KR20130112733A - 신호대 잡음비 최적화를 이용한 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산을 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

신호대 잡음비 최적화를 이용한 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산을 위한 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

신호대 잡음비 최적화를 이용하는 분산형 안테나 시스템 역 경로 합산을 위한 시스템 및 방법을 제공한다. 일 실시예에서, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산을 위한 방법은, 분산형안테나 시스템의 복수의 원격 안테나 유닛에 대한 업링크 잡음 플로어를 정규화하는 단계, 및 복수의 원격 안테나 유닛의 각각의 업링크 출력 이득을 스케일링 인자에 의해 스케일링하는 단계를 포함하고, 업링크 잡음 플로어는 복수의 원격 안테나 유닛 중 최저 잡음 플로어를 갖는 제1원격 안테나 유닛에 기초하여 정규화되고, 스케일링 인자는, 복수의 원격 안테나 유닛에 연결된 호스트 유닛을 위한 합성 최대 호스트 피크 전력에 기초하여 업링크 출력 이득을 감쇄시킨다.

Description

신호대 잡음비 최적화를 이용한 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산을 위한 시스템 및 방법{SYSTEMS AND METHODS FOR DISTRIBUTED ANTENNA SYSTEM REVERSE PATH SUMMATION USING SIGNAL-TO-NOISE RATIO OPTIMIZATION}
본 발명은 안테나 기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 신호대 잡음비 최적화를 이용한 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산을 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
분산형 안테나 시스템은 셀룰러 통신 등의 사이멀캐스트 애플리케이션에서 사용된다. 통상적으로, 복수의 원격 안테나 유닛(remote antenna unit: RAU)은, 예를 들어, 데이지 체인, 캐스케이드, 스타, 또는 하이브리드 구성을 이용하는 광섬유 네트워크를 통해 공통 호스트 유닛에 연결된다. 다운링크 방향으로는, 호스트 유닛이 디지털화 RF 신호를 RAU들에 송신하고 각 RAU가 동일한 RF 신호를 송신하므로, 사이멀캐스트 동작이 간단하다. 따라서, 호스트 유닛은 다운링크 사이멀캐스트 동작을 위한 전력 및 기타 송신 파라미터를 완전히 제어한다. 업링크 방향으로는, 각 RAU가 무선 RF 신호들을 수신한다. 업링크 사이멀캐스트 동작은, 호스트 유닛이 단일 합성 신호를 수신하도록 각 RAU로부터의 디지털 RF 신호들을 합산하는 것을 포함한다. 이는 호스트 유닛이 단일 합성 신호를 단일 안테나로부터 수신된 신호인 것처럼 처리할 수 있도록 하기 위함이다. 그러나, 호스트 유닛은 RAU들에서 수신되는 무선 RF 신호의 전력을 완전히 제어하지 못한다. 예를 들어, RAU에 송신을 행하는 특정한 핸드세트 유닛의 위치는 RAU에서 수신되는 신호의 전력에 영향을 끼친다. 또한, RAU 네트워크 토폴로지는 서로 다른 RAU들로부터의 신호들이 어떻게 함께 합산되는지에 영향을 끼쳐 호스트 유닛에서 수신되는 디지털 RF 신호들의 상대 이득에 영향을 끼친다. 호스트에서 수신되는 합성 신호 내에 디지털 RF 신호 성분들을 정규화하기 위한 기법은, 신호대 잡음비, 잡음 인자, 및 기타 파라미터가 RAU 네트워크 전체에 걸쳐 균일하지 않은 RAU 장비의 비균질 세트를 RAU 네트워크가 포함하는 경우, 더욱 복잡해지고 있다.
본 명세서를 읽고 이해하는 당업자에겐 명백한 전술한 이유 및 후술할 다른 이유로 인해, 당해 기술에서는 업링크 사이멀캐스트 시스템을 위한 역 경로 신호 합산을 개선한 시스템 및 방법이 필요하다.
본 발명의 목적은 신호대 잡음비 최적화를 이용한 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산을 위한 시스템 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 실시예들은, 역 경로 합산을 위한 방법 및 시스템을 제공하며, 이하의설명을 읽고 검토함으로써 이해될 것이다.
일 실시예에서, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산을 위한 방법은, 분산형 안테나 시스템의 복수의 원격 안테나 유닛에 대한 업링크 잡음 플로어(uplink noise floor)를 정규화하는 단계, 및 복수의 원격 안테나 유닛의 각각의 업링크 출력 이득을 스케일링 인자(scaling factor)에 의해 스케일링하는 단계를 포함하고, 업링크 잡음 플로어는 복수의 원격 안테나 유닛 중 최저 잡음 플로어를 갖는 제1원격 안테나 유닛에 기초하여 정규화되고, 스케일링 인자는, 복수의 원격 안테나 유닛에 연결된 호스트 유닛을 위한 합성 최대 호스트 피크 전력에 기초하여 업링크 출력 이득을 감쇄시킨다.
본 발명은 신호대 잡음비 최적화를 이용한 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산을 위한 시스템 및 방법을 제공할 수 있다.
본 발명의 실시예들은, 다음에 따르는 도면의 바람직한 실시예들의 설명을 고려할 때, 더욱 쉽게 이해될 수 있으며 그 추가 장점 및 용도는 더욱 명백해질 수 있다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예의 두 개의 원격 안테나 유닛을 갖는 분산형 안테나 시스템의 구성을 도시한 도면.
도 1b 내지 도 1d는 본 발명의 실시예들의 SNR 최적화를 도시한 그래프.
도 2는 본 발명의 일 실시예의 방법을 도시한 흐름도.
도 3은 본 발명의 일 실시예를 구현하기 위한 식들의 차트.
도 4는 본 발명의 일 실시예의 분산형 안테나 시스템을 위한 원격 안테나 유닛들의 하나의 구성을 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 일 실시예의 분산형 안테나 시스템을 위한 원격 안테나 유닛들의 하나의 구성을 도시한 도면.
도 6은 본 발명의 일 실시예의 방법을 도시한 흐름도.
도 7은 본 발명의 일 실시예의 원격 안테나 유닛을 도시한 블록도.
통례에 따라, 설명한 다양한 특징들은 일정한 비율로 도시된 것이 아니라 본 발명에 관한 특징들을 강조하도록 도시된 것이다. 참조 부호는 도면과 텍스트 전체에 걸쳐 유사한 요소를 가리킨다.
이하의 상세한 설명에서는, 상세한 설명의 일부이며 본 발명을 실시할 수 있는 특정한 예시적인 실시예들을 도시한 첨부 도면을 참조한다. 이러한 실시예들은 당업자가 본 발명을 실시할 수 있도록 충분히 상세하게 설명하며, 다른 실시예들을 이용해도 되며 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 논리적, 기계적, 및 전기적 변경을 가해도 된다는 점을 이해하기 바란다. 따라서, 이하의 상세한 설명은 한정적인 의미로 취급해서는 안 된다.
