KR20120058905A - Flux controller for induction motor - Google Patents

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KR20120058905A KR1020100120433A KR20100120433A KR20120058905A KR 20120058905 A KR20120058905 A KR 20120058905A KR 1020100120433 A KR1020100120433 A KR 1020100120433A KR 20100120433 A KR20100120433 A KR 20100120433A KR 20120058905 A KR20120058905 A KR 20120058905A
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Abstract

PURPOSE: A flux controller for an induction motor is provided to maintain flux estimation performance without a sensor in a low speed section which has small voltage by maintaining the size of voltage applied to the motor greater than a predetermined value in the low speed section. CONSTITUTION: A velocity control unit(404) outputs a torque component current command(i*q). A torque current controller(406) outputs a torque component voltage command(v*q). A flux controller(408) outputs a flux component current command(i*d) by receiving a flux error. A flux current controller(410) outputs a flux component voltage command(v*d). A three-phase converter(411) outputs a converted voltage command converted into a three phase command. A flux control apparatus(416) outputs a gain value which controls the size of a flux command.

Description

유도전동기용 자속 제어장치{FLUX CONTROLLER FOR INDUCTION MOTOR}Magnetic flux controller for induction motors {FLUX CONTROLLER FOR INDUCTION MOTOR}

본 발명은 유도전동기용 자속 제어장치에 관한 것으로, 더욱 구체적으로는 센서리스 벡터 제어를 적용한 유도전동기 구동 인버터 시스템에서 저속영역에서 자속 추정 성능 저하 현상을 최소화 할 수 있는 자속 제어장치에 관한 것이다.
The present invention relates to a magnetic flux control device for an induction motor, and more particularly, to a magnetic flux control device capable of minimizing the degradation of magnetic flux estimation performance in a low speed region in an induction motor drive inverter system using sensorless vector control.

일반적으로, 속도나 위치 센서 없이 유도전동기를 가변속 구동하는 방법으로는 개루프(Open loop) 제어 방식인 전압/주파수(V/f) 일정 제어 방식과, 전동기 회전자 자속의 위치를 전압, 전류 및 전동기 파라미터를 연산하여 추정하는 센서리스 벡터 제어 방식이 있으며, 속도 제어 성능, 부하 변동에 대한 제어 성능은 후자인 센서리스 벡터 제어 방식이 우수하여 많이 사용되고 있다.In general, a variable speed drive method of an induction motor without a speed or position sensor includes a voltage / frequency (V / f) constant control method, which is an open loop control method, and a position of a motor rotor flux based on voltage, current and There is a sensorless vector control method that calculates and estimates motor parameters, and speed control performance and control performance against load fluctuations are widely used because the latter sensorless vector control method is excellent.

그런데, 센서리스 벡터 제어방식에서는 저속 구간에서 전동기를 구동하는데 필요한 전압이 크기가 작아지면서 옵셋(offset), 데드타임(dead time) 등의 영향으로 전동기로 입력되는 전압(인버터 출력전압)의 추정에 오차가 생겨 자속 추정 성능이 저하되어 저속에서는 고속영역에 비해 충분한 성능을 내지 못하는 경우가 많다. However, in the sensorless vector control method, the voltage required to drive the motor in a low speed section decreases in magnitude, and is used to estimate the voltage (inverter output voltage) input to the motor under the influence of offset and dead time. Due to errors, the magnetic flux estimation performance is degraded, and thus, at low speeds, the performance is often insufficient compared to the high speed range.

도 1은 속도(위치) 센서 없는 센서리스 벡터 제어 방식으로 가변속 구동되는 유도전동기 시스템의 블록도를 나타낸다.1 shows a block diagram of an induction motor system that is variable speed driven in a sensorless vector control without speed (position) sensor.

인버터(101)는 센서리스 유도 전동기(102)를 사용자가 입력한 속도지령(W*m)대로 운전되도록 하는 전압을 센서리스 유도 전동기(102)로 출력한다.The inverter 101 outputs a voltage to the sensorless induction motor 102 to operate the sensorless induction motor 102 according to the speed command W * m input by the user.

감산기(103)는 외부로부터 입력된 속도지령(W*m)과 센서리스 자속 추정기(115)의 출력 중의 하나인 추정속도(Wm)를 차감해 속도 오차를 검출한다. The subtractor 103 detects the speed error by subtracting the speed command W * m input from the outside and the estimated speed Wm which is one of the outputs of the sensorless magnetic flux estimator 115.

속도 제어장치(104)는 전류지령을 출력하는 장치로, Kp_s는 비례이득을, Ki_s는 적분이득을 의미하며, s는 라플라스 연산자이다. The speed controller 104 outputs a current command. Kp_s is proportional gain, Ki_s is integral gain, and s is a Laplace operator.

감산기(105)는 토크분 전류지령(i*q)와 토크분 전류(id)를 차감하여 토크분 전류 오차를 검출한다. The subtractor 105 subtracts the torque component current command i * q and the torque component current id to detect the torque component current error.

토크전류 제어장치(106)에서 Kp_q부호는 비례이득, Ki_q는 적분이득을 의미한다.In the torque current controller 106, Kp_q denotes a proportional gain and Ki_q denotes an integral gain.

감산기(107)는 자속지령(λ*dr)과 센서리스 자속 추정기(115)의 출력인 추정 자속(λdr)을 차감하여 자속 오차를 검출한다.The subtractor 107 detects the magnetic flux error by subtracting the magnetic flux command λ * dr and the estimated magnetic flux λdr which is the output of the sensorless magnetic flux estimator 115.

자속 제어장치(108)에서 Kp_f는 비례이득을, Ki_f는 적분이득을 의미한다.In the flux control device 108, Kp_f means proportional gain and Ki_f means integral gain.

감산기(109)는 자속분 전류지령(i*d)과 자속분 전류(id)를 차감하여 자속분 전류 오차를 검출한다.The subtractor 109 detects the magnetic flux current error by subtracting the magnetic flux current command i * d and the magnetic flux current id.

자속전류 제어장치(110)에서 Kp_d는 비례이득을, Ki_d는 적분이득을 의미한다.In the flux current control apparatus 110, Kp_d means proportional gain and Ki_d means integral gain.

3상 변환기(111)는 센서리스 자속 추정기(115)로부터 유도 전동기(102)의 회전자 자속의 전기적 회전각(θe)를 입력받아 전류 제어장치(106, 110)의 출력인 토크분 전압지령(V* q)와 자속분 전압 지령(V* d)를 3상의 전압지령인 V* a, V* b 및 V* c로 변환한다.The three-phase converter 111 receives the electric rotation angle θe of the rotor flux of the induction motor 102 from the sensorless flux estimator 115 and receives the torque component voltage command that is the output of the current controllers 106 and 110 ( V * q ) and magnetic flux voltage command (V * d ) are converted into three-phase voltage commands, V * a , V * b and V * c .

전압 제어장치(112)는 전력용 반도체 소자(IGBT)를 포함하며, 3상의 전압지령인 V* a, V* b 및 V* c를 입력받아 펄스 폭 변조(PWM, Pulse Width Modulation) 기법을 통해 유도 전동기(102) 에 전압지령 V* a, V* b 및 V* c값으로 제어된 3상의 출력 전압을 인가한다.The voltage controller 112 includes a power semiconductor device (IGBT), and receives the three-phase voltage commands V * a , V * b, and V * c through a pulse width modulation (PWM) technique. The induction motor 102 is applied with an output voltage of three phases controlled by voltage command V * a , V * b and V * c values.

