JPH08298796A - Method and device for controlling permanent magnet type electric motor - Google Patents
Method and device for controlling permanent magnet type electric motorInfo
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は永久磁石形電動機にPW
M形インバータから等価三相の電動機電流を供給し、ト
ルク電流指令と磁化電流指令とに基づいて電動機電流の
大きさと位相を制御する技術に関し、特に簡単な制御構
成で高精度なトルク制御を行うことができるように工夫
したものである。BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention relates to a permanent magnet type electric motor for PW.
A technique of supplying an equivalent three-phase electric motor current from an M-type inverter and controlling the magnitude and phase of the electric motor current based on a torque current command and a magnetizing current command, and performing highly accurate torque control with a particularly simple control configuration. It was devised so that it could be done.
【0002】[0002]
【従来の技術】図4を参照して、従来の代表的な永久磁
石形電動機の制御装置を説明する。この従来の制御装置
では、三相の永久磁石形電動機(PMモータ:以下、単
に電動機とも言う)1にインバータ30から等価三相電
流を供給し、トルク電流検出値iq と磁化電流検出値i
d をフィードバックして、トルク電流指令iq * と磁化
電流指令id * から三相電圧指令Vu* ,Vv* ,Vw
* を作り、三相電圧指令をインバータ30のPWM変調
部31に与えて電動機端子電圧の大きさと位相を制御す
ることにより、電動機電流の大きさと位相を所望の値に
してトルク制御の高精度化を図っている。33は直流電
源を示す。2. Description of the Related Art With reference to FIG. 4, a conventional representative permanent magnet type motor controller will be described. In this conventional control device, an equivalent three-phase current is supplied from an inverter 30 to a three-phase permanent magnet type electric motor (PM motor: hereinafter also simply referred to as an electric motor) 1 to detect a torque current detection value i q and a magnetization current detection value i.
By feeding back d , the three-phase voltage commands Vu * , Vv * , Vw are calculated from the torque current command i q * and the magnetizing current command i d *.
* Is made and the three-phase voltage command is given to the PWM modulation section 31 of the inverter 30 to control the magnitude and phase of the motor terminal voltage, thereby making the magnitude and phase of the motor current a desired value and improving the accuracy of torque control. I am trying to Reference numeral 33 indicates a DC power source.
【0003】そのため同従来装置は、PWM形インバー
タ30に加えて、電流制御部34と、変流器35,36
と、A−D変換器37,38と、エンコーダ39と、位
置演算部40と、座標変換部41,42と、弱め磁束演
算部43と、速度演算部44から構成されている。Therefore, in the conventional device, in addition to the PWM inverter 30, the current control unit 34 and the current transformers 35 and 36 are provided.
The AD converters 37 and 38, the encoder 39, the position calculator 40, the coordinate converters 41 and 42, the magnetic flux weakening calculator 43, and the speed calculator 44.
【0004】また、インバータ30は正弦波近似PWM
形または方形波近似PWM形等のPWM変調部31と、
主回路部32から構成されている。PWMとは周知の如
くパルス幅変調である。Further, the inverter 30 is a sine wave approximation PWM.
A PWM modulator 31 such as a square or square wave approximate PWM type,
It is composed of the main circuit section 32. As is well known, PWM is pulse width modulation.
【0005】電流制御部34には、電流指令として電動
機1の回転子と同期して回転する磁束軸を基準にした回
転座標系(d−q座標系)で表わされるトルク電流指令
iq * と磁化電流指令id * とが与えられ、また、電流
検出値として同じ回転座標系で表わされるトルク電流検
出値iq と磁化電流検出値id とが与えられる。The current control section 34 uses an electric motor as a current command.
Rotation based on the magnetic flux axis that rotates in synchronization with the rotor of machine 1.
Torque current command expressed in transposed coordinate system (dq coordinate system)
iq *And magnetizing current command id *And given that the current
Torque current detection expressed in the same rotating coordinate system as the detected value
Outgoing price iqAnd magnetizing current detection value idAnd are given.
【0006】ここで、周知の如く、磁化電流は電動機電
流のうちで磁束軸(d軸)との平行成分であり、トルク
電流は磁束軸に直交するトルク軸(q軸)との平行成分
(換言すれば、磁束軸との直交成分)である。As is well known, the magnetizing current is a parallel component of the motor current with the magnetic flux axis (d axis), and the torque current is a parallel component of the torque axis (q axis) orthogonal to the magnetic flux axis ( In other words, it is a component orthogonal to the magnetic flux axis).
【0007】電流制御部34は、トルク電流指令iq *
とトルク電流検出値iq との偏差を比例・積分(PI)
演算することにより回転座標系でのトルク電圧指令Vq
* を求め、また、磁化電流指令id * と磁化電流検出値
id との偏差を比例・積分演算することにより回転座標
系での磁化電圧指令Vd * を求め、これらを座標変換部
42に与える。The current controller 34 controls the torque current command i q *.
And integral between the torque current detection value i q and proportional deviation (PI)
The torque voltage command V q in the rotating coordinate system is calculated by calculation.
* , And the deviation between the magnetizing current command i d * and the detected magnetizing current value i d is proportionally / integrally calculated to find the magnetizing voltage command V d * in the rotating coordinate system. Give to.
【0008】ここで、トルク電流検出値iq と磁化電流
検出値id は、次のようにして求めている。Here, the detected torque current value i q and the detected magnetizing current value i d are obtained as follows.
【0009】まず、変流器35,36により電動機電流
のうちu相電流iu とw相電流iw(ともに交流量)を
検出し、A−D変換器37,38によりアナログ量から
デジタル量に変換して、座標変換部41に与える。ま
た、エンコーダ39が電動機1の回転子とともに回転し
てパルス信号Pを発生し、このパルス信号Pを基に電動
機1の回転子位置(位相)θを位置演算部40により検
出して、座標変換部41,42に与える。First, the current transformers 35 and 36 detect the u-phase current i u and the w-phase current i w (both AC amounts) of the motor current, and the A / D converters 37 and 38 detect the analog amount to the digital amount. To the coordinate conversion unit 41. Further, the encoder 39 rotates together with the rotor of the electric motor 1 to generate a pulse signal P, and based on the pulse signal P, the position (phase) θ of the rotor of the electric motor 1 is detected by the position calculation unit 40, and coordinate conversion is performed. It is given to the parts 41 and 42.
【0010】座標変換部41は、u相電流検出値iu と
w相電流検出値iw から残るv相電流iv (図示せず)
を演算により求め、これら三相の電流検出値iu ,
iv ,i w を三相二相変換により静止座標系の二相電流
検出値に変換し、更に回転子位相角θを考慮することに
より、回転座標系でのトルク電流検出値iq 及び磁化電
流検出値id を求める。The coordinate conversion unit 41 uses the u-phase current detection value iuWhen
w-phase current detection value iwRemaining v phase current iv(Not shown)
Is calculated, and these three-phase current detection values iu,
iv, I wTwo-phase current in the stationary coordinate system by three-phase to two-phase conversion
Converted to the detected value and considering the rotor phase angle θ
From the detected torque current i in the rotating coordinate systemqAnd magnetizing charge
Flow detection value idAsk for.
【0011】座標変換部42は、電流制御部34から与
えられた回転座標系で表わされたトルク電圧指令Vq *
及び磁化電圧指令Vd * を回転子位相角θを考慮して二
相三相変換を行うことにより、Vq * とVd * から静止
座標系の三相電圧指令Vu*,Vv* ,Vw* (ともに
交流量)を求め、インバータ30に与える。The coordinate conversion section 42 is a torque voltage command V q * expressed in a rotating coordinate system given by the current control section 34 .
And the magnetizing voltage command V d * is subjected to two-phase / three-phase conversion in consideration of the rotor phase angle θ, and the three-phase voltage commands Vu * , Vv * , Vw in the stationary coordinate system are calculated from V q * and V d *. * (Both AC amount) is obtained and given to the inverter 30.
【0012】インバータ30では、三相電圧指令V
u* ,Vv* ,Vw* に基づいてPW変換部31により
パルス幅変調を行い、主回路部32を制御する。これに
より、電動機電流の大きさと位相がトルク電流指令iq
* 及び磁化電流指令id * に応じた値となるように、電
動機端子電圧の大きさと位相が制御される。In the inverter 30, the three-phase voltage command V
The PW conversion unit 31 performs pulse width modulation based on u * , Vv * , and Vw * , and controls the main circuit unit 32. As a result, the magnitude and phase of the electric motor current are determined by the torque current command i q.
