KR20140007892A - 전환 및 불연속 모드 전력 변환기를 위한 입력 전류 성형 - Google Patents

전환 및 불연속 모드 전력 변환기를 위한 입력 전류 성형 Download PDF

Info

Publication number
KR20140007892A
KR20140007892A KR1020137023977A KR20137023977A KR20140007892A KR 20140007892 A KR20140007892 A KR 20140007892A KR 1020137023977 A KR1020137023977 A KR 1020137023977A KR 20137023977 A KR20137023977 A KR 20137023977A KR 20140007892 A KR20140007892 A KR 20140007892A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
drive switch
time
power converter
input current
waveform generator
Prior art date
Application number
KR1020137023977A
Other languages
English (en)
Inventor
실비오 지글러
이반 페노
Original Assignee
파워-원 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 파워-원 인코포레이티드 filed Critical 파워-원 인코포레이티드
Publication of KR20140007892A publication Critical patent/KR20140007892A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

전력 변환기의 입력 전압(140)과 동상이고, 전력 변환기의 입력 전압의 전압에 비례하는 입력 전류를 인출해 내도록 작동되는 전력 변환기(920)는 드라이브 스위치(44), 파형 생성기(126) 및 전류 성형 회로(120)를 포함한다. 드라이브 스위치는 입력 인덕터와 접지 사이에 접속되고, 턴온될 때, 입력 인덕터를 통해 전류를 인출해 낸다. 전류 성형 회로는 입력 전류 감쇠 시간, 파형 생성기의 스위칭 기간, 전력 변환기의 출력 전압의 함수로서, 드라이브 스위치의 다음 사이클을 위한 드라이브 스위치의 온-시간을 제공한다.