각각의 전류센서(113a, 113b, 113c)는 전압 제어장치(112)의 3상 출력선에 결합되어 유도 전동기(102)에 흐르는 3상 전류인 ia, ib 및 ic를 검출한다. Each of the current sensors 113a, 113b, and 113c is coupled to the three-phase output line of the voltage controller 112 and is a three-phase current i a , i b flowing through the induction motor 102. And i c is detected.

2상 변환장치(114)는 유도 전동기(102)의 회전자의 자속각(θe)를 입력 받아 전동기 3상 전류 ia, ib 및 ic를 토크분 전류(iq), 자속분 전류(id)로 변환한다. The two-phase converter 114 receives the magnetic flux angle θe of the rotor of the induction motor 102 and receives the motor three-phase current i a , i b. And i c are converted into torque current i q and magnetic flux current i d .

센서리스 자속 추정기(115)는 전류센서(113a, 113b, 113c)로부터 유도 전동기(102)의 3상 전류를 입력받고 토크 전류 제어장치(106) 및 자속 전류 제어장치 (110)로부터 전압지령을 입력받아, 회전자 자속의 회전각(θe), 회전자 자속의 크기(λdr) 및 전동기 회전자의 속도(Wm)을 출력한다.
The sensorless flux estimator 115 receives the three-phase current of the induction motor 102 from the current sensors 113a, 113b, and 113c, and receives a voltage command from the torque current controller 106 and the flux current controller 110. The rotation angle? E of the rotor flux, the magnitude of the rotor flux? Dr, and the speed Wm of the motor rotor are output.

상기 구성들의 작동을 더욱 구체적으로 보면, 사용자로부터 유도 전동기(102)가 회전해야 할 속도지령(W*m)이 입력되면 감산기(103)는 속도지령(W*m)과 센서리스 자속 추정기(115)로부터 출력된 추정속도(Wm)를 차감해 속도오차를 계산하고, 이를 속도 제어장치(104)로 입력한다. 속도 제어장치(104)는 입력된 속도 오차로부터 유도 전동기(102)가 속도지령(W*m) 대로 회전하도록 하는 토크분 전류 지령(i*q)를 계산한다.In more detail, when the speed command W * m to which the induction motor 102 should rotate is input from the user, the subtractor 103 receives the speed command W * m and the sensorless flux estimator 115. The speed error is calculated by subtracting the estimated speed (Wm) outputted from) and input it to the speed controller 104. The speed controller 104 calculates the torque component current command i * q which causes the induction motor 102 to rotate according to the speed command W * m from the input speed error.

감산기(105)는 속도 제어장치(104)의 출력인 토크분 전류 지령(i*q)와 2상 변환장치(114)의 출력인 토크분 전류(iq)를 차감한 토크분 전류 오차를 계산하여 토크 전류 제어장치(106)로 입력한다.The subtractor 105 calculates a torque component current error obtained by subtracting the torque component current command i * q, which is the output of the speed controller 104, and the torque component current iq, which is the output of the two-phase converter 114. Input to the torque current control device 106.

토크 전류 제어장치(106)는 입력된 토크분 전류 오차로부터 유도 전동기(102)에 토크분 전류(iq)가 지령(i*q)만큼 흐르도록 하는 토크분 전압지령(v*q)을 계산한다.The torque current control device 106 calculates the torque voltage command v * q for causing the torque current iq to flow by the command i * q to the induction motor 102 from the input torque current error. .

감산기(107)는 자속지령(λ*dr)과 센서리스 자속 추정기(115)로부터 입력된 자속 추정값(λdr)을 차감하여 자속 오차를 계산한다. 자속지령(λ*dr)의 값은 미리 계산되어 인버터 장치(101) 내부의 기억장치(미도시)에 저장된다. 식 (1)에서 V rate 및 Freq rate는 각각 전동기 정격전압 및 정격주파수이다.The subtractor 107 calculates a magnetic flux error by subtracting the magnetic flux command λ * dr and the magnetic flux estimate value λdr input from the sensorless magnetic flux estimator 115. The value of the magnetic flux command lambda * dr is calculated in advance and stored in a storage device (not shown) inside the inverter device 101. In Eq. (1), V rate and Freq rate are the motor rated voltage and rated frequency, respectively.

Figure pat00001
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자속 제어장치(108)은 자속 오차로부터 유도 전동기(102)의 내부 자속이 λ*dr대로 확립되도록 하는 자속분 전류 지령(i*d)를 계산한다. 감산기(109)는 자속분 전류지령(i*d)와 2상 변환장치(114)의 출력인 자속분 전류(id)를 차감한 자속분 전류 오차를 계산하여 자속 전류 제어장치(110)로 전달한다.The magnetic flux control device 108 calculates a magnetic flux current command i * d so that the internal magnetic flux of the induction motor 102 is established according to lambda * dr from the magnetic flux error. The subtractor 109 calculates the magnetic flux current error obtained by subtracting the magnetic flux current command i * d and the magnetic flux current id, which is the output of the two-phase converter 114, and transfers the magnetic flux current error to the magnetic flux current control device 110. do.

자속 전류 제어장치(110)는 자속분 전류 오차로부터 유도 전동기(102)에 자속분 전류가 지령(i*d)만큼 흐르도록 하는 자속분 전압지령(v*d)을 계산한다. 전류 제어장치(106, 110)의 출력(v*q, v*d)은 3상 변환 장치(111)을 통해 3상의 전압지령(V* a, V* b, V* c)으로 변환되어 전압 제어장치(112)로 입력된다.The flux current controller 110 calculates a flux voltage command v * d for causing the flux current to flow by the instruction i * d to the induction motor 102 from the flux current error. The outputs (v * q, v * d) of the current controllers 106 and 110 are converted into three phase voltage commands (V * a , V * b , V * c ) through the three-phase converter 111. It is input to the control device 112.

3상 변환장치(111)는 토크분/자속분 전압지령(v*q, v*d) 및 유도 전동기(102)의 회전자 자속의 회전각(θe)을 입력받아 식 (2), (3)을 연산해 토크분/자속분의 2상 전압지령을 3상 전압지령으로 변환한다. 식 (2), (3)에서 SIN, COS은 sine, cosine 삼각함수를 의미한다.
The three-phase converter 111 receives the torque component / flux component voltage command (v * q, v * d) and the rotation angle (θe) of the rotor magnetic flux of the induction motor 102. Calculate) to convert the two-phase voltage command for torque / magnetic flux into a three-phase voltage command. In Equations (2) and (3), SIN and COS mean sine and cosine trigonometric functions.

