KR20110133513A

KR20110133513A - 펄스폭변조 전력 컨버터에서 직류 링크 커패시터의 개선된 온라인 고장 진단 시스템

Info

Publication number: KR20110133513A
Application number: KR1020100053111A
Authority: KR
Inventors: 손진근; 김진식
Original assignee: 손진근
Priority date: 2010-06-05
Filing date: 2010-06-05
Publication date: 2011-12-13

Abstract

최근 산업분야에서의 전기적 부하들은 보다 정밀하고 제어능력이 우수한 전력 변환시스템을 요구하고 있으며 이에 따라 가변속 드라이브(ASD)와 무정전전원장치(UPS), DC/DC 컨버터 등 PWM 전력변환장치가 많이 사용되고 있다. 이러한 전력변환 장치에는 DC 에너지에 대한 저장이나 스위칭 맥동전류의 완화 등을 위하여 DC 링크부에 전해 커패시터를 일반적으로 사용한다. 그러나 이의 커패시터는 가격이 저렴하면서 비교적 대용량이라는 장점을 가지지만 온도 및 동작조건의 특성에 따라 쉽게 열화가 진행되면서 폭발의 위험성 등 운전의 신뢰성이 저하된다는 문제점이 지속적으로 지적되고 있다.
이러한 문제점은 단순한 부품사고 뿐 만 아니라 PCB를 통한 단락사고에 의하여 전원라인의 사고까지 이어지는 위험요소가 될 수 있으므로 이를 방지할 수 있는 진단시스템의 개발이 필요하다. 따라서 본 발명에서는 각종 PWM 전력 변환장치에 사용되는 전해 커패시터의 파라미터 산출 특히 등가직렬저항(equivalent series resistor; 이하 ‘ESR’이라 칭함)을 쉽게 추정할 수 있는 개선된 온라인 고장신호 진단시스템을 구현하였다.
지금까지의 고장신호 진단시스템은 전해 커패시터의 ESR 값이 열화가 진행되면서 정상 값 대비 약 2배 이상일 경우에 이상(abnormal) 징후의 시작으로 판단하는 고장판별 기법이 대부부능 차지한다. Afroz M. Imam은 DC/DC 컨버터의 모델에서 커패시터의 맥동성분 전압/전류 신호를 특정의 스위칭 주파수 영역대에 대한 대역통과필터(이하 ‘BPF’라 칭함)의 신호처리를 거친 후 주파수분석(FFT)하여 커패시터 ESR을 추정하는 연산을 수행하는 기법을 제안하였으나 이는 BPF의 구현 및 온라인처리가 매우 힘들다는 단점을 지니게 된다. 또한 최근에는 각각 커패시터의 맥동 전압/전류 신호를 각각 BPF에 통과 후 RLS (recursive least squares) 신호처리 및 RMS 연산 처리하여 이의 커패시터 ESR을 추정하는 방식을 제안하였다.
이렇듯 전해 커패시터의 ESR을 추정하는 방식들은 상당 부분 BPF의 신호처리에 의존하게 되는데 이는 각 PWM 전력변환장치마다 특정의 스위칭 주파수를 미리 알아야하는 번거러움이 따르게 되며 또한 이를 사전에 인지하지 못할 경우에는 필터의 대역 폭이 매우 커야 한다. 그러나 필터의 대역 폭이 클 경우에는 커패시터의 용량성 임피던스의 영향에 의하여 신호의 크기가 적어지게 되는 단점이 있으며 또한 고차의 필터설계가 요구되면서 필터의 계수처리 및 하드웨어적인 구현 등의 어려움이 따르게 된다는 단점을 지니게 된다.
따라서 본 발명에서는 BPF의 복잡한 연산과정 및 신호처리의 도입이 필요 없이 전해 커패시터의 ESR을 온라인으로 간단하게 추정할 수 있는 개선된 방식 새로운 ESR 추정 시스템을 구현 하였다. 이의 방식은 커패시터의 맥동 전압(도 6의 Vc) 및 전류 성분(도 6의 Ic)을 AC의 전력 손실 개념(도 6의 (20))으로 접근하여 이로 부터 ESR(도 6의 (33))을 추정하는 방식으로 이는 AC 커플링(도 6의 (21) 및 (22))의 간단한 신호 처리에 의하여 구현이 가능하다는 장점이 있다. 따라서 BPF가 필요 없는 이의 ESR 추정 방식은 다양한 전력변환장치(인버터 및 컨버터)에서도 적용이 가능하고 스위칭주파수의 사전정보 없이도 간단하게 구현할 수 있음을 실험 결과에서 확인하였다.
본 발명은 현재 광범위하게 사용되는 주문형 전력기기에 적용될 것으로 기대되며, 특별히 전해 커패시터의 고장 예측이 불가능하여 고가의 필름커패시터를 사용하고 있는 전기자동차, 풍력, 태양광 시스템에 전해 커패시터를 적용 할 수 있는 전기를 마련 할 수 있을 것으로 기대 된다.