Description

전환 및 불연속 모드 전력 변환기를 위한 입력 전류 성형{INPUT CURRENT SHAPING FOR TRANSITION AND DISCONTINUOUS MODE POWER CONVERTER}
본 발명은 일반적으로 전환 또는 불연속 모드에서 작동하는 역률 보상 전력 변환기(power factor corrected power converter)에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 그러한 전력 변환기에서 총 고조파 왜곡 및 입력 전류 위상 변화를 감소시키는 것에 관한 것이다.
전환 모드 전력 변환기는, 메인 스위치의 제로-전류 및 제로-전압 스위칭을 허용하기 위해, 매번 스위칭 사이클 후에 인덕터를 관통하는 전류는 제로로 다시 돌아가는 바람직한 속성을 갖는다. 이론적으로, 일정한 온-시간 스위칭 방식으로 전환 모드로 동작하는 전력 변환기의 전류는 항상 입력 전압에 비례하고 그와 동상이지만, 실질적인 제한은 성능을 저하시키고, 이는 결과적으로 특정 애플리케이션에서 용인할 수 없는 총 고조파 왜곡(total-harmonic-distortion; THD) 값을 야기한다.
이론적으로 완벽한 동작으로부터의 편차의 하나의 이유는, 많은 전환 모드 제어기들이 스위칭 손실을 제한하기 위해 변환기의 최대 스위칭 주파수를 클램프한다는 것이다. 결과적으로, 변환기는 전환 모드 스위칭 상태를 유지할 수 없고, 일정한 온-시간 스위칭 방식을 사용하는 평균 입력 전류가 입력 전압에 비례하지 않는, 불연속 스위칭 모드에서 작동하기 시작한다.
일부 전환 모드 제어기는 매우 높은 스위칭 주파수가 입력 전류의 THD를 개선할 수 있도록 한다. 이는, 증가된 드라이빙 및 스위칭 손실로 인해 감소된 효율을 희생하여 THD를 개선한다. 그러나, 입력 전류의 THD는 입력 전압의 극성 변화에 아주 밀접하게 부정적인 영향을 받는다. 작은 입력 전압의 결과로, 인덕터에 저장된 에너지는 매우 작아지게 되고, 스위칭 노드의 기생 커패시턴스로 인해 부스트 다이오드를 정류할 수 없다.
THD 및 입력 전류 위상 매칭을 개선하기 위한 또 다른 기술은 전류 모드 제어기를 구현하는 것으로, 이는 전류 기준을 따르기 위해 입력 전압의 제로-크로싱에 가깝도록 메인 스위치의 온-시간을 자동적으로 증가시켜, 다이오드를 정류하기에 충분한 에너지를 인덕터에 저장한다. 이러한 방법의 단점은, 하나의 스위칭 사이클에 걸쳐 평균 입력 전류가 감지될 필요가 있는데, 이는 제어 및 전류 감지를 위한 비용과 복잡성을 증가시킨다는 것이다.
본 발명의 하나의 측면에서, 전력 변환기의 입력 전압과 동상이고 전력 변환기의 입력 전압의 전압에 실질적으로 비례하는 입력 전류를 인출해 내도록 작동되는 전력 변환기는 드라이브 스위치, 파형 생성기, 및 전류 성형 회로를 포함한다. 드라이브 스위치는 입력 인덕터와 접지 사이에 접속되고, 턴온될 때 입력 인덕터를 통해 전류를 인출해 내도록 작동된다. 파형 생성기는 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하도록 작동된다. 전류 성형 회로는 입력 전류 감쇠 시간, 파형 생성기의 스위칭 시간, 및 전력 변환기의 출력 전압의 함수로서 드라이브 스위치의 다음 사이클을 위한 드라이브 스위치의 온-시간을 제공하도록 작동된다. 파형 생성기는 수신된 온-시간의 함수로서 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 상기 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하기 위한 전류 성형 회로에 의해 제공된 온-시간에 반응을 보인다.
또 다른 측면에서, 전력 변환기의 입력 전압과 동상이고 전력 변환기의 입력 전압의 전압에 실질적으로 비례하는 입력 전류를 얻는 방법은 입력 전류 감쇠 시간을 결정하는 단계를 포함한다. 전력 변환기는 드라이브 스위치, 및 드라이브 스위치의 주기를 정하기 위해 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하는 파형 생성기를 포함한다. 입력 전류 감쇠 시간은 드라이브 스위치의 턴오프로부터 입력 인덕터의 입력 전류가 제로에 도달할 때까지의 시간을 측정하여 결정된다. 파형 생성기의 스위칭 기간이 결정되고, 전력 변환기의 출력 전압이 결정된다. 드라이브 스위치의 다음 사이클을 위한 드라이브 스위치의 온-시간은 결정된 입력 전류 감쇠 시간, 파형 생성기의 스위칭 기간, 및 전력 변환기의 출력 전압의 함수로서 제공된다.
또 다른 측면에서, 전력 변환기의 입력 전압과 동상이고 전력 변환기의 입력 전압의 전압에 실질적으로 비례하는 입력 전류를 인출해 내도록 작동되는 다상 전력 변환기는 제1 위상 회로 및 제2 위상 회로를 포함한다. 제1 위상 회로는 제1 드라이브 스위치, 제1 파형 생성기, 및 전류 성형 회로를 포함한다. 제1 위상 회로는 전력 변환기의 출력에 전력을 제공하도록 작동된다. 제1 드라이브 스위치는 제1 입력 인덕터와 접지 사이에 접속되고 턴온될 때 제1 입력 인덕터를 통해 전류를 인출해 내도록 작동된다. 제1 파형 생성기는 제1 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 제1 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하도록 작동된다. 전류 성형 회로는 입력 전류 감쇠 시간, 제1 파형 생성기의 스위칭 기간, 및 전력 변환기의 출력 전압의 함수로서 제1 드라이브 스위치의 다음 사이클을 위한 제1 드라이브 스위치의 온-시간을 제공하도록 작동된다. 제1 파형 생성기는 수신된 온-시간의 함수로서 제1 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 제1 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하기 위한 전류 성형 회로에 의해 제공된 온-시간에 반응을 보인다. 제2 위상 회로는 또한 전력 변환기의 출력에 전력을 제공하도록 작동된다. 제2 위상 회로는 제2 드라이브 스위치와 제2 파형 생성기를 포함한다. 제2 드라이브 스위치는 제2 입력 인덕터와 접지 사이에 접속되고, 제2 드라이브 스위치는 턴온될 때 제2 입력 인덕터를 통해 전류를 인출해 내도록 작동된다. 제2 파형 생성기는 제2 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 제2 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하도록 작동된다. 제2 파형 생성기는 수신된 온-시간의 함수로서 제2 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 제2 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하기 위한 전류 성형 회로에 의해 제공된 온-시간에 반응을 보인다. 위상 제어 회로는 제1 위상 회로의 전류 성형 회로에 의해 제공된 온-시간을 수신하고, 수신된 온-시간을 제1 위상 회로의 제1 파형 생성기에 제공하고, 수신된 온-시간을 제2 위상 회로의 제2 파형 생성기에 제공하고, 제1 위상 회로와 제2 위상 회로가 서로 동상이 아니도록 제1 위상 회로와 제2 위상 회로의 동작을 조정하도록 작동된다.
다음 도면들을 참조하여 제한적이지 않고 철저하지 않은 실시예들이 설명되며, 여기서, 달리 명시되지 않는 한 다양한 도면에 걸쳐 같은 참조 번호는 같은 부분을 지칭한다.
도 1은, 전력 변환기 출력 전압, 스위칭 기간, 및 입력 전류 감쇠 시간에 기초한 전류 성형, 및 네거티브 입력 전류 시간에 기초한 드라이브 스위치 온-시간의 연장을 포함하는 단상 전력 변환기를 나타내는, 본 발명의 일 실시예에 대한 개략적인 블록도이다.
도 2는, 본 발명의 하나의 측면에 따라, 불연속 모드에서 동작하는 전력 변환기에 대한 입력 전류, 제로 크로스 검출, 드라이브 스위치 제어, 및 스위칭 기간 검출의 타이밍도이다.
도 3은, 전력 변환기 출력 전압, 스위칭 기간, 및 입력 전류 감쇠 시간에 기초한 전류 성형을 포함하는 단상 전력 변환기를 나타내는, 본 발명의 일 실시예에 대한 개략적인 블록도이다.
도 4는 본 발명의 하나의 측면에 따른 전류 성형 회로의 블록도이다.
도 5는 네거티브 입력 전류 시간에 기초한 드라이브 스위치 온-시간을 연장하는 단상 전력 변환기를 나타내는, 본 발명의 일 실시예에 대한 개략적인 블록도이다.
