KR20130028629A

KR20130028629A - 터치 스크린 센서 집적 회로, 이의 동작 방법, 및 이를 포함하는 시스템

Info

Publication number: KR20130028629A
Application number: KR1020120053519A
Authority: KR
Inventors: 김기덕; 최윤경
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2011-09-09
Filing date: 2012-05-21
Publication date: 2013-03-19
Also published as: KR101915259B1; US20130063396A1; TW201312420A; TWI575412B; US9195342B2

Abstract

센서 회로가 개시된다. 상기 센서 회로는 감지 라인을 통하여 입력된 제1입력 신호의 레벨, 예컨대 노이즈 신호의 레벨에 따라 상기 감지 라인을 통하여 입력된 제2입력 신호를 복조 동작을 수행하는 복조 경로를 통하여 처리하거나 또는 상기 복조 동작을 수행하지 않는 비-복조 경로를 통하여 처리할 수 있다.

Description

터치 스크린 센서 집적 회로, 이의 동작 방법, 및 이를 포함하는 시스템 {TOUCH SCREEN SENSOR INTEGRATED CIRCUIT, METHOD THEREOF, AND SYSTEM HAVING THE SAME}

본 발명의 개념에 따른 실시 예는 노이즈(noise) 검출에 기초한 적응적 터치 감지 스킴(scheme)에 관한 것으로, 특히 진정한 멀티-터치(true multi-touch)를 감지하기 위한 터치 스크린 센서 IC(integrated circuit), 이의 동작 방법, 및 상기 터치 스크린 센서 집적 IC를 포함하는 시스템에 관한 것이다.

요즘, 정전식-터치 시스템(capactive-type touch system)은 스마트폰 또는 태블릿 PC(tablet personal computer)와 같은 모바일 애플리케이션(mobile application)에서 널리 적용되고 있다. 그 이유는 상기 시스템은 높은 내구력(high durability)과 우수한 광 투과율(light transmittance)을 갖고 멀티-터치와 소프트-터치 특성들(multi-touch features and soft-touch features)을 보여주고 있기 때문이다.

한편, 정전식-터치 시스템은 터치 컨트롤러의 다양한 성능들, 예컨대 진정한 멀티-터치 검출(true multi-touch detection), 높은 노이즈 면역력(high noise-immunity), 및 낮은 전력 소모(low power consumption) 등을 요구한다.

최근, 디스플레이 드라이버 IC(integrated circuit)에 내장된 정전식-터치 스크린 컨트롤러가 Hyoung-Rae Kim et al., “A Mobile-Display-Driver IC Embedding a Capacitive-Touch-Screen Controller System”, ISSCC Dig. Tech. Papers, pp.114-115, Feb. 2010.에서 소개되었다.

상기 디스플레이 드라이버와 상기 터치 스크린 컨트롤러를 포함하는 1-칩 솔루션(1-chip solution)은 제조 가격을 줄일 수 있다. 그러나, 상기 터치 컨트롤러는 하나의 터치(single touch) 또는 제스처를 이용한 가상적인 두 개의 터치들 (virtual two touches)만을 지원한다. 왜냐하면, 상기 터치 컨트롤러는 구동 라인의 신호와 감지 라인의 신호 각각에 대한 독립적인 1-차원 프로파일(independent 1-dimensional profile)을 갖는 투영된 정전식 터치 감지(projected capacitive touch sensing)에 기초하기 때문이다.

또한, 낮은 SNR(signal-to-noise ratio) 때문에, 상기 터치 컨트롤러는 강력한 노이즈 환경하에서 터치 포인트를 정확하게 감지하는 동작을 기대할 수 없다.

현재의 정전식-터치 시스템의 엄격한 요구들을 만족시킬 수 있는 터치 컨트롤러에 대한 연구가 필요하다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적인 과제는 진정한 멀티-터치 감지, 높은 노이즈 면역력, 및 낮은 전력 소모 등의 특징들을 갖는 상호 정전 용량 감지(mutual capacitance sensing)에 기초한 터치 스크린 센서 집적 회로, 이의 동작 방법, 및 상기 터치 스크린 센서 집적 회로를 포함하는 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 실시 예에 따른 터치 스크린 센서 집적 회로의 동작 방법은 노이즈 검출 동작 동안, 정전식 터치 스크린 패널로부터 출력된 제1입력 신호가 노이즈 윈도우 범위 내에 존재하는지를 판단한 후, 판단 결과에 따라 복조 경로와 비-복조 경로 중에서 어느 하나를 선택하는 단계와, 감지 동작 동안 상기 정전식 터치 스크린 패널로부터 출력된 제2입력 신호를 상기 노이즈 검출 동작 동안 선택된 경로를 통하여 처리하는 단계를 포함한다.

상기 선택하는 단계는 상기 제1입력 신호가 상기 노이즈 윈도우 범위 내에 존재할 때 상기 비-복조 경로를 선택하고, 그 외의 경우 상기 복조 경로를 선택한다.

상기 처리하는 단계는 상기 비-복조 경로가 선택된 때에는 상기 비-복조 경로를 통하여 상기 입력 신호의 피크 값을 검출하고 검출된 피크 값을 유지하고, 상기 복조 경로가 선택된 때에는 상기 복조 경로를 통하여 상기 제2입력 신호를 복조한다.

상기 복조 경로를 통하여 상기 제2입력 신호를 복조하는 단계는 상기 제2입력 신호에 포함된 노이즈를 제거하는 단계와, 노이즈가 제거된 제2입력 신호를 복조하는 단계와, 복조된 제2입력 신호에 포함된 노이즈를 제거하는 단계를 포함한다.

상기 터치 스크린 센서 집적 회로의 동작 방법은 오프셋 신호를 이용하여 상기 선택된 경로를 통하여 처리된 신호의 오프셋을 조절하는 단계를 더 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 터치 스크린 센서 집적 회로는 각각이 정전식 터치 스크린 패널의 복수의 감지 라인들 각각으로부터 출력된 신호를 감지하고 증폭할 수 있는 복수의 단위 감지 회로들을 포함한다.

상기 복수의 단위 감지 회로들 각각은 선택 신호에 응답하여 상기 복수의 감지 라인들 중에서 대응되는 감지 라인으로부터 출력된 입력 신호를 복조 경로 또는 비-복조 경로로 전송하는 제1선택기와, 상기 선택 신호에 응답하여 상기 복조 경로 또는 상기 비-복조 경로로부터 출력된 신호를 출력하는 제2선택기와, 노이즈 검출 동작 동안 상기 감지 라인으로부터 출력된 노이즈 신호가 노이즈 윈도우 범위 내에 존재하는지의 여부를 판단하고 판단 결과에 따라 상기 선택 신호를 출력하고, 감지 동작 동안 상기 선택 신호를 유지하는 노이즈 검출기를 포함한다.

상기 복조 경로는 상기 제1선택기의 출력 신호에 포함된 노이즈 신호를 제거하는 제1필터와, 상기 제1필터의 출력 신호를 복조하는 복조기와, 상기 복조기의 출력 신호를 저역 통과 필터링하는 저역 통과 필터를 포함한다.

상기 제1필터는 안티-하모닉 필터이고, 상기 복조기는 구형파 복조기일 수 있다.

상기 비-복조 경로는 상기 제1선택기의 출력 신호의 피크 값을 검출하고 검출된 피크 값을 유지하는 피크 검출기를 포함한다.

상기 터치 스크린 센서 집적 회로는 오프셋 신호에 응답하여 상기 제2선택기의 출력 신호의 오프셋을 조절하는 오프셋 조절 회로를 더 포함한다.

