KR20130124565A - 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 개념 - Google Patents

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KR20130124565A
KR20130124565A KR1020137024121A KR20137024121A KR20130124565A KR 20130124565 A KR20130124565 A KR 20130124565A KR 1020137024121 A KR1020137024121 A KR 1020137024121A KR 20137024121 A KR20137024121 A KR 20137024121A KR 20130124565 A KR20130124565 A KR 20130124565A
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예지안 첸
슈테판 텐 브린크
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알까뗄 루슨트
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Abstract

제 1 이동 트랜시버의 제 1 데이터 신호에 대한 제 1 데이터 검출 정보 및 제 2 이동 트랜시버의 제 2 데이터 신호에 대한 제 2 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 개념은: 상기 제 1 이동 트랜시버로부터 제 1 수신 신호 벡터를 수신하기 위한 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(110)으로서 상기 제 1 수신 신호는 상기 제 1 이동 트랜시버에 의해 기지국 트랜시버로부터 수신되는, 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(110), 및 상기 제 2 트랜시버로부터 제 2 수신 신호 벡터를 수신하기 위한 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(120)으로서, 상기 제 2 수신 신호는 상기 제 2 이동 트랜시버에 의해 상기 기지국 트랜시버로부터 수신되는, 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(120)을 포함한다. 게다가, 상기 개념은 상기 제 1 수신 신호 벡터 및 상기 제 2 수신 신호 벡터에 기초하여 상기 제 1 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보 및 상기 제 2 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 결정하기 위한 수단(130) 및 상기 제 1 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 상기 제 1 이동 트랜시버에 제공하고 상기 제 2 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 상기 제 2 이동 트랜시버에 제공하기 위한 수단(140)을 이용한다.

Description

데이터 검출 정보를 제공하기 위한 개념{CONCEPT FOR PROVIDING DATA DETECTION INFORMATION}
본 발명은 수신된 무선 신호들에서의 데이터 신호 검출에 관한 것으로, 보다 특히 전적으로는 아니지만 다중-입력-다중-출력(MIMO로서 축약됨) 시스템에서의 데이터 신호 검출에 관한 것이다.
다중-입력 다중-출력(Multiple-Input Multiple-Output; MIMO) 안테나 기술들은 공간 다중화를 이용함으로써 데이터 레이트들을 상당히 증가시키고, 및/또는 공간-시간 코딩을 적용함으로써 부가적인 다이버시티 이득들을 달성할 수 있다, Foschini, G. J. 및 Gans, M. J.의 "다중 안테나들을 사용할 때 페이딩 환경에서의 무선 통신들의 한계들에 대해(On limits of wireless communications in a fading environment when using multiple antennas)"(1998년 3월, 무선 개인 통신들, vol.6, no.3, 페이지 311-335); Telatar, I. E의 "다중-안테나 가우시안 채널들의 용량(Capacity of multi-antenna Gaussian channels)"(1999년 11월, 전기통신들에 대한 유럽의 트랜잭션들, vol.10, no.6, 페이지 585-595); Alamouti, S. M.의 "무선 통신들을 위한 간단한 송신 다이버시티 기술(A simple transmit diversity technique for wireless communications)"(1998년 10월, 통신들에서의 선택 영역들에 대한 IEEE 저널, vol.16, no.8, 페이지 1451-1458)를 참조하자. 그럼에도 불구하고, 보다 높은 데이터 스루풋 및 보다 높은 스펙트럼 효율성에 대한 계속 증가하는 요구들에 따라, 새로운 시스템 요건들이 제 4 세대(약어로서 4G) 및 비욘드 4G(약어로서 B4G) 무선 네트워크들에 대해 정의되어 왔다. 따라서, 새로운 주요 기술들이 고려될 필요가 있다.
예를 들면, Boudreau, G.; Panicker, J.; Ning Guo; Rui Chang; Neng Wang; Vrzic, S.의 "4G 네트워크들을 위한 간섭 조정 및 소거(Interference Coordination and Cancellation for 4G Networks)"(2009년 4월, IEEE 통신 매거진, vol.47, no.4, 페이지 74-81)에서, 저자들은 4G 네트워크들에서의 간섭 조정이 셀-간 간섭 소거(Inter-Cell Interference Cancellation; ICIC), MIMO, 공간 분할 다중 액세스(SDMA), 적응적 빔포밍, 스피어 디코딩(sphere decoding)과 같은 물리 계층 기술들의 조합에 의해 달성될 수 있음을 보여주며, Larsson, E.G.의 "MIMO 검출 방법들: 작동 방법(MIMO Detection Methods: How They Work)"(2009년 5월, IEEE 신호 프로세싱 매거진, vol.26, no.3, 페이지 91-95), Windpassinger, C.; Lampe, L.; Fischer, R.F.H.; Hehn, T.의 "MIMO 검출기들의 성능 연구(Aperformance study of MIMO detectors)"(2006년 8월, 무선 통신들에 대한 IEEE 트랜잭션들, vol.5, no.8, 페이지 2004-2008), Hochwald, B. M.; ten Brink, S의 "다중-안테나 채널 상에서 근-용량을 달성하는 방법(Achieving Near-Capacity on a Multiple-Antenna Channel)"(2003년 3월, 통신들에 대한 IEEE 트랜잭션들, vol.51, no.3, 페이지 389-399)을 참조하자. 다른 개념들은 네트워크 MIMO이며, Foschini, G.J.; Karakayali, K.; Valenzuela, R.A.의 "거대한 스펙트럼 효율성을 달성하기 위해 다중 안테나 셀룰러 네트워크들을 조정하는 방법(Coordinating multiple antenna cellular networks to achieve enormous spectral efficiency)"(2006년 8월, IEE 회의록 통신들, vol.153, 페이지 548-555), Huang, H.; Trivellato, M.; Hottinen, A.; Shafi, M.; Smith, P.; Valenzuela, R.의 "제한된 네트워크 MIMO 조정을 통한 다운링크 셀룰러 스루풋을 증가시키는 방법(Increasing downlink cellular throughput with limited network MIMO coordination)"(2009년 6월, 무선 통신들에 대한 IEEE 트랜잭션들, vol.8, no.6, 페이지 2983-2989), 및 조정된 다중-포인트 송신 및 수신(CoMP로 축약됨)을 참조하자.
명백하게, 높은 데이터 스루풋, 높은 스펙트럼 효율성, 및 보다 양호한 커버리지에 대한 도전들은 가능하게는 분산된 안테나 기술들, 즉, Mohammed, S.K,; Zaki, A.; Chockalingam, A.; Rajan, B.S.의 "고속 공간-시간 코딩된 대형-MIMO 시스템들: 저-복잡도 검출 및 채널 추정(High-Rate Space-Time Coded Large-MIMO Systems: Low-Complexity Detection and Channel Estimation)(2009년 12월, 신호 프로세싱에서의 선택된 토픽들의 IEEE 저널, vol.3, no.6, 페이지 958-974)을 통해 대형 MIMO 시스템들에서의 새로운 관심을 생성하여 왔으며, 따라서 성능/복잡도 트레이드-오프에 관한 고려사항들을 개선하여 왔다. 다른 한편으로, 기술 및 실리콘 통합 진전들 덕분에, 전력 및 비용 효율적인 검출 알고리즘들을 가진 보다 큰 안테나 어레이 구성들이 실현가능해지고 있다.
선형적 MIMO 검출 알고리즘들, 즉 제로-포싱(Zero-Forcing; ZF로 축약됨), 또는 최소 평균 제곱 에러(Minimum Mean Square Error; MMSE로 축약됨)는 그것들의 낮은 계산 복잡도를 위해 잘 알려져 있으며, McKay, M.R.; Collings, I.B.의 "제로-포싱 수신기들을 가진 MIMO-BICM의 용량 및 성능(Capacity and Performance of MIMO-BICM With Zero-Forcing Receivers)"(2005년 1월, 통신들에 대한 IEEE 트랜잭션들, vol.53, no.1, 페이지 74-83), Seethaler. D.; Matz, G.; Hlawatsch, F.의 "MIMO 비트-인터리빙된 코딩 변조를 위한 효율적인 MMSE-기반 복조기(An Efficient MMSE-Based Demodulator for MIMO Bit-Interleaved Coded Modulation)"(2004년 12월, IEEE 글로벌 원격통신 컨퍼런스 2004(GLOBECOM'O4)의 회의록들에서)를 참조하자. 선형적 검출 알고리즘들은 낮은 계산 요건들을 가질 수 있다. 그럼에도 불구하고, 다이버시티 차수는, 송신 신호 스트림들의 수가 증가한다면, 감소할 것이다. 실제로, MMSE 알고리즘은 블록 페이딩 채널 상태들 하에서 잡음 추정 에러들 및 심각한 열화를 겪으며, ZF 알고리즘들은 MR≤MT가 유지된다면, 잡음 증폭 및 악조건 채널 매트릭스에 대항해야 하며, 여기에서 MR 및 MT는 각각 수신 및 송신 안테나들의 수를 나타낸다.
소프트 채널 디코딩의 문맥에서 최대 우도 검출(Maximum Likelihood Detection; MLD로 축약됨), 또는 최대 사후 확률(Maximum a posteriori Probability; APP로 축약됨) 검출은 상한경계 성능을 전달할 수 있다. 그럼에도 불구하고, 그것의 높은 계산 복잡도는 종종 다음에 또한 초대형 MIMO 시스템들로서 언급되는, 보다 큰 안테나 구성들을 가진 MIMO 시스템들 내에서 제공될 수 없다. 스피어 디코딩은 신호 후보들의 수를 감소시키기 위해 또 다른 성공적인 검출 전략을 제공하며, 상기 참고 문헌들을 참조하자. 일반적으로, 그것은 APP 상한경계 성능에 접근하는 것이 효과적인 해결책이다. 그러나, 스피어 검출의 탐색 깊이는 상이한 채널 실현들에 대하여 상당히 변할 수 있어서, 하드웨어 구현에 대한 도전을 제기한다.
Ariyavisitakul, S.L.; Jun Zheng; Ojard, E; Joonsuk Kim의 "근-용량 MIMO 성능을 위한 서브공간 빔포밍(Subspace Beamforming for Near-Capacity MIMO Performance)"(2008년 11월, 신호 프로세싱에 대한 IEEE 트랜잭션들, vol.56, no.11, 페이지 5729-5733)에서, 서브공간 빔포밍 방법이 제공되며, 여기에서 상기 MIMO 채널 매트릭스는 특정 매트릭스 분해 접근법들에 의해 블록-단위 대각화되어, 공동으로 검출된 데이터 스트림들의 수를 2로 제한한다.
더욱이, 다운링크 송신은 통상적으로 사용자 장비(UE)에서 수신 안테나 소자들의 수의 제한에 의해 제한된다. UE 상에서의 제한된 안테나 간격으로 인해, 계산 요건들 및 다이버시티의 손실은 2개의 중대한 이슈들이다. MIMO 중계 네트워크들은 또 다른 핫 토픽이다. 그러나, 실제로, 상기 중계 네트워크는 포워드 또는 피드백 에러, 및 송신 지연에 대항해야 한다.