도 6은 제1 위상에서 전력 변환기 출력 전압, 제1 드라이브 스위치의 스위칭 기간, 및 입력 전류 감쇠 시간에 기초한 전류 성형과, 제1 위상의 네거티브 입력 전류 시간에 기초한 드라이브 스위치 온-시간의 연장을 포함하는 다상(즉, 2상(two phase)이 나타남) 전력 변환기를 나타내는, 본 발명의 일 실시예에 대한 개략적인 블록도이다.
도 7은 전력 변환기의 입력 전압과 동상이고 전력 변환기의 입력 전압의 전압에 실질적으로 비례하는 입력 전류를 얻는 방법에 대한 흐름도이다.
본 발명의 다양한 실시예의 실시 및 사용이 아래에서 상세하게 논의되지만, 본 발명은 매우 다양한 특정 상황에서 구현될 수 있는 많은 응용가능한 독창적인 개념을 제공한다는 것이 인정되어야 한다. 여기에서 논의된 특정 실시예는 단순히 본 발명을 실시하고 사용하는 특정 방식에 대한 예시적인 것으로, 본 발명의 범위를 정하는 것이 아니다.
여기에 설명된 실시예들에 대한 이해를 용이하게 하기 위해, 다수의 용어가 아래에 정의되어 있다. 여기에서 정의된 용어들은 당업자에 의해 일반적으로 이해되는 의미를 갖는다. "한(a, an)" 및 "그(the)"와 같은 용어는 단지 단수형 엔티티만을 지칭하는 것으로 의도된 것이 아니라, 오히려 예시를 위해 특정 예가 사용될 수 있는 일반적인 클래스를 포함한다. 여기에서 전문용어는 본 발명의 특정 실시예를 설명하는 데 사용되지만, 그들의 사용은, 청구항들에서 명시된 것을 제외하고, 본 발명의 범위를 정하지 않는다.
본 발명은 입력 전압에 비례하고 그와 동상인 입력 전류를 얻기 위해 단상 또는 다상 전환 또는 불연속 모드 전력 변환기에서 드라이브 스위치의 온-시간을 수정하는 전류 성형 회로 및 방법을 개시한다. 이것은 하나의 스위칭 사이클에 걸쳐 평균 입력 전류 감지의 어려움 없이 입력 전류의 낮은 총 고조파 왜곡(THD)을 산출한다.
하나의 실시예에서, 전력 변환기의 전압 제어 루프에 의해 주어진 드라이브 스위치 온-시간은 스위칭 파형의 타이밍에 기초하는 분석 공식에 따라 수정된다. 타이밍은 전력 변환기의 드라이브 스위치를 위한 입력 전류 및 제어 신호에 대한 제로-전류 비교기(즉, 제로 크로싱 검출기)에 의해 도출된다. 측정된 타이밍 값은, 아래에서 더 자세히 설명될, 곱셈기, 가산기, 감산기 및 제곱근 함수를 통해 분석 공식을 구현하는 회로에 공급된다.
또 다른 실시예에서, 성능(예컨대, 입력 전류 위상 매칭, 비례, 및 THD)은, 드라이브 스위치가 닫히는(즉, 드라이브 스위치에 대한 제어 신호를 통해 턴온되는) 시간 순간에 흐르는 네거티브 입력 전류를 고려하여 더 개선된다. 네거티브 입력 전류 카운터는 스위치를 닫은 후에 입력 전류를 제로-레벨 위로 강제하는 데 요구되는 시간을 측정한다. 그 다음, 이 시간은 위에서 설명한 바와 같이 드라이브 스위치에 대한 수정된 온-시간에 더해진다.
또 다른 실시예에서, 회로 및 방법은 메인 스위치의 폐쇄시에 네거티브 전류가 흐르는 전력 변환기에 적용가능하다. 입력 전류 감쇠 시간, 드라이브 스위치의 스위칭 기간, 및 전력 변환기의 출력 전압에 기초하여 전압 조정기에 의해 제공된 드라이브 스위치의 온-시간을 수정하는 것에 비해, 그것은 구현 비용을 크게 간소화하지만 결과적으로 입력 전류의 더 나쁜 THD를 초래한다. 드라이브 스위치의 폐쇄(즉, 드라이브 스위치가 턴온됨) 후에 입력 전류를 제로-레벨 위로 구동하는 데 요구된 시간은 네거티브 입력 전류 카운터에 의해 측정되어 전압 조정기에 의해 출력된 드라이브 스위치 온-시간에 더해진다. 이러한 회로 및 방법은 입력 전류 감쇠 시간, 드라이브 스위치의 스위칭 기간, 및 전력 변환기의 출력 전압에 기초한 온-시간의 임의의 수정없이 THD를 상당히 개선할 수 있다. 여기에서 사용되는 바와 같은, 전력 변환기의 출력 전압에 기초하여 온-시간을 제공하는 것은, 한 컴포넌트(a component)에서 전력 변환기의 출력 전압을 직접적으로 모니터하여 모니터된 전압의 함수로서 온-시간을 제공하거나, 전력 변환기의 출력 전압의 함수로서 전력 변환기의 또 다른 컴포넌트에 의해 제공된 파라미터(예컨대, 디폴트 온-시간)를 모니터하여 모니터된 파라미터의 함수로서 온-시간을 제공하는 것(즉, 온-시간을 제공할 때 전력 변환기의 출력 전압을 간접적으로 고려하는 것)을 의미할 수 있다.
또 다른 실시예에서, 전력 변환기의 입력 전류 감쇠 시간, 스위칭 기간, 및 출력 전압에 기초하여 전압 조정기에 의해 제공된 드라이브 스위치 온-시간을 수정하는 것은, 다상 전환 모드 또는 불연속 모드 전력 변환기의 제1 위상의 측정에 기초하여, 다상 전력 변환기를 위한 드라이브 스위치의 폐쇄 후에 전류를 제로-레벨 위로 구동하는데 요구된 시간만큼 수정된 드라이브 스위치 온-시간을 연장하는 것과 조합된다. 위상 제어 회로는, 2상이 동일한 주파수 가까이에서 작동하고, 양측 위상이 매우 유사한 스위칭 파형을 갖고, 다상들이 동상이 아니도록 보장한다. 이것은, 전류 성형 회로가, 위상 회로들 중 임의의 하나로부터 드라이브 스위치 온-시간의 분석적 수정을 위해 요구된 타이밍 파라미터들을 측정하게 하고, 네거티브 입력 전류 카운터가, 위상 회로 중 임의의 것의 드라이브 스위치의 폐쇄 후에 전류를 제로-레벨 위로 구동하는데 요구된 시간을 측정하게 한다. 그 다음, 모든 위상 회로의 온-시간은 위상 회로들 중 임의의 하나로부터 측정된 입력 전류 감쇠 시간, 드라이브 스위치의 스위칭 기간, 출력 전압, 및 네거티브 입력 전류 시간에 기초하여 수정될 수 있다. 이러한 회로 및 방법은 유사한 주파수와 스위칭 파형을 갖도록 제어되는 임의의 수의 위상 회로를 갖는 전력 변환기에 적용될 수 있다는 것이 고려된다.
도 1을 참조하면, 전력 변환기(920)는 입력 전압(140), 정류기(912)(예컨대, 전파 정류기), 입력 인덕터(144), 출력 다이오드(48), 출력 커패시터(914), 드라이브 스위치(44), 및 드라이브 스위치(44)를 선택적으로 턴온 및 턴오프하기 위해(즉, 드라이브 스위치(44)를 사이클하거나 드라이브 스위치(44)에 온-시간을 제공하기 위해) 드라이브 스위치(44)에 제어 신호(예컨대, PWM_SW(430))를 제공하기 위한 제어기(910)를 포함한다. 정류기(912)는 입력 전압(140)에 접속되고, 입력 인덕터(144)의 제1 단부는 정류기(912)의 출력에 접속된다. 입력 인덕터(144)의 제2 단부는 출력 다이오드(148)의 애노드에 접속된다. 출력 다이오드(148)의 캐소드는 출력 커패시터(914)의 제1 단자에 접속되고, 출력 커패시터(914)의 제2 단자는 접지에 접속된다. 드라이브 스위치(44)는 입력 인덕터(144)의 제2 단부와 접지 사이에 접속된다. 제어기(910)의 전압 제어 루프(156)는 전력 변환기(920)의 출력 전압(900)에 기초하여 드라이브 스위치(44)를 위한 디폴트 온-시간을 제공한다. 출력 전압(900)은 출력 다이오드(48)의 캐소드에서의 전압이다. 하나의 실시예에서, 전압 제어 루프(156)는 룩업 테이블이나 공식을 통해 전력 변환기(920)의 출력 전압(900)으로부터 디폴트 온-시간을 결정한다.
도 1 및 4를 참조하면, 도 1의 전력 변환기(920)는 도 2의 타이밍도를 참조하여 설명될 수 있다. 도 1에서 특정 참조 문자는 시간, 이벤트, 또는 지속기간을 나타내는 신호를 나타내고, 도 2의 타이밍도에서 이러한 시간들은 동일한 참조 문자로 표기된다. 하나의 스위칭 사이클에 걸친 불연속 모드 전력 변환기(920)의 평균 입력 전류는 수학식 1에 따라 근사될 수 있다.
Figure pct00001
수학식 1에서, T0N _ EFF는 유효 온-시간(410)이고, T2는 전류가 다시 제로로 감쇠하는데 걸리는 시간(즉, 입력 전류 감쇠 시간(412))이고, TSW는 전력 변환기의 드라이브 스위치의 스위칭 기간(408)이다.
TERM 1
Figure pct00002
TERM 1은 입력 전류가 입력 전압 VIN(140)에 비하고 그와 동상이라는 것을 보장하기 위해 일정한 것으로 가정된다. TERM 1이 전압 제어 루프(156)의 출력(즉, TON(118))과 동일한 것으로 가정되면(수학식 2 참조), 유효 온-시간 TON_EFF(410)은 TON _ EFF(410)에 대한 수학식 2를 해결하여 평가될 수 있다(수학식 3 참조).
Figure pct00003
Figure pct00004
변환기가 전환 모드에서 작동하는 경우, 제1 스위칭 사이클에 대한 TSW(408)는 (정의에 의해) TON(118) 및 T2(412)의 합계와 동일하고, 이는 유효 온-시간 (TON_EFF)(410)이 TON와 동일하게 되는 결과를 야기한다. 따라서, 유효 온-시간에 대한 유일한 유효한 해결책은 수학식 4라는 결론을 내릴 수 있다.
Figure pct00005
