KR20120116922A - 디지털 전하 증폭기 및 전하 신호를 디지털 신호로 변환하는 방법 - Google Patents

디지털 전하 증폭기 및 전하 신호를 디지털 신호로 변환하는 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 압전 측정 소자에서 출력된 양 및 음의 전하 신호(Q)를 상기 측정 소자에서 현재 측정된 값에 비례하는 디지털 신호(D)로 변환하는 전하 증폭기 회로에 관한 것이다. 상기 회로는 상기 검출된 전하(Q)를 전압(U2)로 변환하기 위한 전하 입력부와 전압 출력부를 구비한 전하 증폭기(V1)를 포함하되, 두 개의 출력부를 포함하는 보상 회로(K)가 상기 전하 증폭기(V1)의 전압 출력부 하류에 연결되고, 제1출력부는 상기 전하 증폭기(V1)의 전하 입력부에 연결되고, 제2출력부는 두 개의 입력부(Z+, Z-)를 갖는 카운터(Z)에 연결된다. 상기 보상 회로(K)는 한편으로는 상기 입력 신호(Q)를 보상하기 위하여 상기 전압(U2)에 비례하고 상기 제1출력부에 의해 상기 전하 증폭기(V1)의 전하 입력부로 내보낼 수 있는 보상 전하(Qk+ 또는 Qk-)를 생성할 수 있고, 다른 한편으로는 상기 보상 회로는 생성된 보상 전하(Qk+ 또는 Qk-) 각각의 크기에 비례하는 다수의 펄스(P+, P-)를 생성할 수 있다. 상기 펄스는 제2출력부에 의해 특정 보상 전하(Qk+ 또는 Qk-)의 부호와 반대되는 카운터(Z)의 입력부(Z-, Z+)로 전송될 수 있고, 사전에 입력된 전하 양자의 합에 비례하는 상기 소정의 디지털 신호(D)가 상기 카운터(Z)의 출력부에서 이용가능하다. 또한, 본 발명은 상기 회로에서 수행되는 방법에 관한 것이다.

Description

디지털 전하 증폭기 및 전하 신호를 디지털 신호로 변환하는 방법 {Digital Charge Amplifier and Method for Converting Charge Signals into Digital Signals}
본 발명은 압전 측정소자 (piezoelectric measuring element)에 의해 출력된 양전하 및 음전하 신호(Q)를 상기 측정소자에서 현재 측정된 값에 비례하는 디지털 신호(D)로 변환하는 전하 증폭기 회로에 관한 것으로, 상기 전하 증폭기 회로는 검출된 전하(Q)를 전압(U2)으로 변환하는 전하 입력부와 전압 출력부를 구비한 전하 증폭기(V1)를 포함한다. 또한, 본 발명은 전하 신호를 디지털 신호(D)로 변환하는 방법에 관한 것이다.
전하 증폭기는 특히, 압전 센서와의 연결에 필요한데, 이는 압전 센서가 측정값을 전하의 형태로 출력하기 때문이다. 이러한 센서는 예를 들면, 힘, 압력, 가속도, 팽창, 모멘트 및 이와 관련된 물리적 현상을 감지한다. 이들 센서가 가동부, 예를 들면 자동차 바퀴에 장착되면, 비접촉식 송신에 의해 측정 신호가 고정자로 전송될 수 있도록 디지털화된다. 이를 위해, 결정된 측정량은 통상 전하 증폭기에서 증폭되고, 최종적으로 전송될 때까지 일반적으로 아날로그-디지털 변환기(AD 변환기)에 의해 변환된다.
전하(Q)의 변화에 의해 발생한 전류와 동일한 영향을 미치는 증폭기 입력장치에서의 불가피한 간섭 전류로 인해, 증폭기 출력 전압이 초기값에서 이동해 간다; 전압이 변동된다. 간섭 효과를 줄이기 위하여, 일반적으로 저항기를 상기 전하 증폭기와 병렬로 연결함으로써, 변동(drift)에 의한 출력 전압 증가를 허용 수준으로 제한할 수 있다. 그러나, 저항기도 유사한 방식으로 측정 신호에 영향을 준다. 그 결과, 상기 전하 증폭기의 하한주파수(lower cut-off frequency)가 더 이상 허용될 수 없는 값으로 증가하는 경우가 많다. 측정 과정에서 간단한 단일 이벤트를 검출하기만 한다면, 상기 측정 과정 직전에 리셋 스위치를 활성화시킴으로써 상기 간섭 효과를 상쇄시킬 수 있다. 측정 과정이 더 긴 경우, 저항기의 값 선택은 그에 따른 하한주파수 및 전하 증폭기의 잔여 변동(residual drift) 사이의 바람직하지 못한 절충을 자주 초래한다. 또한, 측정값의 비접촉식 송신의 경우, 예를 들면, 움직이는 측정 대상은 고정된 전자 장치의 리셋 스위치를 활성화시키기 위해서 별도의 노력이 요구된다.
