KR20110073428A - 초고속 저전력 광검출기를 위한 동적 임피던스 수신기 회로 - Google Patents

초고속 저전력 광검출기를 위한 동적 임피던스 수신기 회로 Download PDF

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KR20110073428A
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데이비드 에이. 파탈
치안판 수
마르코 피오렌티노
레이몬드 지. 보솔레일
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휴렛-팩커드 디벨롭먼트 컴퍼니, 엘.피.
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Abstract

광 신호를 수신하고 상기 광 신호를 전류로 변환하기 위한 광검출기; 및 상기 광검출기에 연결된 동적 임피던스 회로를 포함하는, 광검출기 수신기 회로; 여기서 상기 동적 임피던스 회로는 충전 단계 동안의 제1 임피던스 및 방전 단계 동안의 제2 임피던스를 갖도록 구성되고, 상기 제1 임피던스는 상기 제2 임피던스보다 느린 감쇠 시간을 포함한다.

Description

초고속 저전력 광검출기를 위한 동적 임피던스 수신기 회로{DYNAMIC IMPEDANCE RECEIVER CIRCUIT FOR ULTRAFAST LOW-POWER PHOTODETECTOR}
광 통신 시스템들은 매체(medium)에서 전파하는 광을 통하여 2개의 지점들 사이에 데이터를 전송할 수 있다. 매체는 광섬유 라인들(fiber optic lines) 또는 칩내(intra-chip) 또는 칩간(chip-to-chip) 광 링크들에서 사용되는 것과 같은 도파로일 수 있다. 매체는, 도파로의 사용 없이 한 지점에서 다른 지점으로 광을 통하여 데이터를 전송하는, 자유 공간 광 통신 시스템들에서와 같은, 자유 공간일 수 있다. 광 통신 시스템들은 고속 데이터 전송 애플리케이션들에서 점점 더 많이 사용되고 있다. 그 시스템들 중 일부는 광섬유 그라운드 라인들(fiber optic ground lines)과 같은 광범위한 인프라스트럭처(extensive infrastructure)를 요구하는 반면, 다른 시스템들은 온칩 링크들(on-chip links) 또는 자유 공간 시스템들과 같은, 제조된 칩들 또는 최소의 회로를 요구한다. 특정한 애플리케이션은 데이터 전송을 위해 어느 광 링크가 이용되는지를 지시할 수 있다.
광 통신 시스템들은 전송기 회로를 이용하여 신호 소스로부터의 신호를 광 신호로 변환하고 그것을 매체를 통하여 수신기 회로에 송신한다. 그러한 시스템들은 다른 파장들보다 적은 감쇠(attenuation) 및 분산(dispersion)으로 매체를 통하여 전송되는 적외선 파장들의 능력 때문에 적외선 광을 사용할 수 있지만, 이론적으로는 광이 전파하는 매체에 적합한 임의의 파장이라도 사용될 수 있다.
첨부 도면들은 여기에 설명된 원리들의 다양한 실시예들을 도시하고, 본 명세서의 일부이다. 도시된 실시예들은 단지 예시들이고 청구항들의 범위를 제한하지 않는다.
도 1은 여기에 설명된 원리들의 실시예에 따른, 광 통신 링크의 블록도이다.
도 2는 여기에 설명된 원리들의 실시예에 따른, 광 수신기 회로의 개략도이다.
도 3은 여기에 설명된 원리들의 실시예에 따른, 광 입력에 대한 광 수신기 회로의 응답의 그래프이다.
도 4는 여기에 설명된 원리들의 실시예에 따른, 광 수신기 회로의 개략도이다.
도 5는 여기에 설명된 원리들의 실시예에 따른, 광 신호 내의 다수의 펄스들의 그래프이다.
도 6은 여기에 설명된 원리들의 실시예에 따른, 광 입력에 대한 광 수신기 회로의 응답의 그래프이다.
도면들의 전체에 걸쳐서, 동일한 참조 번호들은 유사한, 그러나 반드시 동일하지는 않은, 엘리먼트들을 나타낸다.
본 명세서는 광 전송 시스템들에 관한 것으로, 특히 높은 비트 레이트(high bit rates)로 광 전송들을 수신할 수 있으면서 전력 소비를 최소화하기 위한 광 수신기 회로에 관한 것이다. 다양한 실시예들에서, 이 수신기 회로는 광 신호를 수신하기 위한 광검출기, 및 상기 수신기 회로의 충전 또는 방전 단계에 기초하여 회로의 입력 임피던스 값이 변화하도록 동적 임피던스를 포함한다.
