WO2012002767A2 - 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치 - Google Patents

다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치 Download PDF

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    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals

Definitions

  • the following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a transmission method and apparatus using a codebook in a multi-antenna supported wireless communication system.
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • the MIM0 technology may be referred to as a multiple antenna technology.
  • a precoding matrix that appropriately distributes transmission information to each antenna may be applied.
  • Existing 3GPP (Long Term Evolution) 3GPP (Long Term Evolution) ⁇ 1 system supports up to 4 transmit antennas (4Tx) for downlink transmission, and defines a precoding codebook accordingly.
  • a codebook is designed to support up to four transmit antennas in downlink.
  • 3GPP LTE-A system which is an evolution of the existing 3GPP LTE, it is considered to introduce an extended antenna configuration for more improved performance (for example, improved spectral efficiency). Supporting the transmit antenna 8Tx is under discussion.
  • a closed loop-MIM0 scheme may be used for downlink 8 antenna transmission.
  • it may be considered to apply a closed loop-MIM0 scheme based on a predefined codebook. Therefore, up to 8 There is a need to design a precoding codebook that provides good performance for downlink transmission through a transmit antenna.
  • a method for transmitting a downlink signal in a base station receiving a first and second precoding matrix indicator (PMI) from the terminal;
  • a first matrix W1 is determined from a first codebook including precoding matrices indicated by the first PMI, and a second matrix W2 is derived from a second codebook including precoding matrices indicated by the second PMI.
  • each of the precoding matrices included in the first codebook includes a block diagonal matrix, and one block is the other block.
  • the predetermined phase value may be multiplied.
  • a method for transmitting a downlink signal by a terminal transmitting a first and second precoding matrix indicator (PMI) to the base station; Based on a first matrix W1 determined from a first codebook containing precoding matrices indicated by the first PMI and a second matrix V2 determined from a second codebook including precoding matrices indicated by the second PMI
  • the downlink signal is mapped
  • Receiving from the base station a signal precoded to at least one layer; And processing the received downlink signal using the precoding matrix (W), wherein each of the precoding matrices included in the first codebook is composed of a block diagonal matrix.
  • the block of may have a form in which a predetermined phase value is multiplied compared to another block.
  • a base station for transmitting a downlink signal a transmission module for transmitting the downlink signal to a terminal; Receiving modes for receiving an uplink signal from the terminal; A memory for storing a codebook comprising precoding matrices; And a processor to control the base station, the processor to receive first and second precoding matrix indicators (PMIs) from the terminal via the receiving modules; Determine a first matrix W1 from a first codebook containing precoding matrices indicated by the first PMI, and determine a second matrix W2 from a second codebook including precoding matrices indicated by the second PMI.
  • PMIs precoding matrix indicators
  • each of the precoding matrices included in the first codebook includes a block diagonal matrix, and one block is the other. It may have a form multiplied by a predetermined phase value compared to the block of.
  • a terminal for receiving a downlink signal receiving mode for receiving the downlink signal from a base station; Transmission modules for transmitting an uplink signal to the base station; A memory that stores a codebook containing precoding matrices; And a processor for controlling the terminal, wherein the processor is configured to: transmit first and second precoding matrix indicators (PMIs) to the base station through the transmission modes; Based on a first matrix W1 determined from a first codebook containing precoding matrices indicated by the first PMI and a second matrix W2 determined from a second codebook including precoding matrices indicated by the second PMI Receiving a signal from which the precoding is performed on the one or more layers to which the downlink signal is mapped from the base station using the precoding matrix (W) determined by the method; Receive the downlink signal by using the precoding matrix (W)
  • Each of the precoding matrices included in the first codebook includes a block diagonal matrix, and one block may have a
  • the first matrix W1 may be configured as 1 " 0, and
  • N is the number of DFT vectors
  • K is the length of the DFT vector
  • a signal transmission method and apparatus using a codebook capable of efficiently supporting MIM0 transmission supporting an extended antenna configuration can be provided.
  • a signal transmission method and apparatus using a codebook that can reduce feedback overhead while maintaining system performance for MIM0 transmission through multiple transmission antennas.
  • 1 is a view for explaining the structure of a downlink radio frame.
  • FIG. 2 is an exemplary diagram illustrating an example of a resource grid for one downlink slot.
  • 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe.
  • CRS common reference signal
  • 6 is a diagram for explaining shift of a reference signal pattern.
  • FIG. 7 and 8 are diagrams illustrating a resource element group (REG) which is a unit to which downlink control channels are allocated.
  • REG resource element group
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a method of transmitting a PCFICH.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the positions of the PCFICH and PHICH channels.
  • 11 is a diagram illustrating a location of a downlink resource element to which a PHICH group is mapped.
  • 12 is a diagram illustrating a structure of a transmitter according to an SC-FDMA scheme.
  • FIG. 13 is a diagram for describing how a DFT processed signal is mapped to a frequency domain.
  • FIG. 14 is a block diagram for explaining a transmission process of a reference signal.
  • 15 is a diagram illustrating symbol positions to which reference signals are mapped.
  • 20 is a diagram showing the structure of the MIM0 system.
  • 21 is a block diagram illustrating the functions of the MIM0 system.
  • FIG. 22 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG. 24 is a flowchart illustrating a method of transmitting and receiving multiple antennas according to the present invention.
  • 25 is a diagram illustrating the configuration of a base station apparatus and a terminal apparatus according to the present invention.
  • the following embodiments are combinations of elements and specifics of the present invention in a predetermined form. Each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated. Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. In addition, some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention. The order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • a 'base station (BS)' may be replaced by terms such as a fixed station, a NodeB, an eNodeB (eNB), an access point (AP), and the like.
  • eNB eNodeB
  • AP access point
  • base station may be used as a concept including a sal or a sector.
  • the repeater may be replaced by terms such as Relay Node (RN), Relay Station (RS).
  • an uplink transmitting entity may mean a terminal or a repeater
  • an uplink receiving entity may mean a base station or a repeater
  • the downlink transmission entity may mean a base station or a repeater
  • the downlink reception entity may mean a terminal or a repeater.
  • the uplink transmission may mean transmission from the terminal to the base station, transmission from the terminal to the relay, or transmission from the repeater to the base station.
  • downlink transmission may mean transmission from a base station to a terminal, transmission from a base station to a repeater, and transmission from a repeater to a terminal.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802 system, 3GPP system, 3GPP LTE and LTE-A (LTE-Advanced) system and 3GPP2 system. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in this document may be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented by a radio technology such as UTRACUni versa 1 Terrestrial Radio Access) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented in a wireless technology such as Global System for Mobile communication (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communication
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • 0FDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the UMTS Jniversal Mobile Teleco unications System.
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of an Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs 0FDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A Advanced
  • 3GPP LTE Advanced
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WirelessMAN-OFDMA Advanced system).
  • IEEE 802.16e WirelessMAN-OFDMA Reference System
  • advanced IEEE 802.16m WirelessMAN-OFDMA Advanced system
  • a structure of a downlink radio frame will be described with reference to FIG. 1.
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in subframe units, and one subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of OFDM symbols.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to FDD (Frequency Division Duplex) and a type 2 radio frame structure applicable to TDE Time Division Dupiex.
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time taken for one subframe to be transmitted is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of 0FDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration of a cyclic prefix (CP).
  • CP has an extended CP (normal CP) and a normal CP (normal CP).
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be seven.
  • the 0FDM symbol is configured by the extended CP, since the length of one 0FDM symbol is increased, the number of 0FDM symbols included in one slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be six. If the channel state is unstable, such as when the terminal moves at a high speed, an extended CP may be used to further reduce intersymbol interference.
  • one slot When a normal CP is used, one slot includes 7 0FDM symbols, and thus, one subframe includes 14 0FDM symbols.
  • the first two or three 0FDM symbols of each subframe may be allocated to a physical downlink control channel (PDCCH), and the remaining 0FDM symbols may be allocated to a physical downlink shared channel (PDSCH).
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • Type 2 wireless The frame consists of two half frames, and each half frame consists of five subframes, a Downlink Pilot Time Slot (DwPTS), a Guard Per iod (GP), and an Uplink Pilot Time Slot (UpPTS).
  • DwPTS Downlink Pilot Time Slot
  • GP Guard Per iod
  • UpPTS Uplink Pilot Time Slot
  • One subframe includes two slots.
  • the DwPTS is used for initial cell search, synchronization or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • one subframe consists of two slots regardless of the radio frame type.
  • the structure of the radio frame is only an example, and the number of subframes included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of symbols included in the slot may be variously changed.
  • the downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks in the frequency domain.
  • one downlink slot includes 7 OFDM symbols and one resource block includes 12 subcarriers as an example, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is called a resource element (RE).
  • the resource element a (k, l) becomes a resource element located in the k th subcarrier and the 1 st OFDM symbol.
  • one resource block includes 12X7 resource elements (in the case of an extended CP, it includes 12X6 resource elements). Since the interval of each subcarrier is 15 kHz, one resource block includes about 180 kHz in the frequency domain.
  • N DL is the number of resource blocks included in the downlink slot. A value of 1 ⁇ may be determined according to a downlink transmission bandwidth set by scheduling of the base station.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • a maximum of three 0FDM symbols in the front part of the first slot in one subframe corresponds to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining 0FDM symbols correspond to a data area to which a Physical Downlink Shared Chancel (PDSCH) is allocated.
  • the basic unit of transmission is one subframe, i.e., PDCCH and PDSCH are allocated over two slots.
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), Physical Downlink Control Channel (PDCCH), Physical HARQ Indicator Channel (Physical Hybrid Automatic Repeat Request Indicator Channel).
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • Physical HARQ Indicator Channel Physical Hybrid Automatic Repeat Request Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a response of uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is referred to as downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH includes a resource allocation and transmission format of a DL shared channel (DL-SCH), resource allocation information of an uplink shared channel (UL—SCH), paging information of a paging channel (PCH), system information on a DL-SCH, and a PDSCH.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in a combination of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • the CCE processes multiple resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal, and adds a cyclic redundancy check (CRC) to the control information.
  • CRC is masked with an identifier called Radio Network Temporary Identifier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the PDCCH is for a specific terminal, the cell-RNTI (C-RNTI) identifier of the terminal may be masked to the CRC.
  • C-RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • P-RNTI paging indicator identifier
  • P-RNTI paging indicator identifier
  • the PDCCH is for system information (more specifically, system information block ( SIB )
  • SIB system information block
  • RNTHSI-R TI may be masked to the CRC.
  • random access -RNTI (RA-RNTI) may be masked to the CRC.
  • 4 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe.
  • Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called a resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • each transmit antenna has an independent data channel.
  • the receiver may estimate the channel for each of the transmit antennas and receive data transmitted from each transmit antenna.
  • Channel estimation refers to a process of restoring a received signal by compensating for distortion of a signal caused by fading.
  • fading refers to a phenomenon in which the strength of a signal is rapidly changed due to a multi path-time delay in a wireless communication system environment.
  • a reference signal known to both the transmitter and the receiver is required.
  • the reference signal may simply be referred to as a pilot (Pi lot) according to a reference signal (RS) or a standard applied.
  • the existing 3GPP LTE release-8 or release-9 system defines a downlink reference signal transmitted by a base station.
  • the downlink reference signal is used for coherent demodulation such as Physical Downlink Shared CHannel (PDSCH), Physical Control Format Indicator CHannel (PCFICH), Physical Hybrid Indicator CHannel (PHICH), and PDCCHCPhysical Downlink Control CHannel (PHICH). Is a pilot signal.
  • the downlink reference signal includes a common reference signal (CRS) shared by all terminals in a cell and a dedicated reference signal (DRS) for a specific terminal only.
  • the common reference signal may be called a cell-specific reference signal.
  • the dedicated reference signal is It may also be called a UE-specific reference signal or a demodulation reference signal (DMRS).
  • DMRS demodulation reference signal
  • a downlink reference signal allocation scheme in the existing 3GPP LTE system will be described.
  • the position (ie, reference signal pattern) of a resource element through which a reference signal is transmitted will be described based on one resource block pair (12 subcarrier lengths on one subframe length X frequencies in time).
  • One subframe consists of 14 OFDM symbols (normal CP case) or 12 OFDM symbols (extended CP case), and the number of subcarriers in one 0FDM symbol is 128, 256, 512, 1024, 1536 or 2048. Select one and use it.
  • 5 shows a pattern of a common reference signal (CRS) for the case where 1-TTI (ie, one subframe) has 14 0FDM symbols.
  • 5 (a), 5 (b) and 5 (c) are for the CRS pattern for a system having one, two and four transmit antennas, respectively.
  • R0 represents a reference signal for antenna port index 0.
  • FIG. 5 R1 denotes antenna port index 1
  • R2 denotes antenna port index 2
  • R3 denotes reference signals for antenna port index 3.
  • no signal is transmitted at all other antenna ports except for the antenna port transmitting the reference signal to prevent interference.
  • the reference signal may be protected by shifting (translating) the reference signal pattern in a subcarrier unit or a 0FDM symbol unit in a frequency domain or a time domain so that a signal collision does not occur. For example, in the case of 1 transmit antenna transmission, since a reference signal is located at 6 subcarrier intervals on one 0FDM symbol, when a shift of a frequency domain subcarrier unit is applied to each cell, at least 5 neighboring cells are on different resource elements.
  • the reference signal can be located at. For example, the frequency shift of the reference signal may appear as cells 2 to 6 of FIG. 6.
  • the receiver may reduce interference by a reference signal received from an adjacent cell, thereby improving channel estimation performance.
  • PN sequences are one It can be applied in units of OFDM symbols within a subframe.
  • a different sequence may be applied to a PN sequence for each cell identifier (Cell ID), subframe number, and OFDM symbol position.
  • DMRS-based data demodulation is considered in order to support efficient operation of reference signals and advanced transmission schemes, that is, to support data transmission through an extended antenna.
  • DMRS may be defined for two or more layers, since the DMRS is precoded by the same precoder as the data, so that channel information for demodulating data at the receiving side can be easily estimated without additional precoding information.
  • the downlink receiving side acquires precoded channel information for the extended antenna configuration through DMRS.
  • CSI-RS channel state information
  • a reference signal for acquiring that is, CSI-RS can be defined, which can be transmitted through eight antenna ports, and CSI—an antenna port through which RS is transmitted in the existing 3GPP LTE release -8/9.
  • the antenna port indexes 15 to 22 may be used to distinguish the antenna port from the antenna port.
  • the first three 0FDM symbols of each subframe may be used as an area for transmitting the downlink control channel, and one to three 0FDM symbols may be used according to the overhead of the downlink control channel.
  • PCFICH may be used to adjust the number of 0FDM symbols for the downlink control channel for each subframe.
  • the PHICH may be used to provide an acknowledgment (acknowledgment (ACK) / negative acknowledgment (NACK)) for the uplink transmission through the downlink.
  • ACK acknowledgeledgment
  • NACK negative acknowledgment
  • PDCCH may be used for transmission of control information for downlink data transmission or uplink data transmission.
  • 7 and 8 illustrate that the downlink control channels as described above are allocated in a resource element group (REG) unit in the control region of each subframe. Indicates.
  • FIG. 7 is for a system with one or two transmit antenna configurations
  • FIG. 8 is for a system with four transmit antenna configurations.
  • REG which is a basic resource unit to which a control channel is allocated, is composed of four REs concatenated in the frequency domain except for resource elements to which reference signals are allocated.
  • a certain number of REGs may be used for transmission of the downlink control channel.
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCCH may be transmitted between 0FDM symbol index 0 and 2 in order to provide resource allocation information of the corresponding subframe in each subframe, and 0FDM symbol index 0 is used or 0FDM symbol according to the control channel overhead. Index 0 and 1 may be used, or 0 FDM symbol index 0 to 2 may be used. In this way, the number of 0FDM symbols used by the control channel may be changed for each subframe, and information on this may be provided through the PCFICH. Therefore, the PCFICH should be transmitted in each subframe.
  • PCFICH Three kinds of information may be provided through the PCFICH. Table 1 below shows the PCFICH
  • Information transmitted through the PCFICH may be defined differently according to system bandwidth. For example, if the bandwidth of the system is less than a certain threshold
  • 9 is a diagram illustrating a method of transmitting a PCFICH.
  • the REG shown in FIG. 9 is composed of four subcarriers, only data subcarriers except RS (reference signal), and in general, a transmit diversity scheme may be applied.
  • the position of the REG may be frequency shifted from cell to cell (ie, according to the cell identifier) so as not to interfere with the cells.
  • the PCFICH is always transmitted in the first OFDM symbol (OFDM symbol index 0) of a subframe. Accordingly, when receiving the subframe, the receiving end first checks the information of the PCFICH to determine the number of OFDM symbols to which the PDCCH is transmitted, and accordingly, may receive control information transmitted through the PDCCH.
  • PHICH Physical Hybrid ⁇ ARQ Indicator Channel
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the positions of PCFICH and PHICH channels that are generally applied in a specific bandwidth.
  • ACK / NACK information for uplink data transmission is transmitted through the PHICH.
  • Several PHICH groups are created in one subframe, and several PHICHs exist in one PHICH group. Therefore, one PHICH group includes PHICH channels for several terminals.
  • the PHICH allocation includes a demodulation RS (DMRS) transmitted through a lowest PRB index of a PUSCH resource allocation and a UL grant PDCCH. This is done using the Cyclic Shift index.
  • DMRS is an uplink reference signal and is a signal provided together with uplink transmission for channel estimation for demodulation of uplink data.
  • PHICH resources are known through index pairs such as ( «, where W is
  • a PHICH group number, n; s m q CH means an orthogonal sequence index in the PHICH group.
  • n H and n cH are defined as in Equation 1 below.
  • n PHICH is a shift shift of DMRS used in uplink transmission associated with n PHICH.
  • Nf ⁇ ( p H is the number of PHICH groups set and is defined as in Equation 2 below.
  • N g is information on the amount of PHICH resources transmitted on a physical broadcast channel (PBCH), and N has a 2-bit size (N g e ⁇ 1/6, 1/2, 1, 2 ⁇ ).
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a location of a downlink resource element to which a PHICH group is mapped.
  • the PHICH group may be configured on different time domains (ie, different 0S (0FDM Symbol)) in one subframe as shown in FIG. 11 according to the PHICH interval (durat ion).
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • the control information transmitted through the PDCCH has a different size and purpose of control information according to Downlink Control Information (DC1) format.
  • the size of the PDCCH may vary according to a coding rate.
  • DCI formats used in the existing 3GPP LTE release -8/9 may be defined as shown in Table 3 below.
  • the DCI format of Table 3 is independently applied to each UE, and PDCCHs of multiple UEs can be multiplexed simultaneously in one subframe.
  • CRC is applied.
  • a unique identifier of each terminal may be masked on the CRC of the PDCCH, so that the terminal may receive its own PDCCH channel.
  • blind detection is performed until all PDCCH channels of the corresponding DCI format are PDCCH channels having their IDs and receive the corresponding PDCCH every subframe. detection must be performed.
  • the basic resource allocation unit of the PDCCH is a CCE (Control Channel Element), and one CCE is composed of nine REGs.
  • One PDCCH may consist of one, two, four or eight CCEs.
  • the PDCCH configured according to each terminal is interleaved and mapped to the control channel region of each subframe by a CCE-to-RE mapping rule.
  • the RE location to which the CCE is mapped may vary according to the number of OFDM symbols, the number of PHICH groups, the transmission antenna, and the frequency shift for the control channel of each subframe.
  • Uplink retransmission is the aforementioned PHICH and DCI format 0 (DCI scheduling PUSCH transmission. Format).
  • the terminal may receive ACK / NACK for previous uplink transmission through the PHICH to perform synchronous noii-adaptive retransmission, or the terminal may transmit DCI format 0 from the base station
  • the uplink grant may be received through the PDCCH to perform synchronous adaptive retransmission.
  • Synchronous transmission refers to a method in which retransmission is performed at a predetermined time point (eg, n + kth subframe) after a time point of transmitting one data packet (eg, nth subframe) (k May be for example 4). In the case of retransmission by PHICH and retransmission by uplink grant PDCCH, synchronous retransmission is performed.
  • the same frequency resource (e.g., physical resource block (PRB)) region and transmission method (e.g., modulation technique, etc.) used in previous transmissions Frequency resources and transmission methods are applied to retransmission.
  • the frequency resource and the transmission method for performing the retransmission may be set differently from the previous transmission according to the scheduling control information indicated by the uplink grant.
  • the uplink grant PDCCH (eg, DCI format 0) includes a new data indicator (NDI).
  • NDI new data indicator
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a transmitter structure according to an SC-FDMA scheme.
  • One block of N symbols input to the transmitter is converted into a parallel signal through a serial-to-parallel converter (1201).
  • the parallel signal is spread over the N-point DFT models 1202, and the spread signal is mapped in the frequency domain by the subcarrier mapping module 1203.
  • the signal on each subcarrier is N It is a linear coinbinat ion of a symbol.
  • the signal mapped to the frequency domain is converted into a time domain signal via M-point IFFT modes 1204.
  • the time domain signal is converted into a serial signal through a parallel-to-serial converter 1205 and CP is added.