Description

펄스폭변조 전력 컨버터에서 직류 링크 커패시터의 개선된 온라인 고장 진단 시스템 {Online Failure Detection System of DC Link Capacitor in PWM Power Converters}

지금까지의 고장신호 진단시스템은 전해 커패시터의 ESR 값이 열화가 진행되면서 정상 값 대비 약 2배 이상일 경우에 이상(abnormal) 징후의 시작으로 판단하는 고장판별 기법이 대부부능 차지한다. Afroz M. Imam은 DC/DC 컨버터의 모델에서 커패시터의 맥동성분 전압/전류 신호를 특정의 스위칭 주파수 영역대에 대한 대역통과필터(이하 ‘BPF’라 칭함)의 신호처리를 거친 후 주파수분석(FFT)하여 커패시터 ESR을 추정하는 연산을 수행하는 기법을 제안하였으나 이는 BPF의 구현 및 온라인처리가 매우 힘들다는 단점을 지니게 된다. 또한 최근에는 각각 커패시터의 맥동 전압/전류 신호를 각각 BPF에 통과 후 RLS (recursive least squares) 신호처리 및 RMS 연산 처리하여 이의 커패시터 ESR을 추정하는 방식을 제안하였다.

이렇듯 전해 커패시터의 ESR을 추정하는 방식들은 상당 부분 BPF의 신호처리에 의존하게 되는데 이는 각 PWM 전력변환장치마다 특정의 스위칭 주파수를 미리 알아야하는 번거러움이 따르게 되며 또한 이를 사전에 인지하지 못할 경우에는 필터의 대역 폭이 매우 커야 한다. 그러나 필터의 대역 폭이 클 경우에는 커패시터의 용량성 임피던스의 영향에 의하여 신호의 크기가 적어지게 되는 단점이 있으며 또한 고차의 필터설계가 요구되면서 필터의 계수처리 및 하드웨어적인 구현 등의 어려움이 따르게 된다는 단점을 지니게 된다.

본 발명의 배경기술은 특정한 전력변환장치에 한정되지 않고 다양한 형태의 전력변환장치에 적용될 수 있는 DC 링크커패시터의 온라인 고장 진달 기술이다. 이러한 기술의 실현을 위해서 전해커패시터의 모델링기술, 전력변환장치의 회로 기술, 전해커패시터의 ESR 추정 기술, 전해커패시터의 고장모드 분석 기술, 계측된 전류 및 전압 신호처리 기술 등 다양한 요소 기술을 필요로 한다. 특별히 본 발명에서는 BPF가 필요 없는 ESR 추정 기술이 핵심 기술이라 할 수 있다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제의 핵심은 전해 커패시터의 고장을 온라인으로 진단하는 기술이다. 이를 실현하기 위해서 본 발명에서는 BPF의 복잡한 연산과정 및 신호처리의 도입이 필요 없이 전해 커패시터의 ESR을 온라인으로 간단하게 추정할 수 있는 개선된 방식 새로운 ESR 추정 시스템을 구현 하였다. 이의 방식은 커패시터의 맥동 전압(도 6의 Vc) 및 전류 성분(도 6의 Ic)을 AC의 전력 손실 개념(도 6의 (20))으로 접근하여 이로 부터 ESR(도 6의 (33))을 추정하는 방식으로 이는 AC 커플링(도 6의 (21) 및 (22))의 간단한 신호 처리에 의하여 구현이 가능하다는 장점이 있다. 따라서 BPF가 필요 없는 이의 ESR 추정 방식은 다양한 전력변환장치(인버터 및 컨버터)에서도 적용이 가능하고 스위칭주파수의 사전정보 없이도 간단하게 구현할 수 있음을 실험의 결과에서 확인하였다.