본 발명의 실시예들은, 임의의 사이멀캐스트 구성의 동적 범위의 최적화를 위해 원격 안테나 유닛에서의 역 경로 이득을 조절하기 위한 시스템 및 방법을 제공한다. 본 발명의 실시예들은, 임의의 잡음 인자(noise factor: NF) 및 이득이 주어진 임의의 개수의 비균질 원격 안테나 유닛들에 대하여 캐스케이드, 스타, 또는 다른 하이브리드 구성의 분산형 안테나 시스템 원격 안테나 유닛들에 최적의 신호대 잡음비(signal to noise ratio: SNR) 합산을 제공하는 사항들을 다룬다. 또한, 후술하는 바와 같이, 무선 RF 신호의 디지털 감쇄를 이러한 무선 RF 신호의 다른 신호와의 합산 전에 수행함으로써, 본 발명의 실시예들은 적절히 제공된 실무 설비에 대하여 디지털 오버플로우의 발생 가능성을 감소시킨다. 또한, 본 발명의 실시예들은, 각 RAU의 SNR을 개별적으로 균등하게 밸런싱하면서 높은 SNR을 유지하며, 이는 호스트 유닛에서 수신되는 합성 업링크 신호의 성능에 유익하다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예의 2 원격 안테나 유닛(RAU) 분산형 안테나 시스템(distributed antenna system: DAS)(100)의 간단한 스타 구성을 도시한다. DAS(100)는 호스트 유닛(105)에 스타 구성으로 연결된 제1RAU(110) 및 제2RAU(115)를 포함한다. DAS(100)는, 이하의 표 1의 파라미터로 예시한 바와 같이 RAU(110)와 RAU(115)가 서로 다른 성능 특징을 갖는다는 점에서 비균질 DAS이다. 도 1에 도시한 실시예에서, RAU(110)는 "프리즘 원격" RAU를 포함하는 한편 RAU는 "스펙트럼 허브" RAU를 포함하며, 이 둘은 에이디씨 텔레컴퓨니케이션즈 인코포레이티드(ADC Telecommunications, Inc.)에 의해 제조된 것이다. 당업자라면, 이러한 두 개의 RAU 선택이 임의적이며 예시일 뿐이며, 본 발명의 실시예들의 범위가RAU들의 특정 제품만을 포함하는 DAS로 한정되지 않는다는 점을 인식할 것이다.
RAU 110 (프리즘) RAU 115 (스펙트럼) 합성
프리즘 NF UL = 5㏈ 스펙트럼 NF UL = 17㏈
프리즘 이득 UL = 30㏈ 스펙트럼 이득UL = 30㏈
프리즘 최대 피크 호스트 출력 전력 = 0㏈m 스펙트럼 최대 피크 호스트 출력 전력 = 0㏈m 합성 최대 피크 호스트 출력 전력 = 0㏈m + 0㏈m = 3㏈m (호스트에 의해 0㏈m으로 클리핑됨)
kTB (B=1㎐) = -174㏈m kTB (B=1㎐) = -174㏈m
프리즘 잡음 전력 UL = -174+30+5 = -139㏈m/㎐ 스펙트럼 잡음 전력 UL = -174+30+17 = -127㏈m/㎐ 프리즘 잡음 전력 + 스펙트럼 잡음 전력 UL = -139㏈m/㎐ + -127㏈m/㎐ = -126.7㏈m/㎐
프리즘 SNR(1㎐) = 0-(-139) = 139㏈ 스펙트럼 SNR(1㎐) = 0-(-127) = 127㏈ SNR (1㎐) = 0-(-126.7) = 126.7㏈
프리즘 RAU(110)와 스펙트럼 RAU(115) 모두에 대하여, 업링크 이득은 30㏈로 고정되어 있다. 이를 설명하고자, 양측 RAU(110, 115)가 최대 전력 가까이에서 동작하는 경우 야기되는 오버플로우가 호스트 유닛(105)에서 단절(truncation) 또는 클리핑(clipping)에 의해 처리된다고 가정한다. 이 예에서, 호스트 유닛(105)에서의 합산된 합성 신호의 이득은 0㏈ 내지 30㏈ 범위에서 조절될 수 있지만, RAU들(110, 115)의 개별적인 이득은 합산 전에 서로 조절되지 않는다. 도 1b에 도시한 바와 같이, 단일 스펙트럼 RAU(115) 시스템의 잡음 전력은 프리즘 RAU(110)보다 12㏈ 크며, 호스트유닛(110)에서의 피크 출력 전력(여기서는 합성 최대 호스트 피크 전력이라고도 함)은 0㏈m에 고정되므로, SNR은 스펙트럼 RAU(115)에서 12㏈ 낮다. 또한, 두 개의 RAU(110, 115)로부터의 업링크 신호를 간단히 가산하면, 시스템의 전체 동적 범위는 표 1의 제3컬럼에 도시한 바와 같이 126.7㏈로 저감된다. 이러한 상황에서, 사이멀캐스트 중 스펙트럼 RAU(115)의 해당 부분은 합성 신호의 전체 시스템 동적 범위를 지배한다.
두 개의 RAU(110, 115)로부터의 업링크 신호들을 간단히 가산하는 것과는 대조적으로, 대신에 스펙트럼 RAU(115)의 잡음 전력을 프리즘 RAU(110)의 잡음 전력으로 정규화함으로써, 이 경우에는, 이득 12㏈(도면에서의 잡음 차)를 스펙트럼 RAU(115) 신호로부터 감산함으로써, DAS(100)의 전체 동적 범위를 유지할 수 있다. 그 결과가 일반적으로 참조 번호(102)로 도 1c 및 이하의 표 2에 도시되어 있다.
RAU 110 (프리즘) RAU 115 (스펙트럼)
프리즘 RAU 110으로 정규화된 잡음 전력		 합성
프리즘 NF UL = 5㏈ 스펙트럼 NF UL = 17㏈
프리즘 이득 UL = 30㏈ 정규화된 스펙트럼 UL 이득 = 30㏈ - 12㏈ = 18㏈
프리즘 최대 피크 호스트 출력 전력 = 0㏈m 스펙트럼 최대 피크 호스트 출력 전력 = 0㏈m - 12㏈ = -12㏈m 합성 최대 피크 호스트 출력 전력 = 1mW + .063mW = 0.2653㏈m (호스트에 의해 0㏈m로 클리핑됨)
kTB (B=1㎐) = -174㏈m kTB (B=1㎐) = -174㏈m
프리즘 잡음 전력 UL = -174 + 30 + 5 = -139㏈m/㎐ 정규화된 스펙트럼 잡음전력 UL = -174 + 18 + 17 = -139㏈m/㎐ 프리즘 잡음 전력 + 정규화된 스펙트럼 잡음 전력 UL = -139 + -139 = -136㏈m/㎐
프리즘 SNR (1㎐) = 0-(-139) = 139㏈ 스펙트럼 SNR (1㎐) = -12-(-139) = 127㏈ SNR (1㎐) = 0 - (-136) = 136㏈
등가 잡음 전력을 위해 정규화된 프리즘 및 스펙트럼 RAU(110, 115)를 이용함으로써, 기여하는 RAU의 각각의 이득이 이하의 식에 의해 스케일링되어, 호스트 유닛(105)의 합성 최대 전력 0㏈m 아래에서 유지된다.