이러한 수학식을 사용하면, 변환기가 불연속 모드에서 작동하는 경우, 드라이브 스위치의 다음 사이클에서의 평균 전류의 왜곡을 보정할 수 있게 된다. 그에 따라, T2(412) 및 TSW(408)를 측정할 필요가 있는 한편, TON(118)가 전압 제어 루프(156)에 의해 제공되어, 드라이브 스위치의 다음 스위칭 사이클에 대한 드라이브 스위치를 위한 온-시간을 결정한다. 전압 제어 루프(156)는 일반적으로 드라이브 스위치 및/또는 입력 전압의 사이클 시간에 비해 낮은 대역폭을 보이도록 설계되므로, TON(118)이 입력 전압(140)의 원 라인 사이클(one line cycle)에 걸쳐 일정하다는 가정이 유지된다.
다시 도 1을 참조하면, 입력 전류 감쇠 시간 T2(412)은 전력 변환기의 드라이브 스위치(44)의 스위칭 주파수보다 상당히 더 빠른 클록(104)에 의해 구동되는 입력 전류 감쇠 카운터(18)에 의해 측정된다. 입력 전류 감쇠 카운터(18)는, 드라이브 스위치 제어 신호 PWM_SW(430)가 시간(424)에 낮게 디지털화될 때 카운트를 시작하는데(도 2 참조), 이는 현재 사이클 T1의 온-시간의 결론이다. 카운트 값(130)은 인덕터 전류(142)가 제로로 감쇠할 때 래치(110)에 의해 추월되는데, 이는 비교기(154) 및 전압 소스(50)를 포함하는 제로 크로싱 검출기(800)의 비교기(154)에 의해 생성된 제로-크로싱 신호(138)의 포지티브 에지(414)에 의해 표시된다. 하나의 실시예에서, 제로-크로싱 신호(138)는 에지 검출기(4)에 의해 래치(110)로 패스된다. 래치(110)의 출력은 입력 전류 감쇠 시간 T2(412)을 나타내는 신호이고, 전류 성형 회로(120)로의 입력으로서 사용된다.
스위칭 기간 TSW(408)은 리로드 신호(134)에서의 리로드 펄스에 의해 트리거되는 스위칭 기간 카운터(132)에 의해 측정된다. 리로드 신호(134)에서의 리로드 펄스는 인접한 스위칭 기간들 사이에서 전환을 나타내고, 파형 생성기(126)에 의해 생성된다. 하나의 실시예에서, 드라이브 스위치(44)는 파형 생성기(126)에 의한 스위칭 기간(408)의 시작부에 즉시 스위치온되지 않고, 대신 미리 결정된 지연(422)만큼 지연되어, 스위칭 노드(148)에서의 전압이 제로로 정류하도록 한다. 스위칭 기간 TSW(408)이 리로드 신호(134)에 의해 재시작될 때, 카운터(132)의 출력(108)은 래치(136)에 의해 추월되고, 전류 성형 회로(120)의 입력에 스위칭 기간 TSW(408)에 대한 비례하는 측정을 제공한다.
전압 제어 루프 TON(118)의 출력과 함께 측정된 변수 TSW(408) 및 T2(412)를 사용하면, 전류 성형 회로(120)는 드라이브 스위치(44)의 다음 스위칭 기간에 대해 수학식 1에 따른 유효 온-시간 TON _ EFF(410)을 실시간으로 계산한다.
TSW(408) 및 T2(412)를 측정하는 설명된 방법은 하나의 가능한 구현으로서 이해되어야 하는 한편, 당업자는 청구항들의 사상 및 범위 내에 있는 동일한 시간 간격을 결정하는 다른 수단들이 있다는 것을 인정할 것이다.
전력 변환기(920)의 특정 실시예에서, 전류(142)는 스위칭 노드(148)의 기생 커패시턴스와 인덕터(144) 사이의 공진으로 인해 제로 아래이다. 따라서, 드라이브 스위치(44)가 턴온일 때와 전류(142)가 포지티브가 될 때 사이에 지연(즉, TD(420))이 존재한다. THD를 최소로 하기 위해, 특정 실시예에서 이러한 지연(즉, TD(420))이 고려된다. 네거티브 입력 전류 카운터(10)는 충분한 분해능을 제공하기 위해 전력 변환기의 스위칭 주파수보다 상당히 더 빠른 클록 신호(104)를 수신하고, 네거티브 입력 전류 카운터(10)는 스위치 드라이빙 신호 PWM_SW(430)의 논리 AND 게이트(8) 및 제로-크로싱 비교기(154)의 출력(138)에 의해 인에이블된다. 그 다음, 네거티브 입력 전류 카운터(10)의 출력(즉, TD(420))은 가산기(32)를 사용하여 전류 성형 회로(120)의 출력에 더해진다. 그 다음, 드라이브 스위치(44)가 폐쇄될 때(즉, 턴온일 때) 제로 아래인 입력 전류(142) 및 실제 평균 전류를 고려하는 두 개의 신호(즉, TON _ EFF(410) 및 TD(420))의 합계(700)는 드라이브 스위치(44)의 다음 사이클을 위해 제어 신호 PWM_SW(430)를 생성하기 위해 드라이브 스위치(44)의 다음 사이클을 위한 온-시간으로서 파형 생성기(126)로 공급된다.
도 3을 참조하면, 전력 변환기(920)는, 드라이브 스위치(44)가 폐쇄된(즉, 턴온된) 후에 입력 전류(142)가 제로 아래인 시간이 아니라, T2(412) 및 TSW(408)에 기초하여 이론적인 평균 전류와 실제 평균 전류 사이의 차이를 고려하는 제어기(918)를 포함한다. 즉, 제어기(918)는 도 1의 제어기(910)의 논리 AND 게이트(8), 네거티브 입력 전류 카운터(10), 및 가산기(32)가 없다. 대신, TON _ EFF(410)는 전류 성형 회로(120)로부터 파형 생성기(126)로 직접 제공된다.
도 4를 참조하면, 전류 성형 회로(120)에 대한 하나의 실시예가 도시된다. 전류 성형 회로(120)는 TON을 나타내는 신호(118), TSW를 나타내는 신호(408), 및 T2를 나타내는 신호(412)를 수신한다. 제1 곱셈기(306)는 제1 프로덕트를 얻기 위해 전압 제어 루프(156)에 의해 제공된 디폴트 온-시간 TON(118)과 파형 생성기(126)의 스위칭 기간 TSW(408)을 곱하고, 제2 곱셈기(310)는 제2 프로덕트(322)를 얻기 위해 제1 프로덕트와 4를 곱한다. 제3 곱셈기(308)는 제3 프로덕트(324)를 얻기 위해 입력 전류 감쇠 시간 T2(412)와 그 자체를 곱한다. 가산기(312)는 제1 합계(326)를 얻기 위해 제2 프로덕트(322)와 제3 프로덕트(324)를 더한다. 제곱근 회로(314)는 제1 합계(326)의 제곱근(즉, 루트(328))을 발견하고, 루트(328)를 감산기(316)에 제공한다. 감산기(316)는 차이(330)를 얻기 위해 루트(328)에서 T2(412)를 뺀다. 제산기(318)는 드라이브 스위치(44)의 다음 사이클에 대한 드라이브 스위치(44)의 유효 온-시간 TON _ EFF(410)을 얻기 위해 차이(330)를 2로 나눈다. 하나의 실시예에서, 전류 성형 회로(120)는 드라이브 스위치(44)의 다음 사이클에 대한 드라이브 스위치(44)의 온-시간으로서 파형 생성기(126)에 유효 온-시간 TON_EFF(410)을 제공한다(예를 들어, 도 4 참조).
하나의 실시예에서, 제2 곱셈기(310)는 2 비트 왼쪽 시프트로서 구현된다. 제곱근 회로(314)는, 예를 들어, 표, 다항식, 또는 구분적(piece-wise) 선형 근사를 사용하여 구현될 수 있다. 하나의 실시예에서, 제산기(318)는 하나의 비트 위치만큼 오른쪽 시프트를 실행하는 시프트 레지스터로서 구현된다.
도 5를 참조하면, 전력 변환기(952)는 전류 성형 회로(120) 및 입력 전류 감쇠 시간 T2(412) 및 파형 생성기(126)의 스위칭 기간 TSW(408)을 측정하기 위한 컴포넌트들을 배제하는 제어기(950)를 갖는다. 전력 변환기(952)의 제어기(950)는 위에서 설명된 바와 같이 네거티브 입력 전류 시간 TD(420)을 고려한다. 네거티브 입력 전류 시간 TD(420)은 가산기(214)에 의해 전압 제어 루프(156)가 제공한 디폴트 온-시간 TON(118)에 더해져서 온-시간(210)을 산출한다. 가산기는 파형 생성기(126)에 온-시간(210)을 제공하고, 이는 수신된 총 온-시간(210)의 함수로서 드라이브 스위치(44)에 제어 신호를 제공한다.
도 5의 전력 변환기(952)는, 전력 변환기(952)가 불연속 모드에서 작업하는 경우에 전류 제어의 부정확성을 고려하지 않지만, 그것은 라인 전압(140)의 제로-크로싱 주위의 성능을 상당히 향상시키고, THD를 감소시킨다. 이는, 낮은 피크 입력 전압(140)에서, 드라이브 스위치(44)의 온-시간은 스위치(44)를 턴온한 후에 제로 위로 입력 인덕터 전류(142)를 올리기 위해 상당히 연장될 필요가 있기 때문이다. 일정한 온-시간 제어(즉, 단지 전압 제어 루프(156) 디폴트 온-시간 TON(118)에만 기초한 온-시간)와는 반대로, 도 5의 전력 변환기(952)는 매우 낮은 입력 전압에서(예컨대, 입력 전압의 피크 전압 또는 진폭이 매우 낮을 때) 출력(900)에 안정적인 전력을 전달할 수 있다.