특별히 본 발명에서는 BPF가 필요 없는 ESR 추정 기술이 핵심 기술이라 할 수 있으며, 이를 실현하기 위해서 전해 커패시터의 맥동전압(도6의 Vc) 및 맥동전류(도6의 Ic)에 대한 AC의 전력 손실연산 기법(20)을 도입하였다. AC의 전력 손실 연산 블록(20)은 Ic의 DC성분을 차단시키기 위한 AC 커플링 회로(21)와 Vc의 DC성분을 차단시키기 위한 AC 커플링 회로(22)와 AC 커플링 신호로부터 계산된 순시적 전력손실

와

신호에 대한 각각 저역통과필터(LPF)(31, 32)로 구성되어서, BPF의 복잡한 연산과정 및 신호처리의 도입이 필요 없이 전해 커패시터의 ESR을 온라인으로 간단하게 추정할 수 있도록 한다.

PWM 전력용 컨버터 등에 다양하게 사용되고 있는 저가격형 알루미늄 전해 커패시터는 사용시간의 증대에 따른 전기화학적 열화의 특성 때문에 빈번한 손상 및 고장을 일으키는 사고요인으로 작용하게 된다. 이 때문에 본 발명에서는 이의 사고에 대한 예방진단 및 지속적인 모니터링 감시를 위하여 커패시터의 ESR 값을 추정하는 새로운 검출 시스템을 제안하였다.

기존의 ESR 값 추정 기법은 커패시터에 대한 맥동 전류 및 전압 신호를 BPF에 통과시킨 후 이를 적절히 신호처리하는 방법을 사용하였다. 그러나 이의 방식은 정확한 BPF의 중심주파수를 정하기 위하여 진단하고자 하는 각각의 전력변환장치마다 특정의 스위칭 주파수를 미리 인지하여야하는 어려움이 발생한다. 또한 이의 방법은 필터의 계수 설정 및 온도특성의 고려 등 구현에도 많은 문제점이 나타나게 된다.

따라서 본 발명에서는 BPF의 사용이 필요 없이 연산이 간단하면서도 구현이 쉬운 새로운 방법의 ESR 값 추정 기법을 제안하였다. 이는 커패시터에 대한 맥동 성분의 AC 전력 손실이 커패시터의 ESR에 나타나게 되므로 이의 전력 손실로 부터 ESR 값의 추정하는 방식이다. 이때의 AC성분에 대한 전력손실의 검출은 AC커플링의 방법을 사용하여 간단하게 구할 수 있다. 실험의 결과는 ESR 기준값에 대하여 잘 추종하고 있음을 확인하였으며 또한 온라인의 처리 및 인버터와 컨버터 등 다양한 전력변환장치에도 활용가능하다는 장점이 있음을 확인하였다.

본 발명은 현재 광범위하게 사용되는 주문형 전력기기에 적용될 것으로 기대되며, 특별히 전해커패시터의 고장 예측이 불가능하여 고가의 필름커패시터를 사용하고 있는 전기자동차, 풍력, 태양광 시스템에 전해커패시터를 적용 할 수 있는 전기를 마련 할 수 있을 것으로 기대 된다.

도 1 : 전해 커패시터의 유전체 손실 그래프

도 2 : 커패시턴스 470[uF]일 때의 주파수 특성

도 3 : 전해 커패시터의 고장 모드 FTA

도 4 : 사용시간에 따른 전해 커패시터의 성능 변화

도 5 : 기존의 ESR 고장 검출 시스템

도 6 : 제안된 ESR 고장 검출 시스템

도 7 : AC 전류원에 대한 등가회로

도 8 : ESR 추정을 위한 Buck 컨버터의 모의회로

도 9 : 기존 방법의 가변 ESR의 추정(Buck Converter)

도 10 : 제안된 방법의 가변 ESR의 추정(Buck Converter)

도 11 : ESR 추정 결과의 비교(Buck Converter)

도 12 : ESR 추정을 위한 ASD 모의회로

도 13 : ASD에 대한 속도 및 인버터 전류 파형

도 14 : 기존 방법의 가변 ESR의 추정(ASD)

도 15 : 제안된 방법의 가변 ESR의 추정(ASD)