본 발명의 목적은 전술한 문제의 발생을 줄이고, 아날로그-디지털 변환기를 사용하지 않고 신호를 공급하여 비접촉식 수단으로 용이하게 전송될 수 있는 압전 측정 신호를 변환하는 전하 증폭기용 회로를 제공하는 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 전하 증폭기 회로의 작용을 간략하게 나타낸 도면이다. 검출 대상인 전하(Q)는 압전 측정 소자에 의해 생성되어 피드백 커패시터(C1)가 구비된 증폭기(V1)의 입력부에 인가된다. 증폭기 출력 전압(U2)이 기준값(Uref+ 또는 Uref-)을 각각 초과하거나 이하로 떨어지는 순간, 보상 회로(K)는 상기 출력 전압(U2)이 다시 허용범위(Uref+ 및 Uref-)내에 들어갈 때까지 정해진 보상 전하(Qk+ 또는 Qk-)를 네트워크(R2/C2)를 통해 상기 증폭기 입력부에 공급한다. 각각의 양전하 유닛(Qk+)을 이용하여 펄스(P-)를 출력하고 각각의 음전하 유닛(Qk-)을 이용하여 펄스(P+)를 출력한다.
이들 펄스는 V1의 입력부에서의 전하 변동 혹은 입력 전류에 대한 증분 신호(incremental signal)이다.
업/다운 카운터(Z)에서 이들 펄스를 합산하여 이전에 입력된 총 전하량을 산출하여 궁극적으로는 상기 측정 소자에서 현재 측정된 값에 비례하는 소정의 디지털 신호(D)를 제공한다. 바람직하게는, 상기 디지털 신호(D)는 전압 신호이다.
상기 회로는 특히, 펄스 전송이 간단하고 용이하므로 디지털 측정값을 처리하고 움직이는 물체를 측정하는데 유리하다.
종래 기술에 따른 전하 신호를 처리하기 위한 일반 회로가, 예를 들면, 압전 측정 기술에서 알려진 대로, 도 2에 도시되어 있다. 압전 측정 소자는 전하원(charge source)(Q)으로서 본 명세서에서 전하 증폭기로 불리는 가산 적분기(integrating amplifier)(V1)의 입력부에 연결된다. 커패시터(C1)와 리셋 스위치(SR)가 상기 전하 증폭기(V1)와 병렬로 연결된다. 리셋 스위치(SR)를 폐쇄하면 커패시터(C1)가 방전된다. 상기 스위치를 개방한 후 인가된 전하(Q)가 이후 커패시터(C1)에 도달하여 증폭기 출력부에서 값(Q/C1)을 갖는 전압을 유도한다. 디지털 신호(D)가 요구되면, 증폭기 출력 전압이 병렬 혹은 직렬 신호(D)를 이용할 수 있는 출력부에서 아날로그-디지털 변환기(A/D)에 공급된다.
상기 커패시터(C1)에 병렬로 연결된 저항기(R1)는 변동(drift)에 의한 출력 전압의 증가를 허용수준으로 제한하기 위한 것이다.