Figure pct00001
이 예에서, 이론적 합성 출력 전력은 0.2653㏈m이다. 표 2의 값에 대하여, 이는 -0.2653인 스케일링 인자를 생성하게 된다. 이 스케일링 인자를 RAU(110, 115)에 적용함으로써, 이하의 표 3 및 도 1d에 도시한 결과를 얻는다.
RAU 110 (프리즘)
-0.2653㏈의 스케일링 인자가 적용됨		 RAU 115 (스펙트럼)
프리즘 RAU 110으로 정규화되고 -0.2653㏈의 스케일링 인자가 적용된 잡음 전력		 합성
프리즘 NF UL = 5㏈ 스펙트럼 NF UL = 17㏈
프리즘 이득 UL = 30㏈ - .2653㏈ = 29.734㏈ 정규화된 스펙트럼 이득 UL = 30㏈ - 12㏈ - .2653㏈ = 17.734㏈
프리즘 최대 피크 호스트 출력 전력 = -.2657㏈m 스펙트럼 최대 피크 호스트 출력 전력 = -12.266㏈m 합성 최대 피크 호스트 출력 전력 = -.2653㏈m + -12.2653㏈m = 0㏈m
kTB(B=1㎐) = -174㏈m kTB(B=1㎐) = -174㏈m
프리즘 잡음 전력 UL = -174 + 29.73 + 5 = -139.266㏈m/㎐ 정규화된 스펙트럼 잡음 전력 UL = -174 + 18 + 17 = -139.265㏈m/㎐ 프리즘 잡음 전력 + 정규화된 스펙트럼 잡음 전력 UL = -136.255㏈m/㎐
프리즘 SNR (1㎐) = 0-(-139) = 139㏈ 스펙트럼 SNR (1㎐) = -12-(-139) = 127㏈ SNR (1㎐) = 0-(-136) = 0-(-136.265) = 136.255㏈
이 예에서, DAS(100)의 합성 SNR은 (도 1A와 표 1에 도시한 직접적 합산을 이용하여) 127㏈로부터 136.26㏈로 개선되었다.
도 2는 최적의SNR 합산을 제공하기 위한 전술한 방법을 도시한 흐름도이다. 도 1a의 DAS(100)에 적용되는 이 방법은, 프리즘 RAU(110)와 스펙트럼 RAU(115)의 개별적인 SNR을 유지하고, 예를 들어, 사이멀캐스트를 위한 SNR을 최대화하도록 이 두 개의 RAU의 잡음 플로어를 정규화한다. 이 방법은, 단계(210)에서 시작되어, DAS의 복수의 RAU에 대한 업링크 잡음 플로어를 최저 잡음 플로어를 갖는 RAU의 잡음 전력으로 정규화한다. 즉, 최저 잡음 플로어를 갖는 RAU의 잡음 전력이 잡음 전력 정규화 값을 정의한다. 이 과정을 도 1c에 대하여 전술하였다. 이 방법은, 단계(220)로 진행하여, 복수의 RAU의 각각의 업링크 출력 이득을 스케일링 인자에 의해 스케일링하고, 여기서 스케일링 인자는 합성 최대 호스트 피크 전력에 기초하여 업링크 출력 이득을 감쇄시킨다. 본 개시물에서 정의된 용어들인 "합성 최대 호스트 피크 전력" 또는 대안으로 "합성 최대 피크 호스트 출력 전력"은, 호스트 유닛이 RAU들로부터의 합성 업링크 신호로부터 수신하는 것을 예상하도록 설계된 피크 전력을 가리킨다. 예를 들어, 도 1a 내지 도 1d에 대하여 전술한 실시예들에서, 호스트 유닛(105)은 0㏈m인 최대 피크 전력을 갖는 합성 업링크 신호를 처리하도록 설계된다. 따라서, 호스트 유닛(105)을 위한 합성 최대 포스트 피크 전력은 0㏈m이다. 단계(210)에서의 정규화 수행 후의 합성 업링크 신호의 이론적 최대 전력은 표 2에 도시한 바와 같이 0.2653㏈m이다. 이에 따라, 단계(220)에서 적용되는 스케일링 인자는, -0.2653의 스케일링 인자인 0㏈m 내지 0.2653㏈m이다. 이 스케일링 인자를 정규화된 RAU들에 적용함으로써, 호스트의 0㏈m인 합성 전력이 초과되지 않음을 보장한다.
일 실시예에서, 업링크 잡음 플로어를 정규화하고 업링크 출력 이득을 스케일링하는 계산은, 호스트 유닛에서 수행되고, 그 결과는 DAS(100) 네트워크를 통해 RAU들에 푸시다운된다(pushed down). RAU들은 각각 수신하는 무선 RF 신호들의 디지털 샘플들을 합성 값으로 합산하기 전에 이러한 샘플들의 이득을 조절하며, 이에 대해서는 더욱 상세히 후술한다. RAU 유형에 의해 수행되는 실제 이득 조절은 다르다. 예를 들어, 프리즘 RAU(110)은 스케일링 인자에 의해 조절되지만, 이미 최저 잡음 플로어를 갖는 RAU이므로 정규화될 필요가 없다. 따라서, 프리즘 RAU(110)에서 수행되는 전체 이득 조절은 0.2653㏈의 감쇄이며, 이에 따라 RAU(110)의 업링크 이득이 30㏈에서 29.734㏈로 된다. 대조적으로, 스펙트럼 RAU(115)는 스케일링 인자에 의해 조절되지만, 정규화도 필요로 한다. 따라서, 스펙트럼 RAU에서 수행되는 전체 이득 조절은 -12㏈ -0.2653㏈의 감쇄이며, 이에 따라 RAU(115)의 업링크 이득이 30㏈에서 17.734㏈로 된다. 이에 따라, 일 실시예에서, 호스트 유닛은, RAU(110)의 업링크 이득을 29.734㏈에 설정하도록 이득 조절 정보를 RAU(110)에 푸시하고, RAU(115)의 업링크 이득을 17.734㏈에 설정하도록 다른 이득 조절 정보를 RAU(115)에 푸시한다.
DAS(100)로 설명한 실시예에서는 두 개의 RAU만을 포함하였다. 본 발명의 실시예들의 한 가지 분명한 이점은, 이러한 실시예들을 이용하여 알려져 있는 이하의 표 4에 정의된 파라미터와 도 3에 제시한 수학식들을 사용하여, 임의의 개수의 RAU를 갖는 DAS 및 임의의 사이멀캐스트 토폴로지에 대하여 스케일링 인자를 개별적인 성능 파라미터와 함께 계산할 수 있다는 점이다.