도 6을 참조하면, 다상 전력 변환기(980)(즉, 2상 전력 변환기)는 위에서 설명한 바와 같은 도 1의 것과 유사한 제1 위상 회로를 갖는다. 제2 위상 회로는 제2 입력 인덕터(612), 제2 드라이브 스위치(618), 및 제2 출력 다이오드(620)를 포함한다. 제2 입력 인덕터(612)는 정류기(912)의 출력에 접속된 제1 단부 및 제2 출력 다이오드(620)의 애노드에 접속된 제2 단부를 갖는다. 제2 드라이브 스위치(618)는 제2 입력 인덕터(612)의 제2 사이드와 접지 사이에 접속된다. 제2 출력 다이오드(620)의 음극은 다상 전력 변환기(980)의 출력(900)에 접속된다. 다상 전력 변환기(980)의 제어기(982)는, 제1 위상 회로를 위해 계산된 유효 온-시간 TON_EFF(410)는 위상 제어기(678)에 제공되고, 제공된 유효 온-시간 TON _ EFF(410)에 기초하여, 제1 드라이브 스위치(44)의 다음 사이클을 위한 온-시간(682)을 제1 파형 생성기(686)에 제공하고, 제2 드라이브 스위치(618)의 다음 사이클을 위한 온-시간(684)을 제2 파형 생성기(688)에 제공한다는 것을 제외하고, 도 1의 전력 변환기(920)의 단상 제어기(910)와 유사하다. 또한, 도시된 실시예에서, 위상 제어기(678)는, 유효 온-시간 TON_EFF(410)과 지연 시간 TD(420)의 합계(700)의 함수로서, 제1 드라이브 스위치(44)의 다음 사이클을 위한 온-시간(682)을 제1 파형 생성기(686)에 제공하고, 제2 드라이브 스위치(618)의 다음 사이클을 위한 온-시간(684)을 제2 파형 생성기(688)에 제공한다. 제1 파형 생성기(686)는 제1 제어 신호 SW_PH1(430)를 제1 드라이브 스위치(44)에 제공하고, 제2 파형 생성기(688)는 제2 제어 신호 SW_PH2(692)를 제2 드라이브 스위치(618)에 제공한다. 따라서, 제2 드라이브 스위치(618)의 다음 사이클을 위한 제2 드라이브 스위치(618)의 온-시간은 제1 위상 회로의 스위칭 기간 및 입력 전류 감쇠 시간에 기초하여 결정된다. 도 6의 실시예에서, 제2 드라이브 스위치(618)의 다음 사이클의 온-시간은 또한 제1 위상 회로의 네거티브 입력 전류 시간만큼 연장된다. 위상 제어 회로(678)는 드라이브 스위치가 위상이 다르도록(예컨대, 180도 위상이 다름) 제1 드라이브 스위치(44)와 제2 드라이브 스위치(618)의 동작을 조정한다. 다상 전력 변환기(980)가 임의의 수의 조정 위상 회로를 포함할 수 있다는 것이 고려된다.
도 7을 참조하면, 전력 변환기의 입력 전압과 동상이고 전력 변환기의 입력 전압의 전압에 실질적으로 비례하는 입력 전류를 트레이닝하는 방법(540)은 단계 542에서 입력 전류 감쇠 시간을 결정하는 단계를 포함한다. 전력 변환기는 드라이브 스위치의 주기를 정하기 위해 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하도록 작동되는 드라이브 스위치 및 파형 생성기를 포함한다. 단계 542에서, 입력 전류 감쇠 시간은, 드라이브 스위치의 턴오프로부터 입력 인덕터의 입력 전류가 제로에 도달할 때까지의 시간을 측정하여 결정된다. 단계 544에서, 파형 생성기의 스위칭 기간이 결정되고, 단계 546에서, 전력 변환기의 출력 전압이 결정된다. 단계 548에서, 드라이브 스위치의 다음 사이클을 위한 드라이브 스위치의 온-시간은 결정된 입력 전류 감쇠 시간, 파형 생성기의 스위칭 기간, 및 전력 변환기의 출력 전압의 함수로서 제공된다.
당업자는, 정보 및 신호가 임의의 다양한 상이한 기술 및 기법을 사용하여 표현될 수 있다(예컨대, 데이터, 명령어, 명령, 정보, 신호, 비트, 심볼, 및 칩이 전압, 전류, 전자기파, 자기장이나 입자, 광학 필드나 입자, 또는 이들의 임의의 조합으로 표현될 수 있다)는 것을 이해할 것이다. 마찬가지로, 여기에 설명된 다양한 예시적인 논리 블록, 모듈, 회로, 및 알고리즘 단계는, 애플리케이션 및 기능성에 따라, 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이들 둘의 조합으로서 구현될 수 있다. 게다가, 여기에 설명된 다양한 논리 블록, 모듈, 및 회로는 범용 프로세서(예컨대, 마이크로프로세서, 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 상태 머신 또는 컴퓨팅 디바이스의 조합), 디지털 신호 프로세서("DSP"), 특정 용도 집적 회로("ASIC"), 필드 프로그래머블 게이트 어레이("FPGA") 또는 기타 프로그래머블 논리 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 논리, 개별 하드웨어 컴포넌트, 또는 여기에 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 그들의 임의의 조합으로 구현 또는 수행될 수 있다. 유사하게, 여기에 설명된 방법 또는 프로세스의 단계는 하드웨어에서 직접, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈에서, 또는 그 둘의 조합에서 구현될 수 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드 디스크, 이동식 디스크, CD-ROM, 또는 업계에 알려져 있는 임의의 다른 형태의 저장 매체에 있을 수 있다. 본 발명의 실시예를 상세히 설명하였지만, 첨부된 청구항들에서 명시된 바와 같은 본 발명의 사상 및 범위에서 벗어나지 않고 그 안에서 다양한 수정이 실시될 수 있다는 것을 당업자는 이해할 것이다.
여기에 설명된 바와 같은, 제어기, 컴퓨팅 디바이스, 또는 컴퓨터는 적어도 하나 이상의 프로세서 또는 프로세싱 유닛 및 시스템 메모리를 포함한다. 제어기는 컴퓨터로 판독가능한 매체의 적어도 일부 형태를 포함할 수 있다. 제한이 아닌 예로서, 컴퓨터 판독가능한 매체는 컴퓨터 저장 매체 및 통신 매체를 포함할 수 있다. 컴퓨터 판독가능한 저장 매체는, 컴퓨터 판독가능한 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈, 또는 기타 데이터와 같은, 정보의 저장을 가능하게 하는 임의의 방법이나 기술로 구현된 이동식 및 비-이동식, 휘발성 및 비휘발성 매체를 포함할 수 있다. 통신 매체는 컴퓨터 판독가능한 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈, 또는 반송파나 다른 전송 메커니즘과 같은 변조된 데이터 신호에서의 다른 데이터를 구현할 수 있고, 임의의 정보 전달 매체를 포함할 수 있다. 당업자는, 신호에서 정보를 인코딩하기 위한 방식으로 설정되거나 변경된 특성 중 하나 이상을 갖는, 변조된 데이터 신호를 잘 알고 있어야한다. 위의 임의의 조합 또한 컴퓨터 판독가능한 매체의 범위 내에 포함된다.
이러한 기록된 설명은 본 발명을 개시하고, 임의의 디바이스나 시스템을 만들고 사용하여 임의의 통합된 방법들을 수행하는 것을 포함하는, 본 발명을 당업자가 실행하는 것을 가능하게 하기 위해 예를 사용한다. 본 발명의 특허가능한 범위는 청구항들에 의해 정의되고, 당업자에게 발생하는 다른 예들을 포함할 수 있다. 이러한 다른 예들은, 청구항들의 문자 그대로의 언어와 다르지 않는 구조적 요소들을 갖는 경우, 또는 청구항들의 문자 그대로의 언어와 대단찮은 차이를 갖는 동등한 구조적 요소들을 포함하는 경우 청구항들의 범위 내에 있도록 의도된다.
여기에 설명된 특정한 실시예들은 본 발명의 제한으로서가 아닌 예로서 도시된다는 것이 이해될 것이다. 본 발명의 주요 특징들은 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 다양한 실시예들에서 사용될 수 있다. 당업자는 여기에 설명된 특정 절차에 대한 다수의 등가물을 인식할 것이다. 그러한 등가물들은 본 발명의 범위 내에 있고 청구항들에 의해 커버되는 것으로 간주된다.
여기에 개시되고 청구된 구성들 및/또는 방법들 모두는 본 개시에 비추어 과도한 실험 없이 실시 및/또는 실행될 수 있다. 본 발명의 구성들 및 방법들은 여기에 포함된 실시예들의 관점에서 설명되었지만, 본 발명의 개념, 사상 및 범위에서 벗어나지 않고, 여기에 설명된 방법의 단계들의 시퀀스에 또는 단계들에 및 방법들 및/또는 구성들에 적용될 수 있다는 것이 당업자에게는 자명할 것이다. 당업자에게 자명한 이러한 모든 유사한 대체들 및 수정들은 첨부된 청구항들에 의해 정의된 본 발명의 사상, 범위 및 개념 내에 있는 것으로 간주된다.
따라서, 전환 및 불연속 모드 전력 변환기에 대한 새롭고 유용한 입력 전류 성형에 대한 본 발명의 특정한 실시예들이 설명되었지만, 이러한 참조는 다음의 청구항들에서 명시된 것을 제외하고, 본 발명의 범위에 대한 제한으로 해석되도록 의도된 것은 아니다.