도 3은 본 발명에 따른 회로의 바람직한 실시예를 간단한 형태로 도시한다. 상기 증폭기(V1) 전방의 구성 요소는 모든 압전 측정 소자에 존재하는 부품을 나타낸다. Q는 상기 압전 측정 소자에 의해 생성된 전하원이고, dQ/dt 는 Q의 변화로 흐르게 되는 전류를 나타낸다. Cq는 총 정전용량을 포함하기 위한 것이고, Rq는 전하원, 케이블 및 증폭기 입력부를 포함한 입력 회로의 총 누설 저항을 나타낸다. Iof는 오프셋 전류이며, Uof는 상기 증폭기의 오프셋 전압이다. I1는 dQ/dt, Iof 및 Uof/Rq에서 발생한 성분을 포함하여 상기 전하원에서 상기 증폭기의 입력부로 흐르는 총 전류이다. U2 = 0의 출력 상태에서, 우선, 입력 전류(I1)는 상기 증폭기(V1)의 입력부에서 매우 적은 입력 전압(U1) 및 출력 전압(U2)을 유도하여 정전용량(C1)으로 나눈 시간에 대한 전류(I1)의 적분 값을 갖는다. U2가 상기 값(Uref+) (입력부에서 음전하 증가)을 초과하는 경우, 비교 증폭기(V2)가 대응하여 양의 출력신호를 공급한다. 정확하게 정해진 폭을 갖는 펄스가 상기 펄스 발생기(G)에서 두 AND 게이트(&1 및 &2)에 도달한다. V2의 출력 전압이 양(positive)이면, 이들 펄스는 AND 게이트(&1)의 출력부에 도달하여 상기 스위치 S1을 활성화시킴으로써 각각의 펄스 지속 시간 동안 전류원(Ik+)을 개방한다. 그 결과, 펄스 지속기간을 곱한 보상 전류원(Ik+)의 값과 동일하고 모든 펄스를 이용한, 명확하게 정의된 보상 전하(well-defined compensation charge)(Qk+)가 네트워크(R2, C2, C3)에 도달한다. 상기 전하(Qk)가 상기 증폭기 입력부에 도달하여 상기 전하원에 의해 V1으로 출력된 전하의 적어도 일부를 보상한다. 충분한 개수의 보상 전하가 도달된 후 입력 전하(Q)가 거의 완전히 보상되면, U2는 다시 상기 값(Uref+)이하로 감소하여 G에서 발생한 하기 펄스가 더 이상 AND 게이트(&1)를 통과할 수 없게 된다. 또한, AND 게이트에 의해 출력된 펄스도 펄스(P)와 같이 출력부에 도달한다. 이들 펄스의 개수는 보상 전하(Qk)로 나누어진 상기 입력부로 흐르는 전하와 동일하여 입력 신호의 척도(measure)가 된다. Q가 반대의 부호 (양전하 증가)를 갖는 경우, V3, AND 게이트(&2), S2 및 Ik- 가 유사한 방식으로 작용하기 시작하여 출력 펄스(P+)를 유도한다.
이들 펄스는 상기 증폭기 입력부에서 전하 변동에 비례하는 증분 신호 (incremental signals)이다. 상기 펄스(P+)의 주파수는 양전하 증가의 척도이고 마찬가지로 펄스(P-)의 주파수는 전하 감소의 척도이다.
그러나, 가장 흥미로운 것은 특정 순간부터 발생하는 전하의 변동의 적분이다. 이때, 상기 펄스가 업-다운 카운터에서 가산된다. 상기 펄스(P+ 및 P-)가 2-채널 전송 경로(
Figure pct00001
)를 통과하여 카운터(Z)의 두 입력부에 도달한다. 상기 카운터는 처음에 리셋 스위치(R)에 의해 0으로 설정된다. 측정 과정 시작시, 상기 카운터는 스위치(S)에 의해서 기동된다. 측정값이 특정 시점에 고정되도록 하면 상기 카운터가 이 시점에서 정지할 수 있고 신호가 상기 증폭기(V1)의 변동 효과 (drift effect)와 관계없이 카운터에 저장된다. 전하(Q)에 비례하는 카운터(Z)에 포함된 값은 디지털 신호(D)와 같이 병렬로 혹은 직렬로 공지된 방식으로 판독한 다음 추가적으로 처리할 수 있다.
상기 증폭기 입력부에서 간섭은 물리적인 현상에 의해 발생하며, Iof 및 Uof가 분명히 적지만 0으로 감소될 수는 없어 절연 저항(Rq)이 항상 유한값 (finite value)을 갖기 때문에 간섭의 근원을 완전히 제거할 수 없다. 따라서, 이러한 개선된 회로에서 조차도 상기 전하(Q)의 진성 정적 측정(genuine static measurements) 은 사실상 이루어 질 수 없고, 저항기(R2)는 간섭 전류를 소멸시키기 위해서는 유한값을 가져야 한다. 그러나, 간섭없이 용이하게 전송되는 증분 신호가 존재하며 상기 전하 증폭기 상의 리셋 회로가 불필요하게 된다. 오히려, 상기 카운터는 언제든지 쉽고 빠르게 0으로 설정될 수 있다.
