KR20080054860A - 컨버터의 커패시턴스 추정 방법 - Google Patents

컨버터의 커패시턴스 추정 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 컨버터의 커패시턴스 추정 방법에 관한 것으로, 직류단 전압지령에 전원 주파수보다 낮은 주파수의 교류전압 성분을 추가하면 직류단에 교류 리플 전압이 나타나는데 이 주파수 성분을 대역통과필터를 통해 추출하고, 전원측 컨버터의 입력전력과 부하측 인버터의 출력전력의 차로부터 RLS 혹은 SVR의 오프라인 훈련을 통하여 산출된 커패시터의 순시전력을 계산하여 용량을 추정함으로써, 간단하고 정확하게 커패시턴스를 측정할 수 있도록 한다.
컨버터, 커패시턴스, SVR, RLS

Description

컨버터의 커패시턴스 추정 방법{capacitance estimating method of converters}
도 1은 일반적인 컨덴서의 구성을 나타내는 도면.
도 2는 본 발명에 따른 SVR알고리즘을 이용한 컨버터의 커패시턴스 추정 방법을 구현하는 시스템 구성을 나타내는 블록도.
도 3은 SVR 추정 알고리즘의 흐름도.
도 4는 고차원공간으로의 맵핑을 나타내는 도면
도 5는 훈련데이터를 이용한 SVR 훈련 결과를 나타내는 도면
도 6은 커패시터의 순시 전력과, 대역통과필터를 사용하여 추출한 성분을 나타내는 도면
도 7은 도 6의 파형의 고조파 스펙트럼을 나타내는 도면
도 8은 추정 커패시턴스와, 대역통과필터를 통과한 전력 및 전력의 미분값을 나타내는 도면
도 9는 부하시 교류 전압을 주입한 경우 직류단 전압제어와 d-q축의 전류 제어가 잘 이루어짐을 나타내는 도면
도 10은 본 발명에 따른 RLS알고리즘을 이용한 컨버터의 커패시턴스 추정 방법을 구현하는 시스템 구성을 나타내는 블록도.
도 11은 RLS 알고리즘을 수행하기 위하여 필요한 데이터의 측정치를 나타내는 도면
도 12는 도 11의 고조파 스펙트럼을 나타내는 도면
도 13은 RLS알고리즘이 효과적으로 커패시턴스를 추정함을 나타내는 도면.
본 발명은 컨버터의 커패시턴스 추정 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 직류단 전압지령에 전원 주파수보다 낮은 주파수의 교류전압 성분을 추가하여 전원측 입력전력과 부하측 출력전력 차로 커패시터의 순시전력을 계산하여 커패시턴스를 추정함으로써 커패시터를 시스템에서 분리하지 않고 용량을 추정하는 방법에 관한 것이다.
철강 압연 공정, 엘리베이터 구동, 무정전전원장치(UPS,Uninterruptible Power Supply) 등 많은 전력전자 시스템에서 3상 AC/DC/AC PWM(Pulse Width Modulation) 컨버터를 사용한다.
이러한 컨버터는 AC 전원과 연결된 컨버터와 부하에 연결되어 있는 인버터 사이에 버퍼역할을 하는 직류단 커패시터가 연결되어 사용되었으며, 상기한 커패시터로는 전해 커패시터가 주로 사용되었으며, 전해 커패시터는 저가격에 비해 큰 용량을 가지므로 필터나 에너지 버퍼로서 널리 사용된다.
전형적인 전해 커패시터의 구조는 도 1에 나타내는 바와 같이 표면에 유전체 산화 피막이 형성된 양극용 고순도 알루미늄 박, 음극용 알루미늄 박, 전해질, 전해지(Separator)로 구성된다.
이러한 커패시터는 리플전류에 의해 내부 등가직렬저항(Equivalent Series Resistance - ESR)에서 주울(joule) 열이 발생하는데 이로 인해 전해질이 증발하고 내부 압력 때문에 플라스틱 캔을 통해 누출하게 되며, 이에 따라 전극 작용을 하는 전해질의 표면이 감소하고 커패시턴스도 감소하므로, 높은 주위 온도에 의한 지나친 내부 발열은 커패시터의 수명을 급속히 단축시키게 된다.