상기 터치 스크린 센서 집적 회로가 상기 감지 라인과 상기 제1선택기 사이에 접속된 전하 증폭기를 더 포함할 때, 상기 노이즈 검출기는 상기 노이즈 검출 동작 동안 상기 전하 증폭기로부터 출력된 노이즈 신호가 노이즈 윈도우 범위 내에 존재하는지의 여부를 판단하고 판단 결과에 따라 상기 선택 신호를 출력한다.

본 발명의 실시 예에 따른 시스템은 상기 터치 스크린 센서 집적 회로와, 상기 터치 스크린 센서 집적 회로와 통신할 수 있는 호스트 컨트롤러를 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 터치 스크린 센서 IC는 진정한 멀티-터치를 정확하게 감지할 수 있고, 높은 노이즈 면역력을 가지면서, 적은 전력을 소모하는 효과가 있다.

도 1a는 본 발명의 실시 예에 따른 터치 스크린 센서 집적 회로(IC)를 포함하는 시스템의 개략적인 블록도를 나타낸다.
도 1b는 도 1에 도시되고 다이아몬드 패턴을 갖는 싱글-레이어 정전식-터치 스크린 패널을 나타낸다.
도 2는 도 1a에 도시된 터치 스크린 센서 IC의 개략적인 블록도를 나타낸다.
도 3은 도 2에 도시된 드라이버 회로 블록의 개략적인 블록도를 나타낸다.
도 4는 도 3에 도시된 마스크 신호의 파형도의 일 실시 예를 나타낸다.
도 5는 도 2에 도시된 센서 회로 블록의 개략적인 블록도를 나타낸다.
도 6은 도 5에 도시된 단위 센서 회로의 일 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 7은 도 6에 도시된 노이즈 검출기의 회로도와 상기 노이즈 검출기의 입력 신호의 파형도를 나타낸다.
도 8은 도 6에 도시된 피크 검출기의 회로도와 상기 피크 검출기의 입출력 신호들의 파형도를 나타낸다.
도 9는 도 6에 도시된 안티-하모닉 필터를 내장하는 구형파 복조기의 회로도와 상기 구형파 복조기의 입출력 신호들의 파형도를 나타낸다.
도 10은 도 6에 도시된 지연 추적기의 블록도를 나타낸다.
도 11은 도 10에 도시된 지연 추적기의 동작을 설명하기 위한 입력 신호들의 파형도를 나타낸다.
도 12는 도 5에 도시된 단위 센서 회로의 다른 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 13은 도 12에 도시된 전하 증폭기의 회로도를 나타낸다.
도 14는 도 2에 도시된 센서 회로 블록의 출력 신호들의 파형도를 나타낸다.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 쉬프팅 기능을 이용하여 소스 주파수를 조절하는 방법을 설명하기 위한 일 실시예를 나타낸다.
도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 쉬프팅 기능을 이용하여 소스 주파수를 조절하는 방법을 설명하기 위한 다른 실시예를 나타낸다.
도 17은 도 6 또는 도 12에 도시된 단위 센서 회로를 이용하여 센서 신호를 처리하는 방법을 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 18은 도 16 또는 도 17에 도시된 실시 예에 따라 소스 주파수를 조절하는 방법을 설명하기 위한 플로우차트이다.

도 1a는 본 발명의 실시 예에 따른 터치 스크린 센서 집적 회로(IC)를 포함하는 시스템의 개략적인 블록도를 나타내고, 도 1B는 도 1에 도시되고 다이아몬드 패턴을 갖는 싱글-레이어 정전식-스크린 터치 패널을 나타낸다.

도 1a를 참조하면, 시스템(10)은 터치 스크린 패널(20), 터치 스크린 센서 IC(30), 및 호스트 컨트롤러(또는 애플리케이션 프로세서(application processor(AP)); 40)를 포함한다. 도 1a에서는 설명의 편의를 위하여 디스플레이 패널과 상기 디스플레이 패널을 구동하는 디스플레이 패널 드라이버 IC는 별도로 도시하지 않았다.

시스템(10)은 이동 전화기, 스마트폰(smart phone), 태블릿 PC(tablet personal computer), PDA (personal digital assistant), PMP(portable multimedia player), 또는 MP3 플레이어와 같은 모바일 애플리케이션(mobile application)일 수 있다.

도 1b에 도시된 바와 같이, 터치 스크린 패널(20)은 다이아몬드 패턴 (diamond pattern)을 갖는 싱글-레이어 정전식 터치 스크린 패널(single-layer capacitive touch screen panel)로 구현될 수 있다.

상기 싱글-레이어 정전식 터치 스크린 패널은 복수 개의 구동 라인들(X0-Xn, n은 자연수, 예컨대 n=18)과 복수 개의 감지 라인들(Y0-Ym, m은 자연수, 예컨대 m=11)을 포함한다. 상기 구동 라인은 수평 라인으로 불릴 수 있고, 상기 감지 라인은 수직 라인으로 불릴 수 있다.

실시 예에 따라, 복수 개의 구동 라인들(X0-Xn) 중에서 일부의 구동 라인들, 예컨대 홀수 번째 구동 라인들 각각은 터치 스크린 패널(20)의 왼쪽으로 공급되는 구동 신호들 각각을 전송할 수 있고, 복수 개의 구동 라인들(X0-Xn) 중에서 나머지 일부의 구동 라인들, 예컨대 짝수 번째 구동 라인들 각각은 터치 스크린 패널(20)의 오른쪽으로 공급되는 구동 신호들 각각을 전송할 수 있다.

그러나, 다른 실시 예에 따라, 복수 개의 구동 라인들(X0-Xn) 각각은 터치 스크린 패널(20)의 왼쪽 또는 오른쪽으로 공급되는 다수의 구동 신호들 각각을 전송할 수 있도록 배치될 수 있다.

복수 개의 구동 라인들(X0-Xn) 각각과 복수 개의 감지 라인들(Y0-Ym) 각각은 CMOS 기술에서 비아 공정(via process)과 유사한 브리지 접속(bridge connection)에 의하여 전기적으로 서로 분리될 수 있다.

복수 개의 구동 라인들(X0-Xn) 각각과 복수 개의 감지 라인들(Y0-Ym) 각각의 교점(crossing point)에는, 도 1a와 도 1b에 도시된 바와 같이 상호 정전 용량 노드(mutual capacitance node; MC)가 형성된다.

따라서, 터치 스크린 패널(20)로부터 (n+1)*(m+1)의 2-차원 상호 정전 용량 프로파일(mutual capacitance profile)이 획득될 수 있다.

손가락 또는 전도성의 물질이 정전식 터치 스크린 패널(20)을 터치할 때, 상기 정전식 터치 스크린 패널(20)의 상호 정전 용량 프로파일은 변한다. 따라서 상호 정전 용량 프로파일의 변화에 따라, 터치 스크린 센서 IC(30)는 터치 포인트 (touch point)를 정확하게 찾을 수 있다.

즉, 터치 스크린 센서 IC(30)는 복수 개의 구동 라인들(X0-Xn) 각각으로 구동 신호를 공급하고, 복수 개의 감지 라인들(Y0-Ym) 각각으로부터 출력된 감지 신로를 처리하고, 처리 결과에 따른 신호들을 호스트 컨트롤러(40)로 전송한다.

터치 스크린 센서 IC(30)의 구조와 동작은 도 2부터 도 18을 참조하여 상세히 설명될 것이다.