Claims (26)

  1. 전력 변환기의 입력 전압과 동상(in phase)이고 상기 전력 변환기의 상기 입력 전압의 전압에 실질적으로 비례하는 입력 전류를 인출(draw)해 내도록 작동되는 전력 변환기로서,
    입력 인덕터;
    상기 입력 인덕터와 접지 사이에 접속된 드라이브 스위치 - 상기 드라이브 스위치는, 턴온될 때, 상기 입력 인덕터를 통해 전류를 인출해 내도록 작동됨 - ;
    상기 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 상기 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하도록 작동되는 파형 생성기; 및
    입력 전류 감쇠 시간, 상기 파형 생성기의 스위칭 기간, 및 상기 전력 변환기의 출력 전압의 함수로서, 상기 드라이브 스위치의 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 온-시간(on-time)을 제공하도록 작동되는 전류 성형 회로
    를 포함하고,
    상기 파형 생성기는, 수신된 온-시간의 함수로서 상기 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 상기 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하기 위한 상기 전류 성형 회로에 의해 제공된 상기 온-시간에 반응을 보이는 전력 변환기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 파형 생성기는 상기 파형 생성기의 리로드(re-load) 신호에 리로드 펄스를 제공하는 것과 상기 드라이브 스위치를 턴온하는 것 사이에 미리 결정된 지연을 갖는 전력 변환기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 파형 생성기의 리로드 신호를 모니터링하고, 상기 리로드 신호에서의 리로드 펄스들 사이의 시간을 결정하도록 작동되는 스위칭 기간 카운터를 더 포함하고, 상기 리로드 신호에서의 리로드 펄스들 사이의 상기 시간은 상기 파형 생성기의 상기 스위칭 기간인 전력 변환기.
  4. 제1항에 있어서, 출력 다이오드를 더 포함하고, 상기 전력 변환기는 교류 입력을 직류 출력으로 변환하기 위한 역률 보상 전력 변환기(power factor correcting power converter)이고, 상기 드라이브 스위치는 상기 입력 인덕터와 상기 출력 다이오드의 접합지점(junction)에 형성된 노드와 접지 사이에 접속되는 전력 변환기.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 전력 변환기의 상기 출력 전압의 함수로서 상기 드라이브 스위치의 디폴트 온-시간(default on-time)을 제공하도록 작동되는 전압 제어 루프
    를 더 포함하고, 상기 드라이브 스위치의 상기 디폴트 온-시간은 상기 전력 변환기의 상기 출력 전압에 대응하는 미리 결정된 값이고,
    상기 전류 성형 회로는,
    제1 프로덕트를 얻기 위해 상기 전압 제어 루프가 제공한 상기 드라이브 스위치의 상기 디폴트 온-시간과 상기 파형 생성기의 상기 스위칭 기간을 곱하도록 작동되는 제1 곱셈기,
    제2 프로덕트를 얻기 위해 상기 제1 프로덕트와 4를 곱하도록 작동되는 제2 곱셈기,
    제3 프로덕트를 얻기 위해 상기 입력 전류 감쇠 시간과 상기 입력 전류 감쇠 시간을 곱하도록 작동되는 제3 곱셈기,
    제1 합계를 얻기 위해 상기 제2 프로덕트와 상기 제3 프로덕트를 더하도록 작동되는 가산기,
    루트(root)를 얻기 위해 상기 제1 합계의 제곱근(square root)을 결정하도록 작동되는 제곱근 회로,
    차이를 얻기 위해 상기 루트에서 상기 입력 전류 감쇠 시간을 빼도록 작동되는 감산기, 및
    상기 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 유효(effective) 온-시간을 얻기 위해 상기 차이를 2로 나누도록 작동되는 제산기(divider)
    를 포함하고,
    상기 전류 성형 회로는, 상기 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 상기 온-시간으로서, 상기 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 상기 유효 온-시간을 상기 파형 생성기에 제공하는 전력 변환기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 파형 생성기가 상기 드라이브 스위치를 턴온할 때, 상기 입력 전류가 네거티브이면, 상기 드라이브 스위치의 상기 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 상기 온-시간을 네거티브 입력 전류 시간만큼 연장하도록 작동되는 네거티브 입력 전류 카운터
    를 더 포함하고,
    상기 네거티브 입력 전류 카운터는 또한, 상기 드라이브 스위치의 턴온으로부터 상기 입력 전류가 제로에 도달할 때까지의 시간을 측정하여 상기 네거티브 입력 전류 시간을 결정하도록 작동되는 전력 변환기.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 입력 전류가 포지티브가 될 때 디지털 하이 출력을 제공하고, 상기 입력 전류가 네거티브가 될 때 디지털 로우 출력을 제공하도록 작동되는 제로 크로싱 검출기; 및
    상기 제로 크로싱 검출기가 상기 디지털 하이 출력을 제공할 때까지 상기 드라이브 스위치가 턴오프할 때 사이를 카운트하도록 작동되는 전류 감쇠 카운터
    를 더 포함하고,
    상기 제로 크로싱 검출기가 상기 디지털 하이 출력을 제공할 때까지 상기 드라이브 스위치가 턴오프할 때 사이의 카운트는 상기 입력 전류 감쇠 시간인 전력 변환기.
  8. 전력 변환기의 입력 전압과 동상이고, 상기 전력 변환기의 상기 입력 전압의 전압에 실질적으로 비례하는 입력 전류를 얻는 방법 - 상기 전력 변환기는, 드라이브 스위치, 입력 인덕터, 및 상기 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 상기 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하도록 작동되는 파형 생성기를 포함함 - 으로서,
    입력 전류 감쇠 시간을 결정하는 단계 - 상기 입력 전류 감쇠 시간은, 상기 드라이브 스위치의 턴오프로부터 상기 입력 인덕터의 입력 전류가 제로에 도달할 때까지의 시간을 측정하여 결정됨 - ;
    상기 파형 생성기의 스위칭 기간을 결정하는 단계;
    상기 전력 변환기의 출력 전압을 결정하는 단계; 및
    결정된 입력 전류 감쇠 시간, 상기 파형 생성기의 스위칭 기간, 및 상기 전력 변환기의 출력 전압의 함수로서, 상기 드라이브 스위치의 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 온-시간을 제공하는 단계
    를 포함하는 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 파형 생성기는 상기 파형 생성기의 리로드 신호에 리로드 펄스를 제공하는 단계와 상기 드라이브 스위치를 턴온하는 단계 사이에 미리 결정된 지연을 갖는 방법.
  10. 제8항에 있어서, 상기 스위칭 기간을 결정하는 단계는, 상기 파형 생성기의 리로드 신호를 모니터링하는 단계 및 상기 리로드 신호에서의 리로드 펄스들 사이의 시간을 결정하는 단계를 포함하고, 상기 리로드 신호에서의 리로드 펄스들 사이의 상기 시간은 상기 파형 생성기의 상기 스위칭 기간인 방법.
  11. 제8항에 있어서, 상기 전력 변환기는 교류 입력을 직류 출력으로 변환하기 위한 역률 보상 전력 변환기이고, 상기 전력 변환기는 입력 인덕터 및 출력 다이오드를 포함하며, 상기 드라이브 스위치는 상기 입력 인덕터와 상기 출력 다이오드의 접합지점에 형성된 노드와 접지 사이에 접속되는 방법.
  12. 제8항에 있어서, 결정된 입력 전류 감쇠 시간, 상기 파형 생성기의 스위칭 기간, 및 상기 전력 변환기의 출력 전압의 함수로서, 상기 드라이브 스위치의 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 유효 온-시간을 제공하는 단계는,
    상기 전력 변환기의 상기 출력 전압의 함수로서, 상기 전력 변환기의 전압 제어 루프로부터 상기 드라이브 스위치의 디폴트 온-시간을 제공하는 단계 - 상기 전력 변환기의 상기 전압 제어 루프가 제공한 상기 드라이브 스위치의 상기 디폴트 온-시간은 상기 전력 변환기의 상기 출력 전압에 대응하는 미리 결정된 값임 - ;
    제1 프로덕트를 얻기 위해, 상기 드라이브 스위치의 제공된 디폴트 온-시간과 상기 파형 생성기의 상기 스위칭 기간을 곱하는 단계;
    제2 프로덕트를 얻기 위해 상기 제1 프로덕트와 4를 곱하는 단계;
    제3 프로덕트를 얻기 위해 상기 입력 전류 감쇠 시간과 상기 입력 전류 감쇠 시간을 곱하는 단계;
    제1 합계를 얻기 위해 상기 제2 프로덕트와 상기 제3 프로덕트를 더하는 단계;
    루트를 얻기 위해 상기 제1 합계의 제곱근을 결정하는 단계;
    차이를 얻기 위해 상기 루트에서 상기 입력 전류 감쇠 시간을 빼는 단계;
    상기 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 유효 온-시간을 얻기 위해 상기 차이를 2로 나누는 단계; 및
    상기 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 상기 유효 온-시간을 상기 파형 생성기에 제공하는 단계
    를 포함하는 방법.
  13. 제8항에 있어서, 상기 드라이브 스위치의 상기 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 상기 온-시간을 제공하는 단계는, 상기 파형 생성기가 상기 드라이브 스위치를 턴온할 때, 상기 입력 전류가 네거티브이면, 상기 드라이브 스위치의 상기 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 상기 온-시간을 네거티브 입력 전류 시간만큼 연장하는 단계를 포함하고, 상기 네거티브 입력 전류 시간은 상기 드라이브 스위치의 턴온으로부터 상기 입력 전류가 제로에 도달할 때까지의 시간을 측정하여 결정되는 방법.
  14. 전력 변환기의 입력 전압과 동상이고, 상기 전력 변환기의 상기 입력 전압의 전압에 실질적으로 비례하는 입력 전류를 인출해 내도록 작동되는 다상 전력 변환기로서,
    상기 전력 변환기의 출력에 전력을 제공하도록 작동되는 제1 위상 회로;
    상기 전력 변환기의 상기 출력에 전력을 제공하도록 작동되는 제2 위상 회로; 및
    위상 제어 회로
    를 포함하며,
    상기 제1 위상 회로는,
    제1 입력 인덕터와 접지 사이에 접속된 제1 드라이브 스위치 - 상기 제1 드라이브 스위치는, 턴온될 때, 상기 제1 입력 인덕터를 통해 전류를 인출해 내도록 작동됨 - ,
    상기 제1 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 상기 제1 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하도록 작동되는 제1 파형 생성기, 및