Figure pat00002
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Figure pat00003
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전압 제어장치(112)는 유도 전동기(102)로 3상 변환장치(111)로부터 전달된 전압(V* a, V* b, V* c)이 인가되도록 펄스 폭 변조 기법을 통해 출력전압을 제어한다. 유도 전동기(102)의 3상 전류(ia, ib, ic)는 3개의 전류 검출 장치(113a, 113b, 113c)를 통해 검출되고 2상 변환 장치(114)를 통해 토크분 전류(iq)와 자속분 전류 (id)로 변환된다. 2상 변환장치(114)는 식 (4), (5)의 연산을 통해 전동기의 3상 전류(ia, ib, ic)를 전동기 출력 토크(Torque)에 비례하는 토크분 전류(iq)와 이와 90도 각도를 이루며 전동기의 자속(Flux)에 비례하는 전류(id)로 변환한다. 여기서, id, iq는 동기좌표계에서의 자속분/토크분 전류를 의미하고, idss, iqss는 정지좌표계에서의 자속분/토크분 전류를 의미한다.The voltage controller 112 controls the output voltage through a pulse width modulation technique so that the voltages V * a , V * b , V * c transmitted from the three-phase converter 111 are applied to the induction motor 102. do. Three-phase currents ia, ib and ic of the induction motor 102 are detected through three current detection devices 113a, 113b and 113c and torque current iq and magnetic flux through the two-phase converter 114. Converted into minute current (id). The two-phase converter 114 calculates the three-phase currents (ia, ib, ic) of the motor by calculating the equations (4) and (5), and the torque component current (iq) that is proportional to the motor output torque (Torque). At 90 degrees, it converts into a current id that is proportional to the flux of the motor. Here, id and iq denote magnetic flux / torque current in the synchronous coordinate system, and ids s and iqs s denote magnetic flux / torque current in the stationary coordinate system.

Figure pat00004
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Figure pat00005

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센서리스 자속 추정기(115)는 유도 전동기(102)의 3상 전류(ia, ib, ic)와 토크 전류 제어장치(106)의 출력(v*q), 자속 전류 제어장치(110)의 출력(v*d)를 입력받아 유도 전동기(102)의 회전자 자속의 회전각(θe), 회전자 자속의 크기(λdr) 및 전동기 회전자의 속도(Wm)를 출력한다. 센서리스 자속 추정기(115)는 도 2와 같이 내부적으로 자속 추정부(202)와 회전각 및 속도 추정부(203)의 2개의 장치로 구성되어 있다.The sensorless flux estimator 115 includes three-phase currents (ia, ib, ic) of the induction motor 102 and an output (v * q) of the torque current controller 106, and an output of the flux current controller 110 ( The input of v * d) outputs the rotation angle θe of the rotor flux of the induction motor 102, the magnitude of the rotor flux λdr, and the speed of the motor rotor Wm. The sensorless magnetic flux estimator 115 is composed of two devices, as shown in FIG. 2, a magnetic flux estimator 202 and a rotation angle and velocity estimator 203.

Figure pat00006
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Figure pat00007
Figure pat00007

유도전동기 고정자 회로 방정식을 이용하면 다음 식 (8), (9)와 같이 d축(자속축), q축(토크축) 고정자 자속 추정값을 구할 수 있다. 식 (8), (9)에서 rs는 유도 전동기 고정자 저항이고 식에서 사용된 문자 상단의 기호 '∧'는 측정된 실제값이 아닌 계산된 추정값을 의미한다. 통상적으로 식 (8), (9)의 전압에서 사용하는 전압값은 실측값이 아닌 식 (6)에서 구한 지령값을 사용한다.Using the induction motor stator circuit equation, the d-axis (magnetic flux axis) and q-axis (torque axis) stator flux estimates can be obtained as shown in the following equations (8) and (9). In equations (8) and (9), r s is the induction motor stator resistance and the symbol '∧' at the top of the letters used in the equation means the calculated estimate rather than the actual value measured. Usually, the voltage value used by the voltage of Formula (8), (9) uses the command value calculated | required by Formula (6) instead of actual value.

Figure pat00008
Figure pat00008

식 (8), (9)로 얻어진 고정자 자속으로부터 유도전동기의 고정자 및 회전자 간의 관계를 이용하여 식 (10), (11)과 같이 회전자 자속을 계산할 수 있다. 식 (10), (11)에서 σLs는 고정자 누설 인덕턴스로 식 (12)와 같이 주어진다. 식 (12) 에서 Ls는 유도전동기의 고정자 인덕턴스, Lr은 회전자 인덕턴스, Lm은 상호 인덕턴스이다.From the stator fluxes obtained by equations (8) and (9), the rotor flux can be calculated as shown in equations (10) and (11) using the relationship between the stator and the rotor of the induction motor. In equations (10) and (11), σ Ls is a stator leakage inductance given by equation (12). In Equation (12), Ls is stator inductance of induction motor, Lr is rotor inductance, and Lm is mutual inductance.

Figure pat00009
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Figure pat00010
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Figure pat00011
Figure pat00011

식 (11), (12)로 구해진 회전자 자속은 회전각 및 속도 추정부(203)로 공급되며 식 (13)과 같이 회전자 자속의 회전각(θe)를 계산한다. 식 (13)에서 tan-1은 삼각함수 tangent의 역함수이다. 센서리스 제어기 종류에 따라 식 (13)의 값을 그대로 적용할 수도 있고 식 (13)의 값을 기본으로 해서 위상고정루프(PLL, Phase Locked Loop) 등의 추가적인 연산이 더해지는 경우도 있다.The rotor magnetic fluxes obtained by the equations (11) and (12) are supplied to the rotation angle and the speed estimating unit 203 and calculate the rotation angle [theta] e of the rotor flux as shown in equation (13). In Eq. (13), tan −1 is the inverse of the trigonometric tangent. Depending on the type of sensorless controller, the value of equation (13) may be applied as it is, or additional calculations such as a phase locked loop (PLL) may be added based on the value of equation (13).

Figure pat00012
Figure pat00012

자속 추정부(201)의 출력 중의 하나인 회전자 자속의 크기(λdr)는 식 (11), (12)에서 구한 정지좌표계 회전자 자속과 식 (13)의 회전각으로부터 다음 식 (14)와 같이 계산된다.The magnitude of the rotor flux λdr, which is one of the outputs of the magnetic flux estimator 201, is determined by the following equation (14) from the rotor coordinates of the stationary coordinate system obtained from equations (11) and (12) and the rotation angle of equation (13). Calculated as

Figure pat00013
Figure pat00013

회전각 및 속도 추정부(203)에서는 회전각 및 속도 추정을 위해 식 (13)을 계산하고 식 (13)에서 얻은 자속의 전기적 회전각을 다음 식 (15)을 통해 전동기 극수를 가지고 기계적 회전각으로 변환한다. 식 (15)에서 P는 유도전동기 극수이다. 그리고 식 (16)의 연산을 통해 현재 회전자의 전기적 회전 각도를 연산한다. 회전자 속도 역시 위상 고정 루프와 같은 연산을 통해 보다 정밀하게 연산될 수 있다. 식 (16)에서 s는 라플라스 연산자이다.In the rotation angle and speed estimator 203, equation (13) is calculated for the estimation of the rotation angle and speed, and the electrical rotation angle of the magnetic flux obtained in equation (13) is obtained using the number of poles of the motor through the following equation (15). Convert to In Eq. (15), P is the number of poles of induction motor. And the electrical rotation angle of the current rotor is calculated through the calculation of equation (16). Rotor speed can also be calculated more precisely through computations such as phase locked loops. In equation (16), s is the Laplace operator.

Figure pat00014
Figure pat00014

식 (13) 내지 (15)의 자속 및 회전각 추정부의 결과 값이 계산되기 위해서는 식 (8), (9)의 고정자 자속을 계산해야 하는데 이 과정에서 적분연산이 필요하다. 문제는 식 (8), (9)에 사용되는 전압, 전류값에 옵셋(Offset)이 포함되어 있을 경우 적분기가 발산하게 되어 실용적으로 사용할 수 없게 된다. 일반적으로는 이러한 발산 문제를 해결하기 위해 직류(주파수 0) 성분의 영향을 배제하기 위해 다음 식 (17), (18)과 같이 적분 연산 후 고역 통과 필터(High Pass Filter)를 적용하고 있다. 식 (16), (17)에서 T는 고역 통과 필터의 시정수이다.In order to calculate the resultant values of the magnetic flux and rotation angle estimator of equations (13) to (15), the stator fluxes of equations (8) and (9) must be calculated. The problem is that if an offset is included in the voltage and current values used in equations (8) and (9), the integrator diverges, making it practically impossible to use. In general, in order to solve the divergence problem, a high pass filter is applied after an integration operation as shown in the following equations (17) and (18) to exclude the influence of the direct current (zero frequency) component. In equations (16) and (17), T is the time constant of the high pass filter.