실시예들은 단일 사용자 MIMO가 다운링크 스루풋을 증가시킬 수 있지만, 사용자 장비에서 획득될 수 있는 독립적인 신호 카피들의 제한된 수로 인해 제한된다는 결과에 기초할 수 있다. UE 상에서의 제한된 안테나 간격으로 인해 제한된 다이버시티 이외에, 상기 계산 요건들은 다른 중대한 이슈들이다. 그러므로, 실시예들은 다수의 이동 트랜시버들의 수신 신호들이 다이버시티의 손실을 극복하기 위해 사용될 수 있으며, 이동 트랜시버들이 동일한 기지국으로부터 하지만 다른 이동 트랜시버들에 의해 수신된 다른 수신 신호들을 이용하여 이동 통신 시스템들에서 다운링크 용량을 추가로 이용할 수 있다는 결과에 또한 기초할 수 있다. 실시예들은 초대형 MIMO를 단독으로 이용할 수 없을 수 있는 이동 트랜시버들로 하여금 협조할 수 있도록 하며, 그것과 함께 개개의 다운링크 용량들의 합계 용량보다 높은 용량을 가진 보다 큰 MIMO 시스템을 가능하게 할 수 있다. 다시 말해서, 실시예들은 다수의 이동 트랜시버들의 수신된 신호들의 이용을 가능하게 하며 그것과 함께 MIMO 시스템을 수립할 수 있게 할 수 있다. 몇몇 실시예들에서, 장치는 다수의 이동 트랜시버들과 통신하고, 상기 다수의 이동 트랜시버들로부터의 다수의 수신 신호 벡터들을 수신하며, 그것과 함께 MIMO 시스템으로서 다수의 수신 신호들을 이용할 수 있다. 다른 실시예들에서, 이러한 장치는 이동 트랜시버 국에 포함될 수 있다.
실시예들은 제 1 이동 트랜시버의 제 1 데이터 신호에 대한 제 1 데이터 검출 정보 및 제 2 이동 트랜시버의 제 2 데이터 신호에 대한 제 2 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치를 제공한다. 상기 장치는 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하고, 상기 제 1 이동 트랜시버로부터 제 1 수신 신호 벡터를 수신하기 위한 수단을 포함하며, 상기 제 1 수신 신호는 상기 제 1 이동 트랜시버에 의해 기지국 트랜시버로부터 수신된다. 상기 장치는 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하고, 상기 제 2 트랜시버로부터 제 2 수신 신호 벡터를 수신하기 위한 수단을 더 포함하며, 상기 제 2 수신 신호는 상기 제 2 이동 트랜시버에 의해 상기 기지국 트랜시버로부터 수신된다.
상기 장치는 상기 제 1 수신 신호 벡터 및 상기 제 2 수신 신호 벡터에 기초하여 상기 제 1 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보 및 상기 제 2 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 결정하기 위한 수단을 더 포함할 수 있다. 또한, 상기 장치는 상기 제 1 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 상기 제 1 이동 트랜시버에 제공하고, 상기 제 2 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 상기 제 2 이동 트랜시버에 제공하기 위한 수단을 포함할 수 있다. 상기 데이터 검출 정보는 상기 제 1 또는 제 2 데이터 신호에 대한 신뢰성 정보, 예를 들면, 로그-우도-비와 같은 데이터의 확률에 대한 정보, 검출된 데이터 자체에 대한 정보 등에 대응할 수 있다. 다른 실시예들에서, 상기 데이터 검출 정보는 임의의 정보에 대응할 수 있으며, 이것은 그것의 데이터 신호를 검출하도록 이동 트랜시버를 돕거나 또는 보조한다. 예를 들면, 변경된 채널 추정치와 함께 변경된 수신 신호는 데이터 검출 정보로서 제공될 수 있으며, 여기에서 상기 변경된 양들은 이동 트랜시버로 하여금 그것의 데이터 신호를 보다 신뢰성 있게 검출하게 할 수 있을 것이다. 다시 말해서, 상기 장치는 변경된 수신 신호 및 변경된 채널 추정치를 데이터 검출 정보로서 이동 트랜시버에 제공할 수 있으며, 여기에서 간섭은 이동 트랜시버의 원래 수신 신호 및 원래 채널 추정치와 비교하여 감소될 수 있다.
실시예들에서, 상기 결정하기 위한 수단은 상기 제 1 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서 제 1 추정된 무선 채널을 결정하기 위해 및 상기 제 2 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서 제 2 추정된 무선 채널을 결정하기 위해 적응될 수 있다. 상기 결정하기 위한 수단은 또한 상기 제 1 추정된 무선 채널에 대한 정보 및 상기 제 2 추정된 무선 채널에 대한 정보에 기초하여 상기 제 1 데이터 신호에 대응하는 데이터 검출 정보 및 상기 제 2 데이터 신호에 대응하는 데이터 검출 정보를 결정하기 위해 적응될 수 있다.
상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단은 또한 상기 제 1 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서 상기 제 1 이동 트랜시버로부터의 상기 제 1 추정된 무선 채널에 대한 정보를 수신하기 위해 적응될 수 있으며 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단은 상기 제 2 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서 상기 제 2 이동 트랜시버로부터의 상기 제 2 추정된 무선 채널에 대한 정보를 수신하기 위해 적응될 수 있다.
상기 제 1 추정된 무선 채널은 상기 기지국 트랜시버에서의 복수의 송신 안테나들 및 상기 제 1 이동 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들 사이에서의 다중-입력-다중-출력 무선 채널을 나타낼 수 있다. 상기 제 2 추정된 무선 채널에 대한 정보는 상기 기지국 트랜시버에서의 복수의 송신 안테나들 및 상기 제 2 이동국 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들 사이에서의 다중-입력-다중-출력 무선 채널을 나타낼 수 있다.
상기 제 1 수신 신호 벡터는 상기 제 1 이동 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들에서 수신된 복수의 수신 신호들을 나타낼 수 있으며, 상기 제 2 수신 신호 벡터는 상기 제 2 이동 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들에서 수신된 복수의 수신 신호들을 나타낼 수 있다. 다시 말해서, 상기 장치는 개개의 이동 트랜시버 국들에 의해 수립된 개개의 MIMO 시스템들에 기초하여 보다 큰 규모로 MIMO 시스템을 형성할 수 있다.
상기 결정하기 위한 수단은 제 1 무선 채널 매트릭스로서 제 1 무선 채널 추정치 및 제 2 무선 채널 매트릭스로서 제 2 무선 채널 추정치를 결정하기 위해 적응될 수 있다. 상기 결정하기 위한 수단은 또한 상기 기지국에서의 상기 복수의 송신 안테나들 및 상기 제 1 및 제 2 이동 트랜시버에서의 상기 복수의 수신 안테나들 사이에서의 무선 채널 매트릭스를 결정하기 위해 적응될 수 있으며, 상기 무선 채널 매트릭스는 상기 기지국 트랜시버에서의 복수의 송신 안테나들 중 하나 및 상기 제 1 및 제 2 이동 트랜시버에서의 상기 복수의 수신 안테나들 중 하나의 각각의 조합에 대한 적어도 하나의 채널 계수를 가진다. 그러므로, 상기 장치에 의해 형성된 MIMO 시스템은 상기 기지국 트랜시버 및 모든 고려된 이동 트랜시버들의 모든 수신 안테나들 사이에서의 MIMO 시스템에 대응할 수 있다.
상기 결정하기 위한 수단은 또한 데이터 신호들의 서브세트들을 결정하기 위해 및 데이터 신호들의 각각의 서브세트에 대한 하나의 서브-매트릭스(sub-matrix)를 결정하기 위해 적응될 수 있으며, 여기에서 상기 데이터 신호들의 각각은 상기 서브세트들 중 적어도 하나에 포함된다. 상기 결정하기 위한 수단은 각각의 서브세트에 대한 변경된 수신 신호들을 생성하기 위한 수단, 각각의 서브세트에서의 각각의 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 산출하기 위한 수단을 더 포함할 수 있다. 상기 결정하기 위한 수단은 또한 각각의 서브세트에서 각각의 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보에 기초하여 상기 제 1 및 제 2 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 결정하기 위해 적응될 수 있다.
상기 결정하기 위한 수단은 상기 복수의 수신 신호 벡터들 및 채널 매트릭스에 기초하여 제 1 및 제 2 데이터 신호에 대한 품질 정보를 결정함으로써 상기 서브세트들을 결정하기 위해 적응될 수 있으며, 서브-매트릭스는 상기 품질 정보에 기초하여 상기 채널 매트릭스로부터 선택된 계수들의 서브세트에 기초한다.
서브-매트릭스는 상기 채널 매트릭스에 대한 재순서화 동작에 기초한 및 상기 품질 정보 및 상기 채널 매트릭스의 후속 분해에 기초한 삼각 매트릭스일 수 있다. 서브-매트릭스는 재순서화 동작들에 따라 재순서화된 채널 매트릭스의 분해로부터 기인한 삼각 매트릭스의 서브-매트릭스일 수 있으며, 여기에서 재순서화 동작은 각각의 서브세트에 대해 상이할 수 있다. 상기 재순서화는 송신 신호들의 서브세트의 선택에 대응할 수 있으며, 상기 송신 신호들의 서브세트는 품질 정보에 기초하여 선택될 수 있으며, 제 1 재순서화 동작에서, 상기 품질 정보가 제 1 데이터 신호에 대한 최상의 품질을 표시하는 송신 신호들이 선택되며, 제 2 재순서화 동작에서, 상기 품질 정보가 상기 제 2 데이터 신호에 대한 최상의 품질을 표시하는 송신 신호들이 선택되거나, 또는 상기 품질 정보가 상기 제 2 데이터 신호에 대한 것보다 상기 제 1 데이터 신호에 대해 보다 양호한 품질을 표시하고, 여기에서 상기 제 2 데이터 신호는 재순서화 동작들 양쪽 모두에서 또는 양쪽 서브세트들에 대해 선택된다.
상기 매트릭스 분해들은 QR-분해 또는 촐레스키-분해(Cholesky-decomposition)에 대응할 수 있다. 상기 생성하기 위한 수단은 매트릭스 분해의 결과에 기초하여 상기 변경된 수신 신호들을 생성하기 위해 적응될 수 있다. 상기 결정하기 위한 수단은 데이터 검출 정보로서 상기 제 1 및 제 2 데이터 신호의 송신 심볼들의 로그-우도-비들을 산출하기 위해 적응될 수 있다. 상기 제공하기 위한 수단은 상기 변경된 수신 신호들의 서브세트 및 상기 매트릭스 분해의 결과의 적어도 일 부분을 데이터 검출 정보로서 상기 제 1 또는 제 2 이동 트랜시버에 제공하기 위해 적응될 수 있다. 이러한 일 실시예에서, 상기 매트릭스 분해는 결과가 상기 제 1 또는 제 2 이동 트랜시버의 데이터 신호들의 모두를 나타내도록 하기 위한 것일 수 있으며, 따라서 상기 변경된 수신 신호들은 상기 제 1 또는 제 2 이동 트랜시버의 모든 데이터 신호들을 나타낼 수 있다. 따라서, 상기 제 1 또는 제 2 트랜시버 국에 제공될 때, APP-검출은 각각의 이동 트랜시버 국에서 실행될 수 있다.
실시예들은 또한 제 1 이동 트랜시버의 제 1 데이터 신호에 대한 제 1 데이터 검출 정보 및 제 2 이동 트랜시버의 제 2 데이터 신호에 대한 제 2 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 방법을 제공할 수 있다. 상기 방법은 상기 제 1 이동 트랜시버로부터 제 1 수신 신호 벡터를 수신하기 위해 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하는 단계로서, 상기 제 1 수신 신호는 상기 제 1 이동 트랜시버에 의해 기지국 트랜시버로부터 수신되는, 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하는 단계 및 상기 제 2 트랜시버로부터 제 2 수신 신호 벡터를 수신하기 위해 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하는 단계로서, 상기 제 2 수신 신호는 상기 제 2 이동 트랜시버에 의해 상기 기지국 트랜시버로부터 수신되는, 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 상기 제 1 수신 신호 벡터 및 상기 제 2 수신 신호 벡터에 기초하여 상기 제 1 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보 및 상기 제 2 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 결정하는 단계를 더 포함한다. 상기 방법은 상기 제 1 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 상기 제 1 이동 트랜시버에 제공하는 단계 및 상기 제 2 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 상기 제 2 이동 트랜시버에 제공하는 단계를 포함한다.
실시예들은 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 또는 프로세서상에서 실행될 때 상기 방법들 중 하나를 수행하기 위한 프로그램 코드를 가진 컴퓨터 프로그램을 더 포함할 수 있다.