    입력 전류 감쇠 시간, 상기 제1 파형 생성기의 스위칭 기간, 및 상기 전력 변환기의 출력 전압의 함수로서, 상기 제1 드라이브 스위치의 다음 사이클을 위한 상기 제1 드라이브 스위치의 온-시간을 제공하도록 작동되는 전류 성형 회로
    를 포함하고,
    상기 제1 파형 생성기는, 수신된 온-시간의 함수로서, 상기 제1 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 상기 제1 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하기 위한 상기 전류 성형 회로에 의해 제공된 상기 온-시간에 반응을 보이고,
    상기 제2 위상 회로는,
    제2 입력 인덕터와 접지 사이에 접속된 제2 드라이브 스위치 - 상기 제2 드라이브 스위치는, 턴온될 때, 상기 2 입력 인덕터를 통해 전류를 인출해 내도록 작동됨 - , 및
    상기 제2 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 상기 제2 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하도록 작동되는 제2 파형 생성기 - 상기 제2 파형 생성기는, 수신된 온-시간의 함수로서, 상기 제2 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 상기 제2 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하기 위한 상기 전류 성형 회로에 의해 제공된 상기 온-시간에 반응을 보임 -
    를 포함하고,
    상기 위상 제어 회로는,
    상기 제1 위상 회로의 상기 전류 성형 회로에 의해 제공된 상기 온-시간을 수신하고,
    수신된 온-시간을 상기 제1 위상 회로의 상기 제1 파형 생성기에 제공하고,
    수신된 온-시간을 상기 제2 위상 회로의 상기 제2 파형 생성기에 제공하고,
    상기 제1 위상 회로와 상기 제2 위상 회로가 서로 동상이 아니도록, 상기 제1 위상 회로와 상기 제2 위상 회로의 동작을 조정하도록 작동되는 다상 전력 변환기.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제1 파형 생성기는 상기 제1 파형 생성기의 리로드 신호에 리로드 펄스를 제공하는 것과 상기 제1 드라이브 스위치를 턴온하는 것 사이에 미리 결정된 지연을 갖는 다상 전력 변환기.
  16. 제14항에 있어서, 상기 제1 위상 회로는, 상기 제1 파형 생성기의 리로드 신호를 모니터하고, 상기 리로드 신호에서의 리로드 펄스들 사이의 시간을 결정하도록 작동되는 스위칭 기간 카운터를 더 포함하고, 상기 리로드 신호에서의 리로드 펄스들 사이의 상기 시간은 상기 제1 파형 생성기의 상기 스위칭 기간인 다상 전력 변환기.
  17. 제14항에 있어서, 상기 제1 위상 회로는 제1 출력 다이오드를 더 포함하고, 상기 제1 드라이브 스위치는 상기 제1 입력 인덕터와 상기 제1 출력 다이오드의 접합지점에 형성된 노드와 접지 사이에 접속되고, 상기 다상 전력 변환기는 교류 입력을 직류 출력으로 변환하기 위한 역률 보상 전력 변환기인 다상 전력 변환기.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 전력 변환기의 상기 출력 전압의 함수로서 상기 제1 드라이브 스위치의 디폴트 온-시간을 제공하도록 작동되는 전압 제어 루프
    를 더 포함하고, 상기 제1 드라이브 스위치의 상기 디폴트 온-시간은 상기 전력 변환기의 상기 출력 전압에 대응하는 미리 결정된 값이고,
    상기 제1 위상 회로의 상기 전류 성형 회로는,
    제1 프로덕트를 얻기 위해, 상기 전압 제어 루프가 제공한 상기 제1 드라이브 스위치의 상기 디폴트 온-시간과 상기 제1 파형 생성기의 상기 스위칭 기간을 곱하도록 작동되는 제1 곱셈기,
    제2 프로덕트를 얻기 위해 상기 제1 프로덕트와 4를 곱하도록 작동되는 제2 곱셈기,
    제3 프로덕트를 얻기 위해 상기 입력 전류 감쇠 시간과 상기 입력 전류 감쇠 시간을 곱하도록 작동되는 제3 곱셈기,
    제1 합계를 얻기 위해 상기 제2 프로덕트와 상기 제3 프로덕트를 더하도록 작동되는 가산기,
    루트를 얻기 위해 상기 제1 합계의 제곱근을 결정하도록 작동되는 제곱근 회로,
    차이를 얻기 위해 상기 루트에서 상기 입력 전류 감쇠 시간을 빼도록 작동되는 감산기, 및
    상기 다음 사이클을 위한 상기 제1 드라이브 스위치의 유효 온-시간을 얻기 위해 상기 차이를 2로 나누도록 작동되는 제산기
    를 포함하고,
    상기 전류 성형 회로는, 상기 다음 사이클을 위한 상기 제1 드라이브 스위치의 상기 온-시간으로서, 상기 다음 사이클을 위한 상기 제1 드라이브 스위치의 상기 유효 온-시간을 상기 위상 제어 회로에 제공하는 다상 전력 변환기.
  19. 제14항에 있어서, 상기 제1 위상 회로는, 상기 제1 파형 생성기가 상기 제1 드라이브 스위치를 턴온할 때, 상기 입력 전류가 네거티브이면, 상기 제1 드라이브 스위치의 상기 다음 사이클을 위한 상기 제1 드라이브 스위치의 상기 온-시간을 네거티브 입력 전류 시간만큼 연장하도록 작동되는 네거티브 입력 전류 카운터를 더 포함하고, 상기 네거티브 입력 전류 카운터는 상기 제1 드라이브 스위치의 턴온으로부터 상기 입력 전류가 제로에 도달할 때까지의 시간을 측정하여 상기 네거티브 입력 전류 시간을 결정하도록 작동되는 다상 전력 변환기.
  20. 제14항에 있어서, 상기 제1 위상 회로는 상기 입력 전류가 포지티브가 될 때 디지털 로우 출력을 제공하고, 상기 입력 전류가 네거티브가 될 때 디지털 하이 출력을 제공하도록 작동되는 제로 크로싱 검출기, 및 상기 제로 크로싱 검출기가 상기 디지털 하이 출력을 제공할 때까지 상기 제1 드라이브 스위치가 턴오프할 때 사이를 카운트하도록 작동되는 전류 감쇠 카운터를 더 포함하고, 상기 제로 크로싱 검출기가 상기 디지털 하이 출력을 제공할 때까지 상기 제1 드라이브 스위치가 턴오프할 때 사이의 카운트는 상기 입력 전류 감쇠 시간인 다상 전력 변환기.
  21. 전력 변환기의 입력 전압과 동상이고, 상기 전력 변환기의 상기 입력 전압의 전압에 실질적으로 비례하는 입력 전류를 인출해 내도록 작동되는 전력 변환기로서,
    입력 인덕터와 접지 사이에 접속된 드라이브 스위치 - 상기 드라이브 스위치는 턴온될 때 상기 입력 인덕터를 통해 전류를 인출해 내도록 작동됨 - ;
    상기 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 상기 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하도록 작동되는 파형 생성기; 및
    상기 파형 생성기가 상기 드라이브 스위치를 턴온할 때, 상기 입력 전류가 네거티브이면, 네거티브 입력 전류 시간만큼 연장된, 상기 드라이브 스위치의 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 온-시간을 제공하도록 작동되는 네거티브 입력 전류 카운터 - 상기 네거티브 입력 전류 카운터는 상기 드라이브 스위치의 턴오프로부터 상기 입력 전류가 제로에 도달할 때까지의 시간을 측정하여 상기 네거티브 입력 전류 시간을 결정하도록 작동됨 -
    를 포함하고,
    상기 파형 생성기는, 수신된 온-시간의 함수로서, 상기 드라이브 스위치를 사이클하기 위해 상기 드라이브 스위치를 선택적으로 턴온 및 턴오프하기 위한 상기 네거티브 입력 전류 카운터에 의해 제공된 상기 온-시간에 반응을 보이는 전력 변환기.
  22. 제21항에 있어서,
    입력 전류 감쇠 시간, 상기 파형 생성기의 스위칭 기간, 및 상기 전력 변환기의 출력 전압의 함수로서, 상기 드라이브 스위치의 상기 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 상기 온-시간을 연장하도록 작동되는 전류 성형 회로; 및
    상기 전력 변환기의 상기 출력 전압의 함수로서, 상기 드라이브 스위치의 디폴트 온-시간을 제공하도록 작동되는 전압 제어 루프 - 상기 드라이브 스위치의 상기 디폴트 온-시간은 상기 전력 변환기의 상기 출력 전압에 대응하는 미리 결정된 값임 -
    를 더 포함하고,
    상기 전류 성형 회로는,
    제1 프로덕트를 얻기 위해, 상기 드라이브 스위치의 제공된 디폴트 온-시간과 상기 파형 생성기의 상기 스위칭 기간을 곱하도록 작동되는 제1 곱셈기,
    제2 프로덕트를 얻기 위해 상기 제1 프로덕트와 4를 곱하도록 작동되는 제2 곱셈기,
    제3 프로덕트를 얻기 위해 상기 입력 전류 감쇠 시간과 상기 입력 전류 감쇠 시간을 곱하도록 작동되는 제3 곱셈기,
    제1 합계를 얻기 위해 상기 제2 프로덕트와 상기 제3 프로덕트를 더하도록 작동되는 가산기,
    루트를 얻기 위해 상기 제1 합계의 제곱근을 결정하도록 작동되는 제곱근 회로,
    차이를 얻기 위해 상기 루트에서 상기 입력 전류 감쇠 시간을 빼도록 작동되는 감산기, 및
    상기 다음 사이클을 위한 상기 드라이브 스위치의 유효 온-시간을 얻기 위해 상기 차이를 2로 나누도록 작동되는 제산기
    를 포함하는 전력 변환기.
  23. 제22항에 있어서, 상기 파형 생성기는 상기 파형 생성기의 리로드 신호에 리로드 펄스를 제공하는 것과 상기 드라이브 스위치를 턴온하는 것 사이에 미리 결정된 지연을 갖는 전력 변환기.
  24. 제22항에 있어서, 상기 파형 생성기의 리로드 신호를 모니터하고, 상기 리로드 신호에서의 리로드 펄스들 사이의 시간을 결정하도록 작동되는 스위칭 기간 카운터를 더 포함하고, 상기 리로드 신호에서의 리로드 펄스들 사이의 상기 시간은 상기 파형 생성기의 상기 스위칭 기간인 전력 변환기.
  25. 제22항에 있어서, 출력 다이오드를 더 포함하며, 상기 전력 변환기는 교류 입력을 직류 출력으로 변환하기 위한 역률 보상 전력 변환기이고, 상기 드라이브 스위치는 상기 입력 인덕터와 상기 출력 다이오드의 접합지점에 형성된 노드와 접지 사이에 접속되는 전력 변환기.
  26. 제1항에 있어서,
    상기 입력 전류가 네거티브가 될 때 디지털 하이 출력을 제공하고, 상기 입력 전류가 포지티브가 될 때 디지털 로우 출력을 제공하도록 작동되는 제로 크로싱 검출기; 및
    상기 제로 크로싱 검출기가 상기 디지털 하이 출력을 제공할 때까지 상기 드라이브 스위치가 턴오프할 때 사이를 카운트하도록 작동되는 전류 감쇠 카운터
    를 더 포함하고,
    상기 제로 크로싱 검출기가 상기 디지털 하이 출력을 제공할 때까지 상기 드라이브 스위치가 턴오프할 때 사이의 카운트는 상기 입력 전류 감쇠 시간인 전력 변환기.
KR1020137023977A 2011-02-10 2012-02-10 전환 및 불연속 모드 전력 변환기를 위한 입력 전류 성형 KR20140007892A (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201161441486P 2011-02-10 2011-02-10
US61/441,486 2011-02-10
PCT/US2012/024643 WO2012109536A2 (en) 2011-02-10 2012-02-10 Input current shaping for transition and discontinuous mode power converter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20140007892A true KR20140007892A (ko) 2014-01-20