도 2는 도 1a에 도시된 터치 스크린 센서 IC의 개략적인 블록도를 나타낸다.

도 2를 참조하면, 터치 스크린 센서 IC(30)는 전력 발생기(31), 드라이버 회로 블록(100), 센서 회로 블록(200), 컨트롤 로직(300), 오실레이터(301), 지연 테이블(보다 정확하게는 지연 테이블을 저장하는 메모리; 400), 오프셋 생성기(410), 아날로그-디지털 변환기 블록(510), 디지털 FIR 필터(digital finite impulse response(FIR) filter; 520), 및 MCU(micro controller unit; 530)을 포함한다.

전력 발생기(31)는 외부로부터 입력되는 복수 개의 전압들(AVDD와 VDD) 각각을 이용하여 터치 스크린 센서 IC(30) 내부에서 필요한 전력 또는 전압을 생성한다. 예컨대, 전력 발생기(31)는 각 구성 요소(100, 200, 410, 및 510)의 동작에 필요한 전압을 생성하기 위한 DC-DC 변환기와, 컨트롤 로직 회로(300)의 동작에 필요한 전압을 생성하는 LDO 레귤레이터(low-dropout regulator)를 포함할 수 있다.

드라이버 회로 블록(100)은 컨트롤 로직 회로(300)로부터 출력된 마스크 제어 신호(MSK)와 컨트롤 로직 회로(300)로부터 출력된 복수 개의 구동 신호들(DRV)에 응답하여 복수 개의 구동 라인들(X0-Xn) 각각으로 구동 신호를 공급하거나 차단할 수 있다.

도 3은 도 2에 도시된 드라이버 회로 블록의 개략적인 블록도를 나타내고, 도 4는 도 3에 도시된 마스크 신호의 파형도의 일 실시 예를 나타낸다.

도 2부터 도 4를 참조하면, 송신기(transmitter)의 기능을 수행하는 드라이버 회로 블록(100)은 복수 개의 마스크 회로들(110_1~110_n)과 복수 개의 드라이버들(120_1~120_n)을 포함한다.

복수 개의 마스크 회로들(110_1~110_n) 각각은 마스크 제어 신호(MSK)에 응답하여 복수 개의 구동 신호들(DRV0~DRVn) 각각을 복수 개의 드라이버들(120_1~120_n) 각각으로 전송하거나 또는 마스크(또는 차단) 할 수 있다.

예컨대, 복수 개의 구동 신호들(DRV0~DRVn) 각각은 도 3에 도시된 바와 같이 서로 중첩되지 않고 순차적으로 생성된 구형파일 수 있다. 복수 개의 구동 신호들 (DRV)은 복수 개의 구동 신호들(DRV0~DRVn)을 포함한다.

예컨대, 복수 개의 마스크 회로들(110_1~110_n) 각각은 AND 게이트로 구현될 수 있다. 따라서, 마스크 제어 신호(MSK)가 로직(logic) 1 또는 제2레벨, 예컨대 하이 레벨(high level)일 때 AND 게이트는 구동 신호를 드라이버로 전송하고, 마스크 제어 신호(MSK)가 로직 0 또는 제1레벨, 예컨대 로우 레벨(low level)일 때 AND 게이트는 구동 신호가 드라이브로 전송되는 것을 마스크(또는 차단) 한다.

예컨대, 복수 개의 드라이버(120_1~120_n) 각각은 인버터 체인(inverter chain)으로 구현될 수 있다. 복수 개의 드라이버들(120_1~120_n) 각각의 출력 단자는 복수 개의 구동 라인들(X0-Xn) 각각에 접속된다.

예컨대, 드라이버 회로 블록(100)은 제2레벨을 갖는 마스크 제어 신호(MSK)에 응답하여 감지 동작 구간(SI) 동안에는 복수 개의 구동 신호들(DRVi; 0≤i≤n) 각각을 복수 개의 구동 라인들(X0-Xn) 각각으로 순차적으로 공급한다.

그러나, 드라이버 회로 블록(100)은 제1레벨을 갖는 마스크 제어 신호(MSK)에 응답하여 노이즈 검출 동작 구간(NDI) 동안에는 복수 개의 구동 신호들(DRVi; 0≤i≤n)이 복수 개의 구동 라인들(X0-Xn)로 공급되는 것을 차단한다.

도 4에 도시된 바와 같이, 각 단위 구간(UI1과 UI2)은 감지 동작 구간(SI)과 노이즈 검출 동작 구간(NDI)을 포함한다. 예컨대, 각 단위 구간(UI1과 UI2)은 프레임(frame)일 수 있다. 노이즈 검출 동작 구간(NDI) 동안, 도 6과 도 12에 도시된 노이즈 검출기(211)는 마스크 제어 신호(MSK), 예컨대 제1레벨을 갖는 마스크 제어 신호(MSK)에 응답하여 인에이블되어 동작한다. /MSK는 마스크 제어 신호(MSK)의 반전된 버전(inverted version)이다.

따라서, 노이즈 검출 동작 구간(NDI) 동안, 노이즈 검출기(211)는 각 감지 라인의 신호 레벨, 예컨대 노이즈 신호의 레벨을 검출하고 검출 결과에 대응하는 선택 신호(SEL)를 각 선택기(212와 230)로 출력할 수 있다. 감지 동작 구간(SI) 동안, 선택 신호(SEL)는 그대로 유지될 수 있다.

도 5는 도 2에 도시된 센서 회로 블록의 개략적인 블록도를 나타낸다.

도 5를 참조하면, 센서 회로 블록(200)은 복수 개의 감지 라인들(Y0-Ym)의 개수에 대응되는 복수 개의 단위 센서 회로들(210_1~210_m)을 포함한다. 수신기의 기능을 수행하는 복수 개의 단위 센서 회로들(210_1~210_m) 각각은 도 2에 도시된 지연 테이블(400)과 오프셋 생성기(410)를 공유한다.

도 6은 도 5에 도시된 단위 센서 회로의 일 실시예를 나타내는 블록도이다.

복수 개의 단위 센서 회로들(210_1~210_m) 각각의 구조는 서로 동일하므로, 이하에서는 설명의 편의를 위하여 제1단위 센서 회로(210_1A)의 구조와 동작에 대하여 설명한다.

도 6을 참조하면, 도 5의 제1단위 센서 회로(210_1)의 일 실시 예에 따른 제1단위 센서 회로(210_1A)는 제1감지 라인(Y0)을 통하여 입력된 입력 신호(V_IN)를 처리하기 위한 두 개의 경로, 예컨대 복조 경로(Demodulation Path(DP))와 피크-검출 경로(Peak-Detection Path(PDP))를 포함한다. 피크-검출 경로(PDP)는 넌-복조 경로 (Non-Demodulation Path)로 불릴 수도 있다. 실시 예에 따라, 입력 신호(V_IN)를 처리하기 경로는 3개 이상으로 구현될 수도 있다. 여기서, 경로는 경로 회로(path circuit)를 의미할 수 있다.

제1단위 센서 회로(210_1A)는 노이즈 검출기(211), 제1선택기(212), 피크 검출기(214), 안티-하모닉 필터(anti-harmonic filter; 220), 구형파 복조기(square-wave demodulator; 222), 지연 추적기(delay tracker; 224), 저역 통과 필터(low-pass filter; 226), 제2선택기(230), 감산기(232), 및 증폭기(234)를 포함한다.