  • the effect of the IFFT processing of the M-point IFFT models 404 is partially offset by the DFT processing of the N-point DFT models 1202.
  • the SOFDMA method may be referred to as a DFT-s-0FDMA (DFT- spread-0FDMA) method.
  • a signal input to the DFT module 1202 has a low peak-to-average power ratio (PAPR) or a cubic metric (CM), but has a high PAPR after the DFT processing, and the IFFT of the IFFT mode 1204
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • CM cubic metric
  • the signal output by the process may again have a low PAPR. That is, the SC-FDMA scheme transmits by avoiding the nonlinear distortion period of the power amplifier (PA), thereby reducing the implementation cost of the transmitter.
  • PA power amplifier
  • FIG. 13 is a diagram for describing a method in which a signal output from the DFT models 1202 is mapped to a frequency domain.
  • a signal output from the SC-FDMA transmitter may satisfy a single carrier property.
  • FIG. 13A illustrates a localized mapping method in which a signal output from the DFT models 1202 is mapped to a specific portion of a subcarrier region.
  • FIG. 13B illustrates a distributed mapping scheme in which signals output from the DFT models 1202 are distributed and mapped in the entire subcarrier region. In the existing 3GPP LTE Release-8 / 9 system, it is defined as using a local mapping method.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a transmission process of a reference signal (RS) for demodulating a transmission signal according to the SC-FDMA scheme.
  • RS reference signal
  • the data portion is transmitted by IFFT processing after subcarrier mapping after the signal generated in the time domain is converted into a frequency domain signal through DFT processing (see FIG. 12). It is defined that the DFT process is skipped and generated directly in the frequency domain, mapped onto the subcarrier, and then transmitted through IFFT processing and CP addition.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating symbol positions to which reference signals (RSs) are mapped in a subframe structure according to the SC-FDMA scheme.
  • FIG. 15 (a) shows that an RS is located in a fourth SC-FDMA symbol of each of two slots in one subframe in a general CP case.
  • FIG. 15 (b) shows the third of each of two slots in one subframe in case of an extended CP.
  • the RS is located in the SC-FDMA symbol.
  • Cluster method DFT—s-OFDMA is a variation of the above-described SC-FDMA, in which a DFT-processed signal is divided into a plurality of sub-blocks and then mapped to positions spaced apart in the frequency domain.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining a clustered DFT-s-OFDMA scheme on a single carrier.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • sub-blocks # 0 to # Nsb— 1 are all mapped onto one carrier (eg, a carrier of 20 MHz bandwidth), and each sub-block is on the frequency domain. It may be mapped to spaced locations.
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • 17 and 18 are diagrams for explaining the cluster-based DFT-s ⁇ 0FDMA scheme on a multi-carrier.
  • FIG. 17 illustrates subcarrier spacing between adjacent carriers in a situation in which multiple carriers (or multiple cells) are contiguously configured (that is, when a frequency band of each of multiple carriers (or multiple cells) is continuously allocated).
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • the sub-blocks # 0 to # Nsb # 1 may each be mapped onto component carriers # 0 to # Nsb-l (each carrier (or sal) is for example May have a 20 MHz bandwidth).
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocks mapped on each carrier (or cell) may be converted into a time domain signal through one IFFT mode.
  • the DFT output can be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • sub-blocks # 0 to # Nsb-l may be mapped onto carriers (or sals) # 0 to # Nsb-l, respectively (each carrier (or sal) may be For example, 20 MHz bandwidth).
  • sub-block Each may be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocks mapped on each carrier (or cell) may be converted into a time domain signal through respective IFFT models.
  • DFT-s-OFDMA on the single carrier described in FIG. 16 is an inter-carrier (or intra-cell) DFT-s—OFDMA
  • the multi-carrier (or sal) described in FIGS. 17 and 18 will be described.
  • DFT-s-OFDMA on a carrier may be referred to as an inter-carrier (or inter-cell) DFT-s-OFDMA.
  • Such intra-carrier DFT-s-0FDMA and inter-carrier DFT-s-0FDMA may be commonly used with each other.
  • FIG. 19 illustrates a partial-specific DFT—s—chunk-specific DFT-s-OFDMA technique for performing DFT processing, frequency domain mapping, and IFFT processing in units of chunks.
  • Partial-specific DFT-s-OFDMA may be referred to as Nx SOFDMA.
  • the code block segment at ion signal is chunked to perform channel coding and modulation on each part.
  • the modulated signal may be DFT processed, frequency domain mapped and IFFT processed in the same manner as described with reference to FIG. 12 and the outputs from each IFFT may be summed to add a CP.
  • the Nx SC-FDMA scheme described with reference to FIG. 19 may be applied to a case of concatenating multiple carriers (or multiple cells) or non-concatenating multiple carriers (or multiple cells).
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a basic system structure for a MIM0 system having multiple transmit antennas and / or multiple receive antennas. Each block of FIG. 20 conceptually illustrates a function or operation at a transmitting end and a receiving end for a MIM0 transmission.
  • the channel encoder of FIG. 20 illustrates an operation of adding redundancy bits to input data bits, and thus may enjoy an influence on noise and the like from the channel.
  • the mapper represents an operation of converting data bit information into data symbol information.
  • Serial-to-parallel converters represent the operation of converting serial data into parallel data.
  • the multi-antenna encoder represents an operation of converting data symbols into time-spatial signals.
  • the multi-antenna of the transmitting end transmits this space-time signal through a channel, and the multiplexing of the receiving end
  • the antenna functions to receive signals through the channel.
  • the multi-antenna decoder of FIG. 20 illustrates an operation of converting a received space-time signal into respective data symbols.
  • the parallel / serial converter represents the operation of converting a parallel signal into a serial signal.
  • the demapper represents an operation of converting data symbols into data bit information. It indicates the decoding operation for the channel code in the channel decoder, and as a result, the data can be estimated.
  • the MIM0 transmission / reception system may have one or several codewords spatially according to the spatial multiplexing rate.
  • a case of having one codeword spatially is called a single codeword (SCW) structure.
  • the case of having two codewords is called a multiple codeword (MCW) structure.
  • 21 (a) is a block diagram showing the function of the transmitter of the MIM0 system having the SCW structure
  • FIG. 2Kb is a block diagram showing the function of the transmitter of the MIM0 system having the MCW structure.
  • precoding that appropriately distributes transmission information to each antenna may be applied.
  • a set of precoding matrices are defined at a transmitter and a receiver in advance, and a receiver measures channel information from a transmitter to determine the most suitable precoding matrix (ie, a precoding matrix index).
  • PMI Precoding Matrix Index
  • the transmitting end is a technique of applying an appropriate precoding to the signal transmission based on the PMI, since an appropriate precoding matrix is selected from a predetermined set of precoding matrices.
  • FIG. 22 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to a transmission rank, the number of antennas, and the like. That is, based on precoding when the feedback information is finite Codebook schemes can be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • ML maximum likelihood
  • MMSE minimum mean square error
  • the receiving end transmits the precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, but the present invention is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that selects the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals corresponding to the transmission rank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through a plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value. Since the rank value is equal to the number of layers, the number of columns is equal to the number of layers. For example, when the number of transmit antennas is 4 and the number of transport layers is 2, the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the precoding described above is a Hermit of the precoding matrix (P) used for the precoding of the transmitter. (Hermit) matrix (pH) can be made by multiplying the received signal.
  • Table 4 shows the codebook used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE release—8 / 9
  • Table 5 shows downlink using 4 transmit antennas in 3GPP LTE release -8/9. Represents a codebook used for link transmission.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrices, where a single matrix is for an open-loop system, so a closed-loop ( loop) precoding the system There are a total of 6 precoding vectors / matrix for each.
  • the codebook for four transmission antennas as shown in Table 5 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • Such codebooks have common characteristics such as constant modulus (CM) characteristics, nested properties, and constrained alphabet.
  • CM characteristic is a characteristic that each element of all precoding matrices in the codebook does not include '0' and is configured to have the same size.
  • the nested characteristic means that the low 3 ⁇ 4 precoding matrix is designed to consist of a subset of a particular column of the high rank precoding matrix.
  • the limited alphabetic characteristic means that each element of every precoding matrix in the codebook is limited. For example, each element of the precoding matrix is limited to only the element ( ⁇ 1) used for Binary Phase Shift Keying (BPSK), or only to the element () used for Quadrature Phase Shift Keying (QPSK), or 8 Can only be limited to the elements used for PSK ( ⁇ 1, ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ £, ⁇ ⁇ ). In the example of the codebook of Table 5, since the alphabet of each element of all precoding matrices in the codebook is configured to have a limited alphabetical characteristic.
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • the channel information fed back by the terminal is used for downlink transmission.
  • the downlink channel information may be fed back via the PUCCH or the downlink channel information may be fed back via the PUSCH.
  • the channel information is fed back periodically.
  • the channel information is fed back aperiodic in response to a request of the base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information for the allocated all frequency bands (ie, WideBand (WB)), and the channel for a specific number of RBs (ie, SubBand (SB)). You can also feed back information.
  • WB WideBand
  • SB SubBand
  • FIG. 23 (a) shows a case in which N antennas configure channels independent of each other without grouping, and is generally referred to as a ULA Jniform Linear Array.
  • N antennas configure channels independent of each other without grouping
  • ULA Jniform Linear Array When the number of antennas is small, such a ULA configuration may be used. However, when the number of antennas is large, the space between the transmitter and / or the receiver may be insufficient to form a plurality of antennas spaced apart from each other to form independent channels. .
  • FIG. 23B a paired ULA antenna structure in which two antennas are paired is shown.
  • the overhead for the receiver to feed back precoding information to be used for MIM0 transmission from the transmitter can be reduced, so that efficient precoding can be applied.
  • a precoder matrix can be constructed by using a Transform) matrix or a Walsh matrix.
  • various types of precoder may be configured by combining a phase shift matrix or a phase shift diversity matrix.
  • Equation 3 the n ⁇ n DFT matrix is expressed by Equation 3 below. Can be defined as
  • G rotated Win matrices can be generated. The generated matrices satisfy the characteristics of the DFT matrix.
  • Householder-based codebook structure means a codebook composed of a householder matrix.
  • the householder matrix is a matrix used for the householder transform, and the householder transform is a kind of linear transformat ion and can be used to perform QR decomposition.
  • QR decomposition means decomposing a matrix into an orthogonal matrix (Q) and an upper triangular matrix (R).
  • the upper triangular matrix means a square matrix with zero components below the main diagonal component.
  • Equation 5 An example of the 4 ⁇ 4 householder matrix is shown in Equation 5 below.
  • n T 0 [l ⁇ 1 -1 ⁇ 1]
  • the 4 ⁇ 4 unitary matrix having CM characteristics can be generated by the householder transformation.
  • an example precoding matrix is generated using a householder transform, and a tank subset for n less than n is used by using a column subset of the generated precoding matrix.
  • the precoding operation used for the multi-antenna transmission may be described as an operation of mapping a signal transmitted through the layer (s) to the antenna (s). That is, ⁇ transport layers (or streams) may be mapped to X transmit antennas by the XXY precoding matrix.
  • Equation 6 An example of a codebook consisting of c matrices is shown. [Equation 6]
  • Equation 6 denotes a specific resource index (subcarrier index, virtual resource index or subband index). Equation 6 may be configured in the form of Equation 7 below.
  • Equation 7 P « 2 may be configured in a form of shifting ⁇ ⁇ ⁇ , by a specific complex weight> v 2 . Therefore, if the difference between / ⁇ ,, and ⁇ is expressed by a specific complex weight, it can be expressed as Equation 8 below.
  • Equation 8 may be expressed as Equation 9 below using a Kroneker product (expressed as Kroneker product, ®).
  • the Kronecker product is an operation on two matrices of arbitrary sizes, and a block matrix can be obtained as a result of the Kronecker product operation.
  • the kronecker product (A®B) of the mXn matrix A and the pXq matrix B may be expressed by Equation 10 below.
  • Equation 10 a ran represents an element of the matrix A, and b PQ represents an element of the matrix B.
  • Equation 9 independently of, which is a partial matrix of precoding
  • Equation 8 or Equation 9 may be fed back from the receiving end, and the transmitting end may configure and use a precoder as shown in Equation 8 or Equation 9 using respective feedback information.
  • a form such as Equation 8 or Equation 9 may always be configured in the form of a 2 ⁇ 1 vector, and may be configured in a codebook form as in Equation 11 below.
  • Equation 11 yV represents the total number of precoding vectors included in the codebook, and may be used as an index of the vector. To minimize the feedback overhead and achieve proper performance, / can be set to 2, 4, or 8. Also
  • P M x! May be configured as a codebook for 4 transmit antennas or a codebook for 2 transmit antennas.
  • the codebook of Table 4 or Table 5 (3GPP LTE Release—for 2 or 4 transmit antennas defined in 8/9) may be used.
  • Codebook can be used and can also be configured in the form of a rotated DFT.
  • Equation 12 shows an example of a 2 ⁇ 2 matrix.
  • the codebook when the maximum rank of the ⁇ codebook is R, the codebook can be designed up to a tank of 2R.
  • the precoder configuration method of Equations 9 and 12 may vary in application according to each rank.
  • the method of Equation 9 may be used when the rank 4 or less (R ⁇ 4), and the method of Equation 12 may be used when the tank 5 or more (R ⁇ 5).
  • the equation (9) is only when the tank 1 (R ⁇ ) If the remainder (rank 2 or more (/? ⁇ 2)) may be used to the equation (12).
  • W and P described in connection with Equation 9 and Equation 12 may be fed back to have characteristics as shown in Table 6 below.
  • Codebooks can be constructed using the methods of Equations 9 and 12 as appropriate. However, depending on the situation, it may not be possible to configure the precoder without using the two combinations. In order to solve this problem, a precoder may be configured and used as shown in Equation 14 below.
  • ⁇ ⁇ and compactrepresent a precoder when R N t .
  • P M may be composed of a rotated DFT matrix or another type of codebook.
  • the beam diversity gain may be maximized by changing the precoder according to a specific resource based on the precoder configured as described above.
  • a method of applying the precoder according to a specific resource may be expressed as in Equation 15 below.
  • Equation 15 k represents a specific resource region.
  • the precoding matrix for the particular resource region k is determined by a modulo operation as shown in Equation 15, where / ⁇ and m c may represent the size of the codebook for the W matrix and the P matrix, respectively. , May represent each subset.
  • the diversity gain can be maximized, but the complexity can be increased.
  • certain matrices may be configured to apply cycling in the long term and the other matrices in the short term.
  • the W matrix may be configured to perform modulo operation according to a physical resource block index (PRB index), and the P matrix may perform modulo operation according to a subframe index.
  • the W matrix may perform modulo operation according to the subframe index
  • the P matrix may be configured to perform modulo operation according to the physical resource block index.
  • the W matrix may be configured to perform modulo operation according to the PRB index, and the P matrix may be configured to perform modulo operation according to the subband index.
  • the W matrix may be configured to perform modulo operation according to the subband index, and the P matrix may be configured to perform modulo operation according to the PRB index.
  • only one of the two matrices may use precoder cycling using modulo arithmetic, and the other one may use a fixed one.
  • the feedback scheme used in the existing 3GPP LTE release -8/9 system can be extended and applied.
  • channel state information such as a RKRank Indicator, a Precoding Matrix Index (PMI), and Channel Quality Information (CQ I)
  • CSI channel state information
  • PMI Precoding Matrix Index
  • CQ I Channel Quality Information
  • the receiver may transmit a precoding matrix index (PMI) to the transmitter in order to indicate the precoder to be used for the MIM0 transmission of the transmitter.
  • the combination of two different PMIs causes the precoding matrix to Can be indicated. That is, the receiving end feeds two different PMIs (that is, the first PMI and the second PMI) to the transmitting end, and the transmitting end determines the precoding matrix indicated by the combination of the first and second PMIs to transmit MIM0. Applicable to
  • 8 transmit antennas MIM0 transmission support for single user MIMO (SU-MIMO) and multiple user-MIMO (MU-MIM0), various antenna configurations Conformance to, codebook design criteria, codebook size, etc. can be considered.
  • SU-MIMO single user MIMO
  • MU-MIM0 multiple user-MIMO
  • the codebook for MU ⁇ MIM0 needs to be designed to work correctly in the channel with high correlation. Since DFT vectors provide good performance in channels with high correlation, it may be considered to include DFT vectors in a set of rankbooks up to two. In addition, in a high scattering propagation environment (eg, an indoor environment with a large number of reflected waves, etc.) that can generate many spatial channels, the SU-MIM0 operation may be more suitable as the MIM0 transmission method. Thus, codebooks for ranks greater than rank -2 may be designed to have good performance in distinguishing multi-layers.
  • a cross-polar array with 4 ⁇ antenna spacing is configured as a low-correlation antenna configuration
  • a ULA with a 0.5 ⁇ antenna spacing is configured as a high-correlation antenna configuration
  • a cross-polar antenna configuration A cross-polar array with a 0.5 ⁇ antenna spacing can be configured as a DFT based codebook structure can provide good performance for high-correlation antenna configurations.
  • block diagonal matrices may be more suitable for cross-polar antenna configurations. Therefore, when a diagonal matrix is introduced into the codebook for the eight transmit antennas, it is possible to construct a codebook that provides good performance for all antenna configurations.
  • the codebook design criteria are to satisfy the unitary codebook, the CM characteristic, the limited alphabet, the appropriate codebook size, the nested characteristic, and the like as described above. This is applied to the 3GPP LTE Release-8 / 9 codebook design, and it may be considered to apply the codebook design criteria to the 3GPP LTE Release-10 codebook design that supports the extended antenna configuration.
  • codebook size In terms of codebook size, the codebook size must be increased to fully support the advantage of using 8 transmit antennas. Larger codebooks (e.g., codebooks of more than four bits for rank 1 and tank 2) may be required in order to obtain a sufficient precoding gain from the eight transmit antennas in a low correlation environment. In a high correlation environment, a 4 bit codebook may be sufficient to obtain the precoding gain. However, in order to achieve the multiplexing gain of MU-MIM0, the codebook size for rank 1 and tank 2 can be increased.
  • Equation 16 a form using the dot product of two basis matrices may be expressed as in Equation 16 below.
  • the system 1 basis matrix may be represented by a diagonal matrix as shown in Equation 17 below for a co-polarized antenna group.
  • this second base matrix can be represented using an identity matrix.
  • the second base matrix may be expressed as Equation 18 below. In Equation 18, the relationship between the coefficient 1 of the first row of the second base matrix and the coefficient a or -a of the second row is adjusted to adjust the relative phase between orthogonal polarizations. ) Can be reflected.
  • the codebook for the eight-transmission antenna is expressed using the inner product of the first base matrix and the second base matrix, the codebook may be expressed as Equation 19 below.
  • Equation 19 The codebook expressed using the inner product as shown in Equation 19 may be simply expressed using a Kronecker class as shown in Equation 20 below.
  • W W 2 ® W, ( ⁇ V,: 4xN, W 2 : 2 ⁇ )
  • the precoding matrix included in the codebook W will have 4 * 2 rows and N * M columns.
  • it can be used as a codebook for transmission of 8 transmit antennas and N * M tanks.
  • W 2 is 2XM
  • the value of N for ⁇ becomes R / M.
  • W1 may have the form of a block diagonal matrix such as.
  • X corresponding to a block of the block diagonal matrix W1 may be configured as a matrix of 4XNb size.
  • 16 4Tx DFT beams may be defined for X, and a pan index may be given as 0, 1, 2, and 15.
  • a pan index may be given as 0, 1, 2, and 15.
  • adjacent overlapping bands can be used to reduce the edge effect in frequency-selective precoding. Accordingly, even if the codebook is configured using the same [pi] for the same or different W2, optimal performance can be guaranteed for the various subbands.
  • the beam index is given by 0, 1, 2, ..., 15, for example, ⁇ 0, 1, 2, 3 ⁇ , ⁇ 2, 3, 4, 5 ⁇ , ⁇ 4,5,6,7 ⁇ , ⁇ 6,7,8,9 ⁇ , ⁇ 8,9,10,11 ⁇ , ⁇ 10,11,12,13 ⁇ , ⁇ 12,13,14,15 ⁇ ,
  • the W1 codebook for ranks 1 and 2 may be defined as in Equation 21 below. [Equation 21]
  • Equation 21 X (n) corresponding to a block of the block diagonal matrix (0) is defined, and a W1 codebook (CB ⁇ l) may be configured of eight different W1s.
  • W2 and the common-phase component considering the selection of W2 and the common-phase component, four different matrices can be selected for rank 1 and four different QPSK common-phases can be applied, so that a total of 16 W2 matrices can be defined. Can be.
  • the W2 codebook CB 2 for rank 1 may be configured as in Equation 22 below.
  • Equation 23 Equation 23
  • W1 matrices can be defined for each of Tank 3 and Tank 4, and one W1 can include beams that overlap with adjacent W1. If the pan indices are given by 0, 1, 2, 15, for example, ⁇ 0, 1, 2, 7, 7 ⁇ 4'5, 6, ⁇ . 11, ⁇ 8,9,10,-, 15 ⁇ , ⁇ 12,... , : 15,0 ,... , 4 ⁇ , four W1 matrices in which some of the neighboring W1 matrices overlap with each other may be configured.