몇몇 다른 특징들 또는 양상들은 단지 예로서, 및 첨부한 도면들을 참조하여 장치들 및/또는 방법들 및/또는 컴퓨터 프로그램들의 다음의 비-제한적인 실시예들을 사용하여 설명될 것이다.
본 발명의 실시예들은 다수의 이동 트랜시버들의 수신된 신호들의 이용을 가능하게 하며 그것과 함께 MIMO 시스템을 수립할 수 있게 할 수 있다.
도 1a는 장치의 일 실시예의 블록도.
도 2b는 방법의 일 실시예의 흐름도.
도 1c는 전기 자동차들을 위한 충전소에서 하나의 시나리오에서의 일 실시예를 예시하는 도면.
도 2는 서브세트에 의해 결정된 MIMO 서브공간들을 예시하는 도면.
도 3은 유니코딩된 BER 대 SNR을 도시하는, 실시예들에 대해 획득된 시뮬레이션 결과들을 예시하는 도면.
도 4는 달성가능한 레이트들 대 SNR을 도시하는, 실시예들에 대해 획득된 시뮬레이션 결과들을 예시하는 도면.
도 5는 유니코딩된 BER 대 SNR을 도시하는, 실시예들에 대해 획득된 시뮬레이션 결과들을 예시하는 도면.
도 6은 달성가능한 레이트들 대 SNR을 도시하는, 실시예들에 대해 획득된 시뮬레이션 결과들을 예시하는 도면.
도 7a는 방법을 제공한 일 실시예의 의사 코드를 예시하는 도면.
도 7b는 방법의 일 실시예의 흐름도.
도 7c는 방법을 제공한 또 다른 실시예의 흐름도.
도 8a는 링크 레벨 시뮬레이션 파라미터 설정들을 예시하는 도면.
도 8b는 실제 곱셈들, 덧셈들, 및 나눗셈들에 대하여 계산 복잡도를 고려한 실시예들의 비교를 예시하는 도면.
도 8c는 정규화된 계산 복잡도를 고려한 실시예들의 성능 비교를 예시하는 도면.
도 1a는 제 1 이동 트랜시버의 제 1 데이터 신호에 대한 제 1 데이터 검출 정보 및 제 2 이동 트랜시버의 제 2 데이터 신호에 대한 제 2 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치(100)의 일 실시예의 블록도를 도시한다. 상기 장치는 상기 제 1 이동 트랜시버로부터 제 1 수신 신호 벡터를 수신하기 위해 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(110)을 포함하며, 상기 제 1 수신 신호는 상기 제 1 이동 트랜시버에 의해 기지국 트랜시버로부터 수신된다. 상기 장치(100)는 상기 제 2 트랜시버로부터 제 2 수신 신호 벡터를 수신하기 위한 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(120)을 더 포함하며, 상기 제 2 수신 신호는 상기 제 2 이동 트랜시버에 의해 상기 기지국 트랜시버로부터 수신된다. 다시 말해서, 상기 장치(100)는 2명의 사용자들로부터 수신 신호들을 수신함으로써 2명의 상이한 사용자들에 전용된 2개의 데이터 신호들에 대한 데이터 검출 정보를 결정 또는 검출할 수 있다. 상기 제 1 사용자에 의해 수신된 상기 제 1 수신 신호가 또한 상기 제 2 사용자에 전용된 신호를 포함하기 때문에, 동일한 무선 리소스들을 사용하지만, 상기 제 1 사용자에 의한 간섭으로서 경험될 때, 상기 장치(100)는 양쪽 수신 신호들로부터의 다이버시티 이득을 이용할 수 있다.
상기 장치(100)는 상기 제 1 수신 신호 벡터에 기초하여 및 상기 제 2 수신 신호 벡터에 기초하여 상기 제 1 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보 및 상기 제 2 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 결정하기 위한 수단(130)을 더 포함한다. 상기 데이터 검출 정보는 상기 검출된 데이터 신호들에, 로그-우도-비들에, 상기 데이터에 대한 확률 또는 신뢰성 정보 등에 대응할 수 있다. 다른 실시예들에서, 상기 데이터 검출 정보는 임의의 정보에 대응할 수 있으며, 이것은 상기 이동 트랜시버가 보다 양호한 품질 또는 보다 높은 신뢰성을 갖고 그것의 데이터 신호를 검출할 수 있게 한다. 그러므로 이러한 정보는 이동 트랜시버에서 데이터 검출을 돕거나 또는 개선할 수 있다. 예를 들면, 변경된 채널 추정치와 함께 변경된 수신 신호들은 데이터 검출 정보로서 제공될 수 있으며, 여기에서 상기 변경된 양들은 상기 이동 트랜시버가 그것의 데이터 신호를 보다 신뢰성 있게 검출할 수 있게 할 것이다. 상기 변경된 양들은 변경된 MIMO 시스템을 수립할 수 있으며, 이것은 전체 MIMO 시스템, 즉 상기 이동 트랜시버들의 모든 수신 안테나들로 구성된 MIMO 시스템보다 규모가 더 작을 수 있다. 상기 변경된 MIMO는 감소된 간섭을 포함할 수 있으며, 즉 상기 장치는 예로서 매트릭스 변경들을 통해, 변경된 MIMO 시스템을 결정할 수 있으며, 이것은 그 후 이동 트랜시버에 제공된다. 다시 말해서, 상기 장치는 변경된 수신 신호 및 변경된 채널 추정치를 데이터 검출 정보로서 이동 트랜시버에 제공할 수 있으며, 여기에서 간섭은 이동 트랜시버의 원래 수신 신호 및 원래 채널 추정치와 비교하여 감소될 수 있다.
게다가, 상기 장치(100)는 상기 제 1 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 제 1 이동 트랜시버에 제공하기 위한 및 상기 제 2 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 제 2 이동 트랜시버에 제공하기 위한 수단(140)을 포함할 수 있다. 보다 간단한 단어들로 요약하면, 상기 장치(100)의 실시예들은 다수의 이동 트랜시버들에 의해 수신된 수신 신호들을 사용할 수 있다. 다수의 수신 신호들로부터 대응하는 다수의 데이터 신호들에 대한 정보 또는 데이터 검출 정보는 MIMO 시스템에서와 같이 상기 다수의 수신 신호들의 다이버시티 이득을 이용하여 결정되거나 또는 검출될 수 있다. 그와 함께, (예로서, 이동 단말기들에서) 밀접하게 이격된 수신 안테나들로부터 발생하는 문제들은 극복될 수 있다.
실시예들은 제 1 이동 트랜시버의 제 1 데이터 신호에 대한 제 1 데이터 검출 정보 및 제 2 이동 트랜시버의 제 2 데이터 신호에 대한 제 2 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 대응 방법을 제공할 수 있다. 도 1b는 방법의 일 실시예의 흐름도를 도시하며, 이것은 상기 제 1 이동 트랜시버로부터 제 1 수신 신호 벡터를 수신하기 위해 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하는 단계(210)를 포함하며, 상기 제 1 수신 신호는 상기 제 1 이동 트랜시버에 의해 기지국 트랜시버로부터 수신된다. 게다가 상기 방법은 상기 제 2 트랜시버로부터 제 2 수신 신호 벡터를 수신하기 위해 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하는 단계(220)를 포함하며, 상기 제 2 수신 신호는 상기 제 2 이동 트랜시버에 의해 상기 기지국 트랜시버로부터 수신된다. 상기 방법은 상기 제 1 수신 신호 벡터 및 상기 제 2 수신 신호 벡터에 기초하여 상기 제 1 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보 및 상기 제 2 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 결정하는 단계(230)를 더 포함한다. 상기 방법은 상기 제 1 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 상기 제 1 이동 트랜시버에 제공하는 단계(240) 및 상기 제 2 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 상기 제 2 이동 트랜시버에 제공하는 단계(250)를 더 포함한다. 실시예들은 또한 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 또는 프로세서상에서 실행될 때 여기에 설명된 상기 방법들 중 하나를 수행하기 위한 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램을 제공할 수 있다.
도 1c는 전기 자동차들을 위한 충전소에서 하나의 시나리오에서의 일 실시예를 예시한다. 도 1c에서, 장치(100)의 일 실시예가 예를 들면 전기 자동차들을 위한 충전소에 위치된다. 상기 장치(100)는 예로서 랩탑 컴퓨터(160), 셀 전화기(162), 2대의 자동차들(164, 166) 등과 같이, 다수의 이동 트랜시버들에 의해 둘러싸여진다. 도면에 도시된 배선에 의해 표시된 바와 같이, 이 실시예에서, 통신 수단들(110, 120)은 이동 트랜시버 국들과 유선 방식으로 통신하도록 적응된다. 다른 실시예들에서, 예로서 NFC(Near-Field-Communication; 근거리장 통신을 위한 약어)-인터페이스들, 블루투스-인터페이스들, WLAN(무선 근거리 네트워크에 대한 약어)-인터페이스들 등과 같은 다른 인터페이스들이 통신하기 위한 수단으로서 사용될 수 있다. 예로서, 도 1c에서의 상기 랩탑 컴퓨터(160)와 같이, 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(110)은 예로서, 도 1c에서의 자동차(166)와 같이, 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(120)과 동일하지 않을 수 있다. 몇몇 실시예들에서, 상기 수단들(110, 120)은 동일한 유선 또는 무선 인터페이스로서 구현될 수 있으며, 다른 실시예들에서 그것들은 상이한 인터페이스들로서 구현될 수 있고, 특히 하나는 다른 하나가 무선인 동안 유선일 수 있다. 나중에 상세히 설명될 바와 같이, 몇몇 실시예들에서, 상기 장치(100)는 제 1 또는 제 2 이동 트랜시버에, 예로서 셀 전화기 또는 자동차에 포함될 수 있으며, 그 후 통신하기 위한 상기 수단들(110, 120) 중 하나는 동일한 하우징에 구현된 수신기 수단에 대한 내부 연결에 대응할 수 있는 반면, 통신하기 위한 다른 수단은 또 다른 이동 트랜시버에 대한 유선 또는 무선 연결에 대응할 수 있다.
도 1c는 또한 신호들을 상기 이동 트랜시버들(160, 162, 164, 166)에 송신하는 기지국 트랜시버(170)를 도시한다. 상기 장치(100)의 실시예는 랩탑(160), 스마트폰(162), 자동차(164) 및 전기 자동차(166) 등과의 공통 인터페이스들을 포함할 수 있다. 상기 장치(100)는 상기 공통 인터페이스와의 연결을 통해 사용자들(160 내지 166)과 통신할 수 있다. 상기 장치(100)는 그 일부가 나중에 실시예들의 추가 설명에서 상세히 설명될, MIMO 검출 알고리즘들에 관한, 계산 조정 능력을 가질 수 있다. 도 1c의 시나리오는 장치(100)의 일 실시예는 특정 트래픽 요구를 갖는 위치에, 예로서 전기 자동차들의 충전소에, 기차에, 다른 자동차들 또는 상기 자동차에서의 다수의 이동 디바이스와의 조정을 위한 자동차에, 임의의 핫 스팟 등에 위치될 수 있음을 예시한다.
추가 설명을 위해, 상기 기지국 트랜시버(170)에서의 안테나들의 수는 MT로 나타내어지고, 초대형 또는 구성된 MIMO 시스템에서의 수신 안테나들의 합계는 다음에 의해 주어질 수 있다는 것이 가정되며,
Figure pct00001
여기에서
Figure pct00002
은 제 i 사용자 장비 또는 이동 트랜시버의 수신 안테나들의 수를 나타낸다. MT×MR 초대형 MIMO 시스템에서 총 L개의 활성 사용자 장비들이 존재한다.
