KR20120064686A

KR20120064686A - 하이브리드 반사계 시스템（ｈｒｓ）

Info

Publication number: KR20120064686A
Application number: KR1020127007406A
Authority: KR
Inventors: 나단 클로우; 스테펜 존 퍼킨스; 아이버 레슬리 머로우
Original assignee: 더 세크러터리 오브 스테이트 포 디펜스
Priority date: 2009-08-26
Filing date: 2010-08-18
Publication date: 2012-06-19
Also published as: GB201013812D0; GB0914926D0; CA2771815A1; CN102577190A; JP2013503331A; US20120206304A1; WO2011023933A9; GB2473533A; EP2471204A1; WO2011023933A1

Abstract

전기적 소형 안테나들(ESA)을 포함하는 RF 구성 소자들의 순방향 및 역방향 신호 파라미터들을 측정할 수 있는 및 안테나들의 자동 리튜닝(retuning)을 조력하기 위해 통신 시스템 내에 통합될 수 있는 RF 신호 테스트 및 측정 시스템이다.

Description

하이브리드 반사계 시스템（ＨＲＳ）{HYBRID REFLECTOMETER SYSTEM (HRS)}

본 발명은 안테나들을 포함하는 특히 전기적 소형 안테나(ESA)들을 포함하는 RF 구성 소자들의 순방향 및 역방향 신호 파라미터들을 측정할 수 있는 무선 주파수(RF) 신호 테스트 및 측정 시스템에 관한 것이고 보다 특히 안테나들의 자동 리튜닝(retuning)을 조력하도록 통신 시스템 내에서 통합될 수 있는 RF 테스트 및 측정 시스템에 관한 것이다.

독립적으로 또는 통합 시스템 내에서 RF 구성 소자들의 실제 성능을 확인하기 위해 안테나들과 같은 RF 구성 소자들을 테스트하기 위한 RF 장비를 개발하는 경우가 필수적이다. 안테나 성능을 측정하는 것은 흔히 안테나를 반사계에 접속함으로써 달성된다. 이것은 네트워크 분석기를 이용하여 안테나의 산란 파라미터(S-파라미터) 크기들을 측정하게 하지만, 방사 디바이스들로부터의 예기치 않은 손실들을 허용하는 교정이 문제가 된다. 안테나로부터 되반사된 에너지가 측정 시스템에 리턴하는 공통 모드 전류로서 작용하기 때문에 ESA에 대해 특히 문제가 된다. 상기 예기치 않는 효과는 교정 절차에서 확인될 수 없다.

휴대 전화와 같은 호스트들에 내장된 안테나들은 일반적으로 전기적으로 소형이다. 전기적 소형 안테나는 일반적으로 그것의 최고 동작 주파수에서 동작하는 경우 안테나가 λ/10보다 큰 치수를 전혀 갖지 않는다는 것을 의미하도록 고려된다. 또한 상기 내장된 ESA는 주변 환경에 민감하고 디튜닝(detuning)에 취약하다. 테스트 동안, 예를 들면, 측정 시스템이 안테나에 너무 근접하게 배치되는 경우, 그것은 RF 입력 케이블 같은 구성 소자들의 이용에 기인한 기생 소자로 작용할 수 있다. 따라서, 다른 환경들에서의 호스트와의 통신은 상기 디튜닝 효과에 기인하여 매우 어려워진다.

ESA의 방사 효율을 측정하기 위하여 측정 시스템을 이용하기 위한 몇몇 방법들이 있다. 패턴 통합은 ESA의 절대 방사 효율을 측정하는데 현재 이용되는 단연 가장 정확한 방법이다. 그러나, 이것은 교정된 범위 또는 무향실을 필요로 하는 가장 난해하고 시간을 소비하는 방법이다. 이것은 500㎒ 이하의 주파수에서 실제로 구현하기가 어렵다. 안테나의 파 필드(far field)가 복잡한 패턴 또는 복잡한 분극을 가진다면 방법은 더욱 복잡하다.

Q 팩터(factor) 방법은 무손실 안테나의 품질 요소에 대한 이론적인 값을 이용하고; 이것은 안테나가 결코 단순한 구조가 아니면 얻기 어려울 수 있다. 이것은 또한 변화가 안테나 또는 그 주변에서 이루어지는 경우 안테나에서의 전류 분포의 형태가 변하지 않은 채 남는다고 가정한다.

저항 비교 방법은 다른 금속들을 갖는 것을 제외하고 동일하게 구성될 2개의 안테나가 필요하다. 2개의 금속들의 도전성에서의 차이는 작은 섭동인 것으로 가정되고, 그들의 옴저항들은 다르다고 가정된다. 방법은 또한 금속들의 도전성과 동작 주파수가 높다고 가정한다. 상기 가정들은 표면 저항의 개념이 방사 저항을 결정하는 데 이용될 수 있도록 행해진다. 또한, Q 팩터 방법과 마찬가지로, 상기 방법은 변화가 안테나에서 또는 그 주변에서 행해진 경우 안테나에서의 전류 분포의 형태가 변하지 않는 채 남는다고 또한 가정한다.

방사 측정 방법은 낮은 노이즈의 영역을 향하는 손실 안테나가 동일한 영역을 향하는 무손실 안테나보다 보다 많은 노이즈 전력을 발생시킨다는 원리에 의거한다. 안테나에서의 손실은 주위 온도에서의 노이즈 소스로 볼 수 있다. 방법은 ESA와 같은 전방향성 방사 패턴들을 명목상 갖는 안테나들에 적합하지 않다. 저노이즈의 영역(즉, 절정의 하늘)을 향하는 경우, 상기 안테나들은 훨씬 더 뜨거울 수 있는 수평선으로부터 방사선을 수신하고, 따라서 측정 불확실성을 증가시킨다. 방법은 따라서 펜슬-빔(pencil-beam) 유형 방사 패턴들을 갖는 고성능 안테나들에 유용하다. 방법은 또한 노이즈를 추가할 추가의 구성 소자들을 회피하기 위해 안테나에 근접하게 탑재되어야 할 양호한 노이즈 수치를 갖는 고품질 증폭기 및 믹서가 필요하다. 이동하는 경향이 있는 증폭기들은 측정 불확실성을 추가한다. 또한, 안테나는 증가하는 시스템 노이즈를 회피하기 위해 소스와 매칭(matching)되는 임피던스(impedance)이어야 한다.