한편, 상기한 전해 커패시터는 전력회로용 부품 중에서 수명이 가장 짧기 때문에 시스템 전체의 수명에 영향을 미치게 되는데, 예로써 알루미늄 전해 커패시터는 코어의 최대 허용온도에서의 수명이 1,000~10,000시간이다.
따라서, PWM 컨버터에 사용되는 전해 커패시터의 내부 동작 상태를 진단할 필요가 있으나, 외관으로는 알 수 없으므로 다수의 내부 상태 진단 방법이 공개되어 있다.
일예로서, 전해질의 감소로 인해 커패시터 무게가 감소된다는 점을 이용하는 방법이 있으나, 이는 정밀도가 떨어지고 무게를 측정하기 위해 시스템으로부터 탈착해야 한다는 불편함이 따른다.
또 다른 방법은 커패시턴스의 감소가 내부 ESR의 증가로 나타난다는 것을 이용하는 방법이 있으나, 이 방법은 커패시터를 탈착해야 할 뿐만 아니라 주파수응답을 해석하거나 고가의 RLC 미터를 필요로 한다. 이러한 단점에도 불구하고 내부 ESR의 변동을 이용하는 것이 전해커패시터의 수명을 평가하는 대표적인 방법인 것 으로 인식되고 있다.
그러나 높은 타워나 앞바다에 위치하는 풍력터빈용 AC/DC/AC PWM 컨버터에서 커패시터를 분리하는 방법은 실질적으로 적용하기가 곤란하다. 따라서 커패시터를 시스템에서 분리하지 않고 용량을 추정하는 방법이 요구된다.
본원의 출원인에 의해 컨버터에서 커패시터를 분리하지 않고 커패시턴스를 온라인으로 추정하는 방법이 제시되었으나, 이는 전원주파수보다 낮은 저주파수의 교류 전류를 컨버터 입력측에 주입하고 이로 인해 직류단에 나타나는 교류 성분의 전압과 전류 신호로부터 RLS(recursive least square)를 이용하여 용량을 추정하는 방법으로, 이 방법은 직류단단 전류의 직접적인 측정이나 추정을 필요로 한다.
그러나, 커패시터는 시스템을 구성하는 하나의 부품이므로, 상기한 커패시터의 직류단단의 전류를 측정하기 위해서는 시스템의 분리 등이 요구되므로 적용하기가 용이하지 않은 문제점이 있었다.
또한, 컨버터 입력측에 특정한 주파수의 교류전류를 주입하였는데 이는 무부하에서는 잘 동작하지만 부하시에는 전류제어가 잘 이루어지지 않아 부하시에는 적용이 곤란하였다.
상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 직류단 전압지령에 전원 주파수보다 낮은 주파수의 교류전압 성분을 추가하면 직류단에 교류 리플 전압이 나타나는데 이 주파수 성분을 대역통과필터를 통해 추출하고, 전원측 컨버터의 입력전력과 부하측 인버터의 출력전력의 차로부터 RLS 혹은 SVR의 오프라인 훈련을 통하여 산출된 커패시터의 순시전력을 계산하여 용량을 추정함으로써, 간단하고 정확하게 커패시턴스를 측정할 수 있도록 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징은 컨버터의 직류단 전압지령에 별도의 교류 전원 추가 지령 수단을 통해서 전원 주파수보다 낮은 주파수의 교류전압 성분을 추가하는 1 과정과, 전원측 입력전력 즉 컨버터의 입력전력과 부하측 출력전력 즉 인버터의 출력전력의 차를 감산기를 통하여 산출하는 2과정과, 상기한 감산기의 출력전력에서 교류 리플 전압의 주파수 성분을 대역통과필터를 통해 추출하는 3과정과, 상기한 대역통과필터를 통과한 전력과 훈련을 통해서 얻어져서 미리 설정된 정상상태 직류단 커패시터 전력과 정상상태 실측커패시턴스 용량, 라그랑제 승수 등을 이용하여 서포트벡터회귀(Support Vector Regression) 알고리즘을 이용하여 커패시터의 순시전력을 계산하여 커패시턴스를 추정하는 4과정을 포함하여 구성되어, 간단하고 정확하게 커패시턴스를 측정할 수 있도록 한다.