상기 장치(100)의 일 실시예 및 상기 이동 트랜시버들 사이에서의 기능은 어느 정도 공유될 수 있다. 예를 들면, 몇몇 실시예들에서, 상기 결정하기 위한 수단(130)은 상기 제 1 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서의 제 1 추정된 무선 채널을 결정하기 위해 및 상기 제 2 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서의 제 2 추정된 무선 채널을 결정하기 위해 적응될 수 있다. 다시 말해서, 상기 이동 트랜시버들의 각각에 대한 개개의 무선 채널들은 상기 실시예에 의해 결정되거나 또는 이용될 수 있다. 게다가, 상기 결정하기 위한 수단(130)은 또한 상기 제 1 추정된 무선 채널에 대한 정보 및 상기 제 2 추정된 무선 채널에 대한 정보에 기초하여 상기 제 1 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보 및 상기 제 2 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 결정하기 위해 적응될 수 있다. 이러한 일 실시예에서, 상기 개개의 무선 채널들은 상기 개개의 이동 트랜시버들 자체에 의해 또는 상기 장치(100)에 의해 결정될 수 있다.
그러므로, 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(110)은 또한 상기 제 1 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서 상기 제 1 이동 트랜시버로부터 상기 제 1 추정된 무선 채널에 대한 정보를 수신하기 위해 적응될 수 있다. 그 결과, 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(120)은 또한 상기 제 2 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서 상기 제 2 이동 트랜시버로부터의 상기 제 2 추정된 무선 채널에 대한 정보를 수신하기 위해 적응될 수 있다.
더욱이, 상기 이동 트랜시버들의 각각은 다수의 수신 안테나들을 동작시킬 수 있으며, 즉 상기 다수의 이동 트랜시버들의 각각은 개개의 MIMO 시스템을 수립할 수 있다. 상기 제 1 추정된 무선 채널은 상기 기지국 트랜시버에서의 복수의 송신 안테나들 및 상기 제 1 이동 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들 사이에서의 다중-입력-다중-출력 무선 채널을 나타낼 수 있다. 결과적으로, 상기 제 1 수신 신호 벡터는 상기 제 1 이동 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들에서 수신된 복수의 수신 신호들을 나타낼 수 있다. 따라서, 상기 제 2 추정된 무선 채널에 대한 정보는 상기 기지국 트랜시버에서의 복수의 송신 안테나들 및 상기 제 2 이동국 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들 사이에서의 다중-입력-다중-출력 무선 채널을 나타낼 수 있으며, 상기 제 2 수신 신호 벡터는 상기 제 2 이동 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들에서 수신된 복수의 수신 신호들을 나타낼 수 있다. 다시 말해서, 상기 결정하기 위한 수단(130)은 상기 이동 트랜시버들에 의해 제공된 수신 신호 벡터들에 기초하여 채널 추정을 실행할 수 있다. 다른 실시예들에서, 상기 이동 트랜시버는 그것들 개개의 채널들 스스로를 추정할 수 있으며 그 결과들을 상기 장치(100)에 제공할 수 있다.
상기 결정하기 위한 수단(130)은 제 1 무선 채널 매트릭스로서 제 1 무선 채널 추정치 및 제 2 무선 채널 매트릭스로서 제 2 무선 채널 추정치를 결정하기 위해 적응될 수 있다. 더욱이, 상기 결정하기 위한 수단(130)은 상기 기지국에서의 복수의 송신 안테나들 및 상기 제 1 및 제 2 이동 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들 사이에서의 무선 채널 매트릭스(H)를 결정하기 위해 적응될 수 있으며, 상기 무선 채널 매트릭스(H)는 상기 기지국 트랜시버에서의 복수의 송신 안테나들 중 하나 및 상기 제 1 및 제 2 이동 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들 중 하나의 각각의 조합에 대한 적어도 하나의 채널 계수를 가진다. 다시 말해서, 상기 결정하기 위한 수단(130)은 상기 기지국 트랜시버에서의 다수의 송신 안테나들 및 상기 다수의 이동 트랜시버들에 걸쳐 분포된 다수의 수신 안테나들 사이에서의 MIMO 무선 채널을 표현하는, 전체 무선 채널 매트릭스(H)를 결정할 수 있다.
상기 결정하기 위한 수단(130)은 또한 데이터 신호들의 서브세트들을 결정하기 위해, 및 데이터 신호들의 각각의 서브세트에 대한 하나의 서브-매트릭스를 결정하기 위해 적응될 수 있으며, 여기에서 상기 데이터 신호들의 각각은 상기 서브세트들 중 적어도 하나에 포함된다. 즉, 상기 수단(130)은 또한 신호들의 서브세트들에서의 MIMO 신호들의 전체 세트를 검출하는 문제를 세분할 수 있으며, 세분된 MIMO 무선 채널은 서브-매트릭스에 의해 표현될 수 있다.
상기 결정하기 위한 수단(130)은 각각의 서브세트에 대한 변경된 수신 신호들을 생성하기 위한 수단, 각각의 서브세트에서 각각의 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 산출하기 위한 수단을 더 포함할 수 있으며, 상기 결정하기 위한 수단(130)은 또한 각각의 서브세트에서의 각각의 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보에 기초하여 상기 제 1 및 제 2 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 결정하기 위해 적응될 수 있다. 다시 말해서, 상기 MIMO 시스템은 다수의 보다 작은 크기의 서브-MIMO 시스템들로 세분될 수 있으며, 이것은 그 후 개별적으로 분해될 수 있으며, 그 결과들은 그 후 전체 결과를 획득하기 위해 조합될 수 있다.
상기 결정하기 위한 수단(130)은 복수의 수신 신호 벡터들 및 채널 매트릭스(H)에 기초하여 상기 제 1 및 제 2 데이터 신호에 대한 품질 정보를 결정함으로써 상기 서브세트들을 결정하기 위해 적응될 수 있으며, 서브-매트릭스는 상기 품질 정보에 기초하여 상기 채널 매트릭스(H)로부터 선택된 계수들의 서브세트에 기초한다. 다시 말해서, 상기 수신 신호들의 서브세트들은 상기 수신 신호들의 품질을 평가함으로써, 예를 들면, ZF, MMSE 등과 같은 선형 필터링 기술들에 의해 결정될 수 있다.
다음으로, MT×MR IMO 시스템이 다음의 식에 의해 주어진다고 가정된다.
Figure pct00003
.
상기 송신 신호 벡터는 s로서 나타내어진다. 부가적으로, 그것은
Figure pct00004
및 Es=1을 유지한다. 벡터(n)는 부가 백색 가우시안 잡음(약어로서 AWGN)을 나타내고,
Figure pct00005
이다. 상기 MIMO 무선 채널 매트릭스는 H이며, 송신 안테나(i) 및 수신 안테나(j) 사이에서의 무선 채널을 표현하는 그것의 임의의 요소(
Figure pct00006
)는 독립적이며 동일하게 분산된 복합 가우시안 분포, 즉
Figure pct00007
를 따른다.
상기 설명된 바와 같이, 실시예들은 복수의 수신 신호들로부터 제 1 및 제 2 데이터 신호를 검출할 수 있으며, 상기 제 1 및 제 2 데이터 신호는 복수의 송신 안테나들을 사용하여 송신되고 상기 이동 트랜시버들에서의 복수의 수신 안테나들을 사용하여 수신되는 복수의 송신 데이터 신호들에 포함된다. 상기 무선 채널 매트릭스(H)는 복수의 송신 안테나들 및 복수의 수신 안테나들 사이에서의 무선 채널을 표현하며, 상기 무선 채널 매트릭스(H)는 상기 복수의 송신 안테나들 중 하나 및 상기 복수의 수신 안테나들 중 하나의 각각의 조합에 대한 적어도 하나의 채널 계수를 가진다. 상기 결정하기 위한 수단(130)은 상기 무선 채널 매트릭스(H)에 기초하여 제 1 및 제 2 서브-매트릭스를 결정할 수 있으며, 상기 제 1 및 제 2 서브-매트릭스는 무선 채널 매트릭스(H)보다 적은 계수들을 가지며 상기 제 1 및 제 2 서브-매트릭스는 상이한 계수들을 가진다. 다시 말해서, 다수의 서로 상이한 서브-매트릭스들이 고려될 수 있다.
상기 생성하기 위한 수단은 상기 무선 채널 매트릭스에 기초하여 및 상기 제 1 및 제 2 서브-매트릭스에 기초하여 변경된 제 1 및 제 2 수신 신호들을 생성할 수 있다. 상기 산출하기 위한 수단은 상기 제 1 서브-매트릭스 및 상기 변경된 제 1 수신 신호들에 기초하여 제 1 및 제 2 데이터 신호에 대한 제 1 데이터 검출 정보를 산출할 수 있으며, 상기 제 2 서브-매트릭스 및 상기 변경된 제 2 수신 신호들에 기초하여 상기 제 1 및 제 2 데이터 신호에 대한 제 2 데이터 검출 정보를 산출할 수 있다. 상기 장치(100)는 또한 상기 제 1 및 제 2 데이터 검출 정보에 기초하여 제 1 및 제 2 데이터 신호를 검출할 수 있다.
실시예들에서, 상기 장치(100)는 상기 복수의 송신 안테나들 및 상기 복수의 수신 안테나들 사이에서의 무선 채널 매트릭스(H)를 추정하기 위한 수단을 더 포함할 수 있다. 다시 말해서, 몇몇 실시예들에서, 상기 무선 채널 추정치는 외부로부터, 예로서 무선 트랜시버로부터 제공받을 수 있다. 다른 실시예들에서, 무선 채널 추정기가 장치(100)에 포함될 수 있다. 실시예들에서, 상기 장치는 제 1 및 제 2 데이터 신호를 검출하기 위한 수단을 포함할 수 있다. 몇몇 실시예들에서, 상기 장치(100)는 그러므로 출력부에서의 검출을 위한 신호를 제공할 수 있거나, 또는 그것은 검출기 자체를 포함할 수 있고 각각 데이터 신호, 신뢰성 정보 또는 데이터 검출 정보를 제공할 수 있다.
실시예들에서, 상기 결정하기 위한 수단(130)은 상기 복수의 수신 신호들 및 상기 무선 채널 매트릭스(H)에 기초하여 상기 제 1 및 제 2 데이터 신호에 대한 품질 정보를 결정함으로써 제 1 및 제 2 서브-매트릭스를 결정하기 위해 적응될 수 있으며, 상기 제 1 및 제 2 서브-매트릭스는 상기 품질 정보에 기초하여 상기 무선 채널 매트릭스(H)의 변경에 기초한다. 이러한 품질 정보는 상이한 실시예들에서 상이하게 획득될 수 있다. 하나의 가능성은 로그-우도-비일 것이며, 예로서 ZF-필터링 또는 ZF-등화에 의해 획득될 것이다.
ZF 등화-기반 검출에서, 상기 ZF 등화 매트릭스는 다음에 의해 주어질 수 있다.
Figure pct00008
그러므로, 상기 검출된 신호는 다음에 의해 표현될 수 있으며,
Figure pct00009
여기에서
Figure pct00010
은 필터링된 잡음 벡터를 나타낸다. 벡터의 공분산(nZF)을 고려하자. 그것은 다음과 같이 간단히 산출된다.
Figure pct00011
그러므로, 제 k 송신 데이터 스트림의 순시적 ZF 후-처리 잡음 분산은 다음에 의해 근사될 수 있다.
Figure pct00012
더욱이, 상기 ZF 후-처리 잡음은 여전히 복합 가우시안 분포를 따른다고 가정한다. 안테나 검출마다 ZF를 고려할 때, 제 k 송신 데이터 스트림에서의 제 j 비트의 로그-우도 비(LLR)는 다음에 의해 주어질 수 있으며,
Figure pct00013
여기에서, ai는 제 i 신호 성상을 나타내며,
Figure pct00014
및
Figure pct00015
은 그것의 제 j 비트가 각각 1 및 0인 성상 후보들의 서브세트들을 나타낸다. 실시예들에서, 상기 LLR은 품질 정보로서 사용될 수 있으며, 그것에 기초하여 서브세트들 및 각각의 서브-매트릭스들이 결정될 수 있다.