랜덤 필드 측정(RFM)은 공지되지 않은 안테나에 의해 수신된 신호를 추정하는 통계 이론에 의거하고 참조 안테나는 레일리(Rayleigh) 분포를 따른다. 기술은 인체에 근접한 경우 안테나의 방사 효율을 측정하는 데 이용된다. 측정 절차의 통계적 특성은 다른 통상의 방법들보다 그것이 더 많은 시간 소비가 되는 것으로 이어진다.

카로리미터법(calorimetric method)은 방사된 전력보다 소산된 전력의 측정에 의거한다. 이것은 패턴 통합에 대한 저비용의 대안 및 후술하는 휠러 캡(Wheeler cap) 방법의 대체가 되는 것으로 리포트되고 있다. 그러나, 측정 절차는 휠러 캡 방법보다 더 복잡하다. 측정에 대해 필요한 장비는 패턴 통합 방법에 대한 것보다 상대적으로 저렴하지만, 이것은 여전히 휠러 캡 방법을 이용하는 것보다 훨씬 더 비싸다.

잔향 챔버 방법은 패턴 통합 방법로의 저렴한 대안이 되는 것으로 명시되어 있다. 모드 및 플랫폼 스터링(Mode and platform stirring)은 금속 챔버 내에 다중 경로 환경을 셋업하는 데 이용된다. 통계 분석은 그 후 안테나의 방사 효율을 결정하는 데 이용된다. 챔버 내의 모드들은 일정한 및 공지된 속도로 회전하는 금속 패들(paddle)에 의해 조절된다. 향상된 측정 정확성을 얻기 위하여, 플랫폼으로 또한 언급되는 테스트하의 안테나는 또한 회전한다. 방법은 잔향 챔버에서의 평균 수신된 전력이 테스트 안테나의 방사 효율에 비례한다는 전제에 의거한다.

반사 방법은 안테나와 짧은 반사 사이의 거리가 변화되는 경우 안테나의 반사 계수를 조사한다. 측정은 횡방향 전자 TE10 모드를 동작시키는 직사각형 도파관에서 실행된다. 상기 방법은 휠러 캡 방법의 확장으로 간주될 수 있지만, 절차는 훨씬 더 복잡하고 고품질 슬라이딩 쇼트(sliding short)에 의한 고품질 셋업을 갖는 다소 복잡한 도파관 셋업을 필요로 한다. 추가의 편의는 안테나 손실이 그들이 직렬 저항로 구성되는지, 병렬 컨덕턴스로 구성되는지 또는 단순하지 않은 안테나 구조체들로 구성되는지 여부를 모델로 한다는 것이다.

방사선 차폐 방법은 1959년에 H. Wheeler에 의해 발행된 논문("The radiansphere around a small antenna," proceedings IREE Australia, vol. 47, pp. 1325-1331, Aug. 1959)에서 비롯되는 라디안(radian) 구의 사이즈의 전도성 쉘(shell)의 형태의 방사선 차폐의 개념이며, 이것은 전기적 소형 안테나에 대해, 방사선 차폐가 방사 저항과 손실 저항의 별도의 측정을 가능하게 한다는 것을 진술한다. 방사 효율을 측정하는 상기 방법은 지금 대표적인 휠러 캡 방법으로 공지되어 있고 이것이 실제로 입력 임피던스의 2개의 측정들만을 필요로 하여 구현하기 용이함에 따라 널리 이용된다. 휠러 캡 방법은 마이크로스트립(microstrip) 안테나들과 같은 모든 안테나들에 대한 경우가 아닐 수 있는 등가 직렬 RLC 회로를 모델로 한다. 따라서, 변경된 휠러 캡 방법이 W. McKinze에 의해 제시되었으며("A modified wheeler cap method for measuring antenna efficiency," IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium, vol. 4, pp. 542-545, 1997년 7월), 이것은 직렬 또는 병렬 RLC 회로 모델 중 하나에 의해 공진 근처로 안테나의 입력 임피던스를 가깝게 한다. 상기 방법에 있어서, 안테나는 접지면에 위치한 안테나와 함께 전도성 구형 또는 반구형으로 위치한다. 구형은 "휠러 캡"으로 공지되어 있고, 모든 방사된 에너지가 반사되는 것을 확실히 함으로써 방사를 방지하기 위해 이용되고 따라서 측정된 임피던스는 안테나에서의 손실들에 기인한다. 이전의 휠러 캡 측정들은 측정 시스템의 입력 및 출력에서 실재하는 RF 간섭에 기인하여 어려웠다. 본 발명은 측정되는 RF 구성 소자를 격리하고 따라서 신호 측정들의 정확성이 크게 향상되는 것을 목표로 한다.

본 발명의 목적은 ESA를 포함하지만 기생 효과들을 방지하기 위한 방법으로 구성 소자로부터 격리된 RF 구성 소자들의 순방향 및 역방향 신호 파라미터들을 측정할 수 있는 전기적 소형 반사계 RF 테스트 및 측정 시스템[이용되는 디지털 및 아날로그 구성 소자들에 기인한 하이브리드 반사계 시스템 또는 HRS로서 여기에 언급됨]을 제공하는 것이다. 다양한 조건들과 환경들 내에서 동작되는 경우 안테나들의 리튜닝을 가능하게 할 통신 시스템 예를 들면, 안테나 시스템으로 HRS가 통합할 수 있다는 것이 또한 목적이다.

따라서 본 발명은 전기적 소형 반사계를 포함하는 전기적 소형 방사 소자에 의해 송신되거나 수신된 무선 주파수 신호들을 측정하기 위한 테스트 및 측정 시스템으로서, 전기적 소형 반사계로부터 출력이 광 디지털 신호의 형태로 제공되는 테스트 및 측정 시스템을 제공한다.

전기적 소형 반사계는 반사계가 ESA와 같은 전기적 소형 방사 소자보다 전기적으로 소형이다는 것을 의미하도록 여기에 이용된다. 현재 관련 분야의 상황 내에서, 반사계로부터의 출력은 항상 아날로그 신호이었다. 네트워크 분석기는 예를 들면, 아날로그 신호를 취하고 디지털 형식으로 신호를 변환하기 전에 그것을 또한 프로세싱할 것이다. 이것은 반사계에 의한 신호의 측정과 간섭할 수 있는 RF 구성 소자들이 반사계의 출력상에 있다는 것을 의미하다. 결과는 오류 교정이 도입되어야 한다는 것이다. 전기적 소형 반사계로부터의 출력을 즉시 디지털 신호로 변환함으로써 본 발명은 측정되는 신호의 RF 간섭을 방지하고 따라서 정확도를 증가시킬 수 있다. 이것은 따라서 오류 교정의 필요성을 제거한다. 이것을 달성하기 위한 하나의 방법은 무선 주파수 듀얼 방향성 결합기로 전기적 소형 반사계를 구성하고 아날로그 대 디지털 변환기에 그것을 접속하는 것이다.