신호를 갑자기 변경시킬 경우 (단시간에 전하가 크게 증가), 상기 카운터를 미리 0으로 설정하여 신호의 예상된 계단 변화(step change) 직전에 기동시키는 것이 유리하다.
주기적인 신호의 경우에는 또한 상기 카운터가 이벤트 구동 방식(event-driven manner)으로 주기적으로, 예를 들면, 각각의 주기적인 과정이 시작할 때 0으로 설정될 수 있다.
도 6은 도 3에서 설명한 회로와 거의 동일한 기능을 갖는 약간 다르게 구성된 회로를 도시한다.
상기 회로는 증폭기(V2)의 양의 출력 전압을 이용하여 상기 스위치(S1)가 개방되고 U2가 다시 상기 값(Uref)이하로 감소할 때까지 상기 보상 전류(Ik+)를 네트워크(R2/C2)를 통해 증폭기 입력부에 공급한다는 점에서 차이가 있다. 또한, V2의 출력 전압이 상기 보상 전류(Ik)가 흐르는 시간 동안 상기 펄스 발생기(G)의 펄스를 출력 펄스(P-)로서 상기 출력부로 출력하는 AND 게이트(&4)에 동시에 인가된다. 따라서, 이들 펄스의 개수도 상기 보상 전하에 비례하고 결과적으로 디지털 신호(D)를 전달한다.
상기 입력부에서 전하의 양의(positive) 변화를 위해 V3, S2 및 &3에도 본질적으로 동일하게 적용된다. 상기 스위치(S1 및 S2)만이 보상 전류를 전환한다.
상술한 바에 따르면, 종래 회로 형태와 비교하여 본 발명이 하기 장점을 가질 수 있음이 명백해 진다.
- 중간(매개) 아날로그-디지털 변환기 없이 카운터 디지털을 이용하는 경우 측정 신호가 직접적으로 증가한다.
- 신호의 비 접촉식 전송이 간섭이 적은 상태에서 쉽게 이루어진다.
- 측정 장치의 제로 설정 (zeroing)은 외부 카운터에서 수행될 수 있다; 전하 증폭기 자체에서는 어떠한 스위칭 공정도 요구되지 않는다.
- 카운터가 정지하면, 측정신호가 임의의 시간동안 저장된다.
- 증폭기 출력부 및 그로 인한 증폭기 입력부에서의 전압은 통상 아주 소량이기 때문에, 입력부에서 한정된 크기를 가진 절연 저항의 효과가 감소한다.
구성 요소의 작용 및 치수 설정( dimensioning ) 지침 (도 3 및 도 6 참조)
도 3에 따르면, 회로에서 펄스 발생기(G)의 주파수는 디지털 신호의 허용된 지연에 상응하는 시간 내에 입력부에서의 최대 예상 계단 변화가 보상될 수 있을 정도로 충분히 높게 선택된다. 이때, 최고 가능 주파수 (maximum possible frequency)는 선택된 펄스 폭에 따라 결정된다. 도 6에 따른 회로에서, 상기 펄스 발생기(G)의 주파수는 측정 신호의 충분한 해상도를 얻을 수 있고 변동 효과 및 다른 형태의 간섭에 의해 발생한 짧은 보상 전류를 충분히 분해(resolve)할 수 있을 정도로 충분히 높아야 한다. 이를 통해P+ 및 P- 펄스를 가산하는 상기 카운터의 추가 영점이동(zero point drift)이 발생하지 않게 된다.
기준 전압(Uref)은 안정성 측면에서 적어도 상기 값(Qk/C1)을 가져야 한다. 여기서, Qk는 도 3에 따른 회로의 보상 전하 유닛 또는 도 6에 따른 회로에서는 보상 과정에서 입력부에 전달된 근본적으로 가장 작은 전하를 각각 나타낸다.