Figure pat00015
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도 3은 회전각 및 속도 추정부(203)의 구성이다. 회전각 연산부(302) 및 속도 연산부(303)으로 구성된다. 회전각 연산부(302)는 자속 추정부(202)로부터 식 (17), (18)로 계산되는 정지좌표계 회전자 자속을 입력 받아 식 (13)의 역 삼각함수 연산을 통해 자속의 회전각(θe)을 구한다. 3 is a configuration of the rotation angle and speed estimating unit 203. It consists of the rotation angle calculating part 302 and the speed calculating part 303. The rotation angle calculating unit 302 receives the static coordinate system rotor fluxes calculated by the equations (17) and (18) from the magnetic flux estimator 202 and performs the inverse trigonometric function of equation (13) to rotate the rotation angle (θe). )

속도 연산부(303)은 자속의 회전각(θe)을 기계적 회전각으로 변환 및 미분하여 회전자의 기계적 회전속도(Wm)를 구하게 된다. 속도 연산부(303)에서 P는 전동기 극수(pole)를 의미하며, 별도의 기억장치(미도시)에 저장된다.The speed calculating unit 303 converts and differentiates the rotation angle θe of the magnetic flux into a mechanical rotation angle to obtain the mechanical rotational speed Wm of the rotor. In the speed calculator 303, P means the number of poles of the motor, and is stored in a separate memory device (not shown).

센서리스 벡터 제어로 유도전동기를 구동할 경우 식 (8), (9)에서 사용한 방식과 같이 전동기 역기전력(고정자 전압 ? 저항 × 전류) 항을 적분하여 전동기 자속을 구하는 방법을 많이 사용하고 있다. 인버터에서 유도 전동기로 출력되는 전압은 전동기 회전속도에 비례하여 고속에서는 높은 전압, 저속에서는 낮은 전압을 필요로 한다. 인버터 제어에는 전류센서(도 1의 113a, 113b, 113c) 등 각종 아날로그 소자들이 사용되는데 이 과정에서 계산/측정되는 전압, 전류에 옵셋(Offset)이 포함되는 경우가 대부분이다.When driving an induction motor by sensorless vector control, as in the formulas (8) and (9), the motor flux is obtained by integrating the motor counter electromotive force (stator voltage versus resistance × current) terms. The voltage output from the inverter to the induction motor requires a high voltage at high speed and a low voltage at low speed in proportion to the motor rotation speed. Various analog devices such as current sensors (113a, 113b, and 113c of FIG. 1) are used for inverter control. In this process, offsets are included in voltages and currents calculated / measured.

역기전력이 큰 고속영역에서는 인버터 출력전압의 크기가 옵셋의 크기에 비해 충분히 크기 때문에 식 (8), (9)의 적분연산을 수행하는 것에 문제가 없지만 역기전력이 작아 인버터 출력전압의 크기가 작은 옵셋전압에 비해 충분히 크지 못한 저속영역에서는 식 (8), (9)의 연산이 옵셋의 영향을 받게 되어 적분연산은 결국 발산하게 된다. 이 때문에 식 (8), (9)의 적분연산은 실용적으로 사용할 수가 없고 옵셋(주파수 0)의 영향을 최소화 하기 위해 식 (17), (18)과 같이 고주파 통과 필터를 적분연산과 같이 사용하는 경우가 많다. 고주파 통과 필터를 사용할 경우 전압, 전류의 옵셋 문제는 해결될 수 있으나 식 (17), (18)의 연산은 고주파 필터의 시정수에 의해 크게 영향 받는데 전동기 회전 속도에 비해 필터 시정수가 충분히 커야 필요로 하는 자속 추정 성능을 얻을 수 있다. 그러므로 고주파 필터의 시정수는 전동기의 주 운전 영역과 필터의 위상오차 특성을 감안하여 적절히 선택 되어야 한다. 그러나 이러한 방식은 주파수가 아주 낮은 영역에서는 필터 시정수도 그만큼 작아져야 하고 이에 따른 위상 지연 등 고주파 통과 필터의 특성으로 좋은 자속 추정 성능을 근본적으로 기대하기 어렵다.In the high speed region where the counter electromotive force is large, the inverter output voltage is sufficiently large compared with the offset size, so there is no problem in performing the integral calculation of Equations (8) and (9), but the offset voltage is small because the counter electromotive force is small. In the low speed range, which is not large enough, the calculations in Eqs. (8) and (9) are affected by the offset, and the integral operation is divergent. For this reason, the integral operation of equations (8) and (9) cannot be used practically, and in order to minimize the influence of the offset (frequency 0), a high pass filter is used together with the integral operation as shown in equations (17) and (18). There are many cases. When using a high pass filter, the problem of offset of voltage and current can be solved, but the calculation of equations (17) and (18) is greatly influenced by the time constant of the high frequency filter. The magnetic flux estimation performance can be obtained. Therefore, the time constant of the high frequency filter should be selected properly considering the main operation area of the motor and the phase error characteristics of the filter. However, in this method, the filter time constant must be smaller in the region where the frequency is very low, and it is difficult to fundamentally expect good magnetic flux estimation performance due to the characteristics of the high pass filter such as phase delay.

또한, 통상적인 센서리스 벡터 제어시 전동기에 입력되는 실제 전압이 아닌 제어기의 지령 전압을 가지고 자속 추정을 실시하는데 전압의 크기가 작아지는 저속 영역에서는 데드타임(Dead time)에 의한 전압 오차가 자속 추정에 영향을 미치게 되어 자속연산에 사용되는 지령전압과 전동기로 실제 입력되는 전압 간에 오차가 발생하게 되며 그만큼 자속 추정에 오차로 작용하는 문제점이 발생한다.
In the normal sensorless vector control, the magnetic flux is estimated using the controller's command voltage instead of the actual voltage input to the motor. In the low speed region where the magnitude of the voltage becomes small, the voltage error due to dead time is estimated by the magnetic flux. This affects the error between the command voltage used in the flux calculation and the voltage actually input to the motor, and thus causes a problem that affects the magnetic flux estimation.

본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로, 속도(위치) 센서를 구비하지 않은 유도 전동기를 가변속 구동하는 인버터-전동기 구동 시스템에 탑재되는 전동기 자속 제어장치에 관한 것으로 전압의 크기가 작은 저속구간에서도 센서리스 자속 추정 성능을 유지할 수 있는 자속 제어장치를 제공하는 데 목적이 있다.
The present invention has been made to solve the above problems, and relates to a motor flux control device mounted in an inverter-motor drive system for variable speed driving an induction motor without a speed (position) sensor. It is an object of the present invention to provide a flux control apparatus capable of maintaining sensorless flux estimation performance.