바람직하게는 디지털 신호 출력을 취하고 광 데이터 송신기 모듈을 통해 그것을 전송함으로써, 안테나와 관련한 디지털 신호는 광학 형식으로 변환될 수 있다. 광 데이터 송신기 모듈의 출력은 광 데이터 수신기(파이버(fiber) 광 링크)를 통해 개인용 컴퓨터(PC)에 송신될 수 있다. 이것은 안테나 신호들이 RF 케이블을 이용하지 않고 PC를 이용하여 분석될 수 있다는 것을 확실히 한다. 또한 광 RF 모듈이 전기적 소형 반사계의 입력에 추가되면 그 후 파이버 광 케이블은 광 RF 모듈에 신호들을 입력할 수 있어 RF 피드(feed) 케이블에 대한 필요성을 제거한다. 이것은 순방향 및 역방향 안테나 전송 특성들의 측정들이 안테나의 RF 특성들을 손상시키는 것 없이 실행되도록 허용한다. 즉 안테나가 입력 및 출력 RF 간섭 양자로부터 이제 완전히 격리되고 따라서 측정들의 정확도가 더 개선될 것이다.

본 발명은 부정적인 RF 효과들을 취해지는 측정들로부터 제거하는 RF 피드 케이블들의 이용 없이 무선 주파수 신호들를 측정하기 위해 무향실 또는 휠러 캡 내에서 이용될 수 있다. 관련 분야의 당업자는 발명이 전술한 것들과 같은 다른 측정 기술들과 함께 이용될 수 있다는 것을 인식할 것이다.

본 발명은 피드백(feed-back) 루프 내에서 유용할 그 디바이스의 임피던스 매칭 측정들을 제공하기 위해 RF 증폭기 또는 필터와 같은 RF 디바이스와 함께 유익하게 이용될 수 있다.

공통 모드 전류의 영향들을 크게 저감하기 위해 RF 구성 소자의 터미널에서 순방향 및 역방향 신호 파라미터들 양자를 측정할 수 있는 RF 측정 시스템은 측정 절차 동안 및 기생으로 작용하는 시스템 없이 통신 시스템의 피드백 루프에 통합될 수 있다. 측정 시스템은 안테나에 영향을 미치는 환경 변화들에 기인하여 발생하는 신호 오류들을 검출하고 안테나의 자동적 리튜닝으로 조력하기 위해 자동 안테나 매칭 유닛(AAMU)과 같은 디바이스로 검출된 오류들을 입력할 수 있을 것이다.

본 발명을 이제 수반하는 도면들을 참조하여, 예로서 설명할 것이다:

도 1은 HRS 시스템 네트워크를 도시한 도면.
도 2는 간략화된 HRS 시스템 네트워크를 도시한 도면.
도 3은 HRS 신호 흐름을 도시한 도면.
도 4는 HRS 시스템 구성 소자를 도시한 도면.
도 5는 순방향으로 송신되는 전력 측정에 대한 HRS 특성화 셋업을 도시한 도면.
도 6은 HRS의 측정된 반사 계수를 도시한 도면.
도 7은 HRS의 측정된 투과 계수를 도시한 도면.
도 8은 HRS 산란 파라미터 셋업을 도시한 도면.
도 9는 순방향으로의 출력 데이터 전력 대 입력 전력의 선형성을 도시한 도면.
도 10은 역방향으로의 출력 데이터 전력 대 입력 전력의 선형성을 도시한 도면.
도 11은 시스템 특성화에 대한 RF 파이버 광 모듈을 포함하는 HRS의 포트(port) 1에 대한 교정 셋업을 도시한 도면.
도 12는 시스템 특성화에 대한 RF 파이버 광 모듈을 포함하는 HRS의 포트 2에 대한 교정 셋업을 도시한 도면.
도 13은 리턴 손실을 측정하기 위한 HRS의 포트 1에 대한 교정 셋업을 도시한 도면.
도 14는 리턴 손실을 측정하기 위한 HRS의 포트 2에 대한 교정 셋업을 도시한 도면.
도 15는 안테나 방사 측정 시스템에 통합된 HRS을 예시한 도면.
도 16은 교정된 다이폴(dipole) 안테나의 방사 플롯(plot)을 도시한 도면.
도 17은 모노폴(monopole)(M1) 안테나에 대한 방사선 플롯을 도시한 도면.
도 18은 모노폴(M3) 안테나에 대한 방사 플롯을 도시한 도면.
도 19는 M2 모노폴 안테나에 대한 방사 플롯을 도시한 도면.
도 20은 ESP 안테나에 대한 방사선 플롯을 도시한 도면.
도 21은 휠러 캡 측정 시스템에 통합된 HRS의 시스템을 도시한 도면.
도 22는 자유 공간에 위치한 M1 안테나의 반사 계수를 도시한 도면.
도 23은 휠러 캡 측정 시스템에 위치한 M1 안테나의 반사 계수를 도시한 도면.
도 24는 자유 공간에 위치한 M3 안테나의 반사 계수를 도시한 도면.
도 25는 휠러 캡 측정 시스템에 위치한 M3 안테나의 반사 계수를 도시한 도면.
도 26은 자유 공간에 위치한 M2 안테나의 반사 계수를 도시한 도면.
도 27은 휠러 캡 측정 시스템에 위치한 M2 안테나의 반사 계수를 도시한 도면.
도 28은 자유 공간에 위치한 ESP 안테나의 반사 계수를 도시한 도면.
도 29는 휠러 캡 측정 시스템에 위치한 ESP 안테나의 반사 계수를 도시한 도면.
도 30은 비콘(beacon)이 AAMU를 제어하는 시스템에 통합된 HRS의 시스템을 도시한 도면.
도 31은 비콘이 재구성가능한 안테나를 제어하는 시스템에 통합된 HRS의 시스템을 도시한 도면.
도 32은 비콘이 AAMU 및 재구성가능한 안테나를 제어하는 시스템에 통합된 HRS의 시스템을 도시한 도면.