특히 흥미로운 것은 R2가 낮은 값으로 선택된 특별한 경우, 심지어 R2가 0 Ohm(R2 = 0 Ohm)이 되는 극단적인 경우이다. 다음, 상기 보상 전하(Qk) 는 증폭기 입력부로 바로 통과한다. 커패시터(C2 및 C3)는 어떠한 효과를 갖지 않으므로 생략할 수 있다. 전압(U3)은 대략 값(U1)으로 추정되며 이는 무시해도 될 정도로 작은 값이다.
도 4는 도 3의 회로도의 일부와 4개의 추가 구성요소를 도시한다. 스위치(S1 및 S2)는 바람직하게는 반도체 스위치로 구현된다. 이들 스위치의 누설 전류가 허용할 수 없을 정도로 큰 경우에는 상기 스위치와 직렬로 삽입된 고임피던스 다이오드(D1 및 D2)로 상기 누설 전류를 줄일 수 있다. 이는 저항기(R3 및 R4)에 의해 다이오드를 순방향으로 편향(forward-bias)시키는 데 유리할 수 있다. 특히, R2가 높은 임피던스를 갖고 U3가 OV에서 상당히 벗어난 값에 이를 수 있는 경우에 유리할 수 있다. 그런 다음, 이들 저항기는 상기 다이오드보다 약간 낮은 임피던스를 가져야 하지만 상기 저항기를 통해 흐르는 Ik 의 성분이 무시해도 될 만큼 작을 정도로는 높아야 한다. 도시된 예에서 상기 회로는 U3가 │11 V│의 값을 초과하지 않는 한 작동한다.
본 발명에 있어서, 상기 증폭기의 출력 신호를 지속적으로 0에 가까운 값으로 설정함으로써 리셋 스위치가 불필요해진다. 또한, 출력신호가 적은 간섭으로 쉽게 전송할 수 있는 펄스 형태로 제공된다. 펄스 주파수는 전하의 변화율에 비례한다. 카운터에서 가산된 펄스는 마지막 카운터 리셋 이후의 전하의 변화에 비례하는 값을 나타내며, 측정 소자에서의 현재 측정된 값에 비례한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 회로의 개략도이다;
도 2는 종래 기술에 따른 전하 신호를 처리하는 회로를 도시한다;
도 3은 펄스형(pulsed) 보상 전류를 이용한 일 실시예에서 본 발명에 따른 회로의 개략도이다.
도 4는 다이오드를 이용한 바람직한 실시예를 도시한다.
도 5는 본 발명에 따른 트랜지스터를 이용한 회로의 바람직한 실시예를 도시한다.
도 6은 본 발명에 따른 일정한(constant) 보상 전류를 이용한 회로의 바람직한 실시예를 도시한다.
도 5는 가능한 여러 실시예 중 하나를 도시한다. 도 3에 따른 개략적인 회로의 구현을 나타내는 본 실시예에서, (도 3의)상기 스위치(S1 및 S2) 가 전류원에 집적된다. 두 AND 게이트(&1 및 &2)는 모두 한편으로는 출력 펄스(P+ 및 P-)를 출력하고, 다른 한편으로는 트랜지스터(T1 내지 T4)를 통해 전류원을 제어한다. 상기 전류원은 하나의 증폭기 및 하나의 트랜지스터에 의해 공지된 방식으로 각각 형성된다.
여기서, 여섯 개의 트랜지스터는 접합 전계효과 트랜지스터 (junction FETs) 또는 모스 전계 효과 트랜지스터(MOSFETs)에 관계없이 동일하게 FET 트랜지스터로 도시된다.
두 개의 AND 게이트(&1 및 &2)가 출력 신호 0를 갖는 경우, 트랜지스터 T1 내지 T4는 전도성이 있고(conducting), T5 및 T6은 차단되어 보상 전류가 생성되지 않는다.
보상 전하(Qk+)의 생성을 설명하면 다음과 같다: 양성 신호(positive signal)가 &1의 양쪽 입력부에 존재한다면, &1의 출력 전압은 0이 아니다. &1은 출력 전압이 음(negative)이 되도록 설계되어야 한다. 이로 인해, 자기 전도성 트랜지스터 (self-conducting transistor) T1이 차단되어 자가 차단 트랜지스터 (self-blocking transistor)(T3) 또한 차단된다. 증폭기(V4)의 +입력부에는 분압기 (voltage divider)(R9, R11)에 의해 형성된 전압이 존재한다. 따라서, 저항기(R13)에는 저항기(R9)의 전압과 동일한 전압이 존재하므로, 상기 저항기를 통한 전류가 소정의 보상 전류가 된다. 상기 보상 전류가 트랜지스터 T5를 통해 흐른다; 따라서, &1의 개방 시간이 종료된 후, 보상 전하(Qk+)가 네트워크(R2, C2, C3)로 흐른다.