노이즈 검출 동작 구간(NDI) 동안, 노이즈 검출기(211)는 제1레벨, 예컨대 로우 레벨을 갖는 마스크 제어 신호(MSK), 또는 제2레벨을 갖는 반전 마스크 제어 신호(/MSK)에 응답하여 인에이블된다.

도 3과 도 4를 참조하여 설명한 바와 같이, 노이즈 검출 구간(NDI) 동안, 각 마스크 회로(110_1~110-n)는 제1레벨을 갖는 마스크 제어 신호(MSK)에 응답하여 각 구동 신호(DRV0~DRVn)가 각 드라이버(120_1~120-n)로 전송되는 것을 차단한다.

제2레벨을 갖는 반전 마스크 제어 신호(/MSK)에 응답하여 노이즈 검출기 (211)는 제1감지 라인(Y0)을 통하여 입력된 입력 신호(V_IN)의 레벨, 예컨대 노이즈 신호(V_IN)의 레벨을 검출하고, 검출 결과에 대응하는 선택 신호(SEL)를 출력한다.

예컨대, 노이즈 신호(V_IN)의 레벨이 도 7의 노이즈 윈도우(NW) 범위 내에 존재할 때, 노이즈 검출기(211)는 제1레벨을 갖는 선택 신호(SEL)를 출력한다. 따라서, 감지 동작 구간(SI) 동안 도 7에 도시된 바와 같이 상기 제1레벨을 갖는 선택 신호(SEL)는 그대로 유지되므로, 제1감지 라인(Y0)의 신호는 피크 검출 경로(PDP)를 통하여 처리된다.

그러나, 노이즈 신호(V_IN)의 레벨이 노이즈 윈도우(NW)를 초과할 때, 노이즈 검출기(211)는 제2레벨, 예컨대 하이 레벨을 갖는 선택 신호(SEL)를 출력한다.

따라서, 감지 동작 구간(SI) 동안, 도 7에 도시된 바와 같이 상기 제2레벨을 갖는 선택 신호(SEL)는 그대로 유지되므로, 제1감지 라인(Y0)의 신호는 복조 경로 (DP)를 통하여 처리된다. 노이즈 검출기(211)는 검출된 노이즈 신호(V_IN)의 레벨에 따라 각 선택기(212와 230)의 동작을 제어할 수 있는 선택 신호(SEL)를 출력한다.

도 7은 도 6에 도시된 노이즈 검출기의 회로도와 상기 노이즈 검출기의 입력 신호의 파형도를 나타낸다.

도 7을 참조하면, 노이즈 검출기(211)는 제1비교기(211_1), 제2비교기 (211_2), OR 게이트(211_3), AND 게이트(211_4), 및 인버터 래치를 포함한다.

제1비교기(211_1)는 제1감지 라인(Y0)을 통하여 입력된 노이즈 신호(V_IN)의 레벨과 제1기준 신호(V_REFT)의 레벨을 서로 비교한다. 예컨대, 노이즈 신호(V_IN)는 제1비교기(211_1)의 (+)입력 단자로 입력되고, 제1기준 신호(V_REFT)는 제1비교기 (211_1)의 (-)입력 단자로 입력될 수 있다.

제2비교기(211_2)는 제1감지 라인(Y0)을 통하여 입력된 노이즈 신호(V_IN)의 레벨과 제2기준 신호(V_REFB)의 레벨을 서로 비교한다. 예컨대, 노이즈 신호(V_IN)는 제2비교기(211_2)의 (-)입력 단자로 입력되고, 제2기준 신호(V_REFB)는 제2비교기 (211_2)의 (+)입력 단자로 입력될 수 있다.

노이즈 윈도우(NW)는 제1기준 신호(V_REFT)의 레벨과 제2기준 신호(V_REFB)의 레벨의 차이에 따라 결정될 수 있다. 여기서, V_CM은 공통 모드 전압 레벨일 수 있다. 따라서, 제1기준 신호(V_REFT)의 레벨과 제2기준 신호(V_REFB)의 레벨은 V_CM을 기준으로 서로 대칭적일 수 있다.

OR 게이트(211_3)는 제1비교기(211_1)의 출력 신호와 제2비교기(211_2)의 출력 신호를 논리합 연산한다. AND 게이트(211_4)는 반전 마스크 제어 신호(/MSK)와 OR 게이트(211_3)의 출력 신호를 논리곱 연산하고 연산 결과에 대응되는 선택 신호 (SEL)를 각 선택기(212와 230)로 출력할 수 있다.

인버터들(211_5와 211_6)을 포함하는 인버터 래치는 AND 게이트(211_4)의 출력 신호, 즉 선택 신호(SEL)를 래치 한다.

감지 동작 구간(SI) 동안, 제1선택기(212)는 상기 인버터 래치에 의해 래치된 선택 신호(SEL)의 레벨에 따라 제1감지 라인(Y0)의 신호를 피크 검출 경로 (PDP)로 전송하거나 또는 복조 경로(DP)로 전송할 수 있다.

제1선택기(212)는 디멀티플렉서로 구현될 수 있다. 따라서 상기 디멀티플렉서는 제1레벨을 갖는 선택 신호(SEL)에 따라 제1감지 라인(Y0)의 신호(V_IN)를 피크 검출기(214)로 전송할 수 있다. 또한, 상기 디멀티플렉서는 제2레벨을 갖는 선택 신호(SEL)에 따라 제1감지 라인(Y0)의 신호(V_IN)를 안티-하모닉 필터(220)로 전송할 수 있다.

감지 동작 구간(SI) 동안, 도 8에 도시된 바와 같이 피크 검출기(214)는 제1선택기(212)의 제1출력 단자의 출력 신호(V_IN1)의 피크 값을 검출하고 검출된 피크 값(V_OUT1)을 유지할 수 있다.

도 8은 도 6에 도시된 피크 검출기의 회로도와 상기 피크 검출기의 입출력 신호들의 파형도를 나타낸다.

도 6과 도 8을 참조하면, 피크 검출기(214)는 비교기(214_1), 커패시터 (C_CMP), 전류 원(current source; 214_3), 제1스위치(214_4), 버퍼 증폭기(214_5), 및 제2스위치(214_6)를 포함한다. 설명의 편의를 위하여, 각 스위치(214_4와 214_6)는 제2레벨을 갖는 각 신호(V_CMP와 RST)에 따라 턴-온 된다고 가정한다. 이때, 각 스위치(214_4와 214_6)는 NMOS 트랜지스터로 구현될 수 있다.

감지 동작 구간(SI) 동안, 비교기(214_1)는 제1선택기(212)의 제1출력 단자의 출력 신호(V_IN1)의 레벨과 버퍼 증폭기(214_5)의 출력 신호(V_OUT1)의 레벨을 서로 비교하고 비교 신호(V_CMP)를 출력한다.

전류 원(214_3)은 동작 전압(AV_DD)을 공급하는 전원 라인(214_2)과 스위치 (214_4) 사이에 접속된다. 비교기(214_1)는 제1선택기(212)의 제1출력 단자의 출력 신호(V_IN1)의 레벨이 버퍼 증폭기(214_5)의 출력 신호(V_OUT1)의 레벨보다 높을 때 제2레벨을 갖는 비교 신호(V_CMP)를 출력한다.

제2레벨을 갖는 비교 신호(V_CMP)에 따라 턴-온된 스위치(214_4)는 전류 원 (214_3)의 전류(I_REF)를 커패시터(C_CMP)로 공급한다. 이에 따라, 커패시터(C_CMP)는 공급되는 전류(I_REF)에 따라 충전되므로, 버퍼 증폭기(214_5)의 (+)입력 단자의 전압은 상승한다.