파라미터 정의
Max_Host_Pwr_㏈m DAS 호스트 유닛 최대 전력 (㏈m)
RAU1 사이멀캐스트에서의 제1유형의 RAU의 개수
(예를들어, 프리즘 원격 안테나 유닛의 개수)
NF_RAU1 RAU1의 잡음 수치(통상적으로 프리즘 원격에 대하여 5)
Gain_RAU1_㏈ RAU1 유형 RAU의 전치 디지털 합산 업링크 이득
(프리즘 RAU에 대하여 통상적으로 30㏈ 또는 36㏈)
RAU2 사이멀캐스트에서의 제2유형의 RAU의 개수
(예를들어, 스펙트럼 원격 안테나 유닛의 개수)
NF_RAU2 RAU2의 잡음 수치(통상적으로 8-스펙트럼 RAU 합산에 대하여 17)
Gain_RAU2_㏈ RAU2 유형 RAU의 전치 디지털 합산 업링크 이득
(스펙트럼 RAU에 대하여 통상적으로 30㏈)
도 4는, 호스트 유닛(405)에 연결된 제2캐스케이드(일반적으로 참조번호 (420)으로 도시되어 있음)의 제1캐스케이드(일반적으로 참조번호 (410)으로 도시되어 있음)의 8개의 프리즘 RAU(일반적으로 참조번호 (415)로 도시되어 있음) 및 8개의 스펙트럼 RAU(일반적으로 참조번호 (425)로 도시되어 있음)를 갖는 본 발명의 일 실시예의 DAS(400)를 도시한 블록도이다. 도 2에서 설명한 방법을 이용하는 경우, 잡음 전력을 정규화하고 최대 출력 전력을 위한 스케일링을 수행함으로써 업링크 사이멀캐스트를 위한 최저의 SNR 합산을 달성한다. DAS(400)에 대하여, 표 4의 파라미터의 값이 표 5에 도시되어 있으며, 여기서 RAU1은 프리즘 유형의 RAU(415)를 나타내고, RAU2는 스펙트럼 유형의RAU(425)를 나타낸다.
Figure pct00002
도 3의 수학식들을 표 5의 값들에 적용함으로써, 이하의 표 6에 표시된 값들이 도출된다.
Figure pct00003
표 6에 나타낸 바와 같이, 업링크 사이멀캐스트를 위한 최적의 SNR 합산을 달성하는 이득 조절은, DAS(400)의 각 RAU1 유형 RAU에서의 20.70337637411954㏈의 이득 조절 및 각 RAU2 유형 RAU에서의 8.70337637411954㏈의 이득 조절이다. 즉, 프리즘 RAU들(415)의 각각은, 수신하는 무선 RF 신호를, 디지털 RF 샘플들을 합산하여 캐스케이드(420)의 합성 신호를 형성하기 전에, 20.70337637411954㏈만큼 감쇄시킨다. 마찬가지로, 스펙트럼 RAU들(425)의 각각은, 수신하는 무선 RF 신호를, 디지털 RF 샘플들을 합산하여 캐스케이드(420)의 합성 신호를 형성하기 전에, 8.70337637411954㏈만큼 감쇄시킨다. 호스트에서의 양측 캐스케이드(410, 420)로부터의 합성 업링크 신호는 0㏈m을 초과하지 않는다. 일 실시예에서, 계산은, 호스트 유닛(405)에서 수행되며, 적절한 이득 조절은 DAS(400)의 RAU들(415, 425)의 각각에 푸시된다.
도 2의 방법 및 도 3에 도시한 수학식들은, RAU의 두 개의 서로 다른 유형을 포함하는 임의의 하이브리드 DAS 구성에 적용가능하다. 예를 들어, 도 5는, 일반적으로 참조 번호 (520, 522, 524)로 각각 도시된 공유 캐스케이드들을 통해 호스트 유닛(505)에 연결된 프리즘 RAU(510) 및 스펙트럼 RAU(515)를 갖는 다른 DAS(500)를 도시한 블록도이다. 도 3의 수학식들을 이용하는 경우, 잡음 전력을 정규화하고 최대 출력 전력을 위한 스케일링을 수행함으로써 업링크 사이멀캐스트를 위한 최적의 SNR 합산을 달성한다. DAS(500)에 대하여, 표 4의 파라미터의 값이 표 7에 도시되어 있으며, 여기서 RAU1은 프리즘 유형의 RAU(510)를 나타내고, RAU2는 스펙트럼 유형의 RAU(515)를 나타낸다.
Figure pct00004
도 3의 수학식들을 표 7의 값들에 적용함으로써, 이하의 표 8에 표시된 값들이 도출된다.
Figure pct00005
표 8에 나타낸 바와 같이, 업링크 사이멀캐스트를 위한 최적의 SNR 합산을 달성하는 이득 조절은, DAS(500)의 각 RAU1 유형 RAU에서의 22.5431㏈의 이득 조절 및 각 RAU2 유형 RAU에서의 10.5431㏈의 이득 조절이다. 즉, 프리즘 RAU들(510)의 각각은, 수신하는 무선 RF 신호를, 디지털 RF 샘플들을 캐스케이드의 이전의 RAU로부터 수신되는 업링크 신호와 합산하기 전에, 7.4569㏈만큼 감쇄시킨다. 마찬가지로, 스펙트럼 RAU들(515)의 각각은, 수신하는 무선 RF 신호를, 디지털 RF 샘플들을 캐스케이드의 이전의 RAU로부터 수신되는 업링크 신호와 합산하기 전에, 19.4569㏈만큼 감쇄시킨다. 캐스케이드의 이전 RAU가 프리즘 RAU인지 또는 스펙트럼 RAU인지는 각 RAU에서 수행되는 합산 처리와는 상관없으며, 그 이유는 각 RAU에서 디지털화되는 RF 신호들이, 합산 전 각자의 할당된 이득 조절에 의해 지시된 바와 같이 프레-스케일링(pre-scale)되기 때문이다.
업링크 잡음 플로어를 정규화하고 업링크 출력 이득을 스케일링하기 위한 전술한 실시예들은, 동작 파라미터가 서로 다른 RAU들의 두 개의 서로 다른 유형을 포함하는 임의의 사이멀캐스트 토폴로지를 갖는 DAS에 적용가능하다. 전술한 스펙트럼/프리즘 예에 기초하여, 도 6은 임의의 개수의 서로 다른 RAU 유형들을 갖는 DAS에 대한 역 합산 방법을 제시한다. 이 방법도 업링크 사이멀캐스트의 동적 범위를 실질적으로 유지한다.
이 방법은, 단계(610)에서 시작되어, DAS의 각 RAU에 대한 업링크 잡음 플로어를 계산한다. 호스트 유닛에서의 최대 피크 합성 업링크 신호가 0㏈m이라고 가정하면, 업링크 잡음 플로어는, 이하의 식을 이용하여 DAS의 임의의 원격 "N"에 대하여 계산될 수 있다.