The magnitude and phase of the electric motor terminal voltage are controlled so that the values will correspond to * and the magnetizing current command i d * .
【0013】ここで、トルク電流指令iq * は例えば速
度制御ループ(図示せず)により生成される。また、磁
化電流指令id * は例えば弱め磁束演算部43によりト
ルク電流指令iq * と電動機速度(電気角速度)ωとに
基づき、予め定めたアルゴリズムを用いて生成される。
電動機速度ωはエンコーダ39からのパルス信号Pを基
に速度演算部44が演算して検出している。The torque current command i q * is generated by, for example, a speed control loop (not shown). The magnetizing current command i d * is generated, for example, by the weakening magnetic flux calculator 43 based on the torque current command i q * and the motor speed (electrical angular speed) ω using a predetermined algorithm.
The motor speed ω is calculated and detected by the speed calculator 44 based on the pulse signal P from the encoder 39.
【0014】[0014]
【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術では
下記(1)〜(2)の点で制御構成が複雑であり、解決
する必要がある。 (1)座標変換部41により電動機電流をトルク軸成分
iq と磁束軸成分idに分けて検出するためにu相電流
iu とw相電流iw を用いるが、制御のデジタル化には
A−D変換器37,38が2回路必要である。しかも、
これらのA−D変換器37,38の入力iu ,iw は交
流量であるから、高速動作の高価なA−D変換器が必要
である。 (2)また、トルク軸成分と磁化軸成分それぞれについ
て並列的且つ独立に電流調節を行うので、電流制御部3
4に高速動作が要求される。In the above-mentioned prior art, the control structure is complicated in the following points (1) and (2), and it is necessary to solve the problems. (1) The u-phase current i u and the w-phase current i w are used to detect the motor current separately by the coordinate conversion unit 41 into the torque axis component i q and the magnetic flux axis component i d. Two circuits of A / D converters 37 and 38 are required. Moreover,
Input i u of these A-D converter 37 and 38, since i w is an alternating current amount, requires expensive A-D converter of high speed operation. (2) Further, since the current adjustment is performed in parallel and independently for each of the torque axis component and the magnetization axis component, the current control unit 3
4 is required to operate at high speed.
【0015】本発明の課題は、永久磁石形電動機の高精
度なトルク制御を簡単な制御構成で行うことにある。An object of the present invention is to perform highly accurate torque control of a permanent magnet type electric motor with a simple control configuration.
【0016】[0016]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決する本発
明の永久磁石形電動機制御方法は、永久磁石形電動機に
インバータから電動機電流を供給し、この電動機電流の
大きさと位相を制御する永久磁石形電動機制御方法にお
いて、前記電動機電流の大きさを検出すること、この電
流検出値と、磁束軸成分の磁化電流指令及び磁束軸に直
交するトルク軸成分のトルク電流指令のベクトル和によ
り算出される電流指令の絶対値とが一致するように、電
動機端子電圧の大きさを調整すること、前記トルク電流
指令及び磁化電流指令から、電動機端子電圧の位相指令
を決定し、電動機端子電圧の位相を制御すること、を特
徴とするものである。SUMMARY OF THE INVENTION A permanent magnet type motor control method of the present invention which solves the above problems is a permanent magnet for supplying a motor current from an inverter to a permanent magnet type motor and controlling the magnitude and phase of this motor current. Type electric motor control method, the magnitude of the electric motor current is detected, and the current detection value and the vector sum of the magnetizing current command of the magnetic flux axis component and the torque current command of the torque axis component orthogonal to the magnetic flux axis are calculated. The magnitude of the motor terminal voltage is adjusted so that the absolute value of the current command matches, the phase command of the motor terminal voltage is determined from the torque current command and the magnetizing current command, and the phase of the motor terminal voltage is controlled. It is characterized by:
【0017】また、本発明の永久磁石形電動機制御方法
は、前記インバータが供給する電動機電流が120°通
流幅の方形波電流であり、前記電動機電流の大きさを全
波整流により検出することを特徴とし、あるいは前記位
相指令を前記トルク電流指令及び磁化電流指令と、電動
機速度とから決定すること、を特徴とするものである。Further, in the permanent magnet type motor control method of the present invention, the motor current supplied by the inverter is a square wave current having a conduction width of 120 °, and the magnitude of the motor current is detected by full-wave rectification. Or the phase command is determined from the torque current command and the magnetizing current command, and the motor speed.
【0018】一方、上記課題を解決する本発明の永久磁
石形電動機制御装置は、方形波PWM形インバータから
永久磁石形電動機に120°通流幅の方形波電流を電動
機電流として供給し、この電動機電流の大きさと位相を
磁束軸成分の磁化電流指令と磁束軸に直交するトルク軸
成分であるトルク電流指令とに基づいて制御する永久磁
石形電動機制御装置において、前記電動機電流の大きさ
を全波整流により検出する電流検出手段と、前記トルク
電流指令と磁化電流指令とのベクトル和より電流指令絶
対値を算出する電流指令絶対値算出手段と、前記電流検
出手段により得られた電流検出値と前記電流指令絶対値
算出手段により得られた電流指令絶対値とが一致するよ
うに電動機端子電圧の大きさを調節するための電圧指令
を出力する電流調節手段と、電動機速度を検出する速度
検出手段と、この速度検出手段により得られた速度検出
値と、前記トルク電流指令と、前記磁化電流指令とに基
づいて、電動機端子電圧の位相指令を算出する位相指令
算出手段と、前記電圧指令と前記位相指令とに基づい
て、電動機端子電圧の大きさと位相とを制御する前記方
形波PWM形インバータと、を具備することを特徴とす
るものである。On the other hand, the permanent magnet type motor control device of the present invention which solves the above problems supplies a square wave current of 120 ° conduction width to the permanent magnet type motor as a motor current from the square wave PWM type inverter, and this motor is driven. In a permanent magnet type motor control device that controls the magnitude and phase of a current based on a magnetizing current command of a magnetic flux axis component and a torque current command that is a torque axis component orthogonal to the magnetic flux axis, the magnitude of the motor current is a full wave. Current detection means for detecting by rectification, current command absolute value calculation means for calculating current command absolute value from vector sum of the torque current command and magnetizing current command, current detection value obtained by the current detection means and the above A current command that outputs a voltage command for adjusting the magnitude of the motor terminal voltage so that the current command absolute value obtained by the current command absolute value calculation means matches. Means, a speed detecting means for detecting the electric motor speed, a speed detected value obtained by the speed detecting means, the torque current command, and the magnetizing current command, to calculate a phase command of the motor terminal voltage. It is characterized by comprising a phase command calculation means and the square wave PWM inverter for controlling the magnitude and phase of the electric motor terminal voltage based on the voltage command and the phase command.
【0019】また、本発明の永久磁石形電動機制御装置
は、前記電流調節手段は前記電流指令絶対値と前記電流
検出値とを演算し、演算で得た値の絶対値を前記方形波
PWM形インバータの方形波PWM変調部のオン−オフ
のデューティ指令に変換し、このデューティを電圧指令
として出力することを特徴とし、あるいは、トルク電流
指令の極性変化を監視する極性監視手段を具備するこ
と、前記電流調節手段は電流指令絶対値と電流検出値と
の偏差に比例積分演算を施して前記電圧指令を出力する
ものであり、トルク電流指令の極性変化時点で積分値と
電圧指令の出力値とをゼロにすることを特徴とし、ある
いは、前記電流調節手段の演算周期が方形波であるPW
M変調波の周期の正整数倍であることを特徴とし、ある
いは、電動機端子電圧の位相指令に永久磁石形電動機に
実際に流れる電流の遅れ電流位相を補償するための位相
補償指令を予め加算する加算手段を具備することを特徴
とし、あるいは、前記位相補償指令を電動機速度の関数
として算出する位相補償指令演算手段を具備することを
特徴とするものである。Further, in the permanent magnet type motor controller of the present invention, the current adjusting means calculates the absolute value of the current command and the detected current value, and the absolute value of the calculated value is used as the square wave PWM type. The square wave PWM modulator of the inverter is converted into an on-off duty command, and this duty is output as a voltage command, or a polarity monitoring means for monitoring the polarity change of the torque current command is provided, The current adjusting means outputs the voltage command by performing a proportional integral calculation on the deviation between the absolute value of the current command and the detected current value, and outputs the integrated value and the output value of the voltage command when the polarity of the torque current command changes. Is set to zero, or the PW is such that the operation cycle of the current adjusting means is a square wave.