&2의 양쪽 입력 전압이 양(positive)전압이면, &2 의 출력 전압은 0이 아니다. &2는 출력 전압이 양전압이 되도록 설계되어야 한다. T2, T4, V5 및 T6에서는 반대 부호를 갖는 보상 전하(Qk-)가 동일한 방식으로 생성된다.
종래 증폭기의 변환 가능한 측정 범위는 사용된 커패시터(C1)의 정전용량에 반비례한다. 그러나, 본 발명에 따른 전하 증폭기를 이용하면 큰 측정 범위의 변환이 하나의 커패시터(C1)만으로도 가능하다. 여기서, 상이한 측정 범위를 획득하기 위한 상이한 정전용량의 상이한 커패시터(C1.1, C1.2, C1.3 ... )사이의 스위칭은 항상 증가하는 전하만이 검출되기 때문에 불필요하다. 따라서, 상기 커패시터(C1)에는 어떠한 특별한 제약, 특히, 그의 절연성에는 제약이 없다. C1 전체에 걸쳐 전압의 손실은 무시해도 될 정도이다. 이는 C1 전체에 걸친 전압이 잠시 동안만 남아있고 어떠한 진폭도 존재할 수 없기 때문이다. 따라서 정전용량이 낮은 커패시터 (C1)를 선택할 수 있다. 정전용량이 큰 커패시터는 부피가 크기 때문에 공간도 절약된다.
또한, R1이 완전히 제거될 수 있다.
동일한 목적을 달성하는 본 실시예들에서 사용되는 것과 다른 구성요소를 사용하는 것이 본 발명자의 관점에서 대안이 될 해결책으로 고려된다.
Q; 전하원 (예를 들면, 압전 측정 센서) 또는 그에 의해 각각 출력된 전하(Q).
dQ/dt; 전하원에 의해 증폭기(V1)로 출력된 전류.
Cq; 전하원, 케이블류 및 증폭기 입력부의 전기적 정전용량.
Rq; 전하원, 케이블류 및 증폭기 입력부의 절연 저항,
Rz; 상기 증폭기 출력부에 의해 C1에 공급될 수 있는 전류가 충분하지 않거나 C1이 바람직하지 않게 커져야 하는 경우, 전하 급증시 상기 증폭기(V1)의 과구동(overdriving)을 방지하기 위해 고정된 저항의 직렬 연결에 의해 인위적으로 증가될 수 있는 전원 케이블 저항(supply cable resistance).
Iof; 상기 증폭기(V1)의 오프셋 전류.
Uoff; 상기 증폭기(V1)의 오프셋 전압.
L1; 총 입력 전류, dQ/dt + Iof + Iof /Rq.
U1; 상기 증폭기(V1)에서의 입력 전압.
V1; 고임피던스 증폭기.
C1; 상기 증폭기(V1)의 피드백 커패시터. 일반적으로 종래 전하 증폭기보다 실질적으로 작은 것이 선택될 수 있다. 상기 피드백 커패시터는 상기 증폭기(V1)를 과구동시키지 않고 입력부의 전하를 흡수하여 보상 회로에 의해 보상되지 않을 정도의 크기는 가져야 한다.
U2; 증폭기 출력부의 전압; 보상 회로에 의해 해당 전압이 값 < IUref1 로 반복적으로 설정된다.
Uref+/Uref-; 보상 회로의 작동이 시작되는 기준 전압.
V2, V3; U2 및 기준 전압(Uref)를 비교하기 위해 비교기로서 작동하는 증폭기.
G; 정해진 폭과 주파수를 갖는 펄스를 공급하는 펄스 발생기.
&1, &2; 두 입력부가 모두 양성 신호를 가질 때 양성 출력 신호를 출력하는 AND 게이트. AND 게이트의 출력은 상기 스위치(S1 및 S2)를 활성화시킨다.
&3, &4; 양성 출력 신호의 경우, V2 혹은 V3에서 펄스 발생기(G)에서 발생한 펄스를 출력으로 전환하는 AND 게이트.