Figure pct00006
XN은 원격 "N"에 대한 원격 업링크 이득이고, YN은 원격 "N"에 대한 원격 업링크 잡음 인자이다.
이 방법은, 단계(620)로 진행하여, 최저 잡음 플로어를 갖는 DAS의 RAU로 나머지 RAU들의 각각에 대한 업링크 잡음 플로어를 정규화한다. 최저 잡음 플로어를 갖는 RAU의 잡음 전력은 잡음 플로어 정규화 값을 확립한다. 원격 #1이 최저 잡음 플로어를 갖는다고 가정하면, 다른 모든 원격 안테나 유닛들에 대한 업링크 잡음 플로어는 원격 #1로 정규화된다. 예를 들어, 원격 #1에 대하여, 아래의 식이 주어지면,
Figure pct00007
DAS의 다른 임의의 원격 "N"은 아래의 식을 이용하여 정규화된다.
Figure pct00008
방법은, 단계(630)로 진행하여 각 RAU의 호스트 최대 전력 기여 값을 계산하고 단계(640)로 진행하여 각 RAU의 호스트 최대 전력 기여 값을 합산한다. 호스트 최대 전력 기여 값은 아래의 식을 이용하여 DAS의 임의의 원격 "N"에 대하여 계산될 수 있다.
Figure pct00009
합성 업링크 신호의 이론적 최대 전력은 아래의 식들을 이용하여 계산된다.
Figure pct00010
방법은 단계(650)로 진행하여, 각 RAU에 적용될 전체 이득 조절 값을 계산한다. DAS의 임의의 원격 "N"에 적용될 전체 이득 조절 값은 아래의 식을 이용하여 계산될 수 있다.
Figure pct00011
여기서, 호스트 유닛에서의 최대 피크 합성 업링크 신호인 Max_Host_Pwr_㏈m은 전술한 바와 같이 0㏈m로서 정의되었다.
본 발명의 일 실시예에서, 업링크 잡음 플로어를 정규화하고 업링크 출력 이득을 스케일링하기 위한 전술한 계산은 DAS 호스트 유닛에서 계산되며, 그 결과는 DAS 네트워크를 통해 RAU들에 푸시다운된다. DAS의 RAU는, 자신이 수신한 무선 RF 신호들의 디지털 샘플들에 대한 이득을, DAS 호스트 유닛에 의해 그 RAU에 제공되는 Remote_N_Attenuation 값에 기초하여 조절한다.
각 RAU에 의해 수행되는 합산 및 감쇄 처리를 더욱 양호하게 예시하기 위해, 도 7은 본 발명의 일 실시예의 RAU(700)에 대한 간략화된 블록도를 도시한다. RAU(700)는, 직렬 무선 주파수(serial radio frequency: SeRF) 모듈(710), 디지털 대 아날로그 무선 주파수 송수신기(digital to analog radio frequency transceiver: DART) 모듈(720), 및 적어도 하나의 안테나(730)를 포함한다. 대체 실시예에서는, 여기서 설명하는 SeRF 모듈(710)과 DART 모듈(720)을, 필드 프로그래밍가능 게이트 어레이(Field Programmable Gate Array: FPGA), 주문형 집적 회로(Application-Specific Integrated Circuit: ASIC), 디지털 신호 처리(digital signal processing: DSP) 보드, 또는 유사 장치 및 이들의 조합을 사용하여 구현한다. RAU(700)는, (인입 신호 인터페이스(713)에 연결된) 인입 섬유 링크(712)를 통해 다른 RAU에 연결되고 (인출 신호 인터페이스(715)에 연결된) 인출 섬유 링크(714)를 통해 캐스케이드의 또 다른 RAU에 연결되도록, 또는 DAS 호스트 유닛에 직접 연결되도록 DAS 내의 RAU들의 캐스케이드로 구성된다.
DART 모듈(720)은 아날로그 RF 신호와 디지털 RF 샘플 사이의 양방향 변환을 제공한다. 업링크에서, 안테나(730)는 (예를 들어, 핸드헬드 가입자 유닛(705)으로부터) 무선 RF 신호를 수신하고, 그 RF 신호를 DART 모듈(720)에 전달한다. DART 모듈(208)은 인입 아날로그 RF 신호를 수신하고, 그 아날로그 RF 신호를 샘플링하고, SeRF 모듈(710)에 제공되는 디지털 RF 샘플들의 스트림을 생성한다. 본 명세서를 읽는 당업자라면, "디지털 RF 샘플"이라는 용어가, 하나 이상의 대체 실시예에서, 중간 주파수(IF) 샘플들로 변환되는 인입 아날로그 RF 신호의 샘플들을 포함한다는 점을 인식할 것이다.
본 발명의 실시예들을 설명하자면, SeRF 모듈(710)의 기능은, 인입 섬유(712)를 통해 디지털 RF 샘플들을 수신하고 (예를 들어, 합산기(711)를 이용하여) 섬유 레벨에서 그러한 디지털 RF 샘플들을 DART 모듈(720)에 의해 제공되는 디지털 RF 샘플들과 직접 합산하는 것이다. 그 결과로 얻어지는 합이 인출 섬유 링크(714)를 통해 송신된다. 이에 따라, DAS 내의 각 RAU에 대하여, 대응하는 SeRF 모듈은, 캐스케이드에서의 바로 앞의 RAU로부터의 데이터를 자신의 고유한 DART 모듈에 의해 생성되는 디지털 RF 샘플들에 가산한다. SeRF 모듈(710)이 전체 DAS의 구조를 알 필요는 없다. 이 모듈은 단지 섬유(712)로부터 입력을 수신하고, 섬유(712)로부터의 디지털 RF 샘플들을 DART 모듈(720)로부터의 디지털 RF 샘플들과 합산하고, 그 결과를 섬유(714)를 통해 출력한다. 명료하도록, 본 명세서에서 사용되는 용어들인 "가산" 및 "합산"은, SeRF가 단순히 RF 샘플들의 두 개의 스트림을 단일 스트림으로 멀티플렉싱하는 것을 의미하지 않는다. 대신에, 합산기(711)에서, 섬유(712)를 통해 수신된 RF 샘플의 값이 DART 모듈(720)로부터 수신된 RF 샘플의 값에 가산되어 새로운 "합산된" RF 데이터 샘플 출력이 생성된다. 이러한 데이터 신호들의 가산은, DART 모듈(720)로부터의 디지털 RF 샘플들이 가산될 섬유(712)로부터의 디지털 RF 샘플들과 동일한 샘플 레이트를 갖는 경우 수행될 수 있다.