선형 검출 알고리즘들, 예로서 최소 평균 제곱 에러(MMSE), 제로-포싱(ZF)은 낮은 계산 요건을 가진다. 그럼에도 불구하고, 다이버시티 차수는 송신 신호 스트림들의 수가 증가한다면 감소할 것이다. 실제로, MMSE 알고리즘은 블록 페이딩 채널 하에서 잡음 추정 에러 및 심각한 열화를 겪고 있고, ZF 알고리즘은 MR≤MT가 유지된다면, 잡음 증폭 및 악조건 채널 매트릭스에 대항해야 하며, 여기에서 MR 및 MT는 각각 수신 및 송신 안테나들의 수를 나타낸다. 실시예들에서, 이러한 알고리즘들은 품질 정보의 평가를 위해 이용될 수 있는데, 서브세트들 및 각각의 서브-매트릭스들은 이러한 품질 정보에 기초하여 결정될 수 있다.
최대 우도 검출(Maximum Likelihood Detection; MLD) 알고리즘으로서 또한 나타내어지는, APP 검출 알고리즘은 상한경계 성능을 전달한다. 그럼에도 불구하고, 그것의 매우 높은 계산 요건은 초대형 MIMO 시스템들 내에서 제공되지 않을 수 있다. 스피어 디코딩(sphere decoding)은 신호 후보들의 수를 감소시키기 위해 검출 전략을 제공한다. 일반적으로, 그것은 APP 상한경계 성능에 도달하기 위한 효과적인 해결책이다. 그럼에도 불구하고, MIMO 검출의 탐색 깊이는 상이한 채널 실현들에 대하여 때때로 변한다. 따라서, 이것은 하드웨어 구현에 부정적인 영향을 미칠 것이다. 그러므로 실시예들은 신호들의 서브세트를 결정하기 위해 상기 선형 검출 알고리즘들 중 하나를 사용할 수 있으며, 그것은 그 후 APP를 사용하여 검출될 수 있다.
상기 APP 알고리즘은 조건부 확률 밀도 함수를 고려할 때, 상기 MT 송신 데이터 스트림들을 공동으로 검출할 수 있으며,
Figure pct00016
여기서,
Figure pct00017
는 임의 검출 심볼 벡터 후보를 나타낸다. B가 성상 심볼들의 세트를 나타내고,
Figure pct00018
이라고 하자. 따라서, 제 k 송신 데이터 스트림에서의 제 j 비트의 로그-우도 비(LLR)는 다음에 의해 계산될 수 있으며,
Figure pct00019
여기서,
Figure pct00020
및
Figure pct00021
는 그것의 제 j 비트가 각각 1 및 0인 제 k 데이터 스트림의 성상 후보들의 서브세트들을 나타낸다.
실시예들은 그 뒤에 점-대-점 링크 계층 시뮬레이션들의 결과들을 사용하여 논의될 것이며, 이것은 다음에 설명될 것이다. 하나의 성능 지수는 최적의 성능에 대한 대응 갭이다. 에르고드(ergodic) MIMO 채널의 용량은 다음과 같이 제공될 수 있으며,
Figure pct00022
여기서 ρ는
Figure pct00023
에 의해 정의된, 신호-대-잡음 비(SNR로서 축약됨)를 나타낸다. 비트-단위 상호 정보는 나머지 갭 때 용량을 수량화하기 위해 계산될 수 있으며, ten Brink, S.의 "외재적 정보 전달 차트를 갖고 반복 디코딩 기법을 설계하는 방법(Designing Iterative Decoding Schemes with the Extrinsic Information Transfer Chart)"(2000년 11월, 전자 및 통신들의
Figure pct00024
국제 저널, vol.54, no.6, 페이지 389-398)을 참조하자.
Figure pct00025
은 비트 0 및 비트 1이 각각 송신되는 조건 하에서 LLR 값들의 PDF를 나타내게 하자. 상기 비트-단위 상호 정보는 그 후 다음과 같이 계산될 수 있다.
Figure pct00026
실시예들의 서브-매트릭스 결정을 설명하기 위해, MT×MR MIMO 시스템이 다음에 의해 모델링된다.
Figure pct00027
임의의 채널 매트릭스(H)는 H=QR로서 분해가능한 QR이며, 여기에서 Q는 MR×MR 단위 매트릭스이고,
Figure pct00028
이다. MR×MT 매트릭스(R)는 다음에 의해 주어질 수 있고,
Figure pct00029
여기서,
Figure pct00030
는 MT×MT 상삼각 매트릭스(upper triangular matrix)이며
Figure pct00031
는 (MR-MT)×MT 널 매트릭스이다. 명백하게, 그것은 다음을 유지한다.
Figure pct00032
잡음 벡터(nQR)의 공분산은 다음에 의해 주어질 수 있다는 것을 주목하자.
Figure pct00033
즉, 상기 필터링된 잡음 벡터(nQR)는 n과 동일한 장기 통계들을 가진다. MT=MR이면, 상기 매트릭스(R)는 다음에 의해 표현될 수 있다.
Figure pct00034
R의 하부 부분의 임의의 정방 서브-매트릭스는 서브-MIMO 시스템을 수립할 수 있다는 것, 즉 실시예들에서 서브-매트릭스로서 작용할 수 있다는 것이 주목된다. 실시예들에서, 이러한 서브-MIMO 시스템의 대응하는 신호 스트림들은 이러한 서브-MIMO 시스템 중에서 신호 스트림들의 나머지로부터 스트림-간 간섭을 고려하지 않고 독립적으로 검출될 수 있다. 실시예들에서, R의 서브-매트릭스는 변경된 수신 신호들(yQR)과 함께 데이터 검출 정보로서 이동 사용자에게 제공될 수 있다. 다시 말해서, 실시예들에서, 서브-매트릭스는 특정 이동 트랜시버 국의 모든 데이터 신호들이 그렇게 형성된 서브-시스템에 포함되도록 형성될 수 있다. 상기 서브-시스템에 대한 정보, 즉 변경된 수신 신호들 및 서브-매트릭스는 그 후 APP 검출이 각각의 이동 트랜시버에서 실행될 수 있도록 상기 이동 트랜시버에 제공될 수 있다. 다시 말해서, 상기 제공하기 위한 수단(140)은 데이터 검출 정보로서 상기 변경된 수신 신호들의 서브세트 및 상기 매트릭스 분해의 결과의 적어도 일 부분을 제 1 또는 제 2 이동 트랜시버에 제공하기 위해 적응될 수 있다.
분명히, 상기 MT×MR MIMO 시스템에 대한 전체 APP 검출은 데이터 스트림들의 수(MT)가 증가할 때 상당히 더 복잡해지는 반면, APP 검출 알고리즘을 개개의 서브-MIMO 시스템들에 적용하는 것은 여전히 실현 가능한 채로 있다. 상기 복잡도를 추가로 스케일링하기 위해, 개개의 서브-MIMO 시스템들의 치수들을 조정하기 위해 여러 개의 자유도들이 존재한다.
상기 설명된 바와 같이, 실시예들에서, 서브-매트릭스는 품질 정보 및 채널 매트릭스(H)의 품질 정보 및 후속 분해에 기초하여 상기 채널 매트릭스(H)에 대한 재순서화 동작에 기초한 삼각 매트릭스일 수 있다. 서브-매트릭스는 재순서화 동작들에 따른 상기 재순서화된 채널 매트릭스(H)의 분해로부터 기인한 삼각 매트릭스의 서브-매트릭스에 대응할 수 있으며, 여기에서 재순서화 동작은 각각의 서브세트에 대해 상이할 수 있다.
상기 재순서화는 송신 신호들의 서브세트의 선택에 대응할 수 있으며, 송신 신호들의 서브세트는 품질 정보에 기초하여 선택될 수 있고, 제 1 재순서화 동작에서, 품질 정보가 상기 제 1 데이터 신호에 대한 최상의 품질을 표시하는 송신 신호들이 선택될 수 있으며, 제 2 순서화 동작에서 상기 품질 정보가 상기 제 2 데이터 신호에 대한 최상의 품질을 표시하는 송신 신호들이 선택될 수 있다. 대안적으로, 상기 품질 정보가 상기 제 2 데이터 신호에 대한 것보다 상기 제 1 데이터 신호에 대해 보다 양호한 품질을 표시할 때, 상기 제 2 데이터 신호는 양쪽 재순서화 동작들 모두에서 또는 양쪽 서브세트들에 대해 선택될 수 있다.
매트릭스 분해들은 QR-분해 또는 촐레스키-분해 또는 임의의 다른 매트릭스 삼각화 동작에 대응할 수 있다. 상기 생성하기 위한 수단은 상기 매트릭스 분해의 결과에 기초하여 변경된 수신 신호들을 생성하기 위해 적응될 수 있다. 상기 결정하기 위한 수단(130)은 데이터 검출 정보로서 상기 제 1 및 제 2 데이터 신호의 송신 심볼들의 로그-우도-비들을 산출하기 위해 적응될 수 있다.
신호 스트림들의 상이한 세트들을 생성 및 평가하기 위해, 즉 서브-매트릭스들 및 서브세트들을 결정하기 위해, 실시예들은 제 k 신호 스트림 또는 데이터 신호의 신뢰성을 표시하며, 실시예들에서 품질 정보로서 작용할 수 있는 메트릭(μk)을 계산할 수 있다. 예를 들면, 상기 메트릭 또는 품질 정보는 후-처리 신호-대-간섭-플러스-잡음 비(SINR로 축약됨), 또는 ZF, MMSE와 같이, 간단한 선형 후-처리 후 심볼-단위 LLR일 수 있다. 다음으로, 품질 정보로서 또는 다음과 같이 제 k 신호 스트림 또는 데이터 신호의 메트릭(μk)을 위해 ZF 검출의 LLR을 사용하는 실시예들이 고려되며,
Figure pct00035
,
여기서 M은 송신 안테나 심볼당 비트의 수를 나타낸다. 실시예들에서, 각각의 APP 검출 세트 또는 서브-MIMO 시스템은 QR 삼각화에 기초할 수 있고, 상기 상이한 세트들은 특정된 신호 스트림들을 이러한 검출 세트로 그룹핑하기 위해 상기 MIMO 채널 매트릭스(H)의 컬럼들을 교환함으로써 획득될 수 있다. 다시 말해서, 실시예들에서, 상기 제 1 서브-매트릭스는 품질 정보 및 상기 무선 채널 매트릭스(H)의 후속 분해에 기초하여 상기 무선 채널 매트릭스(H)에 대한 제 1 재순서화 동작에 기초할 수 있으며, 상기 제 2 서브-매트릭스는 상기 품질 정보 및 상기 무선 채널 매트릭스(H)의 후속 분해에 기초하여 상기 무선 채널 매트릭스(H)에 대한 제 2 재순서화 동작에 기초할 수 있다.
도 2는 서브세트에 의해 결정된 MIMO 서브공간들을 예시한다. 도 2에서, 대표적이 예시가 제공되며, 여기에서 3개의 검출 세트들(A, B, C)이 정의된다. 명백하게, 세트들(A, B, C)의 연합은 다음과 같이 MT 송신 데이터 스트림들 또는 데이터 신호들의 완전한 인덱스들을 포함한다.
Figure pct00036
.
일반성의 손실 없이, 상기 세트(A)는 실시예들의 추가 설명을 위해 고려된다. 도 2에 예시된 바와 같이, 신호 스트림들(x)은 하나의 APP 프로세싱 내에서 검출될 수 있다. 그러므로, 그것들은 대응 메트릭들(μk)에 대하여 높은 신뢰성을 갖는 것으로 가정된다. 상기 신호 스트림들(y1, y2) 및 특별히 상기 신호 스트림들(z)은 덜 신뢰 가능한 것으로 가정된다.