< 주요 부분에 대한 부호 설명 >

11 : 교류 전원

12 : 정류회로 또는 PWM Converter

13 : 전해 커패시터

14 : 전력 부하 또는 PWM Converter

Vc : 커패시터의 맥동 전압

Ic : 커패시터의 맥동 전류

20 : 커패시터의 맥동 전압(도 6의 Vc) 및 전류 성분(도 6의 Ic)에 대한 AC의 전력 손실 연산 블록

21 : Ic의 DC성분을 차단시키기 위한 AC 커플링 회로

22 : Vc의 DC성분을 차단시키기 위한 AC 커플링 회로

: AC 커플링 신호로부터 계산된 순시적 전력손실

31, 32 : AC 커플링 신호로부터 계산된 순시적 전력손실

와

신호에 대한 각각 저역통과필터(LPF)

33 : ESR의 평균값

34 : ESR의 평균값 추정을 위한 나누기 회로

35 : 전해 커패시터의 고장 검출을 위한 ESR 기준값

36 : ESR 이상 판별과 고장예측 블록

알루미늄 전해 커패시터는 전도성 극판의 한쪽을 전도성 재료인 전해액(electrolytic)을 사용한다는 점이 주 특징이다. 이 전극의 양극판(anode foil)은 매우 높은 순도의 알루미늄 박 표면에 산화피막(AL₂O₃)인 유전체(dielectric)로 형성되어 있으며, 전해액과 전해지(separator), 그리고 음극 알루미늄 박(cathode foil)으로 구성되어 있다. 이의 구성에 대하여 아래 그림[전해 커패시터의 등가회로]의 (a), (b)는 이에 대한 등가회로 및 간략화 등가회로를 각각 나타낸 것이다. 여기서 커패시턴스 C의 생성은 양 극(anode & cathode)에서 발생되고 전해액과 절연지의 저항 등은 등가직렬저항

로 나타내며, C와 병렬로 구성되어 있는

는 전해액 누설 전류(leakage current)에 기인하는 저항이며

은 등가 직렬 인덕턴스를 나타낸 것이다.

[ 전해 커패시터의 등가회로 ]

전해 커패시터의 등가회로 (b)는 (a)에서 나열된 파라미터를 ESR, ESL로 기호정리하고

의 누설전류를 생략하여 간략화 시킨 등가 회로이며, 이로 부터 커패시턴스의 복소 임피던스

는 (식 1)과 같이 나타낼 수 있다. 여기서

는 각 주파수를 나타낸다.

(식 1)

도 1에 대한 설명

이때 유전체 손실

는 (도 1)과 같이 나타낼 수 있으며 이의 관계식을 (식 2)로 표현할 수 있다.

(식 2)

도 2에 대한 설명

(식 1)과 같은 전해 커패시터의 임피던스 특성식을 근거로 하여 주파수 변화에 따른 임피던스의 변화 특성을 Saber 프로그램을 이용하여 시뮬레이션 한 결과는 (도 2)와 같다. 이때의 ESR 및 ESL 값은 각각 1[Ω], 100[nH]로 선정하였고, 커패시턴스 값은 470[uF]로 선정하여 이의 변화 특성을 고찰하였다. 주파수 가변에 따른 위상변화(deg.)의 결과 및 임피던스의 크기(Ohm)에 대한 결과는 이의 (도 2)에서 알 수 있듯이 커패시터의 용량성 임피던스 특성은 저주파 영역(섹션 1)에서는 커패시터의 성분이 지배적(dominant)이며, 수[kHz] 또는 수 십 [kHz] 등의 스위칭 주파수 영역(섹션 2)에서는 저항성분인 ESR이 지배적이며, 고주파 영역(섹션 3)에서는 ESL 값이 지배적임을 알 수 있다. 따라서 이의 그림으로부터 ESR의 추정은 섹션 1부터 섹션 3까지의 대역을 통과시킬 수 있는 대역통과필터의 도입이 필요하다 할 수 있다.