  • the W1 codebook for ranks 3 and 4 may be defined as in Equation 24 below.
  • Equation 24 ? ( ⁇ ) corresponding to a block of the block diagonal matrix [1] is defined, and a W1 codebook CB ⁇ may be composed of four different W1s.
  • W2 and the common-phase component eight different matrices can be selected for Tank 3 and two different QPSK common-phases can be applied, so a total of 16 W2 matrices can be defined.
  • the W2 codebook for rank 3 may be defined as in Equation 25 below.
  • Equation 24 e n is an 8 ⁇ 1 vector, and the n th element represents a selection vector having a value of 1 and the remaining elements having a value of 0.
  • Equation 26 For Tank 4, four different matrices can be selected, and two different QPSK common-phases can be applied, so a total of eight W2 matrices can be defined.
  • the W2 codebook and the W1 codebook for rank 4 may be defined as in Equation 26 below.
  • W1 X corresponding to a block of the block diagonal matrix
  • W1 may be configured as a 4 ⁇ 4 DFT matrix, and one W1 matrix may be defined.
  • W2 may be defined as the product of the matrix and a fixed 8Xr column selection matrix. Since four different matrices can be selected for Tank 5, four W2 matrices can be defined. Since four different matrices can be selected for rank 6, four W2 matrices can be defined. Since one matrix may be selected for rank 7 and one matrix for tank 8, one W2 matrix may be defined for each of ranks 7 and 8.
  • the matrix is introduced to ensure that all polar groups for each transport layer are used equally, and good performance can be expected for high tank transmissions with more scattering spatial channels.
  • I means unit matrix.
  • the W1 codebook and the W2 codebook for ranks 5 to 8 may be defined as in Equation 27 below.
  • the W1 codebook for the tanks 5 to 8 includes only one W1 matrix.
  • 1 4 represents a 4 ⁇ 4 unit matrix.
  • the Y matrix may be defined as in Equations 28 to 31, for example.
  • the Y matrix for rank 5 may be defined as in Equation 28 below.
  • the Y matrix for rank 6 may be defined as in Equation 28 below.
  • the Y matrix for the tank 7 may be defined as in Equation 28 below.
  • the Y matrix for the tank 8 may be defined as in Equation 28 below.
  • Equation 31 1 8 represents an 8 ⁇ 8 unit matrix.
  • Precoder that can be applied to the system constituting up to eight transmit antennas described above Based on the description of the configuration, hereinafter will be described examples of the present invention for the specific matters (precoder size, element components, etc.) to be applied to the multi-antenna system. Also, examples of the present invention of a precoding configuration that can support various antenna configurations will be described.
  • a precoding codebook design principle according to the present invention for a system having eight transmit antennas (8Tx) will be described, and specific examples thereof will be described.
  • One block (X) of the elements of the matrix (W1) having a block diagonal form when the precoding weight is determined by the combination of two basis matrices (first matrix (W1) and second matrix (W2)) May have a form in which a predetermined phase ⁇ is multiplied with respect to another block (X).
  • a predetermined phase ⁇ is multiplied with respect to another block (X).
  • it is performed in such a way that all elements of the block X are multiplied by the same phase value «.
  • the block diagonal matrix W1 may be defined as in Equation 32 below.
  • W / 1 may be defined in a form in which a phase «is multiplied by any one block ⁇ ( ⁇ ) in a matrix formed in a block diagonal form.
  • the phase ⁇ may be defined as a fixed phase value.
  • phase « may be defined as a value expressed in a finite alphabet (eg M—PSK).
  • phase value «weighted to block X can be expressed as a function of the variable ⁇ for generating block X (ie, ⁇ .
  • ⁇ ( ⁇ ) is defined as Can be.
  • Equation 34 an oversampled DFT vector such as Equation 34 may be used.
  • N denotes the number of vectors and K denotes the length of the vector (that is, the number of components of the vector).
  • K denotes the length of the vector (that is, the number of components of the vector).
  • phase generated by n may be expressed as a function of the length ⁇ of the vector and the number N of vectors, as shown in Equation 35 below.
  • Equation 34 Substituting into Equation 34 and Equation 35, Equation 36 and W / n) can be defined.
  • the vector ⁇ ( ⁇ ) is a vector of size 4X1, in which case
  • the precoding weight W may be generated by a product of the first matrix and the second matrix (or vector) W 2 , which may be expressed as Equation 38 below.
  • Equation 38 ⁇ may be defined for n, and W 2 may be defined for any variable m different from n.
  • W1 a block diagonal matrix of Equation 33 is used as W1
  • W 2 a precoding weight W, for example, can be expressed as the following equation 39.
  • Equation 39 shows an example in which W 2 is used.
  • b may be represented by any complex value.
  • the value b consists of a finite alphabet, ⁇ 1 ⁇ , ⁇ 1-1 ⁇ , ⁇ j-j ⁇ , ⁇ -hj-j ⁇
  • Equation 40 W (n)
  • Equation 41 When the second matrix W 2 has a tank 2, it may be expressed as Equation 41 below.
  • phase diagonal matrix When expressed as an arbitrary square matrix W 1, which is a block diagonal matrix, some of the block matrices constituting ⁇ may be multiplied by a phase diagonal matrix.
  • the phase diagonal matrix may be expressed as ⁇ ( ⁇ ).
  • Equation 42 may be expressed as Equation 42 below.
  • Equation 42 the phase diagonal matrix ⁇ ( ⁇ ) may be expressed by, for example, Equation 43 below.
  • X (n) may consist of a DFT matrix with four rows.
  • ⁇ ( ⁇ ) ⁇ ( ⁇ ) may be composed of, for example, ⁇ , ( ⁇ ) ⁇ ( ⁇ ) ⁇ 2 ( ⁇ ). Equation 44 below exemplifies ⁇ ( ⁇ ) and a ⁇ XWa n) in this case.
  • the beam may be shifted by a phase diagonal matrix in front of the DFT matrix.
  • the phase diagonal matrix behind the DFT matrix can improve the resolution of the beam when stacking ⁇ ( ⁇ ) to form a matrix.
  • the phase diagonal matrix in front of the DFT matrix and the phase diagonal matrix in the back are
  • Equation 44 K represents the number of rows. That is, the precoding weight W generated using X (n) configured as in Equation 44 may be used for 4 Tx transmission.
  • the precoding weight W generated using ⁇ ( ⁇ ) configured as shown in Equation 45 may be used for 2 ⁇ transmission.
  • the resolution of the concatenated vector or matrix can be increased by using a phase diagonal matrix. That is, W may be configured as shown in Equation 46 below.
  • the shape W1 is used in the precoding matrix so that, in a dual-polarized antenna configuration, no matter what value the antenna spacing has (eg ⁇ / 2 or 4 ⁇ ), We can fit the spatial covariance that represents the correlation of the spatial channels generated by the antennas. Also, at least 16 8Tx DFT vectors generated from W1 and the common-phase component through W2. By this, it is possible to match the spatial covariance in the ULA antenna configuration. Accordingly. Since the antenna configuration has a high spatial correlation, good performance can be expected for all antenna configurations having a low spatial correlation.
  • X corresponding to a block of the block diagonal matrix W1 may be configured as a matrix having a size of 4XNb.
  • 16 4Tx DFT beams may be defined for X, and beam indexes may be given as 0, 1, 2, ..., 15.
  • adjacent overlapping beams can be used to reduce the edge effect in frequency-selective precoding. Accordingly, even if the codebook is configured using the same W1 for the same or different W2, optimal performance can be guaranteed for the various subbands.
  • X corresponding to a block of the block diagonal matrix W1 may be configured as a matrix having a size of 4X4 (ie, Nb-4).
  • Eight matrices may be defined for each of Rank 1 and Tank 2, and one ⁇ may include the bumps that overlap with an adjacent ⁇ .
  • the pan indices are given by 0, 1, 2, .., 15, for example, ⁇ 0,1,2,3 ⁇ , ⁇ 2,3,4,5 ⁇ , ⁇ 4,5,6 , 7 ⁇ , ⁇ 6,7,8,9 ⁇ , ⁇ 8,9,10,11 ⁇ , ⁇ 10,11,12,13 ⁇ , ⁇ 12, 13, 14, 15 ⁇ , ⁇ 14,15,0 As illustrated in FIG.
  • Equation 47 the W1 codebook for ranks 1 and 2 may be defined as in Equation 47 below. [Equation 47] 0, l, 2,3, «-0, l, --- 15, 1, 7
  • Equation 47 B' corresponds to 16 beam vectors.
  • Xi (k) can be defined as a four beam vector-containing matrix. Also, corresponding to the block of the block diagonal matrix Wl (k)
  • X i (k) is defined, where one block matrix is defined as 3 ⁇ 4 (k) and the other block matrix is
  • the block matrices have different phases. Compared to block matrices having the same phase, beamforming in ULA antenna configuration without W2 It can be done well.
  • the W1 codebook (d) may be composed of eight different W1s.
  • W2 and the common-phase component considering the selection of W2 and the common-phase component, four different matrices can be selected for rank 1 and four different QPSK common-phases can be applied, so that a total of 16 W2 matrices can be defined. Can be.
  • the W2 codebook C 2 for tank 1 may be configured as in Equation 48 below.
  • a vector having a size of 4 ⁇ 1 represents a selection vector in which the nth element has a value of 1 and the remaining elements have a value of 0.
  • Equation 49 ( Y 1 ' Y 2) is ⁇ ⁇ ' ⁇ A ⁇ ' ⁇ A e 4' e 4M e l ' e 4> l e 2' e 4jj
  • W1 matrices can be defined for each of Tank 3 and Tank 4, and one W1 can include beams that overlap with adjacent W1.
  • the pan index is given by 0, 1, 2, ..., 15, for example, ⁇ 0,1,2,, 7 ⁇ , ⁇ 4,5,6, ..., 11 ⁇ , ⁇ 8,9,10,-, 15 ⁇ , ⁇ 12,... , 15,0 ,... , 4 ⁇
  • four W1 matrices in which some of the neighboring W1 matrices overlap with each other may be configured.
  • the W1 codebook for ranks 3 and 4 may be defined as in Equation 50 below.
  • ⁇ corresponds to 16 beam vectors. 0 ⁇ ) .
  • the block matrices have different phases.
  • the W1 codebook (d) may be composed of four different W1s.
  • the W2 codebook for tank 3 may be defined as in Equation 51 below. 66 ⁇ 8
  • Equation 51 and Equation 52 e n is a vector having a size of 8 ⁇ 1, and the nth element has a value of 1 and the remaining elements represent a selection vector having a value of 0.
  • the W2 codebook and the W1 codebook for rank 4 may be defined as in Equation 52 below.
  • X corresponding to a block of the block diagonal matrix W1 may be configured as a 4 ⁇ 4 DFT matrix, and one W1 matrix may be defined.
  • W may be defined as the product of the matrix and a fixed 8xr column selection matrix. Since one matrix can be selected for each of the tanks 5 to 8, one W2 matrix can be defined for each of the tanks 5 to 8.
  • the excitation matrix is introduced to ensure that all polar groups for each transport layer are used equally, and good performance can be expected for high tank transmissions with more scattering spatial channels.
  • I means unit matrix.
  • the W1 codebook and the W2 codebook for the tanks 5 to 8 may be defined as in Equation 53 below.
  • the W1 codebook for tanks 5 to 8 includes only one W1 matrix.
  • the Y matrix defined in the W2 codebook in Equation 53 is defined as in Equations 54 to 57, for example. Can be.
  • 4 is a vector having a size of 1 ⁇ 1
  • the nth element represents a selection vector having a value of 1 and the remaining elements are 0 values.
  • the Y matrix for rank 5 may be defined as in Equation 54 below.
  • the Y matrix for Y 2 rank 6 may be defined as in Equation 55 below.
  • the Y matrix for the tank 7 may be defined as in Equation 56 below.
  • the Y matrix for the e, e 2 ⁇ s CC tank 8 may be defined as in Equation 57 below.
  • This embodiment relates to a scheme for constructing codebooks for tanks 1 to 4.
  • W1 is composed of a block diagonal matrix, and an example is formed in which a linear phase value is multiplied by a portion of the block matrix (X) of W1. It demonstrates.
  • X which is a block matrix of W1
  • X which is a block matrix of W1
  • XNb may be configured as a matrix having a size of 2XNb.
  • X corresponding to a block of the block diagonal matrix W1 may be configured as a matrix having a size of 2 ⁇ Nb.
  • 16 2Tx DFT beams may be defined for X, and a pan index may be given as 0, 1, 2, and 15.
  • a pan index may be given as 0, 1, 2, and 15.
  • adjacent overlapping beams can be used to reduce the edge effect in frequency-selective precoding. Accordingly, even if the codebook is configured using the same W1 for the same or different W2, optimal performance can be guaranteed for the various subbands.
  • the beam index is given by 0, 1, 2, ..., 15, for example, ⁇ 0, 1, 2,3 ⁇ , ⁇ 2,3,4,5 ⁇ , ⁇ 4,5,6 , 7 ⁇ , ⁇ 6,7,8,9 ⁇ , ⁇ 8,9,10,11 ⁇ , ⁇ 10,11,12,13 ⁇ , ⁇ 12,13,14,15 ⁇ , ⁇ 14,15,0
  • the beam vector B j A mathematical equation e '16 to 58 in the formula, o has a ⁇ 's Inn as differences in the foregoing embodiment 3 of the tank 1 and 2 Air 1 (47) to define a pan vector. Equation 58 corresponds to 16 pan vectors. May be defined as a matrix including four pan vector eu
  • the block matrices have different phases. In this way, the P1 codebook d may be composed of eight different W1s.
  • W2 codebook C 2 for the tank 1 may be configured as in Equation 59 below.
  • Equation 59 and Equation 60 below 3 ⁇ 4 denotes a vector having a size of 4 ⁇ 1, and a n-th element has a value of 1 and the remaining elements represent a selection vector having a value of 0.
  • Equation 60 Equation 60
  • W1 matrices can be defined for each of Tank 3 and Rank 4, and one W1 will contain beams that overlap with the adjacent W1. Can be. If the beam index is given by 0, 1, 2, ..., 15, for example, ⁇ 0,1, 2, 7,7, ⁇ 4, 5, 6, ..., 11 ⁇ , ⁇
  • W1 matrices in which adjacent W1 matrices and some beams overlap with each other, such as 8,9,10, 15, ⁇ 12, ..., 15, 0, ..., 3 ⁇ , may be configured.
  • the W1 codebook for ranks 3 and 4 may be defined as in Equation 61 below.
  • B j corresponds to 16 pan vectors.
  • ( 1 can be defined as a matrix containing 8 beam vectors. Also, a block diagonal matrix
  • the block corresponding to W1 o is defined. Since one block matrix is defined as 3 ⁇ 4 0 and the other block matrix is defined as X / 1 , the block matrices have different phases. As such, the W1 codebook (d) may be composed of four different W1s.
  • W2 and the common-phase component 16 different matrices can be selected for rank 3, and one QPSK common-phase can be applied, so that a total of 16 W2 matrices can be defined.
  • the W2 codebook for rank 3 may be defined as in Equation 62 below.
  • Equation 62 and Equation 63 below e n is a vector having a size of 8 ⁇ 1, and the nth element has a value of 1 and the remaining elements represent a selection vector having a value of 0.
  • W2 codebook and W1 codebook for rank 4 may be defined as in Equation 63 below.
  • the MIM0 receiver (for example, the terminal) is based on the channel state measured at the receiver. Select the first PMKW1) and the second PMKW2) of the user and report them to the MIM0 transmitter. In some cases, the MIM0 transmitter may determine the appropriate precoding weight by considering and reported by the MIM0 receiver (not necessarily using W1 and W2 reported from the receiver) and apply it to MIM0 transmission.
  • a transmission mode as described below may be set. .
  • This will be referred to as channel state information (CSI) mode 1 and CSI mode 2.
  • CSI mode 1 a MIMO receiver (eg, a UE) may transmit W1 and W2 on a separate subframe.
  • W1 may be transmitted on a first subframe with a rank indicator (RI), and W2 may be transmitted on a second subframe.
  • RI rank indicator
  • W1 and RI may be jointly-encoded, and jointly-encoded W1 and RI may have a size of 5 bits.
  • the MIM0 transmitter for example, the base station receiving W1 and W2 on different subframes may select the precoder (W) to be applied to the MIM0 transmission in consideration of this.
  • the precoder (W) to be applied to the MIM0 transmission may be determined based on a single report that is limited and transmitted on one subframe.
  • the MIM0 receiver eg, the terminal
  • W1 and W2 may transmit W1 and W2 together on one subframe.
  • W1 and W2 are transmitted together with the CQI, it is limited to have a maximum payload size of 11 bits.
  • sub-sampling may be applied to ⁇ 1 and / or W2 so that the total payload size does not exceed 11 bits. For example, different subsets that may have a common-phase in some codebooks may be used for different groups of beam angles.
  • codebooks may be provided that ensure good performance in various antenna configurations.
  • the UE may transmit the first and second PMIs to the base station, and the base station may receive the same.
  • the terminal may measure the downlink channel from the base station to generate channel state information.
  • the channel state information (CSI) may include RI, PMI, and CQI.
  • the PMI may include a first PMI (eg, W1) and a second PMI (eg, W2).
  • the PMI may be transmitted to the base station.
  • the UE may transmit the first and second PMIs in the same uplink subframe or may transmit on different uplink subframes.
  • the base station may determine the precoding matrix to be applied to the downlink transmission in consideration of the received first and second PMI.
  • the first and second PMI transmitted by the terminal Information indicating the preferred precoding matrix of the UE, and candidates of the precoding matrices constitute a codebook.
  • the codebook according to various embodiments of the present invention described above may be used as the codebook.
  • W1s which are precoding matrices referred to by the first PMI
  • W1s may be configured as block diagonal matrices, and among W1 block matrices (X). Either one can be multiplied by the phase value.
  • W2s which is a precoding matrix referred to by the second PMI, is shared in advance by both the UE and the base station, and W2s may be configured as described in the various examples of the present invention described above.
  • the base station may map the downlink signal to one or more layers.
  • the base station may perform precoding on the one or more layers to which the downlink signal is mapped using the precoding matrix (W).
  • the precoding matrix may be determined based on W1 and W2.
  • step S2450 the base station may transmit a precoded downlink signal to the terminal, and the terminal may receive it.
  • the UE processes the received downlink signal based on the same precoding matrix as the precoding matrix W applied by the base station to the downlink signal (for example, precoding the received downlink signal). By performing the reverse processing, it is possible to recover the downlink signal.
  • the present invention also relates to uplink MIM0 transmission and reception for MIM0 transmission (in backhaul uplink and backhaul downlink) of a base station and relay period, and MIM0 transmission (in access uplink and access downlink) between a repeater and a terminal.
  • uplink MIM0 transmission and reception for MIM0 transmission in backhaul uplink and backhaul downlink
  • MIM0 transmission in access uplink and access downlink
  • the base station apparatus 2510 may include reception modules 2511, transmission modules 2512, a processor 2513, a memory 2514, and a plurality of antennas 2515.
  • the plurality of antennas 2515 mean a base station apparatus that supports MIM0 transmission and reception.
  • Receiving modules 2511 may receive various signals, data, and information on the uplink from the terminal.
  • the transmission modules 2512 may transmit various signals, data, and information on downlink to the terminal.
  • the processor 2513 may control the overall operation of the base station apparatus 2510.
  • the base station apparatus 2510 may be configured to transmit a downlink signal.
  • the memory 2514 of the base station apparatus may store a codebook including the precoding matrices.
  • the processor 2513 of the base station apparatus may be configured to receive the first and second precoding matrix indicators (PMIs) from the terminal through the reception modules 2511.
  • the processor 2513 may further include a first PMI. Determine a first matrix W1 from a first codebook comprising branching precoding matrices, and determine a second matrix W2 from a second codebook comprising precoding matrices indicated by the second PMI. have.
  • the processor 2513 may be configured to determine the precoding matrix W based on the first matrix W1 and the second matrix W2.
  • the processor 2513 may be configured to perform precoding using the determined precoding matrix W in one or more layers to which the downlink signal is mapped.
  • the processor 2513 may be configured to transmit a precoded signal to the terminal through the transmission modes 2512.
  • each of the precoding matrices included in the first codebook may be configured as a block diagonal matrix, and one block may have a form in which a predetermined phase value is multiplied compared to another block.
  • the processor 2513 of the base station apparatus 2510 performs a function of processing information received by the base station apparatus 2510 and information to be transmitted to the outside, and the memory 2514 performs a predetermined time for calculating the processed information and the like. Can be stored and replaced by components such as buffers (not shown).
  • the terminal device 2520 may include reception modules 2521, transmission modules 2522, a processor 2523, a memory 2524, and a plurality of antennas 2525.
  • the plurality of antennas 2525 may mean a terminal device that supports MIM0 transmission and reception.
  • Receive modules 2521 may receive various signals, data, and information on the downlink from the base station.