It is characterized by being a positive integer multiple of the period of the M-modulated wave, or a phase compensation command for compensating the delay current phase of the current actually flowing in the permanent magnet type motor is added in advance to the phase command of the motor terminal voltage. It is characterized in that it is provided with an addition means, or is provided with a phase compensation command calculation means for calculating the phase compensation command as a function of the motor speed.
【0020】[0020]
【作用】本発明では、電動機端子電圧の調整を大きさの
調整と、位相の調整に分け、前者には磁化電流指令とト
ルク電流指令とのベクトル和により算出される電流指令
の絶対値を用いてその絶対値と電流検出値とが一致する
ように電動機端子電圧の大きさを調整し、後者としては
磁化電流指令とトルク電流指令から位相指令を決めて電
動機端子電圧の位相を調整する。従って、電流調節系は
1つで済むので従来よりも演算が簡単であり、制御構成
が簡単化する。また、電流検出値は電動機電流の大きさ
であって相数には関係ないので、電流制御系のデジタル
化に際しては、A−D変換器が1つで済む。In the present invention, the adjustment of the motor terminal voltage is divided into the magnitude adjustment and the phase adjustment, and the former uses the absolute value of the current command calculated by the vector sum of the magnetizing current command and the torque current command. The magnitude of the motor terminal voltage is adjusted so that the absolute value and the detected current value match, and the latter adjusts the phase of the motor terminal voltage by determining the phase command from the magnetizing current command and the torque current command. Therefore, since only one current adjusting system is required, the calculation is simpler than the conventional one, and the control configuration is simplified. Further, since the detected current value is the magnitude of the motor current and is not related to the number of phases, only one A-D converter is required for digitizing the current control system.
【0021】特に、電動機電流として120°通流幅の
方形波電流を供給する場合は、電動機電流を全波整流し
て得られる電流検出値は三相電流の最大値(ピーク値)
を表わし理想的には直流信号となるので、電流調節系も
A−D変換器も低速な動作で済むという利点があり、ワ
ンチップマイクロコンピュータ等によるデジタル制御化
を容易に実現することが可能になる。In particular, when a square wave current having a 120 ° conduction width is supplied as the motor current, the current detection value obtained by full-wave rectifying the motor current is the maximum value (peak value) of the three-phase current.
Since it is a DC signal ideally, there is an advantage that both the current control system and the AD converter can operate at low speed, and it is possible to easily realize digital control by a one-chip microcomputer or the like. Become.
【0022】また、電動機端子電圧の位相指令は基本的
には磁束軸電圧及びトルク軸電圧と磁化電流及びトルク
電流との関係式から決定することができるが、実際に流
れる電動機電流の位相はこれよりも遅れた電流位相とな
るので、補償する必要がある。この遅れ電流位相は電動
機速度により変化するので、電動機速度の関数として位
相補償指令を用意するなどして、磁化電流指令及びトル
ク電流指令と、電動機速度とから位相指令を決定するこ
とにより、制御精度が向上する。Further, the phase command of the motor terminal voltage can be basically determined from the relational expressions of the magnetic flux axis voltage and the torque axis voltage and the magnetizing current and the torque current, but the phase of the actually flowing motor current is Since the current phase is later than that, it is necessary to compensate. Since this lag current phase changes depending on the motor speed, by preparing a phase compensation command as a function of the motor speed and determining the phase command from the magnetizing current command and the torque current command, and the motor speed, the control accuracy can be improved. Is improved.
【0023】更に、電圧指令を電流指令絶対値と電流検
出値との演算により得た値の絶対値とする場合は、電圧
指令の値に極性がなくなり、電動機の制御モードである
駆動モードや回生モードに何等の関係なく電流指令の大
きさのみに制御を行うことになる。従って、電流調節系
の演算が一層簡単化し、且つ、低速な動作で済むという
利点がある。また、この極性のない電圧指令としてオン
/オフのデューティ指令を用いることにより、インバー
タへの電圧指令が従来に比べて非常に簡単なものとな
る。Further, when the voltage command is the absolute value of the value obtained by the calculation of the current command absolute value and the current detection value, the voltage command value has no polarity, and the drive mode or the regenerative mode, which is the control mode of the motor, is eliminated. Only the magnitude of the current command is controlled regardless of the mode. Therefore, there is an advantage that the calculation of the current adjustment system is further simplified and a low speed operation is sufficient. Further, by using the ON / OFF duty command as the voltage command having no polarity, the voltage command to the inverter becomes much simpler than the conventional one.
【0024】上述の如く電流指令絶対値に基づいて電圧
指令を定めていることから、例えば或る値のトルク電流
指令下で駆動モードでの運転中に大きさの等しい回生ト
ルク電流指令に急変した場合など、大きさが同じでトル
ク電流指令の極性のみが変化した場合には、電圧指令は
直ぐには変化せず、位相指令のみが約180°瞬時に変
化する。従って、電動機端子電圧も、大きさは直ぐには
変化しないが、位相のみが急変することになる。この状
態では、永久磁石型電動機の誘起電圧とインバータ出力
電圧との大小関係によっては、電動機に過電流が発生す
ることがあり、この傾向は特にトルク電流指令の変化を
なだらかに抑制するクッション演算処理を行わない場合
に大きい。Since the voltage command is determined on the basis of the absolute value of the current command as described above, for example, during the operation in the drive mode under the torque current command of a certain value, the regenerative torque current command of the same magnitude is suddenly changed. When the magnitude is the same and only the polarity of the torque current command changes, the voltage command does not change immediately, but only the phase command changes instantaneously by about 180 °. Therefore, the motor terminal voltage does not change immediately, but only the phase changes abruptly. In this state, an overcurrent may occur in the electric motor depending on the magnitude relationship between the induced voltage of the permanent magnet type electric motor and the inverter output voltage. This tendency is due to the cushion calculation process that gently suppresses the change in the torque current command. Great if not done.
【0025】この対策として本発明ではトルク電流指令
の極性変化を監視し、極性変化時には電圧指令をゼロに
して、インバータ出力電圧を一旦ゼロにしてから電流調
節動作を再開する。また、電圧指令を比例・積分演算に
より算出する場合は、電圧指令だけでなく積分値もゼロ
にして、積分値が再開後の電流調節動作に影響するのを
防止する。As a countermeasure against this, in the present invention, the polarity change of the torque current command is monitored, and when the polarity is changed, the voltage command is set to zero, the inverter output voltage is once set to zero, and then the current adjusting operation is restarted. Further, when the voltage command is calculated by the proportional / integral calculation, not only the voltage command but also the integral value is set to zero to prevent the integral value from affecting the current adjusting operation after the restart.
【0026】更に、本発明では、電圧指令を算出する演
算周期をPWM変調波である方形波の周期の正整数倍と
したことにより、方形波PWM変調波における同一デュ
ーティのパルス列個数が必ず一定値(前記正整数倍)と
なり、電圧制御系の動作が安定化する。Further, in the present invention, the number of pulse trains of the same duty in the square wave PWM modulation wave is always a constant value because the calculation cycle for calculating the voltage command is set to a positive integer multiple of the cycle of the square wave PWM modulation wave. (The positive integral multiple), and the operation of the voltage control system is stabilized.
【0027】[0027]
【実施例】以下、図面を参照して本発明をその実施例と
ともに説明する。図面中、図1は本発明の一実施例に係
る永久磁石形電動機制御装置の構成を示す。また、図2
(a)〜(d)は4象限運転における各運転モードの電
圧電流ベクトルを示す。図3に正転駆動時のゲート信号
のタイムチャートを示す。図1中の符号で、1は三相の
永久磁石形電動機(PMモータ)を示し、以下の説明で
は電動機と略称することもある。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described below with reference to the drawings with reference to the accompanying drawings. In the drawings, FIG. 1 shows a configuration of a permanent magnet type motor control device according to an embodiment of the present invention. Also, FIG.