본 발명에 따른 유도 전동기용 자속 제어장치는, 센서리스 벡터 제어방식의 유도 전동기용 자속 제어장치로서, 속도지령(W*m)과 추정 속도(Wm) 간의 속도 오차를 입력받아 토크분 전류지령(i*q)을 출력하는 속도 제어장치(404), 상기 토크분 전류지령(i*q)을 입력받아 토크분 전압지령(v*q)으로 출력하는 토크 전류 제어장치(406), 자속지령(λ*m)과 추정 자속값(λdr) 간의 자속 오차를 입력받아 자속분 전류지령(i*d)을 출력하는 자속 제어장치(408), 상기 자속분 전류지령(i*d)을 입력받아 자속분 전압지령(v*d)으로 출력하는 자속 전류 제어장치(410), 상기 토크분 전압지령(v*q) 및 자속분 전압지령(v*d)을 유도 전동기에 인가되는 3상의 전압지령으로 변환하여 출력하는 3상 변환기(411), 상기 유도 전동기의 3상의 전류, 상기 토크분 전압지령(v*q) 및 상기 자속분 전압지령(v*d)을 입력받아 상기 유도 전동기의 회전자의 회전각(θe), 상기 회전자의 추정 자속값(λdr) 및 상기 회전자의 추정 속도(Wm)을 출력하는 자속 추정기(415) 및 상기 토크분 전압지령(v*q) 및 상기 추정 속도(Wm)를 입력받아 상기 자속지령(λ*m)의 크기를 조정하는 이득값을 출력하는 자속 조정장치(416)를 포함하며, 상기 자속 조정장치(416)는 상기 회전자의 회전속도가 낮은 경우 상기 자속지령(λ*m)의 크기를 크게 하는 유도 전동기용 자속 제어장치를 제공한다. 따라서, 토크분 지령전압의 크기가 일정값 이하로 떨어지지 않으므로, 저속에서도 자속 추정성능이 신뢰성을 유지할 수 있는 이점이 있다.The magnetic flux control device for induction motors according to the present invention is a magnetic flux control device for induction motors of a sensorless vector control method, and receives a torque error current command based on a speed error between a speed command (W * m) and an estimated speed (Wm). i * q) speed control device (404 to output a), the torque minute torque current control device (406 to output a current command (i * q) the torque minute voltage command (v * q) receiving), the flux command ( λ * m) and receiving the magnetic flux error between the estimated magnetic flux values (λdr) flux minute current command (i * d) receiving the magnetic flux controlling device 408, the magnetic flux minute current command (i * d) for outputting a magnetic flux The magnetic flux current control device 410 outputting the minute voltage command (v * d), the torque voltage command (v * q) and the magnetic flux voltage command (v * d) are three-phase voltage commands applied to the induction motor. 3-phase converter which converts the output 411, the third current in the induction motor, the torque minute voltage command (v * q) and the self- Minute voltage command (v * d) receiving the magnetic flux estimator for outputting a rotational angle (θe), wherein the rotor of the estimated magnetic flux values (λdr) and the rotor estimated speed (Wm) of the rotor wherein the induction motor ( 415) and a magnetic flux adjusting device 416 which receives the torque voltage command v * q and the estimated speed Wm and outputs a gain value for adjusting the magnitude of the magnetic flux command λ * m. The magnetic flux adjusting device 416 provides a magnetic flux control device for an induction motor that increases the magnitude of the magnetic flux command λ * m when the rotation speed of the rotor is low. Therefore, since the magnitude of the torque component command voltage does not fall below a certain value, there is an advantage that the magnetic flux estimation performance can be maintained at a low speed.

또한, 본 발명에 따른 유도 전동기용 자속 제어장치는, 상기 자속 조정장치(416)의 이득값을 입력받아 상기 자속지령(λ*m)에 곱하여 출력하는 곱셈기(417)를 더 포함하는 유도 전동기용 자속 제어장치를 제공한다.In addition, the induction motor magnetic flux control apparatus according to the present invention further includes a multiplier 417 for receiving a gain value of the magnetic flux adjusting device 416 and multiplying and outputting the magnetic flux command λ * m. Provide a flux control device.

또한, 본 발명에 따른 유도 전동기용 자속 제어장치는, 상기 자속 조정장치(416)는 상기 토크분 전압지령(v*q)과 설정된 최저 자속분 지령전압(Vmin)의 차이를 입력받아 이득을 조정하는 자속 조정 제어기(503), 상기 추정 속도(Wm)가 설정된 속도 이하인지 여부를 판단하는 비교기(506) 및 상기 비교기(506)에서 설정된 속도 이하로 판단된 경우 상기 이득값을 출력하는 선택기(507)를 포함하는 유도 전동기용 자속 제어장치를 제공한다.In addition, in the magnetic flux control apparatus for induction motor according to the present invention, the magnetic flux adjusting device 416 adjusts the gain by receiving a difference between the torque voltage command (v * q) and the set minimum magnetic flux command voltage (Vmin). A magnetic flux adjusting controller 503, a comparator 506 for determining whether the estimated speed Wm is less than or equal to the set speed, and a selector 507 for outputting the gain value when it is determined to be less than or equal to the speed set by the comparator 506. It provides a flux control device for an induction motor comprising a).

또한, 본 발명에 따른 유도 전동기용 자속 제어장치는, 상기 자속 조정장치(416)는 상기 자속 조정 제어기(503)로부터의 이득을 설정 범위로 제한하여 상기 이득값으로 출력하는 제한기(504)를 더 포함하는 유도 전동기용 자속 제어장치를 제공한다.In addition, in the magnetic flux control apparatus for induction motor according to the present invention, the magnetic flux adjusting device 416 limits the gain from the magnetic flux adjusting controller 503 to a setting range and outputs a limiter 504 for outputting the gain value. It provides a flux control device for an induction motor further comprising.

또한, 본 발명에 따른 유도 전동기용 자속 제어장치는, 상기 설정 범위는 하한이 100%이고 상한이 200%인 유도 전동기용 자속 제어장치를 제공한다.In addition, the magnetic flux control apparatus for induction motors according to the present invention provides a magnetic flux control apparatus for induction motors in which the lower limit is 100% and the upper limit is 200%.

또한, 본 발명에 따른 유도 전동기용 자속 제어장치는, 상기 최저 자속분 지령전압(Vmin)은 상기 유도 전동기의 정격 전압의 10%로 설정된 유도 전동기용 자속 제어장치를 제공한다.In addition, the magnetic flux control apparatus for induction motors according to the present invention provides the magnetic flux control apparatus for induction motors in which the minimum magnetic flux command voltage Vmin is set to 10% of the rated voltage of the induction motor.

또한, 본 발명에 따른 유도 전동기용 자속 제어장치는, 상기 선택기(507)는 상기 비교기(506)에서 설정된 속도 이상으로 판단된 경우 상기 자속지령(λ*m) 값에 영향을 미치지 않는 이득값을 출력하는 유도 전동기용 자속 제어장치를 제공한다.In addition, the magnetic flux control device for induction motor according to the present invention, the selector 507 is a gain value that does not affect the magnetic flux command (λ * m) value is determined to be greater than the speed set by the comparator 506. Provided is a flux control device for an induction motor to output.

