KR20130048186A

KR20130048186A - 고주파 신호 처리 장치 및 무선 통신 시스템

Info

Publication number: KR20130048186A
Application number: KR1020120123105A
Authority: KR
Inventors: 사또루 도미사와; 히로아끼 마쯔이; 가즈아끼 호리; 데쯔야 와꾸다; 승우 차
Original assignee: 르네사스 일렉트로닉스 가부시키가이샤
Priority date: 2011-11-01
Filing date: 2012-11-01
Publication date: 2013-05-09
Also published as: EP2590346A2; JP5732373B2; US20150180529A1; US20130107918A1; CN103095617A; US9214980B2; CN103095617B; JP2013098757A; EP2590346A3; EP2590346B1; US9001871B2

Abstract

본 발명의 과제는, 고주파 신호 처리 장치 및 그것을 구비한 무선 통신 시스템에 있어서, 수신계 회로에서 발생할 수 있는 2차의 상호 변조 왜곡을 저감하는 것이다.
예를 들면, 테스트 모드에 있어서, 테스트 신호 생성 회로 TSGEN에 의해 생성된 f_tx±0.5㎒의 테스트용 신호 RFtst를 믹서 회로 MIXrx_I(MIXrx_Q)에 입력하고, MIXrx_I(MIXrx_Q)에서 발생한 IM2 성분을 보정 회로 블록 CALBK에서 검출한다. CALBK는, MIXrx_I(MIXrx_Q)의 차동 밸런스를 변경하면서, MIXrx_I(MIXrx_Q)에서 발생한 IM2 성분의 위상을 감시하고, 그 위상의 약 180°천이가 발생하는 천이점에 대응하는 차동 밸런스를 탐색한다. MIXrx_I(MIXrx_Q)는, 그 탐색 결과로 되는 차동 밸런스를 이용하여 통상 모드의 동작을 행한다.

Description

고주파 신호 처리 장치 및 무선 통신 시스템 {HIGH-FREQUENCY SIGNAL PROCESSOR AND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은, 고주파 신호 처리 장치 및 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 다이렉트 컨버전 수신기를 구비한 고주파 신호 처리 장치 및 무선 통신 시스템에 효과적으로 적용할 수 있는 기술에 관한 것이다.

예를 들면, 특허문헌 1에는, 다이렉트 컨버전 수신기에 있어서, 믹서에서 발생하는 2차 왜곡을 저감하기 위해, 믹서에 소정의 주파수 간격을 갖는 시험 신호를 입력하는 회로와, 믹서에서 발생한 2차 왜곡을 검출하는 회로와, 그 검출 결과에 기초하여 믹서의 파라미터를 제어하는 회로를 구비한 구성이 개시되어 있다. 이 구성에 의해, 믹서의 2차 왜곡을 최소로 하기 위한 믹서의 파라미터가 탐색된다. 여기서, 믹서의 2차 왜곡을 검출할 때, 상기 수신기는, 2차 왜곡이 나타나는 소정의 주파수를 대상으로 하여, 믹서의 출력 진폭 레벨의 크기를 검출한다.

또한, 특허문헌 2에는, 다이렉트 컨버전 송신기에 있어서, 제1 변조기(I 신호용 믹서 회로) 및 제2 변조기(Q 신호용 믹서 회로)에서 발생하는 캐리어 누설을 저감하는 기술이 개시되어 있다. 예를 들면, 제1 변조기에서의 캐리어 누설을 저감하는 경우, 상기 송신기는, 제1 변조기의 차동 밸런스를 바꾸면서, 제1 변조기와 제2 변조기의 가산 출력 신호와, 제1 변조기용 로컬 신호의 위상차를 검출하고, 이 위상차가 소정의 값(90°)으로 되는(즉, 제2 변조기만으로부터의 캐리어 누설이 잔존하는) 차동 밸런스를 탐색한다.

일본 특허 출원 공개 제2004-336822호 공보 일본 특허 출원 공개 제2009-212869호 공보

도 15는 본 발명의 전제로서 검토한 무선 통신 시스템에 있어서, 그 개략 구성예를 도시하는 블록도이다. 예를 들면, 휴대 전화기를 대표로 하는 무선 통신 시스템은, 도 15에 도시한 바와 같이, 주로 베이스밴드의 주파수대와 고주파수대(RF(Radio Frequency)대) 사이의 주파수 변환을 담당하는 고주파 신호 처리 칩(고주파 신호 처리 장치) RFIC'가 구비되어 있다. RFIC'는, 수신계 회로로서, 안테나 ANT에서 수신한 고주파 신호를 증폭하는 로우 노이즈 앰프 회로 LNA와, 그 후단에 설치되고, 고주파수대를 베이스밴드로 변환하는 믹서 회로 MIX를 포함하고 있다. 또한, 송신계 회로로서, 고주파 전력 증폭 회로 HPA의 전단에 배치되는 드라이버 회로(가변 증폭 회로) DRV를 포함하고 있다.

여기서, 예를 들면 LNA와 MIX의 사이에는, 수신 대역 이외의 불필요한 주파수대를 제거하기 위한 SAW(Surface Acoustic Wave) 필터 SAWrx 등이 칩의 외장 부품으로서 구비되어 있다. 또한, 여기서는, DRV와 HPA의 사이에도, 송신 대역 이외의 불필요한 주파수대를 제거하기 위한 SAW 필터 SAWtx 등이 칩의 외장 부품으로서 구비되어 있다. 최근, 이러한 고주파 신호 처리 칩을 포함한 무선 통신 시스템에서는, 소형화, 저비용화가 강하게 요구되고 있다. 이로 인해, 고주파 신호 처리 칩에서는, 전술한 SAW 필터의 삭감이 요망된다.

그러나, SAW 필터를 삭감한 경우, 특히, 송신계 회로로부터의 누설 신호가 수신계 회로에서의 2차의 상호 변조 왜곡(IM(Inter Modulation)2)을 통해 원하는 베이스밴드 신호에 중첩되는 것이 문제로 될 수 있다. 도 16의 (a)～도 16의 (c)는, 본 발명의 전제로서 검토한 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 문제점의 일례를 나타내는 설명도이다. 예를 들면, W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)나 LTE(Long Term Evolution) 등의 FDD(Frequency Division Duplex) 방식에서는, 전술한 도 15의 고주파 전력 증폭 회로 HPA로부터 출력되는 비교적 대전력의 송신 신호가 디플렉서 DPX를 통해 수신계 회로로 누설되는 경우가 있다. 도 16의 (a)는, 이때에 있어서의 수신계 회로 내의 LNA의 출력 주파수 스펙트럼을 나타낸 것이다.

도 16의 (a)에 나타낸 바와 같이, LNA는, 안테나 ANT에 의해 수신된 수신 대역 내의 고주파 신호(희망파 신호) RFrx 외에 전술한 HPA로부터의 송신 누설 신호 RFtx_L이 입력되어, 이들의 증폭 결과를 출력한다. RFrx는, 소정(예를 들면, 수 ㎒ 정도)의 신호 대역(2ㆍf_BB)을 갖고, 마찬가지로, RFtx_L도 소정의 신호 대역을 갖는다. 단, 여기서는, RFtx_L의 신호 대역을 소정(예를 들면, 1㎒ 정도)의 주파수 간격(f_int)을 갖는 2개의 주파수 스펙트럼으로 대표적으로 예시하고 있다. 여기서, RFtx_L은, SAWtx, SAWrx가 있는 경우에는, LNA의 입력과 출력에 있어서 충분히 억압된다. 한편, RFtx_L은, SAWtx 및/또는 SAWrx가 없는 경우에는, 억압되지 않고 믹서 회로 MIX에 입력된다.

믹서 회로 MIX는, 도 16의 (b)에 나타낸 바와 같은 수신 대역 내의 소정의 채널 주파수로 설정된 로컬 신호(국부 발진 신호) LOrx와, 희망파 신호 RFrx를 승산한다. 이에 의해, MIX는, 도 16의 (c)에 나타낸 바와 같이, RFrx를, 직접, 베이스밴드의 주파수대(f_BB)로 다운 컨버트(주파수 변환)하고, 그 결과로 되는 수신 베이스 밴드 신호 BBrx를 출력한다. 단, 이때, 믹서 회로 MIX는, 디바이스 미스 매치 등에 기인하여 IM2 성분을 발생하는 경우가 있다. MIX가 송신 누설 신호 RFtx_L에 대하여 IM2 성분을 발생한 경우, f_int의 주파수를 갖는 베이스밴드의 주파수대의 방해파가 생성된다. 상기 방해파(f_int)는, 도 16의 (c)에 나타낸 바와 같이, 수신 베이스밴드 신호 BBrx의 주파수대(f_BB)에 중첩되고, 그 결과, 정상적인 수신 동작이 곤란해질 우려가 있다.

따라서, 이러한 IM2의 문제를 해결하기 위해, 예를 들면 특허문헌 1에 기재되어 있는 기술을 이용하는 것이 고려된다. 특허문헌 1에서는, IM2 성분의 진폭 레벨의 크기를 관측하고, 그것이 최소로 되는 보정 파라미터를 탐색하는 방식이 이용된다. 또한, 이때는, I 신호용 믹서 회로와, Q 신호용 믹서 회로를 별개 독립적으로 탐색하는 방식이나, 혹은 어느 한쪽의 믹서 회로에서 탐색하고, 그 탐색 결과를, 다른 쪽의 믹서 회로에서도 동일한 결과가 얻어진다고 가정하여 그대로 적용하는 방식이 이용된다. 이로 인해, 예를 들면 다음과 같은 것이 우려된다.

첫 번째로, (1) IM2가 최소로 되는 점(보정 최적점) 근방에서는 IM2 성분의 진폭 레벨은 매우 작아지므로, 그 검출 자체가 곤란해질 우려가 있다. 또한, 가령 검출할 수 있었다고 해도, 진폭 레벨의 검출 정밀도에 따라서 보정 최적점에 어느 정도의 변동 범위가 발생되어 버리는 경우가 있으므로, 보정 최적점을 고정밀도로 정하는(바꾸어 말하면, IM2의 최소점을 고정밀도로 탐색하여, IM2을 보다 저감시키는) 것이 곤란해질 우려가 있다. 두 번째로, (2) I 신호용 믹서 회로의 보정을 행함으로써 Q 신호용 믹서 회로의 보정 최적점이 변화되고, 반대로 Q 신호용 믹서 회로의 보정을 행함으로써 I 신호용 믹서 회로의 보정 최적점이 변화된다고 하는 IQ 간섭의 문제에 대처할 수 없을 우려가 있다.

세 번째로, (3) IM2 최소점(보정 최적점)의 탐색에 시간을 필요로 할 우려가 있다. 즉, IM2의 진폭 레벨의 최소점을 탐색하는 동작은, 예를 들면 U자 커브(또는, V자 커브)의 극소점을 탐색하는 동작이라고 할 수 있다. 이로 인해, 실제의 탐색 방법으로서는, 예를 들면 보정 변수를, 가변 범위 전체에 걸쳐 대략적으로 바꿈으로써 최소점의 목표를 설정하고, 그 후, 목표의 근방을 상세하게 변화시킨다고 하는 방법이 고려된다. 단, 이러한 탐색 방법에서는, 많은 처리 스텝이 필요해질 우려가 있다. 덧붙여, (2)에서 서술한 바와 같은 IQ 간섭의 문제에 대처하는 것을 전제로 한 경우, 예를 들면 I 신호용 믹서 회로의 보정과 Q 신호용 믹서 회로의 보정을 몇 회나 반복하여 행할 필요가 있어, 그 결과, 탐색 시간이 대폭 증대될 우려가 있다.

본 발명은, 이러한 것을 감안하여 이루어진 것으로, 그 목적의 하나는, 고주파 신호 처리 장치 및 그것을 구비한 무선 통신 시스템에 있어서, 수신계 회로에서 발생할 수 있는 2차의 상호 변조 왜곡을 저감하는 것에 있다. 본 발명의 상기 및 그 밖의 목적과 신규의 특징은, 본 명세서의 기술 및 첨부 도면으로부터 명백해질 것이다.

본원에 있어서 개시되는 발명 중, 대표적인 실시 형태의 개요를 간단히 설명하면 다음과 같다.

본 실시 형태에 따른 고주파 신호 처리 장치는, 제1 및 제2 동작 모드를 구비하고, 테스트 신호 생성 회로와, 제1 스위치와, 믹서 회로와, 위상 검출부와, 제어부를 갖고 있다. 테스트 신호 생성 회로(TSGEN)는, 제1 주파수 성분과 제2 주파수 성분을 갖는 테스트 신호를 생성한다. 제1 스위치(SWr)는, 제1 동작 모드시에, 제1 신호로서 안테나에 의해 수신되는 신호를 전송하고, 제2 동작 모드시에, 제1 신호로서 테스트 신호를 전송한다. 믹서 회로(MIXrx_I, MIXrx_Q)는, 차동 밸런스를 소정의 가변 범위 내에서 보정 가능한 차동 회로로 구성되고, 제1 신호를 제1 신호보다도 낮은 주파수대의 제2 신호로 다운 컨버트한다. 위상 검출부(PHDET 등)는, 제2 동작 모드시에, 제2 신호로부터 제1 주파수 성분과 제2 주파수 성분의 차분의 주파수 성분을 갖는 제3 신호를 추출하여, 제3 신호의 위상을 검출한다. 제어부(DGCTL)는, 위상 검출부의 검출 결과에 따라서, 믹서 회로의 차동 밸런스를 변경한다. 여기서, 믹서 회로는, 제1 동작 모드시에, 차동 밸런스가 가변 설정 범위 내의 제1 보정값으로 설정된 상태에서 동작한다. 그리고 제어부는, 제2 동작 모드시에, 차동 밸런스를 변동시키면서, 그 차동 밸런스를 최소 변동 폭으로 변동시킨 경우의 전후에서 제3 신호의 위상이 약 180°천이하는 천이점을 탐색하고, 그 천이점에 대응하는 차동 밸런스를 제1 보정값으로서 믹서 회로에 설정한다.

이러한 구성을 이용하면, 믹서 회로의 차동 밸런스를 보정함으로써, 믹서 회로에서 발생하는 2차의 상호 변조 왜곡(IM2) 성분을 저감하는 것이 가능해진다. 이때에는, 믹서 회로로부터 출력되는 IM2 성분의 위상 정보를 감시하면서 차동 밸런스의 최적의 보정값을 탐색하므로, 보정의 용이화나, 고정밀도화나, 혹은 보정 시간의 단축 등이 도모된다. 특히, 차동 밸런스의 탐색시에, 이분 탐색법(binary search)을 이용하면, 보다 보정 시간의 단축이 도모된다.

본원에 있어서 개시되는 발명 중, 대표적인 실시 형태에 의해 얻어지는 효과를 간단히 설명하면, 고주파 신호 처리 장치 및 그것을 구비한 무선 통신 시스템에 있어서, 수신계 회로에서 발생할 수 있는 2차의 상호 변조 왜곡을 저감하는 것이 가능해진다.

도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 의한 무선 통신 시스템에 있어서, 그 주요부의 개략 구성예를 도시하는 블록도이다.
도 2는 도 1의 무선 통신 시스템에 있어서, 그 고주파 신호 처리 장치의 주요부의 상세한 구성예를 도시하는 회로 블록도이다.
도 3의 (a)는 도 2의 고주파 신호 처리 장치에 있어서의 IM2 특성의 일례를 나타내는 설명도이고, 도 3의 (b)는 (a)의 특성 메카니즘의 일례를 나타내는 개념도이다.
도 4는 도 2의 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 테스트 신호 생성 회로 및 보정 회로 블록의 보다 상세한 구성예를 나타내는 회로 블록도이다.
도 5는 도 2의 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 수신용 믹서 회로의 구성예를 도시하는 회로도이다.
도 6은 도 5의 믹서 회로에 있어서, 차동 밸런스(IM2 보정 파라미터)의 조정 방식의 일례를 나타내는 개념도이다.
도 7은 도 5의 믹서 회로에 있어서, 차동 밸런스(IM2 보정 파라미터)의 조정 방식의 다른 일례를 나타내는 개념도이다.
도 8은 도 5의 믹서 회로에 있어서, 차동 밸런스(IM2 보정 파라미터)의 조정 방식의 또 다른 일례를 나타내는 개념도이다.
도 9는 도 2의 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 보정 회로 블록에 의한 보정 최적점의 탐색 동작 방법의 일례를 나타내는 흐름도이다.
도 10은 도 9의 플로우에 의한 실제 동작의 일례를 나타내는 보충도이다.
도 11의 (a), (b)는 본 발명의 실시 형태 2에 의한 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 문제점의 일례를 나타내는 설명도이다.
도 12는 본 발명의 실시 형태 2에 의한 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 보정 최적점의 탐색 방법의 일례를 나타내는 설명도이다.
도 13의 (a), (b)는 도 12의 보충도이다.
도 14는 본 발명의 실시 형태 3에 의한 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 보정 최적점의 탐색 방법의 일례를 나타내는 흐름도이다.
도 15는 본 발명의 전제로서 검토한 무선 통신 시스템에 있어서, 그 개략 구성예를 도시하는 블록도이다.
도 16의 (a)～(c)는 본 발명의 전제로서 검토한 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 문제점의 일례를 나타내는 설명도이다.

이하의 실시 형태에 있어서는 편의상 그 필요가 있을 때에는, 복수의 섹션 또는 실시 형태로 분할하여 설명하지만, 특별히 명시한 경우를 제외하고, 그들은 서로 무관한 것이 아니라, 한쪽은 다른 쪽의 일부 또는 전부의 변형예, 상세, 보충 설명 등의 관계에 있다. 또한, 이하의 실시 형태에 있어서, 요소의 수 등(개수, 수치, 양, 범위 등을 포함함)으로 언급하는 경우, 특별히 명시한 경우 및 원리적으로 명백하게 특정한 수에 한정되는 경우 등을 제외하고, 그 특정한 수에 한정되는 것은 아니며, 특정한 수 이상이라도, 이하라도 좋다.

또한, 이하의 실시 형태에 있어서, 그 구성 요소(요소 스텝 등도 포함함)는, 특별히 명시한 경우 및 원리적으로 명백하게 필수적이라고 생각되는 경우 등을 제외하고, 반드시 필수적인 것이 아닌 것은 물론이다. 마찬가지로, 이하의 실시 형태에 있어서, 구성 요소 등의 형상, 위치 관계 등으로 언급할 때에는, 특별히 명시한 경우 및 원리적으로 명백하게 그렇지 않다고 생각되는 경우 등을 제외하고, 실질적으로 그 형상 등에 근사 또는 유사한 것 등을 포함하는 것으로 한다. 이것은, 상기 수치 및 범위에 대해서도 마찬가지이다.

또한, 실시 형태의 각 기능 블록을 구성하는 회로 소자는, 특별히 제한되지 않지만, 공지의 CMOS(상보형 MOS 트랜지스터) 등의 집적 회로 기술에 의해, 단결정 실리콘과 같은 반도체 기판 상에 형성된다. 또한, 실시 형태에서는, MISFET(Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor)의 일례로서 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)(MOS 트랜지스터라 약기함)를 이용하지만, 게이트 절연막으로서 비산화막을 제외하는 것은 아니다.

이하, 본 발명의 실시 형태를 도면에 기초하여 상세하게 설명한다. 또한, 실시 형태를 설명하기 위한 전체 도면에 있어서, 동일한 부재에는 원칙으로서 동일한 부호를 부여하여, 그 반복 설명은 생략한다.

(실시 형태 1)

《무선 통신 시스템의 전체 구성》

도 1은, 본 발명의 실시 형태 1에 의한 무선 통신 시스템에 있어서, 그 주요부의 개략 구성예를 도시하는 블록도이다. 도 1에 도시한 무선 통신 시스템은, 특별히 한정되지는 않지만, 대표적으로는, W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)용, LTE(Long Term Evolution)용 등의 휴대 전화 시스템이다. 도 1의 무선 통신 시스템은, 고주파 신호 처리 칩(고주파 신호 처리 장치) RFIC와, 고주파 전력 증폭 장치 HPA와, 아이솔레이터 ISO와, 디플렉서 DPX와, 안테나 ANT를 구비하고 있다. RFIC는, 예를 들면 1개의 반도체 칩에 의해 구성된다. RFIC는, 수신계 회로로서 로우 노이즈 앰프 회로 LNA나 수신용 믹서 회로 MIXrx 등을 구비하고, 송신계 회로로서 드라이버 회로(가변 증폭 회로) DRV나 송신용 믹서 회로 MIXtx 등을 구비하고, 송수신계 회로로서 백 엔드 회로 BE 등을 구비한다. BE는, 예를 들면 CPU(Central Processing Unit)나 어플리케이션 프로세서 등과 같은 베이스밴드 프로세서를 포함한다.

RFIC 내의 송신용 믹서 회로 MIXtx는, 송신 동작시에, BE로부터의 송신 베이스밴드 신호를 소정의 주파수(송신 주파수대 중의 특정 주파수)를 갖는 로컬 신호(국부 발진 신호, 캐리어 신호) LOtx를 이용하여 업 컨버트(주파수 변환)한다. DRV는, MIXtx로부터의 출력 신호를 소정의 게인으로 선형 증폭하고, HPA를 향해 출력을 행한다. HPA는, 예를 들면, 1개의 반도체 칩에 의해 구성되고, 특별히 한정되지는 않지만 화합물 반도체를 이용한 HBT(Hetero junction Bipolar Transistor) 등을 구비하고 있다. HPA는, DRV로부터의 출력 신호를 전력 증폭하고, 그 증폭된 고주파 신호 RFtx를 ISO를 통해 DPX를 향해 출력한다. ISO는, HPA로부터 DPX를 향한 신호를 통과시키고, 그 역방향의 신호를 차단한다.

DPX는, 송신 주파수대와 수신 주파수대의 분리를 행한다. 구체적으로는, ISO를 통해 출력된 고주파 신호 RFtx로부터 소정의 송신 주파수대를 선택하고, 그것을 송신 전력 신호 TX로서 ANT에 전송하고, 또한 ANT에서 수신한 수신 전력 신호 RX로부터 소정의 수신 주파수대를 선택하고, 그것을 고주파 신호 RFrx로서 RFIC 내의 LNA를 향해 전송한다. LNA는, 이 DPX로부터의 고주파 신호 RFrx를 증폭하고, 수신용 믹서 회로 MIXrx에 출력한다. MIXrx는, LNA의 출력 신호를, 소정의 주파수(수신 주파수대 중의 특정 주파수)를 갖는 로컬 신호(국부 발진 신호, 캐리어 신호) LOrx를 이용하여 베이스밴드의 주파수대로 직접적으로 다운 컨버트(주파수 변환)하고, 그 변환 결과를 수신 베이스밴드 신호 BBrx로서 백 엔드 회로 BE를 향해 출력한다. BE는, BBrx를 받아, 소정의 베이스밴드 처리를 행한다.

또한, 특별히 한정되지는 않지만, RFIC, HPA, ISO, DPX는, 각각 개개의 부품으로서 동일한 배선 기판 상에 실장되는 경우나, 혹은 HPA, ISO, DPX가 1개의 모듈 배선 기판 상에 실장되고, 상기 모듈 배선 기판과 RFIC가 동일한 배선 기판 상에 실장되는 경우 등이 있다. 배선 기판이나 모듈 배선 기판은, 대표적으로는 세라믹 기판 등이다.

이와 같이, 도 1의 무선 통신 시스템은, 전술한 도 15의 구성예와 비교하여, 주로 SAW 필터 SAWtx, SAWrx가 삭제된 것과 같은 구성을 구비하고 있다. 이것에 의해, 무선 통신 시스템의 소형화, 저비용화가 가능해진다. 그러나, 특히 도 1과 같이 송신 동작과 수신 동작이 동일 기간에 행해지는 FDD 방식의 무선 통신 시스템에서는, SAW 필터의 삭제에 의해 도 16에서 서술한 것과 같은 문제가 발생할 수 있다. 즉, 실제로는, HPA로부터의 고주파 신호 RFtx가 DPX를 통해 송신 누설 신호(RFtx_L)로서 LNA의 입력측으로 돌아 들어가는 경우가 있다. 이때, MIXrx(예를 들면, 차동형) 등에서는, 통상적으로, 차동 페어의 변동 등이 존재하므로, 상기 송신 누설 신호에 대하여 2차의 상호 변조 왜곡(IM2)이 발생한다. 그 결과, 베이스밴드의 주파수대에 방해파가 중첩된다.

또한, 이러한 IM2에 수반되는 방해파는, 송신 누설 신호로부터 뿐만 아니라, 통상적인 고주파 신호(희망파 신호) RFrx로부터도 발생할 수 있으므로, FDD 방식에 한정되지 않고 경우에 따라서는 GSM(등록 상표)(Global System for Mobile Communications) 등을 대표로 하는 TDD(Time Division Duplex) 방식에서도 문제가 될 수 있다. 단, 통상적으로, RFrx의 전력 레벨에 비해 RFtx의 전력 레벨이 매우 크기 때문에, 송신 누설 신호의 쪽이 보다 문제가 된다. 따라서, 이러한 IM2의 문제를 해결하기 위해, 후술하는 바와 같은 본 실시 형태에 따른 고주파 신호 처리 칩(고주파 신호 처리 장치)을 이용하는 것이 유익해진다.

《고주파 신호 처리 장치의 구성(주요부)》

도 2는, 도 1의 무선 통신 시스템에 있어서, 그 고주파 신호 처리 장치의 주요부의 상세한 구성예를 나타내는 회로 블록도이다. 도 2에는, 도 1의 고주파 신호 처리 장치 RFIC에 있어서의 수신계 회로 주위의 상세한 구성예가 나타내어져 있다. 도 2에 나타내는 RFIC는, 로우 노이즈 앰프 회로 LNA, 로컬 신호 생성 회로 LOGEN, 믹서 회로 MIXrx_I, MIXrx_Q, 필터 회로 FLTi, FLTq, 가변 증폭 회로 PGAi, PGAq, 아날로그·디지털 변환 회로 ADCi, ADCq, 백 엔드 회로 BE를 구비하고 있다. 또한, 도 2의 RFIC는, 이들 외에, 스위치 SWr, SWi, SWq, 테스트 신호 생성 회로 TSGEN, 보정 회로 블록 CALBK를 구비한 것이 주요한 특징으로 되어 있다.

SWr은, LNA로부터의 출력 신호나 TSGEN으로부터의 출력 신호 중 어느 한쪽을 선택하여 MIXrx_I, MIXrx_Q에 출력한다. MIXrx_I는 LOGEN으로부터의 로컬 신호 LOrx_I를 이용하여 상기 SWr로부터의 출력 신호를 베이스밴드의 주파수대로 다운 컨버트하고, MIXrx_Q는 LOGEN으로부터의 LOrx_Q를 이용하여 상기 SWr로부터의 출력 신호를 베이스밴드의 주파수대로 다운 컨버트한다. LOrx_I와 LOrx_Q는 위상이 90° 다른 직교 신호이며, MIXrx_I, MIXrx_Q에 의해 다이렉트 컨버전 및 직교 복조가 행해진다. 또한, 도시는 생략하지만, MIXrx_I, MIXrx_Q의 각각은, 차동 회로로 구성되고, 정극측의 출력과 부극측의 출력을 생성한다.

FLTi(예를 들면, 로우 패스 필터)는, MIXrx_I의 출력 신호로부터 불필요한 고조파 성분을 제거한다. PGAi는, FLTi의 출력 신호를 ADCi의 입력 레인지에 따른 게인으로 증폭하고, ADCi는, PGAi의 출력 신호를 디지털 신호로 변환한다. 마찬가지로, FLTq(예를 들면, 로우 패스 필터)는, MIXrx_Q의 출력 신호로부터 불필요한 고조파 성분을 제거한다. PGAq는, FLTq의 출력 신호를 ADCq의 입력 레인지에 따른 게인으로 증폭하고, ADCq는, PGAq의 출력 신호를 디지털 신호로 변환한다. SWi는, ADCi의 출력 신호를 BE나 CALBK 중 어느 한쪽을 향해 출력하고, SWq는, ADCq의 출력 신호를 BE나 CALBK 중 어느 한쪽을 향해 출력한다.

여기서, 도 2의 RFIC는, 통상 동작 모드와 캘리브레이션 동작 모드를 구비하고 있다. 통상 동작 모드시, SWr은 입력원으로서 LNA측을 선택하고, SWi, SWq는 출력처로서 BE측을 선택한다. 이 경우, 통상적인 수신 동작으로서, 도 1의 안테나 ANT로부터의 수신 전력 신호 RX가 베이스밴드의 주파수대로 변환된 후, BE에 입력된다. 한편, 캘리브레이션 동작 모드는, 전술한 통상 동작 모드 이외의 기간(예를 들면, 전원 투입시 등)에 적절히 행해진다. 캘리브레이션 동작 모드시, SWr은 입력원으로서 TSGEN측을 선택하고, SWi, SWq는 출력처로서 CALBK측을 선택한다.

TSGEN은, 예를 들면 소정의 주파수 f_tx를 갖는 고주파 신호를 0.5㎒의 신호로 변조한 테스트용 신호 RFtst를 생성한다. 이에 의해, RFtst는, f_tx±0.5㎒의 주파수 성분을 갖는다. f_tx는, 예를 들면 도 1에 나타낸 로컬 신호 LOtx와 동일한 주파수로 설정된다. 상기 RFtst는, SWr을 통해 MIXrx_I, MIXrx_Q에 입력된다. 여기서, MIXrx_I, MIXrx_Q는, 전술한 바와 같이, LOrx_I, LOrx_Q를 이용하여 다운 컨버트 처리를 행하지만, MIXrx_I, MIXrx_Q의 각각에 있어서 차동 밸런스의 어긋남 등이 존재한 경우, 2차의 상호 변조 왜곡(IM2)을 발생한다. 상기 IM2의 주파수 성분은, 여기서는 1㎒로 된다. 이 1㎒의 IM2 성분은, ADCi, ADCq에서 디지털 신호로 변환된 후, SWi, SWq를 통해 CALBK에 입력된다.

보정 회로 블록 CALBK는, 앰프 회로 LAMPi, LAMPq와, 위상 검출 회로 PHDET와, 디지털 보정 회로 DGCTL을 구비하고 있다. LAMPi는, SWi로부터의 출력 신호(여기서는, 1㎒)를 증폭하고, LAMPq는, SWq로부터의 출력 신호(여기서는, 1㎒)를 증폭한다. PHDET는, LAMPi의 출력 신호의 위상과, LAMPq의 출력 신호의 위상을 각각 검출한다. DGCTL은, PHDET에 의한 LAMPi의 출력 신호의 위상 검출 결과에 따라서 MIXrx_I의 차동 밸런스를 변경하고, PHDET에 의한 LAMPq의 출력 신호의 위상 검출 결과에 따라서 MIXrx_Q의 차동 밸런스를 변경한다.

여기서, CALBK는, DGCTL을 통해 MIXrx_I의 차동 밸런스를 적절히 변경하면서, LAMPi의 출력 신호에 있어서 위상의 약 180°반전이 발생할 때의 천이점에 해당되는 차동 밸런스를 탐색한다. 마찬가지로, CALBK는, DGCTL을 통해 MIXrx_Q의 차동 밸런스를 적절히 변경하면서, LAMPq의 출력 신호에 있어서 위상의 약 180°반전이 발생할 때의 천이점에 해당되는 차동 밸런스를 탐색한다. 전술한 통상 동작 모드시에는, MIXrx_I, MIXrx_Q는, 이 CALBK의 탐색 결과로 되는 차동 밸런스를 이용하여 동작을 행한다.

이상과 같이, 본 실시 형태 1에 의한 고주파 신호 처리 장치는, IM2 성분의 크기가 최소값으로 되는 차동 밸런스에 있어서 IM2 성분의 위상이 180°반전되는 특성을 이용하여, 이 위상의 180°반전을 검출함으로써 차동 밸런스의 보정을 행하는 것이 주요한 특징으로 되어 있다. 이것에 의해, IM2 성분의 최소값을 용이하게 탐색 가능해지고, 또한 IM2 성분의 최소값을 고정밀도로 검출 가능해진다. 가령, 전술한 바와 같이, IM2 성분의 진폭 레벨을 검출하는 방식을 이용한 경우, IM2 성분의 진폭 레벨의 미소한 대소 관계를 비교할 필요가 있으므로, 그 검출 동작 자체가 곤란해지는 문제나, 고정밀도의 검출이 곤란해지는 문제가 발생할 우려가 있다. 이때에는, 검출을 용이화 또는 고정밀도화하기 위해, 앰프 회로(예를 들면, 도 2의 LAMPi, LAMPq에 대응)에 의해 미리 상기 진폭 레벨을 증폭하는 것도 가능하지만, 진폭 레벨의 대소 관계를 비교하는 방식이므로, 앰프 회로에는 높은 선형성이 요구되고, 그 결과, 게인도 제한된다.

한편, 본 실시 형태 1에 의한 위상 검출 방식을 이용한 경우, 위상의 180°반전이라고 하는 명백한 변화를 검출하면 되므로, 이러한 문제를 해결하는 것이 가능해진다. 즉, IM2 성분의 진폭 레벨이 미소해도, 그것을 도 2의 LAMPi, LAMPq에 의해 충분한 레벨로 증폭한 후, 위상 검출을 행하면 된다. 이때, LAMPi, LAMPq에는, 특별히 선형성은 요구되지 않아, 리미트 앰프와 같은 높은 게인의 증폭 회로를 이용하는 것이 가능하다.

도 3의 (a)는, 도 2의 고주파 신호 처리 장치에 있어서의 IM2 특성의 일례를 나타내는 설명도이고, 도 3의 (b)는, 도 3의 (a)의 특성 메카니즘의 일례를 나타내는 개념도이다. 도 3의 (a)의 F301에 나타낸 바와 같이, IM2의 보정 파라미터(예를 들면, 도 2의 MIXrx_I의 차동 밸런스)를 변화시켜 가면, IM2가 최소값으로 되는 보정 파라미터가 존재하고, 그 보정 파라미터가 보정 최적점(도 2의 MIXrx_I의 최적의 차동 밸런스)으로 된다. 이 보정 최적점에의 도달 전후에서는, 도 3의 (a)의 F302에 나타낸 바와 같이, 위상이 급격히 180°반전된다. 도 2의 보정 회로 블록 CALBK는, 상기 F302의 위상 특성을 이용하여 보정 최적점을 탐색한다.

도 3의 (b)에서는, IM2 성분이 개념적으로 벡터로 나타내어져 있다. 도 3의 (b)에 있어서, 벡터「I」는 도 2의 믹서 회로 MIXrx_I(또는 MIXrx_Q)가 발생한 IM2 성분의 정극측을 나타내고, 벡터「IB」는 도 2의 MIXrx_I(또는 MIXrx_Q)가 발생한 IM2 성분의 부극측을 나타낸다. 초기 상태에서는, 도 3의 (b)의 F303에 나타낸 바와 같이, 벡터「I」와 벡터「IB」는 위상이 서로 달라, 차동 출력에 수반하여 벡터「I-IB」로 되는 제1 위상의 합성 IM2 벡터「IM2」가 발생한다. 이 상태로부터 IM2의 보정 파라미터를 변화시켜 가면, 예를 들면 벡터「I」의 위상이 반시계 방향으로, 벡터「IB」의 위상이 시계 방향으로 회전하여, 「I」와 「IB」가 함께 근접해 간다. 그 결과, 합성 IM2 벡터「IM2」의 위상은 바뀌지 않은 채, 그 크기가 감소해 간다.

그리고 도 3의 (a)에 나타낸 보정 최적점에 있어서, 도 3의 (b)에 나타낸 벡터「I」및「IB」는 이상적으로는 「I」＝「IB」로 되고, 그 결과, 합성 IM2 벡터 「IM2(＝I-IB)」는 제로로 된다. 그 후, 또한, IM2의 보정 파라미터를 변화시켜 가면, 도 3의 (b)의 F304에 나타낸 바와 같이, 벡터 「I」의 위상이 반시계 방향으로, 벡터「IB」의 위상이 시계 방향으로 회전하는 결과, 「I」와 「IB」가 함께 이격되어 간다. 이 단계에서는, 합성 IM2 벡터 「IM2(＝I-IB)」는, F303에서의 제1 위상과는 180°다른 제2 위상을 갖고, IM2의 보정 파라미터의 변화에 수반하여 제2 위상을 유지한 채, 그 크기가 증대되어 간다. 또한, 여기서는, 벡터 「I」와 「IB」의 크기는 모두 동등한 것으로 하였지만, 실제로는 약간 다른 경우가 있다. 이 경우라도, 합성 IM2 벡터 「IM2」의 위상은 보정 최적점을 경계로 약 180°정도 변화되게 된다.

《테스트 신호 생성 회로 및 보정 회로 블록의 상세》

도 4는 도 2의 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 테스트 신호 생성 회로 및 보정 회로 블록의 보다 상세한 구성예를 나타내는 회로 블록도이다. 도 4에서는, 도 2에 있어서의 테스트 신호 생성 회로 TSGEN 및 보정 회로 블록 CALBK의 상세 구성예가 나타내어지는 동시에, LNA, MIXrx_I, MIXrx_Q, LOGEN, FLTi, FLTq, PGAi, PGAq가 차동 구성으로 나타내어져 있다. 여기서는, ADCi, ADCq가, 각각 PGAi, PGAq로부터의 차동 출력 신호를 받아, 그것을 싱글의 디지털 신호로 변환하는 것으로 한다.

도 4에 있어서, TSGEN은, 테스트용 로컬 신호 생성 회로 LOTSG와, 테스트용 베이스밴드 신호 생성 회로 BBTSG와, 분주(分周) 회로 DIVN과 테스트용 믹서 회로 MIXtst를 구비하고 있다. LOTSG는, 소정의 주파수 f_tx를 갖는 테스트용 캐리어 신호를 생성한다. f_tx는, 도 1에 있어서의 송신용 로컬 신호 LOtx의 주파수와 동일한 주파수로 설정되는 것이 바람직하다. 이 경우, LOTSG는, 상기 LOtx를 생성하는 송신용 로컬 신호 생성 회로(도시 생략)를 공통 사용함으로써 실현하면 되고, 이것에 의해 회로 면적의 증대 등을 억제하는 것이 가능해진다.

BBTSG는, 베이스밴드의 대역에 따른 소정의 주파수(여기서는, 1㎒)의 발진 신호를 생성한다. DIVN은, BBTSG로부터의 발진 신호를 소정의 분주비(여기서는 2분주)로 분주한다. MIXtst는, LOTSG로부터의 캐리어 신호와 DIVN의 출력 신호(여기서는, 0.5㎒의 발진 신호)를 승산한다. 바꾸어 말하면, DIVN의 출력 신호를 LOTSG로부터의 캐리어 신호를 이용하여 업 컨버트한다. 그 결과, MIXtst로부터는, f_tx±0.5㎒의 주파수 성분을 갖는 테스트용 신호 RFtst가 생성된다. 또한, 여기서는, LOTSG, BBTSG, DIVN, MIXtst는 차동 구성으로 되어 있다.

RFtst는, 도 2에서 설명한 바와 같이, 스위치 SWr을 통해 믹서 회로 MIXrx_I, MIXrx_Q에 입력되고, MIXrx_I, MIXrx_Q의 출력 신호가 ADCi, ADCq를 통해 디지털 신호로 변환된다. ADCi, ADCq로부터의 각 디지털 신호는, 각각 스위치 SWi, SWq를 통해 보정 회로 블록 CALBK에 입력된다. CALBK는, 밴드 패스 필터 BPFi, BPFq와, 앰프 회로 LAMPi, LAMPq와, 위상 검출 회로 PHDET와, 디지털 보정 회로 DGCTL과, 아날로그·디지털 변환 회로 ADCtst를 구비한다. DGCTL은, 디지털 처리를 행하는 논리 연산 회로이며, 특별히 한정되지는 않지만, 예를 들면 스테이트 머신이나 소규모의 프로세서 등으로 실현하는 것이 가능하다.

BPFi는, ADCi로부터 SWi를 통해 입력된 디지털 신호를 대상으로 MIXrx_I에서 발생한 IM2 성분(여기서는 1㎒ 성분)을 추출하고, BPFq는, ADCq로부터 SWq를 통해 입력된 디지털 신호를 대상으로 MIXrx_Q에서 발생한 IM2 성분(여기서는 1㎒ 성분)을 추출한다. LAMPi는, BPFi의 출력 신호를 충분한 레벨로 증폭하고, LAMPq는, BPFq의 출력 신호를 충분한 레벨로 증폭한다. 여기서는, BPFi, BPFq는 디지털 필터로 되어 있고, LAMPi, LAMPq는 디지털 앰프로 되어 있다. ADCtst는, BBTSG로부터의 발진 신호(여기서는, 1㎒)를 디지털 신호로 변환하여, 디지털 신호로 되는 테스트용 기준 발진 신호 REFtst를 생성한다.

PHDET는, REFtst(여기서는, 1㎒)의 위상을 기준으로 하여, LAMPi로부터의 출력 신호의 위상과, LAMPq로부터의 출력 신호의 위상을 각각 검출한다. DGCTL은, PHDET에 의한 LAMPi측의 위상 검출 결과에 따라서 MIXrx_I의 차동 밸런스를 변경하고, PHDET에 의한 LAMPq측의 위상 검출 결과에 따라서 MIXrx_Q의 차동 밸런스를 변경한다. 구체예로서, DGCTL은, 우선, MIXrx_I측을 대상으로 하고 있는 차동 밸런스(설정 [1]이라 함)를 설정하고, 그때의 LAMPi측의 위상 검출 결과(REFtst의 위상과의 사이의 위상차)(결과 [1]이라 함)를 취득한다. 이어서, DGCTL은, MIXrx_I의 차동 밸런스를 적절하게 변경하고(설정 [2]라 함), 그때의 LAMPi측의 위상 검출 결과(REFtst의 위상과의 사이의 위상차)(결과 [2]라 함)를 취득한다.

여기서, DGCTL은, 전술한 결과 [2]와 결과 [1]의 사이의 위상차를 구한다. 도 3의 (a)의 F302로부터 알 수 있는 바와 같이, 가령 전술한 설정 [2]와 설정 [1]의 사이의 차동 밸런스(IM2 보정 파라미터)의 변동 폭이 최소 변동 폭인 경우에, 결과 [2]와 결과 [1]의 사이의 위상차가 약 180°였던 경우, 상기 설정 [2] 또는 설정 [1]이 보정 최적점으로 된다. 한편, DGCTL은, 결과 [2]와 결과 [1]의 사이의 위상차가 약 0°였던 경우, 또 다른 차동 밸런스에 있어서 보정 최적점이 존재하는 것을 알 수 있으므로, 적절하게 차동 밸런스의 변경을 행한다. 이러한 처리를 반복하면서, DGCTL은, MIXrx_I의 보정 최적점을 탐색한다. 그리고 MIXrx_I의 보정 최적점이 얻어지면, 마찬가지로 하여, MIXrx_Q측을 대상으로 하여 보정 최적점의 탐색을 행한다.

여기서는, 차동 밸런스(IM2 보정 파라미터)의 최소 변동 폭에 대한 위상차를 약 180°또는 약 0°로 하였지만, 실제로는 어느 정도의 오차가 발생할 수 있다. 예를 들면, 상기 최소 변동 폭이 매우 작은 경우에는, 보정 최적점이라도 약 180°보다도 어느 정도 작은 위상차밖에 얻어지지 않는 사태가 고려된다. 따라서, 특별히 한정되지는 않지만, DGCTL은, 실제로는, 예를 들면 90°등을 판정 임계값으로 하는 것이 가능하다. 즉, 최소 변동 폭에 대한 위상차가 90°이상이면, 보정 최적점이라고 판단하고, 90°미만이면, 또 다른 차동 밸런스에 있어서 보정 최적점이 존재한다고 판단한다. 또한, 물론, 이러한 방식에 한정되지 않고, 예를 들면 판정 임계값을 1개가 아닌 복수개 마련하여, 가장 위상차가 큰 개소를 탐색하는 것과 같은 방식도 생각할 수 있다. 어느 쪽의 방식을 적용하는 경우라도, 차동 밸런스가 보정 최적점으로부터 어긋나 있으면, 최소 변동 폭에 대한 위상차는 명백하게 작아지므로(이상적으로는 0°), 이 성질을 이용하여 보정 최적점을 조기에 좁힐 수 있다. 또한, 보정 최적점에서는 위상차가 명백하게 증대되므로(이상적으로는 180°), 이 성질을 이용하여 보정 최적점을 고정밀도로 정할 수 있다.

또한, 도 4 및 도 2에서는, CALBK에 대한 입력은, ADCi, ADCq의 후단으로 되어 있지만, 반드시 이 위치에 한정되는 것은 아니며, MIXrx_I, MIXrx_Q의 후단이면 된다. 구체적으로는, 예를 들면 PGAi, PGAq의 출력 등으로 하는 것도 가능하다. ADCi, ADCq의 후단으로 하는 경우, CALBK는, 디지털 처리에 의해 증폭 동작이나 위상 검출 동작 등을 행하는 것에 반해, PGAi, PGAq의 출력 등으로 한 경우, 아날로그 처리에 의해 증폭 동작이나 위상 검출 동작 등을 행하게 된다. 단, CALBK에서는, 전술한 바와 같이, 어느 시점에서의 위상(결과 [2])과 다른 시점에서의 위상(결과 [1])을 비교하게 되므로, 아날로그 처리보다도 디지털 처리에 의한 실현의 쪽이 보다 적합하다고 생각된다. 또한, 스위치 SWi, SWq에 의해 발생할 수 있는 노이즈의 관점에서도, ADCi, ADCq의 후단으로 한 쪽이 바람직하다. 또한, SWr의 설치 개소에 관해서도, MIXrx_I, MIXrx_Q의 전단이면 좋지만, 노이즈(잡음 지수 NF(Noise Figure))의 관점에서 LNA의 후단으로 하는 쪽이 바람직하다.

《수신용 믹서 회로의 상세》

도 5는 도 2의 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 수신용 믹서 회로의 구성예를 도시하는 회로도이다. 도 5에 나타내는 믹서 회로 MIXrx(도 2의 MIXrx_I, MIXrx_Q의 각각에 해당)는, 2세트의 차동 페어 트랜지스터 MNDP1, MNDP2와, 위상 시프트 회로 PHSFT와, 백 게이트(기판 전위) 제어 회로 BGCTL을 구비하고, 여기서는 더불어 도 2의 로컬 신호 생성 회로 LOGEN이 나타내어져 있다. PHSFT는, LOGEN으로부터의 로컬 신호에 대하여 소정의 위상차(예를 들면, 180°)를 더한 신호를 생성한다. MNDP1은, 소스가 공통 접속된 2개의 NMOS 트랜지스터 MN1a, MN1b를 구비하고, 상기 소스에 정극측의 고주파 신호 RFin이 입력된다. MNDP2는, 소스가 공통 접속된 2개의 NMOS 트랜지스터 MN2a, MN2b를 구비하고, 상기 소스에 부극측의 고주파 신호(/RFin)가 입력된다. RFin, /RFin은, 도 2에 있어서의 SWr의 출력 신호에 해당된다.

MN1a, MN2b의 게이트에는, LOGEN으로부터의 로컬 신호가 입력되고, MN1b, MN2a의 게이트에는, LOGEN으로부터 PHSFT를 통한 로컬 신호가 입력된다. MN1a의 드레인은, MN2a의 드레인에 공통 접속되고, 상기 드레인으로부터 정극측의 출력 신호(전류 신호) I가 생성된다. MN1b의 드레인은, MN2b의 드레인에 공통 접속되고, 상기 드레인으로부터 부극측의 출력 신호(전류 신호) IB가 생성된다. BGCTL은, MN1a, MN1b, MN2a, MN2b의 백 바이어스(기판 전위)를 적절하게 제어한다. 도 5의 MIXrx는, 수동형의 더블·밸런스드·믹서(DBM) 등이라 불린다. 단, 도 2의 MIXrx_I, MIXrx_Q는, 도 5와 같은 구성예에 한정되지 않고, 소위 길버트 셀 등과 같은 능동형의 DBM이나, 경우에 따라서는 싱글·밸런스드·믹서 등이어도 된다. 단, 소비 전력, 선형성, 고속성 등의 관점에서는 도 5와 같은 구성예를 이용하는 것이 바람직하다.

도 6～도 8은, 도 5의 믹서 회로에 있어서, 차동 밸런스(IM2 보정 파라미터)의 각각 다른 조정 방식의 일례를 나타내는 개념도이다. 도 6～도 8에는, 도 5의 구성예와 위상 검출 회로 PHDET 및 디지털 보정 회로 DGCTL과의 관계가 개념적으로 나타내어져 있다. 도 6～도 8에 있어서, 믹서 회로 MIXrx의 차동 출력 신호(I, IB)에는, 도 3의 (b)에 나타낸 바와 같이, I의 IM2 성분과 IB의 IM2 성분의 벡터차(I-IB)에 의해 부여되는 합성 IM2 벡터가 포함된다. PHDET는, 이 합성 IM2 벡터의 위상을 검출하고, DGCTL은, PHDET에 의한 합성 IM2 벡터의 위상 검출 결과를 감시하여, 위상의 반전이 발생하였는지 여부를 판정하면서, 차동 밸런스(IM2 보정 파라미터)를 적절하게 변경한다.

도 6의 예에서는, DGCTL이 차동 밸런스(IM2 보정 파라미터)의 변경을 위상 시프트 회로 PHSFT에 대하여 행하고 있다. 구체적으로는, 예를 들면, PHSFT에 의한 위상의 시프트량을 180°의 전후의 범위에서 변동시킨다. 이것에 의해, MN1a와 MN1b의 사이의 차동 밸런스와, MN2a와 MN2b의 사이의 차동 밸런스를 각각 변경하고 있다. 도 7의 예에서는, DGCTL이 차동 밸런스의 변경을 백 게이트 제어 회로 BGCTL에 대하여 행하고 있다. 구체적으로는, 예를 들면 MN1a, MN1b 및 MN2a, MN2b의 백 게이트의 제어를 통해 각 트랜지스터의 임계값 전압을 변경하고, 이것에 의해 차동 밸런스를 변경하고 있다.

도 8의 예에서는, DGCTL이 차동 밸런스의 변경을 부하 회로 LOAD에 대하여 행하고 있다. 믹서 회로 MIXrx는, 실제로는, 도 8에 나타낸 바와 같이, 출력 신호(전류 신호) I, IB를 각각 전압 신호로 변환하기 위한 부하(예를 들면, 저항 소자)를 구비하고 있다. 따라서, DGCTL은, I측의 부하의 크기와 IB측의 부하의 크기의 상대적인 밸런스를 변경함으로써, 차동 밸런스를 변경하고 있다. 도 6～도 8의 예를 대표로 하여, MIXrx의 차동 밸런스는 다양한 방식으로 변경 가능하다. 본 실시 형태에서는, 차동 밸런스의 변경 방식은 특별히 한정되지 않고, 믹서 회로의 회로 방식 등에 따라서 적절히 정하면 된다. 예를 들면, 도 5와 같은 수동형의 더블·밸런스드·믹서를 이용하는 경우에는, 도 6～도 8의 방식 중 어느 하나를 이용하거나, 혹은 이들을 조합하여 이용하는 것과 같은 것도 가능하다. 또한, 예를 들면 능동형의 더블·밸런스드·믹서 등을 이용하는 경우에는, 각 차동 페어 트랜지스터에 대한 바이어스 전류의 밸런스를 변경하는 방식 등을 이용해도 된다.

《보정 최적점의 탐색 동작(이분 탐색법)》

도 9는, 도 2의 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 보정 회로 블록에 의한 보정 최적점의 탐색 동작 방법의 일례를 나타내는 흐름도이다. 도 10은, 도 9의 플로우에 의한 실제 동작의 일례를 나타내는 보충도이다. 도 2의 보정 회로 블록 CALBK(예를 들면, 디지털 보정 회로 DGCTL)는, 전술한 바와 같이, 보정 최적점에 있어서 합성 IM2 벡터의 위상이 약 180°천이하는 것을 이용하여 보정 최적점의 탐색을 행한다. 이로 인해, CALBK는, 도 9 및 도 10에 나타낸 바와 같은 소위 이분 탐색법을 이용한 탐색을 행하는 것이 가능해진다.

도 9에 있어서는, IM2 보정 파라미터를 m 비트폭으로 제어하는(즉, 2^m 비트의 가변 범위를 갖는) 것으로 하여, 우선, 보정 회로 블록 CALBK는, 기준 위상을 취득한다(ST[0]). 기준 위상은, 가변 범위의 양단부 중 어느 한쪽에 대응하는 위상이면 되고, 여기서는 예를 들면 0점째를 판정 포인트로 한 경우의 위상으로 한다. 이어서, CALBK는, IM2 보정 파라미터를 가변 범위의 중간점이 되는 2^(m-1)점째로 설정하고, 1회째의 판정으로서, 상기 판정 포인트(2^(m-1)점째)의 위상과 기준 위상을 비교한다(ST[1]). ST[1]에서의 비교 결과에 있어서, 위상 반전(예를 들면 약 180° 천이)이 발생한 경우에는 ST[2]a로 이행하여 2회째의 판정을 행하고, 위상이 비반전(예를 들면, 약 0°천이)인 경우에는 ST[2]b로 이행하여 2회째의 판정을 행한다. 또한, 위상의 반전 유무의 판정은, 전술한 바와 같이, 특별히 한정되지는 않지만 기준 위상과의 위상차가 90°이상인지, 90°미만인지 등에 따라 행하면 된다.

계속해서, CALBK는, ST[2]a의 경우에는, 1회째의 판정 포인트로부터 2^(m-2)를 뺀 판정 포인트((2^(m-1)-2^(m-2))점째)로 IM2 보정 파라미터를 설정하여, 상기 판정 포인트의 위상과 기준 위상을 비교한다. 한편, ST[2]b의 경우에는 1회째의 판정 포인트에 2^(m-2)를 더한 판정 포인트((2^(m-1)+2^(m-2))점째)로 IM2 보정 파라미터를 설정하여, 상기 판정 포인트의 위상과 기준 위상을 비교한다. 즉, 1회째의 판정에 있어서 위상 반전이 발생한 경우에는, 1점째～2^(m-1)점째의 사이에 위상 천이점이 존재하게 되므로, ST[2]a에 있어서 그 중간점의 위상을 검증하고, 위상이 비반전인 경우에는, 2^(m-1)점째～2^m점째의 사이에 위상 천이점이 존재하게 되므로, ST[2]b에 있어서 그 중간점의 위상을 검증한다.

ST[2]a, ST[2]b에 있어서 위상 반전이 발생한 경우에는 마찬가지로 하여 ST[3]a(도시 생략)로 이행하여 3회째의 판정을 행하고, 위상이 비반전인 경우에는 ST[3]b(도시 생략)로 이행하여 3회째의 판정을 행한다. 이후 마찬가지로 하여, CALBK는, n회째의 판정으로서, ST[n]a의 경우에는 (n-1)회째의 판정 포인트로부터 2^(m-n)을 뺀 판정 포인트의 위상과 기준 위상을 비교하고, ST[n]b의 경우에는 (n-1)회째의 판정 포인트에 2^(m-n)을 더한 판정 포인트의 위상과 기준 위상을 비교한다. ST[n]a, ST[n]b에 있어서 위상 반전이 발생한 경우에는 ST[n+1]a(도시 생략)로 이행하여 (n+1)회째의 판정을 행하고, 위상이 비반전인 경우에는 ST[n+1]b(도시 생략)로 이행하여 (n+1)회째의 판정을 행한다.

그리고 마지막으로, CALBK는, m회째의 판정으로서, ST[m]a의 경우에는 (m-1)회째의 판정 포인트로부터 2^(m-m)을 뺀 판정 포인트의 위상과 기준 위상을 비교하고, ST[m]b의 경우에는 (m-1)회째의 판정 포인트에 2^(m-m)을 더한 판정 포인트의 위상과 기준 위상을 비교한다. ST[m]a, ST[m]b에 있어서 위상 반전이 발생한 경우에는 ST[m+1]a로 이행하고, 위상이 비반전인 경우에는 ST[m+1]b로 이행한다. 그 결과, CALBK는, ST[m+1]a의 경우에는 m회째의 판정에 있어서의 판정 포인트를 보정 최적점으로서 등록하고, ST[m+1]b의 경우에는 m회째의 판정에 있어서의 판정 포인트에 1을 더한 점을 보정 최적점으로서 등록한다.

구체예로서, 도 10에 나타낸 바와 같이, 예를 들면 IM2 보정 파라미터의 가변 범위가 m＝6(2^m＝64점)인 경우에, 52점째가 보정 최적점인 경우를 상정한다. 우선, 1회째의 판정에서는 기준 위상(여기서는 0점째의 위상으로 함)과 32점째의 위상이 비반전의 관계이므로, 32점째～64점째 사이에 보정 최적점이 있다고 판별되고, 그 중간점이 되는 48점째를 판정 포인트로 하여 2회째의 판정이 행해진다. 2회째의 판정에서는 기준 위상과 48점째의 위상이 비반전의 관계이므로, 48점째～64점째 사이에 보정 최적점이 있다고 판별되고, 그 중간점이 되는 56점째를 판정 포인트로 하여 3회째의 판정이 행해진다.

3회째의 판정에서는 기준 위상과 56점째의 위상이 반전의 관계이므로, 48점째～56점째 사이에 보정 최적점이 있다고 판별되고, 그 중간점이 되는 52점째를 판정 포인트로 하여 4회째의 판정이 행해진다. 4회째의 판정에서는 기준 위상과 52점째의 위상이 반전의 관계이므로, 48점째～52점째의 사이에 보정 최적점이 있다고 판별되고, 그 중간점이 되는 50점째를 판정 포인트로 하여 5회째의 판정이 행해진다. 5회째의 판정에서는 기준 위상과 50점째의 위상이 비반전의 관계이므로, 50점째～52점째의 사이에 보정 최적점이 있다고 판별되고, 그 중간점이 되는 51점째를 판정 포인트로 하여 6회째의 판정이 행해진다. 6회째의 판정에서는 기준 위상과 51점째의 위상이 비반전의 관계이므로, 결과적으로, 52점째가 보정 최적점이라고 판단된다.

이와 같이, 도 9의 플로우에서는, IM2 보정 파라미터의 2^m 비트분의 가변 범위를 2등분한 후, 어느 쪽의 범위에 보정 최적점(위상 천이점)이 있는지를 판별하고, 보정 최적점이 존재하는 범위를 다시 2등분한 후, 어느 쪽의 범위에 보정 최적점이 있는지를 판별하는 것과 같은 처리가 m회 행해진다. 그리고 이 m회의 판정 처리에 의해, 1비트의 보정 최적점이 좁혀진다. 이러한 이분 탐색법을 이용하면, 2^m 비트의 탐색 범위에 대하여, m회의 판정 처리를 행하면 되므로, 짧은 탐색 시간에 보정 최적점을 찾아내는 것이 가능해진다.

한편, 비교예로서, 예를 들면 도 3의 (a)의 F301에 나타낸 바와 같은 진폭 레벨의 검출을 이용하여 보정 최적점을 탐색하는 경우를 상정한다. 이 경우, 이분 탐색법을 이용하는 것은 곤란해져, 예를 들면 다음과 같은 탐색 방식을 이용할 필요가 있다. 우선, 가변 범위를 64비트로 하여, 예를 들면 그 범위를 8비트씩 8등분한 각 판정 포인트에서 IM2의 진폭 레벨을 비교하고, 그 중에서 가장 진폭이 작았던 판정 포인트를 탐색한다. 이어서, 상기 판정 포인트의 ±4비트의 범위를 1비트씩 스위프시키면서, 진폭 레벨의 최소점을 탐색한다. 가령 이러한 탐색 방식을 이용한 경우, 총 16회의 판정 처리가 필요해지지만, 도 9의 탐색 방식을 이용한 경우, 총 6회의 판정 처리이면 충분하다.

이상, 본 발명의 실시 형태 1에 의한 고주파 신호 처리 장치 및 무선 통신 시스템을 이용함으로써, 대표적으로는, 보정 회로 블록에 의한 보정 처리에 의해, 수신계 회로에서 발생할 수 있는 2차의 상호 변조 왜곡을 저감하는 것이 가능해진다. 이때, 보정 회로 블록은, IM2 벡터의 위상의 천이점을 검출함으로써 보정 최적점을 탐색하므로, 상기 탐색 동작의 용이화 또는 고정밀도화나, 상기 탐색 시간의 단축 등이 도모된다.

(실시 형태 2)

도 11의 (a), (b)는, 본 발명의 실시 형태 2에 의한 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 문제점의 일례를 나타내는 설명도이다. 도 11의 (a)에는, 전술한 도 2와 마찬가지의 구성예를 갖는 고주파 신호 처리 장치 RFIC가 나타내어져 있다. 전술한 실시 형태 1에서는, 도 11의 (a)에 있어서의 I 사이드(믹서 회로 MIXrx_I)의 보정과 Q 사이드(믹서 회로 MIXrx_Q)의 보정을 각각 독립적으로 행하는 예를 나타냈다. 그러나 실제 동작상은, MIXrx_I와 MIXrx_Q는 동시에 동작하는 경우가 있고, 도 11의 (a)에 도시한 바와 같이, MIXrx_I와 MIXrx_Q 사이의 IM2 성분의 리크 신호 LK_IM2에 수반하여, IQ 간섭이 발생하는 경우가 있다.

즉, 도 11의 (b)에 나타낸 바와 같이, 예를 들면 I 사이드(MIXrx_I)를 대상으로 한 IM2 보정 파라미터의 변동에 수반하여, I 사이드뿐만 아니라, Q 사이드(MIXrx_Q)에도 보정 최적점이 발생하거나, 혹은 그 I 사이드와 Q 사이드를 반대로 한 것과 같은 상황이 발생하는 경우가 있다. 구체적으로는, 예를 들면 MIXrx_I에서 발생한 IM2 성분이 MIXrx_Q측으로 리크되고, 이것이 MIXrx_Q에서 발생한 IM2 성분에 중첩되는 사태나, 그 I 사이드와 Q 사이드를 반대로 한 것과 같은 사태가 발생하는 경우가 있다. IQ 간섭이 발생하면, I 사이드의 보정 파라미터가 Q 사이드에 영향을 미치고, Q 사이드의 보정 파라미터가 I 사이드에 영향을 미치므로, I 사이드의 보정과 Q 사이드의 보정을 독립적으로 행한 것만으로는, 실제 동작상의 보정 최적점이 얻어지지 않는 경우가 있다. 또한, IQ 간섭을 고려하여 I 사이드의 보정과 Q 사이드의 보정을 교대로 몇 회나 반복하는 것과 같은 경우에는, 탐색 시간의 증대가 발생할 우려가 있다. 따라서, 본 실시 형태 2에서는, 이러한 문제를 감안하여, IQ 간섭의 영향을 고려한 보정 최적점의 탐색 방식에 대해 설명한다.

도 12는 본 발명의 실시 형태 2에 의한 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 보정 최적점의 탐색 방법의 일례를 나타내는 설명도이다. 우선, S1201에 있어서, 도 11의 (a)의 보정 회로 블록 CALBK는, I 사이드의 IM2 보정 파라미터(Pi)를 변동시켜, I 사이드의 IM2 성분(IM2_I)의 값이 최소로 되는 보정 최적점(Ii)을 탐색한다. 이때 IQ 간섭에 의해 Q 사이드의 IM2 성분(IM2_Q)에도 변화가 일어나, IM2_Q가 최소로 되는 점(Qi)이 존재한다. 따라서, CALBK는, 전술한 Ii 외에 이 Qi도 탐색한다. 또한, 이 S1201일 때에는, Q 사이드의 IM2 보정 파라미터(Pq)는 변화시키지 않고, 디폴트 설정(＝0)으로 고정한다.

이어서, S1202에 있어서, CALBK는, Q 사이드의 IM2 보정 파라미터(Pq)를 변동시켜, Q 사이드의 IM2 성분(IM2_Q)의 값이 최소로 되는 보정 최적점(Qq)을 탐색한다. 이때 IQ 간섭에 의해 I 사이드의 IM2 성분(IM2_I)에도 변화가 일어나, IM2_I가 최소로 되는 점(Iq)이 존재한다. 따라서, CALBK는, 전술한 Qq 외에 이 Iq도 탐색한다. 또한, 이 S1202일 때에는, I 사이드의 IM2 보정 파라미터(Pi)는 변화시키지 않고, 디폴트 설정(＝0)으로 고정한다. 또한, 도 12에서는, 편의상, IM2_I, IM2_Q를 진폭 레벨로 나타내고 있지만, 실제의 탐색 방법은, 실시 형태 1에서 서술한 바와 같이 위상 정보를 이용하여 행해진다.

마지막으로, S1203에 있어서, CALBK는, S1201 및 S1202에서 탐색한 Ii, Qi, Iq, Qq를 이용하여, 수학식 1의 연산을 행함으로써 IQ 간섭을 고려한 I 사이드의 보정 최적점 Ical을 산출하고, 수학식 2의 연산을 행함으로써 IQ 간섭을 고려한 Q 사이드의 보정 최적점 Qcal을 산출한다.

여기서, 수학식 1 및 수학식 2의 도출 방법에 대해 설명한다. 도 13의 (a), (b)는, 도 12의 보충도이다. 우선, 도 13의 (a), (b)에 나타낸 바와 같이, 종축을 IM2_I [V]로 하고, 횡축을 I 사이드의 IM2 보정 파라미터(Pi)(도 13의 (a)) 및 Q 사이드의 IM2 보정 파라미터(Pq)(도 13의 (b))로 하였을 때에, 그 의존성에 선형 관계가 있다고 가정한다. 또한, IQ 간섭을 고려한 후의 IM2_I가 최소로 되는 Pi값을 Ical, IM2_Q가 최소로 되는 Pq값을 Qcal이라 하였을 때, Ical, Qcal의 사이에는 수학식 3의 관계가 있다고 가정한다.

한편, 도 13의 (a), (b)의 기하학적인 관계로부터 수학식 4가 얻어진다. 수학식 3에 수학식 4를 반영시키면, 수학식 5가 도출된다. Q 사이드에 관해서도 마찬가지로 하여 수학식 6이 도출되고, 수학식 5와 수학식 6의 연립 방정식에 의해 전술한 수학식 1 및 수학식 2가 얻어진다.

이상, 본 실시 형태 2의 고주파 신호 처리 장치를 이용함으로써, 대표적으로는, 실시 형태 1에서 서술한 각종 효과 외에, 또한 IQ 간섭의 영향을 고려한, 보다 고정밀도의 보정 최적점을 탐색하는 것이 가능해진다. 이때, 특히, 도 12에 있어서의 Qi나 Iq는, 진폭 레벨이 작아질 수 있으므로 진폭 레벨에서의 검출이 곤란해질 우려가 있지만, 본 실시 형태에서는 위상을 이용하여 검출을 행하므로, 도 11의 (a)의 앰프 회로 LAMPi, LAMPq에서 충분한 증폭을 행할 수 있어, 용이한, 또는 고정밀도의 검출이 가능해진다. 또한, 탐색 시간에 관해서도, 전술한 도 10의 예(m＝6)의 경우, Ii, Qi, Iq, Qq의 각 탐색에 수반하여 총 24회의 판정 처리를 행하면 되어, 짧은 탐색 시간으로 충분하다. 한편, 비교예로서 예를 들면 IQ 간섭을 고려하여 I 사이드의 보정과 Q 사이드의 보정을 교대로 몇 회나 반복하여 행하는 것과 같은 경우에는, 수렴될 때까지 24회 이상의 판정 처리가 필요해지는 경우가 있다.

(실시 형태 3)

본 실시 형태 3에서는, 실시 형태 2와는 다른 보정 최적점의 탐색 방식에 대해서 설명한다. 도 14는 본 발명의 실시 형태 3에 의한 고주파 신호 처리 장치에 있어서, 그 보정 최적점의 탐색 방법의 일례를 나타내는 흐름도이다. 본 실시 형태 3에 의한 고주파 신호 처리 장치의 구성예는, 전술한 도 2 및 도 4의 고주파 신호 처리 장치 RFIC와 마찬가지이다. 도 14에 있어서, 우선, 고주파 신호 처리 장치 RFIC는, 수신 프론트 엔드 블록(즉, 도 1에 있어서의 수신계 회로(LNA, MIXrx, BE)나, 도 2에 있어서의 TSGEN 이외의 회로에 해당)을 온(활성 상태)으로 제어한다(S1401). 이어서, RFIC는, 테스트 신호 생성 회로(도 2 및 도 4의 TSGEN)를 온(활성 상태)으로 제어한다(S1402).

계속해서, RFIC(예를 들면, 보정 회로 블록 CALBK)는, Q 사이드의 믹서 회로(도 2 및 도 4의 MIXrx_Q)를 오프(비활성 상태)로 제어하고, 이 상태에서 테스트 신호 생성 회로 TSGEN 및 CALBK를 이용하여 I 사이드의 IM2 보정(즉, 도 2 및 도 4의 MIXrx_I의 IM2 보정 파라미터의 탐색)을 행한다(S1403). 이어서, RFIC(예를 들면, CALBK)는, I 사이드의 믹서 회로(도 2 및 도 4의 MIXrx_I)를 오프로 제어하고, Q 사이드의 믹서 회로를 온으로 제어하고, 이 상태에서 TSGEN 및 CALBK를 이용하여 Q 사이드의 IM2 보정(즉, 도 2 및 도 4의 MIXrx_Q의 IM2 보정 파라미터의 탐색)을 행한다(S1404). 또한, 믹서 회로는, 특별히 한정되지는 않지만, 예를 들면 로컬 신호 LOrx_I 또는 LOrx_Q의 입력을 정지함(구체적으로는, 예를 들면 LOrx_I 또는 LOrx_Q를 출력하는 버퍼 회로의 동작을 정지함)으로써 오프(비활성 상태)로 제어된다.

그리고 RFIC는, S1403 및 S1404에서 탐색된 MIXrx_I의 IM2 보정 파라미터 및 MIXrx_Q의 IM2 보정 파라미터를 MIXrx_I, MIXrx_Q에 등록하고, IM2 보정을 완료한다(S1405). 이러한 탐색 방법을 이용하면, IQ 간섭의 영향을 받지 않는 IM2 보정을 용이하게, 또는 단시간에 실현하는 것이 가능해진다. 실시 형태 2의 방식과 비교하면, 실제 동작상에서 MIXrx_I와 MIXrx_Q가 동시에 동작하는 경우에는, 실시 형태 3의 방식에서는 보정 최적점에 오차가 발생할 우려가 있으므로, 이 관점에서는, 실시 형태 2의 방식을 이용하는 쪽이 바람직하다. 단, 실시 형태 2의 방식에서는, 예를 들면 도 12의 Qi나 Iq가 IM2 보정 파라미터의 가변 범위 내에 존재하지 않는 것과 같은 경우도 생각할 수 있으므로, 이 관점에서는, 실시 형태 3의 방식을 이용하는 쪽이 바람직하다.

이상, 본 발명자에 의해 이루어진 발명을 실시 형태에 기초하여 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 상기 실시 형태에 한정되는 것은 아니며, 그 요지를 일탈하지 않는 범위에서 다양하게 변경 가능하다.

본 실시 형태에 따른 고주파 신호 처리 장치 및 무선 통신 시스템은, 특히, 다이렉트 컨버전 방식의 수신 회로를 구비하고, FDD 방식으로 송수신을 행하는 고주파 신호 처리 장치나, 그 고주파 신호 처리 장치를 구비한 휴대 전화기 등에 유익하게 적용될 수 있다. 단, 이것에 한정되지 않고, TDD 방식으로 송수신을 행하는 고주파 신호 처리 장치나, 무선 LAN(Local Area Network), Bluetooth(등록 상표) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템을 포함하여 널리 적용 가능하다.

ADC : 아날로그·디지털 변환 회로
ANT : 안테나
BBTSG : 테스트용 베이스밴드 신호 생성 회로
BE : 백 엔드 회로
BGCTL : 백 게이트(기판 전위) 제어 회로
BPF : 밴드 패스 필터
CALBK : 보정 회로 블록
DGCTL : 디지털 보정 회로
DIVN : 분주 회로
DPX : 디플렉서
DRV : 드라이버 회로(가변 증폭 회로)
FLT : 필터 회로
HPA : 고주파 전력 증폭 회로
ISO : 아이솔레이터
LAMP : 앰프 회로
LNA : 로우 노이즈 앰프 회로
LOAD : 부하 회로
LOGEN : 로컬 신호 생성 회로
LOTSG : 테스트용 로컬 신호 생성 회로
MIX : 믹서 회로
MN : NMOS 트랜지스터
MNDP : 차동 페어 트랜지스터
PGA : 가변 증폭 회로
PHDET : 위상 검출 회로
PHSFT : 위상 시프트 회로
RFIC, RFIC' : 고주파 신호 처리 칩(고주파 신호 처리 장치)
SAW : SAW(Surface Acoustic Wave) 필터
SW : 스위치
TSGEN : 테스트 신호 생성 회로

Claims

제1 동작 모드 및 제2 동작 모드를 구비하고,
제1 주파수 성분과 제2 주파수 성분을 갖는 테스트 신호를 생성하는 테스트 신호 생성 회로와,
상기 제1 동작 모드시에, 제1 신호로서 안테나에 의해 수신되는 신호를 전송하고, 상기 제2 동작 모드시에, 상기 제1 신호로서 상기 테스트 신호를 전송하는 제1 스위치와,
차동 밸런스를 소정의 가변 범위 내에서 보정 가능한 차동 회로로 구성되고, 상기 제1 신호를 상기 제1 신호보다도 낮은 주파수대의 제2 신호로 다운 컨버트하는 믹서 회로와,
상기 제2 동작 모드시에, 상기 제2 신호로부터 상기 제1 주파수 성분과 상기 제2 주파수 성분의 차분의 주파수 성분을 갖는 제3 신호를 추출하고, 상기 제3 신호의 위상을 검출하는 위상 검출부와,
상기 위상 검출부의 검출 결과에 따라서, 상기 믹서 회로의 상기 차동 밸런스를 변경하는 제어부를 갖고,
상기 믹서 회로는, 상기 제1 동작 모드시에, 상기 차동 밸런스가 가변 설정 범위 내의 제1 보정값으로 설정된 상태에서 동작하고,
상기 제어부는, 상기 제2 동작 모드시에, 상기 차동 밸런스를 변동시키면서, 그 차동 밸런스를 최소 변동 폭으로 변동시킨 경우의 전후에서 상기 제3 신호의 위상이 약 180°천이하는 천이점을 탐색하고, 그 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 상기 제1 보정값으로서 상기 믹서 회로에 설정하는 것을 특징으로 하는 고주파 신호 처리 장치.
제1항에 있어서,
상기 제어부는, 이분 탐색법에 의해 상기 차동 밸런스의 가변 범위를 순차적으로 2등분하면서 상기 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 탐색하는 것을 특징으로 하는 고주파 신호 처리 장치.
제2항에 있어서,
상기 믹서 회로의 후단에 설치되는 아날로그·디지털 변환 회로와,
소정의 베이스밴드 처리를 행하는 베이스밴드 회로와,
상기 아날로그·디지털 변환 회로의 출력을 상기 베이스밴드 회로측으로 전송할지, 상기 위상 검출부측으로 전송할지를 선택하는 제2 스위치를 더 구비하고,
상기 위상 검출부는, 상기 제2 신호를 상기 제2 스위치를 통해 디지털 신호로서 받는 것을 특징으로 하는 고주파 신호 처리 장치.
제3항에 있어서,
상기 테스트 신호 생성 회로는,
소정의 주파수를 갖는 테스트용 로컬 신호를 생성하는 테스트용 로컬 신호 생성 회로와,
상기 제1 주파수 성분과 상기 제2 주파수 성분의 차분의 주파수를 갖는 테스트용 베이스밴드 신호를 생성하는 테스트용 베이스밴드 신호 생성 회로와,
상기 테스트용 베이스밴드 신호를 2분주하는 분주 회로와,
상기 분주 회로의 출력 신호를 상기 테스트용 로컬 신호를 이용하여 업 컨버트하는 테스트용 믹서 회로를 갖고,
상기 위상 검출부는,
상기 제3 신호를 추출하는 디지털 필터 회로와,
상기 디지털 필터 회로의 출력 신호를 증폭하는 디지털 앰프 회로와,
상기 테스트용 베이스밴드 신호를 디지털 신호로 변환하는 테스트용 아날로그·디지털 변환 회로와,
상기 디지털 앰프 회로의 출력 신호의 위상을 상기 테스트용 아날로그·디지털 변환 회로의 출력 신호의 위상을 기준으로 하여 검출하는 위상 검출 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 고주파 신호 처리 장치.
제3항에 있어서,
상기 안테나로부터 상기 제1 스위치까지의 경로 상에 설치되는 로우 노이즈 앰프 회로를 더 갖는 것을 특징으로 하는 고주파 신호 처리 장치.
제1 동작 모드 및 제2 동작 모드를 구비하고,
제1 주파수 성분과 제2 주파수 성분을 갖는 테스트 신호를 생성하는 테스트 신호 생성 회로와,
상기 제1 동작 모드시에, 제1 신호로서 안테나에 의해 수신되는 신호를 전송하고, 상기 제2 동작 모드시에, 상기 제1 신호로서 상기 테스트 신호를 전송하는 제1 스위치와,
차동 밸런스를 소정의 가변 범위 내에서 보정 가능한 차동 회로로 구성되고, 제1 A 로컬 신호를 이용하여 상기 제1 신호를 상기 제1 신호보다도 낮은 주파수대의 제2 A 신호로 다운 컨버트하는 제1 A 믹서 회로와,
차동 밸런스를 소정의 가변 범위 내에서 보정 가능한 차동 회로로 구성되고, 상기 제1 A 로컬 신호와는 위상이 90°다른 제1 B 로컬 신호를 이용하여 상기 제1 신호를 제2 B 신호로 다운 컨버트하는 제1 B 믹서 회로와,
상기 제2 동작 모드시에, 상기 제2 A 신호로부터 상기 제1 주파수 성분과 상기 제2 주파수 성분의 차분의 주파수 성분을 갖는 제3 A 신호를 추출하고, 상기 제2 B 신호로부터 상기 제1 주파수 성분과 상기 제2 주파수 성분의 차분의 주파수 성분을 갖는 제3 B 신호를 추출하고, 상기 제3 A 신호의 위상과 상기 제3 B 신호의 위상을 각각 검출하는 위상 검출부와,
상기 위상 검출부에 의한 상기 제3 A 신호의 위상 검출 결과에 따라서 상기 제1 A 믹서 회로의 상기 차동 밸런스를 변경하고, 상기 위상 검출부에 의한 상기 제3 B 신호의 위상 검출 결과에 따라서 상기 제1 B 믹서 회로의 상기 차동 밸런스를 변경하는 제어부를 갖고,
상기 제1 A 믹서 회로는, 상기 제1 동작 모드시에, 상기 제1 A 믹서 회로의 상기 차동 밸런스가 가변 설정 범위 내의 제1 A 보정값으로 설정된 상태에서 동작하고,
상기 제1 B 믹서 회로는, 상기 제1 동작 모드시에, 상기 제1 B 믹서 회로의 상기 차동 밸런스가 가변 설정 범위 내의 제1 B 보정값으로 설정된 상태에서 동작하고,
상기 제어부는, 상기 제2 동작 모드시에,
상기 제1 A 믹서 회로의 상기 차동 밸런스를 변동시키면서, 그 차동 밸런스를 최소 변동 폭으로 변동시킨 경우의 전후에서 상기 제3 A 신호의 위상이 약 180°천이하는 제1 A 천이점을 탐색하는 제1 처리와,
상기 제1 B 믹서 회로의 상기 차동 밸런스를 변동시키면서, 그 차동 밸런스를 최소 변동 폭으로 변동시킨 경우의 전후에서 상기 제3 B 신호의 위상이 약 180°천이하는 제1 B 천이점을 탐색하는 제2 처리와,
상기 제1 A 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 상기 제1 A 보정값으로서 상기 제1 A 믹서 회로에 설정하고, 상기 제1 B 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 상기 제1 B 보정값으로서 상기 제1 B 믹서 회로에 설정하는 제3 처리를 실행하는 것을 특징으로 하는 고주파 신호 처리 장치.
제6항에 있어서,
상기 제어부는, 이분 탐색법에 의해 상기 제1 A 믹서 회로의 상기 차동 밸런스의 가변 범위를 순차적으로 2등분하면서 상기 제1 A 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 탐색하고, 이분 탐색법에 의해 상기 제1 B 믹서 회로의 상기 차동 밸런스의 가변 범위를 순차적으로 2등분하면서 상기 제1 B 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 탐색하는 것을 특징으로 하는 고주파 신호 처리 장치.
제7항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 제1 처리시에, 상기 제1 B 믹서 회로의 상기 차동 밸런스를 고정한 상태에서 상기 제1 A 믹서 회로의 상기 차동 밸런스를 변동시키면서, 상기 제1 A 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 탐색하는 것 외에, 또한 그 차동 밸런스를 최소 변동 폭으로 변동시킨 경우의 전후에서 상기 제3B 신호의 위상이 약 180°천이하는 제2 B 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 탐색하고,
상기 제2 처리시에, 상기 제1 A 믹서 회로의 상기 차동 밸런스를 고정한 상태에서 상기 제1 B 믹서 회로의 상기 차동 밸런스를 변동시키면서, 상기 제1 B 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 탐색하는 것 외에, 또한 그 차동 밸런스를 최소 변동 폭으로 변동시킨 경우의 전후에서 상기 제3 A 신호의 위상이 약 180°천이하는 제2 A 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 탐색하고,
상기 제3 처리시에, 또한, 상기 제1 A 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 「Ii」, 상기 제2 B 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 「Qi」, 상기 제1 B 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 「Iq」, 상기 제2 A 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 「Qq」로 하여, Ical＝IiㆍQiㆍ(Iq-Qq)/(IqㆍQi-IiㆍQq)에서 산출되는 Ical을 상기 제1 A 보정값으로서 상기 제1 A 믹서 회로에 설정하고,
Qcal＝QqㆍIqㆍ(Qi-Ii)/(QiㆍIq-QqㆍIi)에서 산출되는 Qcal을 상기 제1 B 보정값으로서 상기 제1 B 믹서 회로에 설정하는 것을 특징으로 하는 고주파 신호 처리 장치.
제7항에 있어서,
상기 제어부는, 상기 제1 처리시에는 상기 제1 B 믹서 회로를 비활성 상태로 제어하고, 상기 제2 처리시에는 상기 제1 A 믹서 회로를 비활성 상태로 제어하는 것을 특징으로 하는 고주파 신호 처리 장치.
제7항에 있어서,
상기 제1 A 믹서 회로의 후단에 설치되는 제1 A 아날로그·디지털 변환 회로와,
상기 제1 B 믹서 회로의 후단에 설치되는 제1 B 아날로그·디지털 변환 회로와,
소정의 베이스밴드 처리를 행하는 베이스밴드 회로와,
상기 제1 A 아날로그·디지털 변환 회로의 출력을 상기 베이스밴드 회로측으로 전송할지, 상기 위상 검출부측으로 전송할지를 선택하는 제2 A 스위치와,
상기 제1 B 아날로그·디지털 변환 회로의 출력을 상기 베이스밴드 회로측으로 전송할지, 상기 위상 검출부측으로 전송할지를 선택하는 제2 B 스위치를 더 구비하고,
상기 위상 검출부는, 상기 제2 A 신호를 상기 제2 A 스위치를 통해 디지털 신호로서 받고, 상기 제2 B 신호를 상기 제2 B 스위치를 통해 디지털 신호로서 받는 것을 특징으로 하는 고주파 신호 처리 장치.
베이스밴드의 주파수대로부터 소정의 송신 주파수대로 업 컨버트를 행하는 송신 회로와 소정의 수신 주파수대로부터 베이스밴드의 주파수대로 다운 컨버트를 행하는 수신 회로를 포함하는 고주파 신호 처리부와,
안테나와,
상기 안테나에 결합되는 안테나 노드와,
송신 노드 및 수신 노드를 구비하고,
송신 신호와 수신 신호를 주파수대에 의해 분리하는 디플렉서와,
상기 송신 회로의 출력 신호를 증폭하여, 상기 송신 노드를 향해 출력하는 전력 증폭 회로를 갖고,
상기 고주파 신호 처리부의 상기 수신 회로는, 제1 동작 모드 및 제2 동작 모드를 구비하고,
상기 수신 노드로부터의 상기 수신 신호를 증폭하는 로우 노이즈 앰프 회로와,
제1 주파수 성분과 제2 주파수 성분을 갖는 테스트 신호를 생성하는 테스트 신호 생성 회로와,
상기 제1 동작 모드시에, 제1 신호로서 상기 로우 노이즈 앰프 회로의 출력 신호를 전송하고, 상기 제2 동작 모드시에, 상기 제1 신호로서 상기 테스트 신호를 전송하는 제1 스위치와,
차동 밸런스를 소정의 가변 범위 내에서 보정 가능한 차동 회로로 구성되고, 상기 제1 신호를 상기 제1 신호보다도 낮은 주파수대의 제2 신호로 다운 컨버트하는 믹서 회로와,
상기 제2 동작 모드시에, 상기 제2 신호로부터 상기 제1 주파수 성분과 상기 제2 주파수 성분의 차분의 주파수 성분을 갖는 제3 신호를 추출하여, 상기 제3 신호의 위상을 검출하는 위상 검출부와,
상기 위상 검출부의 검출 결과에 따라서, 상기 믹서 회로의 상기 차동 밸런스를 변경하는 제어부를 갖고,
상기 믹서 회로는, 상기 제1 동작 모드시에, 상기 차동 밸런스가 가변 설정 범위 내의 제1 보정값으로 설정된 상태에서 동작하고,
상기 제어부는, 상기 제2 동작 모드시에, 상기 차동 밸런스를 변동시키면서, 그 차동 밸런스를 최소 변동 폭으로 변동시킨 경우의 전후에서 상기 제3 신호의 위상이 약 180°천이하는 천이점을 탐색하고, 그 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 상기 제1 보정값으로서 상기 믹서 회로에 설정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제11항에 있어서,
상기 제어부는, 이분 탐색법에 의해 상기 차동 밸런스의 가변 범위를 순차적으로 2등분하면서 상기 천이점에 대응하는 상기 차동 밸런스를 탐색하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제12항에 있어서,
상기 고주파 신호 처리부의 상기 수신 회로는, 상기 믹서 회로의 후단에 설치되는 아날로그·디지털 변환 회로와,
소정의 베이스밴드 처리를 행하는 베이스밴드 회로와,
상기 아날로그·디지털 변환 회로의 출력을 상기 베이스밴드 회로측으로 전송할지, 상기 위상 검출부측으로 전송할지를 선택하는 제2 스위치를 더 구비하고,
상기 위상 검출부는, 상기 제2 신호를 상기 제2 스위치를 통해 디지털 신호로서 받는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제12항에 있어서,
상기 무선 통신 시스템은,
상기 고주파 신호 처리부의 상기 송신 회로의 출력 노드로부터 상기 송신 노드까지의 경로상에 SAW 필터를 구비하지 않고,
상기 로우 노이즈 앰프 회로의 출력 노드로부터 상기 믹서 회로의 입력 노드까지의 경로상에 SAW 필터를 구비하지 않는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.