(A)-(d) shows the voltage-current vector of each operation mode in 4-quadrant operation. FIG. 3 shows a time chart of the gate signal during normal rotation driving. Reference numeral 1 in FIG. 1 denotes a three-phase permanent magnet electric motor (PM motor), which may be abbreviated as an electric motor in the following description.
【0028】図1に示すように、本実施例の永久磁石形
電動機制御装置は主として、極座標変換部2と、偏差演
算部3と、電流検出部4と、A−D変換器8と、電流調
整器9と、方形波PWM形インバータ10と、極性監視
部17と、加算部18と、位相補償指令演算部19と、
速度演算部20と、エンコーダ21からなり、できるだ
け制御のデジタル化を図っている。なお、図中の符号
で、16は直流電源、22はクッション演算部、23は
弱め磁束演算部、24は運転モード判定部、25はトル
ク指令演算部をそれぞれ示す。As shown in FIG. 1, the permanent magnet type motor controller of the present embodiment mainly comprises a polar coordinate converter 2, a deviation calculator 3, a current detector 4, an AD converter 8, and a current converter. A regulator 9, a square wave PWM inverter 10, a polarity monitor 17, an adder 18, a phase compensation command calculator 19,
It is composed of a speed calculation unit 20 and an encoder 21, and the control is digitized as much as possible. In the drawings, reference numeral 16 is a DC power supply, 22 is a cushion calculation unit, 23 is a weak magnetic flux calculation unit, 24 is an operation mode determination unit, and 25 is a torque command calculation unit.
【0029】まずインバータ10について説明し、次に
電流検出器4について説明する。First, the inverter 10 will be described, and then the current detector 4 will be described.
【0030】インバータ10は120°通流幅の方形波
電流を電動機1に流すものであり、電動機端子電圧を、
電流調節器9から与えられる電圧指令V1 * 通りの大き
さと、加算部18から与えられる位相指令θ1V * 通りの
位相とを持つように調節する。そのため、インバータ1
0は搬送波発生器11と、位置カウンタ変換部12と、
ゲート生成部13と、PWM変調部14と、主回路15
から構成されている。The inverter 10 supplies a square wave current of 120 ° conduction width to the electric motor 1, and the electric motor terminal voltage is
The adjustment is performed so as to have the magnitude of the voltage command V 1 * given from the current regulator 9 and the phase of the phase instruction θ 1V * given from the adder 18. Therefore, the inverter 1
0 is a carrier wave generator 11, a position counter converter 12,
Gate generator 13, PWM modulator 14, and main circuit 15
It consists of
【0031】搬送波発生器11は方形波を発生し、且つ
電流調整器9から電圧指令V1 * として与えられるデュ
ーティ指令により方形波のデューティを変化させて、方
形波PWM変調部14に出力する。The carrier wave generator 11 generates a square wave, changes the duty of the square wave according to the duty command given as the voltage command V 1 * from the current regulator 9, and outputs it to the square wave PWM modulator 14.
【0032】位置カウンタ変換部12は位相指令θ1V *
を、位置カウンタ量(誘起電圧位相からの進み位相)を
表わする電圧位相量CN(θ1V * +Δθ1V * )に変換し
て、ゲート生成部13に与える。The position counter converter 12 outputs the phase command θ 1V *
Is converted into a voltage phase amount CN (θ 1V * + Δθ 1V * ) representing a position counter amount (leading phase from the induced voltage phase) and given to the gate generation unit 13.
【0033】ゲート生成部13は電圧位相量CNと、エ
ンコーダ21からの位置検出パルスPU ,PV ,PW 及
び速度検出パルスPS と、運転モード判定部24の判定
結果24Aに基づき、永久磁石の検出位相を基準にし
て、誘起電圧位相からの進み位相の分だけ進んだ位相信
号として電気角で120°幅のゲート点弧位相信号13
Aを生成し、この信号13Aを方形波PWM変調部14
及び主回路15に与える。Based on the voltage phase amount CN, the position detection pulses P U , P V , P W and the speed detection pulse P S from the encoder 21, and the determination result 24A of the operation mode determination unit 24, the gate generation unit 13 permanently A gate firing phase signal 13 having a width of 120 ° in electrical angle as a phase signal advanced by the amount of the advanced phase from the induced voltage phase with reference to the detected phase of the magnet.
A is generated, and this signal 13A is supplied to the square wave PWM modulator 14
And to the main circuit 15.
【0034】ここで、エンコーダ21は電動機1の回転
子と共に回転して、磁束軸を表わすためのU,V,W相
の磁石位置に応じた120°幅の位置検出パルスPU ,
PV,PW と、電動機速度に比例した周波数の速度検出
パルスPS とを出力する。また、運転モード判定部24
はギヤ情報とトルク電流指令iq * の極性と電動機速度
(電気角速度)ωの極性とから、運転中の電動機1が図
2(a)〜(d)に示すような正転での駆動モード、逆
転での回生モード、正転での回生モード、逆転での駆動
モードのいずれで制御されているかを判定し、その判定
結果24Aを出力する。電動機速度ωは、速度演算部2
0がゲート生成部13から与えられる電気角で60°周
期のパルス13Bを基に算出する。Here, the encoder 21 rotates together with the rotor of the electric motor 1 to detect a position detection pulse P U having a width of 120 ° corresponding to the U, V, and W phase magnet positions for representing the magnetic flux axis.
It outputs P V and P W and a speed detection pulse P S having a frequency proportional to the motor speed. In addition, the operation mode determination unit 24
Is based on the gear information, the polarity of the torque current command i q * , and the polarity of the electric motor speed (electrical angular velocity) ω, the driving mode in the normal rotation of the electric motor 1 in operation as shown in FIGS. It is determined whether the control is performed in the regenerative mode for reverse rotation, the regenerative mode for normal rotation, or the drive mode for reverse rotation, and the determination result 24A is output. The motor speed ω is calculated by the speed calculator 2
0 is an electrical angle given from the gate generator 13 and is calculated based on the pulse 13B having a cycle of 60 °.
【0035】本実施例では、方形波PWM変調部14は
ゲート点弧位相信号13Aのうち下アーム相(X,Y,
Z相)の分のみを入力し、電圧指令V1 * 通りのデュー
ティを持つ各相の方形波をPWM変調し、その結果14
Aを主素子ゲート信号として主回路15のX,Y,Z各
相の主素子に与える。In this embodiment, the square wave PWM modulator 14 controls the lower arm phase (X, Y,
(Z-phase) is input, and the square wave of each phase having a duty of the voltage command V 1 * is PWM-modulated. As a result, 14
A is given to the main elements of the X, Y, and Z phases of the main circuit 15 as a main element gate signal.
【0036】主回路15ではゲート生成部13からのゲ
ート点弧位相信号13Aのうち、上アーム相(U,V,
W相)の分を直接主素子ゲート信号として入力すると共
にPWM変調部14を通した下アーム相の主素子ゲート
信号14Aを入力して、X,Y,Z,U,V,W各相の
主素子が点弧し、電圧指令V1 * と位相指令θ1V * に応
じた三相電圧を電動機1に印加する。一例として、正転
駆動時におけるゲート信号のタイムチャートを図3に示
す。In the main circuit 15, of the gate firing phase signal 13A from the gate generator 13, the upper arm phase (U, V,
(W phase) is directly input as the main element gate signal, and the main element gate signal 14A of the lower arm phase that has passed through the PWM modulator 14 is input to input the X, Y, Z, U, V, and W phases. The main element fires, and a three-phase voltage corresponding to the voltage command V 1 * and the phase command θ 1V * is applied to the electric motor 1. As an example, a time chart of the gate signal at the time of normal rotation driving is shown in FIG.
【0037】電流検出部4はインバータ10から電動機
1に流れる電流(電動機電流)の大きさを検出するもの
であり、2つの変換器5,6によりu相電流iu とw相
電流iw (ともにアナログの交流量)を検出し、これら
を基に三相全波整流回路7により全波整流して、電動機
電流の最大値(ゼロピーク値)を示すアナログ量の電流
検出値ia を得る。この電流検出値ia をデジタル制御
のために、A−D変換器8によりデジタル量の電流検出
値i1 に変換し、偏差演算部3に与える。この場合、電
動機電流が120°通流幅の方形波電流であるため、全
波整流回路7の出力は極めて直流に近い。なお、v相電
流ivは三相平衡回路での式(iu +i V +iw =0)
より求まる。The current detection unit 4 is connected to the electric motor from the inverter 10.