한편, 본 발명에 따른 유도 전동기용 자속 제어장치는, 속도지령과 추정속도 간의 속도 오차 및 자속지령과 추정자속 간의 자속 오차를 통하여 유도 전동기를 제어하는 토크분 전압지령과 자속분 전압지령을 생성하는 유도 전동기의 자속 제어장치로서, 상기 추정속도가 설정값 이하인 경우 상기 자속지령에 곱하여 크기를 크게할 수 있는 이득값을 출력하는 자속 조정장치를 포함하는 유도 전동기의 자속 제어장치를 제공한다. 따라서, 자속 추정 성능을 속도에 관계없이 유지할 수 있는 이점이 있다.
On the other hand, the magnetic flux control device for an induction motor according to the present invention, generating a torque component voltage command and a magnetic flux voltage command for controlling the induction motor through the speed error between the speed command and the estimated speed and the magnetic flux error between the magnetic flux command and the estimated magnetic flux. A magnetic flux control device of an induction motor, the magnetic flux control device including a magnetic flux adjusting device for outputting a gain value that can be increased by multiplying the magnetic flux command when the estimated speed is less than or equal to a set value. Therefore, there is an advantage that the magnetic flux estimation performance can be maintained regardless of the speed.

본 발명은 속도 및 위치 센서를 구비하지 않은 유도 전동기를 가변속 구동하는 인버터-전동기 구동 시스템에 탑재되는 전동기 자속 제어장치에 관한 것으로 토크분 지령 전압을 일정값 이하로 내려가지 않도록 하는 것을 통해 저속 구간에서도 전동기로 인가되는 전압의 크기를 일정값 이하로 내려가는 것을 방지해 전압의 크기가 작아 센서리스 자속 추정에 오차가 발생하는 저속구간에서도 센서리스 자속 추정 성능을 유지하는 것이 가능하다.
The present invention relates to a motor flux control device mounted on an inverter-motor drive system for variable speed driving an induction motor without a speed and position sensor. It is possible to maintain the sensorless magnetic flux estimation performance even in a low speed section in which an error occurs in the sensorless magnetic flux estimation by preventing the magnitude of the voltage applied to the motor from falling below a predetermined value.

도 1은 종래기술의 센서리스 벡터 제어방식의 유도 전동기용 자속 제어장치를 나타내는 블록도.
도 2는 종래기술의 센서리스 자속 추정기를 나타내는 블록도.
도 3은 종래기술의 센서리스 자속 추정기의 회전각 및 속도추정부를 나타내는 블록도.
도 4는 본 발명에 따른 자속 조정장치가 결합된 유도 전동기용 자속 제어장치를 나타내는 블록도.
도 5는 본 발명에 따른 자속 제어장치의 자속 조정장치를 나타내는 블록도.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS Fig. 1 is a block diagram showing a flux control apparatus for an induction motor of a prior art sensorless vector control method.
2 is a block diagram illustrating a sensorless flux estimator of the prior art;
Figure 3 is a block diagram showing the rotation angle and speed estimation of the sensorless flux estimator of the prior art.
Figure 4 is a block diagram showing a magnetic flux control device for an induction motor coupled to the magnetic flux adjusting device according to the present invention.
5 is a block diagram showing a magnetic flux adjusting device of the magnetic flux control device according to the present invention.

이하, 본 발명에 따른 자속 제어장치를 도면을 기초로 상세히 설명한다.
Hereinafter, a magnetic flux control apparatus according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

도 4는 본 발명의 자속 제어장치가 적용된 속도 및 위치 센서가 없는 센서리스 벡터 제어 방식으로 가변속 구동되는 유도전동기 시스템의 구성을 나타낸 블록도이다.4 is a block diagram illustrating a configuration of an induction motor system that is variable speed driven by a sensorless vector control method without a speed and position sensor to which the magnetic flux control device of the present invention is applied.

본 발명의 개념에 따라 인버터(401)에는 저속 구간에서 자속 추정 성능을 유지할 수 있도록 하는 자속 조정장치(416)가 배치된다. 자속 조정장치(416)는 센서리스 자속 추정장치(415)로부터 현재 전동기 속도(Wm) 및 자속 전류 제어장치(406)로부터의 토크분 전압 지령(v*q)를 입력받고, 자속 오차를 계산하는 감산기(407)로 입력되는 자속지령의 크기를 조정할 수 있는 이득을 곱셈기(417)로 출력한다. In accordance with the concept of the present invention, the magnetic flux adjusting device 416 is arranged in the inverter 401 to maintain the magnetic flux estimation performance in the low speed section. The flux adjusting device 416 receives the current electric motor speed Wm and the torque component voltage command v * q from the flux current control device 406 from the sensorless flux estimating device 415, and calculates the flux error. A gain for adjusting the magnitude of the magnetic flux command input to the subtractor 407 is output to the multiplier 417.

곱셈기(417)는 자속 조정장치(416)로부터 입력된 이득을 자속지령(λ*dr)에 곱해 최종적인 자속지령이 되도록 한다.
The multiplier 417 multiplies the gain input from the magnetic flux adjusting device 416 by the magnetic flux command λ * dr to be the final magnetic flux command.

도 4에서 감산기(403)로부터 센서리스 자속 추정장치(415)까지의 동작은 종래기술에서 설명한 바와 같으므로, 중복되는 설명은 생략하되 자속 조정장치(416)의 동작을 중심으로 설명한다.In FIG. 4, since the operation from the subtractor 403 to the sensorless magnetic flux estimating apparatus 415 is the same as described in the related art, a redundant description will be omitted, but the operation of the magnetic flux adjusting device 416 will be described.

본 발명에 따른 센서리스 자속 추정장치(415)를 기존 구조와 동일하게 가져가기 때문에 자속 추정장치(415)는 역기전력 적분 + 고주파수 통과 필터 방식의 특징인 저속 구간에서의 자속 추정 성능 제한은 그대로 가지고 있다. Since the sensorless magnetic flux estimating apparatus 415 according to the present invention has the same structure as the existing structure, the magnetic flux estimating apparatus 415 has the limitation of the magnetic flux estimation performance in the low speed section, which is a characteristic of the counter electromotive force integration + high frequency pass filter method. .

본 발명에 따른 자속 조정장치(416)는 기존 센서리스 자속 추정장치가 갖는 성능 제한을 최소화하기 위해 저속 영역에서는 자속지령의 크기를 조정하는 것을 특징으로 한다. The magnetic flux adjusting device 416 according to the present invention is characterized by adjusting the magnitude of the magnetic flux command in the low speed region in order to minimize the performance limitation of the existing sensorless magnetic flux estimating apparatus.

상기 식 (17)에서 고정자 저항 항목을 무시하고 이를 라플라스 변환하면 다음 식 (19)의 전압 - 자속간의 관계를 얻는다.In the above equation (17), if the stator resistance item is ignored and Laplace transformed, the relationship between the voltage and the magnetic flux of the following equation (19) is obtained.

통상적으로 유도전동기는 정격속도 이하에서 자속을 일정하게 제어하는 것이 일반적이므로, 자속을 일정하게 유지하려면 식 (19)에서 s는 라플라스 연산자로 s = jw(w : 각주파수)를 대입해보면 고속에서는 큰 전압이, 저속에서는 작은 전압이 필요한 것을 알 수 있다.In general, induction motors generally control the magnetic flux under the rated speed. Therefore, in order to keep the magnetic flux constant, in the equation (19), s is a Laplace operator and s = jw (w: angular frequency) is large. It can be seen that a small voltage is required at low voltage.