  • the transmission modules 2522 may transmit various signals, data, and information on the uplink to the base station.
  • the processor 2523 may control operations of the entire terminal device 2520.
  • the terminal device 2520 according to an embodiment of the present invention may be configured to receive and process a downlink signal.
  • the memory 2514 of the terminal device may store a codebook including precoding matrices. Also .
  • the processor 2523 of the terminal device may be configured to transmit the first and second precoding matrix indicators (PMIs) to the base station via the transmission modules 2522.
  • the processor 2523 may be configured to receive a downlink signal through the reception modules 2521.
  • the downlink signal received by the terminal corresponds to a downlink signal that is precoded by the base station using the precoding matrix (W). That is, precoding may be performed on one or more layers to which downlink signals are mapped by the base station.
  • the precoding matrix W is determined from the first matrix W1 determined from the first codebook including the precoding matrices indicated by the first PMI and the second codebook including the precoding matrices indicated by the second PMI. It can be determined based on the second matrix W2.
  • processor 2523 may be configured to process the received downlink signal using a precoding matrix (W).
  • W precoding matrix
  • each of the precoding matrices included in the first codebook may be configured as a block diagonal matrix, and one block may have a form in which a predetermined phase value is multiplied compared to another block.
  • the processor 2523 of the terminal device 2520 performs a function of processing information received by the terminal device 2520, information to be transmitted to the outside, and the memory 2524 has a predetermined time for calculating the processed information and the like. Can be stored and replaced by components such as buffers (not shown).
  • the description of the base station apparatus 2510 may be equally applicable to a relay apparatus as a downlink transmitting entity or an uplink receiving entity, and the description of the terminal device 2520 is a downlink reception. The same may be applied to the relay apparatus as a subject or an uplink transmission subject.
  • Embodiments of the present invention described above may be implemented through various means.
  • embodiments of the invention may be hardware, firmware, software or combinations thereof. It may be implemented by such.
  • a method according to embodiments of the present invention may include one or more ASICs (Application Specific Integrated Circuits), DSPs (Digital Signal Processors), DSPDs (Digital Signal Processing Devices), PLDs (Programmable). Logic Devices), FPGAs (Field Programmable Gate Arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs Application Specific Integrated Circuits
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • PLDs Programmable.
  • Logic Devices FPGAs (Field Programmable Gate Arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions for performing the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 전송 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국에서 하향링크 신호를 전송하는 방법은, 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자(PMI)를 수신하는 단계; 상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬(W1)을 결정하고, 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬(W2)을 결정하고, 상기 제 1 행렬(W1)및 제 2 행렬(W2)에 기초하여 프리코딩 행렬(W)를 결정하는 단계; 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬(W)을 이용하여 프리코딩을 수행하는 단계; 및 상기 프리코딩된 신호를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬(block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치
【기술분야】
이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로， 보다 상세하게는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 전송 방법 및 장치에 대한 것이다.
【배경기술】
MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여， 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 무선통신시스템의 송신단 (transmitting end) 혹은 수신단 (receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이다. MIM0 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.
다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE (Long Term Evolution) 入 1스템에서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나 (4Tx)를 지원하고， 이에 따른 프리코딩 코드북 (codebook)을 정의하고 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
기존의 3GPP LTE 시스템 (예를 들어 3GPP LTE 릴리즈—8 또는 9 표준에 따른 시스템)에서는 하향링크에서 최대 4 개의 전송 안테나를 지원하기 위한 코드북이 설계되어 있다. 기존의 3GPP LTE의 진화인 3GPP LTE-A 시스템에서는 보다 개선된 성능 (예를 들어， 개선된 스펙트럼 효율 (spectral efficiency))을 위하여 확장된 안테나 구성을 도입하는 것을 고려하여 있고， 하향링크에서 최대 8 전송 안테나 (8Tx)를 지원하는 것이 논의되고 있다. 또한， 높은 수율 (throughput)을 제공하기 위해서 하향링크 8 안테나 전송을 위해 폐루프 (Closed Loop)-MIM0 방식을 사용할 수 있다. 또한， 채널정보 피드백의 오버헤드를 즐이기 위해서 미리 정의된 코드북에 기반한 폐루프 -MIM0방식을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 따라서， 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송에 대하여 양호한 성능을 제공하는 프리코딩 코드북을 설계하는 것이 요구된다 .
본 발명은 확장된 안테나 구성을 지원하는 MIM0 전송을 효율적으로 지원할 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다. 또한， 다수의 전송 안테나를 통한 MIM0 전송에 대하여 시스템 성능을 유지하면서 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국에서 하향링크 신호를 전송하는 방법은， 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를 수신하는 단계; 상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1코드북으로부터 제 1행렬 (W1)을 결정하고， 상기 제 2PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬 (W2)을 결정하고， 상기 제 1 행렬 (W1)및 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 프리코딩 행렬 (W)를 결정하는 단계; 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 프리코딩을 수행하는 단계; 및 상기 프리코딩된 신호를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하고， 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 단말이 하향링크 신호를 전송하는 방법은， 기지국으로 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를 전송하는 단계; 상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬 (W1) 및 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2코드북으로부터 결정된 제 2 행렬 V2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여， 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된 신호를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계; 및 상기 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 상기 수신된 하향링크 신호를 처리하는 단계를 포함하고 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 하향링크 신호를 전송하는 기지국은， 단말로 상기 하향링크 신호를 전송하는 전송 모들; 상기 단말로부터 상향링크 신호를 수신하는 수신 모들; 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및 상기 기지국을 제어하는 프로세서를 포함하고， 상기 프로세서는， 상기 수신 모들을 통하여 상기 단말로부터 제 1및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를 수신하고; 상기 제 1PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1코드북으로부터 제 1행렬 (W1)을 결정하고， 상기 제 2PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬 (W2)을 결정하고， 상기 제 1 행렬 (W1)및 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 프리코딩 행렬 (W)를 결정하고; 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 프리코딩을 수행하고; 상기 프리코딩된 신호를 상기 전송 모들을 통하여 상기 단말로 전송하도록 구성되며,상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 하향링크 신호를 수신하는 단말은， 기지국으로부터 상기 하향링크 신호를 수신하는 수신 모들; 상기 기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 전송 모들; 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리 ; 및 상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하고，상기 프로세서는,상기 전송 모들을 통하여 상기 기지국으로 제 1및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를 전송하고; 상기 제 1PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬 (W1) 및 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2코드북으로부터 결정된 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여， 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된 신호를 상기 수신 모들을 통하여 상기 기지국으로부터 수신하고; 상기 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 상기 수신된 하향링크 신호를 처리하도록 구성되며， 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블톡 대각 행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.
본 발명에 따른 상기 실시예들에 대하여 다음의 사항이 공통적으로 적용될 수 있다.
0
상기 제 1 행렬 (W1)은 1 " 0 과 같이 구성될 수 있고， 및
« "^ 은 상기 블록 대각 행렬의 블록에 해당하고， 은 상기 소정의 위상 값에 해당한다.
2nnk
X (") 1
n^0,...,N-\ k = 0,...,K-\
Χ(η) 은 에서 정의하는
DFTCDiscrete Fourier Transform) 백터로 구성될 수 있고， N 은 상기 DFT 백터의 개수이고， K는 상기 DFT 백터의 길이이다.
2πηΚ
n = 0,...,N- 와 같이 정의될 수 있다.
0 ··· 0
0 emn) 0
άη) 은 a(n) =diag(emn)---ej(>" 과 같이 위상 대각 0 0 e
행렬로 정의될 수 있다.
본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며， 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.
【유리한 효과】
본 발명에 따르면， 확장된 안테나 구성을 지원하는 MIM0 전송을 효율적으로 지원할 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다. 또한, 본 발명에 따르면， 다수의 전송 안테나를 통한 MIM0 전송에 대하여 시스템 성능을 유지하면서 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1은 하향링크 무선 프레임의 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다ᅳ
도 5는 공용참조신호 (CRS)의 패턴을 나타내는 도면이다.
도 6은 참조신호 패턴의 시프트를 설명하는 도면이다.
도 7 및 도 8 은 하향링크 제어채널들이 할당되는 단위인 자원요소그룹 (REG)을 설명하는 도면이다.
도 9는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다.
도 10은 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다.
도 11은 PHICH그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다. 도 12는 SC— FDMA방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
도 13은 DFT 처리된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식올 설명하기 위한 도면이다.
도 14은 참조 신호의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다.
도 15은 참조신호가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다.
도 16내지 19는 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA기법을 나타내는 도면이다.
도 20은 MIM0시스템의 구조를 나타내는 도면이다.
도 21은 MIM0시스템의 기능을 설명하는 블록도이다.
도 22는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 23은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 24는 본 발명에 따른 다중 안테나 전송 및 수신 방법에 대한 순서도이다. 도 25는 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도면이다. 【발명의 실시를 위한 최선의 형태】 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특정들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서， 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station)'은 고정국 (fixed station) , NodeB, eNodeB(eNB), 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， 본 문서에서 기지국이라는 용어는 샐 또는 섹터를 포함하는 개념으로 사용될 수 있다. 한편 , 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. '단말 (Terminal )'은 UE Jser Equi ment ) , MS(Mobi le Station), MSS(Mobi le Subscriber Station), SS( Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다. 본 문서에서 상향링크 전송 주체는 단말 또는 중계기를 의미할 수 있고， 상향링크 수신 주체는 기지국 또는 중계기를 의미할 수 있다. 유사하게， 하향링크 전송 주체는 기지국 또는 중계기를 의미할 수 있고， 하향링크 수신 주체는 단말 또는 중계기를 의미할 수 있다. 다시 말하자면， 상향링크 전송은 단말로부터 기지국으로의 전송， 단말로부터 중계기로의 전송， 또는 중계기로부터 기지국으로의 전송을 의미할 수 있다. 유사하게， 하향링크 전송은 기지국으로부터 단말로의 전송， 기지국으로부터 중계기로의 전송， 중계기로부터 단말로의 전송을 의미할 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
몇몇 경우， 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802시스템， 3GPP시스템 , 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한， 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA (Code Division Multiple Access), FDMA( Frequency Division Mult iple Access) , TDMA(Time Division Mult iple Access) , 0FDMA( Orthogonal Frequency Division Multiple Access) , SCᅳ FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRACUni versa 1 Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile co國 uni cat ions) /GPRS (General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA( Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS Jniversal Mobile Teleco unications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE ( long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS( Evolved UMTS)의 일부로써， 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격 (WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다. 도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다. 샐를라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상 /하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDE Time Division Dupiex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고， 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 2개의 슬롯 (slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI (transmission time interval)이라 하고， 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고， 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 0FDMA를 사용하므로, 0FDM심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다.0FDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록 (Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고， 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파 (subcarrier)를 포함할 수 있다.
하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성 (configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어， 0FDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우， 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. 0FDM심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우， 한 0FDM 심볼의 길이가 늘어나므로， 한 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에， 예를 들어， 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가사용될 수 있다.
일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 0FDM 심볼을 포함하므로， 하나의 서브프레임은 14개의 0FDM 심볼을 포함한다. 이때， 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 0FDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고， 나머지 0FDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며， 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간 (Guard Per iod ; GP)， UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며， 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색， 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편， 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.
무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고， 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수， 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다.도 2를 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서， 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고， 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소 (element)를 자원요소 (RE)라 한다. 예를 들어， 자원 요소 a(k,l)은 k번째 부반송파와 1번째 OFDM 심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP의 경우에， 하나의 자원블록은 12X7자원요소를 포함한다 (확장된 CP의 경우에는 12X6 자원요소를 포함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz이므로， 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz을 포함한다. NDL은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다.1^의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 0FDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 0FDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다ᅳ 즉， 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는， 예를 들어 , 물리제어포맷지시자채널 (Physical Control Format Indicator Channel； PCFICH), 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel； PDCCH), 물리 HARQ지시자채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷， 상향링크공유채널 (UL— SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보， DL-SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당， 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보， VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대웅한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고， 제어 정보에 순환잉여검사 (Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면， 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는， PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면， 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로， 시스템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면， 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보
RNTHSI-R TI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속웅답을 나타내기 위해， 임의접속 -RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수—호핑 (frequency-hopped)된다고 한다. 참조신호
MIM0 시스템에서는 각각의 송신 안테나마다 독립된 데이터 채널을 가진다. 수신기는 송신 안테나에 각각에 대하여 채널을 추정하여 각 송신 안테나로부터 송신된 데이터를 수신할 수 있다. 채널 추정 (channel estimation)은 페이딩 (fading)에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상함으로써 수신된 신호를 복원하는 과정을 말한다. 여기서 페이딩이란 무선통신 시스템 환경에서 다중경로 (multi path)-시간지연 (time delay)으로 인하여 신호의 강도가 급격히 변동되는 현상을 말한다. 채널추정을 위하여는 송신기와 수신기가 모두 알고 있는 참조신호 (reference signal)가 필요하다. 또한， 참조 신호는 간단히 RS(Reference Signal) 또는 적용되는 표준에 따라 파일럿 (Pi lot)으로 지칭될 수도 있다.
기존의 3GPP LTE 릴리즈 (release)-8 또는 릴리즈—9 시스템에서는 기지국이 전송하는 하향링크 참조신호에 대하여 정의하고 있다. 하향링크 참조신호 (downlink reference signal)는 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel ) , PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel ) , PHICH(Physical Hybrid Indicator CHannel ) , PDCCHCPhysical Downlink Control CHannel) 등의 코히어런트 (coherent ) 복조를 위한 파일럿 신호이다. 하향링크 참조신호는 샐 내의 모든 단말이 공유하는 공용 참조신호 (Co麵 on Reference Signal； CRS)와 특정 단말만을 위한 전용 참조신호 (Dedicated Reference Signal； DRS)가 있다. 공용 참조신호는 셀 -특정 (cell-specific) 참조신호라 불릴 수도 있다. 또한, 전용 참조신호는 단말 -특정 (UE-specific) 참조신호 또는 복조용 참조신호 (Demodulat ion Reference Signal; DMRS)라 불릴 수도 있다.
기존의 3GPP LTE 시스템에서의 하향링크 참조신호 할당 방식에 대하여 설명한다. 참조신호가 전송되는 자원요소의 위치 (즉， 참조신호 패턴)를， 하나의 자원블록 쌍 (시간상으로 하나의 서브프레임 길이 X 주파수 상으로 12 부반송파 길이)을 기준으로 설명한다. 하나의 서브프레임은 14개 OFDM심볼 (일반 CP경우)혹은 12개의 OFDM심볼 (확장된 CP 경우)로 구성되며， 한 개의 0FDM심볼에서 부반송파의 개수를 128, 256, 512， 1024, 1536 또는 2048 중의 하나로 선정하여 사용하게 된다.
도 5 는 1-TTI (즉 1 서브프레임)가 14개의 0FDM 심볼을 갖는 경우에 대한 공용참조신호 (CRS)의 패턴을 나타낸다. 도 5(a), 도 5(b) 및 도 5(c) 는 각각 1 개， 2 개 및 4 개의 전송 안테나를 갖는 시스템에 대한 CRS 패턴에 대한 것이다.
도 5 에서， R0 는 안테나 포트 인덱스 0에 대한 참조신호를 나타낸다. 또한， 도 5에서 , R1은 안테나 포트 인텍스 1， R2는 안테나 포트 인텍스 2그리고 R3는 안테나 포트 인덱스 3에 대한 참조신호를 각각 나타낸다. 각 안테나 포트에 대한 참조신호가 전송되는 RE 위치에서는 참조신호를 전송하는 안테나 포트를 제외한 다른 모든 안테나 포트에서는 간섭을 방지하기 위하여 아무 신호도 전송되지 않는다.
도 6 은 여러 셀들의 참조신호가 충돌하지 않도록 참조신호 패턴이 샐마다 시프트되는 것올 나타낸다. 도 5(a)의 1개의 안테나 포트에 대한 참조신호 패턴이 도 6의 1번 셀 (Cell 1)에서 사용된 것으로 가정하면， 1 번 샐에 인접하는 2번 셀, 3 번 셀 등에서 샐 간에 참조신호의 충돌이 발생하지 않도록 참조신호 패턴을 주파수 영역 또는 시간 영역에서 부반송파 단위 또는 0FDM 심볼 단위의 시프트 (천이)시켜 참조신호를 보호할 수 있다. 예를 들어， 1 전송 안테나 전송의 경우에는 참조신호가 하나의 0FDM 심볼 상에서 6 부반송파 간격으로 위치하므로， 각각의 셀에서 주파수 영역 부반송파 단위의 시프트가 적용되면, 적어도 5개의 인접 셀은 다른 자원요소 상에 참조신호를 위치시킬 수 있다. 예를 들어, 참조신호의 주파수 시프트는 도 6의 2번 셀 내지 6 번 샐과 같이 나타날수 있다.
또한， 유사 -랜덤 (Pseudo-Random; PN) 시퀀스를 샐 별 하향링크 참조신호에 곱하여 전송함으로써， 수신기에서 인접샐로부터 수신되는 참조신호에 의한 간섭을 감소시켜 채널추정 성능을 향상 시킬 수도 있다. 이러한 PN 시퀀스는 하나의 서브프레임 내의 OFDM 심볼 단위로 적용될 수 있다. 또한， PN 시퀀스는 샐 식별자 (Cell ID), 서브프레임 번호 (subframe number) 및 OFDM 심볼 위치 마다 다른 시퀀스가 적용 될 수 있다.
4 전송 안테나를 지원하는 기존의 통신 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈 8 또는 9 시스템)에 비하여 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템 (예를 들어， 8 전송 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈 -10 또는 후속 릴리즈에 따른 시스템)에서는, 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DMRS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉， 확장된 안테나를 통한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DMRS를 정의할 수 있다. DMRS는 데이터와 동일한 프리코더에 의하여 프리코딩되므로 별도의 프리코딩 정보 없이 수신측에서 데이터를 복조하기 위한 채널 정보를 용이하게 추정할 수 있다. 한편， 하향링크 수신측에서는 DMRS를 통해서 확장된 안테나 구성에 대하여 프리코딩된 채널 정보를 획득할 수 있는 반면， 프리코딩되지 않은 채널 정보를 획득하기 위하여 DMRS이외의 별도의 참조신호가요구된다. 이에 따라， LTE-A표준에 따른 시스템에서는 수신측에서 채널 상태 정보 (Channel State Information; CSI)를 획득하기 위한 참조신호, 즉 CSI-RS를 정의할 수 있다. CSI-RS 는 8 개의 안테나 포트를 통하여 전송될 수 있으며， CSI— RS 가 전송되는 안테나 포트를 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서의 안테나 포트와 구별하기 위하여 안테나 포트 인덱스 15 내지 22 가사용될 수 있다. 하향링크 제어채널의 구성
하향링크 제어채널이 전송되는 영역으로 기본적으로는 각각의 서브프레임의 처음 3개의 0FDM 심볼이 사용될 수 있으며， 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 1 내지 3개의 0FDM 심볼이 사용될 수 있다. 하향링크 제어채널을 위한 0FDM 심볼의 개수를 각 서브프레임마다 조정하기 위하여， PCFICH가 사용될 수 있다. 상향링크 전송에 대한 확인응답 (긍정확인응답 (ACK)/부정확인응답 (NACK))을 하향링크를 통하여 제공하기 위하여 PHICH가 사용될 수 있다. 또한， 하향링크 데이터전송 또는 상향링크의 데이터전송을 위한 제어정보의 전송을 위해서 PDCCH 가사용될 수 있다. 도 7 및 도 8 은 위와 같은 하향링크 제어채널들이 각각의 서브프레임의 제어 영역에서 자원요소그룹 (Resource Element Group; REG) 단위로 할당되는 것을 나타낸다. 도 7 은 1 개 또는 2 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이고, 도 8 은 4 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이다. 도 7 및 도 8 에서 도시하는 바와 같이, 제어채널이 할당되는 기본적인 자원단위인 REG 는, 참조신호가 할당되는 자원요소를 제외하고 주파수 영역에서 연접한 4개의 RE 로 구성된다. 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 특정 개수의 REG 가 하향링크 제어채널의 전송에 이용될 수 있다.
PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel)
각각의 모든 서브프레임마다 해당 서브프레임의 자원 할당 정보 등을 제공하기 위해서 PDCCH 가 0FDM 심볼 인덱스 0 내지 2 사이에서 전송될 수 있고， 제어채널의 오버헤드에 따라서 0FDM 심볼 인덱스 0 이 사용되거나， 0FDM 심볼 인덱스 0 및 1이 사용되거나， 0FDM 심볼 인덱스 0 내지 2 가 사용될 수 있다. 이와 같이 제어채널이 사용하는 0FDM심볼의 개수를 서브프레임마다 변경 할 수 있는데， 이에 대한 정보는 PCFICH를 통해 제공될 수 있다. 따라서， PCFICH는 각각의 모든 서브프레임에서 전송되어야 한다.
PCFICH를 통해 3가지의 정보가 제공될 수 있다. 아래의 표 1 은 PCFICH의
CFI (Control Format Indicator)를 나타낸다. CFI=1 은 0FDM 심볼 인덱스 0 에서 PDCCH가 전송됨을 나타내고， CFI=2 는 0FDM 심볼 인덱스 0 및 1 에서 PDCCH가 전송됨을 나타내고， CFI=3 은 0FDM 심블 인텍스 0 내지 2 에서 PDCCH가 전송됨을 나타낸다.