일 실시예에서, 스케일링 인자의 적용 및 정규화는 DART 모듈(720) 레벨에서 디지털로 수행되며, 이에 따라 RAU(700) 내에 물리적 감쇄기가 필요 없다. 일 실시예에서, 감쇄는 DART 모듈(720) 내의 신호 경로에서 직접 승수를 통해 구현된다. 도 2 또는 도 6에서 설명한 임의의 방법들을 이용하여, 업링크 사이멀캐스트를 위한 최적의 SNR 합산을 달성하는 이득 조절을 호스트 유닛에서 계산한다. RAU(700)를 위한 이득 조절 값은, 호스트 유닛에 의해 RAU(700)에 푸시되며, 여기서, DART 모듈(720)의레지스터(722) 내에 승수로서 저장된다. DART 모듈(720)이 무선 RF 신호들을 샘플링하는 경우, 이 모듈은 레지스터(722)에 저장된 승수를 결과에 적용한 후 그 결과를 SeRF 모듈(710)에 전달한다.
대안적인 실시예에서, 도 1 내지 도 7에 연관된 호스트 유닛은, 새로운 RAU가 DAS에 가산되는 경우, 호스트 유닛이 그 가산을 검출하고, 해당 업링크 잡음 플로어를 계산하는 데 필요한 정보를 얻고, RAU들의 각각에 대한 이득 조절 값을 재계산하는 "플러그-앤드-플레이"(plug-and-play) 기술을 포함한다. 구현을 위해 새로운 이득 조절 값을 푸시 아웃하는 것은 자동 수행될 수 있거나 네트워크 운용자에 의해 수동 처리를 통해 개시될 수 있다. 또한, 전술한 방법들 중 어느 것도, RAU들 중 하나 이상에 대한 사용자 정의 감쇄를 특정함으로써 그러한 RAU들 중 하나 이상에 대하여 호스트 유닛에 의해 계산된 이득 조절 값을 네트워크 운용자가 무효화하는 것을 방지하지 못한다.
전술한 최적의 SNR 합산 방법들은 호스트 유닛에서의 합성 신호 전력을 제어하기 위한 수단을 제공하지만, 예를 들어, RAU SeRF 모듈에 의해 또는 호스트 유닛에서 데이터 스트림들이 함께 가산되는 경우, 디지털 오버플로우가 여전히 발생할 수 있다. 이는 디지털 RF 샘플들이 전력 값들보다는 전압 값들을 나타내기 때문이다. 예를 들어, 도 1a와 도 1b의 DAS(100)에서, RAU(110)와 RAU(115) 모두가 특정 대역에 대한 최대 전력에서 동작하고 있으며 동적 범위 최적화가 적용되지 않는다고 가정한다. 또한, RAU(110)와 RAU(115) 각각은 인입 무선 RF 신호의 16비트 아날로그 대 디지털 변환을 적용하는 DART 모듈을 이용하며, 출력될 최대 코드가 가능한 최대 출력 값인 2^16보다 낮은 1.5㏈라고 가정한다. 그 결과, 최대 조절 값은 55140일 것이다. 최악의 경우에, 값 55140은 각 DART 모듈로부터 동일한 시간 간격으로 출력된다. 이러한 두 개의 값은 호스트 유닛(105)에서 가산되어, 그 결과 110280의 17비트가 생성된다. 이렇게 디지털화된 코드를 재생성하는 디지털 대 아날로그 변환기는 16비트 장치이기 때문에, 합산은 1비트의 오버플로우 조건을 생성하며, 이는 그 결과를 다시 16비트(=65535)로 리턴하는 포화에 의해서만 처리될 수 있다. 이러한 연산은, 파형의 크기를 클리핑하며, 이 경우, 4.5㏈의 오버플로우 샘플에 대한 진폭 감소 및 왜곡을 야기한다.
대조적으로, 도 1c와 도 1d에서 설명한 바와 같이 SNR 최적화가 적용되면, RAU(110)는 DART 모듈로부터 53479의 최대 스케일 전압 코드에서 또는 -0.265㏈m의 최대 전력에서 동작한다. RAU(115)는 13433의 최대 스케일 전압 코드에서 또는 -12.365㏈m의 최대 전력에서 동작한다. 이러한 두 개의 코드 값이 호스트 유닛(105)에서 가산되면, 66912의 17비트 결과가 생성되며, 이는 또한 그 결과를 16비트(=65535)로 리턴하는 포화에 의해서만 처리된다. 이 경우, 최대 진폭은 여전히 포화되어 클리핑되지만, 심하지는 않다. 여기서는, 진폭의 0.18㏈만이 클리핑되지만 SNR 최적화가 없는 예에서는 4.5㏈로 클리핑된다. 이러한 합성 진폭은, 양측 원격 안테나 유닛들이 최대 전력에 있고, 양측 샘플들의 해당 전압이 동일한 샘플링 시간 간격으로 최대 코드에 있도록 그 양측 샘플들이 위상을 갖는 경우에만, 발생한다는 점에 주목해야 한다. 이러한 경우의 발생 가능성은 매우 낮으며, 이러한 상황이 매우 오랫동안 지속되지는 않을 것이다.
SNR 최적화가 적용된, 도 4에 도시한 듀얼-캐스케이드 네트워크의 오버플로우 조건을 고려함으로써 추가 예를 제공한다. DAS(400)의 각 RAU가 16비트 아날로그 대 디지털 변환을 인입 무선 RF 신호들에 적용하고, 각 스펙트럼 RAU(425)가 4749의 최대 코드를 갖고 각 프리즘 RAU(415)가 18908의 최대 코드를 갖는다고 다시 가정한다. 두 개의 캐스케이드(410, 420)는 개별적으로 가산되며, 호스트 유닛(405)에 의해 함께 합산된다. 캐스케이드(410)에 대하여, 모든 8개의 원격 안테나 유닛의 전체 코드값은, 모든 원격 안테나 유닛들이 최대 코드를 동시에 보고 있다면, 8×18908, 또는 151264이다. 이것이 7.24㏈ 오버플로우 조건이다. 캐스케이드(420)에 대해서는, 8×4749, 또는 37992이다. 캐스케이드(420)는오버플로우를 나타내지 않지만, 캐스케이드들(410, 420)이 함께 가산되면, 출력이 총 16비트에서 포화 상태로 유지된다. 이 조건은, 모든 16개의 원격 안테나 유닛이 최대 코드에 있는 경우에만, 발생하며, 이러한 경우는 실제 동작 상황이 아니다. 2개의 프리즘 RAU와 4개의 스펙트럼 RAU이 최대 스케일에 있는 최악의 실제 상황을 고려해 보면, 호스트 유닛은 2×18908 + 4×4749 = 56812를 보게 된다. 이는 65535 포화 한계에 해당되며, 따라서 클리핑이 발생하지 않는다.
DAS의 일부 RAU들은 풀스케일 입력을 볼 가능성이 훨씬 더 높을 수 있기 때문에(예를 들어, 건물 내에 위치하는 RAU는 통상적으로 이동 유닛으로부터 훨씬 더 멀리 위치하는 야외 RAU에 비해 이동 유닛에 더 가까울 수 있기에), 네트워크 운용자는, 그러한 RAU들에 대한 사용자 정의 감쇄를 특정함으로써 호스트 유닛에 의해 계산되는 이득 조절의 무효화를 선택할 수 있다.