Figure pat00016
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현재 일정 자속 제어에서 센서리스 자속 추정시 전압의 크기가 작은 저속구간에서 추정 연산에 오차가 발생하는데, 만일 저속 구간에서 자속의 크기를 의도적으로 키운다면 상기 식 (19)에서와 같이 전동기에 입력되는 전압도 크게 되고 센서리스 연산시 사용되는 전압도 커지게 된다. 전압의 크기를 크게 할수록 옵셋, 데드타임 등의 영향을 적게 받아 그만큼 센서리스 자속 추정에 유리하다.
In the current constant flux control, an error occurs in the estimation operation in the low speed section where the voltage is small when estimating the sensorless magnetic flux. If the magnetic flux is intentionally increased in the low speed section, it is input to the motor as in Equation (19). The voltage increases, and the voltage used in sensorless calculations increases. The larger the magnitude of the voltage, the less the influence of offset and dead time, which is more favorable for the sensorless flux estimation.

도 5는 자속 조정장치(416)의 구성을 나타내는 블록도이다.5 is a block diagram showing the configuration of the magnetic flux adjusting device 416.

자속 조정장치(416)는 상술한대로 저속 영역에서 자속을 크게 하여 전동기로 인가되는 전압의 크기를 큰 값으로 유지하기 위해 토크분 지령 전압의 크기가 일정값 이하로 떨어지지 않게 유지하는 것을 목표로 한다.The magnetic flux adjusting device 416 aims to keep the magnitude of the torque component command voltage not to fall below a predetermined value in order to maintain the magnitude of the voltage applied to the motor by increasing the magnetic flux in the low speed region as described above.

토크분 자속지령 전압을 사용하는 이유는 정상상태에서 토크분 지령 전압의 크기는 고정자 저항값을 무시할 경우 다음 식 (20)과 같이 근사할 수 있어 운전 중에 발생할 수 있는 부하변동(q축 전류 변동)에 관계 없이 회전 속도에 비례하는 물리량으로 사용 가능하기 때문이다.The reason for using the torque component flux command voltage is that the load voltage that can occur during operation can be approximated by the following equation (20) when the stator resistance value is ignored in the steady state. This is because it can be used as a physical quantity proportional to the rotation speed regardless.

Figure pat00017
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감산기(502)는 최저 자속분 지령전압(Vmin)과 자속분 전류 제어기(410)의 출력을 차감하여 이를 자속 조정 제어기(503)로 입력한다.The subtractor 502 subtracts the minimum magnetic flux command voltage Vmin and the output of the magnetic flux current controller 410 and inputs it to the magnetic flux adjusting controller 503.

최저 자속분 지령전압(Vmin)은 옵셋 영향에서 벗어나 센서리스 자속 추정에 필요한 역기전력 적분 연산을 원활하게 할 수 있는 최소 토크분 전압으로 정격전압의 10%를 초기값으로 해서 실험적을 결정해 별도의 저장 장치(미도시)에 저장해 놓는다. The minimum magnetic flux component command voltage (Vmin) is the minimum torque voltage that can be used to calculate the counter electromotive force required for estimating the sensorless magnetic flux away from the offset effect. Stored in a device (not shown).

자속 조정 제어기(503)는 토크분 지령 전압(v*q)의 크기가 기준값인 최저 자속분 지령전압(Vmin)보다 작을 경우 곱셈기(417)을 통해 자속지령(λ*dr)에 곱해지는 이득을 크게 하여 결과적으로 지령 자속 레벨의 크게 하여 토크분 지령 전압을 일정하게 하도록 한다. Kp_m은 비례이득, Ki_m은 적분이득, s는 라플라스 연산자이다.
The magnetic flux adjusting controller 503 multiplies the gain multiplied by the magnetic flux command λ * dr through the multiplier 417 when the magnitude of the torque component command voltage v * q is smaller than the minimum magnetic flux command voltage Vmin, which is a reference value. As a result, the torque component command voltage is made constant by increasing the command flux level. Kp_m is proportional gain, Ki_m is integral gain, and s is the Laplace operator.

한편, 제한기(504)는 자속 조정 제어기(503)의 동작이 자속을 증가시키는, 즉 전압을 크게 하는 쪽으로만 동작하여 하한을 100%로 설정해 놓았으며 상한은 200% 이내로 설정한다. 본 발명의 자속 조정장치는 저속에서의 센서리스 성능 향상이 목표이므로 고속구간에서는 굳이 이를 동작시킬 필요가 없다. On the other hand, the limiter 504 sets the lower limit to 100% by operating the magnetic flux adjusting controller 503 only to increase the magnetic flux, that is, to increase the voltage, and sets the upper limit to 200% or less. Since the flux control device of the present invention aims to improve sensorless performance at a low speed, it is not necessary to operate it in a high speed section.

비교기(506)에서는 현재 속도가 일정속도 이상/이하를 비교하여 속도값에 따라 선택기(Selector, 507) 상태를 변화시킨다. 선택기(507)는 비교기(506)의 값에 반응하여 속도가 소정값 이하일 경우에는 자속 조정 제어기(503)의 출력이 곱셈기 (417)를 통해 자속지령(λ*dr)에 곱해질 수 있도록 선택기(507)의 출력이 'A'입력과 연결되도록 하며, 속도가 소정값 이상일 경우에는 자속 조정 제어기(503)의 동작을 무시하도록 선택기(507)의 출력이 'B'입력과 연결되도록 한다. In the comparator 506, the current speed compares above / below a predetermined speed and changes the state of the selector 507 according to the speed value. The selector 507 responds to the value of the comparator 506 so that the output of the magnetic flux adjusting controller 503 can be multiplied by the magnetic flux command λ * dr through the multiplier 417 when the speed is equal to or less than a predetermined value. The output of the 507 is connected to the 'A' input, and if the speed is more than a predetermined value, the output of the selector 507 is connected to the 'B' input to ignore the operation of the flux adjustment controller 503.

저장장치(508)는 비교기(506)가 전동기 속도를 소정값 이상으로 판단할 경우 자속 조정 제어기(503)의 출력이 자속지령(λ*dr) 값에 영향을 미치지 않게 하는 값(100%)를 미리 저장해 놓는다. The storage device 508 sets a value (100%) such that the output of the flux adjusting controller 503 does not affect the flux command λ * dr when the comparator 506 determines that the motor speed is greater than or equal to a predetermined value. Save it in advance.

본 발명의 특징인 자속 조정장치(416)의 동작에 의해 동기좌표계 토크분 전압 지령(v*q)이 일정값 이상으로 유지되는데, 센서리스 자속 연산에 사용되는 것은 동기좌표계 기준 전압이 아닌 정지좌표계 기준전압임에 유의하여야 한다.The synchronous coordinate system torque component voltage command (v * q) is maintained above a predetermined value by the operation of the magnetic flux adjusting device 416, which is a feature of the present invention. Note that this is the reference voltage.

상기 식 (6)에서와 같이 v*q값이 일정값 이상으로 유지될 경우 식 (17), (18)의 센서리스 자속 추정 연산에 사용되는 정지좌표계 기준 전압의 크기도 같이 증가하게 되어 전압이 작은 저속영역에서의 자속추정의 불완전한 점을 보완하는 것이 가능하다.
As shown in Equation (6), if the value of v * q is maintained above a certain value, the magnitude of the static coordinate system reference voltage used in the sensorless magnetic flux estimation calculations of Equations (17) and (18) also increases. It is possible to compensate for the incompleteness of the magnetic flux estimation in the small low speed region.

이상에서, 본 발명은 실시예 및 첨부도면에 기초하여 상세히 설명되었다. 그러나, 이상의 실시예들 및 도면에 의해 본 발명에 따른 범위가 제한되지는 않으며, 본 발명에 따른 범위는 후술한 특허청구범위에 기재된 내용에 의해서만 제한될 것이다.
In the above, the present invention has been described in detail based on the embodiment and the accompanying drawings. However, the scope of the present invention is not limited by the above embodiments and drawings, and the scope of the present invention will be limited only by the contents described in the claims below.