【표 1】
Figure imgf000016_0001
PCFICH 를 통해 전송되는 정보는 시스템 대역폭 (system bandwidth)에 따라 다르게 정의될 수 있다. 예를 들면， 시스템의 대역폭이 특정 임계치보다 작은 경우
CFI=1, 2， 3 은 각각 2， 3， 4 개의 0FDM 심볼이 PDCCH를 위해 사용됨을 나타낼 수도 있다. 도 9 는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다. 도 9 에서 도시하는 REG 는—， 4개의 부반송파로 구성되어 있고， RS (참조신호)를 제외한 데이터 부반송파로만 구성되어 있으며， 일반적으로 전송 다이버시티 (transmit diversity) 기법이 적용될 수 있다. 또한 REG의 위치는， 셀간에 간섭을 주지 않도록 셀마다 (즉， 셀 식별자에 따라서)주파수 시프트될 수 있다. 추가적으로， PCFICH는 항상 서브프레임의 첫 번째 OFDM심볼 (OFDM심볼 인덱스 0)에서 전송된다. 이에 따라 수신단에서는 서브프레임을 수신할 때에 먼저 PCFICH의 정보를 확인하여 PDCCH 가 전송되는 OFDM 심볼의 개수를 파악하고 그에 따라서 PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 수신할 수 있다.
PHICH (Physical Hybrid~ARQ Indicator Channel)
도 10 은 특정 대역폭에서 일반적으로 적용되는 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 를 통해서 상향링크 데이터 전송에 대한 ACK/NACK 정보가 전송된다. 하나의 서브프레임에서 여러 개의 PHICH그룹이 만들어지고, 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 PHICH가 존재한다. 따라서， 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 단말에 대한 PHICH 채널이 포함된다.
도 10 에서 도시하는 바와 같이， 여러 개의 PHICH 그룹에서 각 단말기에 대한
PHICH 할당은, PUSCH 자원 할당 (resource allocation)의 가장 낮은 물리자원블록 (Physical Resource Block; PRB) 인덱스 (lowest PRB index)와， 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통해 전송되는 복조참조신호 (Demodulation RS; DMRS)를 위한 순환시프트 (Cyclic Shift) 인텍스를 이용하여 이루어진다. DMRS 는 상향링크 참조신호이며， 상향링크 데이터의 복조를 위한 채널 추정을 위해서 상향링크 전송과 함께 제공되는 신호이다. 또한， PHICH 자원은 (« , 와 같은 인덱스 쌍 (index pair)를 통해서 알려지게 되는데， 이때 에서 W 는
PHICH 그룹 번호 (PHICH group number)를 의미하고， n;s m q CH 는 해당 PHICH 그룹 내에서의 직교 시퀀스 인덱스 (orthogonal sequence index)를 의미한다. n H 및 n cH는 아래의 수학식 1 과 같이 정의된다.
【수학식 11
"PHICH V-4 PRB RA T DMRS ) lll JU 1 v PHICH
n - r lowest _ index j ^j group PHICH
PHICH ᅳ LJ PRB RA ' I y PHICH J + "扁 ) m0d 2^SF 상기 수학식 1에서 n PHICH가 연관된 상향링크 전송에서 사용된 DMRS의 환시프트이다. 또한， N ('" 는 PHICH 에 대해서 사용되는 확산 인자 크기 (spreading factor size)이다. Ι' ^;κί" 는 상향링크 자원 할당의 가장 낮은
PRB인덱스이다. Nf^( p H 는 설정된 PHICH그룹의 개수이며 , 아래의 수학식 2와 같이 정의된다.
【수학식 2】
for normal cyclic prefix
1 * PHICH
for extended cyclic prefix
Figure imgf000018_0001
상기 수학식 2 에서 Ng는 물리방송채널 (Physical Broadcast Channel； PBCH)로 전송되는 PHICH 자원의 양에 대한 정보이며， N 는 2 비트 크기를 가지고 (Nge {1/6, 1/2,1， 2})으로 표현된다.
또한, 기존의 3GPP LTE릴리즈— 8/9에서 정의되는 직교 시퀀스의 예는 아래의 표 2 와 같다.
【표 2】
Figure imgf000018_0002
도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 그룹은 PHICH 구간 (durat ion)에 따라서 도 11 과 같이 하나의 서브프레임 내에서 상이한 시간 영역 (즉, 상이한 0S(0FDM Symbol)) 상에서 구성될 수도 있다.
PDCCH (Physical Downlink Control Channel )
PDCCH 를 통해서 전송되는 제어정보는, 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DC1) 포맷에 따라서 제어정보의 크기와 용도가 다르며, 부호화율 (coding rate)에 따라 PDCCH 의 크기가 달라질 수 있다. 에를 들어， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 사용되는 DCI 포맷들은 아래의 표 3과 같이 정의될 수 있다.
【표 3】
Figure imgf000019_0001
상기 표 3 의 상기 DCI 포맷은 각각의 단말 별로 독립적으로 적용이 되며 하나의 서브프레임 내에서 여러 단말기의 PDCCH가 동시에 다중화 (multiplexing)될 수 있다ᅳ 다중화된 각 단말기의 PDCCH 는 독립적으로 채널코딩이 이루어지고 CRC 가 적용된다. 각 단말의 고유의 식별자를 PDCCH의 CRC에 마스킹하여 단말기가 자신의 PDCCH 채널을 수신할 수 있도록 적용할 수 있다. 그러나， 기본적으로 단말은 자신의 PDCCH 채널의 위치를 알 수 없으므로， 매 서브프레임마다 해당 DCI 포맷의 모든 PDCCH 채널이 자신의 ID를 가진 PDCCH 채널인지 확인하여 해당 PDCCH를 수신할 때까지 블라인드 검출 (blind detection)을 수행해야 한다. 이러한 PDCCH의 기본 자원할당 단위는 CCE(Control Channel Element)이며， 하나의 CCE는 9개의 REG로 구성되어 있다. 하나의 PDCCH는 1개， 2개， 4개 또는 8개의 CCE로 구성 될 수 있다. 각 단말기에 따라서 구성된 PDCCH는 CCE 를 RE 에 매핑하는 규칙 (CCE-to-RE mapping rule)에 의하여 각 서브프레임의 제어채널 영역으로 인터리빙되어 매핑된다. 이는 각서브프레임의 제어채널을 위한 OFDM심볼 개수， PHICH그룹 개수， 전송 안테나 및 주파수 시프트 등에 따라서， CCE 가 매핑되는 RE 위치가 달라질 수 있다. 상향링크 재전송
상향링크 재전송은 전술한 PHICH및 DCI 포맷 0 (PUSCH전송을 스케줄링하는 DCI 포맷)을 통하여 지시될 수 있다. 단말이 PHICH를 통하여 이전의 (previous) 상향링크 전송에 대한 ACK/NACK을 수신하여 동기식 (synchronous) 비-적응적 (noii— adapt ive) 재전송을 수행할 수 있고， 또는 단말이 기지국으로부터 DCI 포맷 0 PDCCH 를 통하여 상향링크 그랜트를 수신하여 동기식 적응적 (adaptive) 재전송을 수행할 수 있다. 동기식 전송이란, 하나의 데이터 패킷을 전송한 시점 (예를 들어， n 번째 서브프레임) 이후의 미리 정해진 시점 (예를 들어， n+k 번째 서브프레임)에 재전송이 수행되는 방식을 의미한다 (k 는 예를 들어 4 일 수 있다). PHICH 에 의한 재전송과 상향링크 그랜트 PDCCH 에 의한 재전송의 경우 모두 동기식 재전송이 수행된다.
PHICH를 통하여 재전송을 수행하는 비-적웅적 재전송의 경우에, 이전 전송에서 사용된 주파수 자원 (예를 들어, 물리자원블록 (PRB)) 영역 및 전송 방법 (예를 들어， 변조기법 등)과 동일한 주파수 자원 및 전송 방법이 재전송에 적용된다. 한편， 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통하여 재전송을 수행하는 적웅적 재전송의 경우에는， 상향링크 그랜트에서 지시되는 스케줄링 제어 정보에 따라서 재전송이 수행되는 주파수 자원 및 전송 방법이 이전 전송과 상이하게 설정될 수도 있다.
만약 단말이 PHICH를 수신하는 동시에 상향링크 그랜트 PDCCH를 수신하는 경우에는， PHICH는 무시하고 상향링크 그랜트 PDCCH 의 제어정보에 따라서 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 상향링크 그랜트 PDCCH (예를 들어， DCI 포맷 0)에는 신규데이터지시자 (New Data Indicator; NDI)가 포함되는데， NDI비트가 이전에 제공된 NDI 값에 비하여 토글 (toggle)된 경우에는, 단말은 이전 전송이 성공한 것으로 간주하고 새로운 데이터를 전송할 수 있다. 한편， 단말이 PHICH 를 통해서 이전 전송에 대해서 ACK 을 수신하더라도， PHICH 수신과 동시에 또는 그 후에 수신되는 상향링크 그랜트 PDCCH 에서 NDI 값이 토글되지 않으면 단말은 이전 전송에 대한 버퍼를 비우지 (flush) 않도록 구성된다. 상향링크 전송 구성
도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
송신기에 입력되는 N 개의 심볼로 구성된 하나의 블럭은， 직렬 -병렬 변환기 (Serial— t으 Parallel Converter; 1201)를 통하여 병렬 신호로 변환된다. 병렬 신호는 N-포인트 DFT 모들 (1202)을 거쳐 확산되며， 확산된 신호는 부반송파 매핑 모듈 (1203)의하여 주파수 영역에 매핑된다. 각각의 부반송파 상의 신호는 N 개의 심볼의 선형 결합 (linear coinbinat ion)이다. 주파수 영역에 매핑된 신호는 M-포인트 IFFT 모들 (1204)을 거쳐 시간 영역 신호로 변환된다. 시간 영역 신호는 병렬 -직렬 변환기 (1205)를 통하여 직렬 신호로 변환되고 CP가 추가된다. N—포인트 DFT 모들 (1202)의 DFT처리에 의해 M—포인트 IFFT모들 (404)의 IFFT처리의 영향이 일정 부분 상쇄된다. 이러한 점에서 SOFDMA 방식은 DFT-s-0FDMA(DFT— spread— 0FDMA) 방식으로 칭할 수도 있다. 또한， DFT 모들 (1202)에 입력되는 신호는 낮은 PAPR( Peak- to-Average Power Ratio) 또는 CM(Cubic Metric)을 가지지만 DFT 처리된 후에는 높은 PAPR을 가지게 되며， IFFT 모들 (1204)의 IFFT 처리에 의해 출력되는 신호는 다시 낮은 PAPR을 가질 수 있다. 즉， SC-FDMA 방식은 전력 증폭기 (Power Amplifier; PA)의 비선형 왜곡 구간을 피하여 전송하도록 하여， 송신단의 구현 비용을 절감할 수 있다.
도 13은 DFT 모들 (1202)에서 출력된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다. 도 13에 도시된 두 가지 방식 중 하나를 수행함으로써 SC-FDMA송신기에서 출력되는 신호가 단일 반송파 특성 (Single Carrier Property)을 만족할 수 있다. 도 13(a)는 DFT모들 (1202)로부터 출력된 신호가 부반송파 영역의 특정 부분에 국한되어 매핑되는 국부 매핑 (localized mapping) 방식을 나타낸다. 도 13(b)는 DFT 모들 (1202)로부터 출력된 신호가 전체 부반송파 영역에 분산되어 매핑되는 분산 매핑 (distributed mapping) 방식을 나타낸다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9시스템에서는 국부 매핑 방식을 이용하는 것으로 정의되어 있다.
도 14은 SC-FDMA 방식에 따른 전송 신호를 복조 (demodulation)하기 위한 참조 신호 (reference signal; RS)의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서는， 데이터 부분은 시간 영역에서 생성된 신호가 DFT 처리를 통해 주파수 영역 신호로 변환된 뒤에 부반송파 매핑 후 IFFT 처리를 하여 전송되지만 (도 12 참조), RS는 DFT처리를 생략하고 주파수 영역에서 바로 생성하여 부반송파 상에 매핑한 후 IFFT 처리 및 CP 추가를 거쳐 전송되는 것으로 정의하고 있다.
도 15은 SC-FDMA 방식에 따른 서브프레임 구조에서 참조신호 (RS)가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 15(a)는 일반 CP경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 4 번째 SC-FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다. 도 15(b)는 확장된 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 3 번째 SC-FDMA심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다.
도 16내지 19를 참조하여， 클러스터 방식 DFT-s-C DMA기법에 대하여 설명한다. 클러스터 방식 DFT— s-OFDMA는 전술한 SC-FDMA의 변형으로서， DFT 처리된 신호를 복수개의 서브 -블록 (sub-bock)으로 2갠 후 주파수 영역에서 이격된 위치에 매핑하는 방식이다.
도 16는 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브 -블록 (서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서， 서브 -블록 #0 내지 #Nsb— 1 은 모두 하나의 반송파 (예를 들어， 20MHz 대역폭의 반송파) 상에 매핑되고， 각각의 서브-블록은 주파수 영역 상에서 이격된 위치에 매핑될 수 있다. 또한， 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 도 17 및 18은 다중 반송파 상에서 클러스터 방식 DFT-sᅳ 0FDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 17은 다중 반송파 (또는 다중 셀 (cell))가 인접하여 (contiguously) 구성된 상황 (즉， 다중 반송파 (또는 다중 샐) 각각의 주파수 대역이 연속적으로 할당된 상황)에서 인접한 반송파 간에 부반송파 간격이 정렬 (align)된 경우에， 하나의 IFFT 모들올 통해서 신호를 생성할 수 있는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브 -블록 (서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브—블록 #0 내지 #Nsbᅳ 1 은 각각 구성 반송파 #0 내지 #Nsb-l 상에 매핑될 수 있다 (각각의 반송파 (또는 샐)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한， 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파 (또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 하나의 IFFT모들을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
도 18은 다중 반송파 (또는 셀)가 비-인접하여 (non-contiguously) 구성된 상황 (즉, 다중 반송파 (또는 다중 샐) 각각의 주파수 대역이 연속적이지 않게 할당된 상황)에서 복수개의 IFFT 모들을 사용하여 신호를 생성하는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT출력은 Nsb개의 서브—블록 (서브 -블록 #0내지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서， 서브 -블록 #0내지 #Nsb-l 은 각각 반송파 (또는 샐) #0 내지 #Nsb-l 상에 매핑될 수 있다 (각각의 반송파 (또는 샐)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한， 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파 (또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 각각의 IFFT 모들을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
도 16에서 설명한 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA가 반송파-내 (inter-carrier) (또는 intra— cell) DFT-s—OFDMA라면, 도 17 및 18에서 설명하는 다중 반송파 (또는 샐) 상에서의 DFT-s-OFDMA는 반송파—간 ( inter-carrier) (또는 inter— cell) DFT— s—OFDMA라 할 수 있다. 이와 같은 반송파-내 DFT—s— 0FDMA와 반송파-간 DFT-s— 0FDMA는 서로 흔용될 수도 있다.
도 19는 부분 (chunk) 단위로 DFT 처리， 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리를 수행하는 부분 -특정 DFT— s— OFDMA (chunk-specific DFT-s-OFDMA) 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 부분 -특정 DFT-s-OFDMA는 Nx SOFDMA라고 칭할 수도 있다. 코드 블록 분할 (code block segment at ion)된 신호는 부분 (chunk) 분할되어 각각의 부분에 대하여 채널 코딩 및 변조가 수행된다. 변조된 신호는 도 12에서 설명한 바와 같은 방식으로 DFT 처리， 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리되고 각각의 IFFT로부터의 출력이 합산되어 CP가 추가될 수 있다. 도 19에서 설명하는 Nx SC-FDMA 방식은 연접하는 다중 반송파 (또는 다중 셀) 또는 연접하지 않는 다중 반송파 (또는 다중 셀)의 경우에 모두 적용될 수 있다.
MIM0시스템의 구조
도 20은 다중 송신 안테나 및 /또는 다중 수신 안테나를 가지는 MIM0 시스템에 대한 기본적인 시스템 구조를 나타내는 도면이다. 도 20 의 각각의 블록은 MIM0 전송에 대한 송신단 및 수신단에서의 기능 또는 동작을 개념적으로 나타내는 것이다.
도 20 의 채널 인코더는 입력 데이터 비트에 리던던시 (redundancy) 비트를 부가하는 동작올 나타내는 것이고， 이에 따라 채널로부터의 잡음 등에 대한 영향을 즐일 수 있다. 맵퍼는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 직렬 /병렬 변환기는 직렬의 데이터를 병렬의 데이터로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 다중 안테나 인코더는 데이터 심볼을 시공간 (time-spatial) 신호로 변환시켜주는 동작을 나타내는 것이다. 송신단의 다중 안테나는 이러한 시공간 신호를 채널을 통해 전송하는 기능을 하고， 수신단의 다중 안테나는 채널을 통해 신호를 수신하는 기능을 한다.
도 20 의 다중 안테나 디코더는 수신된 시공간신호를 각각의 데이터심볼로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 병렬 /직렬 변환기는 병렬 신호를 직렬 신호로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 디맵퍼는 데이터 심볼을 데이터 비트 정보로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 채널 디코더에서 채널 코드에 대한 디코딩 동작을 나타내는 것이며， 그 결과 데이터를 추정 (estimation)할 수 있게 된다.
전술한 바와 같은 MIM0송수신 시스템은 공간 다중화율에 따라서 공간적으로 한 개 또는 여러 개의 코드워드를 가질 수 있는데, 공간적으로 한 개의 코드워드를 가지는 경우를 단일 코드워드 (Single Codeword; SCW) 구조라 하고， 여러 개의 코드워드를 가지는 경우를 다중 코드워드 (Multiple Codeword; MCW) 구조라 한다. 도 21(a)는 SCW 구조를 가지는 MIM0 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이고, 도 2Kb) 는 MCW 구조를 가지는 MIM0 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이다. 코드북 기반 프리코딩 기법
다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (precoding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은， 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고， 수신단이 송신단으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉， 프리코딩 행렬 인덱스 (Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고， 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다. 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬올 선택하는 방식이므로， 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만， 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 즐일 수 있는 장점이 있다.
도 22는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우， 송신단과 수신단은 전송 랭크， 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉， 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여， 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉， 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML (Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error ) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 22에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나， 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며， 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로， 열 (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어， 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바， 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미트 (Hermit) 행렬 (pH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
예를 들어， 다음의 표 4 는 3GPP LTE 릴리즈—8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고， 표 5 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다. 【표 4】
Figure imgf000026_0001
【표 5】
Figure imgf000026_0002
상기 표 5 에서， „|1!는 Wn =Iᅳ 2unu /u„Hu„ 쫘 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트 { ^로 얻어진다. 이 때， /는 4X4 단일행렬을 나타내고 는 표 5 에서 주어지는 값이다.
상기 표 4 에서 나타내는 바와 같이， 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서， 단일 행렬은 개 -루프 (open- loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한， 상기 표 5 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있다. 위와 같은 코드북은 일정 모들러스 (Constant modulus; CM) 특성， 네스티드 특성 (Nested property), 제한된 알파벳 (Constrained alphabet)등의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 '0' 을 포함하지 않으며， 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이다. 네스티드 특성은， 낮은 ¾크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은， 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)가 제한되는 것을 의미한다. 예를 들어, 프리코딩 행렬의 각각의 요소가 BPSK(Binary Phase Shift Keying)에 사용되는 요소 (±1)로만 제한되거나， QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 에 사용되는 요소 ( )로만 제한되거나, 또는 8-PSK 에 사용되는 요소 ( ±1,±Λ±^£,±^^ )로만 제한될 수 있다. 상기 표 5 의 코드북의 예시에서는 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알파벳이 으로 구성되므로， 제한된 알파벳 특성을 가진다고
Figure imgf000027_0001
표현할 수 있다. 피드백 채널 구조
기본적으로， FDD 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로， 단말기가 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE릴리즈 -8/9시스템의 경우， PUCCH를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH 를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백할 수 있다. PUCCH의 경우 주기적 (periodic)으로 채널정보를 피드백 하고， PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적 (aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한， 채널정보의 피드백은 할당 받은 전체 주파수 대역 (즉， 광대역 (WideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백할 수도 있고， 특정 개수의 RB (즉， 서브대역 (SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백할 수도 있다. 확장된 안테나 구성 (Antenna configuration)
도 23 은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 23(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하는 경우를 도시한 것이며， 일반적으로 ULA Jniform Linear Array) 라고 한다. 안테나의 개수가 적을 때에는 이와 같은 ULA 구성이 사용될 수 있지만， 안테나의 개수가 많을 때에는 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치하여 서로 독립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및 /또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.