비교기(214_1)는, 제1선택기(212)의 제1출력 단자의 출력 신호(V_IN1)의 레벨이 버퍼 증폭기(214_5)의 출력 신호(V_OUT1)의 레벨보다 낮을 때, 제1레벨을 갖는 비교 신호(V_CMP)를 출력한다. 스위치(314_4)는 제1레벨을 갖는 비교 신호(V_CMP)에 따라 턴-오프되므로, 커패시터(C_CMP)는 충전된 전하들(charges)을 그대로 유지한다.

커패시터(C_CMP)의 두 단자들 사이에 접속된 제2스위치(214_6)는 컨트롤 로직 (300)으로부터 출력된 제2레벨을 갖는 리셋 신호(RST)에 응답하여 커패시터(C_CMP)에 충전된 전하들을 충분히 방전시킨다. 펄스 형태를 갖는 리셋 신호(RST)는 감지 동작 구간(SI)이 시작하기 직전까지 생성되면 된다.

도 9는 도 6에 도시된 안티-하모닉 필터를 내장하는 구형파 복조기의 회로도와 상기 구형파 복조기의 입출력 신호들의 파형도를 나타낸다.

도 6의 안티-하모닉 필터(220)는 제1선택기(212)의 제2출력 단자의 출력 신호(V_IN2)에 포함된 노이즈 신호, 예컨대 하모닉 대역들(harmonic bands)에 포함된 노이즈 신호를 제거한다. 도 6의 구형파 복조기(222)는 안티-하모닉 필터(220)의 출력 신호를 복조한다.

안티-하모닉 필터(220)를 내장하는 구형파 복조기(220)는 복수 개의 커패시터들(C1과 C2), 복수 개의 저항들(R1, R2, 및 R3), 복수 개의 연산 증폭기들(222_1과 222_2), 및 선택기(222_3)를 포함한다.

실시 예에 따라, 복수 개의 커패시터들(C1과 C2) 각각의 정전 용량은 서로 동일하게 설계되고, 복수 개의 저항들(R1, R2, 및 R3) 각각의 저항값은 서로 동일하게 설계될 수도 있고 서로 다른 값으로 설계될 수고 있다.

제1선택기(212)의 제2출력 단자의 출력 신호(V_IN2)가 저항(R1)을 통하여 입력되면, 제1연산 증폭기(222_1)는 양의 버퍼된 출력 전압(positive buffered output voltage; V_POS)를 생성한다. 제1선택기(212)의 제2출력 단자의 출력 신호(V_IN2)가 저항(R2)을 통하여 입력되면, 제2연산 증폭기(222_2)는 음의 버퍼된 출력 전압 (negative buffered output voltage; V_NEG)를 생성한다. 이때, 양의 버퍼된 출력 전압(V_POS)은 지연 추적기(224)로 출력된다.

이러한 과정에서, 각 쌍의 요소들(R1과 C1, 및 R2와 C2)은 안티-하모닉 필터의 기능을 수행한다. 이때 각 안티-하모닉 필터의 컷-오프 주파수(cut-off frequency)는 R1과 C1의 곱, 또는 R2와 C2의 곱에 따라 결정될 수 있다.

제2연산 증폭기(222_2), 저항(R2), 및 커패시터(C2)는 음의 단위 이득 피드백(negative unit gain feedback) 또는 음의 단위 이득 피드백 루프(loop)를 구성하고, 제1연산 증폭기(222_1), 저항(R1), 및 커패시터(C1)는 단위 이득 피드백 또는 단위 이득 피드백 루프를 구성한다.

상기 단위 이득 피드백 또는 상기 단위 이득 피드백 루프는 제1연산 증폭기 (222_1)의 지연(delay)과 제2연산 증폭기(222_2)의 지연과의 지연 정합(delay matching)을 위하여 부가적으로 삽입된 것이다.

선택기(222_3)는 컨트롤 로직(300)으로부터 출력된 선택 신호(DM1)에 응답하여 양의 버퍼된 출력 전압(V_POS) 또는 음의 버퍼된 출력 전압(V_NEG)을 복조 전압 (V_OUT2)으로서 저역 통과 필터(226)로 출력한다. 선택기(222_3)는 멀티플렉서로 구현될 수 있다. 이때, DM1은 제1단위 센서 유닛(210_1)으로 공급되는 선택 신호를 의미한다. 따라서, 도 2의 DM은 각 단위 센서 유닛(210_1~210_m)으로 공급되는 각 선택 신호의 집합을 의미한다.

저역 통과 필터(226)는 구형파 복조기(222)의 선택기(222_3)로부터 출력된 복조 전압(V_OUT2)에 포함된 노이즈 신호를 제거하기 위해 복조 전압(V_OUT2)에 대한 저역 통과 필터링을 수행한다.

저역 통과 필터(226)는 4차 버터워스 필터(4-th order butterworth filter)로 구현될 수 있다. 상기 4차 버터워스 필터는 Sallen-Key 토폴로지(topology) 또는 Sallen-Key 구조(configuration)와 함께 사용될 수 있다.

도 9에 도시된 바와 같이, 입력 신호(V_IN2)는 터치 스크린 패널(20)과 제1감지 라인(Y0) 때문에 알 수 없는 전달 위상 지연(unknown propagation phase delay)을 갖는다. 전력 소모를 최소화하기 위하여, 입력 신호(V_IN2)의 위상과 선택 신호 (DM1)의 위상은 동 위상(in-phase)이 되어야 한다.

입력 신호(V_IN2)의 위상과 선택 신호(DM1)의 위상의 차이가 θ이고, 입력 신호(V_IN2)가 Acos(2πft+θ)로 모델링되고, 선택 신호(DM1)가 cos(2πft)로 모델링될 때, 입력 신호(V_IN2)와 선택 신호(DM1)의 곱은 수학식 1과 같다.

[수학식1]

V_OUT2(t) = {cosθ+cos(4πft+θ)}A/2

수학식 1을 참조할 때, 제로(zero) 위상 지연을 갖는 최대값을 갖는 DC 신호 레벨은 θ의 함수이다. 따라서, 입력 신호(V_IN2)의 위상과 선택 신호(DM1)의 위상의 차이를 조절할 필요가 있다.

이때 지연 추적기(224)는 입력 신호(V_IN2)의 위상과 선택 신호(DM1)의 위상을 동 위상으로 조절할 수 있다.

도 10은 도 6에 도시된 지연 추적기의 블록도를 나타내고, 도 11은 도 10에 도시된 지연 추적기의 동작을 설명하기 위한 입력 신호들의 파형도를 나타낸다.

각 단위 센서 회로(210_1~210_m)마다 구현된 지연 추적기(224)는 제1구동 신호(DRV0), 양의 버퍼된 출력 전압(V_POS), 및 빠른 클락 신호(FCLK)를 수신한다. 이때, 제1구동 신호(DRV0)의 위상은 컨트롤 로직(300)에 구현된 구동 신호 소스 (driving signal source)의 출력 신호의 위상과 동일하다고 가정한다.

제1구동 신호(DRV0)와 양의 버퍼된 출력 전압(V_POS) 사이에는, 터치 스크린 패널(20)과 제1감지 라인(Y0)에 의한 전달 위상 지연이 존재한다. 따라서, 지연 추적기(224)는 빠른 클락 신호(FCLK)를 이용하여 제1구동 신호(DRV0)와 양의 버퍼된 출력 전압(V_POS) 사이의 위상 지연(D)을 카운트하고, 카운트 결과에 대응되는 위상 지연 정보(DLI1)를 컨트롤 로직(300)으로 출력한다. 컨트롤 로직(300)은 위상 지연 정보(DLI1)를 지연 테이블(400)에 저장한다.