또한, 상기한 3과정을 수행하고, 직류단의 순시전력을 미분회로를 통해서 미분하는 5과정과, 미분된 값에서 교류 리플 전압의 주파수 성분을 대역통과필터를 통해 추출하는 6과정과, 대역통과필터를 통과한 3과정의 값과 6과정의 값을 이용하여 RLS(recursive least square)알고리즘을 사용하여 커패시턴스를 추정하는 7과정을 포함한다.
이하 본 발명의 실시예를 하기에서 첨부된 도면을 참조하여 보다 상세하게 살펴본다.
도 2는 SVR알고리즘을 이용한 컨버터의 커패시턴스 추정 시스템을 나타낸다.
본 발명에 따른 커패시턴스 추정 시스템은 크게, 컨버터(Conv)의 직류단 전압지령에 별도의 전원 주파수보다 낮은 주파수의 교류전압 성분을 추가하도록 지령하는 교류 전원 추가 지령 수단(12)과, 컨버터(Conv)의 입력측에 설치된 입력전력 검출부(20)와 인버터(Inv)의 출력측에 설치된 출력전력 검출부(30)로부터 출력되는 전력의 차를 산출하는 감산기(40), 상기한 감산기(40)의 출력전력에서 교류 리플 전압의 주파수 성분을 추출하는 대역통과필터(50), 상기한 대역통과필터(50)를 통과한 커패시터 순시전력을 입력으로 하여 훈련을 통해서 얻어진 커패시터 전력과 실측커패시턴스 용량, 라그랑제 승수 등을 이용하여 SVR 알고리즘을 이용하여 커패시턴스를 계산하는 연산부(60)를 포함하여 구성된다.
한편, 상기한 구성에서 커패시턴스 추정의 정확도는 주입하는 교류전압의 제어성능에 의해 결정되기 때문에 직류단 전압을 정밀하게 제어하여야 하며, 직류단 전압은 커패시터의 입력전력이 출력전력보다 크면 증가하고 반대로 출력전력이 크면 감소하므로, 직류단 전압제어는 직류단 커패시터의 입/출력 전력을 제어하는 방식으로 이루어지므로, 컨버터(Conv)의 스위칭소자(SW)로 제어신호를 출력하는 궤환제어부(70)에 전향보상제어부(72)를 더 구비하여 궤환제어와 함께 주입성분에 대한 전향보상제어를 동시에 수행한다.
이를 PWM 컨버터의 구성을 참고하여 보다 상세하게 살펴본다.
삼상 교류전원이 리액터(L)를 통해 스위칭소자(SW)로 입력되고, 스위칭소자(SW)는 전압 및 전류 제어부(74)(76)의 출력신호를 이용하여 공간벡터 펄스폭변조(SVPWM)구동부(78)에서 출력되는 구동신호에 따라 온/오프되어 교류전원을 직류전원으로 변환하며, 직류단(C)의 직류전원은 부하(I.M)를 구동하기 위한 인버터(Inv)의 전원으로 사용된다.
그리고, 상기한 교류 전원 추가 지령 수단(12)은 전원 주파수보다 낮은 주파수의 교류전압지령을 출력하고, 교류 전원 추가 지령 수단(12)으로부터 출력되는 교류 전압지령과 직류단의 전압지령(Vdc0 *)을 제 1전압 가산기(82)에서 감산하여 출력하고, 제 1전압 가산기(82)의 출력전압지령(Vdc *)과 직류단(C)의 센서에서 측정된 측정값(Vdc)을 제 2 전압 감산기(84)에서 감산하여 전압 제어부(74)로 출력한다.
전압제어부(74)에서는 제 2 전압 감산기(84)로부터 출력되는 신호에 따라 전류지령(iqe,fb *)을 출력하고, 전압제어부(74)로부터 출력되는 전류지령(iqe , fb *)과 전향보상제어부(72)에서 출력되는 전류지령(iqe , ff *)을 가산기(79)에서 가산한다.
상기한 가산기(79)에서 출력된 전류지령(iqe)과 역률제어를 위한 전류지령(ide=0)을 이용하여 전류제어부(76)는 해당하는 전압을 출력하고, 상기한 전류제어부(76)에서 출력된 전압지령을 이용하여 SVPWM 구동부(78)에서는 스위칭소자(SW) 를 구동하기 위한 PWM구동신호 즉 스위칭신호를 출력한다.
한편, 상기한 입력전력 측정부(20)는 리액터(L)의 전단에 설치되는 입력전압센서와 리액터(L)의 후단에 설치되는 입력 전류 센서로로부터 측정된 값을 이용하여 입력전력을 연산하는 부분이며, 출력전력 측정부는 인버터(Inv)의 전압 지령값과 인버터(Inv)와 부하(I.M)사이에 설치되는 출력 전류 센서로부터 측정된 값을 이용하여 출력전력을 연산하는 부분으로, 도시는 생략한다.
상기한 입/출력전력 측정부(20)(30)를 통해서 계산된 입력전력(Pin)과 출력 전력(Pout)은 전력 감산기(40)에서 감산된 후 대역통과필터(50)를 통과하면서 주입된 특정 주파수가 분리되고, 이와 같이 특정주파수가 분리된 순시전력신호는 연산부(60)로 주입되어 SVR 알고리즘을 통해서 커패시턴스가 구해진다.
상기한 바와 같이 구성된 커패시턴스 추정 시스템의 동작을 살펴본다.
3상 AC/DC/AC PWM 컨버터의 직류단 전압은 스위칭 주파수와 관련된 고조파 리플을 제외하면 일정한 값을 가지므로, 시스템 파라미터 추정의 목적을 위해서 일정한 직류 값의 신호로부터 시스템의 정보를 추출하는 것은 어렵다. 따라서 특정한 신호로 시스템을 여기(excitation)할 필요가 있는데, 본 발명에서는 별도의 교류 전원 추가 지령 수단(12)을 통해서 저주파의 교류전압 성분을 직류단 전압지령에 주입하여 이 신호를 추정에 이용하며, 주입되는 신호는 수학식 1과 같다.
Figure 112006092469718-PAT00001
상기 수학식 1에서 Vac=10V, ωin=2π30[rad/sec]로서, 주입되는 전압의 크기가 너무 크면 직류단 전압이 크게 흔들리게 되고 너무 작으면 추출되는 신호가 작으므로 10[V] 정도로 선정하는 것이 적당하고, 주파수가 너무 높으면 주입전압에 대응되는 전류성분이 커지고 직류단 전압제어부(74)의 대역폭이 커져야 하는 문제가 생기며 너무 낮으면 신호의 변화가 미약하므로 주입전압의 주파수는 30[Hz] 정도가 적당하다.
커패시턴스 추정의 정확도는 주입하는 교류전압의 제어성능에 의해 결정되기 때문에 직류단 전압을 정밀하게 제어하여야 하고, 직류단 전압은 커패시터의 입력전력이 출력전력보다 크면 증가하고 반대로 출력전력이 크면 감소하므로, 직류단 전압제어는 직류단 커패시터의 입/출력 전력을 제어하는 방식으로 이루어지며 제어성능을 높이기 위해서 궤환제어와 더불어 수학식 2에 따라 주입 성분에 대한 전향 보상제어를 하여야 한다. 이때 유효전력과 무효전력을 분리하여 제어하므로 전원전압을 기준으로 하는 회전좌표계 상에서 전류를 제어한다.
Figure 112006092469718-PAT00002
상기한 수학식 2에서 ie * q_ff는 전향보상에 필요한 q-축 전류 지령을 나타내 고, E는 컨버터 q입력전압, C는 직류단의 커패시턴스, Vdc는 직류단 전압, pout은 부하측 인버터의 출력전력이다.
상기한 구성에서 컨버터 q-축 전류는 직류 전압제어부(74)의 출력이므로 직류단에 주입한 전압 때문에 부하전류에 해당하는 직류값에 교류 리플 성분을 포함하게 된다. 직류단 커패시터(C)에서 순시전력은 전원측 컨버터(Conv)의 입력전력과 부하측 인버터(Inv)의 출력전력의 차로 계산되고, 직류단 전압의 교류성분과 커패시터 전력의 맥동 성분은 각각 대역통과필터(50)를 이용하여 추출할 수 있다.
상기에서 SVR은 사용 가능한 데이터 혹은 훈련 데이터로부터 시스템의 입력과 출력 사이의 미지의 맵핑을 찾아내는 추정 알고리즘이다.
커패시턴스 추정에 SVR을 적용하기 위해서 먼저 입력과 출력에 대한 훈련 데이터와 커넬 함수를 정해야 한다. 본 발명에서 SVR의 입력은 대역통과필터(50)를 통과한 커패시터 순시전력 BPF(pin-pout)이고, 출력은 커패시턴스 추정 값이 된다.