도 23(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성 (Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연관된 채널을 가지고， 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다ᅳ
한편， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나를 사용하는 것과 달리， 3GPPLTE릴리즈 -10시스템에서는 하향링크에서 8전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는, 부족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로, 도 23(a) 및 도 23(b)와 같은 ULA안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서， 도 23(c) 와 같이 이중 -극성 (dual-pole) (또는 크로스 -극성 (cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는， 안테나간의 거리 ί 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 독립적인 채널을 구성할 수 있으므로, 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다. 코드북 구조 (codebook structures)
미리 정해진 (pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단에서 공유함으로써， 송신단으로부터의 MIM0 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적용될 수 있다.
미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서， DFKDiscrete Fourier
Transform) 행렬 또는 월시 (Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는， 위상 시프트 (phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티 (phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구성할 수도 있다.
DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서， n ^ n DFT 행렬은 아래의 수학식 3 과 같이 정의 될 수 있다.
【수학식 3】
DFT": Dn (k, i)
Figure imgf000029_0001
상기 수학식 3의 DFT행렬은 특정 크기 Λ에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서， 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용하기 위해서는 DFT/2 행렬의 회전 형태 (rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 4 는 예시적인 회전 (rotated) DFT/; 행렬을 나타낸다 【수학식 4】 rotated DFT«： £> ^ {k,i) = ^ exp (- j2 k{l^ glG)l n A; = 0,1，...，"一 1， g = 0,l,...,G. 상기 수학식 4 와 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우， G 개의 회전 (rotated) Win 행렬을 생성할 수 있으며, 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다.
다음으로， 하우스홀더—기반 (Householder— based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더—기반 코드북 구조란, 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환 (Householder Transform)에 사용되는 행렬이고， 하우스홀더 변환은， 선형 변환 (linear transformat ion)의 일종이며 QR 분해 (QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR 분해는 어떤 행렬을 직교 (orthogonal) 행렬 (Q)과 상삼각행렬 (upper triangular matrix) (R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4X4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 5 와 같다.
【수학 5】
Figure imgf000029_0002
nT 0=[l ᅳ 1 -1 ᅳ 1] 하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4X4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 5 와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이, 하우스홀더 변환을 이용하여 예 프리코딩 행렬을 생성하고， 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset)을 이용하여 n보다 작은 탱크 전송을 위한 프리코딩 행렬로 사용하도록 구성할 수 있다. 다중-코드북 기반 프리코더 생성
다중 안테나 전송에 이용되는 프리코딩 동작은 레이어 (들)을 통해 전송되는 신호를 안테나 (들)에 매핑시키는 동작이라고 설명할 수 있다. 즉， XXY 프리코딩 행렬에 의해서 γ 개의 전송 레이어 (또는 스트림)을 X 개의 전송 안테나에 매핑될 수 있다.
Nt 개의 송신안테나를 통하여 R 개의 스트림 (즉， 탱크 R)을 전송함에 있어서 사용되는 NtxR 프리코딩 행렬을 구성하기 위하여， 수신단으로부터 하나 이상의 프리코딩 행렬 인텍스 (PMI)를 피드백 받아서 송신단이 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 아래의 수학식 6은 y?c개의 행렬로 구성되는 코드북의 일례를 나타낸 것이다. 【수학식 6】
Figure imgf000030_0001
상기 수학식 6에서， k는 특정 자원 인덱스 (부반송파 인덱스, 가상자원 (virtual resource) 인덱스 또는 서브대역 인덱스)를 나타낸다. 상기 수학식 6 은 아래의 수학식 7 과 같은 형태로 구성될 수 있다.
【수학식 7]
Figure imgf000030_0002
상기 수학식 7 에서 P«2은 ·Ρ쑈 ,를 특정 복소 가중치 (complex weight) >v2만큼 시프트한 형태로 구성 될 수 있다. 따라서 /^, ,과 ^ 의 차이를 특정 복소 가중치로 표현하면 아래의 수학식 8 과 같이 표현할 수 있다.
【수학식 8]
Figure imgf000031_0001
또한， 상기 수학식 8 을 크로네커 곱 (Kroneker product , ® 으로 표현됨 )을 이용하여 아래의 수학식 9 와 같이 표현할 수 있다.
【수학식 9]
W,
Ρ N:x.R,n,m 크로네커 곱은 임의의 크기의 2 개의 행렬에 대한 연산이며， 크로네커 곱 연산의 결과로 블록 행렬을 얻올 수 있다. 예를 들어， mXn행렬 A와 pXq행렬 B의 크로네커 곱 (A®B) 은 아래의 수학식 10 과 같이 표현될 수 있다. 수학식 10 에서 aran 은 행렬 A 의 요소 (element) 나타내고， bPQ 는 행렬 B 의 요소를 나타낸다. 【수학식
Figure imgf000031_0002
상기 수학식 9 에서 프리코딩의 부분 행렬인 와 독립적으로
W-,
수신단으로부터 피드백될 수 있으며， 송신단은 각각의 피드백 정보를 이용하여 상기 수학식 8 또는 수학식 9 와 같이 프리코더를 구성하여 사용할 수 있다. 상기 수학식 8 또는 수학식 9 와 같은 형태를 적용하는 경우， 는 항상 2X1 백터의 형태로 구성되며， 아래의 수학식 11 과 같이 코드북 형태로 구성될 수 있다.
【수학식 11]
Figure imgf000032_0001
상기 수학식 11 에서， yV은 코드북이 포함하고 있는 총 프리코딩 백터의 개수를 나타내며, ； 는 백터의 인덱스로 사용될 수 있다. 피드백 오버해드를 최소로 하면서 적절한 성능을 얻기 위해서 / 는 2， 4 또는 8로 정하여 두고 사용할 수 있다. 또한
PM x! 은 4 전송 안테나 위한 코드북 또는 2 전송 안테나를 위한 코드북 등으로 구성할 수 있는데， 이에 대해서 상기 표 4또는 표 5의 코드북 (3GPP LTE릴리즈—8/9 에서 정의되는 2 개 또는 4 개의 전송 안테나를 위한 코드북)이 사용될 수 있고, 회전 (rotated) DFT 형태로도 구성할 수 있다.
또한, 행렬을 2X2 행렬의 형태로 사용할 수도 있다. 아래의 수학식 12는 2X2 행렬에 대한 일례를 나타낸 것이다.
【수학식 12】
Figure imgf000032_0002
상기 수학식 12 와 같이 구성하는 경우， Ρλ 코드북의 최대 랭크가 R 인 경우에， 2R의 탱크까지 코드북을 설계할 수 있다. 예를 들어， M ' ,로서 상기 표 4 의 코드북을 사용하는 경우， 상기 수학식 9에 따르면 최대 탱크로서 4 (R=4)까지만 사용할 수 있다. 한편, 상기 수학식 12 에 따르면 최대 탱크로서 8 (2R=8) 까지 사용할 수 있다. 따라서， 8 개의 송신안테나를 구성하는 시스템에서 8X8 전송이 가능하도록 프리코더를 구성할 수 있다. 이때, 는 아래의 수학식 13 과 같은 코드북의 형태로 구성될 수 있다.
【수 식 13】
Figure imgf000032_0003
상기 수학식 9 및 수학식 12 의 프리코더 구성방법은 각각의 랭크에 따라서 적용을 달리할 수 있다. 예를 들면, 상기 수학식 9 의 방식은 랭크 4 이하 (R≤4 )인 경우에 사용하고, 상기 수학식 12 의 방식은 탱크 5 이상 ( R≥5 )인 경우에 사용하도록 할 수 있다. 또는， 상기 수학식 9 의 방식은 탱크 1 ( Rᅱ )인 경우에만 사용하고， 나머지 (랭크 2 이상 ( /?≥2 )) 경우에는 상기 수학식 12의 방식을 사용하도록 할 수도 있다. 상기 수학식 9 및 상기 수학식 12 과 관련하여 설명한 W 와 P 는 아래의 표 6 과 같은 특성을 가지도록 피드백될 수 있다.
【표 6】
Figure imgf000033_0002
다음으로， 네스티드 특성 (nested property)을 가지는 다중-코드북 기반 프리코더에 대하여 설명한다.
상기 수학식 9 및 수학식 12 의 방식을 적절히 사용하여 코드북을 구성할 수 있다. 하지만， 상황에 따라서 두 가지 조합을 사용하지 않으면 프리코더의 구성이 불가능할 수도 있다. 이와 같은 문제를 해결하기 위하여， 아래의 수학식 14 와 같이 프리코더를 구성하여 사용 할 수 있다.
【수학식 14】
Figure imgf000033_0001
상기 수학식 14 로부터 얻어진 ΫΝ >(Ν 를 이용하여 탱크 값이 전송 안테나의 개수와 동일한 경우 (R=Nt)를 위한 프리코더를 구성하고， 구성된 프리코더의 열 서브셋 (column subset)을 하위 랭크를 위한 프리코더로 사용할 수 있다. 이와 같은 방식으로 프리코더를 구성하는 경우， 네스티드 특성을 만족하므로 CQI 계산이 간단해질 수 있다. 상기 수학식 14 에서 ^쑈,„은 R=Nt 인 경우의 프리코더를 나타낸다. 이러한 경우에， 예를 들어， R=2 에 대한 프리코더는 I 쑈„,의 0 번째 및 2 번째의 열로 구성되는 서브셋이 사용될 수 있으며， 이를 Pw,xiV,, (0,2)와 같이 표현할 수 있다. 여기서 PM씨 는 회전 (rotated) DFT 행렬 또는 다른 형태의 코드북으로 구성될 수도 있다.
한편， 개루프 환경에서 다이버시티 이득을 높이기 위하여， 전술한 방식으로 구성된 프리코더를 기반으로, 특정 자원에 따라 프리코더를 바꿔 사용하여 빔 다이버시티 이득을 극대화 할 수 있다. 예를 들어, 상기 수학식 9 의 방식에 따른 프리코더를 이용하는 경우에， 특정 자원에 따라 프리코더를 적용하는 방식을 아래의 수학식 15 와 같이 표현할 수 있다.
【수학식 15】
상기 수학식 15 에서 k는 특정 자원 영역을 나타내는 것이다. 특정 자원영역 k 에 대한 프리코딩 행렬은 상기 수학식 15 와 같이 모듈로 연산 (modulo operation)에 의하여 결정되며， 여기서 /^와 mc 는 각각 W 행렬과 P행렬을 위한 코드북의 크기를 나타낼 수도 있고, 각각의 서브셋을 나타낼 수도 있다.
상기 수학식 15 와 같이 두 행렬 모두의 순환 (cycling)을 적용하면 다이버시티 이득은 극대화시킬 수 있으나 복잡도가 증가할 수 있다. 따라서, 특정 행렬은 장ᅳ기간 (long-term)으로 순환 (cycling)을 적용하고 나머지 행렬은 단 -기간 (short-term)으로 순환 (cycling)을 적용하도록 설정 할 수도 있다.
예를 들어, W 행렬은 물리자원블록 인덱스 (PRB index)에 따라서 모듈로 연산을 수행하고， P 행렬은 서브프레임 인덱스 (subframe index)에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수 있다 . 또는 , W 행렬은 서브프레임 인텍스에 따라서 모듈로 연산을 수행하고， P 행렬은 물리자원블록 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수도 있다.
다른 예로， W 행렬은 PRB 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하고, P 행렬은 서브대역 인덱스 (subband index)에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수 있다. 또는， W 행렬은 서브대역 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하고, P 행렬은 PRB 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수도 있다.
또한， 두 개의 행렬 중 하나의 행렬만 모들로 연산을 이용한 프리코더 순환 (precoder cycling)을 적용하고， 다른 하나의 행렬은 고정된 것을 사용할 수도 있다.
8 전송 안테나를 위한 코드북 구성
확장된 안테나 구성 (예를 들어， 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리즈 -10 시스템에서， 기존의 3GPP LTE릴리즈 -8/9시스템에서 사용된 피드백 방식을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어， RKRank Indicator), PMI (Precoding Matrix Index), CQ I (Channel Quality Information) 등의 채널상태정보 (Channel State Information; CSI)를 피드백할 수 있다. 이하에서는， 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더 (dual precoder) 기반 피드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이중 프리코더 기반 피드백 코드북에서， 송신단의 MIM0 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서, 수신단은 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI)를 송신단으로 전송할 수 있는데, 2 개의 서로 다른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉， 수신단은 송신단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉, 제 1 PMI 및 제 2 PMI)를 송신단으로 피드백하고， 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하여 MIM0전송에 적용할 수 있다.
이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서, 8 전송 안테나 MIM0 전송， 단일사용자 -MIMO (Single User— MIMO; SU-MIMO) 및 다중사용자 -MIMO (Multiple User-MIMO; MU-MIM0) 지원， 다양한 안테나 구성에 대한 적합성, 코드북 설계 기준， 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.
8 전송 안테나 MIM0 전송에 적용되는 코드북으로서， 랭크 2 보다 큰 경우에는 SU-MIM0만을 지원하고, 랭크 2 이하에서는 SU-MIM0및 MU-MIM0모두에 최적화되고， 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.
MU-MIM0 의 경우에， MU— MIM0 에 참여하는 단말들이 상관 영역 (correlat ion domain)에서 구별되도톡 (separated)하는 것이 바람직하다. 따라서， MUᅳ MIM0를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 올바르게 동작하도록 설계될 필요가 있다. DFT 백터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성능을 제공하므로， 랭크— 2까지의 코드북 집합에 DFT 백터를 포함시기는 것을 고려할 수 있다. 또한， 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파 (scattering propagation) 환경 (예를 들어， 반사파가 많은 옥내 (indoor) 환경 등)에서는， MIM0 전송 방식으로 SU— MIM0동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서， 랭크 -2보다 큰 랭크를 위한 코드북은, 다중 -레이어들을 구별하는 성능이 양호하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.
MIM0 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서, 하나의 프리코더 구조가 다양한 안테나 구성 (낮은—상관， 높은—상관， 크로스 -극성 등의 안테나 구성)에 대해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나의 배치에 있어서， 낮은 -상관 안테나 구성으로서 4λ 안테나 간격을 가지는 크로스 -극성 어레이가 구성되거나， 높은 -상관 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 ULA 가 구성되거나, 크로스 -극성 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 크로스 -극성 어레이가 구성될 수 있다ᅳ DFT 기반 코드북 구조는 높은 -상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다. 한편， 크로스—극성 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬 (block diagonal matrix)들이 보다 적합할수 있다. 따라서 , 8 전송 안테나를 위한 코드북에 대각행렬이 도입되는 경우에， 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.
코드북 설계 기준은， 전술한 바와 같이 유니터리 코드북， CM 특성， 제한된 알파벳, 적절한 코드북 크기， 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며， 확장된 안테나 구성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈 -10 코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.
코드북 크기와 관련하여, 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 충분하게 지원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에서 8 전송 안테나로부터 층분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는， 큰 크기의 코드북 (예를 들어， 랭크 1 및 탱크 2 에 대해서 4비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 충분할 수 있다. 그러나， MU-MIM0 의 다중화 이득을 달성하기 위해서는， 랭크 1 및 탱크 2를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.
전술한 사항을 바탕으로， 8 전송 안테나를 위한 코드북의 일반적인 구조에 대하여 이하에서 설명한다 .
코드북 구조 (1)
다중 -단위 (multi-granular) 피드백의 적용에 있어서， 8 전송 안테나를 위한 코드북을 2 개의 기저 행렬 (base matrix)의 조합에 의해서 구성하는 방안과 관련하여， 내적 (inner product)올 이용하여 2 개의 기저 행렬의 조합을 구성하는 방안에 대하여 설명한다.
우선, 2 개의 기저 행렬의 내적을 이용하는 형태를 아래의 수학식 16 과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 16]
w = w, w2
8 전송 안테나를 위한 코드북이 내적의 형태로 표현되는 경우에, 계 1 기저 행렬은 공통 -극성 ( co-polarized) 안테나 그룹을 위해서 아래의 수학식 17 과 같이 대각 행렬로 표현될 수 있다.
【수학식 17】
W, 0
W, = (W, :4xN)
0 W, 또한， 제 2 기저 행렬이 극성들간의 상대적인 위상을 조절 (adjust)하기 위해 사용되는 경우에， 이러한 제 2 기저 행렬은 단위 행렬 (identity matrix)을 사용하여 표현될 수 있다. 8 전송 안테나를 위한 코드북의 상위 랭크에 대해서， 제 2 기저행렬은 아래의 수학식 18 과 같이 표현될 수 있다. 수학식 18 에서 제 2 기저 행렬의 첫 번째 행 (row)의 계수 1 과 두 번째 행의 계수 a 또는 -a 의 관계는， 직교 극성들 (orthogonal polarizations) 간의 상대적인 위상 (relative phase)을 조절 (adjust)을 반영할 수 있다.
【수학식 18]
Figure imgf000037_0001
이에 따라， 8전송 안테나를 위한 코드북을 제 1기저 행렬 및 제 2기저 행렬의 내적을 이용하여 표현하면 아래의 수학식 19 와 같이 표현될 수 있다.
【수학식 19]
Figure imgf000038_0001
상기 수학식 19와 같이 내적을 이용하여 표현한 코드북은， 아래의 수학식 20과 같이 크로네커 급을 이용하여 간단하게 표현될 수 있다.
【수학식 20]
W = W2 ® W, (\V, :4xN,W2 :2χ ) 여기서， 코드북 W 에 포함되는 프리코딩 행렬은 4*2 개의 행 및 N*M 개의 열을 가지게 된다. 따라서， 8 전송 안테나 및 N*M 탱크의 전송에 대한 코드북으로 이용될 수 있다. 예를 들어， 8 전송 안테나 및 탱크 R 의 전송을 위한 프리코딩 코드북을 구성하는 경우에， W2가 2XM으로 구성되면 ^에 대한 N값은 R/M이 된다. 예를 들어 8 전송 안테나 및 랭크 4의 전송을 위한 프리코딩 코드북을 구성하는 경우에， W2가 2X2 (즉， M=2)행렬 (예를 들어，상기 수학식 13의 행렬)로 구성되면， ^은 4X2 (즉， N=R/M=4/2=2) 행렬 (예를 들어 , DFT 행렬)을 적용할 수 있다.
코드북 구조 (2)
8전송 안테나를 위한 코드북을 2개의 기저 행렬 (base matrix)의 조합에 의해서 구성하는 다른 방안에 대하여 설명한다. 2 개의 기저행렬을 W1 및 W2 이라고 하면 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬 W 가 W1*W2 의 형태로 정의될 수 있다. 탱크 1
X 0
내지 8 에 대해서 W1 은 와 같은 블록 대각 행렬의 형태를 가질 수 있다.
0 X
탱크 1 내지 4 에 대해서， 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4XNb 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 또한， X 에 대해서 16 개의 4Tx DFT 빔이 정의될 수 있고, 범 인덱스는 0， 1， 2, 15 로 부여될 수 있다. 각각의 W1 에 대해서, 인접한 (adjacent) 겹치는 (over lapping) 범들은 주파수-선택적인 프리코딩에 있어서 경계 효과 (edge effect)를 감소시키기 위해 사용될 수 있다. 이에 따라， 동일하거나 상이한 W2 에 대해서 동일한 Π 을 사용하여 코드북이 구성되어도 여러 서브대역들에 대해서 최적의 성능이 보장될 수 있다.
랭크 1 및 2 에 대해서 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4X4 (즉， Nb=4) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 랭크 1 및 탱크 2 각각에 대해서 8 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고， 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 범들을 포함할 수 있다. 빔 인덱스가 0， 1， 2, ...， 15로 부여되는 경우에， 예를 들어， {0，1,2，3}， {2,3,4,5}, {4,5,6,7}, {6,7,8,9} ,{8,9,10,11}, {10,11,12,13}, {12,13,14,15}, {14,15,0,1} 와 같이 인접한 W1 행렬괴ᅳ 일부의 빔이 겹치는 8 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어， 랭크 1 및 2 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 21 과 같이 정의될 수 있다. 【수학식 21】
« = 0,1,2,···, 7
Figure imgf000039_0001
상기 수학식 21 에서 블록 대각 행렬 (0)의 블록에 해당하는 X(n)가 정의되고， 8 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북 (CB^ l 구성될 수 있다.
또한， W2 의 선택 및 공통 -위상 성분을 고려하면， 랭크 1 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 4 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 랭크 1 에 대한 W2 코드북 (CB2)은 다음의 수학식 22 와 같이 구성될 수 있다.
【수학식 22]
Figure imgf000039_0003
Figure imgf000039_0002
탱크 2 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 랭크 2 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 23 과 같이 정의될 수 있다. 【수학식 23]
Figure imgf000040_0001
다음으로， 랭크 3 및 4 에 대해서, 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4X8 (즉， Nb=8) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 탱크 3 및 탱크 4 각각에 대해서 4 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고， 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 빔들을 포함할 수 있다. 범 인덱스가 0， 1, 2， 15로 부여되는 경우에, 예를 들어， {0，1，2， ，7} {4'5，6，ᅳ.ᅳ，11}， {8,9,10,-, 15}, {12,…，： 15,0，… ,3} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 범이 겹치는 4 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어， 랭크 3 및 4 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 24 와 같이 정의될 수 있다.