실시 예에 따라, 지연 추적기(224)는 터치 스크린 센서 IC(30)가 초기화될 때 또는 실시간으로 위상 지연 정보(DLI1)를 생성하고, 생성된 위상 지연 정보 (DLI1)를 컨트롤 로직(300)으로 출력한다.

즉, 도 5에 도시된 각 단위 센서 회로(210_1~210_m)에 포함된 각 지연 추적기는 터치 스크린 센서 IC(30)가 초기화될 때 또는 실시간으로 각 위상 지연 정보 (DLI)를 생성하고m 생성된 각 위상 지연 정보(DLI)를 컨트롤 로직(300)으로 출력한다. 따라서, 컨트롤 로직(300)은 각 단위 센서 회로(210_1~210_m)에 대한 각 위상 지연 정보(집합적으로 DLI)를 지연 테이블(400)에 저장한다.

컨트롤 로직(300)은 각 단위 센서 회로(210_1~210_m)에 대한 각 위상 지연 정보를 지연 테이블(400)로부터 리드하고, 리드된 각 위상 지연 정보에 대응되는 각 선택 신호를 각 단위 센서 회로(210_1~210_m)의 구형파 복조기(222)의 선택기 (222_3)로 전송한다. 도 2의 선택 신호(DM)는 각 단위 센서 회로(210_1~210_m)의 구형파 복조기(222)의 선택기(222_3)로 전송되는 각 선택 신호를 포함한다.

따라서, 각 단위 센서 회로(210_1~210_m)의 구형파 복조기(222)의 관점에서 볼 때, 각 단위 센서 회로(210_1~210_m)의 구형파 복조기(222)는 동 위상(in-phase)을 갖는 입력 신호(V_IN2)와 선택 신호(DM)를 수신할 수 있다.

다시 도 6을 참조하면, 제2선택기(230)는 선택 신호(SEL)의 레벨에 따라 피크 검출 경로(PDP)에 포함된 피크 검출기(214)의 출력 신호(V_OUT1) 또는 복조 경로 (DP)에 포함된 저역 통과 필터(226)의 출력 신호를 감산기(232)로 전송한다. 감산기(232)는 제2선택기(230)의 출력 신호의 오프셋을 조절할 수 있는 오프셋 조절 회로의 일 예이다.

감산기(232)는 제2선택기(230)의 출력 신호로부터 제1오프셋 신호(OFF1)의 전압(V_OFFSET1)을 감산하고, 감산 결과에 따른 신호를 증폭기(234)로 전송한다. 이때,감산기(232)는 (-) 입력 단자를 포함하는 가산기(adder)로 대체될 수 있다.

증폭기(234)는 감산기(232)의 출력 신호를 이득(A) 만큼 증폭하고, 증폭된 신호(OUT0)를 ADC 블록(510)으로 출력한다.

다시 도 2를 참조하면, 컨트롤 로직(300)은 터치 스크린 센서 IC(30)의 전반적인 동작을 제어한다. 컨트롤 로직(300)은 복수 개의 구성 요소들(31, 100, 200, 301, 400, 410, 510, 520, 및 530) 중에서 적어도 하나의 동작을 제어할 수 있다.

컨트롤 로직(300)은 각 단위 센서 회로(210_1~210_m)의 피크 검출기(214)의 제2스위치(214_6)의 스위칭 동작을 제어하기 위한 리셋 신호(RST)와, 각 단위 센서 회로(210_1~210_m)의 구형파 복조기(222)의 선택기(222_3)의 동작을 제어하기 위한 각 선택 신호(DM)를 생성할 수 있다.

컨트롤 로직(300)은 외부로부터 입력된 수직 동기 신호(VSYNC)에 동기되어 동작하거나 수직 동기 신호(VSYNC)와 무관하게 동작할 수 있다.

오실레이터(301)는 오실레이션 신호(OSC)를 컨트롤 로직(300)으로 공급할 수 있다. 컨트롤 로직(300)은 오실레이션 신호(OSC)를 이용하여 복수 개의 구동 신호들(DRV0~DRVn; 총괄적으로 DRV)을 생성할 수 있다.

지연 테이블(400)은 도 10과 도 11을 참조하여 설명한 바와 같이 각 단위 센서 회로(210_1~210_m)의 위상 지연(D)을 조절하기 위한 위상 지연 정보를 저장할 수 있다. 지연 테이블(400)에 저장된 위상 지연 정보는 컨트롤 로직(300)에 의하여 참조될 수 있다. 지연 테이블(400)은 불휘발성 메모리에 저장될 수도 있고 SRAM과 같은 휘발성 메모리에 저장될 수도 있다.

오프셋 생성기(410)는 각 단위 센서 회로(210_1~210_m)의 감산기로 공급될 오프셋 신호(OFS)를 생성할 수 있다.

아날로그 디지털 변환기 블록(510)은 복수 개의 아날로그-디지털 변환기들을 포함하고, 상기 복수 개의 아날로그-디지털 변환기들 각각은 복수 개의 단위 센서 회로들(210_1~210_m) 각각의 아날로그 출력 신호를 디지털 신호로 변환한다.

상기 복수 개의 아날로그-디지털 변환기들 각각은 SAR ADC(successive approximation analog-to-digital converter)로 구현될 수 있다.

디지털 FIR 필터(520)는 아날로그 디지털 변환기 블록(510)으로부터 출력된 디지털 신호들에 포함된 잔류 노이즈(residual noise)를 제거한다.

모든 감지 라인들(Y0~Ym)에 대한 감지 동작이 종료된 후, FIR 필터(520)로부터 출력된 2-차원 매트릭스 형태의 로우 데이터(raw data)는 MCU(530)로 전송된다.

MCU(530)는 상기 로우 데이터로부터 진정한 멀티-터치를 위한 X-좌표들과 Y-좌표들을 추출하고, 추출된 좌표들을 호스트 컨트롤러(40)로 전송한다. 예컨대, MCU(530)는 I²C(inter-integrated circuit)를 통하여 추출된 좌표들을 호스트 컨트롤러(40)로 전송할 수 있다.

도 12는 도 5에 도시된 단위 센서 회로의 다른 실시예를 나타내는 블록도이고, 도 13은 도 12에 도시된 전하 증폭기의 회로도를 나타낸다.

전하 증폭기(charge amplifier; CA)를 제외하면, 도 6에 도시된 단위 센서 회로(210_1A)와 도 12에 도시된 단위 센서 회로(210_1B)는 실질적으로 동일하다.

노이즈 전류 신호를 갖는 AC 전류 신호는 제1감지 라인(Y0)을 통하여 제1단위 센서 회로(210_1B)로 전송된다.

전하 증폭기(CA)는 제1감지 라인(Y0)을 통하여 입력된 AC 전류 신호를 AC 전압 신호로 변환한다. 따라서, 전하 증폭기(CA)는 전류-전압 변환기(current-to-voltage converter)의 일 예이다.

노이즈 검출 동작 구간(NDI) 동안, 노이즈 검출기(211)는 제1감지 라인(Y0)을 통하여 전송된 노이즈 신호(V_IN)의 레벨을 검출하고, 검출 결과에 대응되는 선택 신호(SEL)를 생성한다.