Detecting the magnitude of the current (motor current) flowing through 1
And the u-phase current i due to the two converters 5 and 6uAnd w phase
Current iw(Both analog AC amounts) are detected and
Full-wave rectification by a three-phase full-wave rectification circuit 7 based on
An analog amount of current that indicates the maximum current value (zero peak value)
Detected value iaGet. This current detection value iaDigital control
In order to detect the digital amount of current by the AD converter 8,
Value i1To the deviation calculation unit 3. In this case,
Since the motive current is a square wave current with a 120 ° conduction width,
The output of the wave rectifier circuit 7 is extremely close to direct current. Note that v-phase electric
The flow iv is the expression (iu+ I V+ Iw= 0)
Find more.
【0038】次に、他の部分の機能を順に説明する。Next, the functions of other parts will be described in order.
【0039】極座標変換部2には2つの機能があり、磁
化電流指令id * とトルク電流指令iq * とを入力し
て、第1には電流指令絶対値i1 * を所定の演算により
算出し、第2には位相指令θV * を所定の演算により算
出する。言うまでもないが、磁化電流指令id * は磁束
軸を基準とする回転座標系(d−q座標系)での磁束軸
との平行成分であり、トルク電流指令iq * は磁束軸と
の直交成分(トルク軸との平行成分)である。The polar coordinate conversion unit 2 has two functions. The magnetizing current command i d * and the torque current command i q * are input, and first, the current command absolute value i 1 * is calculated by a predetermined calculation. Secondly, the phase command θ V * is calculated by a predetermined calculation. Needless to say, the magnetizing current command i d * is a component parallel to the magnetic flux axis in the rotating coordinate system (dq coordinate system) with the magnetic flux axis as the reference, and the torque current command i q * is orthogonal to the magnetic flux axis. It is a component (a component parallel to the torque axis).
【0040】トルク電流指令iq * は速度制御系などの
上位から与えられるが、ここでは、アクセル量と電動機
速度ωとギヤ情報からトルク指令演算部25で算出して
いる。また、トルク電流指令iq * は一般にステップ状
に変化することが多いので、本実施例ではクッション演
算部22で滑らかな変化に抑制してから極座標変換部2
に与えている。The torque current command i q * is given from a higher order such as a speed control system, but here, it is calculated by the torque command calculation unit 25 from the accelerator amount, the electric motor speed ω and the gear information. Further, since the torque current command i q * generally changes in a step-like manner in many cases, in the present embodiment, the cushion calculation unit 22 suppresses the change to a smooth change before the polar coordinate conversion unit 2.
Is given to.
【0041】また、磁化電流指令id * については、本
実施例では弱め磁束演算部23によりトルク電流指令i
q * と電動機速度ωから算出しているが、その詳細は後
に説明する。Further, regarding the magnetizing current command i d * , in the present embodiment, the weak magnetic flux calculating section 23 causes the torque current command i d *.
It is calculated from q * and the motor speed ω, the details of which will be described later.
【0042】電流指令絶対値i1 * は、磁化電流指令i
d * とトルク電流指令iq * とが直交していることか
ら、これらのベクトル和の絶対値|id * +iq * |と
して算出する。The current command absolute value i 1 * is the magnetizing current command i
Since d * and the torque current command i q * are orthogonal, they are calculated as the absolute value of these vector sums | i d * + i q * |.
【0043】位相指令θV * は、磁化電流指令id * 及
びトルク電流指令iq * 通りに電動機電流が流れたとし
た場合の電動機端子電圧の位相を示すものであり、基本
的には式(1)で与えられる磁束軸電圧Vd と、式
(2)で与えられるトルク軸電圧Vq とから、式(3)
の演算により算出している。R,Ld ,Lq ,ψa ,ψ
eは電動機1のモータ定数である。The phase command θ V * indicates the phase of the motor terminal voltage when the motor current flows according to the magnetizing current command i d * and the torque current command i q *. From the magnetic flux axis voltage V d given by 1) and the torque axis voltage V q given by equation (2), equation (3)
It is calculated by the calculation of. R, L d , L q , ψ a , ψ
e is a motor constant of the electric motor 1.
【0044】[0044]
【数1】 Vd =R・id * −ωLq ・iq * …式(1)[Number 1] V d = R · i d * -ωL q · i q * ... formula (1)
【数2】 Vq =R・iq * +ωLd ・id * +ωψa …式(2) 但し、ψa =√3・ψe [Number 2] V q = R · i q * + ωL d · i d * + ωψ a ... formula (2) However, ψ a = √3 · ψ e
【数3】 (Equation 3)
【0045】式(1),(2)中で、R :一相分の電
機子抵抗 ω :電動機速度(電気角速度) Ld :磁束軸電機子自己インダクタンス Lq :トルク軸電機子自己インダクタンス ψe :永久磁石による電機子鎖交磁束の実効値In equations (1) and (2), R: armature resistance for one phase ω: motor speed (electrical angular velocity) L d : flux axis armature self-inductance L q : torque axis armature self-inductance ψ e : Effective value of armature flux linkage by permanent magnet
【0046】但し、電動機電流の実際の位相は、式
(1)〜式(3)の演算により算出される位相指令θV
* よりも少し遅れた電流位相となる。However, the actual phase of the electric motor current is the phase command θ V calculated by the equations (1) to (3).
The current phase will be slightly delayed from * .
【0047】そこで遅れ電流位相を補償するため、本実
施例では加算部18により位相指令θV * に予め位相補
償指令ΔθV * を加算し、その結果θV * +ΔθV * を
インバータ10に対する最終的な位相指令θ1V * として
いる。位相補償指令ΔθV *の決定は、遅れ電流位相が
電動機速度ωに依存するという知見に基づき、テーブル
などの形で電動機速度ωの関数として予め用意してお
き、この関数から位相補償演算部19が決定するものと
している。Therefore, in order to compensate the delay current phase, in the present embodiment, the adding unit 18 adds the phase compensation command Δθ V * in advance to the phase command θ V * , and as a result, θ V * + Δθ V * is the final value for the inverter 10. Phase command θ 1V * . The phase compensation command Δθ V * is determined based on the knowledge that the lagging current phase depends on the motor speed ω, and is prepared in advance as a function of the motor speed ω in the form of a table or the like. Shall be decided.
【0048】偏差演算部3は電流指令絶対値i1 * と電
流検出値i1 との偏差Δi1 * (=i1 * −i1 )を求
め、電流調節器9に与える。The deviation calculator 3 obtains the deviation Δi 1 * (= i 1 * -i 1 ) between the current command absolute value i 1 * and the detected current value i 1, and supplies it to the current controller 9.
【0049】電流調節器9は変調波として用いる方形波
の周期の正整数倍の演算周期で、偏差Δi1 * に比例・
積分(PI)演算を施し、その演算値の絶対値を、オン
/オフのデューティに変換しインバータ10に対する電
圧指令V1 * として出力する。The current controller 9 has a calculation cycle which is a positive integer multiple of the cycle of the square wave used as the modulation wave, and is proportional to the deviation Δi 1 *.
An integral (PI) operation is performed, and the absolute value of the calculated value is converted into an on / off duty and output as a voltage command V 1 * for the inverter 10.
【0050】但し、電流調節器9は極性監視部17がト
ルク電流指令iq * の極性変化を検出した時は、出力値
(電圧指令(デューティ指令)V1 * )とPI演算中の
積分値をともにゼロにする。However, when the polarity monitor 17 detects a change in the polarity of the torque current command i q * , the current controller 9 outputs the output value (voltage command (duty command) V 1 * ) and the integrated value during the PI calculation. To zero.
【0051】本実施例では、極性監視部17はトルク電
流指令iq * としてクッション演算部22の出力値を入
力して、極性変化の有無を監視している。In this embodiment, the polarity monitoring unit 17 inputs the output value of the cushion calculation unit 22 as the torque current command i q * and monitors the presence or absence of a polarity change.