S1, S2; 보상 전류(Ik+ 및 Ik-)를 전환하는 스위치; 도 3의 경우, 상기 스위치도 펄스 발생기(G)에서 발생한 펄스를 출력으로 전환한다.
Ik+, Ik-; 펄스 발생기(G)의 펄스 기간 동안에 네트워크(R2, C2, C3)로 정확한 전하 Qk+ 혹은 Qk-를 각각 공급하는, 명확하게 정의된 전류원(well-defined current sources).
R2, C2; 증폭기 입력부에 보상 전하를 전송하기 위해 사용되며, R2는 최고 입력 오차 전류(error current) (Ioff + Uof/Rq)가 R2를 통해서 흐르므로 상기 오차 전류가 U3 max/R2 미만이 되도록 낮게 선택된다.
C3; 보상 전하의 단계 변화를 여과함으로써 U3를 안정화시키는 역할을 한다. C3는 출력 신호에 크게 영향을 미치지 않도록 C2 미만이 되도록 선택하는 것이 유리하다.
U3; C3에 걸친 전압; 전체 허용 제어 범위에 걸쳐 가변될 수 있다.
Figure pct00002
; 송신기와 수신기 안테나를 통한 갈바닉(galvanic), 광학, 유도성, 용량성 또는 고주파 수단에 의한 출력 펄스(P+ 및 P-)를 위한 2-채널 전송 경로.
Z; P+ 및 P- 펄스를 가산하는 카운터. 상기 카운터는 양과 음의 값을 출력하기 위해 설계되는 것이 유리하다.
D; 디지털 카운터 출력, 병렬 혹은 직렬.
R; 카운터 제로 설정을 위한 리셋 스위치.
S; 계수 과정(counting process)을 시작하기 위한 시작 스위치(starting switch).
Qk; 측정 장치의 해상도를 결정한다. 예를 들어 1000 스텝 (1%) 해상도가 요구되고 측정 범위가 최대한 이용되고 있다면, Qk는 최고 입력 전하의 최대 1/1000이 되어야 한다. 이에 따라 펄스 발생기(G)의 값(Ik) 및 펄스폭이 선택된다.

Claims (13)

  1. 압전 측정 소자에서 출력된 양 및 음의 전하 신호(Q)를 상기 측정 소자에서 현재 측정된 값에 비례하는 디지털 신호(D)로 변환하는 전하 증폭기 회로에 있어서, 상기 전하 증폭기 회로는 상기 검출된 전하(Q)를 전압(U2)로 변환하기 위한 전하 입력부와 전압 출력부를 구비한 전하 증폭기(V1)를 포함하되, 두 개의 출력부를 포함하는 보상 회로(K)가 상기 전하 증폭기(V1)의 전압 출력부 하류에 연결되고, 제1출력부는 상기 전하 증폭기(V1)의 전하 입력부에 연결되고, 제2출력부는 두 개의 입력부(Z+, Z-)를 갖는 카운터(Z)에 연결되고, 상기 보상 회로(K)는 한편으로는 상기 입력 신호(Q)를 보상하기 위하여 상기 전압(U2)에 비례하고 상기 제1출력부에 의해 상기 전하 증폭기(V1)의 전하 입력부로 내보낼 수 있는 보상 전하 (Qk+ 또는 Qk-)를 각각 생성할 수 있고, 다른 한편으로는 상기 보상 회로는 생성된 보상 전하(Qk+ 또는 Qk-) 각각의 크기에 비례하는 다수의 펄스 (P+, P-)를 생성할 수 있고, 상기 펄스는 제2출력부에 의해 특정 보상 전하(Qk+ 또는 Qk-)의 부호와 반대되는 카운터(Z)의 입력부 (Z-, Z+)로 전송될 수 있고, 사전에 입력된 전하 양자의 합에 비례하는 상기 소정의 디지털 신호(D)가 상기 카운터(Z)의 출력부에서 이용가능한 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 보상 회로(K)는 증분 펄스 (incremental pulse)(P)를 발생시키는 펄스 발생기(G)를 포함하고, 펄스의 개수는 상기 증폭기 입력부에서 전하의 변화에 비례하는 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  3. 제2항에 있어서, 두 AND 게이트(&1, &2)가 상기 펄스 발생기(G)의 하류에 병렬로 연결되고, 상기 게이트는 또한 상기 전하 증폭기(V1)의 출력측에 입력부가 병렬로 연결되고, 각각의 출력측은 상기 카운터의 입력부(Z- 또는 Z+)에 각각 연결되고, U2의 부호에 따라 상기 펄스가 상기 게이트(&1 또는 &2)를 통과하고 상기 카운터(Z)의 Z- 또는 Z+에서 검출될 수 있는 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  4. 제3항에 있어서, 상기 전하 증폭기(V1)의 출력부와 상기 AND 게이트(&1 또는 &2) 사이에 각각 병렬로 연결되어 있는 두 보상 증폭기(V2, V3)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  5. 