실시예들에서, 상기 재순서화는 송신 신호들의 서브세트의 선택에 대응할 수 있고, 상기 송신 신호들의 서브세트는 품질 정보에 기초하여 선택된다. 상기 설명된 실시예에서, 상기 무선 채널 매트릭스(H)의 컬럼들의 재순서화는 송신 신호들의 서브세트의 선택에 대응한다. 예를 들면, 제 1 재순서화 동작에서, 품질 정보가 상기 제 1 데이터 신호에 대한 최상의 품질을 표시하는 송신 신호들이 선택될 수 있다. 제 2 재순서화 동작에서, 상기 품질 정보가 상기 제 2 데이터 신호에 대한 최상의 품질을 표시하는 송신 신호들이 선택될 수 있다. 대안적으로, 상기 품질 정보가 상기 제 2 데이터 신호에 대한 것보다 상기 제 1 데이터 신호에 대해 보다 양호한 품질을 표시할 때, 상기 제 2 데이터 신호는 양쪽 재순서화 동작들 모두에서 또는 양쪽 서브세트들 모두에 대해 선택될 수 있다.
실시예들에서, 상기 장치(100)는 또한 상기 송신된 데이터 신호들의 모두에 대한 데이터 신호들을 검출하기 위해 적응될 수 있으며, 여기에서 상기 결정하기 위한 수단(130)은 상기 무선 채널 매트릭스(H)에 기초하여 적어도 2개의 서브-매트릭스들을 결정하기 위해 적응될 수 있으며, 여기에서 상기 적어도 2개의 서브-매트릭스들은 복수의 송신된 데이터 신호들의 각각에 대한 적어도 하나의 계수를 포함한다. 상기 결정하기 위한 수단(130)은 데이터 신호들의 서브세트들을 결정하기 위해 및 데이터 신호들의 각각의 서브세트에 대한 하나의 서브-매트릭스를 결정하기 위해 적응될 수 있으며, 상기 송신된 데이터 신호들의 각각은 상기 서브세트들 중 적어도 하나에 포함된다.
상기 생성하기 위한 수단은 각각의 서브세트에 대한 변경된 수신 신호들을 생성하기 위해 적응될 수 있으며 상기 산출 수단은 또한 각각의 서브세트에서의 각각의 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 산출하기 위해 적응될 수 있다. 상기 검출하기 위한 수단은 상기 데이터 검출 정보에 기초하여 각각의 데이터 신호를 검출하기 위해 적응될 수 있다. 상기 검출하기 위한 수단은 서브세트 당 최대-우도-검출을 수행하기 위해 및 상기 데이터 신호들을 검출하기 위해 각각의 서브세트의 최대-우도-검출 결과들을 조합하기 위해 적응될 수 있다. 일반적으로, 실시예들에서, 상기 검출하기 위한 수단은 임의의 매우 신뢰성 있거나 또는 높은 복잡도 검출 접근법을 사용할 수 있다. 상기 결정하기 위한 수단(130)은 상기 송신된 신호들의 각각이 단지 하나의 서브세트에 포함되도록 또는 상기 송신된 신호들의 적어도 하나가 적어도 2개의 서브세트들에 포함되도록 상기 서브세트들을 결정하기 위해 적응될 수 있다.
다시 말해서, 실시예들은 그에 따라 하위 차원들의 서브-매트릭스들을 사용하여 모델링될 수 있는, 몇몇 서브-MIMO 시스템들을 수립하는, 신호 스트림들 또는 데이터 신호들의 몇몇 서브-세트들을 생성할 수 있다. 서브-MIMO 시스템의 차원은 충분히 낮은 것으로 가정될 수 있어서, 예로서 상기 APP 검출 알고리즘이 예로서 이용가능한 하드웨어의 복잡도 경계들 내에서 여전히 허용되도록 한다. 상기 신호 스트림 세트들을 생성하기 위해, 메트릭(μk)이 품질 정보로서 계산될 수 있으며, 이것은 정확하게 검출될 제 k 신호 스트림, 예로서 제 1 또는 제 2 데이터 신호의 신뢰성을 표시한다. 예를 들면, 상기 메트릭은 후-처리 신호-대-간섭-플러스-잡음 비, 또는 단순한 전-처리 후 심볼-방식의 로그-우도 비일 수 있다. 일 실시예에서, 각각의 스트림이 단지 서브-MIMO 시스템에서 한 번 나타난다면, 이러한 검출 알고리즘은 비-중첩 서브공간 검출(Non-Overlapped Subspace Detection, 약어로 NOSD)로서 언급될 수 있다. 다른 실시예들에서, 신뢰성이 높은 및 신뢰성이 낮은 신호 스트림들은 APP 검출을 배치하여, 함께 하나의 세트로 그룹핑될 수 있으며, 신뢰성이 낮은 신호 스트림은 여러 개의 상이한 신호 스트림 세트들에 나타날 수 있다. 실시예들에서, 이러한 신호 스트림의 신뢰성은 따라서 부가적인 다이버시티로 인해 개선될 수 있다. 이들 실시예들에 대해, 그것은 또한 중첩 서브공간 검출(Overlapped Subspace Detection; 약어로 OSD) 알고리즘으로서 불리울 수 있다.
몇몇 실시예들에 대해 획득된 시뮬레이션 결과들을 제공하기 전에, 방법의 일 실시예의 또 다른 순차적인 표현을 제공하는 도 7a가 논의될 것이다. 도 7a는 방법을 제공하는 일 실시예의 의사 코드를 예시한다. 도 7a는 8개의 단계들의 시퀀스를 도시한다. 제 1 단계에서, 신호 스트림들 또는 데이터 신호들의 MS개의 서브세트들이 예로서 강한 및 약한 스트림들 또는 데이터 신호들을 함께 짝을 이룸으로써 형성되며, 이것은 대응하는 품질 정보(μk)에 의해 평가될 수 있으며, gm은 제 m 서브세트에서 스트림들 또는 데이터 신호들의 수를 나타낼 것이다. 제 2 단계에서, 제한적 반복문(for-loop)이 표시되며, 여기에서 인덱스(m)는 1에서 MS까지 반복되며, 즉 카운터가 1로부터 시작하여 서브세트들의 총 수까지 카운팅한다. 제 3 단계에서, 재순서화 동작은 무선 채널 매트릭스(H)에 기초하여 실행되며, 그 결과는 다음으로서 나타내어진다.
Figure pct00037
상기 제 3 단계에서, 원하는 데이터 신호들 또는 스트림들에 대한 컬럼 벡터들은 상기 식의 우측에서 Hm에 의해 표시되는, 오른쪽으로 이동되며, 즉 매트릭스의 차원은 동일한 채로 있고, 오로지 컬럼들의 차수가 이 단계에서 변경되는 것을 주의하자. 상기 인덱스는 각각의 서브세트에 대해 상이한 재순서화 동작이 실행될 수 있음을 보여준다.
제 4 단계에서, 매트릭스 분해가 실행된다. 이 실시예에서, QR 분해가 고려되며, 따라서
Figure pct00038
이다.
다시 말해서, 상기 분해의 결과, 즉 매트릭스들(Q, R)은 추가 프로세싱을 위해 사용될 수 있다. 상기 변경된 수신 신호들은 예를 들면 상기 식(
Figure pct00039
)에 따라 획득될 수 있다. 제 4 단계에서의 서브세트 산출들에 대해,
Figure pct00040
또는 대안적으로
Figure pct00041
이다.
상기에 기초하여, LLR들, 즉 APP 검출에 대한 로그-우도 비들은 다음과 같이 제 6 단계에서 산출될 수 있다.
Figure pct00042
실시예들에서, 임의의 매우 신뢰성 있거나 또는 높은 복잡도 검출 접근법이 사용될 수 있다. 여기로부터, 후속하는 제 7 단계에서, 제 m 서브세트에서의 gm 수신 신호 스트림들이 디코딩될 수 있다. 상기 제 8 단계는 그 후 제 2 단계에서 시작된 제한적 반복문(for-loop)을 종료한다.
실시예들에서, 가장 신뢰 가능하지 않은 스트림들(y1, y2) 및 특히 상기 신호 스트림들(z)(도 2 참조)은 다수의 별개의 APP 검출들에 의해 프로세싱될 수 있으며, 도 7a의 제 7 단계를 참조하자. 이들 신호 스트림들의 신뢰성은 도 2에서의 신호 서브공간의 중첩 부분 내에서 부가적인 다이버시티를 통해, 즉 (통계적으로 독립적이지는 않지만) 각각의 LLR들을 부가함으로써, 개선될 수 있다. 따라서 이러한 방법은 중첩 서브공간 검출(OSD)로서 나타내어진다. 명백하게, 특별한 경우로서, 비-중첩 서브공간 검출(NOSD)이 다음을 선택함으로써 획득된다.
Figure pct00043
도 7b는 방법의 일 실시예의 흐름도를 예시한다. 제 1 단계(702)에서, 상기 장치(100)는 MT×MR MIMO 시스템을 수립하기 위해 사용자들의 수(L)를 선택할 수 있다. 다시 말해서, 상기 장치(100)는 MIMO 시스템을 형성하기 위해 사용자들을 선택하기 위한 수단을 더 포함할 수 있다. 후속 단계(704)에서, 상기 MT×MR 채널 매트릭스가 추정되며, 이것은 상기 사용자들이 그것들의 수신 신호 벡터들과 함께 채널 추정치들을 상기 장치(100)에 보고할 수 있는, 개개의 사용자들의 개개의 보다 작은 MIMO 채널 매트릭스들로 구성될 수 있다. 다음의 단계(706)에서, 상기 장치(100)는 모든 신호 스트림들 또는 데이터 신호들에 대한 M개의 서브세트들을 생성할 수 있다. 제 m 서브세트에서 이용가능한 gm개의 스트림들이 존재할 수 있으며, 도 7a의 제 1 단계를 참조하자. 카운터(C)는 상기 카운터가 서브세트들의 수(M)에 도달할 때 종료하는 While-루프가 단계(710)에서 시작되기 전에 단계(708)에서 개시될 수 있다. While-루프에서의 단계(712)에서, 상기 장치(100)는 상기 재순서화된 채널 매트릭스에 관하여, 제 m 검출 서브세트에 대한 QR-분해를 이용할 수 있으며, 도 7a의 단계 3 및 단계 4를 참조하자. 그 뒤에 단계(714)에서, 상기 장치(100)는 단계 5 내지 단계 7에서 도 7a에 도시된 바와 같이 제 m 검출 서브세트에 대한 APP 검출을 이용할 수 있다. 추가 단계(716)에서, 상기 장치(100)는 제 m 검출 서브세트에서의 상기 스트림들 또는 데이터 신호들의 로그-우도-비(LLR)를 대응하는 사용자에게 전달할 수 있다. 단계(718)에서, 상기 카운터는 단계(710)에서 시작하는 상기 While-루프의 다음 반복을 위해 증가된다. 일단 While-루프가 종료한다면, 상기 L 사용자들의 각각에 대한 후속 단계(720)에서, 그것들의 신호 스트림들 또는 데이터 신호들의 LLR은 그것들이 조합되고 디코딩되기 전에, 분산된 방식으로 수집될 수 있다.