도 1은 복잡한 네트워크들을 비교적 단순한 입력-출력 관계들로 저감하는데 이용될 수 있는 HRS의 신호 흐름 네트워크 분석을 나타낸다. RF 네트워크는 그 후 산란 파라미터들을 이용하여 특성화될 수 있다. 상기 기술은 HRS를 분석하고 시스템의 산란 파라미터들을 얻기 위해 이용된다. 네트워크 분석을 위해 HRS는 4개의 모듈들로 구성되고; 각 모듈은 2개의 입력 포트들과 2개의 출력 포트들을 갖는 블록으로 표현되는 투(two)-포트 네트워크이다. 각 모듈과 연관된 포트들은 하기와 같다:

RF 광 모듈

a1 입력 입사 신호 노드

a2 출력 반사 신호 노드

b1 입력 반사 신호 노드

b2 출력 입사 신호 노드

광 RF 모듈

a3 입력 입사 신호 노드

a4 출력 반사 신호 노드

b3 입력 반사 신호 노드

b4 출력 입사 신호 노드

듀얼 -방향성 결합기 RF ( DDC ( RF )) 모듈

a5 입력 입사 신호 노드

a6 출력 반사 신호 노드

b5 입력 반사 신호 노드

b6 출력 입사 신호 노드

듀얼 -방향성 결합기 A/D 컨버터( converter )( DDC (A/D)) 모듈

a8 입력 입사 신호 노드

a9 출력 반사 신호 노드

b8 입력 반사 신호 노드

b9 출력 입사 신호 노드

소스, V_s는 RF 광 모듈 RF에 접속되고 각각 특성 임피던스 및 반사 계수(Z_S 및 Γ_S)를 가진다. 안테나는 DDC(RF) 모듈에 접속되고 각각 특성 임피던스 및 반사 계수(Z_A 및 Γ_A)를 가진다.

DDC(A/D)는 DDC(RF)로부터 수신된 측정된 신호들을 파이버 광을 통해 송신되도록 준비된 디지털 스트림(stream)으로 변환한다. 경로(a₅ 내지 b₈ 및 b₈ 내지 a₆)들이 광 신호들이고 경로들이 RF 모듈들로부터 격리되기 때문에, DDC(A/D)는 완벽하게 DDC(RF)와 매칭되는 것으로 추정된다. 따라서 DDC(A/D) 구성 소자는 HRS의 산란 파라미터들을 결정하는데 필요하지 않다. 이것은, 도 2에 나타낸 바와 같이, 시스템 네트워크를 및 이후의 분석을 간략화한다. RF 광 모듈과 광 RF 모듈 사이의 광 인터페이스는 라인 임피던스(Z_opt)와 매칭되는 것으로 추정된다. 광 RF 모듈과 DDC(RF) 사이의 인터페이스는 라인 임피던스(Z_rf)와 매칭되는 것으로 또한 추정된다.

도 3에서의 신호 흐름도를 참조하면, RF 광 모듈, 광 RF 모듈 및 DDC(RF) 모듈에 대한 산란 파라미터들은 각각 ζ, ρ 및 υ로 표시된다. 2개의 추가 노드들(a'₁ 및 b'₁), 및 다수의 손실이 적은 접속들이 수학적 분석으로 돕기 위해 신호 흐름도에 도입된다.

신호 흐름도는 식 1.1에 주어진 비 a₁÷b_S를 찾기 위한 반복적인 분해 과정에 의해 저감될 수 있다. 상기 식은 전체 네트워크 산란 파라미터들과 입력 소스 신호 V_S의 함수로서 그 후 HRS(a₁)의 입력에 전달된 신호를 결정하는데 이용될 수 있다. 광 신호에 의해 취해진 경로가 RF 반사들을 만들어 낼 수 없고, 따라서 Γ_ROout=Γ_ORin=0이고 식 1.1은 식 1.2로 저감될 수 있다는 것을 추정할 수 있을 것이다.

식 1.1

식 1.2

HRS의 입력 반사 계수는 식 1.3으로 표현되고 식 1.4에 상기 추정을 이용하여 저감될 수 있다.

식 1.3

식 1.4

도 4는 HRS의 시스템도을 나타낸다. HRS는 다이-캐스트(die-cast) 박스 내에 외부 영향들로부터 그것을 격리하도록 탑재되었다. 입력 포트 파이, P_in≡P₁가 케이블에서의 손실들을 고려하여 교정된 Hewlett Packard 8645A 신호 생성기에 접속되었다. 출력 포트, P_out≡P₂는 E4404B 스펙트럼(spectrum) 분석기의 입력 포트에 접속되었다. 디지털 데이터는 파이버-광 케이블을 통하여 개인용 컴퓨터(PC)로 전송되었다. 순방향 전력, 역방향 전력 및 반사 계수가 모니터 상에 디스플레이되는 정수로 표현된다. 순방향 전력에 대한 측정 셋업을 도 5에 나타낸다. 이론적으로 HRS은 상호 디바이스이지만 적은 양의 비대칭이 발견되었다. 포트들은 안테나에 접속된 포트에서 최고의 임피던스 매칭을 제공하도록 선택되었다. 측정들이 5개의 이산 주파수들에서 행해졌다: 250㎒, 300㎒, 350㎒, 400㎒ 및 450㎒. 순방향 및 역방향 방향 양자에 대한 출력 데이터 대 입력 전력의 선형성을 각각 도 9 및 도 10에 나타내고, 각각의 주파수에서 주어진 입력 전력 ㏈에 대한 입력 전력(유닛)를 나타낸다. P₁ 또는 P₂ 중 하나로 트래블(travel)하는 전력을 결정하기 위해 데이터는 룩업 테이블(lookup table)에서 이용될 수 있다. 이것은 P₁ 및 P₂ 양자로 트래블하는 전력의 양을 인지하는 것이 중요하고; 안테나에 전달된 전력이 P₁로 트래블하는 전력으로부터 결정될 수 있고(HRS의 삽입 손실을 고려함) 안테나로부터의 반사 전력이 P₂로 트래블하는 전력으로부터 결정될 수 있다.

도 8에 나타낸 바와 같이, HRS는 네트워크 분석기를 이용하여 그것의 산란 파라미터들을 측정함으로써 또한 특성화된다. 350㎒에서, 산란 파라미터들은: S₁₁(-19.8㏈ 58Ω), S₂₁(-0.86㏈), S₁₂(-0.86㏈) 및 S₂₂(-23.19㏈ 52Ω)이다. HRS에 대한 반사 및 투과 계수를 각각 도 6 및 도 7에 나타낸다. HRS는 양 포트들에서의 양호한 매칭 및 1㏈ 미만의 수용가능한 삽입 손실을 가진다.