【수학식 24】
1
)
8
X (") _ 1
)(2)J n = 0,1,2,3 )(3)^
W (") _
Figure imgf000040_0002
상기 수학식 24 에서 블록 대각 행렬 ([1)의 블록에 해당하는 Χ(π)가 정의되고， 4 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북 (CB^ ^ 구성될 수 있다.
또한, W2 의 선택 및 공통 -위상 성분을 고려하면, 탱크 3 에 대해서는 8 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 랭크 3 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 25 와 같이 정의될 수 있다.
【수학식 25】
Figure imgf000040_0003
Figure imgf000040_0004
e5]),(e2,[e2 e6]),(e3,[e3 e7]),(e4
(γ,,γ2)
5]),(e 6, ])，( e7]),(e 상기 수학식 24 에서 en 은 8X1 백터이고, n 번째 요소가 1 의 값을 가지고 나머지 요소들은 0 값인 선택 백터를 의미한다.
탱크 4 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통—위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 랭크 4 에 대한 W2 코드북 및 W1 코드북은 다음의 수학식 26 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 26】
Figure imgf000041_0001
Figure imgf000041_0002
Ye{[e, e5],[e2 e6],[e3 e7],[e4 e8]}
다음으로， 탱크 5내지 8에 대해서 ,블록 대각 행렬 W1의 블록에 해당하는 X가 4X4 크기의 DFT 행렬로 구성될 수 있고 하나의 W1 행렬이 정의될 수 있다. W2 는 행렬과 고정된 8Xr 크기의 열 선택 행렬의 곱으로 정의될 수 있다. 탱크 5 에 대해서 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하므로 4 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 랭크 6에 대해서 4가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하므로 4개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 랭크 7 에 대해서 1 가지의 행렬 및 탱크 8 에 대해서 1 가지의 행렬이 선택될 수 있으므로， 랭크 7 및 8 각각에 대해서 하나의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 여기서， 행렬은 각각의 전송 레이어에 대한 모든 극성 그룹들이 동일하게 사용되도록 하기 위해서 도입된 것이며， 산란 (scattering)이 더 심한 공간 채널을 가지는 높은 탱크의 전송에 대해서 양호한 성능이 기대될 수 있다. 여기서， I 는 단위행렬을 의미한다.
예를 들어， 랭크 5 내지 8 에 대한 W1 코드북 및 W2 코드북은 다음의 수학식 27 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 27]
Figure imgf000042_0001
상기 수학식 27 에서 탱크 5 내지 8 에 대한 W1 코드북은 하나의 W1 행렬만으로 구성된다. 탱크 5 내지 8 에 대한 W2 코드북에서 14 는 4X4 크기의 단위 행렬을 의미한다. 상기 수학식 27 에서 Y 행렬은， 예를 들에 다음의 수학식 28 내지 31 과 같이 정의될 수 있다.
랭크 5 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 28】
YeJlei e2 e3 e4
Figure imgf000042_0002
e3 e4 e5 e6],l
l[e3 e4 e5 e6 e7],[e4 e5 e6 e7 e8]J
랭크 6 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.
【 29]
Figure imgf000042_0003
탱크 7 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 30]
Y = h e2 e3 e4 e5 e6 e7]
탱크 8 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 31)
Υ = Ι8
상기 수학식 31 에서 18 은 8X8크기의 단위행렬을 의미한다.
전술한 바와 같이 랭크 1내지 8의 각각에 대해서 정의될 수 있는 W1의 개수를 모두 합하면， 8+8+4+4+1+1+1+1 = 28 이다.
8 전송 안테나를 위한 코드북 구성의 세부사항
전술한 최대 8개의 송신안테나를 구성하는 시스템에 적용될 수 있는 프리코더 구성에 대한 설명을 바탕으로， 이하에서는 다중 안테나 시스템에 프리코딩이 적용되기 위한 구체적인 사항들 (프리코더 크기 , 요소 성분 등)에 대한 본 발명의 예시들에 대해서 설명한다. 또한， 다양한 안테나 구성을 지원할 수 있는 프리코딩 구성의 본 발명의 예시들에 대해서 설명한다 .
8 개의 전송 안테나 (8Tx)를 구비하는 시스템을 위한 본 발명에 따른 프리코딩 코드북 설계 원리에 대해서 설명하고， 그에 따른 구체적인 예시들에 대하여 설명한다.
실시예 1
2 개의 기저 행렬 (제 1 행렬 (W1) 및 제 2 행렬 (W2))의 조합에 의해서 프리코딩 가중치가 결정되는 경우에， 블록 대각 형태를 가지는 행렬 (W1)의 요소 중에서 하나의 블록 (X)는 다른 하나의 블록 (X)에 대해서 소정의 위상 (α )이 곱해진 형태를 가질 수 있다. 여기서， 블록 (X)의 모든 요소에 동일한 위상 값 ( « )이 곱해지는 방식으로 수행된다. 예를 들어， 다음의 수학식 32 와 같이 블록 대각 행렬 (W1)가 정의될 수 있다.
【수 32】
Figure imgf000043_0001
상기 수학식 32와 같이 블록 대각 형태로 구성되는 행렬에서 임의의 하나의 블록 Χ(η) 에 위상 «가 곱해진 형태로 W/1 이 정의될 수 있다. 여기서， 위상 α는 고정된 위상 값으로 정의될 수 있다. 또는， 위상 «는 한정된 알파벳 (예를 들어， M— PSK)으로 표현되는 값으로 정의될 수도 있다.
또한， 블록 X에 가중되는 위상 값 «는 블록 X를 생성하기 위한 변수 η에 대한 함수 (즉, ^로 표현될 수 있다. 예를 들어， 다음의 수학식 33과 같이 ^(η)이 정의될 수 있다.
【수학식 33]
Figure imgf000043_0002
예를 들어， 블록 X는 다음의 수학식 34와 같은 오버샘플링된 (Oversampled) DFT 백터가사용될 수 있다. 【수학식 34】
Figure imgf000044_0001
상기 수학식 34 에서 N은 백터의 개수를 의미하고 K는 백터의 길이 (즉， 백터의 성분의 개수)를 의미한다. 여기서， K길이를 가지는 N개의 DFT백터가 정의되면 백터 인덱스 n 에 대웅되는 위상 φ)을 n 번째 백터에 곱하게 된다.
n에 의해 생성되는 위상 은， 다음의 수학식 35 와 같이, 백터의 길이 Κ 및 백터의 개수 Ν 의 함수로 표현될 수 있다.
【수학식 35】
aW = e J了 n = 0,...,N-\
수학식 34 및 수학식 35 수학식 33 에 대입하면， 다음의 수학식 36 과 같ᄋ W/n)이 정의될 수 있다.
【수학식 36]
Figure imgf000044_0002
예를 들어， Κ=4 인 경우에 백터 Χ(η) 은 4X1 크기의 백터가 되며， 이 경우에
W/n)는 다음의 수학식 37 같이 표현할 수 있다.
【수학식 37】
Figure imgf000045_0001
프리코딩 가중치 W는 제 1행렬 및 제 2행렬 (또는 백터) W2의 곱 (product)에 의해서 생성될 수 있으며, 이를 다음의 수학식 38 과 같이 표현할 수 있다.
【수학식 38]
W("'m) =W) (n)-W2 ("')
상기 수학식 38 에서 ^ 는 n에 대해서 정의되고, W2 는 n 과 다른 임의의 변수 m 에 대해서 정의될 수 있다. 예를 들어， W1 으로서 상기 수학식 33 과 같은 블록 대각 행렬이 사용되고， W2로서 어떤 백터가 사용되는 경우, 프리코딩 가중치 W는 예를 들어 다음의 수학식 39 와 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 39】
W (") _
Figure imgf000045_0003
상기 수학식 39 에서는 W2 가 사용되는 예시를 나타낸다.
Figure imgf000045_0002
여기서， b는 임의의 복소 값 (complex value)으로 표현될 수 있다. 예를 들어， b값 o 한정적인 알파벳으로 구성되는 경우에， {1} ， {1-1} ， {j-j} , { -hj-j}
, 1 +ᅳ / 1-7 -1 + 7 -1-7
등과 같은 값이 사용될 수 있다. 예를 들어, κ =
4 이고 (즉， 상기 수학식 37과 같이 이 표현됨)， b = 1 인 경우에 W(n)은 다음의 수학식 40 과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 40】
Figure imgf000046_0001
제 2 행렬 W2 가 탱크 2 를 갖는 경우， 다음의 수학식 41 과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 41】
X("> 0
W (»)―
0 a(n)X
Figure imgf000046_0003
실시예 2
블록 대각 행렬인 W l 임의의 정방행렬 (square matrix)로 표현될 때, ^을 구성하는 블록 행렬 중 일부 블록 행렬에는 위상 대각 행렬 (phase diagonal matrix)을 곱할 수 있다. 여기서 위상 대각 행렬은 α(η)으로 표현할 수 있다. 예를 들어， 은 다음의 수학식 42 와 같이 표현할 수 있다.
【수학식 42】
Χ(η) 0
W, (") _
0 Χ(")α(") 상기 수학식 42 에서 위상 대각 행렬 α(η)는, 예를 들어， 다음의 수학식 43 과 같이 표현될 수 있다.
【수 43】
Figure imgf000046_0002
예를 들어， X(n)은 4 개의 행 (row)을 가진 DFT 행렬로 구성될 수 있다. 또한， Χ(π)α(η)은 예를 들어， α,(η)Χ(η)α2(η)으로 구성될 수 있다. 다음의 수학식 44 는 이러한 경우의 Χ(π) 및 a ^XWa n)를 예시적으로 나타낸다ᅳ
【수학식 44】
0 0 0
Figure imgf000047_0001
,K=4
상기 수학식 44 에서 DFT 행렬의 앞에 있는 위상 대각 행렬에 의해서 빔이 시프트될 수 있다. 또한， DFT 행렬의 뒤에 있는 위상 대각 행렬은 Χ(π)을 쌓아서 (stack) 하나의 행렬을 만들 때， 빔의 해상도 (resolution)을 좋게 만들어 줄 수 있다. DFT 행렬의 앞에 있는 위상 대각 행렬과 뒤에 있는 위상 대각 행렬은
：
N ,e N , k = Q,...,K— 의 관계를 가진다.
또한，상기 수학식 44에서 K는 행 (row)의 개수 나타낸다.즉，상기 수학식 44 와 같이 구성되는 X(n)을 이용하여 생성되는 프리코딩 가중치 W 는 4 Tx 전송을 위하여 사용될 수 있다.
한편， Κ = 2 인 경우에는 Χ(η) 및 α, χ α^η)는 다음의 수학식 45 과 같이 구성될 수 있다.
【수학식 45】
Figure imgf000048_0001
,Κ=2
상기 수학식 45 와 같이 구성되는 Χ(π)을 이용하여 생성되는 프리코딩 가중치 W 는 2 Τχ 전송을 위하여 사용될 수 있다.
한편， 제 1행렬 (W1) 및 제 2행렬 (W2)를 이용하여 프리코딩 가중치 (W)를 구성할 때에, 위상 대각 행렬을 사용함으로써 연접된 백터 또는 행렬의 해상도를 높일 수 있다. 즉， 다음의 수학식 46 과 같이 W 가 구성될 수도 있다.
【수학식 46】
Figure imgf000048_0002
b(l) = diag(e ) … 실시예 3
전술한 코드북 구조 (2)에서는 W1 이 블록 대각 행렬로 구성되는 방식에 대하여 설명하였다. 이하에서는 W1 이 블록 대각 행렬로 구성되면서 블록 행렬 중 일부에 대해서 선형 위상 (linear phase) 값이 곱해지는 형태로 구성되는 본 발명의 예시들에 대하여 설명한다.
프리코딩 가중치 (W)가 2 개의 기저 행렬 (W1 및 W2 )의 조합에 의해서 구성되는 경우에， W = W1*W2 의 형태로 정의될 수 있다. 여기서， 랭크 1 내지 8 에 대해서 W1 ᄋ X 0
와 같은 블록 대각 행렬의 형태를 가질 수 있다. 블록 대각 행렬의 0 X
형태를 가지는 W1 가 프리코딩 행렬에 이용됨으로써， 이중 -극성 (dual -polarized) 안테나 구성에 있어서 안테나 간격이 어떠한 값 (예를 들어， λ/2 또는 4 λ)을 가지더라도 그 안테나 구성의 각각의 안테나에 의해 생성되는 공간 채널의 상관도를 나타내는 공간 공분산 (spatial covariance)에 맞출 수 있다. 또한, W1 으로부터 생성되는 적어도 16 개의 8Tx DFT 백터들과, W2 를 통한 공통 -위상 성분에 의해서， ULA 안테나 구성에서의 공간 공분산에 맞출 수 있다. 이에 따라. 높은 공간 상관도를 가지는 안테나 구성이니' 낮은 공간 상관도를 가지는 안테나 구성 모두에 대해서 양호한 성능을 기대할 수 있다.
랭크 1 내지 4 에 대해서， 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4XNb 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 또한, X 에 대해서 16 개의 4Tx DFT 빔이 정의될 수 있고， 빔 인덱스는 0, 1, 2， ...， 15 로 부여될 수 있다. 각각의 W1 에 대해서， 인접한 (adjacent) 겹치는 (overlapping) 빔들은 주파수—선택적인 프리코딩에 있어서 경계 효과 (edge effect)를 감소시키기 위해 사용될 수 있다. 이에 따라， 동일하거나 상이한 W2 에 대해서 동일한 W1 을 사용하여 코드북이 구성되어도 여러 서브대역들에 대해서 최적의 성능이 보장될 수 있다.
랭크 1 및 2 에 대해서 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4X4 (즉, Nb-4) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 랭크 1 및 탱크 2 각각에 대해서 8 개의 행렬이 정의될 수 있고, 하나의 Π 은 인접한 Π 과 겹치는 범들을 포함할 수 있다. 범 인덱스가 0， 1， 2， .·., 15로 부여되는 경우에， 예를 들어， {0,1,2,3}, {2,3,4,5}, {4,5,6,7}, {6,7,8,9} ,{8,9,10,11}, {10,11,12,13}, {12， 13, 14， 15}， {14,15,0,1}와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 빔이 겹치는 8 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어， 랭크 1 및 2 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 47 과 같이 정의될 수 있다. 【수학식 47】 0,l,2,3,«-0,l,---15 ,1,···, 7}
Figure imgf000049_0001
0
w, (k) _ X 0
0 (k)
X
Codebook 1: C, (2
= { W,(0), W ■,(C1D),W ',(2)),---, W,{7) 상기 수학식 47에서 B'는 16개의 빔 백터에 해당한다. Xi(k)는 4개의 빔 백터- 포함하는 행렬로서 정의될 수 있다. 또한， 블록 대각 행렬 Wl(k)의 블록에 해당하
Xi (k)가 정의되는데, 하나의 블록 행렬을 ¾ (k) 로 정의되고 다른 하나의 블록 행렬은
Xi(k) 로 정의되므로， 블록 행렬이 서로 다른 위상을 가지게 된다. 블록 행렬들이 동일한 위상을 가지는 것에 비하여， W2 가 없이도 ULA 안테나 구성에서 빔 형성이 양호하게 이루어질 수 있다. 이와 같이 , 8 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북 (d)이 구성될 수 있디-.
또한， W2 의 선택 및 공통 -위상 성분을 고려하면， 랭크 1 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 4 가지의 서로 다른 QPSK공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 탱크 1 에 대한 W2 코드북 (C2)은 다음의 수학식 48 와 같이 구성될 수 있다.
【수학식 48】
Figure imgf000050_0002
상기 수학식 48 및 이하의 수학식 49 에서 은 4X1 크기의 백터이며， n 번째 요소가 1 의 값올 가지고 나머지 요소들은 0 값인 선택 백터를 의미한다.
탱크 2 에 대해서는 8 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 탱크 2 에 대한 ΨΖ 코드북은 다음의 수학식 49 과 같이 정의될 수 있다. 【수학식 49】
Figure imgf000050_0001
Figure imgf000050_0003
(Y1'Y2)이 ^ ^'^A^'^ Ae4'e4Mel 'e4>le2'e4jj 다음으로, 랭크 3 및 4 에 대해서， 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X가 4X8 (즉， Nb=8) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 탱크 3 및 탱크 4 각각에 대해서 4 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고， 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 빔들을 포함할 수 있다. 범 인덱스가 0， 1， 2， ...， 15로 부여되는 경우에， 예를 들어， {0，1,2， ，7}， {4,5,6,···, 11}, {8,9,10,-,15}, {12,… , 15，0，… ,3} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 범이 겹치는 4 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어, 랭크 3 및 4 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 50 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 50】 B ,1， 2,3， ,? = 0,1，·· -15
X
Figure imgf000051_0001
0 X
Codebook 1: Γ, ={ W '^W/'^W.'-^W,
Λ기 수학식 50에서 는 16개의 빔 백터에 해당한다. 0<)，
X 8개의 빔 백터를 포함하는 행렬로서 정의될 수 있다. 또한， 블록 대각 행렬 Wl(k)의 블록에 해당하는
Xi(k)7} 정의되는데， 하나의 블록 행렬을 ¾(k) 로 정의되고 다른 하나의 블록 행렬은
Xi(k)로 정의되므로， 블록 행렬이 서로 다른 위상을 가지게 된다. 이와 같이， 4 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북 (d)이 구성될 수 있다.
또한， W2의 선택 및 공통 -위상 성분을 고려하면， 랭크 3에 대해서는 16가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 1 가지의 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 탱크 3 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 51 과 같이 정의될 수 있다. 66 ^ 8
n-i.l!- 【수학식 51]
Figure imgf000051_0002
i(ei, e5]),(e2,[e2 e, e e7]Me4,[e4
(e5'[ei e5]Me6'[e2 e e7]),(e8,[e
([el e5ie5) e2 ]세 에 le에v),([e.4 e8ie8)' We5 eileiHk e2 e2 [e7 e3le3) e8 ^W, _ 상기 수학식 51 및 이하의 수학식 52 에서 en 은 8X1 크기의 백터이고, n 번째 요소가 1 의 값을 가지고 나머지 요소들은 0 값인 선택 백터를 의미한다.
랭크 4 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 랭크 4 에 대한 W2 코드북 및 W1 코드북은 다음의 수학식 52 와 같이 정의될 수 있다.
【수학식 52】 Y
Figure imgf000052_0001
e{[ei e6],[e3 e7],[e4 e8]}
다음으로, 랭크 5내지 8에 대해서 , 블록 대각 행렬 W1의 블록에 해당하는 X가 4X4 크기의 DFT 행렬로 구성될 수 있고， 하나의 W1 행렬이 정의될 수 있다. W 는 행렬과 고정된 8xr 크기의 열 선택 행렬의 곱으로 정의될 수 있다. 탱크 5 내지 8 각각에 대해서 1 가지의 행렬이 선택될 수 있으므로， 탱크 5 내지 8 각각에 대해서 하나의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 여기 행렬은 각각의 전송 레이어에 대한 모든 극성 그룹들이 동일하게 사용되도록 하기 위해서 도입된 것이며， 산란 (scattering)이 더 심한 공간 채널을 가지는 높은 탱크의 전송에 대해서 양호한 성능이 기대될 수 있다. 여기서, I 는 단위행렬을 의미한다.
예를 들어， 탱크 5 내지 8 에 대한 W1 코드북 및 W2 코드북은 다음의 수학식 53 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 53】
Figure imgf000052_0002
상기 수학식 53 에서 탱크 5 내지 8 에 대한 W1 코드북은 하나의 W1 행렬만으로 구성된다.상기 수학식 53에서 W2코드북에서 정의되는 Y행렬은， 예를 들어 , 다음의 수학식 54 내지 57 과 같이 정의될 수 있다. 이하의 수학식 54 내지 57 에서 은 4X1크기의 백터이며， n번째 요소가 1의 값을 가지고 나머지 요소들은 0값인 선택 백터를 의미한다ᅳ
랭크 5 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 54 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 54】 e, e, e2 e2 e5
Y二 랭크 6 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 55 과 같이 정의될 수 있다.
【수 55】
Figure imgf000053_0001
탱크 7 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 56 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 56】 e, e, e2 e '2 ^3
Υ
e, e2 ᅳ C C 탱크 8 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 57 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 57]
^ ei e2
Υ =
e3 - e3 e4 -e4
전술한 바와 같이 랭크 1내지 8의 각각에 대해서 정의될 수 있는 W1의 개수를 모두 합하면， 8+8+4+4+1+1+1+1 = 28 이다.
실시예 4
본 실시예는 탱크 1 내지 4 에 대한 코드북을 구성하는 방안에 대한 것이다. 본 실시예에서는 전술한 코드북 구조 (2)에서와 유사하게 W1 이 블록 대각 행렬로 구성되고， W1 의 블록 행렬 (X) 증 일부에 대해서 선형 위상 (linear phase) 값이 곱해지는 형태로 구성되는 예시에 대하여 설명한다. 이를 위하여， W1 및 W2 로부터 16 개의 4Tx DFT 백터가 생성되고， W1 의 블록 행렬인 X 가 2XNb 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 이하에서는 본 실시예에 따른 구체적인 코드북 구조의 예시에 대하여 설명한다.