【0052】次に、磁化電流指令id * の算出について
説明する。Next, the calculation of the magnetizing current command i d * will be described.
【0053】周知の如く、磁化電流を永久磁石形電動機
に流すと、同電動機においてはd軸(磁束軸)電機子反
作用による減磁作用があり、この作用によって固定子と
回転子とのギャップ磁束を減少させる効果があるので、
磁化電流を制御することにより電機子端子電圧の上昇を
抑制し、速度制御範囲を拡大することができる。そこで
前出の式(1),(2)から算出される電動機端子電圧
(Vd 2 +Vq 2 )1/ 2 がインバータ10の出力可能な
電圧内になるように磁化電流指令id * を決定する。但
し、どう減磁するかによって種々の方法がある。As is well known, when a magnetizing current is passed through a permanent magnet type motor, there is a demagnetizing action due to a d-axis (flux axis) armature reaction in the same motor, and this action causes a gap magnetic flux between the stator and the rotor. Has the effect of reducing
By controlling the magnetizing current, an increase in the armature terminal voltage can be suppressed and the speed control range can be expanded. So-mentioned Expression (1), the magnetization current command i d * as the motor terminal voltage is calculated (V d 2 + V q 2 ) 1/2 is within the possible output voltage of the inverter 10 from (2) decide. However, there are various methods depending on how to demagnetize.
【0054】例えば、基本的には低速では最小電流で最
大トルクが得られるように磁化電流指令id * を決定
し、高速では電動機端子電圧をその制限範囲内に抑える
ように磁化電流指令id * を決定する。[0054] For example, basically magnetized to the maximum torque is obtained current command with the minimum current at low speed i d * and determining the magnetization current command i d so as to suppress the motor terminal voltage within the limit range at high speed * Decide.
【0055】前述の式(1),(2)より、電機子反作
用を考慮した誘起電圧V0 を次式(4)で与えられるも
のとする。また、インバータ10の定格等により出力電
流の上限がIam、出力端子電圧の上限がVamであるとす
ると、誘起電圧V0 の上限V 0mは次式(5)で与えられ
る。その結果、磁化電流指令id * とトルク電流指令i
q * との関係は、次式(6),式(7)に示す範囲内と
いう制限を受ける。但し、R,ω,ψa ,La ,Ld は
先に定義したものであり、またρ=Lq /Ldとする。From the above equations (1) and (2), the armature reaction
Induced voltage V0Is given by the following equation (4)
And Also, depending on the rating of the inverter 10, etc.
The upper limit of the flow is Iam, The upper limit of the output terminal voltage is VamAnd
Then, the induced voltage V0Upper limit V 0 mIs given by the following equation (5)
It As a result, the magnetizing current command id *And torque current command i
q *The relationship between and is within the range shown in the following equations (6) and (7).
Subject to the restrictions. However, R, ω, ψa, La, LdIs
As defined above, and ρ = Lq/ LdAnd
【0056】[0056]
【数4】 V0 2=(ωLd ・id * +ωψa )2+(ωLq ・iq * )2 =ω2 ((Ld ・id * +ψa )2+((Lq /Ld )Ld ・iq * )2) =ω2 ((Ld ・id * +ψa )2+(ρLd ・iq * )2) …式(4)[Number 4] V 0 2 = (ωL d · i d * + ωψ a) 2 + (ωL q · i q *) 2 = ω 2 ((L d · i d * + ψ a) 2 + ((L q / L d ) L d · i q * ) 2 ) = ω 2 ((L d · i d * + ψ a ) 2 + (ρL d · i q * ) 2 ) ... Formula (4)
【数5】 V0m=Vam−R・Iam …式(5)[Equation 5] V 0m = V am −R · I am (Equation 5)
【数6】 (id * )2+(iq * )2=Iam …式(6)## EQU6 ## (i d * ) 2 + (i q * ) 2 = I am Equation (6)
【数7】 (Ld ・id * +ψa )2+(ρLd ・iq * )2=(V0m/ω)2 …式(7)[Equation 7] (L d · i d * + ψ a) 2 + (ρL d · i q *) 2 = (V 0m / ω) 2 ... (7)
【0057】十分低速ならば式(7)の電圧制限だ円が
大きいため、式(6)の電流制限円と、銅損とトルクと
の関係等により決まる最大トルク/最小電流曲線とか
ら、磁化電流指令id * を次式(8)により決定する。
但し、K1 =Kf /(2(ρ−1))、Kf =ψa /Ld
である。At a sufficiently low speed, the voltage-limiting ellipse of equation (7) is large, so that the magnetization is determined from the current-limiting circle of equation (6) and the maximum torque / minimum current curve determined by the relationship between copper loss and torque. The current command i d * is determined by the following equation (8).
However, K 1 = K f / (2 (ρ−1)), K f = ψ a / L d
Is.
【0058】[0058]
【数8】 (Equation 8)
【0059】式(8)で決まる磁化電流指令id * をそ
のまま高速でも使用すると、速度ωが大きくなるほど式
(7)の電圧制限だ円が狭くなるので、誘起電圧V0 が
制限範囲を超えてしまう。そこで、式(8)で決定した
磁化電流指令id * を用いて、式(4)の変形である式
(9)より誘起電圧V0 を計算し、V0 ≦V0mであれば
そのまま使用する。V0 >V0mであれば、電圧制限だ円
の式(7)から導かれる次式(10)により磁化電流指
令id * を計算し、代りにこれを使用する。但し、KV
=V0m(ωLd )、iq * ≦KV /Pである。If the magnetizing current command i d * determined by the equation (8) is used as it is at a high speed as well, the voltage limiting ellipse of the equation (7) becomes narrower as the speed ω increases, so that the induced voltage V 0 exceeds the limiting range. Will end up. Then, using the magnetizing current command i d * determined by the equation (8), the induced voltage V 0 is calculated from the equation (9) which is a modification of the equation (4), and if V 0 ≦ V 0m , it is used as it is. To do. If V 0 > V 0m , the magnetizing current command i d * is calculated by the following expression (10) derived from the expression (7) of the voltage limiting ellipse, and this is used instead. However, K V
= V 0m (ωL d ), i q * ≦ K V / P.
【0060】[0060]
【数9】 [Equation 9]
【数10】 [Equation 10]
【0061】次に、制御装置全体の動作を説明する。Next, the operation of the entire control device will be described.
【0062】まず、クッション演算部22を通して入力
したトルク電流指令iq * と弱め磁束演算部23で求め
た磁化電流指令id * とから、極座標変換部2におい
て、電流指令絶対値(iq * とid * のベクトル和の絶
対値)i1 * と電動機端子電圧の位相指令θV * とを演
算により求める。First, based on the torque current command i q * input through the cushion calculator 22 and the magnetizing current command i d * obtained by the weakening flux calculator 23, the polar coordinate converter 2 calculates the absolute current command value (i q *). And the absolute value of the vector sum of i d * ) i 1 * and the phase command θ V * of the motor terminal voltage are calculated.
【0063】電流指令絶対値i1 * については、A−D
変換器8を通して入力した三相全波整流による電流検出
値i1 との偏差Δi1 を偏差演算部3で求め、電流調節
器9により方形波変調波の周期の正整数倍の周期で比例
積分演算を行い、その演算値の絶対値をデューティに変
換し、これを電圧指令V1 * としてインバータ10に与
える。但し、極性監視部17によりトルク電流指令iq
* の極性変化を検出した時点で、積分値と電圧指令V1
* をともにゼロにする。これにより、電圧指令V1 * は
トルク電流指令iq * の極性変化後、ゼロから、電流調
節器9の応答特性で決まる時間で徐々に立上がる。従っ
て、インバータ10の出力電圧もゼロから徐々に大きく
なる。Regarding the current command absolute value i 1 * , A-D
The deviation Δi 1 from the detected current value i 1 by the three-phase full-wave rectification input through the converter 8 is calculated by the deviation calculation unit 3, and the current controller 9 proportionally integrates the cycle of the square wave modulated wave with a positive integer multiple. Calculation is performed, the absolute value of the calculated value is converted into a duty, and this is given to the inverter 10 as a voltage command V 1 * . However, the polarity monitoring unit 17 causes the torque current command i q
When the polarity change of * is detected, the integrated value and the voltage command V 1
Set both * to zero. As a result, the voltage command V 1 * gradually rises from zero after the polarity of the torque current command i q * changes, at a time determined by the response characteristic of the current regulator 9. Therefore, the output voltage of the inverter 10 also gradually increases from zero.