도 11 및 도 12는 파이버 광 RF 모듈을 갖는 HRS의 교정을 위한 HRS 장비 셋업을 나타낸다. HRS 측정 시스템을 특성화하기 위해 RF 파이버-광 모듈로의 RF 입력 전력 및 대응하는 RF 및 디지털 데이터 형태가 공지되어야 한다. HRS 및 파이저 광 RF 모듈은 양자가 외부 영향들로부터 2개의 모듈들을 격리하고 조합된 모듈들의 교정을 가능하게 하기 위해 다이-캐스트 박스에 탑재되었다. HRS은 전력이 P₁로 전달되고 P₂에서 수신되는 동작의 정상 모드로 셋업되었다. RF 파이버 광 모듈은 HRS에 송신하기 전에 광 신호를 RF로 변환하는 파이버 광 RF 모듈로 송신되는 광 신호로 그 입력 포트(P_A)에서 수신된 RF 전력을 변환한다. HRS의 P₂에서의 출력은 E4404B 스펙트럼 분석기에 의해 측정되고 대응하는 수치들이 PC에 기록된다. 상기 교정은 전력이 P₂로 전달되고 P₁에서 수신되는 역방향 모드에서의 HRS 셋업에 의해 또한 행해졌다. 교정된 데이터는 그 후 ㏈m에서의 반사 전력 및 측정된 입력을 결정하기 위해 룩업 테이블에서 이용되었다. 역방향 모드에서 HRS를 교정하는 이유는 이것이 안테나에 접속된 포트이기 때문에, 출력 포트(P₂)로부터의 반사 전력에 대한 교정 데이터를 얻기 위한 것이었다.

파이버-광 RF 모듈은 350㎒에서 lO㏈m의 최대 출력 전력을 발생시키도록 포화 상태에서 동작된다. 상기 모듈의 출력 포트는 HRS 입력 포트(P₁)에 직접 접속된다. HRS는 1.2㏈의 공칭 삽입 손실을 갖고, 따라서 8.8㏈m이 그것의 출력 포트(P₂)에서 실재한다. 이것은 S₂₁이 대략 0.9㏈이다는 것을 나타내는 14 페이지의 주어진 2개의 단락에서의 HRS의 산란 파라미터 측정들에 일치하고, 교정 과정에서의 신뢰성을 부여한다.

도 13 및 도 14는 리턴 손실을 측정하기 위해 HRS를 교정하는 것을 위한 장비 셋업을 나타낸다. HRS는 HRS의 P₂에서 수신된 안테나로부터 측정된 반사 전력이 공지된 리턴 손실에 대해 교정되게 하도록 교정을 필요로 한다. 이것은 수개의 교정 감쇠기들의 리턴 손실을 측정함으로써 행해졌다. 감쇠기들은 1㏈ 내지 20㏈의 범위이며, HRS의 동적 범위를 커버(cover)하는 교정 측정들을 가능하게 한다 신호가 감쇠기의 오픈단에서 반사됨에 따라, 신호가 감쇠기들을 순방향으로 및 그 후 역방향으로 통과하기 때문에 감쇠기들의 리턴 손실은 효과적으로 두 배가 된다. 감쇠기의 복잡한 임피던스 및 반사 계수는 단락-회로, 개방-회로 또는 매칭된 (50Ω) 중 하나인 종단 로드(load)의 기능들이고 그들은 종단의 임피던스 특성들을 띤다. 개방-회로 종단에 대해 임피던스의 실제/반응 부분은 고/용량성이 되는 경향이 있다. 반면에 단락-회로 종단에 의해 임피던스의 실제/반응 부분은 저/유도성이 되는 경향이 있다. 안테나의 임피던스가 안테나의 유형에 따라 달라짐에 따라 교정된 감쇠기들의 임피던스를 인지하는 것은 중요하다. 통상적으로, 전기적 소형 다이폴 및 루프 유형 안테나들의 리액턴스(reactance)는 각각, 용량성 및 유도성이다. 감쇠기들의 반사 계수, S₁₁를 표 1에 나타낸다.

측정된 디지털 데이터는 그 후 안테나의 리턴 손실을 결정하기 위해 룩업 테이블에 이용되었다. 교정은 파이버 RF 모듈을 갖고 및 파이버 RF 모듈 없이 행해졌다. 따라서, HRS로의 광 피드를 이용하는 것이 편리하지 않은 경우, 교정된 S₁₁ 측정들은 HRS에 직접 접속된 RF 케이블에 의해 취해질 수 있다. 반사 계수, S₁₁은 단독으로 HRS를 이용하는 경우 -22㏈만큼 낮게 측정될 수 있다(㏈로 표현되는 경우 S₁₁은 전체 미스매칭(mismatching)을 갖는 O㏈에서 완벽한 매칭을 갖는 -∞㏈로 변함). HRS가 파이버 광 RF 모듈과 결합되었을 경우, 상기 수치는 -17㏈로 악화된다. 이것은 2개의 모듈들간의 미스매칭에 기인한 것으로 고려된다. 2개의 모듈들은 짧은 와이어 접속에 의해 함께 접속된다. 측정된 반사 계수가 기껏 -lO㏈인 전기적 소형 안테나의 통상적인 반사 계수 값들 이내이므로 측정된 반사 계수의 레벨이 받아들일 수 있음에 따라 상기 단계에서 임피던스 매치 접속에 어떤 시도도 행해지지 않는다.

도 15는 안테나 방사 측정 시스템에 통합된 HRS를 예시한다. HRS는 안테나의 방사 패턴의 플롯에 이용되는 측정 시스템에 통합되었다. 전기적 소형 안테나들의 방사 패턴을 측정하는 경우, 임피던스 매칭이 매우 빈약한 것으로 알려진 곳에서, 안테나에 전달된 대부분의 RF 에너지는 케이블을 따라 소스로 되반사되고, 작은 비율의 에너지가 안테나로부터 방사된다. 반사된 에너지는 그 후 케이블의 길이에 걸쳐 방사되고 수신 안테나에 의해 검출된다. 상기 부정적인 효과는 측정 시스템에 파이버 모듈을 통해 RF를 통합함으로써 제거된다. HRS가 궁극적으로 내장된 안테나 및 비콘 시스템 또는 다른 통신 시스템의 일부가 될 수 있으므로 HRS는 그 효과가 측정되게 하도록 측정 시스템에 또한 통합된다. 도 15를 참조하면 신호 생성기로부터의 RF 신호는 그것을 광 신호로 변환하는 RF 파이버 광 모듈을 통해 트래블한다. 광 신호는 그 후 파이버 광 RF 모듈이 그것을 RF로 변환하는 파이버 광 케이블을 통해 호스트에 전달된다(호스트는 이제 RF 소스 신호로부터 격리된다). HRS 모듈의 기능은 송신 안테나(Tx)에 RF 신호를 측정하고 공급하고, Tx로부터 반사 RF 신호를 측정하고; 파이버 광 데이터 케이블을 통해 PC에 송신하기 전에 상기 RF 신호들을 디지털 스트림으로 변환하는 것이다. Tx로부터 방사된 RF 에너지는 HRS에 의해 수집된 측정들을 확인하기 위해 별개의 교정된 로그(log) 주기 수신 안테나(Rx)에 의해 수신된다.