본 명세서에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시예들의 시스템과 방법을 구현하는 데 여러 수단이 이용가능하다. 전술한 임의의 수단 외에도, 이러한 수단은, 디지털 컴퓨터 시스템, 마이크로프로세서, 프로그래밍가능 컨트롤러, 필드 프로그래밍가능 게이트 어레이(FPGA), 및 주문형 집적 회로(ASIC)를 포함하지만, 이러한 예들로 한정되지 않는다. 따라서, 본 발명의 다른 실시예들은물리적 컴퓨터 판독가능 매체 장치에 저장되고 상주하는 프로그램 명령어로서, 이 프로그램 명령어는, 이러한 수단에 의해 구현되는 경우, 그 수단이 본 발명의 실시예들을 구현할 수 있게 한다. 컴퓨터 판독가능 매체는, 펀치 카드, 자기 디스크나 테이프, 임의의 광학 데이터 저장 시스템, 플래시 ROM, 비휘발성 ROM, 프로그래밍가능 ROM(PROM), 소거가능-프로그래밍가능 ROM(E-PROM), RAM을 포함하는 임의의 물리적 형태의 컴퓨터 메모리 등의 장치들, 또는 다른 임의의 형태의 영구, 반영구, 또는 임시 메모리 저장 시스템이나 장치를 포함하지만, 이러한 예들로 한정되지 않는다. 프로그램 명령어는, 컴퓨터 시스템 프로세서에 의해 실행되는 컴퓨터 실행가능 명령어 및 초고속 집적 회로(VHSIC) 하드웨어 기술 언어(VHDL) 등의 하드웨어 기술 언어를 포함하지만, 이러한 예들로 한정되지 않는다.
본 명세서에서는 특정 실시예들을 예시하고 설명하였지만, 당업자라면, 동일한 목적을 달성하도록 계산되는 임의의 구성이 예시된 특정 실시예를 대체해도 된다는 점을 인식할 것이다. 본 출원은 본 발명의 임의의 조절이나 변동을 포함하려는 것이다. 따라서, 명백하게, 본 발명은 청구범위 및 그 균등물에 의해서만 한정되어야 한다.
100: 분산형 안테나 시스템(distributed antenna system: DAS)
105: 호스트 유닛
110: 제1RAU
115: 제2RAU

Claims (28)

  1. 분산형 안테나 시스템용 역 경로 합산을 위한 방법으로서,
    분산형 안테나 시스템의 복수의 원격 안테나 유닛에 대한 업링크 잡음 플로어(uplink noise floor)를 정규화하는 단계 및
    상기 복수의 원격 안테나 유닛의 각각의 업링크 출력 이득을 스케일링 인자(scaling factor)에 의해 스케일링하는 단계를 포함하되,
    상기 업링크 잡음 플로어는 상기 복수의 원격 안테나 유닛 중 최저 잡음 플로어를 갖는 제1원격 안테나유닛에 기초하여 정규화되고,
    상기 스케일링 인자는, 상기 복수의 원격 안테나 유닛에 연결된 호스트 유닛을 위한 합성 최대 호스트 피크 전력에 기초하여 상기 업링크 출력 이득을 감쇄시키는 것인, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 정규화하는 단계와 상기 스케일링하는 단계는, 상기 복수의 원격 안테나 유닛 중 적어도 하나의 원격 안테나 유닛에 의해 수신되는 무선 RF 신호들로부터 생성되는 디지털 샘플들의 이득을, 상기 디지털 샘플들을 상기 적어도 하나의 원격 안테나 유닛에서 수신되는 다른 디지털 샘플들과 합산하기 전에, 감쇄시킴으로써, 상기 적어도 하나의 원격 안테나 유닛에서 수행되는 것인, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 정규화하는 단계와 상기 스케일링하는 단계는, 상기 복수의 원격 안테나 유닛 중 제2원격 안테나 유닛에 이득 조절 값을 송신하는 단계를 더 포함하는 것인, 분산형 안테나시스템의 역 경로 합산 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 이득 조절 값은, 상기 제2원격 안테나유닛에 의해 수신된 무선 RF 신호들로부터 생성된 디지털 샘플들의 이득을, 상기 디지털 샘플들을 상기 제2원격 안테나 유닛에서 수신되는 다른 디지털 샘플들과 합산하기 전에, 감쇄시키도록, 상기 제2원격 안테나 유닛에 지시하는 것인, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 스케일링 인자는 상기 복수의 원격 안테나 유닛으로부터의 합성 업링크 신호의 이론적 최대 전력과 상기 합성 최대 호스트 피크 전력 간의 차에 기초하는 것인, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 복수의 원격 안테나 유닛은 성능 파라미터들에 대하여 비균질한 것인, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  7. 제1항에 있어서, 상기 분산형 안테나 시스템의 상기 복수의 원격 안테나 유닛에 대한 업링크 잡음 플로어를 정규화하는 단계는,
    상기 복수의 원격 안테나 유닛 중 제2원격 안테나 유닛에 대한 업링크 잡음 플로어와 상기 제1원격 안테나 유닛에 대한 업링크 잡음 플로어 값 간의 차에 기초하여 상기 제2원격 안테나 유닛에 대한 업링크 이득을 감쇄시키는 단계를 더 포함하는, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 복수의 원격 안테나 유닛의 각각에 대한 업링크 잡음 플로어를 계산하는 단계를 더 포함하는, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  9. 제1항에 있어서, 상기 복수의 원격 안테나 유닛의 각각에 대한 최대 전력 기여 값을 계산하는 단계 및
    상기 복수의 원격 안테나 유닛의 각각에 대한 상기 최대 전력 기여 값을 합산하여 이론적 합성 호스트 전력 값을 도출하는 단계를 더 포함하는, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 합성 호스트 전력 값과 상기 복수의 원격 안테나 유닛 중 제2원격 안테나 유닛에 대한 상기 최대 전력 기여 값의 함수에 기초하여 상기 제2원격 안테나 유닛에 대한 전체 이득 조절 값을 계산하는 단계를 더 포함하는, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 제2원격 안테나 유닛에 대한 상기 전체 이득 조절 값을 상기 제2원격 안테나 유닛에 송신하는 단계를 더 포함하는, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 전체 이득 조절 값은, 상기 제2원격 안테나 유닛에 의해 수신된 무선 RF 신호들로부터 생성된 디지털 샘플들의 이득을, 상기 디지털 샘플들을 상기 제2원격 안테나 유닛에서 수신되는 다른 디지털 샘플들과 합산하기 전에, 감쇄시키도록, 상기 제2원격 안테나유닛에 지시하는 것인, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  13. 제1항에 있어서, 상기 호스트 유닛은 섬유 네트워크에 의해 상기 복수의 원격 안테나 유닛에 연결되는 것인, 분산형 안테나 시스템의 역 경로 합산 방법.