401...인버터 402...유도전동기
403...감산기 404...속도 제어장치
405...감산기 406...토크전류 제어장치
407...감산기 408...자속 제어장치
409...감산기 410...자속전류 제어장치
411...3상 변환기 412...전압 제어장치
413...전류 센서 414...2상 변환기
415...센서리스 자속 추정장치 416...자속 조정장치401 Inverter 402 Induction Motor
403 Subtractor 404 Speed Controller
405 ... Subtractor 406 ... Torque Current Controller
407 ... subtractor 408 ... flux control
409 Subtractor 410 Flux Current Controller
411 ... 3-phase converter 412 ... voltage control
413 ... current sensor 414 ... two-phase transducer
415 Sensorless flux estimator 416 Flux regulator

Claims (8)

센서리스 벡터 제어방식의 유도 전동기용 자속 제어장치로서,
속도지령(W*m)과 추정 속도(Wm) 간의 속도 오차를 입력받아 토크분 전류지령(i*q)을 출력하는 속도 제어장치(404);
상기 토크분 전류지령(i*q)을 입력받아 토크분 전압지령(v*q)으로 출력하는 토크 전류 제어장치(406);
자속지령(λ*m)과 추정 자속값(λdr) 간의 자속 오차를 입력받아 자속분 전류지령(i*d)을 출력하는 자속 제어장치(408);
상기 자속분 전류지령(i*d)을 입력받아 자속분 전압지령(v*d)으로 출력하는 자속 전류 제어장치(410);
상기 토크분 전압지령(v*q) 및 자속분 전압지령(v*d)을 유도 전동기에 인가되는 3상의 전압지령으로 변환하여 출력하는 3상 변환기(411);
상기 유도 전동기의 3상의 전류, 상기 토크분 전압지령(v*q) 및 상기 자속분 전압지령(v*d)을 입력받아 상기 유도 전동기의 회전자의 회전각(θe), 상기 회전자의 추정 자속값(λdr) 및 상기 회전자의 추정 속도(Wm)을 출력하는 자속 추정기(415); 및
상기 토크분 전압지령(v*q) 및 상기 추정 속도(Wm)를 입력받아 상기 자속지령(λ*m)의 크기를 조정하는 이득값을 출력하는 자속 조정장치(416);을 포함하며,
상기 자속 조정장치(416)는 상기 회전자의 회전속도가 낮은 경우 상기 자속지령(λ*m)의 크기를 크게 하는 유도 전동기용 자속 제어장치.
Magnetic flux control device for induction motor of sensorless vector control system,
A speed control device 404 for receiving a speed error between the speed command W * m and the estimated speed Wm and outputting a torque component current command i * q;
A torque current control device 406 for receiving the torque current command i * q and outputting the torque current command v * q;
A magnetic flux control device 408 for receiving a magnetic flux error between the magnetic flux command λ * m and the estimated magnetic flux value λdr and outputting a magnetic flux current command i * d;
A magnetic flux current control device 410 which receives the magnetic flux current command i * d and outputs the magnetic flux voltage command v * d;
A three-phase converter 411 for converting the torque voltage command v * q and the magnetic flux voltage command v * d into a three-phase voltage command applied to an induction motor;
Estimation of the rotation angle (θe) of the rotor of the induction motor by receiving the three-phase current of the induction motor, the torque voltage command (v * q) and the magnetic flux voltage command (v * d) A magnetic flux estimator 415 for outputting a magnetic flux value [lambda] dr and an estimated speed Wm of the rotor; And
And a magnetic flux adjusting device (416) for receiving the torque voltage command (v * q) and the estimated speed (Wm) and outputting a gain value for adjusting the magnitude of the magnetic flux command (λ * m).
The magnetic flux adjusting device 416 increases the magnitude of the magnetic flux command (λ * m) when the rotation speed of the rotor is low.
제1항에 있어서,
상기 자속 조정장치(416)의 이득값을 입력받아 상기 자속지령(λ*m)에 곱하여 출력하는 곱셈기(417)를 더 포함하는 유도 전동기용 자속 제어장치.
The method of claim 1,
And a multiplier (417) for receiving a gain value of the magnetic flux adjusting device (416) and multiplying the magnetic flux command (λ * m) by the output.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 자속 조정장치(416)는 상기 토크분 전압지령(v*q)과 설정된 최저 자속분 지령전압(Vmin)의 차이를 입력받아 이득을 조정하는 자속 조정 제어기(503), 상기 추정 속도(Wm)가 설정된 속도 이하인지 여부를 판단하는 비교기(506) 및 상기 비교기(506)에서 설정된 속도 이하로 판단된 경우 상기 이득값을 출력하는 선택기(507)를 포함하는 유도 전동기용 자속 제어장치.
The method according to claim 1 or 2,
The magnetic flux adjusting device 416 receives a difference between the torque voltage command v * q and a set minimum magnetic flux command voltage Vmin and adjusts a gain to adjust the gain, and the estimated speed Wm. And a comparator (506) for determining whether is less than or equal to a set speed and a selector (507) for outputting the gain value when it is determined to be less than or equal to the speed set by the comparator (506).
제3항에 있어서,
상기 자속 조정장치(416)는 상기 자속 조정 제어기(503)로부터의 이득을 설정 범위로 제한하여 상기 이득값으로 출력하는 제한기(504)를 더 포함하는 유도 전동기용 자속 제어장치.

The method of claim 3,
The flux control device (416) further includes a limiter (504) for limiting the gain from the flux control controller (503) to a set range and outputting the gain value.

제4항에 있어서,
상기 설정 범위는 하한이 100%이고 상한이 200%인 유도 전동기용 자속 제어장치.
The method of claim 4, wherein
The setting range is a magnetic flux control device for induction motors having a lower limit of 100% and an upper limit of 200%.
제3항에 있어서,
상기 최저 자속분 지령전압(Vmin)은 상기 유도 전동기의 정격 전압의 10%로 설정된 유도 전동기용 자속 제어장치.
The method of claim 3,
And said minimum magnetic flux command voltage (Vmin) is set to 10% of the rated voltage of said induction motor.
제3항에 있어서,
상기 선택기(507)는 상기 비교기(506)에서 설정된 속도 이상으로 판단된 경우 상기 자속지령(λ*m) 값에 영향을 미치지 않는 이득값을 출력하는 유도 전동기용 자속 제어장치.
The method of claim 3,
And the selector (507) outputs a gain value that does not affect the magnetic flux command (λ * m) value when determined by the comparator 506 or more.
속도지령과 추정속도 간의 속도 오차 및 자속지령과 추정자속 간의 자속 오차를 통하여 유도 전동기를 제어하는 토크분 전압지령과 자속분 전압지령을 생성하는 유도 전동기의 자속 제어장치로서,
상기 추정속도가 설정값 이하인 경우 상기 자속지령에 곱하여 크기를 크게할 수 있는 이득값을 출력하는 자속 조정장치;를 포함하는 유도 전동기의 자속 제어장치.
A magnetic flux control device of an induction motor that generates a torque component voltage command and a magnetic flux component voltage command for controlling an induction motor through a speed error between a speed command and an estimated speed and a magnetic flux error between the magnetic flux command and the estimated magnetic flux.
And a magnetic flux adjusting device for outputting a gain value which can be multiplied by the magnetic flux command when the estimated speed is less than or equal to a set value.
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