따라서, 감지 동작 구간(SI) 동안, 전하 증폭기(CA)의 출력 신호(V_IN)는 선택 신호(SEL)의 레벨에 따라 피크 검출 경로(PDP) 또는 복조 경로(DP)를 통하여 처리된다.

전하 증폭기(CA)는 연산 증폭기(CA-AMP), 및 연산 증폭기(CA-AMP)의 입력 단자와 출력 단자 사이에 접속된 피드백 저항(R_FB), 및 피드백 저항(R_FB)과 병렬로 접속된 피드백 커패시터(C_FB)를 포함한다.

도 14는 도 2에 도시된 센서 회로 블록의 출력 신호들의 파형도를 나타낸다.

도 14에는 피크 검출 경로(PDP)를 이용하여 각 구동 라인(X3~X18)에 대한 제1검출 라인(Y0)의 출력 신호를 처리하는 피크 검출 모드의 파형과, 복조 경로(DP)를 이용하여 각 구동 라인(X3~X18)에 대한 제1검출 라인(Y0)의 출력 신호를 처리하는 복조 모드의 파형이 도시되어 있다.

상기 피크 검출 모드의 감지 시간(sensing time)은 상기 복조 모드의 감지 시간보다 상당히 짧다. 그리고 협-대역 저역-통과 필터링(narrow-band low-pass filtering) 때문에, 상기 복조 모드에서의 정착 시간(settling time)은 상기 피크 검출 모드에서의 정착 시간보다 느리다.

터치되지 않은 영역(untouched area; Untouched)에서, 상호 정전 용량 변화 (mutual capacitance variation)는 터치 스크린 패널(30)의 프로세스 변화(process viriation)에 의하여 관측된다.

제1감지 라인(Y0)에 가까운 라우팅(routing)에 기인한 부가적인 상호 정전 용량에 의해서, 각 구동 라인(X3와 X4)에 의한 상호 정전 용량은 다른 구동 라인 (X18~X5)에 의한 정전 용량보다 크게 나타난다.

도 14에 도시된 각 Xi(i는 3부터 18까지)는 제1단위 감지 회로(210_1A 또는 210_1B)에 구현된 증폭기(234)의 출력 신호를 나타낸다. 즉, 도 14에서 각 Xi는 순차적으로 출력되는 증폭기(234)의 출력 신호(OUT0)에 대응된다.

도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 주파수-쉬프팅 기능을 이용하여 소스 주파수를 조절하는 방법을 설명하기 위한 일 실시예를 나타낸다.

복조 모드에서, 주파수-쉬프팅 기능(frequency-shifting function)을 수행하기 위해서, 컨트롤 로직 회로(300)의 제어에 따라 각 구동 라인(X0~Xn)으로 공급되는 각 구동 신호(DRV0~DRVn)는 차단된다. 예컨대, 컨트롤 로직 회로(300)는 주파수-쉬프팅 기능을 제어하는 제어 신호에 응답하여 로우 레벨을 갖는 마스크 신호 (MSK)를 출력한다.

따라서, 각 단위 센서(210_1~210_m)는 신호 대역(signal band)의 노이즈 신호를 감지하고 증폭한다.

센서 회로 블록(200)으로부터 출력된 신호들을 ADC 블록(510)으로 공급되고, ADC 블록(510)으로부터 출력된 신호들은 컨트롤 로직 회로(300)의 노이즈 분석기 (310)로 출력된다. 노이즈 분석기(310)는 신호 대역(signal band)의 노이즈 신호를 분석하고, 분석 결과에 대응하는 주파수 변경 신호(FCS)를 생성한다.

주파수 소스(320)는, 주파수 변경 신호(FCS)에 응답하여, 각 구동 신호 (DRV0~DRVn)의 주파수를 분석한다.

예컨대, 복조 모드에서, 주파수 소스(320)가 제1주파수(F1)를 갖는 제1구동 신호(DRV0)를 생성하고 있고, 제1구동 라인(Y0)으로 공급되는 제1구동 신호(DRV0)가 차단된 후, 주파수 검출기(211) 또는 노이즈 분석기(310)에 의하여 신호-대역에서 제1주파수(F1)와 동일한 주파수를 갖는 노이즈 신호(NOISE(F1))가 검출되면, 노이즈 분석기(310)는 제1주파수(F1)를 변경하기 위한 주파수 변경 신호(FCS)를 주파수 소스(320)로 출력한다.

따라서, 주파수 소스(320)는 제2주파수(F2)를 갖는 제1구동 신호(DRV0)를 생성하고, 복조 모드에서 제2주파수(F2)를 갖는 제1구동 신호(DRV0)를 제1구동 라인 (Y0)으로 공급할 수 있다. 이에 따라, 컨트롤 로직 회로(300)는 신호-대역에 노이즈가 존재하는지의 여부를 판단할 수 있다.

도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 쉬프팅 기능을 이용하여 소스 주파수를 조절하는 방법을 설명하기 위한 다른 실시예를 나타낸다.

복조 모드에서, 주파수-쉬프팅 기능을 수행하기 위해서, 컨트롤 로직 회로 (300)의 제어에 따라 각 구동 라인(X0~Xn)으로 공급되는 각 구동 신호(DRV0~DRVn)는 차단된다. 예컨대, 컨트롤 로직 회로(300)는 주파수-쉬프팅 기능을 제어하는 제어 신호에 응답하여 로우 레벨을 갖는 마스크 신호 (MSK)를 출력한다.

따라서, 각 단위 센서(210_1~210_m)는 신호-대역(signal-band)에 존재하는 노이즈 신호를 감지하고 증폭한다.

예컨대, 제1단위 센서 회로로부터 출력된 신호(OUT0)는 컨트롤 로직 회로 (300)의 노이즈 분석기(310)로 출력된다. 노이즈 분석기(310)는 신호-대역에 존재하는 노이즈 신호를 분석하고, 분석 결과에 대응하는 주파수 변경 신호(FCS)를 생성한다.

주파수 소스(320)는 주파수 변경 신호(FCS)에 응답하여 제1구동 신호(DRV0)의 주파수를 분석한다.

예컨대, 복조 모드에서, 주파수 소스(320)가 제1주파수(F1)를 갖는 제1구동 신호(DRV0)를 생성하고 있고, 제1구동 라인(Y0)으로 공급되는 제1구동 신호(DRV0)가 차단된 후, 노이즈 검출기(211 또는 511)에 의하여 신호-대역에서 제1주파수 (F1)와 동일한 주파수를 갖는 노이즈 신호(NOISE(F1))가 검출되면, 노이즈 분석기 (310)는 노이즈 검출기(511)의 출력 신호를 분석하고, 분석 결과에 따라 제1주파수 (F1)를 변경하기 위한 주파수 변경 신호(FCS)를 주파수 소스(320)로 출력한다.

도 17은 도 6 또는 도 12에 도시된 단위 센서 회로를 이용하여 센서 신호를 처리하는 방법을 설명하기 위한 플로우차트이다.

도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 및 도 17을 참조하면, 노이즈 검출 동작 구간 (NDI) 동안, 노이즈 검출기(211)는 제1감지 라인(Y0)의 신호(V_IN) 또는 전하 증폭기 (CA)의 출력 신호(V_IN)의 레벨, 즉 노이즈 신호의 레벨을 검출하고, 검출 결과에 대응되는 선택 신호(SEL)를 생성한다(S10).