실시예들에서, 여러 개의 변화들이 상상 가능하며, 이것은 "A", "B", "C"에 의해 도 7b의 흐름도에 표시된 3개의 부가적인 브랜치들에 의해 표시되며 도 7c에 도시된 흐름도에 연결된다. 도 7b 및 도 7c는 일 실시예에서 상기 장치(100) 및 사용자 사이에서의 조정을 예시한다. 단계(712)에서, 매트릭스 분해 후, 제 i 사용자의 스트림들이 도 7c에서의 단계(730)에 의해 표시되는, 논의 중인 제 m 서브세트에 완전히 속하는지 여부가 검사될 수 있다. 완전히 속하지 않는다면, 상기 방법은 상기 설명된 바와 같이 단계(714)를 계속할 수 있다. 그러나, 제 i 사용자의 스트림들이 상기 서브세트에 완전히 속한다면, 단계(732)에서, 상기 제 i 사용자 장비가 APP 검출을 행할 수 있는지 여부가 검사될 수 있다. 행할수 없다면, 상기 방법은 상기 설명된 바와 같이 단계(714)를 계속할 수 있다. 상기 사용자가 이들 능력들을 가진다면, 단계(734)에서, 상기 장치(100)는 삼각화된 매트릭스(R)를 제 i 사용자, 뿐만 아니라 상기 프로세싱된 수신 신호 벡터에 전달할 수 있다. 이러한 일 실시예에서, 사용자(i)에 제공된 데이터 검출 정보는 상기 매트릭스(R) 및 상기 프로세싱되거나 또는 변경된 수신 신호 벡터에 대응할 수 있다. 상기 매트릭스(R) 및 상기 프로세싱되거나 또는 변경된 수신 신호 벡터는, 이 서브세트에 포함되지 않은 다른 스트림들이 시행되지 않아서, 그것들이 감소된 간섭을 가진 사용자의 변경된 수신 신호들을 포함한 MIMO-서브세트에 대응하기 때문에, 데이터 검출 정보로서 고려될 수 있다. 그러므로 수정된 사용자 신호들은 보다 신뢰성 있거나 또는 그것들은 전체 MIMO 시스템으로부터의 검출과 비교하여 상기 서브세트로부터 보다 높은 신뢰성을 갖고 검출 가능하다. 추가 단계(736)에서, 상기 제 i 사용자는 단계 5 내지 단계 7에서 도 7a에 설명된 바와 같이 APP 검출을 배치할 수 있다. 그 뒤에 단계(738)에서, 상기 제 i 사용자는 다른 사용자들의 스트림들의 LLR들을 상기 장치(100)에 전달할 수 있다.
다음으로, 점-대-점 링크 계층 시뮬레이션 결과들이 상기 설명된 OSD 및 NOSD 알고리즘들을 사용하여, 실시예들의 성능을 평가하기 위해 제공될 것이다. 채널 코딩은 상기 시뮬레이션들을 고려하지 않는다. 그러므로, 상기 시뮬레이션 결과들에 대해, 유니코딩된 비트 에러 레이트(약어로서 BER)는 상기 MIMO 검출의 LLR 계산 직후 고려된다. 도 3은 BER 대 SNR을 도시한다. 상기 LLR 소프트 출력의 품질은 등가 비트 채널의 달성가능한 레이트를 계산함으로써 평가되며, 도 4를 참조하자. 상기 제안된 OSD 및 NOSD 알고리즘들에 대해, 표기법(MS×(g×g))은 그 각각이 g개의 신호 스트림들을 갖는, MS 검출 세트들이 생성됨을 표시한다. 도 8a에 도시된 표는 추가 시뮬레이션 파라미터들을 제공한다. 변조 기법들로서, QPSK(직교 위상 시프트 키잉에 대한 약어) 및 16QAM(직교 진폭 변조에 대한 약어)이 고려된다. 검출된 송신 신호 스트림들 또는 데이터 신호들의 수(MT)는 4 또는 8이며, 유사한 수의 수신 안테나들이 고려되었다. I.i.d 복합 가우시안 분포 랜덤 변수들이 채널 엔트리들로서 사용되어 왔다. 더욱이, 상기 채널은 상기 수신기에서 완전히 알려져 있다고 가정된다. 상기 실시예들을 외의 검출 알고리즘들로서, 전체 MT×MR APP 및 안테나-당 ZF MT×MR가 고려되었다.
부가적으로, 각각의 알고리즘들에 대한 계산 요건들이 고려되었다. 도 8b는 계산 복잡도들을 요약한 표를 도시하며, 즉 그것은 실제 곱셈들, 덧셈들 및 나눗셈들에 대한 계산 복잡도를 고려한 실시예들의 비교를 예시한다. 상기 복잡도는 시뮬레이션 동안 실제 덧셈들, 곱셈들 및 나눗셈들에 대하여 수량화된다. 전체 MT×MR APP 및 전체 MT×MR QRD-APP 알고리즘들에 대해, 자코비안 대수(Jacobian logarithm) 및 최대-로그 근사와 같은, 간소화들이 고려되며, Hochwald, B.M. 등을 참조하자. 상기 QR 분해는, 전체 APP 알고리즘에 비교하여 특정 간소화를 제공하는, 매트릭스(R)의 대각선 상에서 실제 엔트리들을 가진 삼각 매트릭스를 산출한다는 것을 주의하자. LLR 소프트 출력 계산들 자체의 가설 열거들에 비교하여, 상기 QR 분해의 계산 요건은 무시해도 될 정도인 것으로 가정된다.
도 3 및 도 4에서, 코딩되지 않은 BER 및 달성 가능한 레이트들은 4×4 MIMO 시스템을 위해 제공된다. 상기 APP 성능 한계는 QPSK 및 16QAM 모두에 대해, OSD 2×(3×3)을 사용하여 상기 실시예에 의해 매우 가깝게 접근될 수 있다는 것을 주의하자. ZF 및 전체 APP의 다이버시티 차수는, MT=MR이 유지된다면, 각각 1 및 MR인 것이 잘 알려져 있다. "하이브리드 접근법"인 것으로서, OSD 알고리즘을 사용한 실시예들은 ZF와 비교하여 다이버시티 차수를 개선할 수 있다. 도 8c는 정규화된 계산 복잡도를 고려한 실시예들의 성능 비교를 예시한다. 도 8c는 OSD 2×(3×3)의 정규화된 복잡도가 각각 QPSK 및 16QA에 대해 전체 APP의 것의 대략 29.5% 및 7.44%임을 도시한다. 더욱이, 코드 레이트(3/4)를 고려할 때, APP 기준 성능에 대한 갭들은 각각 QPSK 및 16QAM에 대해 1.0dB 및 0.9dB이며, 도 4를 참조하자. 이것은 상기 OSD 알고리즘을 사용한 실시예들이 상위 차수 변조 기법들에 대한 성능 및 복잡도 사이에서의 양호한 트레이드-오프를 달성한다는 것을 표시한다.
유사하게, 도 5 및 도 6에서, 상기 코딩되지 않은 BER 및 달성가능한 레이트들은 8×8 MIMO 시스템에서 QPSK에 대해 연구된다. 보다 많은 수의 송신 안테나들로 인해, 실시예들이 OSD 및 NOSD 알고리즘들을 배치하는데 보다 많은 자유도들이 존재한다. 상기 OSD 3×(4×4) 및 OSD 2×(6×6) 기법들은 전체 APP 검출의 것의 대략 0.32% 및 5.09%인 계산 요건들을 갖고, 만족스러운 결과들을 전달한다는 것이 관찰될 수 있다. 상기 APP 기준들에 대한 대응 갭들은 코드 레이트(3/4)에 대해 2.7dB 및 1.2dB이다. 다시, 상기 OSD 알고리즘을 사용한 실시예는 보다 많은 수의 송신 데이터 스트림들을 가진 MIMO 시스템들에 대한 성능 및 복잡도 사이에서 양호한 트레이드-오프를 달성한다.
실시예들은 효과적인 MIMO 채널 매트릭스를 삼각화하기 위해 QR 분해를 배치할 수 있는, 서브공간 검출을 위한 상기 방법들 중 하나를 사용할 수 있어서, 개별적으로 최적의 APP 검출에 의해 프로세싱될 수 있는 다수의 서브공간 검출 세트들의 생성을 허용한다. 약한 신호 스트림들의 검출은 중첩 검출 영역들을 적절히 선택함으로써 개선될 수 있다. 그러므로 실시예들은 필요에 따라 복제되는 기본 기능 볼록들에 대해, 계산 복잡도 및 성능 사이에서 양호한 트레이드-오프를 달성할 수 있다. 예를 들면, 4×4 APP 검출 블록은 하드웨어 구현을 따를 수 있는, 결정론적 계산 요건들을 갖고, QRD-APP OSD 3×(4×4) 알고리즘뿐만 아니라 QRD-APP NOSD 2×(4×4)를 위해 사용될 수 있다. QRD에 대한 대안으로서, 실시예들은 낮은 계산 복잡도를 가진 다른 매트릭스 삼각화 접근법들, 예로서 촐레스키 분해를 사용할 수 있다.
실시예들은 하드웨어 설계들에 대한 이점들을 제공할 수 있다. 예를 들면, g=4를 가진 APP 프로세싱 기능 블록은 비교적 복잡하지 않다. 상기 기능 블록은 QRD-APP NOSD 2×(4×4) 및 QRD-APP OSD 3×(4×4) 알고리즘들을 사용한 실시예들에 적응될 수 있다. 대응하는 계산 요건은 결정론적일 수 있으며, 이것은 하드웨어 설계를 위해 유리할 수 있다. 기술 및 실리콘 집적 진보들을 통해, MIMO 시스템들은 보다 큰 안테나 어레이 구성들(예로서, 활성 안테나 어레이에 대한 약어로서, AAA를 참조하자)을 향해 점점 더 많이 이동할 수 있다. 실시예들은 이러한 시스템들을 위해 전력 및 비용 효율적인 검출 알고리즘들을 제공할 수 있다. 대규모 MIMO가 LTE-어드밴스트(장기 진화에 대한 약어) 내에서 다음 2-4년들 내에 배치될 것으로 예상된다. LTE-R10은 이미 8개의 안테나들에 기초한 특정된 MIMO 시스템들을 가진다.
당업자는 다양한 상기 설명된 방법들의 단계들이 프로그램된 컴퓨터들에 의해 수행될 수 있음을 쉽게 인식할 것이다. 여기에서, 몇몇 실시예들은 또한 기계 또는 컴퓨터 판독가능하며 명령들의 기계-실행가능하거나 또는 컴퓨터-실행가능한 프로그램들을 인코딩하는 프로그램 저장 디바이스들, 예로서 디지털 데이터 저장 매체를 커버하도록 의도되며, 여기에서 상기 명령들은 상기 상술된 방법들의 단계들의 일부 또는 모두를 수행한다. 상기 프로그램 저장 디바이스들은 예로서, 디지털 메모리들, 자기 디스크들 및 자기 테이프들과 같은 자기 저장 매체, 하드 드라이브들, 또는 광학적으로 판독가능한 디지털 데이터 저장 매체일 수 있다. 상기 실시예들은 또한 상기 설명된 방법들의 상기 단계들을 수행하도록 프로그램된 컴퓨터들을 커버하도록 의도된다.
상기 설명 및 도면들은 단지 본 발명의 원리들을 예시한다. 따라서, 당업자들은, 여기에 명확하게 설명되거나 또는 도시되지 않을지라도, 본 발명의 원리들을 구체화하며 본 발명의 범위 및 사상 내에 포함되는 다양한 장치들을 고안할 수 있을 것임이 이해될 것이다. 더욱이, 여기에 열거된 모든 예들은 원칙적으로 명확하게는 본 발명의 원리들 및 본 발명의 기술분야를 발전시키기 위해 본 발명자(들)에 의해 기여된 개념들을 이해하는데 판독자를 돕기 위한 단지 교육적인 목적들을 위한 것이며 이러한 구체적으로 열거된 예들 및 조건들에 대한 제한이 없는 것으로서 해석되도록 의도된다. 게다가, 본 발명의 원리들, 양상들, 및 실시예들을 여기에 열거한 모든 문장들, 뿐만 아니라 그것의 특정 예들은 그것의 등가물들을 포함하도록 의도된다.
"하기 위한 수단"(특정 기능을 수행하는)으로서 나타내어진 기능 블록들은 각각 특정 기능을 수행하기 위해 적응되는 회로를 포함한 기능 블록들로서 이해될 것이다. 그러므로, "~를 위한 수단"은 또한 "~를 위해 적응되거나 또는 ~에 적당한 수단"으로서 이해될 수 있다. 그러므로, 특정 기능을 수행하기 위해 적응되는 수단은 이러한 수단이 반드시 상기 기능(주어진 시간 인스턴트에서)을 수행한다는 것을 의미하지는 않는다.