도 16은 2개의 방사 패턴들을 나타내며, 하나는 RF 케이블에 직접 접속된 다이폴 안테나에 대한 것이고 다른 것은 HRS에 접속된 다이폴 안테나에 대한 것이다. HRS는 측정들이 일관되고 특정 유형의 안테나에 특정이 아니었다는 것을 보장하기 위해 수개의 안테나들을 측정하는 데 이용되었다. 상기 측정들은 안테나 성능상의 케이블 및 접지 효과들의 조사, 및 근접-필드 환경에서 발생할 수 있는 부정적인 효과들을 완화하는 최선의 방법을 가능하게 한다.

5개의 안테나가 측정되었다:

1. 교정된 다이폴

2. 모노폴 1(M1)

3. 모노폴 2(M2)

4. 모노폴 3(M3)

5. 전기적 소형 패치(patch)(ESP)

각 안테나는 안테나에 직접 접속된 RF 케이블에 의해 통상적인 방법으로 및 그 후 HRS를 이용함으로써 측정되었다. 교정된 다이폴은 그것이 잘 이해되는 방사 패턴을 가짐에 따라 기준 안테나로 이용되었다(다이폴들은 그것의 편광에 직교하는 평면에서 균일한 방사 패턴을 나타냄). 다이폴은 350㎒, S₁₁=-18㏈로 튜닝되었고, 스와 및 수직 편광 다이폴의 방사 패턴이 그 후 파-필드 안테나 범위를 이용하여 측정되었다. 방사 패턴들은 잘 튜닝된 안테나에 대해 매우 적은 RF 에너지가 소스에 되반사됨에 따라 파이버 광 시스템을 통한 RF가 필요하지 않다는 것을 나타낸다. 다이폴로부터 케이블을 따라 반사된 에너지는 그것에 전달된 RF 에너지의 단지 1.6%이다. 안테나에 전달된 전력은 8.5㏈m이고, 따라서 반사 전력은 -0.5㏈m이다.

M1 및 M3은 접지면에 병렬로 설정된 모노폴들이며, M3은 M1와 유사한 구조이지만 더 작은 접지면을 가진다. M1은 S₁₁=-12.5㏈의 350㎒에서 타당한 매칭을 갖고, 사이드 로브(lobe) 레벨들을 측정하는 경우 HRS의 성능을 평가하는데 이용되었다. M3은 근소하게 보다 작은 접지면을 가지지만 RF 소스에 되반사된 에너지의 1% 미만으로 S₁₁=-20.5㏈을 갖는 보다 양호한 매치를 갖도록 설계되었다. M3은 매우 잘 매칭되는 안테나들로 HRS를 이용하는 것의 이점을 나타내는데 이용되었다. 도 17에 나타낸 바와 같이, M1에 대한 방사 플롯 언급하면, 안테나가 수직으로 지향된 RF 케이블에 접속되는 경우 또는 HRS가 접지면 뒤에 위치하는 경우(HRS이 접속되지 않음) 방사 패턴상에 거의 영향이 관찰되지 않는다. 이것은 안테나가 동작 주파수로 튜닝되고 HRS 모듈이 단순히 접지면의 일부가 되는 것으로 예상된다. 안테나에 되반사된 RF 에너지가 그것에 전달된 RF 에너지의 5.6%,(-4㏈m)이다. 따라서, 소량의 상기 반사된 에너지가 케이블에 의해 방사될 것이다. RF 케이블이 안테나에 수평으로 설정된 경우 사이드 로브들의 정확도에서 개선을 볼 수 있다. 이것은 케이블로부터의 RF 방사가 안테나의 파-필드 방사 패턴의 원인이 되고 그 영향이 안테나의 편광에 직교하는 케이블을 위치시킴으로써 다소 완화될 수 있다는 것을 나타내며; 상기 경우에서 안테나가 수직으로 편광되고 케이블 수평으로 편광된다. HRS이 RF 소스로부터 안테나를 격리하는 데 이용되는 경우 추가적인 개선을 볼 수 있다. 상기 방법으로 안테나를 격리하는 것은 체계적인 측정 오류를 상당히 저감하고 측정된 파-필드 방사 패턴이 안테나의 것이고 측정 시스템이 아니라는 것을 확실하게 한다. M3에 대한 방사선 플롯이 도 18에 나타나 있고 매우 잘 매칭되는 안테나에 의해서도 RF 케이블이 RF 에너지를 방사하고 HRS가 백-로브(back-lobe)를 저감하고 측정 시스템의 감도를 개선할 수 있다는 것을 나타낸다.

M2 안테나는 S₁₁=-1.5㏈의 350㎒에서 빈약한 매칭을 가져, 전달 전력의 70%(여기서는 7㏈)가 소스에 되반사되는 접지면 없는 전기적 소형 모노폴이다. 도 19에 나타낸 플롯을 언급하면, 안테나에 수직으로 위치한 RF 케이블을 직접 접속하는 것은 안테나로부터의 반사 전력이 케이블을 따라 방사되고 영들 및 피크(peak)들로서 파-필드에서 측정되는 것을 나타낸다. 그러나, RF 케이블이 모노폴의 축에 수직으로 위치하고 동심인 경우 케이블로부터의 방사선은 덜 현저하고, 수직면에서 보다 균등하게 분포된다. M1 및 M3과 마찬가지로, HRS가 RF 소스로부터 안테나를 격리하는데 이용되는 경우 개선을 볼 수 있다. 안테나로부터의 방사는 종래의 방법에 의해 측정된 것보다 1O㏈m 낮다.