프리코딩 가중치 (W)가 2 개의 기저 행렬 (W1 및 W2 )의 조합에 의해서 구성되는 경우에， W = W1*W2 의 형태로 정의될 수 있다. 여기서， 랭크 1 내지 4 에 대해서 W1 ᄋ X 0
와 같은 블록 대각 행렬의 형태를 가질 수 있다. 블록 대각 행렬의 0 X 형태를 가지는 Wl 7} 프리코딩 행렬에 이용됨으로써， 이중—극성 (dual -polarized) 안테나 구성애 있어서 안테나 간격이 어떠한 값 (예를 들어， λ/2 또는 4 λ)을 가지더라도， 그 안테나 구성의 각각의 안테나에 의해 생성되는 공간 채널의 상관도를 나타내는 공간 공분산 (spatial covariance)에 맞출 수 있다. 또한, W1 으로부터 생성되는 적어도 16 개의 4Tx DFT 백터들과， W2 를 통한 공통 -위상 성분에 의해서, ULA 안테나 구성에서의 공간 공분산에 맞출 수 있다. 이에 따라， 높은 공간 상관도를 가지는 안테나 구성이나 낮은 공간 상관도를 가지는 안테나 구성 모두에 대해서 양호한 성능을 기대할 수 있다.
랭크 1 내지 4 에 대해서， 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 2xNb 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 또한， X 에 대해서 16 개의 2Tx DFT 빔이 정의될 수 있고， 범 인덱스는 0， 1， 2, 15 로 부여될 수 있다. 각각의 W1 에 대해서, 인접한 (adjacent) 겹치는 (over lapping) 빔들은 주파수—선택적인 프리코딩에 있어서 경계 효과 (edge effect)를 감소시키기 위해 사용될 수 있다. 이에 따라, 동일하거나 상이한 W2 에 대해서 동일한 W1 을 사용하여 코드북이 구성되어도 여러 서브대역들에 대해서 최적의 성능이 보장될 수 있다ᅳ
랭크 1 및 2 에 대해서 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 2X4 (즉， Nb=4) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 랭크 1 및 ¾크 2 각각에 대해서 8 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고， 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 범들을 포함할 수 있다. 빔 인덱스가 0， 1， 2, ...， 15로 부여되는 경우에， 예를 들어， {0，1，2,3}, {2,3,4,5}, {4,5,6,7}, {6,7,8,9} ,{8,9,10,11}, {10,11,12,13}, {12,13,14,15}, {14,15,0,1}와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 범이 겹치는 8 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어， 랭크 1 및 2 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 58 과 같이 정의될 수 있다. 【수학식 58】 ， « = 0,1,···15 }
Figure imgf000054_0001
X 0 0
0 Al 」
Codebook 1: C, = { \ (0), W,(1),
Figure imgf000054_0002
W,(7)} 상기 수학식 58 에서 빔 백터 Bj 에 대한 수학식이 e' 16 이며， o 전술한 실시예 3 에서 탱크 1 및 2 어 1 대한 범 백터를 정의하는 수학식 47 에서 ^즈 인 것과 차이점을 가진다. 상기 수학식 58 에서 는 16 개의 범 백터에 해당한다. 는 4 개의 범 백터를 포함하는 행렬로서 정의될 수 있다ᅳ 또한, 블록 대각 행렬 의 블록에 해당하는 가 정의되는데, 하나의 블록 행렬을 로 정의되고 다른 하나의 블록 행렬은 Xi(k)로 정의되므로， 블록 행렬이 서로 다른 위상을 가지게 된다. 이와 같이， 8 개의 서로 다른 W1 들로 Ψ1 코드북 (d)이 구성될 수 있다.
또한， W2 의 선택 및 공통—위상 성분을 고려하면, 탱크 1 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 4 가지의 서로 다른 QPSK공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 탱크 1 에 대한 W2 코드북 (C2)은 다음의 수학식 59 와 같이 구성될 수 있다.
【수학식 59]
Figure imgf000055_0001
Figure imgf000055_0003
Yelel， ，¾，¾ )
상기 수학식 59 및 이하의 수학식 60 에서 ¾은 4X1 크기의 백터이며， n 번째 요소가 1 의 값을 가지고 나머지 요소들은 0 값인 선택 백터를 의미한다.
탱크 2 에 대해서는 8 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어, 탱크 2 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 60 과 같이 정의될 수 있다. 【수학식 60】
(Y„Y2)e G , Cxi
Figure imgf000055_0002
다음으로， 랭크 3 및 4 에 대해서, 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 2X8 (즉， Nb=8) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 탱크 3 및 랭크 4 각각에 대해서 4 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고， 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 빔들을 포함할 수 있다. 빔 인덱스가 0, 1， 2， ...， 15로 부여되는 경우에, 예를 들어， {0,1，2， ，7}， {4, 5, 6,···, 11}, {8,9,10,···, 15}, {12, ··· , 15，0， ···，3} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 빔이 겹치는 4 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어， 랭크 3 및 4 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 61 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 61] 0,1,2,3, /? = 0,1,-··15
Figure imgf000056_0001
상기 수학식 61 에서 범 백터 B' 에 대한 수학식이 / 16 이며， 이는 전술한 실시예 3 에서 탱크 3 및 4 에 대한 범 백터를 정의하는 수학식 50 에서
Figure imgf000056_0002
인 것과 차이점을 가진다. 상기 수학식 61 에서 Bj는 16 개의 범 백터에 해당한다. (1 는 8 개의 빔 백터를 포함하는 행렬로서 정의될 수 있다. 또한， 블록 대각 행렬
W1o 의 블록에 해당하는 가 정의되는데, 하나의 블록 행렬을 ¾0 로 정의되고 다른 하나의 블록 행렬은 X/1 로 정의되므로， 블록 행렬이 서로 다른 위상을 가지게 된다. 이와 같이, 4 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북 (d)이 구성될 수 있다.
또한， W2의 선택 및 공통 -위상 성분을 고려하면， 랭크 3에 대해서는 16가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 1 가지의 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 랭크 3 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 62 와 같이 정의될 수 있다.
【수학식 62】
Figure imgf000057_0001
상기 수학식 62 및 이하의 수학식 63 에서 en 은 8X1 크기의 백터이고， n 번째 요소가 1 의 값을 가지고 나머지 요소들은 0 값인 선택 백터를 의미한다.
랭크 4 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 랭크 4 에 대한 W2 코드북 및 W1 코드북은 다음의 수학식 63 와 같이 정의될 수 있다.
【수학식 631
Figure imgf000057_0003
Figure imgf000057_0002
전술한 바와 같이 탱크 1내지 4의 각각에 대해서 정의될 수 있는 W1의 개수를 모두 합하면, 8+8+4+4 = 24 이다.
전술한 본 발명의 다양한 실시예에 따라서 MIM0송신단 (예를 들어, 기지국)에서 적용할 프리코딩 가중치 (W)와 관련하여， MIM0 수신단 (예를 들어， 단말)에서는 수신단에서 측정된 채널 상태 등에 기반하여 자신이 선호하는 제 1 PMKW1) 및 제 2 PMKW2)을 선택하고 이를 MIM0 송신단에게 보고할 수 있다. 경우에 따라서， MIM0 송신단은 MIM0수신단에서 보고하는 및 를 고려하여 적절한프리코딩 가중치를 결정하여 (송신단의 입장에서는 반드시 수신단에서 보고받은 W1 및 W2 를 사용할 필요는 없음) MIM0 전송에 적용할 수 있다.
또한， W1 (제 1 PMI) 및 /또는 W2 (제 2 PMI)가 물리상향링크제어채널 (PUCCH)를 통하여 주기적인 방식으로 피드백되는 경우에， 다음에서 설명하는 바와 같은 전송 모드가 설정될 수 있다. 이를 채널상태정보 (CSI) 모드 1 및 CSI 모드 2 로 칭하기로 한다. CSI 모드 1 에서는 MIMO 수신단 (예를 들어， 단말)이 W1 및 W2 를 구별되는 (separate) 서브프레임 상에서 전송할 수 있다. 예를 들어， W1 는 랭크지시자 (RI)와 함께 제 1 서브프레임 상에서 전송되고， W2 는 제 2 서브프레임 상에서 전송될 수 있다. 이 때， W1 및 RI 는 조인트-인코딩 (jointly-encoded)될 수 있고， 조인트-인코딩된 W1 및 RI 는 5 비트의 크기를 가질 수 있다. W1 및 W2 를 상이한 서브프레임 상에서 수신한 MIM0송신단 (예를 들어， 기지국)은 이를 고려하여 MIM0 전송에 적용될 프리코더 (W)를 선택할 수 있다.
CSI모드 2에서는 MIM0전송에 적용될 프리코더 (W)가 하나의 서브프레임 상에서 한정되어 전송되는 단일 보고에 기초하여 결정될 수 있다. 달리 표현하자면， MIM0 수신단 (예를 들어， 단말)은 W1 및 W2 를 하나의 서브프레임 상에서 함께 전송할 수 있다. 이 때， PUCCH상의 제어정보 전송에 있어서, W1및 W2가 CQI 와 함께 전송되는 경우에 최대 11 비트의 페이로드 크기를 가지도록 제한된다. 따라서， 전체 페이로드 크기가 11비트를 넘지 않도톡 Ψ1및 /또는 W2에 대해서 서브샘플링 (sub-samp ling)이 적용될 수 있다. 예를 들어, 어떤 코드북에서 공통-위상을 가질 수 있는 상이한 서브셋 (subset)들이 빔 각도의 상이한 그룹들에 대해서 사용될 수 있다.
전술한 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서， 2 개의 기저 행렬을 이용하여 최대 8 전송 안테나 전송에 적용되는 프리코더 코드북을 구성함에 있어서， 피드백 오버헤드를 감소하면서도 양호한 성능의 코드북을 제공할 수 있고, 또한 다양한 안테나 구성에서 양호한 성능을 보장하는 코드북이 제공될 수 있다.
도 24 을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 상향링크 MIM0 전송 및 수신 방법에 대하여 설명한다.
단계 S2410 에서 단말은 제 1 및 제 2 PMI 를 기지국으로 전송할 수 있고， 기지국은 이를 수신할 수 있다. 단계 S2410 이전에 단말은 기지국으로부터의 하향링크 채널을 측정하여 채널상태정보를 생성할 수 있다. 채널상태정보 (CSI)는 RI, PMI, CQI 를 포함할 수 있다. 여기서， PMI 는 제 1 PMI (예를 들어， W1) 및 제 2 PMI (예를 들어， W2)를 포함할 수 있다. 단계 S2410 에서 PMI 를 기지국으로 전송할 수 있다. 여기서 , 단말은 제 1 및 제 2 PMI 를 동일한 상향링크 서브프레임에서 전송할 수도 있고， 상이한 상향링크 서브프레임 상에서 전송할 수도 있다.
단계 S2420 에서 기지국은 수신된 제 1 및 제 2 PMI 을 고려하여 하향링크 전송에 적용될 프리코딩 행렬을 결정할 수 있다. 단말이 전송한 제 1및 제 2 PMI 는 단말이 선호하는 프리코딩 행렬이 무엇인지 지시하는 정보이며, 프리코딩 행렬들의 후보들이 코드북을 구성하고 있다. 여기서， 코드북으로서 전술한 본 발명의 다양한 실시예에 따른 코드북이 사용될 수 있다. 예를 들어， 제 1 PMI 가 지칭하는 프리코딩 행렬인 W1 들을 포함하는 코드북을 단말과 기지국 모두에서 미리 공유하고 있고， 여기서 W1 들은 블록 대각 행렬로 구성될 수 있고， W1 의 블록 행렬 (X) 중 어느 하나에 위상 값이 곱해질 수 있다. 제 2 PMI 가 지칭하는 프리코딩 행렬인 W2 들을 포함하는 코드북을 단말과 기지국 모두에서 미리 공유하고 있고， W2 들은 전술한 본 발명의 다양한 예시들에서 설명한 바에 따라 구성될 수 있다.
단계 S2430 에서 기지국은 하향링크 신호를 하나 이상의 레이어에 매핑시킬 수 있다.
단계 S2440 에서 기지국은 하향링크 신호가 매핑된 하나 이상의 레이어에 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 프리코딩을 수행할 수 있다. 여기서 프리코딩 행렬은 W1 및 W2 에 기초하여 결정될 수 있다.
단계 S2450 에서 기지국은 프리코딩된 하향링크 신호를 단말에게 전송할 수 있고， 단말은 이를 수신할 수 있다. 단계 S2450 이후에 단말은 수신된 하향링크 신호에 대해서, 기지국이 하향링크 신호에 적용한 프리코딩 행렬 (W)과 동일한 프리코딩 행렬을 기반으로 처리하여 (예를 들어， 수신된 하향링크 신호에 프리코딩 역처리를 수행함으로써) 하향링크 신호를 복원할 수 있다.
도 24 와 같은 본 발명의 코드북 기'반 신호 송수신 방법에 있어서， 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용될 수 있으며， 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다ᅳ
또한， 기지국과 중계기간의 (백홀 상향링크 및 백홀 하향링크에서의) MIM0 전송 및 중계기와 단말간의 (액세스 상향링크 및 액세스 하향링크에서의) MIM0 전송에 대한 상향링크 MIM0 전송 및 수신에 대해서도 본 발명에서 제안하는 동일한 원리가 적용될 수 있다.
도 25은 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도면이다. 도 25를 참조하여 본 발명에 따른 기지국 장치 (2510)는， 수신모들 (2511)， 전송모들 (2512)， 프로세서 (2513)， 메모리 (2514) 및 복수개의 안테나 (2515)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (2515)는 MIM0송수신을 지원하는 기지국 장치를 의미한다. 수신모들 (2511)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모들 (2512)은 단말로의 하향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (2513)는 기지국 장치 (2510) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치 (2510)는 하향링크 신호를 전송하도록 구성될 수 있다. 또한， 기지국 장치의 메모리 (2514)는 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장할 수 있다. 또한， 기지국 장치의 프로세서 (2513)는， 수신 모들 (2511)을 통하여 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를 수신하도록 구성될 수 있다.또한,프로세서 (2513)는,제 1PMI가지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1코드북으로부터 제 1행렬 (W1)을 결정하고， 상기 제 2PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬 (W2)을 결정하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (2513)는， 제 1 행렬 (W1) 및 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 프리코딩 행렬 (W)를 결정하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서 (2513)는， 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 프리코딩을 수행하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (2513)는, 프리코딩된 신호를 상기 전송 모들 (2512)을 통하여 상기 단말로 전송하도록 구성될 수 있다. 여기서， 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.
기지국 장치 (2510)의 프로세서 (2513)는 그 외에도 기지국 장치 (2510)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (2514)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
도 25를 참조하여 본 발명에 따른 단말 장치 (2520)는， 수신모들 (2521)， 전송모들 (2522)， 프로세서 (2523)， 메모리 (2524) 및 복수개의 안테나 (2525)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (2525)는 MIM0 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 수신모들 (2521)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모들 (2522)은 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (2523)는 단말 장치 (2520) 전반의 동작을 제어할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 단말 장치 (2520)는， 하향링크 신호를 수신 및 처리하도록 구성될 수 있다. 또한, 단말 장치의 메모리 (2514)는， 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장할 수 있다 . 또한 . 단말 장치의 프로세서 (2523)는， 전송 모들 (2522)을 통하여 기지국으로 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를 전송하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (2523)는， 수신 모들 (2521)을 통하여 하향링크 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 여기서， 단말이 수신하는 하향링크 신호는 기지국에 의해서 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 프리코딩이 수행된 하향링크 신호에 해당한다. 즉, 기지국에 의해서 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행될 수 있다. 여기서， 프리코딩 행렬 (W)은 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1코드북으로부터 결정된 제 1행렬 (W1)및 상기 제 2 PMI가지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 결정된 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 결정될 수 있다. 또한, 프로세서 (2523)는， 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 상기 수신된 하향링크 신호를 처리하도록 구성될 수 있다. 여기서， 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.
단말 장치 (2520)의 프로세서 (2523)는 그 외에도 단말 장치 (2520)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (2524)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
위와 같은 기지국 장치 및 단말 장치의 구체적인 구성은， 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도톡 구현될 수 있으며， 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
또한， 도 25에 대한 설명에 있어서 기지국 장치 (2510)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고， 단말 장치 (2520)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어， 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 (firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Appl icat ion Specific Integrated Circuits) , DSPs(Digital Signal Processors) , DSPDs(Digi tal Signal Processing Devices) , PLDs (Programmable Logic Devices), FPGAs (Field Programmable Gate Arrays), 프로세서， 컨트롤러, 마이크로 컨트를러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다. 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명올 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만， 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서， 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한， 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
기지국에서 하향링크 신호를 전송하는 방법으로서 ,
단말로부터 제 1 및 제 2프리코딩행렬지시자 (PMI)를 수신하는 단계;
상기 제 1PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1코드북으로부터 제 1행렬 (W1)을 결정하고，상기 제 2PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬 (W2)을 결정하고， 상기 제 1 행렬 (W1)및 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 프리코딩 행렬 (W)를 결정하는 단계;
상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 프리코딩을 수행하는 단계; 및
상기 프리코딩된 신호를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하고，
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가지는， 하향링크 신호 전송 방법.
【청구항 2】
제 1 항에 있어서，
상기 제 1 행렬 (W1)은 다음의 수학식과 같이 구성되고，
Figure imgf000064_0001
)6η 및 ^ 은 상기 블록 대각 행렬의 블록에 해당하고， cn 은 상기 소정의 위상 값에 해당하는， 하향링크 신호 전송 방법.
【청구항 31
제 2항에 있어서，
X(n) 은 다음의 수학식에서 정의하는 DFT(Discrete Fourier Transform) 백터로 구성되고，
Figure imgf000064_0002
N 은 상기 DFT 백터의 개수이고， K 는 상기 DFT 백터의 길이인， 하향링크 신호 전송 방법 .
【청구항 4】
제 2 항에 있어서，
άη 은 다음의 수학식과 같이 정의되
ΊπηΚ
a (") = e n = 0,...,N-\
하향링크 신호 전송 방법 .
【청구항 5】
제 2 항에 있어서，
n) 은 다음의 수학식과 같은 위상 대각 행렬로 정의되는，
0 0
0 0
a = diag(e •e
0 0 e
하향링크 신호 전송 방법 .
【청구항 6】
단말이 하향링크 신호를 전송하는 방법으로서，
기지국으로 제 1 및 제 2프리코딩행렬지시자 (PMI)를 전송하는 단계;
상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬 (W1) 및 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 결정된 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 , 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된 신호를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계; 및
상기 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 상기 수신된 하향링크 신호를 처리하는 단계를 포함하고，
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가지는， 하향링크 신호 수신 방법.
【청구항 7】
제 6항에 있어서，
상기 제 1 행렬 (W1)은 다음의 수학식과 같이 구성되고,
Figure imgf000066_0001
)6n) 및 α^ ^ 은 상기 블록 대각 행렬의 블록에 해당하고， 은 상기 소정의 위상 값에 해당하는， 하향링크 신호 수신 방법.
【청구항 8】
제 7 항에 있어서，
X(n) 은 다음의 수학식에서 정의하는 DFT(Discrete Fourier Transform) 백터로 구성되고,
Figure imgf000066_0002
N 은 상기 DFT 백터의 개수이고， K 는 상기 DFT 백터의 길이인， 하향링크 신호 수신 방법 .
【청구항 9]
제 7 항에 있어서,
άη) 은 다음의 수학식과 같이 정의되는，
Figure imgf000066_0003
하향링크 신호 수신 방법 .
【청구항 10】
제 7 항에 있어서，
n) 은 다음의 수학식과 같은 위상 대각 행렬로 정의되는，
0 … 0
0 emn 0
a(n> =diag(e n)---eje^{n)) 0 0 e J ¾·-,(«) 하향링크 신호 수신 방법 .
【청구항 111
하향링크 신호를 전송하는 기지국으로서,
단말로 상기 하향링크 신호를 전송하는 전송 모들;
상기 단말로부터 상향링크 신호를 수신하는 수신 모들; 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및
상기 기지국을 제어하는 프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는，
상기 수신 모들을 통하여 상기 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를 수신하고;
상기 제 1PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1코드북으로부터 제
1행렬 (W1)을 결정하고， 상기 제 2PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬 (W2)을 결정하고， 상기 제 1 행렬 (W1)및 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 프리코딩 행렬 (W)를 결정하고;
상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 프리코딩을 수행하고;
상기 프리코딩된 신호를 상기 전송 모듈을 통하여 상기 단말로 전송하도록 구성되며,
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가지는， 하향링크 신호 전송 기지국.
【청구항 12】
하향링크 신호를 수신하는 단말로서，
기지국으로부터 상기 하향링크 신호를 수신하는 수신 모들;
상기 기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 전송 모들;
프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및
상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는，
상기 전송 모들을 통하여 상기 기지국으로 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를 전송하고;
상기 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬 ( ) 및 상기 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제
2 코드북으로부터 결정된 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여， 상기 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된 신호를 상기 수신 모들을 통하여 상기 기지국으로부터 수신하고; 상기 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 상기 수신된 하향링크 신호를 처리하도록 구성되며，
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고, 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가지는， 하향링크 신호 수신 단말.
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