그리고 Polynomial function과, RBF(Radial base function), Sigmoid function 중에서 가장 널리 사용되고 있는 RBF를 커넬 함수로 선택하고 입출력 데이터의 훈련을 통해 입출력 관계를 찾아낸다.
도 3은 SVR 추정 알고리즘의 흐름도를 나타낸다.
상기한 SVR 추정 알고리즘에 따라 우선, 충분한 개수의 훈련 데이터인 xi(정상상태의 해당 커패시터전력), yi(정상상태의 실측 커패시턴스)와 상수인 r 및 ε을 정한다.
그리고, 훈련 데이터를 위한 커넬 함수를 수학식3을 통해서 계산하고, 수학식 4를 통해서 라그랑제 승수 ai와 ai *를 구하고, 수학식 5를 통해서 바이어스 b를 구한다.
Figure 112006092469718-PAT00003
상기에서 σ는 200을 사용한다.
Figure 112006092469718-PAT00004
Figure 112006092469718-PAT00005
한편, 상기한 라그랑제 승수를 구하는 과정에서 제한조건은 수학식 6과 같다.
Figure 112006092469718-PAT00006
한편 상기한 수학식 4가 2차 함수이므로 2차식 최적화(quadratic optimization) 기법을 이용하여 최소화 문제를 풀 수 있는데, 이는 Matlab에서 Karush-Kuhn-Tucker 조건을 이용하여 수학식 7,8을 이용하여 구할 수 있으며, 수학식 4는 n개의 훈련데이터에 대한 2개의 루프로써 풀릴 수 있는데 외부루프에서 라그랑제 승수는 (ai-ai *)이고 내부루프에서는 (aj-aj *)이다. ai는 고차원공간으로의 맵핑을 나타내는 도 4에서 튜브의 위쪽 경계의 지원벡터(a1`,a2`,a3`)에 대한 승수이고, ai *는 아래쪽 지원벡터(a4`,a4`,a6`)에 대한 승수이다.
Figure 112006092469718-PAT00007
Figure 112006092469718-PAT00008
그리고, 라그랑제 승수가 구해지면 바이어스 b는 커넬함수를 이용하여 수학식 5를 통해서 계산된다.
이후 수학식 8을 통하여 입력 BPF[Pin-Pout]에 대해 출력인 추정 커패시턴스 를 계산한다.
한편, 라그랑제 승수(ai-ai *)의 0이 아닌 값만이 회귀선(regression line)을 예측하는데 유용하며, 파라미터 r와 ε은 사전지식이나 사용자의 경험에 의해 결정 되는데 본 알고리즘의 경우 RBF 커넬 함수에 r= 400, ε=0.0001로 선정하였다.
표 1은 커패시턴스 추정을 위한 훈련데이터이다.
Figure 112006092469718-PAT00009
한편, 도 5는 이 훈련데이터를 이용한 SVR 훈련 결과를 보인다. 도 5에서 굵은 실선은 학습모델, D는 사용되지 않은 훈련 데이터, B,C,E는 지원벡터이다. 모든 데이터는 점선으로 정해지는 영역 내부에 놓이고 라그랑제 승수의 계산 후에 수학식 9를 이용하여 w를 결정하며, b는 수학식 4로부터 구하고, n은 훈련데이터의 개수로 표 1에서 5가 되며 RBF의 σ는 200을 사용한다.
Figure 112006092469718-PAT00010
상기한 SVR을 이용한 커패시턴스 추정 알고리즘의 타당성을 검증하기 위해 표 2의 시스템 사양을 사용하고, 직류단 평균전압을 340[V], 주입된 교류전압은 10sin(2Π·30t)[V]를 사용하여 측정을 하였다.
Figure 112006092469718-PAT00011
도 6의 (a)는 커패시터의 순시 전력이고 (b)는 30[Hz] 절점주파수의 대역통과필터를 사용하여 추출한 성분이며, 도 7은 도 6의 파형의 고조파 스펙트럼을 나타내는데, 필터링 전(a)에는 고조파 성분이 포함되어 있으나 후(b)에는 30[Hz]의 기본파 성분만 보인다.