Family

ID=45815954

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020137023977A KR20140007892A (ko) 2011-02-10 2012-02-10 전환 및 불연속 모드 전력 변환기를 위한 입력 전류 성형

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8598933B2 (ko)
EP (1) EP2673868B1 (ko)
KR (1) KR20140007892A (ko)
CN (1) CN103636106B (ko)
WO (1) WO2012109536A2 (ko)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8754625B2 (en) * 2010-09-30 2014-06-17 Intersil Americas Inc. System and method for converting an AC input voltage to regulated output current
US20130033240A1 (en) * 2011-06-29 2013-02-07 Texas Instruments Incorporated Pfc thd reduction by zvs or valley switching
EP2784894A1 (en) * 2013-03-28 2014-10-01 Vetco Gray Controls Limited Protecting against transients in a power control system
US9419513B2 (en) * 2014-02-13 2016-08-16 Infineon Technologies Austria Ag Power factor corrector timing control with efficient power factor and THD
RU2566333C1 (ru) * 2014-12-12 2015-10-20 Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" Дифференциальный измерительный преобразователь
JP6481814B2 (ja) * 2015-02-19 2019-03-13 株式会社リコー インバータ装置
CN107409452B (zh) * 2015-03-17 2020-03-10 飞利浦照明控股有限公司 具有至少四个不同状态的驱动器
US10177658B2 (en) * 2016-04-14 2019-01-08 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for adaptive timing for zero voltage transition power converters
ITUA20164780A1 (it) * 2016-06-30 2017-12-30 St Microelectronics Srl Dispositivo e metodo di controllo in tensione in modalita' quasi-risonante di un convertitore in commutazione
US10790746B2 (en) * 2017-08-04 2020-09-29 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Power dissipation regulated buck architecture
AT16163U1 (de) * 2017-09-29 2019-03-15 Tridonic Gmbh & Co Kg Lampenbetriebsgerät
CN111251912B (zh) * 2018-11-30 2022-04-15 比亚迪股份有限公司 电动汽车、车载充电器及其控制方法和控制装置
CN113675874B (zh) * 2021-09-03 2023-06-30 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种应用于柔性直流综合调压装置的自适应滞环控制方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7348948B2 (en) * 2004-06-09 2008-03-25 Analog Modules, Inc Polyphase diode driver
US7279868B2 (en) * 2004-03-12 2007-10-09 Comarco Wireless Technologies, Inc. Power factor correction circuits
AU2005315114B2 (en) 2004-12-15 2009-01-22 Fujitsu General Limited Power supply apparatus
CN101506752B (zh) * 2006-08-07 2011-09-14 意法半导体股份有限公司 固定关断时间功率因数校正控制器
JP4833763B2 (ja) 2006-08-08 2011-12-07 本田技研工業株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータの位相制御装置および位相制御用プログラム
US7554473B2 (en) * 2007-05-02 2009-06-30 Cirrus Logic, Inc. Control system using a nonlinear delta-sigma modulator with nonlinear process modeling
KR101532423B1 (ko) 2008-10-31 2015-07-01 페어차일드코리아반도체 주식회사 역률 보상 회로 및 역률 보상 회로의 구동 방법
KR100904299B1 (ko) * 2008-11-03 2009-06-25 주식회사 실리콘마이터스 역률 보상 회로 및 그 구동 방법

Also Published As

Publication number Publication date
WO2012109536A2 (en) 2012-08-16
CN103636106A (zh) 2014-03-12
EP2673868B1 (en) 2015-05-20
US20120212276A1 (en) 2012-08-23
CN103636106B (zh) 2016-06-22
US8598933B2 (en) 2013-12-03
EP2673868A2 (en) 2013-12-18
WO2012109536A3 (en) 2012-11-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20140007892A (ko) 전환 및 불연속 모드 전력 변환기를 위한 입력 전류 성형
US10554129B2 (en) Switch control circuit and buck converter including the same
US8901901B2 (en) Digital phase adjustment for multi-phase power converters
CN103580000B (zh) 开关电源输出过压保护方法及电路及带该电路的开关电源
US8026704B2 (en) System and method for controlling a converter
JP5182375B2 (ja) Ｐｆｃコンバータ
JP6187587B2 (ja) インバータ装置
CN104836443A (zh) 谐振转换器系统、控制器和控制方法
CN103683918A (zh) 开关电源装置
EP3203626B1 (en) Power conversion device
CN104902648A (zh) 一种带有可控硅的led调光电路及调光方法
CN103066831A (zh) 控制电路以及控制方法
JP2001169553A (ja) スイッチドモード整流器
CN112858802B (zh) 开关功率转换器输出电参数有效值确定方法、装置及系统
CN102449895A (zh) 确定smps中的输出电压或电流
JP2009254164A (ja) デジタルコンバータ
KR101609726B1 (ko) 고역률 스위칭 정류기의 제어회로
WO2015173053A1 (en) Resonant converter for high voltage generation and method for controlling a resonant converter
Drgoňa et al. A new approach of control system design for LLC resonant converter
Lamo Anuarbe et al. Two-sample PLL with improved frequency response applied to single-phase current sensorless bridgeless PFCs
Milanovič et al. Implementation of voltage-to-frequency converter in digital based control for step-down DC-DC converter

Legal Events

Date Code Title Description
N231 Notification of change of applicant
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid