KR20130041906A

KR20130041906A - 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20130041906A
Application number: KR1020137001280A
Authority: KR
Inventors: 고현수; 정재훈; 이문일
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2010-07-02
Filing date: 2011-07-01
Publication date: 2013-04-25
Also published as: EP2590338A2; KR101763598B1; US8964866B2; EP2590338A4; US20130156125A1; WO2012002767A3; WO2012002767A2; EP2590338B1

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 전송 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국에서 하향링크 신호를 전송하는 방법은, 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 수신하는 단계; 상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬(W1)을 결정하고, 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬(W2)을 결정하고, 상기 제 1 행렬(W1)및 제 2 행렬(W2)에 기초하여 프리코딩 행렬(W)를 결정하는 단계; 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 프리코딩을 수행하는 단계; 및 상기 프리코딩된 신호를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.

Description

다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING SIGNALS USING CODEBOOKS IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM THAT SUPPORTS MULTIPLE ANTENNAS}

이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 전송 방법 및 장치에 대한 것이다.

MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 무선통신시스템의 송신단(transmitting end) 혹은 수신단(receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이다. MIMO 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.

다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 시스템에서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나(4Tx)를 지원하고, 이에 따른 프리코딩 코드북(codebook)을 정의하고 있다.

기존의 3GPP LTE 시스템(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-8 또는 9 표준에 따른 시스템)에서는 하향링크에서 최대 4 개의 전송 안테나를 지원하기 위한 코드북이 설계되어 있다. 기존의 3GPP LTE의 진화인 3GPP LTE-A 시스템에서는 보다 개선된 성능(예를 들어, 개선된 스펙트럼 효율(spectral efficiency))을 위하여 확장된 안테나 구성을 도입하는 것을 고려하여 있고, 하향링크에서 최대 8 전송 안테나(8Tx)를 지원하는 것이 논의되고 있다. 또한, 높은 수율(throughput)을 제공하기 위해서 하향링크 8 안테나 전송을 위해 폐루프(Closed Loop)-MIMO 방식을 사용할 수 있다. 또한, 채널정보 피드백의 오버헤드를 줄이기 위해서 미리 정의된 코드북에 기반한 폐루프-MIMO 방식을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 따라서, 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송에 대하여 양호한 성능을 제공하는 프리코딩 코드북을 설계하는 것이 요구된다.

본 발명은 확장된 안테나 구성을 지원하는 MIMO 전송을 효율적으로 지원할 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다. 또한, 다수의 전송 안테나를 통한 MIMO 전송에 대하여 시스템 성능을 유지하면서 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국에서 하향링크 신호를 전송하는 방법은, 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 수신하는 단계; 상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬(W1)을 결정하고, 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬(W2)을 결정하고, 상기 제 1 행렬(W1)및 제 2 행렬(W2)에 기초하여 프리코딩 행렬(W)를 결정하는 단계; 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 프리코딩을 수행하는 단계; 및 상기 프리코딩된 신호를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 단말이 하향링크 신호를 전송하는 방법은, 기지국으로 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 전송하는 단계; 상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬(W1) 및 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 결정된 제 2 행렬(W2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬(W)을 이용하여, 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된 신호를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계; 및 상기 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 상기 수신된 하향링크 신호를 처리하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 하향링크 신호를 전송하는 기지국은, 단말로 상기 하향링크 신호를 전송하는 전송 모듈; 상기 단말로부터 상향링크 신호를 수신하는 수신 모듈; 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및 상기 기지국을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 상기 수신 모듈을 통하여 상기 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 수신하고; 상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬(W1)을 결정하고, 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬(W2)을 결정하고, 상기 제 1 행렬(W1)및 제 2 행렬(W2)에 기초하여 프리코딩 행렬(W)를 결정하고; 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 프리코딩을 수행하고; 상기 프리코딩된 신호를 상기 전송 모듈을 통하여 상기 단말로 전송하도록 구성되며,상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 하향링크 신호를 수신하는 단말은, 기지국으로부터 상기 하향링크 신호를 수신하는 수신 모듈; 상기 기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 전송 모듈; 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및 상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 상기 전송 모듈을 통하여 상기 기지국으로 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 전송하고; 상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬(W1) 및 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 결정된 제 2 행렬(W2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬(W)을 이용하여, 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된 신호를 상기 수신 모듈을 통하여 상기 기지국으로부터 수신하고; 상기 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 상기 수신된 하향링크 신호를 처리하도록 구성되며, 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.

본 발명에 따른 상기 실시예들에 대하여 다음의 사항이 공통적으로 적용될 수 있다.

상기 제 1 행렬(W1)은

과 같이 구성될 수 있고, X ⁽ ⁿ ⁾ 및 α ⁽ ⁿ ⁾ X ⁽ ⁿ ⁾ 은 상기 블록 대각 행렬의 블록에 해당하고, α ⁽ ⁿ ⁾ 은 상기 소정의 위상 값에 해당한다.

X⁽ⁿ⁾ 은

에서 정의하는 DFT(Discrete Fourier Transform) 벡터로 구성될 수 있고, N 은 상기 DFT 벡터의 개수이고, K 는 상기 DFT 벡터의 길이이다.

α ⁽ ⁿ ⁾ 은

와 같이 정의될 수 있다.

α ⁽ ⁿ ⁾ 은

과 같이 위상 대각 행렬로 정의될 수 있다.

본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.

본 발명에 따르면, 확장된 안테나 구성을 지원하는 MIMO 전송을 효율적으로 지원할 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다. 또한, 본 발명에 따르면, 다수의 전송 안테나를 통한 MIMO 전송에 대하여 시스템 성능을 유지하면서 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1 은 하향링크 무선 프레임의 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5 는 공용참조신호(CRS)의 패턴을 나타내는 도면이다.
도 6 은 참조신호 패턴의 시프트를 설명하는 도면이다.
도 7 및 도 8 은 하향링크 제어채널들이 할당되는 단위인 자원요소그룹(REG)을 설명하는 도면이다.
도 9 는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다.
도 10 은 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다.
도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다.
도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
도 13은 DFT 처리된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 14은 참조 신호의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다.
도 15은 참조신호가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다.
도 16 내지 19는 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법을 나타내는 도면이다.
도 20은 MIMO 시스템의 구조를 나타내는 도면이다.
도 21은 MIMO 시스템의 기능을 설명하는 블록도이다.
도 22 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 23 은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 24 는 본 발명에 따른 다중 안테나 전송 및 수신 방법에 대한 순서도이다.
도 25 는 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도면이다.

이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, 본 문서에서 기지국이라는 용어는 셀 또는 섹터를 포함하는 개념으로 사용될 수 있다. 한편, 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. '단말(Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다. 본 문서에서 상향링크 전송 주체는 단말 또는 중계기를 의미할 수 있고, 상향링크 수신 주체는 기지국 또는 중계기를 의미할 수 있다. 유사하게, 하향링크 전송 주체는 기지국 또는 중계기를 의미할 수 있고, 하향링크 수신 주체는 단말 또는 중계기를 의미할 수 있다. 다시 말하자면, 상향링크 전송은 단말로부터 기지국으로의 전송, 단말로부터 중계기로의 전송, 또는 중계기로부터 기지국으로의 전송을 의미할 수 있다. 유사하게, 하향링크 전송은 기지국으로부터 단말로의 전송, 기지국으로부터 중계기로의 전송, 중계기로부터 단말로의 전송을 의미할 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격(WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격(WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.

도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.

셀룰라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상/하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 하고, 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록(Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파(subcarrier)를 포함할 수 있다.

하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성(configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, OFDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우, 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에, 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가 사용될 수 있다.

일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.

도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(Guard Period; GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.

무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM 심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다. 도 2를 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원요소(RE)라 한다. 예를 들어, 자원 요소 a(k,l)은 k번째 부반송파와 l번째 OFDM 심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP의 경우에, 하나의 자원블록은 12×7 자원요소를 포함한다(확장된 CP의 경우에는 12×6 자원요소를 포함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz이므로, 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz을 포함한다. N^DL은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. N^DL의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.

도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널(Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉, 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널(Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH), 물리HARQ지시자채널(Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보(Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널(DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널(UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널(PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답(Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소(Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사(Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자(Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자(Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해, 임의접속-RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.

도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널(Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍(RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑(frequency-hopped)된다고 한다.

참조신호

MIMO 시스템에서는 각각의 송신 안테나마다 독립된 데이터 채널을 가진다. 수신기는 송신 안테나에 각각에 대하여 채널을 추정하여 각 송신 안테나로부터 송신된 데이터를 수신할 수 있다. 채널 추정(channel estimation)은 페이딩(fading)에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상함으로써 수신된 신호를 복원하는 과정을 말한다. 여기서 페이딩이란 무선통신 시스템 환경에서 다중경로(multi path)-시간지연(time delay)으로 인하여 신호의 강도가 급격히 변동되는 현상을 말한다. 채널추정을 위하여는 송신기와 수신기가 모두 알고 있는 참조신호(reference signal)가 필요하다. 또한, 참조 신호는 간단히 RS(Reference Signal) 또는 적용되는 표준에 따라 파일럿(Pilot)으로 지칭될 수도 있다.

기존의 3GPP LTE 릴리즈(release)-8 또는 릴리즈-9 시스템에서는 기지국이 전송하는 하향링크 참조신호에 대하여 정의하고 있다. 하향링크 참조신호(downlink reference signal)는 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel), PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등의 코히어런트(coherent) 복조를 위한 파일럿 신호이다. 하향링크 참조신호는 셀 내의 모든 단말이 공유하는 공용 참조신호(Common Reference Signal; CRS)와 특정 단말만을 위한 전용 참조신호(Dedicated Reference Signal; DRS)가 있다. 공용 참조신호는 셀-특정(cell-specific) 참조신호라 불릴 수도 있다. 또한, 전용 참조신호는 단말-특정(UE-specific) 참조신호 또는 복조용 참조신호(Demodulation Reference Signal; DMRS)라 불릴 수도 있다.

기존의 3GPP LTE 시스템에서의 하향링크 참조신호 할당 방식에 대하여 설명한다. 참조신호가 전송되는 자원요소의 위치(즉, 참조신호 패턴)를, 하나의 자원블록 쌍(시간상으로 하나의 서브프레임 길이 × 주파수 상으로 12 부반송파 길이)을 기준으로 설명한다. 하나의 서브프레임은 14개 OFDM 심볼(일반 CP 경우) 혹은 12개의 OFDM심볼(확장된 CP 경우)로 구성되며, 한 개의 OFDM심볼에서 부반송파의 개수를 128, 256, 512, 1024, 1536 또는 2048 중의 하나로 선정하여 사용하게 된다.

도 5 는 1-TTI (즉 1 서브프레임)가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 경우에 대한 공용참조신호(CRS)의 패턴을 나타낸다. 도 5(a), 도 5(b) 및 도 5(c) 는 각각 1 개, 2 개 및 4 개의 전송 안테나를 갖는 시스템에 대한 CRS 패턴에 대한 것이다.

도 5 에서, R0 는 안테나 포트 인덱스 0에 대한 참조신호를 나타낸다. 또한, 도 5 에서, R1은 안테나 포트 인덱스 1, R2는 안테나 포트 인덱스 2 그리고 R3는 안테나 포트 인덱스 3에 대한 참조신호를 각각 나타낸다. 각 안테나 포트에 대한 참조신호가 전송되는 RE 위치에서는 참조신호를 전송하는 안테나 포트를 제외한 다른 모든 안테나 포트에서는 간섭을 방지하기 위하여 아무 신호도 전송되지 않는다.

도 6 은 여러 셀들의 참조신호가 충돌하지 않도록 참조신호 패턴이 셀마다 시프트되는 것을 나타낸다. 도 5(a)의 1개의 안테나 포트에 대한 참조신호 패턴이 도 6의 1번 셀(Cell 1)에서 사용된 것으로 가정하면, 1 번 셀에 인접하는 2번 셀, 3번 셀 등에서 셀 간에 참조신호의 충돌이 발생하지 않도록 참조신호 패턴을 주파수 영역 또는 시간 영역에서 부반송파 단위 또는 OFDM 심볼 단위의 시프트(천이)시켜 참조신호를 보호할 수 있다. 예를 들어, 1 전송 안테나 전송의 경우에는 참조신호가 하나의 OFDM 심볼 상에서 6 부반송파 간격으로 위치하므로, 각각의 셀에서 주파수 영역 부반송파 단위의 시프트가 적용되면, 적어도 5개의 인접 셀은 다른 자원요소 상에 참조신호를 위치시킬 수 있다. 예를 들어, 참조신호의 주파수 시프트는 도 6의 2번 셀 내지 6 번 셀과 같이 나타날 수 있다.

또한, 유사-랜덤(Pseudo-Random; PN) 시퀀스를 셀 별 하향링크 참조신호에 곱하여 전송함으로써, 수신기에서 인접셀로부터 수신되는 참조신호에 의한 간섭을 감소시켜 채널추정 성능을 향상 시킬 수도 있다. 이러한 PN 시퀀스는 하나의 서브프레임 내의 OFDM 심볼 단위로 적용될 수 있다. 또한, PN 시퀀스는 셀 식별자(Cell ID), 서브프레임 번호(subframe number) 및 OFDM 심볼 위치 마다 다른 시퀀스가 적용 될 수 있다.

4 전송 안테나를 지원하는 기존의 통신 시스템 (예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈 8 또는 9 시스템)에 비하여 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템 (예를 들어, 8 전송 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템 (예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-10 또는 후속 릴리즈에 따른 시스템)에서는, 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DMRS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉, 확장된 안테나를 통한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DMRS를 정의할 수 있다. DMRS는 데이터와 동일한 프리코더에 의하여 프리코딩되므로 별도의 프리코딩 정보 없이 수신측에서 데이터를 복조하기 위한 채널 정보를 용이하게 추정할 수 있다. 한편, 하향링크 수신측에서는 DMRS를 통해서 확장된 안테나 구성에 대하여 프리코딩된 채널 정보를 획득할 수 있는 반면, 프리코딩되지 않은 채널 정보를 획득하기 위하여 DMRS 이외의 별도의 참조신호가 요구된다. 이에 따라, LTE-A 표준에 따른 시스템에서는 수신측에서 채널 상태 정보(Channel State Information; CSI)를 획득하기 위한 참조신호, 즉 CSI-RS를 정의할 수 있다. CSI-RS 는 8 개의 안테나 포트를 통하여 전송될 수 있으며, CSI-RS 가 전송되는 안테나 포트를 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서의 안테나 포트와 구별하기 위하여 안테나 포트 인덱스 15 내지 22 가 사용될 수 있다.

하향링크 제어채널의 구성

하향링크 제어채널이 전송되는 영역으로 기본적으로는 각각의 서브프레임의 처음 3개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있으며, 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 1 내지 3개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있다. 하향링크 제어채널을 위한 OFDM 심볼의 개수를 각 서브프레임마다 조정하기 위하여, PCFICH가 사용될 수 있다. 상향링크 전송에 대한 확인응답(긍정확인응답(ACK)/부정확인응답(NACK))을 하향링크를 통하여 제공하기 위하여 PHICH가 사용될 수 있다. 또한, 하향링크 데이터전송 또는 상향링크의 데이터전송을 위한 제어정보의 전송을 위해서 PDCCH 가 사용될 수 있다.

도 7 및 도 8 은 위와 같은 하향링크 제어채널들이 각각의 서브프레임의 제어 영역에서 자원요소그룹(Resource Element Group; REG) 단위로 할당되는 것을 나타낸다. 도 7 은 1 개 또는 2 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이고, 도 8 은 4 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이다. 도 7 및 도 8 에서 도시하는 바와 같이, 제어채널이 할당되는 기본적인 자원단위인 REG 는, 참조신호가 할당되는 자원요소를 제외하고 주파수 영역에서 연접한 4개의 RE 로 구성된다. 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 특정 개수의 REG 가 하향링크 제어채널의 전송에 이용될 수 있다.

PCFICH ( Physical Control Format Indicator Channel )

각각의 모든 서브프레임마다 해당 서브프레임의 자원 할당 정보 등을 제공하기 위해서 PDCCH 가 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 사이에서 전송될 수 있고, 제어채널의 오버헤드에 따라서 OFDM 심볼 인덱스 0 이 사용되거나, OFDM 심볼 인덱스 0 및 1이 사용되거나, OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 가 사용될 수 있다. 이와 같이 제어채널이 사용하는 OFDM 심볼의 개수를 서브프레임마다 변경 할 수 있는데, 이에 대한 정보는 PCFICH를 통해 제공될 수 있다. 따라서, PCFICH는 각각의 모든 서브프레임에서 전송되어야 한다.

PCFICH를 통해 3가지의 정보가 제공될 수 있다. 아래의 표 1 은 PCFICH의 CFI(Control Format Indicator)를 나타낸다. CFI=1 은 OFDM 심볼 인덱스 0 에서 PDCCH가 전송됨을 나타내고, CFI=2 는 OFDM 심볼 인덱스 0 및 1 에서 PDCCH가 전송됨을 나타내고, CFI=3 은 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 에서 PDCCH가 전송됨을 나타낸다.

PCFICH 를 통해 전송되는 정보는 시스템 대역폭(system bandwidth)에 따라 다르게 정의될 수 있다. 예를 들면, 시스템의 대역폭이 특정 임계치보다 작은 경우 CFI=1, 2, 3 은 각각 2, 3, 4 개의 OFDM 심볼이 PDCCH를 위해 사용됨을 나타낼 수도 있다.

도 9 는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다. 도 9 에서 도시하는 REG는, 4개의 부반송파로 구성되어 있고, RS(참조신호)를 제외한 데이터 부반송파로만 구성되어 있으며, 일반적으로 전송 다이버시티(transmit diversity) 기법이 적용될 수 있다. 또한 REG의 위치는, 셀간에 간섭을 주지 않도록 셀마다 (즉, 셀 식별자에 따라서) 주파수 시프트될 수 있다. 추가적으로, PCFICH는 항상 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼(OFDM 심볼 인덱스 0)에서 전송된다. 이에 따라 수신단에서는 서브프레임을 수신할 때에 먼저 PCFICH의 정보를 확인하여 PDCCH 가 전송되는 OFDM 심볼의 개수를 파악하고 그에 따라서 PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 수신할 수 있다.

PHICH ( Physical Hybrid - ARQ Indicator Channel )

도 10 은 특정 대역폭에서 일반적으로 적용되는 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 를 통해서 상향링크 데이터 전송에 대한 ACK/NACK 정보가 전송된다. 하나의 서브프레임에서 여러 개의 PHICH 그룹이 만들어지고, 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 PHICH가 존재한다. 따라서, 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 단말에 대한 PHICH 채널이 포함된다.

도 10 에서 도시하는 바와 같이, 여러 개의 PHICH 그룹에서 각 단말기에 대한 PHICH 할당은, PUSCH 자원 할당(resource allocation)의 가장 낮은 물리자원블록(Physical Resource Block; PRB) 인덱스(lowest PRB index)와, 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통해 전송되는 복조참조신호(Demodulation RS; DMRS)를 위한 순환시프트(Cyclic Shift) 인덱스를 이용하여 이루어진다. DMRS 는 상향링크 참조신호이며, 상향링크 데이터의 복조를 위한 채널 추정을 위해서 상향링크 전송과 함께 제공되는 신호이다. 또한, PHICH 자원은

와 같은 인덱스 쌍(index pair)를 통해서 알려지게 되는데, 이때

에서

는 PHICH 그룹 번호(PHICH group number)를 의미하고,

는 해당 PHICH 그룹 내에서의 직교 시퀀스 인덱스(orthogonal sequence index)를 의미한다.

및

는 아래의 수학식 1 과 같이 정의된다.

상기 수학식 1 에서

는 PHICH 가 연관된 상향링크 전송에서 사용된 DMRS 의 순환시프트이다. 또한,

는 PHICH 에 대해서 사용되는 확산 인자 크기(spreading factor size)이다.

는 상향링크 자원 할당의 가장 낮은 PRB 인덱스이다.

는 설정된 PHICH 그룹의 개수이며, 아래의 수학식 2 와 같이 정의된다.

상기 수학식 2 에서 N _g 는 물리방송채널(Physical Broadcast Channel; PBCH)로 전송되는 PHICH 자원의 양에 대한 정보이며, N _g 는 2 비트 크기를 가지고 (N _g ∈ {1/6, 1/2, 1, 2})으로 표현된다.

또한, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 정의되는 직교 시퀀스의 예는 아래의 표 2 와 같다.

도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 그룹은 PHICH 구간(duration)에 따라서 도 11 과 같이 하나의 서브프레임 내에서 상이한 시간 영역 (즉, 상이한 OS(OFDM Symbol)) 상에서 구성될 수도 있다.

PDCCH ( Physical Downlink Control Channel )

PDCCH 를 통해서 전송되는 제어정보는, 하향링크제어정보(Downlink Control Information; DCI) 포맷에 따라서 제어정보의 크기와 용도가 다르며, 부호화율(coding rate)에 따라 PDCCH 의 크기가 달라질 수 있다. 예를 들어, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 사용되는 DCI 포맷들은 아래의 표 3과 같이 정의될 수 있다.

상기 표 3 의 상기 DCI 포맷은 각각의 단말 별로 독립적으로 적용이 되며 하나의 서브프레임 내에서 여러 단말기의 PDCCH가 동시에 다중화(multiplexing)될 수 있다. 다중화된 각 단말기의 PDCCH 는 독립적으로 채널코딩이 이루어지고 CRC 가 적용된다. 각 단말의 고유의 식별자를 PDCCH의 CRC에 마스킹하여 단말기가 자신의 PDCCH 채널을 수신할 수 있도록 적용할 수 있다. 그러나, 기본적으로 단말은 자신의 PDCCH 채널의 위치를 알 수 없으므로, 매 서브프레임마다 해당 DCI 포맷의 모든 PDCCH 채널이 자신의 ID를 가진 PDCCH 채널인지 확인하여 해당 PDCCH를 수신할 때까지 블라인드 검출(blind detection)을 수행해야 한다. 이러한 PDCCH의 기본 자원할당 단위는 CCE(Control Channel Element)이며, 하나의 CCE는 9개의 REG로 구성되어 있다. 하나의 PDCCH는 1개, 2개, 4개 또는 8개의 CCE로 구성 될 수 있다. 각 단말기에 따라서 구성된 PDCCH는 CCE 를 RE 에 매핑하는 규칙(CCE-to-RE mapping rule)에 의하여 각 서브프레임의 제어채널 영역으로 인터리빙되어 매핑된다. 이는 각 서브프레임의 제어채널을 위한 OFDM 심볼 개수, PHICH 그룹 개수, 전송 안테나 및 주파수 시프트 등에 따라서, CCE 가 매핑되는 RE 위치가 달라질 수 있다.

상향링크 재전송

상향링크 재전송은 전술한 PHICH 및 DCI 포맷 0 (PUSCH 전송을 스케줄링하는 DCI 포맷)을 통하여 지시될 수 있다. 단말이 PHICH를 통하여 이전의(previous) 상향링크 전송에 대한 ACK/NACK을 수신하여 동기식(synchronous) 비-적응적(non-adaptive) 재전송을 수행할 수 있고, 또는 단말이 기지국으로부터 DCI 포맷 0 PDCCH 를 통하여 상향링크 그랜트를 수신하여 동기식 적응적(adaptive) 재전송을 수행할 수 있다.

동기식 전송이란, 하나의 데이터 패킷을 전송한 시점 (예를 들어, n 번째 서브프레임) 이후의 미리 정해진 시점(예를 들어, n+k 번째 서브프레임)에 재전송이 수행되는 방식을 의미한다 (k 는 예를 들어 4 일 수 있다). PHICH 에 의한 재전송과 상향링크 그랜트 PDCCH 에 의한 재전송의 경우 모두 동기식 재전송이 수행된다.

PHICH를 통하여 재전송을 수행하는 비-적응적 재전송의 경우에, 이전 전송에서 사용된 주파수 자원(예를 들어, 물리자원블록(PRB)) 영역 및 전송 방법(예를 들어, 변조기법 등)과 동일한 주파수 자원 및 전송 방법이 재전송에 적용된다. 한편, 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통하여 재전송을 수행하는 적응적 재전송의 경우에는, 상향링크 그랜트에서 지시되는 스케줄링 제어 정보에 따라서 재전송이 수행되는 주파수 자원 및 전송 방법이 이전 전송과 상이하게 설정될 수도 있다.

만약 단말이 PHICH를 수신하는 동시에 상향링크 그랜트 PDCCH를 수신하는 경우에는, PHICH는 무시하고 상향링크 그랜트 PDCCH 의 제어정보에 따라서 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 상향링크 그랜트 PDCCH (예를 들어, DCI 포맷 0)에는 신규데이터지시자(New Data Indicator; NDI)가 포함되는데, NDI 비트가 이전에 제공된 NDI 값에 비하여 토글(toggle)된 경우에는, 단말은 이전 전송이 성공한 것으로 간주하고 새로운 데이터를 전송할 수 있다. 한편, 단말이 PHICH 를 통해서 이전 전송에 대해서 ACK 을 수신하더라도, PHICH 수신과 동시에 또는 그 후에 수신되는 상향링크 그랜트 PDCCH 에서 NDI 값이 토글되지 않으면 단말은 이전 전송에 대한 버퍼를 비우지(flush) 않도록 구성된다.

상향링크 전송 구성

도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.

송신기에 입력되는 N 개의 심볼로 구성된 하나의 블럭은, 직렬-병렬 변환기(Serial-to-Parallel Converter; 1201)를 통하여 병렬 신호로 변환된다. 병렬 신호는 N-포인트 DFT 모듈(1202)을 거쳐 확산되며, 확산된 신호는 부반송파 매핑 모듈(1203)의하여 주파수 영역에 매핑된다. 각각의 부반송파 상의 신호는 N 개의 심볼의 선형 결합(linear combination)이다. 주파수 영역에 매핑된 신호는 M-포인트 IFFT 모듈(1204)을 거쳐 시간 영역 신호로 변환된다. 시간 영역 신호는 병렬-직렬 변환기(1205)를 통하여 직렬 신호로 변환되고 CP가 추가된다. N-포인트 DFT 모듈(1202)의 DFT 처리에 의해 M-포인트 IFFT 모듈(404)의 IFFT 처리의 영향이 일정 부분 상쇄된다. 이러한 점에서 SC-FDMA 방식은 DFT-s-OFDMA(DFT-spread-OFDMA) 방식으로 칭할 수도 있다. 또한, DFT 모듈(1202)에 입력되는 신호는 낮은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 또는 CM(Cubic Metric)을 가지지만 DFT 처리된 후에는 높은 PAPR을 가지게 되며, IFFT 모듈(1204)의 IFFT 처리에 의해 출력되는 신호는 다시 낮은 PAPR을 가질 수 있다. 즉, SC-FDMA 방식은 전력 증폭기(Power Amplifier; PA)의 비선형 왜곡 구간을 피하여 전송하도록 하여, 송신단의 구현 비용을 절감할 수 있다.

도 13은 DFT 모듈(1202)에서 출력된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다. 도 13에 도시된 두 가지 방식 중 하나를 수행함으로써 SC-FDMA 송신기에서 출력되는 신호가 단일 반송파 특성(Single Carrier Property)을 만족할 수 있다. 도 13(a)는 DFT 모듈(1202)로부터 출력된 신호가 부반송파 영역의 특정 부분에 국한되어 매핑되는 국부 매핑(localized mapping) 방식을 나타낸다. 도 13(b)는 DFT 모듈(1202)로부터 출력된 신호가 전체 부반송파 영역에 분산되어 매핑되는 분산 매핑(distributed mapping) 방식을 나타낸다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서는 국부 매핑 방식을 이용하는 것으로 정의되어 있다.

도 14은 SC-FDMA 방식에 따른 전송 신호를 복조(demodulation)하기 위한 참조 신호(reference signal; RS)의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서는, 데이터 부분은 시간 영역에서 생성된 신호가 DFT 처리를 통해 주파수 영역 신호로 변환된 뒤에 부반송파 매핑 후 IFFT 처리를 하여 전송되지만(도 12 참조), RS는 DFT 처리를 생략하고 주파수 영역에서 바로 생성하여 부반송파 상에 매핑한 후 IFFT 처리 및 CP 추가를 거쳐 전송되는 것으로 정의하고 있다.

도 15은 SC-FDMA 방식에 따른 서브프레임 구조에서 참조신호(RS)가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 15(a)는 일반 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 4 번째 SC-FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다. 도 15(b)는 확장된 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 3 번째 SC-FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다.

도 16 내지 19를 참조하여, 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명한다. 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA는 전술한 SC-FDMA의 변형으로서, DFT 처리된 신호를 복수개의 서브-블록(sub-bock)으로 쪼갠 후 주파수 영역에서 이격된 위치에 매핑하는 방식이다.

도 16는 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브-블록(서브-블록 #0 내지 #Nsb-1)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브-블록 #0 내지 #Nsb-1 은 모두 하나의 반송파 (예를 들어, 20MHz 대역폭의 반송파) 상에 매핑되고, 각각의 서브-블록은 주파수 영역 상에서 이격된 위치에 매핑될 수 있다. 또한, 서브-블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다.

도 17 및 18은 다중 반송파 상에서 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.

도 17은 다중 반송파(또는 다중 셀(cell))가 인접하여(contiguously) 구성된 상황 (즉, 다중 반송파(또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적으로 할당된 상황)에서 인접한 반송파 간에 부반송파 간격이 정렬(align)된 경우에, 하나의 IFFT 모듈을 통해서 신호를 생성할 수 있는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브-블록(서브-블록 #0 내지 #Nsb-1)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브-블록 #0 내지 #Nsb-1 은 각각 구성 반송파 #0 내지 #NSb-1 상에 매핑될 수 있다 (각각의 반송파(또는 셀)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한, 서브-블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파(또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 하나의 IFFT 모듈을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.

도 18은 다중 반송파(또는 셀)가 비-인접하여(non-contiguously) 구성된 상황(즉, 다중 반송파(또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적이지 않게 할당된 상황)에서 복수개의 IFFT 모듈을 사용하여 신호를 생성하는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브-블록(서브-블록 #0 내지 #Nsb-1)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브-블록 #0 내지 #Nsb-1 은 각각 반송파(또는 셀) #0 내지 #Nsb-1 상에 매핑될 수 있다 (각각의 반송파(또는 셀)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한, 서브-블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파(또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 각각의 IFFT 모듈을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.

도 16에서 설명한 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA가 반송파-내(inter-carrier)(또는 intra-cell) DFT-s-OFDMA라면, 도 17 및 18에서 설명하는 다중 반송파(또는 셀) 상에서의 DFT-s-OFDMA는 반송파-간(inter-carrier) (또는 inter-cell) DFT-s-OFDMA라 할 수 있다. 이와 같은 반송파-내 DFT-s-OFDMA와 반송파-간 DFT-s-OFDMA는 서로 혼용될 수도 있다.

도 19는 부분(chunk) 단위로 DFT 처리, 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리를 수행하는 부분-특정 DFT-s-OFDMA (chunk-specific DFT-s-OFDMA) 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 부분-특정 DFT-s-OFDMA는 Nx SC-FDMA라고 칭할 수도 있다. 코드 블록 분할(code block segmentation)된 신호는 부분(chunk) 분할되어 각각의 부분에 대하여 채널 코딩 및 변조가 수행된다. 변조된 신호는 도 12에서 설명한 바와 같은 방식으로 DFT 처리, 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리되고 각각의 IFFT로부터의 출력이 합산되어 CP가 추가될 수 있다. 도 19에서 설명하는 Nx SC-FDMA 방식은 연접하는 다중 반송파(또는 다중 셀) 또는 연접하지 않는 다중 반송파(또는 다중 셀)의 경우에 모두 적용될 수 있다.

MIMO 시스템의 구조

도 20은 다중 송신 안테나 및/또는 다중 수신 안테나를 가지는 MIMO 시스템에 대한 기본적인 시스템 구조를 나타내는 도면이다. 도 20 의 각각의 블록은 MIMO 전송에 대한 송신단 및 수신단에서의 기능 또는 동작을 개념적으로 나타내는 것이다.

도 20 의 채널 인코더는 입력 데이터 비트에 리던던시(redundancy) 비트를 부가하는 동작을 나타내는 것이고, 이에 따라 채널로부터의 잡음 등에 대한 영향을 줄일 수 있다. 맵퍼는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 직렬/병렬 변환기는 직렬의 데이터를 병렬의 데이터로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 다중 안테나 인코더는 데이터 심볼을 시공간(time-spatial) 신호로 변환시켜주는 동작을 나타내는 것이다. 송신단의 다중 안테나는 이러한 시공간 신호를 채널을 통해 전송하는 기능을 하고, 수신단의 다중 안테나는 채널을 통해 신호를 수신하는 기능을 한다.

도 20 의 다중 안테나 디코더는 수신된 시공간신호를 각각의 데이터심볼로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 병렬/직렬 변환기는 병렬 신호를 직렬 신호로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 디맵퍼는 데이터 심볼을 데이터 비트 정보로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 채널 디코더에서 채널 코드에 대한 디코딩 동작을 나타내는 것이며, 그 결과 데이터를 추정(estimation)할 수 있게 된다.

전술한 바와 같은 MIMO 송수신 시스템은 공간 다중화율에 따라서 공간적으로 한 개 또는 여러 개의 코드워드를 가질 수 있는데, 공간적으로 한 개의 코드워드를 가지는 경우를 단일 코드워드(Single CodeWord; SCW) 구조라 하고, 여러 개의 코드워드를 가지는 경우를 다중 코드워드(Multiple CodeWord; MCW) 구조라 한다.

도 21(a)는 SCW 구조를 가지는 MIMO 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이고, 도 21(b) 는 MCW 구조를 가지는 MIMO 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이다.

코드북 기반 프리코딩 기법

다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩(precoding)을 적용할 수 있다. 코드북(Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단이 송신단으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지(즉, 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다. 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로, 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로(explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.

도 22 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.

코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한(finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보(즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 22에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.

수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행(row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4×2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.

송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*U^H = I와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 에르미트(Hermit) 행렬(P^H)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.

예를 들어, 다음의 표 4 는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고, 표 5 는 3GPP LTE 릴리즈-8/9에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.

상기 표 5 에서,

는

와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트 {s} 로 얻어진다. 이 때, I 는 4×4 단일행렬을 나타내고 u _n 는 표 5에서 주어지는 값이다.

상기 표 4 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개-루프(open-loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐-루프(loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 벡터/행렬은 총 6개가 된다. 또한, 상기 표 5 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있다.

위와 같은 코드북은 일정 모듈러스(Constant modulus; CM) 특성, 네스티드 특성(Nested property), 제한된 알파벳(Constrained alphabet) 등의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)는 '0' 을 포함하지 않으며, 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이다. 네스티드 특성은, 낮은 랭크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋(subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)가 제한되는 것을 의미한다. 예를 들어, 프리코딩 행렬의 각각의 요소가 BPSK(Binary Phase Shift Keying)에 사용되는 요소(±1)로만 제한되거나, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)에 사용되는 요소(±1,±j)로만 제한되거나, 또는 8-PSK 에 사용되는 요소

로만 제한될 수 있다. 상기 표 5 의 코드북의 예시에서는 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)의 알파벳이

으로 구성되므로, 제한된 알파벳 특성을 가진다고 표현할 수 있다.

피드백 채널 구조

기본적으로, FDD 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말기가 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템의 경우, PUCCH 를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH 를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백할 수 있다. PUCCH의 경우 주기적(periodic)으로 채널정보를 피드백 하고, PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적(aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한, 채널정보의 피드백은 할당 받은 전체 주파수 대역(즉, 광대역(WideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백할 수도 있고, 특정 개수의 RB(즉, 서브대역(SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백할 수도 있다.

확장된 안테나 구성( Antenna configuration )

도 23 은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.

도 23(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하는 경우를 도시한 것이며, 일반적으로 ULA(Uniform Linear Array) 라고 한다. 안테나의 개수가 적을 때에는 이와 같은 ULA 구성이 사용될 수 있지만, 안테나의 개수가 많을 때에는 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치하여 서로 독립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및/또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.

도 23(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성(Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연관된 채널을 가지고, 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.

한편, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나를 사용하는 것과 달리, 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서는 하향링크에서 8 전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는, 부족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로, 도 23(a) 및 도 23(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서, 도 23(c) 와 같이 이중-극성(dual-pole)(또는 크로스-극성(cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는, 안테나간의 거리 d 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 독립적인 채널을 구성할 수 있으므로, 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다.

코드북 구조( codebook structures )

미리 정해진(pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단에서 공유함으로써, 송신단으로부터의 MIMO 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적용될 수 있다.

미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서, DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시(Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는, 위상 시프트(phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티(phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구성할 수도 있다.

DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서, n x n DFT 행렬은 아래의 수학식 3과 같이 정의 될 수 있다.

상기 수학식 3 의 DFT 행렬은 특징 크기 n 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서, 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용하기 위해서는 DFTn 행렬의 회전 형태(rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 4 는 예시적인 회전(rotated) DFTn 행렬을 나타낸다

상기 수학식 4 와 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우, G 개의 회전(rotated) DFTn 행렬을 생성할 수 있으며, 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다.

다음으로, 하우스홀더-기반(Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더-기반 코드북 구조란, 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환(Householder Transform)에 사용되는 행렬이고, 하우스홀더 변환은, 선형 변환(linear transformation)의 일종이며 QR 분해(QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR 분해는 어떤 행렬을 직교(orthogonal) 행렬(Q)과 상삼각행렬(upper triangular matrix) (R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4×4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 5 와 같다.

하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4×4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 5 와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이, 하우스홀더 변환을 이용하여 n×n 프리코딩 행렬을 생성하고, 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋(column subset)을 이용하여 n 보다 작은 랭크 전송을 위한 프리코딩 행렬로 사용하도록 구성할 수 있다.

다중-코드북 기반 프리코더 생성

다중 안테나 전송에 이용되는 프리코딩 동작은 레이어(들)을 통해 전송되는 신호를 안테나(들)에 매핑시키는 동작이라고 설명할 수 있다. 즉, X×Y 프리코딩 행렬에 의해서 Y 개의 전송 레이어(또는 스트림)을 X 개의 전송 안테나에 매핑될 수 있다.

N_t 개의 송신안테나를 통하여 R 개의 스트림(즉, 랭크 R)을 전송함에 있어서 사용되는 N_t×R 프리코딩 행렬을 구성하기 위하여, 수신단으로부터 하나 이상의 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)를 피드백 받아서 송신단이 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 아래의 수학식 6 은 n _c 개의 행렬로 구성되는 코드북의 일례를 나타낸 것이다.

상기 수학식 6 에서, k 는 특정 자원 인덱스(부반송파 인덱스, 가상자원(virtual resource) 인덱스 또는 서브대역 인덱스)를 나타낸다. 상기 수학식 6 은 아래의 수학식 7 과 같은 형태로 구성될 수 있다.

상기 수학식 7 에서

은

를 특정 복소 가중치(complex weight)

만큼 시프트한 형태로 구성 될 수 있다. 따라서

과

의 차이를 특정 복소 가중치로 표현하면 아래의 수학식 8 과 같이 표현할 수 있다.

또한, 상기 수학식 8 을 크로네커 곱(Kroneker product,

으로 표현됨)을 이용하여 아래의 수학식 9 와 같이 표현할 수 있다.

크로네커 곱은 임의의 크기의 2 개의 행렬에 대한 연산이며, 크로네커 곱 연산의 결과로 블록 행렬을 얻을 수 있다. 예를 들어, m×n 행렬 A 와 p×q 행렬 B 의 크로네커 곱 (A

B) 은 아래의 수학식 10 과 같이 표현될 수 있다. 수학식 10 에서 a_mn 은 행렬 A 의 요소(element)를 나타내고, b_pq 는 행렬 B 의 요소를 나타낸다.

상기 수학식 9 에서 프리코딩의 부분 행렬인

와

는 독립적으로 수신단으로부터 피드백될 수 있으며, 송신단은 각각의 피드백 정보를 이용하여 상기 수학식 8 또는 수학식 9 와 같이 프리코더를 구성하여 사용할 수 있다. 상기 수학식 8 또는 수학식 9 와 같은 형태를 적용하는 경우, W 는 항상 2×1 벡터의 형태로 구성되며, 아래의 수학식 11 과 같이 코드북 형태로 구성될 수 있다.

상기 수학식 11 에서, N 은 코드북이 포함하고 있는 총 프리코딩 벡터의 개수를 나타내며, i 는 벡터의 인덱스로 사용될 수 있다. 피드백 오버헤드를 최소로 하면서 적절한 성능을 얻기 위해서 i 는 2, 4 또는 8로 정하여 두고 사용할 수 있다. 또한

은 4 전송 안테나를 위한 코드북 또는 2 전송 안테나를 위한 코드북 등으로 구성할 수 있는데, 이에 대해서 상기 표 4 또는 표 5 의 코드북(3GPP LTE 릴리즈-8/9에서 정의되는 2 개 또는 4 개의 전송 안테나를 위한 코드북)이 사용될 수 있고, 회전(rotated) DFT 형태로도 구성할 수 있다.

또한, W 행렬을 2×2 행렬의 형태로 사용할 수도 있다. 아래의 수학식 12는 2×2 W 행렬에 대한 일례를 나타낸 것이다.

상기 수학식 12 와 같이 구성하는 경우,

코드북의 최대 랭크가 R 인 경우에, 2R 의 랭크까지 코드북을 설계할 수 있다. 예를 들어,

로서 상기 표 4 의 코드북을 사용하는 경우, 상기 수학식 9 에 따르면 최대 랭크로서 4 (R=4) 까지만 사용할 수 있다. 한편, 상기 수학식 12 에 따르면 최대 랭크로서 8 (2R=8) 까지 사용할 수 있다. 따라서, 8 개의 송신안테나를 구성하는 시스템에서 8×8 전송이 가능하도록 프리코더를 구성할 수 있다. 이때, W 는 아래의 수학식 13 과 같은 코드북의 형태로 구성될 수 있다.

상기 수학식 9 및 수학식 12 의 프리코더 구성방법은 각각의 랭크에 따라서 적용을 달리할 수 있다. 예를 들면, 상기 수학식 9 의 방식은 랭크 4 이하(R≤4)인 경우에 사용하고, 상기 수학식 12 의 방식은 랭크 5 이상 (R≥5)인 경우에 사용하도록 할 수 있다. 또는, 상기 수학식 9 의 방식은 랭크 1 (R=1)인 경우에만 사용하고, 나머지 (랭크 2 이상(R≥2)) 경우에는 상기 수학식 12의 방식을 사용하도록 할 수도 있다. 상기 수학식 9 및 상기 수학식 12 과 관련하여 설명한 W 와 P 는 아래의 표 6 과 같은 특성을 가지도록 피드백될 수 있다.

다음으로, 네스티드 특성(nested property)을 가지는 다중-코드북 기반 프리코더에 대하여 설명한다.

상기 수학식 9 및 수학식 12 의 방식을 적절히 사용하여 코드북을 구성할 수 있다. 하지만, 상황에 따라서 두 가지 조합을 사용하지 않으면 프리코더의 구성이 불가능할 수도 있다. 이와 같은 문제를 해결하기 위하여, 아래의 수학식 14 와 같이 프리코더를 구성하여 사용 할 수 있다.

상기 수학식 14 로부터 얻어진

를 이용하여 랭크 값이 전송 안테나의 개수와 동일한 경우(R=N_t)를 위한 프리코더를 구성하고, 구성된 프리코더의 열 서브셋(column subset)을 하위 랭크를 위한 프리코더로 사용할 수 있다. 이와 같은 방식으로 프리코더를 구성하는 경우, 네스티드 특성을 만족하므로 CQI 계산이 간단해질 수 있다. 상기 수학식 14 에서

은 R=N_t 인 경우의 프리코더를 나타낸다. 이러한 경우에, 예를 들어, R=2 에 대한 프리코더는

의 0 번째 및 2 번째의 열로 구성되는 서브셋이 사용될 수 있으며, 이를

와 같이 표현할 수 있다. 여기서

는 회전(rotated) DFT 행렬 또는 다른 형태의 코드북으로 구성될 수도 있다.

한편, 개루프 환경에서 다이버시티 이득을 높이기 위하여, 전술한 방식으로 구성된 프리코더를 기반으로, 특정 자원에 따라 프리코더를 바꿔 사용하여 빔 다이버시티 이득을 극대화 할 수 있다. 예를 들어, 상기 수학식 9 의 방식에 따른 프리코더를 이용하는 경우에, 특정 자원에 따라 프리코더를 적용하는 방식을 아래의 수학식 15 와 같이 표현할 수 있다.

상기 수학식 15 에서 k 는 특정 자원 영역을 나타내는 것이다. 특정 자원영역 k 에 대한 프리코딩 행렬은 상기 수학식 15 와 같이 모듈로 연산(modulo operation)에 의하여 결정되며, 여기서 n _c 와 m _c 는 각각 W 행렬과 P 행렬을 위한 코드북의 크기를 나타낼 수도 있고, 각각의 서브셋을 나타낼 수도 있다.

상기 수학식 15 와 같이 두 행렬 모두의 순환(cycling)을 적용하면 다이버시티 이득은 극대화시킬 수 있으나 복잡도가 증가할 수 있다. 따라서, 특정 행렬은 장-기간(long-term)으로 순환(cycling)을 적용하고 나머지 행렬은 단-기간(short-term)으로 순환(cycling)을 적용하도록 설정 할 수도 있다.

예를 들어, W 행렬은 물리자원블록 인덱스(PRB index)에 따라서 모듈로 연산을 수행하고, P 행렬은 서브프레임 인덱스(subframe index)에 따라서 모듈로 연산을 수행하도록 구성할 수 있다. 또는, W 행렬은 서브프레임 인덱스에 따라서 모듈로 연산을 수행하고, P 행렬은 물리자원블록 인덱스에 따라서 모듈로 연산을 수행하도록 구성할 수도 있다.

다른 예로, W 행렬은 PRB 인덱스에 따라서 모듈로 연산을 수행하고, P 행렬은 서브대역 인덱스(subband index)에 따라서 모듈로 연산을 수행하도록 구성할 수 있다. 또는, W 행렬은 서브대역 인덱스에 따라서 모듈로 연산을 수행하고, P 행렬은 PRB 인덱스에 따라서 모듈로 연산을 수행하도록 구성할 수도 있다.

또한, 두 개의 행렬 중 하나의 행렬만 모듈로 연산을 이용한 프리코더 순환(precoder cycling)을 적용하고, 다른 하나의 행렬은 고정된 것을 사용할 수도 있다.

8 전송 안테나를 위한 코드북 구성

확장된 안테나 구성(예를 들어, 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서 사용된 피드백 방식을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어, RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix Index), CQI(Channel Quality Information) 등의 채널상태정보(Channel State Information; CSI)를 피드백할 수 있다. 이하에서는, 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더(dual precoder) 기반 피드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이중 프리코더 기반 피드백 코드북에서, 송신단의 MIMO 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서, 수신단은 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)를 송신단으로 전송할 수 있는데, 2 개의 서로 다른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉, 수신단은 송신단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉, 제 1 PMI 및 제 2 PMI)를 송신단으로 피드백하고, 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하여 MIMO 전송에 적용할 수 있다.

이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서, 8 전송 안테나 MIMO 전송, 단일사용자-MIMO (Single User-MIMO; SU-MIMO) 및 다중사용자-MIMO (Multiple User-MIMO; MU-MIMO) 지원, 다양한 안테나 구성에 대한 적합성, 코드북 설계 기준, 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.

8 전송 안테나 MIMO 전송에 적용되는 코드북으로서, 랭크 2 보다 큰 경우에는 SU-MIMO 만을 지원하고, 랭크 2 이하에서는 SU-MIMO 및 MU-MIMO 모두에 최적화되고, 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.

MU-MIMO 의 경우에, MU-MIMO 에 참여하는 단말들이 상관 영역(correlation domain)에서 구별되도록(separated)하는 것이 바람직하다. 따라서, MU-MIMO 를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 올바르게 동작하도륵 설계될 필요가 있다. DFT 벡터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성능을 제공하므로, 랭크-2까지의 코드북 집합에 DFT 벡터를 포함시키는 것을 고려할 수 있다. 또한, 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파(scattering propagation) 환경(예를 들어, 반사파가 많은 옥내(indoor) 환경 등)에서는, MIMO 전송 방식으로 SU-MIMO 동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 랭크-2 보다 큰 랭크를 위한 코드북은, 다중-레이어들을 구별하는 성능이 양호하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.

MIMO 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서, 하나의 프리코더 구조가 다양한 안테나 구성(낮은-상관, 높은-상관, 크로스-극성 등의 안테나 구성)에 대해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나의 배치에 있어서, 낮은-상관 안테나 구성으로서 4λ 안테나 간격을 가지는 크로스-극성 어레이가 구성되거나, 높은-상관 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 ULA 가 구성되거나, 크로스-극성 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 크로스-극성 어레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은-상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다. 한편, 크로스-극성 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬(block diagonal matrix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 8 전송 안테나를 위한 코드북에 대각행렬이 도입되는 경우에, 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.

코드북 설계 기준은, 전술한 바와 같이 유니터리 코드북, CM 특성, 제한된 알파벳, 적절한 코드북 크기, 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며, 확장된 안테나 구성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈-10 코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.

코드북 크기와 관련하여, 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 충분하게 지원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에서 8 전송 안테나로부터 충분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는, 큰 크기의 코드북 (예를 들어, 랭크 1 및 랭크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 충분할 수 있다. 그러나, MU-MIMO 의 다중화 이득을 달성하기 위해서는, 랭크 1 및 랭크 2 를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.

전술한 사항을 바탕으로, 8 전송 안테나를 위한 코드북의 일반적인 구조에 대하여 이하에서 설명한다.

코드북 구조 (1)

다중-단위(multi-granular) 피드백의 적용에 있어서, 8 전송 안테나를 위한 코드북을 2 개의 기저 행렬(base matrix)의 조합에 의해서 구성하는 방안과 관련하여, 내적(inner product)을 이용하여 2 개의 기저 행렬의 조합을 구성하는 방안에 대하여 설명한다.

우선, 2 개의 기저 행렬의 내적을 이용하는 형태를 아래의 수학식 16 과 같이 나타낼 수 있다.

8 전송 안테나를 위한 코드북이 내적의 형태로 표현되는 경우에, 제 1 기저 행렬은 공통-극성(co-polarized) 안테나 그룹을 위해서 아래의 수학식 17 과 같이 대각 행렬로 표현될 수 있다.

또한, 제 2 기저 행렬이 극성들간의 상대적인 위상을 조절(adjust)하기 위해 사용되는 경우에, 이러한 제 2 기저 행렬은 단위 행렬(identity matrix)을 사용하여 표현될 수 있다. 8 전송 안테나를 위한 코드북의 상위 랭크에 대해서, 제 2 기저행렬은 아래의 수학식 18 과 같이 표현될 수 있다. 수학식 18 에서 제 2 기저행렬의 첫 번째 행(row)의 계수 1 과 두 번째 행의 계수 a 또는 -a 의 관계는, 직교 극성들(orthogonal polarizations) 간의 상대적인 위상(relative phase)을 조절(adjust)을 반영할 수 있다.

이에 따라, 8 전송 안테나를 위한 코드북을 제 1 기저 행렬 및 제 2 기저 행렬의 내적을 이용하여 표현하면 아래의 수학식 19 와 같이 표현될 수 있다.

상기 수학식 19 와 같이 내적을 이용하여 표현한 코드북은, 아래의 수학식 20 과 같이 크로네커 곱을 이용하여 간단하게 표현될 수 있다.

여기서, 코드북 W 에 포함되는 프리코딩 행렬은 4*2 개의 행 및 N*M 개의 열을 가지게 된다. 따라서, 8 전송 안테나 및 N*M 랭크의 전송에 대한 코드북으로 이용될 수 있다. 예를 들어, 8 전송 안테나 및 랭크 R 의 전송을 위한 프리코딩 코드북을 구성하는 경우에, W₂ 가 2×M 으로 구성되면 W₁ 에 대한 N 값은 R/M 이 된다. 예를 들어, 8 전송 안테나 및 랭크 4 의 전송을 위한 프리코딩 코드북을 구성하는 경우에, W₂ 가 2×2 (즉, M=2) 행렬(예를 들어, 상기 수학식 13 의 행렬)로 구성되면, W₁ 은 4×2 (즉, N=R/M=4/2=2) 행렬(예를 들어, DFT 행렬)을 적용할 수 있다.

코드북 구조 (2)

8 전송 안테나를 위한 코드북을 2 개의 기저 행렬(base matrix)의 조합에 의해서 구성하는 다른 방안에 대하여 설명한다. 2 개의 기저행렬을 W1 및 W2 이라고 하면 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬 W 가 W1*W2 의 형태로 정의될 수 있다. 랭크 1 내지 8 에 대해서 W1 은

와 같은 블록 대각 행렬의 형태를 가질 수 있다.

랭크 1 내지 4 에 대해서, 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4×Nb 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 또한, X 에 대해서 16 개의 4Tx DFT 빔이 정의될 수 있고, 빔 인덱스는 0, 1, 2, ..., 15 로 부여될 수 있다. 각각의 W1 에 대해서, 인접한(adjacent) 겹치는(overlapping) 빔들은 주파수-선택적인 프리코딩에 있어서 경계 효과(edge effect)를 감소시키기 위해 사용될 수 있다. 이에 따라, 동일하거나 상이한 W2 에 대해서 동일한 W1 을 사용하여 코드북이 구성되어도 여러 서브대역들에 대해서 최적의 성능이 보장될 수 있다.

랭크 1 및 2 에 대해서 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4×4 (즉, Nb=4) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 랭크 1 및 랭크 2 각각에 대해서 8 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고, 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 빔들을 포함할 수 있다. 빔 인덱스가 0, 1, 2, ..., 15 로 부여되는 경우에, 예를 들어, {0,1,2,3}, {2,3,4,5}, {4,5,6,7}, {6,7,8,9}, {8,9,10,11}, {10,11,12,13}, {12,13,14,15}, {14,15,0,1} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 빔이 겹치는 8 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어, 랭크 1 및 2 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 21 과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 21 에서 블록 대각 행렬 W1⁽ⁿ⁾의 블록에 해당하는 X⁽ⁿ⁾가 정의되고, 8 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북(CB₁)이 구성될 수 있다.

또한, W2 의 선택 및 공통-위상 성분을 고려하면, 랭크 1 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 4 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 1 에 대한 W2 코드북(CB₂)은 다음의 수학식 22 와 같이 구성될 수 있다.

랭크 2 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 2 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 23 과 같이 정의될 수 있다.

다음으로, 랭크 3 및 4 에 대해서, 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4×8 (즉, Nb=8) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 랭크 3 및 랭크 4 각각에 대해서 4 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고, 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 빔들을 포함할 수 있다. 빔 인덱스가 0, 1, 2, ..., 15 로 부여되는 경우에, 예를 들어, {0,1,2,…,7}, {4,5,6,…,11}, {8,9,10,…,15}, {12,…,15,0,…,3} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 빔이 겹치는 4 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어, 랭크 3 및 4 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 24 와 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 24 에서 블록 대각 행렬 W1⁽ⁿ⁾의 블록에 해당하는 X⁽ⁿ⁾가 정의되고, 4 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북(CB₁)이 구성될 수 있다.

또한, W2 의 선택 및 공통-위상 성분을 고려하면, 랭크 3 에 대해서는 8 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 3 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 25 와 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 24 에서 e_n 은 8×1 벡터이고, n 번째 요소가 1 의 값을 가지고 나머지 요소들은 0 값인 선택 벡터를 의미한다.

랭크 4 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 4 에 대한 W2 코드북 및 W1 코드북은 다음의 수학식 26 과 같이 정의될 수 있다.

다음으로, 랭크 5 내지 8 에 대해서, 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4×4 크기의 DFT 행렬로 구성될 수 있고, 하나의 W1 행렬이 정의될 수 있다. W2 는

행렬과 고정된 8×r 크기의 열 선택 행렬의 곱으로 정의될 수 있다. 랭크 5 에 대해서 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하므로 4 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 랭크 6 에 대해서 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하므로 4 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 랭크 7 에 대해서 1 가지의 행렬 및 랭크 8 에 대해서 1 가지의 행렬이 선택될 수 있으므로, 랭크 7 및 8 각각에 대해서 하나의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 여기서,

행렬은 각각의 전송 레이어에 대한 모든 극성 그룹들이 동일하게 사용되도록 하기 위해서 도입된 것이며, 산란(scattering)이 더 심한 공간 채널을 가지는 높은 랭크의 전송에 대해서 양호한 성능이 기대될 수 있다. 여기서, I 는 단위행렬을 의미한다.

예를 들어, 랭크 5 내지 8 에 대한 W1 코드북 및 W2 코드북은 다음의 수학식 27 과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 27 에서 랭크 5 내지 8 에 대한 W1 코드북은 하나의 W1 행렬만으로 구성된다. 랭크 5 내지 8 에 대한 W2 코드북에서 I₄ 는 4×4 크기의 단위 행렬을 의미한다. 상기 수학식 27 에서 Y 행렬은, 예를 들어, 다음의 수학식 28 내지 31 과 같이 정의될 수 있다.

랭크 5 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.

랭크 6 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.

랭크 7 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.

랭크 8 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 31 에서 I₈ 은 8×8 크기의 단위행렬을 의미한다.

전술한 바와 같이 랭크 1 내지 8 의 각각에 대해서 정의될 수 있는 W1 의 개수를 모두 합하면, 8+8+4+4+1+1+1+1 = 28 이다.

8 전송 안테나를 위한 코드북 구성의 세부사항

전술한 최대 8개의 송신안테나를 구성하는 시스템에 적용될 수 있는 프리코더 구성에 대한 설명을 바탕으로, 이하에서는 다중 안테나 시스템에 프리코딩이 적용되기 위한 구체적인 사항들(프리코더 크기, 요소 성분 등)에 대한 본 발명의 예시들에 대해서 설명한다. 또한, 다양한 안테나 구성을 지원할 수 있는 프리코딩 구성의 본 발명의 예시들에 대해서 설명한다.

8 개의 전송 안테나(8Tx)를 구비하는 시스템을 위한 본 발명에 따른 프리코딩 코드북 설계 원리에 대해서 설명하고, 그에 따른 구체적인 예시들에 대하여 설명한다.

실시예 1

2 개의 기저 행렬(제 1 행렬(W1) 및 제 2 행렬(W2))의 조합에 의해서 프리코딩 가중치가 결정되는 경우에, 블록 대각 형태를 가지는 행렬(W1)의 요소 중에서 하나의 블록(X)는 다른 하나의 블록(X)에 대해서 소정의 위상(α)이 곱해진 형태를 가질 수 있다. 여기서, 블록(X)의 모든 요소에 동일한 위상 값(α)이 곱해지는 방식으로 수행된다. 예를 들어, 다음의 수학식 32 와 같이 블록 대각 행렬(W1)가 정의될 수 있다.

상기 수학식 32와 같이 블록 대각 형태로 구성되는 행렬에서 임의의 하나의 블록 X⁽ⁿ⁾ 에 위상 α 가 곱해진 형태로 W₁ ⁽ⁿ⁾이 정의될 수 있다. 여기서, 위상 α 는 고정된 위상 값으로 정의될 수 있다. 또는, 위상 α 는 한정된 알파벳(예를 들어, M-PSK)으로 표현되는 값으로 정의될 수도 있다.

또한, 블록 X 에 가중되는 위상 값 α 는 블록 X 를 생성하기 위한 변수 n에 대한 함수(즉, α ⁽ ⁿ ⁾)로 표현될 수 있다. 예를 들어, 다음의 수학식 33 과 같이 W₁ ⁽ⁿ⁾이 정의될 수 있다.

예를 들어, 블록 X 는 다음의 수학식 34 와 같은 오버샘플링된(Oversampled) DFT 벡터가 사용될 수 있다.

상기 수학식 34 에서 N은 벡터의 개수를 의미하고 K는 벡터의 길이 (즉, 벡터의 성분의 개수)를 의미한다. 여기서, K 길이를 가지는 N 개의 DFT 벡터가 정의되면 벡터 인덱스 n 에 대응되는 위상 α(n) 을 n 번째 벡터에 곱하게 된다.

n에 의해 생성되는 위상 α ⁽ ⁿ ⁾ 은, 다음의 수학식 35 와 같이, 벡터의 길이 K 및 벡터의 개수 N 의 함수로 표현될 수 있다.

수학식 34 및 수학식 35 를 수학식 33 에 대입하면, 다음의 수학식 36 과 같이 W₁ ⁽ⁿ⁾이 정의될 수 있다.

예를 들어, K=4 인 경우에 벡터 X⁽ⁿ⁾ 은 4×1 크기의 벡터가 되며, 이 경우에 W₁ ⁽ⁿ⁾는 다음의 수학식 37 같이 표현할 수 있다.

프리코딩 가중치 W 는 제 1 행렬 W₁ 및 제 2 행렬(또는 벡터) W₂의 곱(product)에 의해서 생성될 수 있으며, 이를 다음의 수학식 38 과 같이 표현할 수 있다.

상기 수학식 38 에서 W₁ 는 n 에 대해서 정의되고, W₂ 는 n 과 다른 임의의 변수 m 에 대해서 정의될 수 있다. 예를 들어, W1 으로서 상기 수학식 33 과 같은 블록 대각 행렬이 사용되고, W₂ 로서 어떤 벡터가 사용되는 경우, 프리코딩 가중치 W는 예를 들어 다음의 수학식 39 와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 39 에서는 W₂ 로서 벡터

가 사용되는 예시를 나타낸다. 여기서, b 는 임의의 복소 값(complex value)으로 표현될 수 있다. 예를 들어, b 값이 한정적인 알파벳으로 구성되는 경우에, {1} , {1,-1} , {j,-j} , {1,-1,j,-j} ,

등과 같은 값이 사용될 수 있다. 예를 들어, K = 4 이고 (즉, 상기 수학식 37 과 같이 W₁ ⁽ⁿ⁾이 표현됨), b = 1 인 경우에 W⁽ⁿ⁾은 다음의 수학식 40 과 같이 나타낼 수 있다.

제 2 행렬 W₂ 가 랭크 2 를 갖는 경우, 다음의 수학식 41 과 같이 표현될 수 있다.

실시예 2

블록 대각 행렬인 W₁이 임의의 정방행렬(square matrix)로 표현될 때, W₁을 구성하는 블록 행렬 중 일부 블록 행렬에는 위상 대각 행렬(phase diagonal matrix)을 곱할 수 있다. 여기서 위상 대각 행렬은 α(n)으로 표현할 수 있다. 예를 들어, W₁ ⁽ⁿ⁾ 은 다음의 수학식 42 와 같이 표현할 수 있다.

상기 수학식 42 에서 위상 대각 행렬 α(n)는, 예를 들어, 다음의 수학식 43 과 같이 표현될 수 있다.

예를 들어, X⁽ⁿ⁾은 4 개의 행(row)을 가진 DFT 행렬로 구성될 수 있다. 또한, X⁽ⁿ⁾α(n) 은 예를 들어, α₁(n)X⁽ⁿ⁾α₂(n) 으로 구성될 수 있다. 다음의 수학식 44 는 이러한 경우의 X⁽ⁿ⁾ 및 α₁(n)X⁽ⁿ⁾α₂(n)를 예시적으로 나타낸다.

상기 수학식 44 에서 DFT 행렬의 앞에 있는 위상 대각 행렬에 의해서 빔이 시프트될 수 있다. 또한, DFT 행렬의 뒤에 있는 위상 대각 행렬은 X⁽ⁿ⁾을 쌓아서(stack) 하나의 행렬을 만들 때, 빔의 해상도(resolution)을 좋게 만들어 줄 수 있다. DFT 행렬의 앞에 있는 위상 대각 행렬과 뒤에 있는 위상 대각 행렬은

의 관계를 가진다.

또한, 상기 수학식 44 에서 K 는 행(row)의 개수를 나타낸다. 즉, 상기 수학식 44 와 같이 구성되는 X⁽ⁿ⁾을 이용하여 생성되는 프리코딩 가중치 W 는 4 Tx 전송을 위하여 사용될 수 있다.

한편, K = 2 인 경우에는 X⁽ⁿ⁾ 및 α₁(n)X⁽ⁿ⁾α₂(n) 는 다음의 수학식 45 과 같이 구성될 수 있다.

상기 수학식 45 와 같이 구성되는 X⁽ⁿ⁾을 이용하여 생성되는 프리코딩 가중치 W 는 2 Tx 전송을 위하여 사용될 수 있다.

한편, 제 1 행렬(W1) 및 제 2 행렬(W2)를 이용하여 프리코딩 가중치(W)를 구성할 때에, 위상 대각 행렬을 사용함으로써 연접된 벡터 또는 행렬의 해상도를 높일 수 있다. 즉, 다음의 수학식 46 과 같이 W 가 구성될 수도 있다.

실시예 3

전술한 코드북 구조(2)에서는 W1 이 블록 대각 행렬로 구성되는 방식에 대하여 설명하였다. 이하에서는 W1 이 블록 대각 행렬로 구성되면서 블록 행렬 중 일부에 대해서 선형 위상(linear phase) 값이 곱해지는 형태로 구성되는 본 발명의 예시들에 대하여 설명한다.

프리코딩 가중치(W)가 2 개의 기저 행렬(W1 및 W2 )의 조합에 의해서 구성되는 경우에, W = W1*W2 의 형태로 정의될 수 있다. 여기서, 랭크 1 내지 8 에 대해서 W1 은

와 같은 블록 대각 행렬의 형태를 가질 수 있다. 블록 대각 행렬의 형태를 가지는 W1 가 프리코딩 행렬에 이용됨으로써, 이중-극성(dual-polarized) 안테나 구성에 있어서 안테나 간격이 어떠한 값(예를 들어, λ/2 또는 4 λ)을 가지더라도, 그 안테나 구성의 각각의 안테나에 의해 생성되는 공간 채널의 상관도를 나타내는 공간 공분산(spatial covariance)에 맞출 수 있다. 또한, W1 으로부터 생성되는 적어도 16 개의 8Tx DFT 벡터들과, W2 를 통한 공통-위상 성분에 의해서, ULA 안테나 구성에서의 공간 공분산에 맞출 수 있다. 이에 따라, 높은 공간 상관도를 가지는 안테나 구성이나 낮은 공간 상관도를 가지는 안테나 구성 모두에 대해서 양호한 성능을 기대할 수 있다.

랭크 1 및 2 에 대해서 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4×4 (즉, Nb=4) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 랭크 1 및 랭크 2 각각에 대해서 8 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고, 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 빔들을 포함할 수 있다. 빔 인덱스가 0, 1, 2, ..., 15 로 부여되는 경우에, 예를 들어, {0,1,2,3}, {2,3,4,5}, {4,5,6,7}, {6,7,8,9} ,{8,9,10,11}, {10,11,12,13}, {12,13,14,15}, {14,15,0,1} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 빔이 겹치는 8 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어, 랭크 1 및 2 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 47 과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 47 에서 Bⁱ는 16 개의 빔 벡터에 해당한다. X_i ^(k)는 4개의 빔 벡터를 포함하는 행렬로서 정의될 수 있다. 또한, 블록 대각 행렬 W1^(k)의 블록에 해당하는 X_i ^(k)가 정의되는데, 하나의 블록 행렬을 X₀ ^(k) 로 정의되고 다른 하나의 블록 행렬은 X₁ ^(k) 로 정의되므로, 블록 행렬이 서로 다른 위상을 가지게 된다. 블록 행렬들이 동일한 위상을 가지는 것에 비하여, W2 가 없이도 ULA 안테나 구성에서 빔 형성이 양호하게 이루어질 수 있다. 이와 같이, 8 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북(C₁)이 구성될 수 있다.

또한, W2 의 선택 및 공통-위상 성분을 고려하면, 랭크 1 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 4 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 1 에 대한 W2 코드북(C₂)은 다음의 수학식 48 와 같이 구성될 수 있다.

상기 수학식 48 및 이하의 수학식 49 에서

은 4×1 크기의 벡터이며, n 번째 요소가 1 의 값을 가지고 나머지 요소들은 0 값인 선택 벡터를 의미한다.

랭크 2 에 대해서는 8 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 2 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 49 과 같이 정의될 수 있다.

다음으로, 랭크 3 및 4 에 대해서, 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4×8 (즉, Nb=8) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 랭크 3 및 랭크 4 각각에 대해서 4 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고, 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 빔들을 포함할 수 있다. 빔 인덱스가 0, 1, 2, ..., 15 로 부여되는 경우에, 예를 들어, {0,1,2,…,7}, {4,5,6,…,11}, {8,9,10,…,15}, {12,…,15,0,…,3} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 빔이 겹치는 4 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어, 랭크 3 및 4 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 50 과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 50 에서 Bⁱ는 16 개의 빔 벡터에 해당한다. X_i ^(k)는 8 개의 빔 벡터를 포함하는 행렬로서 정의될 수 있다. 또한, 블록 대각 행렬 W1^(k)의 블록에 해당하는 X_i ^(k)가 정의되는데, 하나의 블록 행렬을 X₀ ^(k) 로 정의되고 다른 하나의 블록 행렬은 X₁ ^(k) 로 정의되므로, 블록 행렬이 서로 다른 위상을 가지게 된다. 이와 같이, 4 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북(C₁)이 구성될 수 있다.

또한, W2 의 선택 및 공통-위상 성분을 고려하면, 랭크 3 에 대해서는 16 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 1 가지의 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 3 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 51 과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 51 및 이하의 수학식 52 에서 e_n 은 8×1 크기의 벡터이고, n 번째 요소가 1 의 값을 가지고 나머지 요소들은 0 값인 선택 벡터를 의미한다.

랭크 4 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 4 에 대한 W2 코드북 및 W1 코드북은 다음의 수학식 52 와 같이 정의될 수 있다.

행렬과 고정된 8×r 크기의 열 선택 행렬의 곱으로 정의될 수 있다. 랭크 5 내지 8 각각에 대해서 1 가지의 행렬이 선택될 수 있으므로, 랭크 5 내지 8 각각에 대해서 하나의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 여기서,

예를 들어, 랭크 5 내지 8 에 대한 W1 코드북 및 W2 코드북은 다음의 수학식 53 과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 53 에서 랭크 5 내지 8 에 대한 W1 코드북은 하나의 W1 행렬만으로 구성된다. 상기 수학식 53 에서 W2 코드북에서 정의되는 Y 행렬은, 예를 들어, 다음의 수학식 54 내지 57 과 같이 정의될 수 있다. 이하의 수학식 54 내지 57 에서

랭크 5 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 54 과 같이 정의될 수 있다.

랭크 6 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 55 과 같이 정의될 수 있다.

랭크 7 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 56 과 같이 정의될 수 있다.

랭크 8 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 57 과 같이 정의될 수 있다.

실시예 4

본 실시예는 랭크 1 내지 4 에 대한 코드북을 구성하는 방안에 대한 것이다. 본 실시예에서는 전술한 코드북 구조(2)에서와 유사하게 W1 이 블록 대각 행렬로 구성되고, W1 의 블록 행렬(X) 중 일부에 대해서 선형 위상(linear phase) 값이 곱해지는 형태로 구성되는 예시에 대하여 설명한다. 이를 위하여, W1 및 W2 로부터 16 개의 4Tx DFT 벡터가 생성되고, W1 의 블록 행렬인 X 가 2×Nb 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 이하에서는 본 실시예에 따른 구체적인 코드북 구조의 예시에 대하여 설명한다.

프리코딩 가중치(W)가 2 개의 기저 행렬(W1 및 W2 )의 조합에 의해서 구성되는 경우에, W = W1*W2 의 형태로 정의될 수 있다. 여기서, 랭크 1 내지 4 에 대해서 W1 은

와 같은 블록 대각 행렬의 형태를 가질 수 있다. 블록 대각 행렬의 형태를 가지는 W1 가 프리코딩 행렬에 이용됨으로써, 이중-극성(dual-polarized) 안테나 구성에 있어서 안테나 간격이 어떠한 값(예를 들어, λ/2 또는 4 λ)을 가지더라도, 그 안테나 구성의 각각의 안테나에 의해 생성되는 공간 채널의 상관도를 나타내는 공간 공분산(spatial covariance)에 맞출 수 있다. 또한, W1으로부터 생성되는 적어도 16 개의 4Tx DFT 벡터들과, W2 를 통한 공통-위상 성분에 의해서, ULA 안테나 구성에서의 공간 공분산에 맞출 수 있다. 이에 따라, 높은 공간 상관도를 가지는 안테나 구성이나 낮은 공간 상관도를 가지는 안테나 구성 모두에 대해서 양호한 성능을 기대할 수 있다.

랭크 1 내지 4 에 대해서, 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 2×Nb 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 또한, X 에 대해서 16 개의 2Tx DFT 빔이 정의될 수 있고, 빔 인덱스는 0, 1, 2, ..., 15 로 부여될 수 있다. 각각의 W1 에 대해서, 인접한(adjacent) 겹치는(overlapping) 빔들은 주파수-선택적인 프리코딩에 있어서 경계 효과(edge effect)를 감소시키기 위해 사용될 수 있다. 이에 따라, 동일하거나 상이한 W2 에 대해서 동일한 W1 을 사용하여 코드북이 구성되어도 여러 서브대역들에 대해서 최적의 성능이 보장될 수 있다.

랭크 1 및 2 에 대해서 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 2×4 (즉, Nb=4) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 랭크 1 및 랭크 2 각각에 대해서 8 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고, 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 빔들을 포함할 수 있다. 빔 인덱스가 0, 1, 2, ..., 15 로 부여되는 경우에, 예를 들어, {0,1,2,3}, {2,3,4,5}, {4,5,6,7}, {6,7,8,9} ,{8,9,10,11}, {10,11,12,13}, {12,13,14,15}, {14,15,0,1} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 빔이 겹치는 8 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어, 랭크 1 및 2 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 58 과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 58 에서 빔 벡터 Bⁱ 에 대한 수학식이

이며, 이는 전술한 실시예 3 에서 랭크 1 및 2 에 대한 빔 벡터를 정의하는 수학식 47 에서

인 것과 차이점을 가진다. 상기 수학식 58 에서 Bⁱ는 16 개의 빔 벡터에 해당한다. X_i ^(k)는 4 개의 빔 벡터를 포함하는 행렬로서 정의될 수 있다. 또한, 블록 대각 행렬 W1^(k)의 블록에 해당하는 X_i ^(k)가 정의되는데, 하나의 블록 행렬을 X₀ ^(k) 로 정의되고 다른 하나의 블록 행렬은 X₁ ^(k) 로 정의되므로, 블록 행렬이 서로 다른 위상을 가지게 된다. 이와 같이, 8 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북(C₁)이 구성될 수 있다.

또한, W2 의 선택 및 공통-위상 성분을 고려하면, 랭크 1 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 4 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 1 에 대한 W2 코드북(C₂)은 다음의 수학식 59 와 같이 구성될 수 있다.

상기 수학식 59 및 이하의 수학식 60 에서

랭크 2 에 대해서는 8 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 2 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 60 과 같이 정의될 수 있다.

다음으로, 랭크 3 및 4 에 대해서, 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 2×8 (즉, Nb=8) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 랭크 3 및 랭크 4 각각에 대해서 4 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고, 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 빔들을 포함할 수 있다. 빔 인덱스가 0, 1, 2, ..., 15 로 부여되는 경우에, 예를 들어, {0,1,2,…,7}, {4,5,6,…,11}, {8,9,10,…,15}, {12,…,15,0,…,3} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 빔이 겹치는 4 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어, 랭크 3 및 4 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 61 과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 61 에서 빔 벡터 Bⁱ 에 대한 수학식이

이며, 이는 전술한 실시예 3 에서 랭크 3 및 4 에 대한 빔 벡터를 정의하는 수학식 50 에서

인 것과 차이점을 가진다. 상기 수학식 61 에서 Bⁱ는 16 개의 빔 벡터에 해당한다. X_i ^(k)는 8 개의 빔 벡터를 포함하는 행렬로서 정의될 수 있다. 또한, 블록 대각 행렬 W1^(k)의 블록에 해당하는 X_i ^(k)가 정의되는데, 하나의 블록 행렬을 X₀ ^(k) 로 정의되고 다른 하나의 블록 행렬은 X₁ ^(k)로 정의되므로, 블록 행렬이 서로 다른 위상을 가지게 된다. 이와 같이, 4 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북(C₁)이 구성될 수 있다.

또한, W2 의 선택 및 공통-위상 성분을 고려하면, 랭크 3 에 대해서는 16 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 1 가지의 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 3 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 62 와 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 62 및 이하의 수학식 63 에서 e_n 은 8×1 크기의 벡터이고, n 번째 요소가 1 의 값을 가지고 나머지 요소들은 0 값인 선택 벡터를 의미한다.

랭크 4 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 4 에 대한 W2 코드북 및 W1 코드북은 다음의 수학식 63 와 같이 정의될 수 있다.

전술한 바와 같이 랭크 1 내지 4 의 각각에 대해서 정의될 수 있는 W1 의 개수를 모두 합하면, 8+8+4+4 = 24 이다.

전술한 본 발명의 다양한 실시예에 따라서 MIMO 송신단(예를 들어, 기지국)에서 적용할 프리코딩 가중치(W)와 관련하여, MIMO 수신단(예를 들어, 단말)에서는 수신단에서 측정된 채널 상태 등에 기반하여 자신이 선호하는 제 1 PMI(W1) 및 제 2 PMI(W2)을 선택하고 이를 MIMO 송신단에게 보고할 수 있다. 경우에 따라서, MIMO 송신단은 MIMO 수신단에서 보고하는 W1 및 W2 를 고려하여 적절한 프리코딩 가중치를 결정하여 (송신단의 입장에서는 반드시 수신단에서 보고받은 W1 및 W2 를 사용할 필요는 없음) MIMO 전송에 적용할 수 있다.

또한, W1 (제 1 PMI) 및/또는 W2 (제 2 PMI)가 물리상향링크제어채널(PUCCH)를 통하여 주기적인 방식으로 피드백되는 경우에, 다음에서 설명하는 바와 같은 전송 모드가 설정될 수 있다. 이를 채널상태정보(CSI) 모드 1 및 CSI 모드 2 로 칭하기로 한다.

CSI 모드 1 에서는 MIMO 수신단(예를 들어, 단말)이 W1 및 W2 를 구별되는(separate) 서브프레임 상에서 전송할 수 있다. 예를 들어, W1 는 랭크지시자(RI)와 함께 제 1 서브프레임 상에서 전송되고, W2 는 제 2 서브프레임 상에서 전송될 수 있다. 이 때, W1 및 RI 는 조인트-인코딩(jointly-encoded)될 수 있고, 조인트-인코딩된 W1 및 RI 는 5 비트의 크기를 가질 수 있다. W1 및 W2 를 상이한 서브프레임 상에서 수신한 MIMO 송신단(예를 들어, 기지국)은 이를 고려하여 MIMO 전송에 적용될 프리코더(W)를 선택할 수 있다.

CSI 모드 2 에서는 MIMO 전송에 적용될 프리코더(W)가 하나의 서브프레임 상에서 한정되어 전송되는 단일 보고에 기초하여 결정될 수 있다. 달리 표현하자면, MIMO 수신단(예를 들어, 단말)은 W1 및 W2 를 하나의 서브프레임 상에서 함께 전송할 수 있다. 이 때, PUCCH 상의 제어정보 전송에 있어서, W1 및 W2 가 CQI 와 함께 전송되는 경우에 최대 11 비트의 페이로드 크기를 가지도록 제한된다. 따라서, 전체 페이로드 크기가 11 비트를 넘지 않도록 W1 및/또는 W2 에 대해서 서브샘플링(sub-sampling)이 적용될 수 있다. 예를 들어, 어떤 코드북에서 공통-위상을 가질 수 있는 상이한 서브셋(subset)들이 빔 각도의 상이한 그룹들에 대해서 사용될 수 있다.

전술한 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 2 개의 기저 행렬을 이용하여 최대 8 전송 안테나 전송에 적용되는 프리코더 코드북을 구성함에 있어서, 피드백 오버헤드를 감소하면서도 양호한 성능의 코드북을 제공할 수 있고, 또한 다양한 안테나 구성에서 양호한 성능을 보장하는 코드북이 제공될 수 있다.

도 24 을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 상향링크 MIMO 전송 및 수신 방법에 대하여 설명한다.

단계 S2410 에서 단말은 제 1 및 제 2 PMI 를 기지국으로 전송할 수 있고, 기지국은 이를 수신할 수 있다. 단계 S2410 이전에 단말은 기지국으로부터의 하향링크 채널을 측정하여 채널상태정보를 생성할 수 있다. 채널상태정보(CSI)는 RI, PMI, CQI 를 포함할 수 있다. 여기서, PMI 는 제 1 PMI (예를 들어, W1) 및 제 2 PMI (예를 들어, W2)를 포함할 수 있다. 단계 S2410 에서 PMI 를 기지국으로 전송할 수 있다. 여기서, 단말은 제 1 및 제 2 PMI 를 동일한 상향링크 서브프레임에서 전송할 수도 있고, 상이한 상향링크 서브프레임 상에서 전송할 수도 있다.

단계 S2420 에서 기지국은 수신된 제 1 및 제 2 PMI 을 고려하여 하향링크 전송에 적용될 프리코딩 행렬을 결정할 수 있다. 단말이 전송한 제 1 및 제 2 PMI 는 단말이 선호하는 프리코딩 행렬이 무엇인지 지시하는 정보이며, 프리코딩 행렬들의 후보들이 코드북을 구성하고 있다. 여기서, 코드북으로서 전술한 본 발명의 다양한 실시예에 따른 코드북이 사용될 수 있다. 예를 들어, 제 1 PMI 가 지칭하는 프리코딩 행렬인 W1 들을 포함하는 코드북을 단말과 기지국 모두에서 미리 공유하고 있고, 여기서 W1 들은 블록 대각 행렬로 구성될 수 있고, W1 의 블록 행렬(X) 중 어느 하나에 위상 값이 곱해질 수 있다. 제 2 PMI 가 지칭하는 프리코딩 행렬인 W2 들을 포함하는 코드북을 단말과 기지국 모두에서 미리 공유하고 있고, W2 들은 전술한 본 발명의 다양한 예시들에서 설명한 바에 따라 구성될 수 있다.

단계 S2430 에서 기지국은 하향링크 신호를 하나 이상의 레이어에 매핑시킬 수 있다.

단계 S2440 에서 기지국은 하향링크 신호가 매핑된 하나 이상의 레이어에 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 프리코딩을 수행할 수 있다. 여기서 프리코딩 행렬은 W1 및 W2 에 기초하여 결정될 수 있다.

단계 S2450 에서 기지국은 프리코딩된 하향링크 신호를 단말에게 전송할 수 있고, 단말은 이를 수신할 수 있다. 단계 S2450 이후에 단말은 수신된 하향링크 신호에 대해서, 기지국이 하향링크 신호에 적용한 프리코딩 행렬(W)과 동일한 프리코딩 행렬을 기반으로 처리하여 (예를 들어, 수신된 하향링크 신호에 프리코딩 역처리를 수행함으로써) 하향링크 신호를 복원할 수 있다.

도 24 와 같은 본 발명의 코드북 기반 신호 송수신 방법에 있어서, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.

또한, 기지국과 중계기간의 (백홀 상향링크 및 백홀 하향링크에서의) MIMO 전송 및 중계기와 단말간의 (액세스 상향링크 및 액세스 하향링크에서의) MIMO 전송에 대한 상향링크 MIMO 전송 및 수신에 대해서도 본 발명에서 제안하는 동일한 원리가 적용될 수 있다.

도 25 은 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도면이다.

도 25를 참조하여 본 발명에 따른 기지국 장치(2510)는, 수신모듈(2511), 전송모듈(2512), 프로세서(2513), 메모리(2514) 및 복수개의 안테나(2515)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(2515)는 MIMO 송수신을 지원하는 기지국 장치를 의미한다. 수신모듈(2511)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(2512)은 단말로의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(2513)는 기지국 장치(2510) 전반의 동작을 제어할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치(2510)는 하향링크 신호를 전송하도록 구성될 수 있다. 또한, 기지국 장치의 메모리(2514)는 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장할 수 있다. 또한, 기지국 장치의 프로세서(2513)는, 수신모듈(2511)을 통하여 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 수신하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(2513)는, 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬(W1)을 결정하고, 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬(W2)을 결정하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(2513)는, 제 1 행렬(W1) 및 제 2 행렬(W2)에 기초하여 프리코딩 행렬(W)를 결정하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(2513)는, 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 프리코딩을 수행하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(2513)는, 프리코딩된 신호를 상기 전송 모듈(2512)을 통하여 상기 단말로 전송하도록 구성될 수 있다. 여기서, 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.

기지국 장치(2510)의 프로세서(2513)는 그 외에도 기지국 장치(2510)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(2514)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.

도 25를 참조하여 본 발명에 따른 단말 장치(2520)는, 수신모듈(2521), 전송모듈(2522), 프로세서(2523), 메모리(2524) 및 복수개의 안테나(2525)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(2525)는 MIMO 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 수신모듈(2521)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(2522)은 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(2523)는 단말 장치(2520) 전반의 동작을 제어할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 단말 장치(2520)는, 하향링크 신호를 수신 및 처리하도록 구성될 수 있다. 또한, 단말 장치의 메모리(2514)는, 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장할 수 있다. 또한, 단말 장치의 프로세서(2523)는, 전송모듈(2522)을 통하여 기지국으로 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 전송하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(2523)는, 수신 모듈(2521)을 통하여 하향링크 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 여기서, 단말이 수신하는 하향링크 신호는 기지국에 의해서 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 프리코딩이 수행된 하향링크 신호에 해당한다. 즉, 기지국에 의해서 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행될 수 있다. 여기서, 프리코딩 행렬(W)은 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬(W1) 및 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 결정된 제 2 행렬(W2)에 기초하여 결정될 수 있다. 또한, 프로세서(2523)는, 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 상기 수신된 하향링크 신호를 처리하도록 구성될 수 있다. 여기서, 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.

단말 장치(2520)의 프로세서(2523)는 그 외에도 단말 장치(2520)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(2524)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.

위와 같은 기지국 장치 및 단말 장치의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.

또한, 도 25에 대한 설명에 있어서 기지국 장치(2510)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고, 단말 장치(2520)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.

상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.

[산업상 이용가능성]

상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims

기지국에서 하향링크 신호를 전송하는 방법으로서,
단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 수신하는 단계;
상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬(W1)을 결정하고, 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬(W2)을 결정하고, 상기 제 1 행렬(W1)및 제 2 행렬(W2)에 기초하여 프리코딩 행렬(W)를 결정하는 단계;
상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 프리코딩을 수행하는 단계; 및
상기 프리코딩된 신호를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하고,
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가지는, 하향링크 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 제 1 행렬(W1)은 다음의 수학식과 같이 구성되고,

X ⁽ ⁿ ⁾ 및 α ⁽ ⁿ ⁾ X ⁽ ⁿ ⁾ 은 상기 블록 대각 행렬의 블록에 해당하고, α ⁽ ⁿ ⁾ 은 상기 소정의 위상 값에 해당하는, 하향링크 신호 전송 방법.
제 2 항에 있어서,
X⁽ⁿ⁾ 은 다음의 수학식에서 정의하는 DFT(Discrete Fourier Transform) 벡터로 구성되고,

N 은 상기 DFT 벡터의 개수이고, K 는 상기 DFT 벡터의 길이인, 하향링크 신호 전송 방법.
제 2 항에 있어서,
α ⁽ ⁿ ⁾ 은 다음의 수학식과 같이 정의되는,

하향링크 신호 전송 방법.
제 2 항에 있어서,
α ⁽ ⁿ ⁾ 은 다음의 수학식과 같은 위상 대각 행렬로 정의되는,

하향링크 신호 전송 방법.
단말이 하향링크 신호를 전송하는 방법으로서,
기지국으로 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 전송하는 단계;
상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬(W1) 및 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 결정된 제 2 행렬(W2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬(W)을 이용하여, 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된 신호를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계; 및
상기 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 상기 수신된 하향링크 신호를 처리하는 단계를 포함하고,
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가지는, 하향링크 신호 수신 방법.
제 6 항에 있어서,
상기 제 1 행렬(W1)은 다음의 수학식과 같이 구성되고,

X ⁽ ⁿ ⁾ 및 α ⁽ ⁿ ⁾ X ⁽ ⁿ ⁾ 은 상기 블록 대각 행렬의 블록에 해당하고, α ⁽ ⁿ ⁾ 은 상기 소정의 위상 값에 해당하는, 하향링크 신호 수신 방법.
제 7 항에 있어서,
X⁽ⁿ⁾ 은 다음의 수학식에서 정의하는 DFT(Discrete Fourier Transform) 벡터로 구성되고,

N 은 상기 DFT 벡터의 개수이고, K 는 상기 DFT 벡터의 길이인, 하향링크 신호 수신 방법.
제 7 항에 있어서,
α ⁽ ⁿ ⁾ 은 다음의 수학식과 같이 정의되는,

하향링크 신호 수신 방법.
제 7 항에 있어서,
α ⁽ ⁿ ⁾ 은 다음의 수학식과 같은 위상 대각 행렬로 정의되는,

하향링크 신호 수신 방법.
하향링크 신호를 전송하는 기지국으로서,
단말로 상기 하향링크 신호를 전송하는 전송 모듈;
상기 단말로부터 상향링크 신호를 수신하는 수신 모듈;
프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및
상기 기지국을 제어하는 프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는,
상기 수신 모듈을 통하여 상기 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 수신하고;
상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬(W1)을 결정하고, 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬(W2)을 결정하고, 상기 제 1 행렬(W1)및 제 2 행렬(W2)에 기초하여 프리코딩 행렬(W)를 결정하고;
상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 프리코딩을 수행하고;
상기 프리코딩된 신호를 상기 전송 모듈을 통하여 상기 단말로 전송하도록 구성되며,
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가지는, 하향링크 신호 전송 기지국.
하향링크 신호를 수신하는 단말로서,
기지국으로부터 상기 하향링크 신호를 수신하는 수신 모듈;
상기 기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 전송 모듈;
프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및
상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는,
상기 전송 모듈을 통하여 상기 기지국으로 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 전송하고;
상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬(W1) 및 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 결정된 제 2 행렬(W2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬(W)을 이용하여, 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된 신호를 상기 수신 모듈을 통하여 상기 기지국으로부터 수신하고;
상기 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 상기 수신된 하향링크 신호를 처리하도록 구성되며,
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가지는, 하향링크 신호 수신 단말.