도 8은 커패시턴스의 갑작스런 변화에도 추정 알고리즘이 효과적으로 동작하고 있음을 나타내는 것으로, 도 8의 (a)는 추정 커패시턴스, (b)는 BPF(Pin-Pout), (c)는 BPF[0.5dv2 dc/dt]를 나타낸다. 여기에 사용된 대역통과필터의 절점주파수는 30[Hz]이다.
초기에 두 개의 커패시터(공칭 값 1950[㎌] - 실제로는 3900[㎌] 커패시터 두 개를 직렬로 연결, 500[㎌])가 병렬로 연결되어 있다가 갑자기 500[㎌]를 분리하였을 때의 추정 과정을 나타낸다.
커패시터의 실제 측정값은 각각 1928[㎌]과 466[㎌]이다. 분리 전의 추정 커패시턴스 값은 2397[㎌]이며 이는 +0.125[%]의 추정오차이다. 466[㎌]의 커패시터를 분리할 때 1928[㎌] 커패시터의 추정 값은 1925[㎌]으로 추정오차가 -0.156[%]이다. 표 3은 이를 정리하여 보인 것이다.
Figure 112006092469718-PAT00012
도 9는 부하시에도 교류 전압을 주입한 경우, 직류단 전압제어와 d-q축의 전류 제어가 잘 이루어짐을 보인다.
따라서 직류단 전압주입을 이용한 SVR 알고리즘은 무부하시 뿐만 아니라 부하시에도 적용할 수 있음을 확인할 수 있다.
그리고, RLS 알고리즘을 이용한 커패시턴스 추정 시스템 및 방법을 하기에서 살펴본다.
도 10은 RLS 알고리즘을 이용한 커패시턴스 추정 시스템을 나타내는 블록도이다.
상기한 RLS 알고리즘을 이용한 커패시턴스 추정 시스템은 교류 전원 추가 지령 수단(12)과, 궤환제어부(70)를 포함한 PWM 컨버터의 구성은 SVR알고리즘을 사용하는 것과 동일하고, 직류단의 출력전력을 미분하는 미분회로(92)와, 상기한 미분회로(92)의 출력전력에서 교류 리플 전압의 주파수 성분을 제거하는 제2 대역통과필터(94)와, 입력전력과 출력전력의 감산신호에서 교류 리플 전압의 주파수 성분을 제거하는 대역통과필터(50) 및, 상기한 복수개의 대역통과필터(50)(94)로부터 출력되는 신호를 이용하여 RLS알고리즘을 사용하여 커패시턴스를 추정하는 연산부(96)로 구성된다.
상기한 RLS 알고리즘은 수학식 10에 나타낸다.
Figure 112006092469718-PAT00013
r[n]은 훈련에 의한 조정 이익으로서 일정한 상수 이득인(9.5*10-13)이고, 커패시턴스의 초기값인
Figure 112006092469718-PAT00014
은 공칭커패시턴스 용량 혹은 최종 커패시턴스 추정값으로부터 선택되어진다.
상기에서 3상 교류 전원은 220[V], 60[Hz] 교류전원이고, 입력 인덕턴스와 래지스턴스는 3.5[MmH], 0.5[Ω]이다. 직류단 커패시터는 1950[㎌]이고, IGBT의 스위칭주파수는 5[kHz]이고, 직류단 전압은 340[V]이다. PWM 컨버터는 단위전력소자로 작용하고, d-축 전류는 0으로 조절된다.
한편, 도 11은 RLS 알고리즘을 수행하기 위하여 필요한 데이터의 측정치를 나타내고, 도 12는 도 11의 고조파 스펙트럼을 나타내며, 도 13은 RLS알고리즘이 효과적으로 커패시턴스를 추정함을 나타내는 도면으로, SVR알고리즘과 설명은 동일 하므로 생략한다.
본 발명에서는 3상 AC/DC/AC PWM 컨버터에서 직류단 전해 커패시터의 커패시턴스를 SVR 혹은 RLS 알고리즘을 이용하여 계산함으로서, 직류단 전류를 측정하거나 추정하지 않아도 되므로 전류 측정이나 추정에 기인한 커패시턴스의 추정오차를 줄일 수 있다는 장점이 있다.
그리고 컨버터의 입력측의 전류주입 대신 직류단에 교류전압 성분을 주입을 사용함으로써 무부하시 뿐만 아니라 부하시에도 안정적인 추정이 가능하다.
