parallel to the transistor,
And the inductors are connected to transistors of the input unit, respectively. 제1항에 있어서, 상기 커런트 블리딩부는,
전원 단자를 기준으로 상호 병렬로 연결된 제 1 트랜지스터 및 제 2 트랜지스터;
상기 제 1 트랜지스터에 연결된 제 1 인덕터; 및
상기 제 2 트랜지스터에 연결된 제 2 인덕터를 포함하되,
상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 1 인덕터 사이의 노드와 상기 제 2 트랜지스터와 상기 제 2 인덕터 사이의 노드가 상호 연결되며, 상기 인덕터들은 상기 입력부의 트랜지스터들에 각기 연결되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. The method of claim 1, wherein the current bleeding unit,
First and second transistors connected in parallel with each other based on a power supply terminal;
A first inductor coupled to the first transistor; And
A second inductor coupled to the second transistor,
And a node between the first transistor and the first inductor and a node between the second transistor and the second inductor are interconnected, and the inductors are respectively connected to transistors of the input unit. 제1항에 있어서, 상기 커런트 블리딩부는,
전원 단자를 기준으로 상호 병렬로 연결된 제 1 트랜지스터 및 제 2 트랜지스터; 및
상기 제 1 트랜지스터의 일단과 상기 제 2 트랜지스터의 일단 사이에 연결된 인덕터를 포함하되,
상기 인덕터의 양단은 상기 입력부의 트랜지스터들에 각기 연결되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. The method of claim 1, wherein the current bleeding unit,
First and second transistors connected in parallel with each other based on a power supply terminal; And
An inductor coupled between one end of the first transistor and one end of the second transistor,
And both ends of the inductor are connected to transistors of the input unit, respectively. 제1항에 있어서,
상기 입력부에 연결된 LO부; 및
상기 LO부에 연결된 부하부를 더 포함하되,
상기 커런트 블리딩부는 2개의 트랜지스터들을 가지며, 상기 커런트 블리딩부의 트랜지스터의 게이트는 상기 LO부와 상기 부하부 사이의 출력단 노드에 연결되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. The method of claim 1,
A LO connected to the input; And
Further comprising a load connected to the LO,
And the current bleeding unit has two transistors, and a gate of the transistor of the current bleeding unit is connected to an output terminal node between the LO unit and the load unit. 제1항에 있어서, 상기 커런트 블리딩부는,
스위치드 바이어스 회로를 가지는 트랜지스터들; 및
상기 트랜지스터들 중 적어도 하나에 연결된 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. The method of claim 1, wherein the current bleeding unit,
Transistors having a switched bias circuit; And
And an inductor coupled to at least one of the transistors. 적어도 하나의 스위치 및 하나 이상의 인덕터를 가지는 커런트 블리딩부를 포함하되,
상기 스위치와 상기 인덕터는 전원 단자를 기준으로 직렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. Including a current bleeding unit having at least one switch and at least one inductor,
And the switch and the inductor are connected in series with respect to a power terminal. 제8항에 있어서,
트랜지스터들을 가지는 트랜스컨덕턴스부를 더 포함하되,
상기 트랜지스터들 중 하나는 상기 커런트 블리딩부의 인덕터들 중 하나와 연결되고, 다른 트랜지스터는 상기 커런트 블리딩부의 인덕터들 중 다른 하나와 연결되며, 상기 트랜지스터들의 게이트들에는 각기 RF 신호가 입력되고, 상기 RF 신호들은 반대 위상을 가지는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. 9. The method of claim 8,
Further comprising a transconductance portion having transistors,
One of the transistors is connected to one of the inductors of the current bleeding part, the other transistor is connected to the other of the inductors of the current bleeding part, and an RF signal is input to the gates of the transistors, respectively, Frequency mixer, characterized in that they have an opposite phase. 제8항에 있어서, 상기 커런트 블리딩부는 2개의 인덕터들을 포함하되,
상기 인덕터들은 상기 스위치에 병렬로 연결되고, 트랜스컨덕턴스부의 트랜지스터들에 각기 연결되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. The method of claim 8, wherein the current bleeding unit comprises two inductors,
And the inductors are connected in parallel to the switch and to the transistors of a transconductance section, respectively. 제8항에 있어서, 상기 커런트 블리딩부는 2개의 스위치들 및 2개의 인덕터들을 포함하되,
상기 스위치들은 각기 상기 인덕터들 모두와 연결되고, 상기 스위치들의 일단은 상호 연결되며, 상기 인덕터들은 각기 트랜스컨덕턴스부의 트랜지스터들과 각기 연결되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. The method of claim 8, wherein the current bleeding unit includes two switches and two inductors,
Wherein each of the switches is connected to all of the inductors, one end of the switches is connected to each other, and the inductors are respectively connected to transistors of a transconductance unit. 제11항에 있어서, 상기 스위치들은 스위치드 바이어스 회로를 가지는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. 12. The frequency mixer of claim 11, wherein the switches have a switched bias circuit. 제12항에 있어서, 상기 스위치들은 각기 출력단 노드에 연결되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. 13. The frequency mixer of claim 12, wherein the switches are each connected to an output node. 제8항에 있어서,
트랜스컨덕턴스부; 및
상기 트랜스컨덕턴스와 연결되며 2개의 트랜지스터들을 가지는 LO부를 더 포함하되,
상기 인덕터들은 각기 상기 LO부의 트랜지스터들 모두와 연결되며, 상기 인덕터들은 각기 그와 해당 트랜지스터 사이에 위치하는 노드의 기생 캐패시터와 공진하는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기. 9. The method of claim 8,
Transconductance unit; And
Further comprising a LO portion connected to the transconductance and having two transistors,
Each of the inductors is coupled to all of the transistors of the LO portion, and the inductors each resonate with a parasitic capacitor of a node located between the transistor and the transistor.
KR1020120114799A 2012-10-16 2012-10-16 Frequency mixer KR101390037B1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020120114799A KR101390037B1 (en) 2012-10-16 2012-10-16 Frequency mixer