선택 신호(SEL)의 레벨에 따라, 제1감지 라인(Y0)의 신호(V_IN) 또는 전하 증폭기(CA)의 출력 신호(V_IN)는 피크 검출 경로(PDP)를 통하여 처리되거나 또는 복조 경로(DP)를 통하여 처리된다(S20). 즉 제1감지 라인(Y0)의 신호(V_IN) 또는 전하 증폭기(CA)의 출력 신호(V_IN)에 대한 전송 경로는 제1감지 라인(Y0)에 존재하는 노이즈 신호의 레벨에 따라 결정된다(S20).

감지 동작 구간(SI) 동안, 감산기(232)는 피크 검출 경로(PDP)를 통하여 처리된 신호 또는 복조 경로(DP)를 통하여 처리된 신호로부터 오프셋 신호를 감산한다(S30). 즉, 감산기(232)에 의하여 피크 검출 경로(PDP)를 통하여 처리된 신호 또는 복조 경로(DP)를 통하여 처리된 신호의 오프셋이 조절된다.

도 18은 도 16 또는 도 17에 도시된 실시 예에 따라 소스 주파수를 조절하는 방법을 설명하기 위한 플로우차트이다.

도 3, 도 16, 도 17, 및 도 18을 참조하면, 주파수-쉬프팅 기능을 수행하기 위하여, 각 구동 라인(X0~Xn)으로 공급되는 각 구동 신호(DRV0~DRVn)는 차단된다 (S110). 실시 예에 따라 각 드라이버(120_1~120_n)는 디스에이블될 수 있다.

복조 경로(DP)가 선택된다(S120).

따라서 제1감지 라인(Y0)의 신호(V_IN) 또는 전하 증폭기(CA)의 출력 신호 (V_IN)에는 노이즈 신호(NOISE(F1))만이 존재한다. 노이즈 분석기(310)는 도 15의 ADC 블록(510)의 출력 신호 또는 도 16의 노이즈 검출기(511)의 출력 신호에 응답하여 제1감지 라인(Y0)의 신호(V_IN)의 신호-대역 또는 전하 증폭기(CA)의 출력 신호 (V_IN)의 신호-대역에 포함된 노이즈 신호(NOISE(F1))를 검출하고 분석한다(S130).

노이즈 분석기(310)는 분석 결과에 대응하는 주파수 변경 신호(FCS)를 주파수 소스(320)로 출력한다. 따라서, 주파수 소스(320)는 제1주파수(F1)를 제2주파수 (F2)로 변경한다(S140). 주파수-쉬프팅 기능이 종료된 후, 주파수 소스(320)로부터 출력된 제2주파수를 갖는 각 구동 신호(DRV0~DRVn)는 각 구동 라인(X0~Xn)으로 공급된다(S150). 이때, 각 드라이버(120_1~120_n)는 인에이블될 수 있다(S150).

10; 시스템
20; 터치 스크린 패널
30; 터치 스크린 센서 IC
31; 전력 발생기
40; 호스트 컨트롤러
100; 드라이버 회로 블록
200; 센서 회로 블록
212; 제1선택기
214; 피크 검출기
220; 안티-하모닉 필터
300; 컨트롤 로직
301; 오실레이터
410; 오프셋 생성기
510; 아날로그-디지털 변환기 블록

Claims

노이즈 검출 동작 동안, 정전식 터치 스크린 패널로부터 출력된 제1입력 신호가 노이즈 윈도우 범위 내에 존재하는지를 판단한 후, 판단 결과에 따라 복조 경로와 비-복조 경로 중에서 어느 하나를 선택하는 단계; 및
감지 동작 동안, 상기 정전식 터치 스크린 패널로부터 출력된 제2입력 신호를 상기 노이즈 검출 동작 동안 선택된 경로를 통하여 처리하는 단계를 포함하는 터치 스크린 센서 집적 회로의 동작 방법.
제1항에 있어서, 상기 선택하는 단계는,
상기 제1입력 신호가 상기 노이즈 윈도우 범위 내에 존재할 때 상기 비-복조 경로를 선택하고,
그 외의 경우 상기 복조 경로를 선택하는 터치 스크린 센서 집적 회로의 동작 방법.
제1항에 있어서, 상기 처리하는 단계는,
상기 비-복조 경로가 선택된 때에는 상기 비-복조 경로를 통하여 상기 입력 신호의 피크 값을 검출하고 검출된 피크 값을 유지하고,
상기 복조 경로가 선택된 때에는 상기 복조 경로를 통하여 상기 제2입력 신호를 복조하는 터치 스크린 센서 집적 회로의 동작 방법.
각각이 정전식 터치 스크린 패널의 복수의 감지 라인들 각각으로부터 출력된 신호를 감지하고 증폭할 수 있는 복수의 단위 감지 회로들을 포함하며,
상기 복수의 단위 감지 회로들 각각은,
선택 신호에 응답하여, 상기 복수의 감지 라인들 중에서 대응되는 감지 라인으로부터 출력된 입력 신호를 복조 경로 또는 비-복조 경로로 전송하는 제1선택기;
상기 선택 신호에 응답하여, 상기 복조 경로 또는 상기 비-복조 경로로부터 출력된 신호를 출력하는 제2선택기; 및
노이즈 검출 동작 동안 상기 감지 라인으로부터 출력된 노이즈 신호가 노이즈 윈도우 범위 내에 존재하는지의 여부를 판단하고 판단 결과에 따라 상기 선택 신호를 출력하고, 감지 동작 동안 상기 선택 신호를 유지하는 노이즈 검출기를 포함하는 터치 스크린 센서 집적 회로.
제4항에 있어서, 상기 복조 경로는,
상기 제1선택기의 출력 신호에 포함된 노이즈 신호를 제거하는 제1필터;
상기 제1필터의 출력 신호를 복조하는 복조기; 및
상기 복조기의 출력 신호를 저역 통과 필터링하는 저역 통과 필터를 포함하는 터치 스크린 센서 집적 회로.
제4항에 있어서, 상기 비-복조 경로는,
상기 제1선택기의 출력 신호의 피크 값을 검출하고 검출된 피크 값을 유지하는 피크 검출기를 포함하는 터치 스크린 센서 집적 회로.
제4항에 있어서,
오프셋 신호에 응답하여 상기 제2선택기의 출력 신호의 오프셋을 조절하는 오프셋 조절 회로를 더 포함하는 터치 스크린 센서 집적 회로.
제4항에 있어서, 상기 터치 스크린 센서 집적 회로가,
상기 감지 라인과 상기 제1선택기 사이에 접속된 전하 증폭기를 더 포함할 때, 상기 노이즈 검출기는,
상기 노이즈 검출 동작 동안 상기 전하 증폭기로부터 출력된 노이즈 신호가 노이즈 윈도우 범위 내에 존재하는지의 여부를 판단하고 판단 결과에 따라 상기 선택 신호를 출력하는 터치 스크린 센서 집적 회로.
제4항의 상기 터치 스크린 센서 집적 회로; 및
상기 터치 스크린 센서 집적 회로와 통신할 수 있는 호스트 컨트롤러를 포함하는 시스템.
제9항에 있어서,
상기 복조 경로는,
상기 제1선택기의 출력 신호에 포함된 노이즈 신호를 제거하는 제1필터;
상기 제1필터의 출력 신호를 복조하는 복조기; 및
상기 복조기의 출력 신호를 저역 통과 필터링하는 저역 통과 필터를 포함며,
상기 비-복조 경로는,
상기 제1선택기의 출력 신호의 피크 값을 검출하고 검출된 피크 값을 유지하는 피크 검출기를 포함하는 시스템.