  14. 분산형 안테나 시스템을 위한 원격 안테나 유닛으로서,
    적어도 하나의 안테나에 연결되고, 상기 적어도 하나의 안테나에서 수신되는 무선 RF 신호를 디지털 샘플링하여 디지털 샘플들의 제1스트림을 생성하는 변환기를 포함하는 제1모듈 및
    상기 제1모듈과 인입 신호 인터페이스에 연결되고, 상기 디지털 샘플들의 제1스트림으로부터의 디지털 샘플들을 상기 인입 신호 인터페이스를 통해 수신되는 디지털 샘플들의 제2스트림에 기초한 디지털 샘플들과 합산함으로써 합성 신호를 생성하는 합산기를 포함하는 제2모듈을 포함하되,
    상기 제1모듈은, 상기 분산형 안테나 시스템을 위해 확립된 잡음 플로어 정규화 값에 기초하여 원격 안테나 유닛에 대한 업링크 잡음 플로어를 정규화하는 인자에 의해 상기 디지털 샘플들의 제1스트림의 이득을 감쇄시키고,
    상기 제1모듈은, 상기 분산형 안테나 시스템을 위한 호스트 유닛에 대한 합성 최대 호스트 피크 전력에 기초하는 스케일링 인자에 의해 상기 디지털 샘플들의 제1스트림의 이득을 더 감쇄시키는 것인 원격 안테나 유닛.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제1모듈은 전체 이득 조절 값을 저장하는 레지스터를 포함하고, 상기 제1모듈은 상기 전체 이득 조절 값을 상기 디지털 샘플들의 제1스트림에 적용하여 상기 디지털 샘플들의 제1스트림의 이득을 상기 업링크 잡음 플로어를 정규화하는 인자 및 상기 스케일링 인자에 의해 감쇄시키는 것인 원격 안테나 유닛.
  16. 제15항에 있어서, 상기 제1모듈은 상기 호스트 유닛으로부터의 통신을 통해 상기 전체 이득 조절 값을 수신하는 것인 원격 안테나 유닛.
  17. 제15항에 있어서, 상기 레지스터는 사용자 정의 감쇄 값을 더 저장하는 것인 원격 안테나 유닛.
  18. 제14항에 있어서, 상기 스케일링 인자는, 상기 합성 최대 호스트 피크 전력과 상기 호스트 유닛에서의 합성 업링크 신호의 이론적 최대 전력 간의 차에 기초하는 것인 원격 안테나 유닛.
  19. 제14항에 있어서, 상기 제2모듈은 상기 인입 신호 인터페이스를 통해 섬유 네트워크를 거쳐 적어도 다른 하나의 안테나 유닛에 연결되고, 상기 디지털 샘플들의 제2스트림은 상기 적어도 다른 하나의 원격 안테나 유닛에 의해 생성되는 것인 원격 안테나 유닛.
  20. 최적화된 역 경로 합산을 갖는 분산형 안테나 시스템으로서,
    호스트 유닛 및
    상기 호스트 유닛에 연결된 복수의 원격 안테나 유닛을 포함하되,
    상기 복수의 원격 안테나 유닛에 대한 업링크 잡음 플로어는, 상기 복수의 원격 안테나 유닛 중 최저 잡음 플로어를 갖는 원격 안테나 유닛에 기초하여 잡음 플로어 정규화 값으로 정규화되고,
    상기 복수의 원격 안테나 유닛의 각각에 대한 업링크 출력 이득은, 상기 호스트 유닛을 위한 합성 최대 호스트 피크 전력에 기초하는 스케일링 인자에 의해 스케일링되는 것인, 분산형 안테나 시스템.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 복수의 원격 안테나 유닛 중 제1원격 안테나 유닛은,
    적어도 하나의 안테나에 연결되고, 상기 적어도 하나의 안테나에서 수신되는 무선 RF 신호를 디지털 샘플링하여 디지털 샘플들의 제1스트림을 생성하는 변환기를 포함하는 제1모듈 및
    상기 제1모듈과 인입 신호 인터페이스에 연결되고, 상기 디지털 샘플들의 제1스트림으로부터의 디지털 샘플들을 상기 인입 신호 인터페이스를 통해 수신되는 디지털 샘플들의 제2스트림에 기초한 디지털 샘플들과 합산함으로써 합성 신호를 생성하는 합산기틀 포함하는 제2모듈을 포함하고,
    상기 제1모듈은 상기 잡음 플로어 정규화 값에 기초하여 상기 제1원격 안테나 유닛에 대한 업링크 잡음 플로어를 정규화하는 인자에 의해 상기 디지털 샘플들의 제1스트림의 이득을 감쇄시키며,
    상기 제1모듈은 상기 스케일링 인자에 의해 상기 디지털 샘플들의 제1스트림의 이득을 더 감쇄시키는 것인, 분산형 안테나 시스템.
  22. 제21항에 있어서, 상기 제1모듈은 전체 이득 조절 값을 저장하는 레지스터를 포함하고, 상기 제1모듈은 상기 전체 이득 조절 값을 상기 디지털 샘플들의 제1스트림에 적용하여 상기 디지털 샘플들의 제1스트림의 이득을 상기 업링크 잡음 플로어를 정규화하는 인자 및 상기 스케일링 인자에 의해 감쇄시키는 것인, 분산형 안테나 시스템.
  23. 제22항에 있어서, 상기 제1모듈은 상기 호스트 유닛으로부터의 통신을 통해 상기 전체 이득 조절 값을 수신하는 것인, 분산형 안테나 시스템.
  24. 제21항에 있어서, 상기 스케일링 인자는 상기 합성 최대 호스트 피크 전력과 상기 호스트 유닛에서의 합성 업링크 신호의 이론적 최대 전력 간의 차에 기초하는 것인, 분산형 안테나 시스템.
  25. 제21항에 있어서, 상기 제2모듈은 상기 인입 신호 인터페이스를 통해 섬유 네트워크를 거쳐 상기 복수의 원격 안테나 유닛 중 적어도 다른 하나의 안테나 유닛에 연결되고, 상기 디지털 샘플들의 제2스트링은 상기 적어도 다른 하나의 원격 안테나 유닛에 의해 생성되는 것인, 분산형 안테나 시스템.
  26. 제20항에 있어서, 상기 복수의 원격 안테나 유닛의 각각은, 상기 잡음 플로어 정규화 값과 상기 스케일링 인자에 기초하여 각각의 원격 안테나 유닛에서 수신되는 무선 RF 신호들로부터 생성되는 디지털 샘플들의 이득을, 상기 디지털 샘플들을 각각의 원격 안테나 유닛에서 수신되는 다른 디지털 샘플들과 합산하기 전에, 감쇄시키는 것인, 분산형 안테나시스템.
  27. 제20항에 있어서, 상기 스케일링 인자는, 상기 복수의 원격 안테나 유닛으로부터의 합성 업링크 신호의 이론적 최대 전력과 상기 합성 최대 호스트 피크 전력 간의 차에 기초하는 것인, 분산형 안테나 시스템.
  28. 제20항에 있어서, 상기 복수의 원격 안테나 유닛은 성능 파라미터에 대하여 비균질적인 것인, 분산형 안테나 시스템.
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