ESP 안테나는 1.575GHz에서 동작하는 GPS 애플리케이션들을 위해 본래 설계되었던 패치 안테나이다. 350㎒에서 동작되는 경우 패치 안테나는 전기적으로 소형이다. 상기 주파수에서 S₁₁=-0.03㏈, 따라서 에너지의 99.3%가 소스에 되반사되고 매우 적은 에너지가 안테나에 의해 방사된다. 이것은 이전에 측정된 안테나들과 상당히 다르고 HRS가 다양한 유형들의 ESA에 이용될 수 있다는 것을 나타낸다. M1, M2 및 M3과 마찬가지로 ESP에 대한 방사선 플롯은, 도 20에서 볼 수 있는 바와 같이, RF 케이블이 반사된 에너지를 방사하고 이것은 HRS를 이용하여 완화된다는 것을 나타낸다. 특정 각도에서 실제 방사된 전력은 종래의 방법에 의해 측정된 것보다 훨씬 낮은 15㏈m이다.

상기 측정들은 HRS가 ESA 방사 패턴 측정들의 감도를 개선하기 위해 RF 파이버 광 측정 시스템과 통합될 수 있다는 것을 나타냈다. 측정들은 HRS를 이용하여 호스트 내장형 안테나들 반사 계수 측정들을 위한 기준치를 제공한다. 측정 시스템은 RF 소스로부터 안테나를 효과적으로 격리하는 반면에 반사 계수의 측정을 가능하게 한다. 따라서 RF 케이블보다 오히려 안테나로부터의 방사가 측정된다. HRS 측정 시스템과 종래의 방법들을 이용하는 경우 측정된 신호에서의 차이는 안테나의 유형에 따라 다르다; ESA에 대해 이것은 15㏈정도일 수 있다. 시스템은 또한 다른 유형들의 ESA에 이용될 수 있다. 전술한 바와 같이 HRS의 일부로 이용되는 전기적 소형 반사계는 측정되는 ESA보다 완벽하게 전기적으로 소형이어야 한다.

도 21은 휠러 캡 측정 시스템에 통합된 HRS의 시스템도이다. 휠러 캡에 HRS 및 파이버 광 RF 모듈을 통합하는 이유는 호스트 내장형 안테나들의 측정들의 반복 효율성을 가능하게 하고 향후 개발되는 안테나들에 대한 벤치마크(benchmark)를 제공하는 것이다. HRS 및 파이버 광 RF 모듈은 격리된 안테나의 반사 계수를 측정하기 위해 휠러 캡에 통합된다. 안테나의 효율은 그 후 상기 측정의 결과를 안테나의 측정된 자유 공간 반사 계수와 조합함으로써 결정될 수 있다. 파이버 광 케이블들은 휠러 캡과 인터페이스하는데 이용된다. RF 신호는 휠러 캡 내로부터 생성되고 따라서 외부 RF 소스로부터 휠러 캡을 격리한다. ESA의 효율성을 계산하기 위해 자유 공간 및 차폐된 복합 반사 계수들 양자가 측정되어야 한다. 상기 단계에서 반사 계수의 크기만이 HRS로 측정되고, 위상은 주파수에 대하여 크기를 미분함으로써 재구성된다. 위상 재구성 오류는 각 안테나에 대한 측정된 벡터 네트워크 분석기의 반사 계수에 비분 절차를 적용함으로써 결정되었다. 위상 재구성 오류는 그 후 HRS 측정들에 대한 보정 계수로 이용되었다. 반사 계수 크기와 재구성된 위상은 그 후 안테나의 복잡한 입력 임피던스 Z_A를 결정하는 데 이용되었다. 안테나 η의 효율은 식 1.5를 이용하여 자유 공간 및 휠러 캡 측정들로부터의 임피던스의 실제 부분을 대체함으로써 그 후 결정되고, 여기서 R_r은 방사 저항, R_L은 손실 저항, R_fs 자유 공간 저항 및 R_cap은 시스템 내의 휠러 캡 저항이다. HRS은 위상 측정들이 착수되는 것을 가능하게 하고, 따라서 안테나의 정확한 효율이 결정되는 것을 가능하게 하도록 또한 개발될 필요가 있다.

식 1.5

M1, M2, M3, 및 ESP의 S₁₁는 RF 피드 케이블이 있는 및 없는 자유 공간에서 주어졌다. 61㎝의 길이인 피드 케이블은, 휠러 캡의 중앙에 안테나를 위치시키며; 그것 없이 안테나는 상단 표면에 대향하여 배치될 것이며, 상기 상단 표면은 접지면으로의 역할을 하고 아마도 스퓨리어스(spurious) 판독을 야기할 것이다. 동작 주파수는 350㎒이지만은 더 넓은 대역폭을 통해 공진 주파수에 무엇이 발생하는 지 여부를 인지하는 것은 유익하다. 따라서 측정들은 345㎒ 내지 355㎒에서 주어졌다. 2개의 별개의 측정들이 실행되고 결과들이 비교된다; 하나는 VNA를 이용하고 다른 하나는 HRS를 이용한다. 양자의 경우들에서, 측정들은 자유 공간에서 안테나들과 함께 실행되었고 그 후 다음 휠러 캡에 배치되었다. 룩업 테이블은 HRS로부터 S₁₁ 측정들을 계산하는 데 이용된다. 선형 기울기 교정 계수는 특정 안테나에 HRS를 교정하는 데 이용된다. 파이버 광 RF 모듈은 RF 소스로부터 안테나를 효과적으로 격리하는데 이용된다. 안테나의 매치상의 상기 격리의 효과들은 그들이 측정될 수 없었던 것으로 지금까지 공지되었다. HRS는 안테나의 반사 계수를 측정하는 데 이용되고, 안테나의 성능상에 행해진 영향을 드러낸다.

M1은 협대역 공진 안테나이고(공진 안테나들은 동작 주파수에 튜닝되고 협대역인 경향이 있음), 상기 협대역 공진 안테나는 0.2%의 대역폭을 갖지만(대역폭은 100×(상단 주파수-하단 주파수)/센터 주파수에 동등하게 주어짐), 대역폭은 도 22 및 도 23에 나타낸 바와 같이 안테나를 격리하고 HRS를 이용하여 S₁₁을 측정함으로써 0.5%까지 증가한다. HRS가 튜닝 회로로서 역할을 하고 있는 것은 가능하다. 그럼에도 불구하고, 비콘 시스템의 일부가 된다면, 내장형 안테나는 상기 모듈을 포함할 것이다.

도 24 및 도 25는 M1과 유사한 유형의 안테나인 M3에 대한 반사 계수 측정들을 나타낸다. 상기 안테나들 양자에 대해 대역폭은 HRS를 이용하여 확대된다.