또한 본 발명은 하드웨어를 추가하지 않고 소프트웨어만으로 커패시턴스 추정이 가능하며, 실험 결과 추정 오차가 0.16[%] 이하로 추정 정확도가 매우 높다.
따라서, 본 발명을 이용하여 AC/DC/AC PWM 컨버터 시스템에서 직류단 커패시턴스를 주기적으로 추정함으로써 전해커패시터의 열화 정도를 용이하게 진단하여 교체 시기를 정확하게 예측할 수 있다.

Claims (4)

  1. 삼상 교류전원이 리액터를 통해 스위칭소자로 입력되고, 스위칭소자는 직류단 신호를 이용한 궤환 제어부의 출력신호에 따라 온/오프되어 교류전원을 직류전원으로 변환하며, 직류단의 직류전원은 부하를 구동하기 위한 인버터의 전원으로 사용되는 스위칭소자 컨버터의 커패시턴스 추정 방법에 있어서,
    컨버터의 직류단 전압지령에 별도의 교류 전원 추가 지령 수단을 통해서 전원 주파수보다 낮은 주파수의 교류전압 성분을 추가하는 1 과정과,
    전원측 입력전력 즉 컨버터의 입력전력과 부하측 출력전력 즉 인버터의 출력전력의 차를 감산기를 통하여 산출하는 2과정과,
    상기한 감산기의 출력전력에서 교류 리플 전압의 주파수 성분을 대역통과필터를 통해 추출하는 3과정과,
    상기한 대역통과필터를 통과한 전력과 훈련을 통해서 얻어져서 미리 설정된 정상상태 직류단 커패시터 전력과 정상상태 실측커패시턴스 용량, 라그랑제 승수(ai ,ai *), 커넬함수를 이용하여 수학식
    Figure 112006092469718-PAT00015
    에 따른 서포트벡터회귀(Support Vector Regression) 알고리즘을 이용하여 커패시터의 순시전력을 계산하여 커패시턴스를 추정하는 4과정을 포함하여 구성되며, b는 상수인 것을 특징으로 하는 컨버터의 커패시턴스 추정 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 커넬함수는 RBF함수를 사용하는 것을 특징으로 하는 컨버터의 커패시턴스 추정 방법.
  3. 삼상 교류전원이 리액터를 통해 스위칭소자로 입력되고, 스위칭소자는 직류단 신호를 이용한 궤환 제어부의 출력신호에 따라 온/오프되어 교류전원을 직류전원으로 변환하며, 직류단의 직류전원은 부하를 구동하기 위한 인버터의 전원으로 사용되는 스위칭소자 컨버터의 커패시턴스 추정 방법에 있어서,
    컨버터의 직류단 전압지령에 별도의 교류 전원 추가 지령 수단을 통해서 전원 주파수보다 낮은 주파수의 교류전압 성분을 추가하는 1 과정과,
    전원측 입력전력 즉 컨버터의 입력전력과 부하측 출력전력 즉 인버터의 출력전력의 차를 감산기를 통하여 산출하는 2과정과,
    상기한 감산기의 출력전력에서 교류 리플 전압의 주파수 성분을 대역통과필터를 통해 추출하는 3과정과,
    상기한 3과정을 수행하고, 직류단의 순시전력을 미분회로를 통해서 미분하는 4과정과,
    미분된 값에서 교류 리플 전압의 주파수 성분을 대역통과필터를 통해 추출하는 5과정과,
    대역통과필터를 통과한 3과정의 값과 5과정의 값을 이용하여 RLS(recursive least square)알고리즘을 사용하여 커패시턴스를 추정하는 7과정을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 컨버터의 커패시턴스 추정방법.
  4. 청구항 1 또는 3의 어느 하나의 항에 있어서, 컨버터의 스위칭소자의 제어신호는 궤환제어부에 의한 궤환제어와 함께 수학식
    Figure 112006092469718-PAT00016
    에 따른 전향보상제어가 동시에 이루어지는 것을 특징으로 하며, 상기에서 ie * q_ ff는 전향보상에 필요한 q-축 전류 지령을 나타내고, E는 컨버터 q입력전압, C는 직류단의 커패시턴스, Vdc는 직류단 전압, pout은 부하측 인버터의 출력전력인 컨버터의 커패시턴스 추정방법.
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