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020120114799A KR101390037B1 (en) 2012-10-16 2012-10-16 Frequency mixer

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20140048623A true KR20140048623A (en) 2014-04-24
KR101390037B1 KR101390037B1 (en) 2014-04-29

Family

ID=50654614

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020120114799A KR101390037B1 (en) 2012-10-16 2012-10-16 Frequency mixer

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101390037B1 (en)

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7449934B2 (en) * 2005-12-06 2008-11-11 Samsung Electronics Co., Ltd. CMOS mixer for use in direct conversion receiver
KR101197267B1 (en) * 2005-12-06 2012-11-05 조지아 테크 리서치 코오포레이션 Cmos mixer for use in a direct conversion receiver
KR100814322B1 (en) 2006-12-22 2008-03-18 성균관대학교산학협력단 Active switching mixer having improved linearity
KR101279986B1 (en) * 2009-12-18 2013-07-05 한양대학교 산학협력단 Frequency mixer

Also Published As

Publication number Publication date
KR101390037B1 (en) 2014-04-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7239209B2 (en) Serially RC coupled quadrature oscillator
KR101279986B1 (en) Frequency mixer
US7725092B2 (en) Dynamic current steering mixer
US7449934B2 (en) CMOS mixer for use in direct conversion receiver
US7319851B2 (en) Mixer circuit, receiver comprising a mixer circuit, wireless communication comprising a receiver, method for generating an output signal by mixing an input signal with an oscillator signal
Razavi A mm-wave CMOS heterodyne receiver with on-chip LO and divider
US8478219B2 (en) Heterodyne receiver
EP1952532B1 (en) A subharmonically pumped mixer
US9948238B2 (en) Harmonic mixer having two transistors driven complimentarily
KR101085698B1 (en) Apparatus for mixing frequency
US7616937B2 (en) Subharmonic mixer capable of reducing noise and enhancing gain and linearlty
JPH09232882A (en) Efficient rf cmos amplifier with increased mutual conductance
KR101390037B1 (en) Frequency mixer
US8190117B2 (en) Mixer circuit and radio communication device using the same
JP5344890B2 (en) Frequency converter
KR20100079080A (en) Gillbert cell type mixer
CN110621061B (en) Current multiplexing radio frequency front end structure
Perumana et al. A subharmonic CMOS mixer based on threshold voltage modulation
TWI392222B (en) Mixer capable of improving signal quality
Baki et al. RF CMOS fully-integrated heterodyne front-end receivers design technique for 5 GHz applications
JP2015100078A (en) Frequency converter
KR101763485B1 (en) A Low-Power Single-Stage RF Receiver Fron-end : Variable Gain-Controlled Double-balanced LMV
KR101732821B1 (en) Mixer capable of reducing 1/f noise using negative feedback
US20060006921A1 (en) Mixer
KR101703452B1 (en) A single-stage double-balanced LMV

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170403

Year of fee payment: 4

LAPS Lapse due to unpaid annual fee