【0064】位相指令θV * については、位相補償指令
演算部19で電動機速度ωの関数として求めた位相補償
指令ΔθV * を、加算部18により加算し、その結果θ
1v *をインバータ10に与える。For the phase command θ V * , the phase compensation command Δθ V * obtained as a function of the motor speed ω by the phase compensation command calculation unit 19 is added by the addition unit 18, and the result θ
1v * is given to the inverter 10.
【0065】インバータ10では、電圧指令V1 * (デ
ューティ指令)で方形波をPWM変調することにより電
動機端子電圧の大きさを所望の値に調整し、また、位相
指令θ1v * からゲート点弧位相を決定することにより電
動機端子電圧の位相を所望の値に調整する。In the inverter 10, the magnitude of the motor terminal voltage is adjusted to a desired value by PWM-modulating the square wave with the voltage command V 1 * (duty command), and the gate firing from the phase command θ 1v *. The phase of the motor terminal voltage is adjusted to the desired value by determining the phase.
【0066】その結果、磁化電流指令iq * とトルク電
流指令iq * に応じた大きさと位相を持つ120°通流
幅の方形波電流が電動機1に等価三相電流として供給さ
れる。As a result, a square wave current having a magnitude and phase corresponding to the magnetizing current command i q * and the torque current command i q * and having a 120 ° conduction width is supplied to the electric motor 1 as an equivalent three-phase current.
【0067】[0067]
【発明の効果】本発明によれば、電動機端子電圧の調整
を大きさの調整と、位相の調整に分け、前者には磁化電
流指令とトルク電流指令とのベクトル和により算出され
る電流指令を用いてその絶対値と電流検出値とが一致す
るように電動機端子電圧の大きさを調整し、後者として
は磁化電流指令とトルク電流指令から位相指令を決めて
電動機端子電圧の位相を調整するので、電流調節系は1
つで済み従来よりも演算が簡単であり、制御構成が簡単
化する。また、電流検出値は電動機電流の大きさであっ
て相数には関係ないので、電流制御系のデジタル化に際
しては、A−D変換器が1つで済む。According to the present invention, the adjustment of the motor terminal voltage is divided into the magnitude adjustment and the phase adjustment, and the former is given a current command calculated by the vector sum of the magnetizing current command and the torque current command. The magnitude of the motor terminal voltage is adjusted so that the absolute value and the detected current value match, and in the latter case, the phase command is determined from the magnetizing current command and the torque current command to adjust the phase of the motor terminal voltage. , The current regulation system is 1
Computation is easier than before and the control configuration is simplified. Further, since the detected current value is the magnitude of the motor current and is not related to the number of phases, only one A-D converter is required for digitizing the current control system.
【0068】特に、電動機電流として120°通流幅の
方形波電流を供給する場合は、電動機電流を全波整流し
て得られる電流検出値は三相電流の最大値(ピーク値)
を表わし理想的には直流信号となるので、電流調節系も
A−D変換器も低速な動作で済むという利点があり、ワ
ンチップマイクロコンピュータ等によるデジタル制御化
を容易に実現することが可能になる。In particular, when a square wave current having a 120 ° conduction width is supplied as the motor current, the current detection value obtained by full-wave rectifying the motor current is the maximum value (peak value) of the three-phase current.
Since it is a DC signal ideally, there is an advantage that both the current control system and the AD converter can operate at low speed, and it is possible to easily realize digital control by a one-chip microcomputer or the like. Become.
【0069】また、電動機端子電圧の位相指令を、電動
機速度の関数とした位相補償指令を用意するなどして、
磁化電流指令及びトルク電流指令と、電動機速度とから
決定することにより、制御精度が向上する。Further, the phase command of the motor terminal voltage is prepared as a function of the motor speed, and the phase compensation command is prepared.
By determining from the magnetizing current command and the torque current command and the motor speed, the control accuracy is improved.
【0070】更に、電圧指令を電流指令絶対値と電流検
出値との演算により得た値の絶対値とすることにより、
電圧指令の値に極性がなくなり、駆動モードや回生モー
ドに何等の関係なく電流指令の大きさのみについて制御
を行うので、電流調節系の演算が一層簡単化し、且つ、
低速な動作で済むという利点がある。また、この極性の
ない電圧指令としてオン/オフのデューティ指令を用い
ることにより、インバータへの電圧指令が従来に比べて
非常に簡単なものとなる。Further, by setting the voltage command to the absolute value of the value obtained by the calculation of the current command absolute value and the current detection value,
Since the voltage command value has no polarity and only the magnitude of the current command is controlled regardless of the drive mode or regeneration mode, the calculation of the current adjustment system is further simplified, and
It has the advantage that it can be operated at low speed. Further, by using the ON / OFF duty command as the voltage command having no polarity, the voltage command to the inverter becomes much simpler than the conventional one.
【0071】また、本発明ではトルク電流指令の極性変
化を監視し、極性変化時には電圧指令をゼロにして、イ
ンバータ出力電圧を一旦ゼロにしてから電流調節動作を
再開し、特に電圧指令を比例・積分演算により算出する
場合は、電圧指令だけでなく積分値もゼロにするので、
トルク電流指令の極性変化時の過電流を防止することが
できる。Further, in the present invention, the polarity change of the torque current command is monitored, and when the polarity is changed, the voltage command is set to zero, the inverter output voltage is once set to zero, and the current adjusting operation is restarted. When calculating by integral calculation, not only the voltage command but also the integral value is set to zero.
It is possible to prevent overcurrent when the polarity of the torque current command changes.
【0072】更に、本発明では、電圧指令を算出する演
算周期をPWM変調波である方形波の周期の正整数倍と
することにより、方形波PWM変調波における同一デュ
ーティのパルス列個数が必ず一定値となり、電圧制御系
の動作が安定化する。Further, in the present invention, the number of pulse trains of the same duty in the square wave PWM modulation wave is always a constant value by setting the calculation cycle for calculating the voltage command to be a positive integer multiple of the cycle of the square wave PWM modulation wave. Therefore, the operation of the voltage control system is stabilized.
【図1】本発明の一実施例に係る永久磁石形電動機制御
装置の構成を示す図。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a permanent magnet type electric motor control device according to an embodiment of the present invention.
【図2】4象限運転の各制御モードにおける電圧電流ベ
クトルを示す図。FIG. 2 is a diagram showing a voltage / current vector in each control mode of four-quadrant operation.
【図3】正転駆動時のゲート信号のタイムチャートを示
す図。FIG. 3 is a diagram showing a time chart of a gate signal during normal rotation driving.
【図4】従来例を示す図。FIG. 4 is a diagram showing a conventional example.