도 3에 대한 설명

(도 3)은 전해커패시터의 고장모드에 대한 개략적인 FTA(fault tree analysis)를 나타낸 것이다. 여기에서 전해 커패시터의 고장 모드는 전기적 성능 악화와 기계적 스트레스로 나눌 수 있다. 단락 및 개방회로는 주로 기계적 스트레스에 의한 것이며 단락 시에는 산화막의 유전 파괴가 있을 수 있으나 이는 산화막의 신속한 복귀 성능 때문에 전류의 집중이 거의 일어나지 않아 단락회로의 형성은 매우 드물다. 또한 전해 커패시터의 전기적 성능 악화는 거의 대부분 전기화학적(electrochemical) 반응 즉 온도 상승 등에 따른 전해액의 증발(dry up)이 가장 큰 요인이라 할 수 있다. 이는 전해액의 감소 및 전해액 증기분출(vaporization), 양극과 음극에서의 커패시턴스 감소로 나타나게 되며 이의 요인으로는 온도 및 전압 그리고 맥동전류 등의 초과에 의해서 발생된다. 특히 온도의 초과는 전해액 성능과 직접 관련이 있으며 기타 맥동 전류의 증가에 의하여 온도 상승을 가중시킬 수 있다.

도 4에 대한 설명

따라서 전해 커패시터의 전기적 성능 악화는 정전용량의 감소 및 ESR의 증가, 유전 손실

의 증가 등을 초래한다고 할 수 있다. (도 4)는 사용시간에 따른 커패시터의 성능악화 특성을 나타낸 그림이다. 이때 커패시턴스의 정전용량 감소는 약 10[%]에서 시작하여 약 40[%]∼50[%]이상으로 이어질 경우에는 이를 수명 말기로 판단하여 고장에 대비하게 된다. 또한 ESR의 상승에 대해서는 이의 값이 정상 값 대비 약 2배 이상일 경우 그리고

는 초기 값 대비 약 1.3배 이상일 경우에 이상(abnormal) 징후의 시작으로 판단하여 고장진단 알고리즘에 적용하는 것이 일반적이다.

도 5에 대한 설명

전해 커패시터의 복소 임피던스는 (식 1)과 같이 주파수 가변에 따라 그 크기가 변화하게 되며 이에 대한 분석결과를 (도 2)에서 확인하였다. 즉, 커패시터의 임피던스 특성은 저주파 영역(섹션 1)에서는 커패시터의 성분이 지배적이며, 스위칭 주파수 영역(섹션 2)에서는 저항성분의 특성이 나타나 ESR 성분을 추출할 수 있으며, 고주파 영역(섹션 3)에서는 ESL 값이 지배적임을 알 수 있다. 따라서 ESR의 추정은 섹션 1과 섹션 3의 대역(

과

사이)을 차단할 수 있는 BPF의 도입이 필요하다 할 수 있다. 그러므로 ESR 성분을 추정하기 위해서는 PWM 컨버터 등에서의 스위칭 주파수를 중심 주파수로 하여

과

사이의 주파를 적절히 설정하여 커패시터에 대한 맥동 성분의 전압 및 전류를 센싱하여 이를 BPF에 통과 시킨 후 신호처리하게 된다. 이렇게 BPF에 통과된 맥동 성분의 전류(

)에 대한 전압(

)의 비에 의하여 (식 3)과 같이 전해 커패시터의 ESR 평균값을 추정할 수 있으며 또한 이의 처리과정은 (도 5)와 같은 흐름으로 계산할 수 있다.

(식 3)

그러나 이러한 기존의 ESR 추정 알고리즘은 BPF의 신호처리에 의존하게 되는데 이는 각 PWM 전력변환장치마다 특정의 스위칭 주파수를 미리 알아야하는 번거러움이 따르게 되며 또한 이를 사전에 인지하지 못할 경우에는 필터의 대역 폭이 매우 커야 한다. 이런 경우에는 용량성 임피던스의 영향을 최소화하기 위하여

의 주파수 보다 적거나 그 근처의 주파수 성분들은 충분히 제거되어야 한다. 만일 BPF가 일반적인 스위칭 주파수( 약 10～30[kHz]) 대역을 벗어난 경우(가령 대용량급 컨버터는 수[kHz] 정도)에는 신호의 크기가 적어지게 되는 단점이 있다. 또한 정밀한 BPF의 설계시에는 고차의 필터설계 요구 및 필터의 계수 처리문제가 있으며 아나로그 처리시에는 온도영향에 따른 시정수의 변화문제가 디지털 구현시에는 고 정밀 및 고 분해능의 A/D 컨버터가 필요하는 등 하드웨어적인 구현의 어려움이 따르게 된다는 단점을 지니게 된다.