안테나들 M2와 ESP에 대한 자유 공간과 휠러 캡 반사 계수 측정들을 각각 도 26 내지 도 29에 나타낸다. 안테나가 휠러 캡에 위치한 경우, 피드 케이블의 영향을 명확하게 볼 수 있다. 따라서, ESA의 것을 측정하는 경우 그것은 휠러 캡이 측정 시스템으로부터 격리된다는 것을 확실히 하는 것이 필수적이다. 상기 측정들은 HRS가 효과적으로 RF 소스로부터 호스트 내장형 안테나를 격리하는 동안 호스트 내장형 안테나의 반사 계수를 측정하는데 이용될 수 있다는 것을 나타내었다. 잘 튜닝된 안테나와 함께 상기 방법으로 안테나를 격리하는 것으로부터 얻어진 이익은 안테나에 의해 방사되는 보다 많은 신호 전력으로 변환하는 증가된 임피던스 대역폭이다. 측정들은 시스템이 안테나 효율 측정들을 실행하도록 휠러 캡에 통합될 수 있다는 것을 또한 나타낸다. 또한, 상기 측정들은 HRS를 이용한 호스트 내장형 안테나들의 방사 효율 측정들에 대한 기준치를 제공한다.

도 30 내지 도 32는 다양한 방법들의 시스템도들을 나타내고 HRS는 비콘 시스템으로 구성될 수 있지만 이것은 한정하도록 의도되지 않는다. 관련 분야의 당업자는 HRS가 임의의 통신 시스템에 이용될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 실제 합리적인 부분으로, HRS의 개발을 뒷받침하는 것은 서로 다른 환경들에 적응하도록 비콘 안테나들을 재튜닝할 수 있는 것의 개념에 의거한다. 이것은 환경에서의 변화에 의해 안테나가 디튜닝함에 따라 다른 환경들에서 효율적으로 이용될 수 있는 비콘 안테나들의 효율을 개선한다. 이것은 비콘 시스템이 그 환경에 동적으로 적응하고, 따라서 최적의 효율로 동작하는 것을 가능하게 함으로써 행해진다. 상기 적응 기술들은 대규모 시스템들에서 이용되었다. 비콘 시스템은 호스트에 내장될 수 있고 다수의 방법으로 구성될 수 있다.

1. 비콘이 피드백 루프 내에서 AAMU를 제어한다. AAMU는 그 후 비재구성가능한 안테나에 부착된다.

2. 비콘이 피드백 루프 내에서 재구성가능한 안테나를 제어한다.

3. 비콘이 피드백 루프 내에서 AAMU 및 재구성가능한 안테나 양자를 제어한다. HRS는 순방향 및 역방향 신호 파라미터들을 모니터링하는데 이용된다. 상기 정보는 이용되는 구성에 따라, AAMU 또는 재구성가능한 안테나 중 하나의 매치를 평가하는 데 이용되는 비콘 프로세서에 피드백된다. 비콘은 그 후 AAMU을 변경하거나 재구성가능한 안테나를 조정함으로써 안테나의 매치를 최적화하는 명령들을 보낸다. 세 번째 구성은 AAMU 및 재구성가능한 안테나 양자가 동작 주파수에 비콘을 리튜닝하도록 폐쇄 루프 시스템에서 이용되는 상황이다. 상기 유형의 시스템에 있어서 AAMU 및 재구성가능한 안테나는 동시에 및 근 실시간으로 튜닝될 수 있다. 특정 호스트에 대해 어떤 구성을 이용할지 여부의 선택은 호스트의 사이즈, 이용될 안테나의 유형 및 호스트 내의 이용가능한 공간의 양을 포함하는 몇몇 요소들에 의해 결정된다. 호스트들에 내장된 안테나들은 일반적으로 전기적으로 소형이어서, 그들을 주변 환경에 민감하게 및 디튜닝에 취약하게 한다. 또한, 안테나 요소에 근접하게 위치하는 어떤 측정 시스템도 안테나의 일부가 되는 기생 소자로서 작용한다. 설계 과제는 안테나를 손상시키는 것 없이 순방향 및 역방향 신호들을 측정하는 것이다. 이것은 안테나로부터 측정 시스템을 효과적으로 격리하고 따라서 측정 시스템이 안테나의 일부가 되는 것을 방지함으로써 행해진다. 재구성가능한 안테나는 비콘 시스템의 필수적인 부분이고 실시간으로 그 파라미터들의 대부분을 변화시킬 능력을 가지며; 따라서 그것은 필요한 주파수 대역폭을 통해 튜닝될 능력을 가진다. 재구성할 그것의 능력은 또한 안테나가 우수 원형 편광, 좌수 원형 편광에서 직선 편광으로 거의 임의의 소망의 편광 상태로 그것의 편광 상태를 변경하게 하는 반면에, 그것의 임피던스 매치를 최적화하고 따라서 시스템의 전반적인 효율성을 향상시킨다. 관련 분야의 당업자는 HRS가 단지 비콘 시스템만이 아닌 다른 유형의 통신 시스템들로의 이용을 위해 구성될 수 있다는 것을 인식할 것이다.

Claims

전기적 소형 반사계를 포함하는 전기적 소형 방사 소자에 의해 송신되거나 수신된 무선 주파수 신호들을 측정하기 위한 테스트 및 측정 시스템에 있어서,
상기 전기적 소형 반사계로부터의 출력은 광 디지털 신호의 형태로 제공되는, 테스트 및 측정 시스템.
제 1 항에 있어서,
상기 전기적 소형 반사계는 아날로그 디지털 컨버터에 전기 접속되는 무선 주파수 듀얼 방향성 결합기를 포함하는, 테스트 및 측정 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
상기 시스템은 광 데이터 송신기 모듈을 추가로 포함하는, 테스트 및 측정 시스템.
제 3 항에 있어서,
상기 시스템은 광 데이터 수신기를 추가로 포함하는, 테스트 및 측정 시스템.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 시스템은 광 무선 주파수 모듈을 추가로 포함하는, 테스트 및 측정 시스템.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 시스템은 무향실 또는 파-필드(far-field) 안테나 측정 범위 내에 위치하는, 테스트 및 측정 시스템.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 시스템은 휠러 캡(wheeler cap) 내에 위치하는, 테스트 및 측정 시스템.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 기재된 테스트 및 측정 시스템을 포함하는, 무선 주파수 디바이스.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 기재된 테스트 및 측정 시스템을 포함하는, 통신 시스템.
도 1 내지 도 32를 참조하여 실질적으로 여기에 설명한 바와 같은, 테스트 및 측정 시스템.