제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보상 전하(Qk+ 및 Qk-)를 생성하는 두 전류원(Ik+, Ik-)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  6. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 각각은 상기 전류원(Ik+, Ik-)의 하나의 출력부 하류에 위치하고, 각각의 입력측은 상기 AND 게이트(&1, &2)의 출력부 중 하나에 연결되어 있는 두 스위치(S1, S2)를 더 포함하되, 상기 스위치(S1, S2)는 펄스 지속기간 동안 상기 전류원(Ik+, Ik-)에서 상기 전하 증폭기(V1)의 상기 전하 입력부로 전류를 내보낼 수 있는 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  7. 제6항에 있어서, 상기 스위치(S1, S2) 각각의 하류에 직렬로 연결되어 있는 다이오드(Dl, D2)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  8. 제4항 및 제5항에 있어서, 상기 전류원(Ik+, Ik-) 각각의 하나의 출력부 하류에 위치하고, 각각의 입력측은 또한 상기 보상 증폭기(V2 및 V3)의 출력부 중 하나에 연결된 두 스위치(S1, S2)는 상기 보상 증폭기(V2)의 양의 출력전압의 경우에는 전류가 상기 전류원(Ik+)으로부터 흐르도록 하고, 상기 보상 증폭기(V3)의 음의 출력전압의 경우에는 전류가 상기 전류원(Ik-)으로부터 흐르도록 하는 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  9. 제 1항 내지 제 8항 중 어느 한 항에 있어서, 트랜지스터 또는 기계식 스위치가 적어도 일부 스위치로 사용되는 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  10. 제 1항 내지 제 10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 카운터가 상기 카운터를 0으로 재설정하는 리셋 스위치(R) 및/또는 계수 과정이 시작되게 하는 시작 스위치(S)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  11. 제 1항 내지 제 10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 카운터 펄스를 반송파(carrier)상에 비변조 또는 변조된 상태로 갈바니 전기에 의해 또는 유도성 결합기, 용량성 결합기, 광결합기, 또는 송신기 및 수신기 안테나에 의해 상기 카운터로 전송할 수 있는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  12. 제 1항 내지 제 11항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 디지털 신호(D)가 전압 신호인 것을 특징으로 하는 전하 증폭기 회로.
  13. 압전 측정 소자에서 출력된 양 및 음의 전하 신호(Q)를 상기 측정 소자에서 현재 측정된 값에 비례하는 디지털 신호(D)로 변환하는 방법에 있어서, 상기 방법은 전하 증폭기(V1)가 상기 입력된 전하 신호(Q)를 아날로그 전압 신호(U2)로 변환하고, 상기 전압 신호(U2)가 상기 전하 증폭기(V1) 하류에 위치한 보상 회로(K)로 통과되고, 상기 보상 회로(K)가 한편으로는 상기 입력 신호(Q)를 보상하기 위한 상기 전압(U2)에 비례하는 보상 전하(Qk+ 또는 Qk-)를 각각 생성하고 제1출력부에 의해 상기 보상 전하(Qk+ 또는 Qk-)를 상기 전하 증폭기(V1)의 전하 입력부로 보내고, 다른 한편으로는 상기 보상 회로(K)가 생성된 보상 전하(Qk+ 또는 Qk-) 각각의 크기에 비례하는 다수의 펄스(P+, P-)를 생성하여 제2출력부에 의해 특정 보상 전하(Qk+ 또는 Qk-)의 부호와 반대되는 상기 카운터(Z)의 입력부(Z-, Z+)로 보내고, 상기 카운터는 상기 펄스를 합산하여 각각의 합을 상기 소정의 디지털 신호(D)로서 전달하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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