도 6에 대한 설명

(도 6)은 본 발명에서 제안한 전해 커패시터의 온라인 고장진단 시스템에 대한 개선된 알고리즘의 블럭 다이어그램을 나타내고 있다. 이러한 방법은 [전해커패시터의 등가회로] (b)와 같이 커패시터에 대한 전체의 평균전력 손실이 커패시터의 ESR에 나타나게 되므로 ESR 값의 추정은 이의 손실로부터 구할 수 있다. 이는 커패시터의 맥동 전압 및 전류(Vc & Ic)에 대하여 DC성분을 차단시킨 AC 커플링 성분의 신호로 부터 AC전력 손실을 구하여 ESR을 추정하는 기법이 되며, 이때의 커패시터 누설전류에 의한 손실은 AC 커플링의 신호처리에 의하여 무시할 수 있게 된다. 따라서 AC 커플링 신호로부터 계산된 순시적 전력손실

와

신호를 각각 저역통과필터(LPF)(31, 32)에 통과시켜

와

의 신호를 (도 6)과 같이 나눗셈 연산(34)하게 되면 ESR의 평균값(33)을 추정할 수 있게 된다. 이렇게 구해진 ESR의 평균값은 LPF(31, 32)에 의하여 적당히 대역의 폭을 제한하게 되며 AC 커플링에 의하여 고주파 성분을 갖기 때문에 BPF를 사용하지 않고도 이의 사용 효과를 가지기 때문에 기존 발명의 여러 단점들을 보완할 수 있는 간단한 기법이 된다.

그러므로 전해 커패시터의 고장 검출은 미리 인지하거나 기준값(35)으로 정한 ESR 값과 이의 추정 결과 값이 약 2배 이상일 경우에 커패시터의 열화에 대한 이상(abnormal) 징후의 시작으로 판단하여 ESR 알람에 신호 전송(36)하게 하며, 이의 알람이 지속 반복되면 열화된 커패시터의 교체 등으로 사고를 미연에 방지할 수 있게 되는 고장진단 시스템이 되게 된다.

도 7에 대한 설명

(도6)과 같은 DC 링크 커패시터에 대한 입력전류

는 일반적으로 AC전원 소스로부터 정류기나 PWM 컨버터 등으로 DC로 변환되어 전해 커패시터에 충전되지만 이의 신호에는 맥동성분의 신호가 포함하게 된다. 이 때문에 이의 전류

는 DC성분의 전류

와 AC성분의 전류

로 구분하여 나타낼 수 있고 이는 (식 4)와 같이 표현할 수 있다.

(식 4)

또한 이러한 신호에 대해서 AC 커플링으로 신호처리하면 DC 소스에 대해서는 개방회로를 형성하므로 전해 커패시터 는 AC 성분의 전류(

) 성분만이 커패시터에 나타나게 되므로 이를 (도 7)과 같은 등가회로로 모델링할 수 있다. 또한 위와 같은 등가모델 회로에서는 (도 2)에서 살펴보았듯이 커패시터에 대한 주파수 특성은 수 십[kHz]의 스위칭 동작 주파수에서는 저항성분이 지배적임을 알 수 있고 또한 커패시턴스 값은 적어도 수 천[μF] 이상의 매우 큰 용량으로 선정되기 때문에 전해 커패시터의 임피던스 특성은 저항성분 ESR 값의 크기로 거의 결정되며 C 값의 특성은 무시된다. 따라서 (도 7)과 같은 등가회로의 구조에서는 DC 링크 커패시터 는 단락회로로 간주할 수 있으므로 부하저항

에서의 출력 AC 맥동 전압

는 (식 5)로 표현할 수 있다.

(식 5)

그러나 출력 전압의 평활화 특성을 얻기 위해서는 부하저항

의 값이 커패시터의 ESR 값 보다 매우 크기 때문에 (식 5)에 의한 출력단 AC 맥동 전압은 (식 6)으로 다시 쓸 수 있다. 또한, 맥동 성분에 의한 커패시터에서의 순시적 AC 전력 손실(

)은 ESR에서 나타나게 되므로 ESR의 추정은 (식 7)에 의하여 표현 가능하게 되며, 이에 따라 (도 6)의 절차에 의하여 평균적인

값의 계산이 가능함을 알 수 있다.

(식 6)

(식 7)

따라서 위의 (식 6)과 (식 7)을 통하여 전해 커패시터의 ESR 값의 크기변동은 PWM 컨버터 등의 부하단에 나타나는 AC 맥동 전압의 크기와 비례하게 되며 열화 등에 의한 손실이 크게 나타날수록 ESR 값 또한 비례하여 나타나게 됨을 알 수 있다.

도 8에 대한 설명

전해 커패시터의 ESR 검출에 대하여 제안된 알고리즘의 타당성을 입증하기 위하여 모의실험을 수행하였다. 이는 (도 8)과 같이 DC/DC 벅(Buck) 컨버터를 구성하여 PSIM 6.0 툴을 사용하여 모의하였다. 두 종류의 알고리즘에 의하여 추정하고자 하는 ESR은 DC 부하단의 커패시터를 선정하여 이의 맥동 전압

와 전류

를 계측하여 BPF에 의한 신호처리(

,

) AC 커플링에 의한 신호처리(

,

) 기법을 각각 모의실험하여 이들의 성능을 비교 검증하도록 하였다. 이때의 두 알고리즘에 대한 회로조건은 동일하도록 하였으며 BPF 및 AC 커플링과 기타의 신호처리 기법에 대한 회로 구성들은 생략하였다.

이때의 추정하고자 하는 ESR 값은 PSIM 상에서 커패시터의 내부 파라미터 설정모드가 없는 관계로 인하여 이를 직렬로 100[mΩ]을 주입하여 연결하였으며 또한 200[ms]의 시간 축에서 내부 스위칭에 의하여 200[mΩ]으로 변동되도록 설정하였으며, 이때의 시뮬레이션 조건은 다음과 같이 설정하였다.

* 단상 전원

=100[Vpeak), 60[Hz], 부하저항 : 10[Ω]

* IGBT 스위칭 주파수 : 5[kHz], 듀티비 :0.5

*

(정류기) 및

커패시터 : 6,800[μF] 및 4,700[μF]

* 인덕터 L : 0.9[mH]

도 9 및 도 10 에 대한 설명

(도 9)와 (도 10)은 벅 컨버터의 가변 커패시터에 대한 ESR 추정에 대하여 기존의 BPF에 의한 기법과 제안된 AC 커플링에 의한 추정기법에 대한 결과를 각각 나타내었다. 이들 그림의 순서는 ESR의 추정결과와 맥동 전압 및 전류에 대한 각각의 신호처리(

,

및

,

)결과 순으로 나타내었다. 두 기법 모두 주어진 알고리즘에 견실히 잘 추종하고 있음을 보여주고 있다.

도 11에 대한 설명

(도 11)은 두 번의 가변 커패시터에 대한 ESR 추정결과를 두 방법의 알고리즘으로 수행한 결과를 동시에 각각 나타내고 있다. 이의 추종결과는 두 방법 모두 거의 동일하게 나타났으며 또한 이의 결과들은 (식 6) 및 (식 7)의 결과에 잘 일치되고 있음을 보여주고 있다. 즉 (도 11)에서의 상단 두 파형에서는 기존의 BPF 방법이 (식 6)과 같이 전압 맥동의 크기

에 따라 ESR의 값이 비례하게 되고, 하단의 두 파형에서는 제안된 AC 커플링 방법이 (식 7)와 같이 AC 순시전력(

)의 크기에 따라 ESR의 값이 비례하게 됨을 잘 표현해 주고 있다.

도 12에 대한 설명

또한 본 발명에서는(도 12)와 같이 3상 정류기 및 DC/AC 인버터에 의한 가변속 유도전동기(I.M.) 드라이브(ASD)회로를 구성하여 DC 링크 커패시터에 대한 ESR 추정 알고리즘을 모의실험하여 이의 성능이 다양한 전력변환 장치에도 적용이 가능한가를 동시에 파악하였다. 이때의 모의실험 조건은 다음과 같다.

* 3상 전원 556[V](line-line-rms), 60[Hz]

* 인버터 IGBT 스위칭 주파수 : 1.5[kHz], 듀티비 :0.5

* 3상 6극 유도전동기 및 전압소스인버터(VSI)

*

커패시터 및 인덕터 L : 4,700[μF], 0.9[mH]

도 13에 대한 설명

(도 13)은 본 모의실험 회로에 대한 기본 동작 및 (도 14)와 (도 15)의 과도상태 동작에 대한 조건을 살펴보기 위한 가변속 드라이브 ASD에 대한 동작파형이다. (도 13)에서 정류기 및 ASD에서의 동작 초기에서는 DC 충전전류 및 전동의 기동전류가 약 300[mS]까지 매우 과다하게 흐르게 되며 이에 따른 과도상태가 ESR의 추정시에도 영향을 끼치게 된다.

도 14 및 도 15에 대한 설명

(도 14)와 (도 15)는 ASD의 DC 링크 커패시터에 대한 ESR 추정 결과를 나타낸 결과이다. 이는 앞에서의 벅 컨버터와 같이 400[mS]에서 ESR 값이 100[mΩ]에서 200[mΩ]으로 변동되도록 설정하였다. 이들 파형은 기존의 BPF에 의한 기법과 제안된 AC 커플링에 의한 추정기법에 대한 결과를 각각 나타내었다. 이들 그림의 순서는 ESR의 추정결과와 맥동 전압 및 전류에 대한 각각의 신호처리(

,

및

,

) 결과로 나타내었다. 이들의 결과는 기동전류(Isa)의 변화에 따른 과도상태가 약간 있으나 이후 두 기법 모두 주어진 알고리즘에 충실히 잘 추종하고 있음을 보여주고 있다.

따라서 본 발명에서 제안한 ESR에 의한 전해 커패시터의 고장 검출기법은 커패시터의 맥동 전압 및 전류로부터 복잡한 BPF의 구성없이도 간단하게 신호를 처리하여 ESR 값을 추정하여 이의 크기 변동에 대한 열화상태 및 고장 검출을 수행하도록 할 수 있다는 장점이 있다. 따라서 이의 방법은 온라인으로 처리할 수 있다는 장점이 있으며 인버터 및 컨버터 등 전력변환장치의 종류에 상관없이 범용적으로 활용 가능하다는 것이 특징이 있다.

[도 1]

[도 2]

[도 3]

[도 4]

[도 5]

[도 6]

[도 7]

[도 8]

[도 9]

[도 10]

[도 11]

[도 12]

[도 13]

[도 14]

[도 15]

Claims

전력을 사용하는 부하측에 전력을 공급하는 AC Power Source(11)과 입력된 전력을 원하는 DC출력으로 제어하기 위한 정류부(12)와 전해커패시터 맥동 전압 및 전류(도 6의 Vc & Ic) 검출수단과 부하 및 출력단(14)과 부하 및 출력단에 공급되는 전압을 평활하기 위한 전해 커패시터(13)와 커패시터의 맥동 전압(Vc) 및 전류 성분(Ic)에 대한 AC의 전력 손실 연산 블록(20)과 전해 커패시터의 고장 검출을 위한 ESR 기준블록(35)과 ESR 기준값과 추정된 ESR을 비교하여서 고장여부를 판별하는 ESR 이상 판별 및 고장예측 블록(36)으로 구성되어서 BPF의 복잡한 연산과정 및 신호처리의 도입이 필요 없이 전해 커패시터의 ESR을 온라인으로 간단하게 추정할 수 있는 것을 특징으로 하는 ″PWM 전력 컨버터에서 DC 링크 커패시터의 개선된 온라인 고장 진단 시스템″
청구항 1에 있어서, AC의 전력 손실 연산 블록(20)은 전해커패시터 맥동전류 Ic의 DC성분을 차단시키기 위한 AC 커플링 회로(21)와 전해커패시터 맥동전압 Vc의 DC성분을 차단시키기 위한 AC 커플링 회로(22)와 AC 커플링 신호로부터 계산된 순시적 전력손실
와
신호에 대한 각각 저역통과필터(LPF)(31, 32)로 구성되어서, BPF의 복잡한 연산과정 및 신호처리의 도입이 필요 없이 전해 커패시터의 ESR을 온라인으로 간단하게 추정할 수 있는 것을 특징으로 하는 ″PWM 전력 컨버터에서 DC 링크 커패시터의 개선된 온라인 고장 진단 시스템″
청구항 1과 청구항 2와 관련하여, 청구항 1과 청구항 2로 구성되어서 인버터 및 컨버터 등 전력변환장치의 종류에 상관없이 범용적으로 활용 가능하다는 것이 특징으로 하는 ″PWM 전력 컨버터에서 DC 링크 커패시터의 개선된 온라인 고장 진단 시스템″