"수단", "통신하기 위한 수단", "결정하기 위한 수단", "제공하기 위한 수단", "생성하기 위한 수단", "산출하기 위한 수단", "추정하기 위한 수단", "검출하기 위한 수단", "프로세서"로서 라벨링된 임의의 기능 블록들을 포함하여, 상기 도면들에 도시된 다양한 요소들의 기능들은 예로서 "트랜시버", "결정기", "생성기", "산출기", "추정기", "검출기"와 같은 전용 하드웨어, 뿐만 아니라 적절한 소프트웨어에 관련하여 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어의 사용을 통해 제공될 수 있다. 프로세서에 의해 제공될 때, 상기 기능들은 단일 전용 프로세서에 의해, 단일 공유 프로세서에 의해, 또는 그 일부가 공유될 수 있는 복수의 개개의 프로세서들에 의해 제공될 수 있다. 게다가, 용어 "프로세서" 또는 "제어기"의 명시적인 사용은 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어를 전적으로 나타내도록 해석되지 않아야 하며, 암묵적으로는, 제한 없이, 디지털 신호 프로세서(DSP) 하드웨어, 네트워크 프로세서, 주문형 집적 회로(ASIC), 필드 프로그램가능한 게이트 어레이(FPGA), 소프트웨어를 저장하기 위한 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 및 비-휘발성 저장 장치를 포함할 수 있다. 종래의 및/또는 맞춤형, 다른 하드웨어가 또한 포함될 수 있다. 유사하게, 도면들에 도시된 임의의 스위치들은 단지 개념적이다. 그것들의 기능은 프로그램 로직의 동작을 통해, 전용 로직을 통해, 프로그램 제어 및 전용 로직의 상호작용을 통해, 또는 심지어 수동으로 실행될 수 있으며, 특별한 기술은 상기 문맥으로부터 보다 구체적으로 이해되는 바와 같이 구현자에 의해 선택가능하다.
여기에서의 임의의 블록도들은 본 발명의 원리들을 구체화한 예시적인 회로의 개념 도들을 표현한다는 것이 당업자들에 의해 이해될 것이다. 유사하게, 임의의 플로우 차트들, 흐름도들, 상태 전이도들, 의사 코드 등은 컴퓨터 판독가능한 매체에 실질적으로 표현될 수 있으며, 따라서 컴퓨터 또는 프로세서가 명시적으로 도시되는지 여부에 상관없이, 이러한 컴퓨터 또는 프로세서에 의해 실행될 수 있는 다양한 프로세스들을 표현한다는 것이 이해될 것이다.
100: 장치 110, 120: 통신하기 위한 수단
130: 결정하기 위한 수단 140: 제공하기 위한 수단
160: 랩탑 컴퓨터 162: 셀 전화기
164, 166: 자동차 170: 기지국 트랜시버

Claims (15)

  1. 제 1 이동 트랜시버의 제 1 데이터 신호에 대한 제 1 데이터 검출 정보 및 제 2 이동 트랜시버의 제 2 데이터 신호에 대한 제 2 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치(100)에 있어서,
    상기 제 1 이동 트랜시버로부터 제 1 수신 신호 벡터를 수신하기 위해 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(110)으로서, 상기 제 1 수신 신호는 상기 제 1 이동 트랜시버에 의해 기지국 트랜시버로부터 수신되는, 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(110);
    상기 제 2 이동 트랜시버로부터 제 2 수신 신호 벡터를 수신하기 위해 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(120)으로서, 상기 제 2 수신 신호는 상기 제 2 이동 트랜시버에 의해 상기 기지국 트랜시버로부터 수신되는, 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하기 위한 수단(120);
    상기 제 1 수신 신호 벡터 및 상기 제 2 수신 신호 벡터에 기초하여 상기 제 1 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 결정하기 위한 및 상기 제 1 수신 신호 벡터 및 상기 제 2 수신 신호 벡터에 기초하여 상기 제 2 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 결정하기 위한 수단(130); 및
    상기 제 1 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 상기 제 1 이동 트랜시버에 제공하기 위한 및 상기 제 2 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 상기 제 2 이동 트랜시버에 제공하기 위한 수단(140)을 포함하는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 결정하기 위한 수단(130)은 상기 제 1 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서의 제 1 추정된 무선 채널을 결정하기 위해 및 상기 제 2 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서의 제 2 추정된 무선 채널을 결정하기 위해 적응되며, 상기 결정하기 위한 수단(130)은 또한 상기 제 1 추정된 무선 채널에 대한 상기 정보 및 상기 제 2 추정된 무선 채널에 대한 상기 정보에 기초하여 상기 제 1 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보 및 상기 제 2 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 결정하기 위해 적응되는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 통신하기 위한 수단(110)은 또한 상기 제 1 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서 상기 제 1 이동 트랜시버로부터의 상기 제 1 추정된 무선 채널에 대한 정보를 수신하기 위해 적응되며, 상기 통신하기 위한 수단(120)은 또한 상기 제 2 이동 트랜시버 및 상기 기지국 트랜시버 사이에서 상기 제 2 이동 트랜시버로부터의 상기 제 2 추정된 무선 채널에 대한 정보를 수신하기 위해 적응되는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 추정된 무선 채널은 상기 기지국 트랜시버에서의 복수의 송신 안테나들 및 상기 제 1 이동 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들 사이에서의 다중-입력-다중-출력 무선 채널을 나타내며, 및/또는 상기 제 2 추정된 무선 채널에 대한 상기 정보는 상기 기지국 트랜시버에서의 상기 복수의 송신 안테나들 및 상기 제 2 이동국 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들 사이에서의 다중-입력-다중-추력 무선 채널을 나타내는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 수신 신호 벡터는 상기 제 1 이동 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들에서 수신된 복수의 수신 신호들을 나타내고, 및/또는 상기 제 2 수신 신호 벡터는 상기 제 2 이동 트랜시버에서의 복수의 수신 안테나들에서 수신된 복수의 수신 신호들을 나타내는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 결정하기 위한 수단(130)은 제 1 무선 채널 매트릭스로서 상기 제 1 무선 채널 추정치 및 제 2 무선 채널 매트릭스로서 상기 제 2 무선 채널 추정치를 결정하기 위해 적응되며, 상기 결정하기 위한 수단(130)은 또한 상기 기지국에서의 상기 복수의 송신 안테나들 및 상기 제 1 및 상기 제 2 이동 트랜시버에서의 상기 복수의 수신 안테나들 사이에서의 무선 채널 매트릭스(H)를 결정하기 위해 적응되고, 상기 무선 채널 매트릭스(H)는 상기 기지국 트랜시버에서의 상기 복수의 송신 안테나들 중 하나 및 상기 제 1 및 제 2 이동 트랜시버에서의 상기 복수의 수신 안테나들 중 하나의 각각의 조합에 대한 적어도 하나의 채널 계수를 가지며,
    상기 결정하기 위한 수단(130)은 또한 데이터 신호들의 서브세트들을 결정하기 위해, 및 데이터 신호들의 각각의 서브세트에 대한 하나의 서브-매트릭스를 결정하기 위해 적응되며, 상기 데이터 신호들의 각각은 상기 서브세트들 중 적어도 하나에 포함되고,
    상기 결정하기 위한 수단(130)은 각각의 서브세트에 대한 변경된 수신 신호들을 생성하기 위한 수단을 더 포함하고, 각각의 서브세트에서의 각각의 데이터 신호에 대한 데이터 검출 정보를 산출하기 위한 수단을 더 포함하며, 상기 결정하기 위한 수단(130)은 또한 각각의 서브세트에서의 각각의 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보에 기초하여 상기 제 1 및 제 2 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 결정하기 위해 적응되는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 결정하기 위한 수단(130)은 상기 복수의 수신 신호 벡터들 및 상기 채널 매트릭스(H)에 기초하여 상기 제 1 및 제 2 데이터 신호에 대한 품질 정보를 결정함으로써 상기 서브세트를 결정하기 위해 적응되며, 서브-매트릭스는 상기 품질 정보에 기초하여 상기 채널 매트릭스(H)로부터 선택된 계수들의 서브세트에 기초하는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    서브-매트릭스는 상기 품질 정보에 기초한 상기 채널 매트릭스(H)에 대한 재순서화 동작 및 상기 채널 매트릭스(H)의 후속 분해에 기초한 삼각 매트릭스인, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  9. 제 7 항에 있어서,
    서브-매트릭스는 재순서화 동작들에 따라 상기 재순서화된 채널 매트릭스(H)의 상기 분해로부터 기인하는 삼각 매트릭스의 서브-매트릭스이며, 재순서화 동작은 각각의 서브세트에 대해 상이한, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 재순서화는 송신 신호들의 서브세트의 선택에 대응하고, 상기 송신 신호들의 서브세트는 상기 품질 정보에 기초하여 선택되며, 제 1 재순서화 동작에서, 상기 품질 정보가 상기 제 1 데이터 신호에 대한 최상의 품질을 표시하는 송신 신호들이 선택되고, 제 2 재순서화 동작에서, 상기 품질 정보가 상기 제 2 데이터 신호에 대한 최상의 품질을 표시하거나, 또는 상기 품질 정보가 상기 제 2 데이터 신호에 대한 것보다 상기 제 1 데이터 신호에 대해 보다 양호한 품질을 표시하는 송신 신호들이 선택되며, 상기 제 2 데이터 신호는 양쪽 재순서화 동작들 모두에서 선택되는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 매트릭스 분해들은 QR-분해 또는 촐레스키-분해(Cholesky-decomposition)에 대응하고 및/또는 상기 생성하기 위한 수단은 매트릭스 분해의 결과에 기초하여 상기 변경된 수신 신호들을 생성하기 위해 적응되는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 제공하기 위한 수단(140)은 상기 변경된 수신 신호들의 서브세트 및 상기 매트릭스 분해의 상기 결과의 적어도 일 부분을 데이터 검출 정보로서 상기 제 1 또는 제 2 이동 트랜시버에 제공하기 위해 적응되는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 결정하기 위한 수단(130)은 상기 제 1 및 상기 제 2 데이터 신호의 송신 심볼들의 로그-우도-비들 또는 신뢰성 정보를 데이터 검출 정보로서 산출하기 위해 적응되는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 장치.
  14. 제 1 이동 트랜시버의 제 1 데이터 신호에 대한 제 1 데이터 검출 정보 및 제 2 이동 트랜시버의 제 2 데이터 신호에 대한 제 2 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 방법에 있어서,
    상기 제 1 이동 트랜시버로부터 제 1 수신 신호 벡터를 수신하기 위해 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하는 단계(210)로서, 상기 제 1 수신 신호는 상기 제 1 이동 트랜시버에 의해 기지국 트랜시버로부터 수신되는, 상기 제 1 이동 트랜시버와 통신하는 단계(210);
    상기 제 2 이동 트랜시버로부터 제 2 수신 신호 벡터를 수신하기 위해 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하는 단계(220)로서, 상기 제 2 수신 신호는 상기 제 2 이동 트랜시버에 의해 기지국 트랜시버로부터 수신되는, 상기 제 2 이동 트랜시버와 통신하는 단계(220);
    상기 제 1 수신 신호 벡터 및 상기 제 2 수신 신호 벡터에 기초하여 상기 제 1 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 결정하고 및 상기 제 1 수신 신호 벡터 및 상기 제 2 수신 신호 벡터에 기초하여 상기 제 2 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 결정하는 단계(230);
    상기 제 1 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 상기 제 1 이동 트랜시버에 제공하는 단계(240); 및
    상기 제 2 데이터 신호에 대한 상기 데이터 검출 정보를 상기 제 2 이동 트랜시버에 제공하는 단계(250)를 포함하는, 데이터 검출 정보를 제공하기 위한 방법.
  15. 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 또는 프로세서상에서 실행될 때 제 14 항의 방법을 수행하기 위한 프로그램 코드를 가진 컴퓨터 프로그램.
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