1 永久磁石形電動機 2 極座標変換部 3 偏差演算部 4 電流検出部 5,6 変流器 7 三相全波整流回路 8 A−D変換器 9 電流調節器 10 インバータ 11 搬送波発生器 12 位置カウンタ変換部 13 ゲート生成部 13A ゲート点弧位相信号 14 PWM変調部 15 主回路 16 直流電源 17 極性監視部 18 加算部 19 位相補償指令演算部 20 速度演算部 21 エンコーダ 22 クッション演算部 23 弱め磁束演算部 24 運転モード判定部 25 トルク指令演算部 id * 磁化電流指令 iq * トルク電流指令 i1 * 電流指令絶対値 i1 電流検出値 Δi1 * 偏差 V1 * 電圧指令 θV * ,θ1V * 位相指令 ΔθV * 位相補償指令 ω 電動機速度1 Permanent Magnet Motor 2 Polar Coordinate Converter 3 Deviation Calculator 4 Current Detector 5, 6 Current Transformer 7 Three-Phase Full-Wave Rectifier Circuit 8 AD Converter 9 Current Controller 10 Inverter 11 Carrier Wave Generator 12 Position Counter Conversion Part 13 Gate generation part 13A Gate firing phase signal 14 PWM modulation part 15 Main circuit 16 DC power supply 17 Polarity monitoring part 18 Addition part 19 Phase compensation command calculation part 20 Speed calculation part 21 Encoder 22 Cushion calculation part 23 Weak magnetic flux calculation part 24 Operation mode determination unit 25 Torque command calculation unit i d * Magnetizing current command i q * Torque current command i 1 * Current command absolute value i 1 Current detection value Δi 1 * Deviation V 1 * Voltage command θ V * , θ 1V * Phase Command Δθ V * Phase compensation command ω Motor speed
Claims (9)
機電流を供給し、この電動機電流の大きさと位相を制御
する永久磁石形電動機制御方法において、 前記電動機電流の大きさを検出すること、 この電流検出値と、磁束軸成分の磁化電流指令及び磁束
軸に直交するトルク軸成分のトルク電流指令のベクトル
和により算出される電流指令の絶対値とが一致するよう
に、電動機端子電圧の大きさを調整すること、 前記トルク電流指令及び磁化電流指令から、電動機端子
電圧の位相指令を決定し、電動機端子電圧の位相を制御
すること、 を特徴とする永久磁石形電動機制御方法。1. A permanent magnet type motor control method for supplying a motor current from an inverter to a permanent magnet type electric motor to control the magnitude and phase of the electric motor current, wherein the magnitude of the electric motor current is detected. Adjust the magnitude of the motor terminal voltage so that the value matches the absolute value of the current command calculated by the vector sum of the magnetizing current command of the magnetic flux axis component and the torque current command of the torque axis component orthogonal to the magnetic flux axis. A phase command of the motor terminal voltage is determined from the torque current command and the magnetizing current command, and the phase of the motor terminal voltage is controlled.
120°通流幅の方形波電流であり、前記電動機電流の
大きさを全波整流により検出すること、を特徴とする請
求項1記載の永久磁石形電動機制御方法。2. The permanent magnet according to claim 1, wherein the motor current supplied by the inverter is a square wave current having a 120 ° conduction width, and the magnitude of the motor current is detected by full-wave rectification. Magnet type motor control method.
磁化電流指令と、電動機速度とから決定すること、を特
徴とする請求項1または2記載の永久磁石形電動機制御
方法。3. The permanent magnet type motor control method according to claim 1, wherein the phase command is determined from the torque current command, the magnetizing current command, and the motor speed.
形電動機に120°通流幅の方形波電流を電動機電流と
して供給し、この電動機電流の大きさと位相を磁束軸成
分の磁化電流指令と磁束軸に直交するトルク軸成分であ
るトルク電流指令とに基づいて制御する永久磁石形電動
機制御装置において、 前記電動機電流の大きさを全波整流により検出する電流
検出手段と、 前記トルク電流指令と磁化電流指令とのベクトル和より
電流指令絶対値を算出する電流指令絶対値算出手段と、 前記電流検出手段により得られた電流検出値と前記電流
指令絶対値算出手段により得られた電流指令絶対値とが
一致するように電動機端子電圧の大きさを調節するため
の電圧指令を出力する電流調節手段と、 電動機速度を検出する速度検出手段と、 この速度検出手段により得られた速度検出値と、前記ト
ルク電流指令と、前記磁化電流指令とに基づいて、電動
機端子電圧の位相指令を算出する位相指令算出手段と、 前記電圧指令と前記位相指令とに基づいて、電動機端子
電圧の大きさと位相とを制御する前記方形波PWM形イ
ンバータと、 を具備することを特徴とする永久磁石形形電動機制御装
置。4. A square-wave PWM type inverter supplies a square-wave current of 120 ° conduction width to the permanent magnet type motor as a motor current, and the magnitude and phase of this motor current are the magnetizing current command and the flux axis of the magnetic flux axis component. In a permanent magnet type motor control device that controls based on a torque current command that is a torque axis component that is orthogonal to, a current detection unit that detects the magnitude of the motor current by full-wave rectification, the torque current command and the magnetizing current. The current command absolute value calculation means for calculating the current command absolute value from the vector sum of the command, the current detection value obtained by the current detection means and the current command absolute value obtained by the current command absolute value calculation means Current adjusting means for outputting a voltage command for adjusting the magnitude of the motor terminal voltage so as to match, speed detecting means for detecting the motor speed, and this speed detecting means. Based on the speed detection value obtained by the means, the torque current command, and the magnetizing current command, the phase command calculation means for calculating the phase command of the motor terminal voltage, based on the voltage command and the phase command And a square-wave PWM inverter for controlling the magnitude and phase of the electric motor terminal voltage, and a permanent magnet type electric motor control device.
と前記電流検出値とを演算し、演算で得た値の絶対値を
前記方形波PWM形インバータの方形波PWM変調部の
オン−オフのデューティ指令に変換し、このデューティ
を電圧指令として出力することを特徴とする請求項4記
載の永久磁石形電動機制御装置。5. The current adjusting means calculates the absolute value of the current command and the detected current value, and the absolute value of the calculated value is turned on / off of a square wave PWM modulator of the square wave PWM inverter. 5. The permanent magnet type electric motor control device according to claim 4, wherein the duty command is converted into the duty command and the duty is output as a voltage command.
性監視手段を具備すること、前記電流調節手段は電流指
令絶対値と電流検出値との偏差に比例積分演算を施して
前記電圧指令を出力するものであり、トルク電流指令の
極性変化時点で積分値と電圧指令の出力値とをゼロにす
ること、を特徴とする請求項5記載の永久磁石形電動機
制御装置。6. A polarity monitoring means for monitoring a polarity change of the torque current command is provided, and the current adjusting means performs a proportional integral calculation on a deviation between an absolute value of the current command and a detected current value to output the voltage command. The permanent magnet type electric motor control device according to claim 5, wherein the integrated value and the output value of the voltage command are set to zero at the time when the polarity of the torque current command changes.
あるPWM変調波の周期の正整数倍であることを特徴と
する請求項4または5または6記載の永久磁石形電動機
制御装置。7. The permanent magnet type electric motor control device according to claim 4, wherein the operation cycle of the current adjusting means is a positive integer multiple of the cycle of the PWM modulated wave which is a square wave.
電動機に実際に流れる電流の遅れ電流位相を補償するた
めの位相補償指令を予め加算する加算手段を具備するこ
とを特徴とする請求項4または5または6または7記載
の永久磁石形電動機制御装置。8. An addition means for adding in advance a phase compensation command for compensating for the delay current phase of the current actually flowing in the permanent magnet type motor to the phase command of the motor terminal voltage. Alternatively, the permanent magnet type electric motor control device according to 5 or 6 or 7.
して算出する位相補償指令演算手段を具備することを特
徴とする請求項8記載の永久磁石形電動機制御装置。9. The permanent magnet type motor controller according to claim 8, further comprising phase compensation command calculation means for calculating the phase compensation command as a function of the motor speed.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10202295A JP3489259B2 (en) | 1995-04-26 | 1995-04-26 | Permanent magnet type motor control method and control device |
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Publication Number | Publication Date |
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JPH08298796A true JPH08298796A (en) | 1996-11-12 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003516703A (en) * | 1999-09-17 | 2003-05-13 | デルファイ・テクノロジーズ・インコーポレーテッド | Low ripple permanent magnet motor control |
JP2014082854A (en) * | 2012-10-16 | 2014-05-08 | Denso Corp | Ac motor controller |
CN113467239A (en) * | 2021-06-30 | 2021-10-01 | 浙江大学 | Proportional resonance control method based on matrix phase shift compensator |
CN113994587A (en) * | 2019-06-26 | 2022-01-28 | 株式会社丰田自动织机 | Control device for motor |
-
1995
- 1995-04-26 JP JP10202295A patent/JP3489259B2/en not_active Expired - Fee Related
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US9065365B2 (en) | 2012-10-16 | 2015-06-23 | Denso Corporation | Control device of AC motor |
CN113994587A (en) * | 2019-06-26 | 2022-01-28 | 株式会社丰田自动织机 | Control device for motor |
CN113994587B (en) * | 2019-06-26 | 2023-09-01 | 株式会社丰田自动织机 | Control device for motor |
CN113467239A (en) * | 2021-06-30 | 2021-10-01 | 浙江大学 | Proportional resonance control method based on matrix phase shift compensator |
CN113467239B (en) * | 2021-06-30 | 2023-10-20 | 浙江大学 | Proportional resonance control method based on matrix phase shift compensator |
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