본 명세서 및 첨부된 청구항들에서 사용될 때, 용어 "광 통신 링크"(광 링크)는 2개의 지점들 사이에, 일반적으로 송신기 또는 드라이버 회로(드라이버)와 수신기 회로(수신기)의 사이에, 데이터를 전송하기 위해 매체에서 전파하는 광을 이용하는 통신의 시스템을 가리킨다. 그러한 시스템들은 특정한 애플리케이션에서 사용되는 광 링크에 따라서 긴 또는 짧은 거리에 걸쳐서 데이터를 전송할 수 있다. 예를 들면, 자유 공간 광 통신 시스템들에서, 그 거리 및 접속 속도는 대기 상황(atmospheric conditions)에 따라서 변할 수 있다. 눈, 비, 안개, 공해, 또는 그외의 상황들은 광 신호를 가로막거나 또는 광 신호 내의 광자들의 추가적인 산란을 일으켜, 전송 비트 레이트를 감소시킬 수 있다. 일부의 광 링크들에서, 드라이버와 수신기 사이의 긴 거리는 다량의 산란을 초래할 수 있고 이에 따라 수신기에 도달하는 광자들의 수가 크게 감쇠되고 사용 가능한 신호를 생성하기 위해 증폭을 필요로 한다. 또한, 신호 대 잡음비가 너무 낮아서 실제 신호와, 다양한 회로 컴포넌트들 또는 대기 상황을 통해 시스템에 도입될 수 있는 잡음을 구별하지 못할 수 있다.
특정한 애플리케이션에서, 광 통신 시스템은 드라이버로부터 수신기로 데이터를 전송하기 위해 적외선 광을 이용할 수 있다. 다른 애플리케이션에서, 광 통신 링크는 드라이버로부터 수신기로 데이터를 전송하기 위해 적색 레이저 또는 발광 다이오드와 같은 가시 광을 이용할 수 있다. 광 통신 링크는 전송 경로의 양쪽 단부들에서 드라이버와 수신기 모두를 포함할 수 있고, 이에 따라 광 통신 링크는 양쪽 단부들에서 통신(송신 및 수신)할 수 있다.
본 명세서 및 첨부된 청구항들에서 사용될 때, 용어 "드라이버"는 신호 소스에 접속된 컴포넌트로서, 필요한 경우, 신호 소스로부터의 신호를 광 신호로 변환하고, 그 광 신호를 광 채널을 통하여 원거리에 걸쳐서(over a distance) 전송할 수 있는 컴포넌트를 가리킨다. 용어 "수신기"는 드라이버로부터 광 신호를 수신하고 그 광 신호를, 수신기의 출력에 접속된 다른 컴포넌트들 또는 회로에 의해 사용가능한, 다른 신호, 일반적으로 전기 신호로 변환할 수 있는 컴포넌트를 가리킨다.
본 명세서 및 첨부된 청구항들에서 사용될 때, 용어 "광검출기"는 광 신호로부터의 광자 에너지를 전기 에너지로 변환할 수 있는 감광성 컴포넌트(light-sensitive component)를 가리킨다. 광검출기들은 광검출기에 의해 수신된 광 신호의 강도에 의존하는 전류원의 역할을 한다. 광 링크들에서 사용되는 통상의 광검출기들은 포토다이오드들을 포함한다. 포토다이오드들은 PN 또는 PIN 접합 중 어느 하나를 이용하여 생성될 수 있다. PN 접합은 n 타입 반도체 영역에 인접한 p 타입 반도체 영역을 갖는다. PIN 접합은 p 타입 영역과 n 타입 영역 사이에 진성 반도체(intrinsic semiconductor) 영역을 포함하는 접합이다. p 타입 및 n 타입 영역들은 옴 접촉(ohmic contacts)을 위해 사용될 수 있다. 광검출기는 접합으로 인한 연관 캐패시턴스를 가지며, 수신된 광 신호로부터 특정한 양의 전하를 축적할 수 있도록 설계된다.
다음의 설명에서는, 설명의 목적으로, 본 시스템들 및 방법들에 대한 철저한 이해를 제공하기 위하여 다수의 특정한 세부사항들이 제시된다. 그러나, 당업자에게는, 본 장치, 시스템들 및 방법들은 이러한 특정한 세부사항들 없이 실시될 수 있다는 것이 명백할 것이다. 본 명세서에서 "실시예", "예" 또는 유사한 표현의 언급은, 그 실시예에 관련하여 설명된 특정한 특징, 구조, 또는 특성이 적어도 그 하나의 실시예에 포함되지만, 반드시 다른 실시예들에 포함되는 것은 아니라는 것을 의미한다. 본 명세서의 다양한 부분들에서 구문(phrase) "하나의 실시예에서" 또는 유사한 구문들의 다양한 예시들은 반드시 모두가 동일한 실시예를 참조하는 것은 아니다.
도 1은 광 링크(100)의 블록도이다. 이 시스템(100)은 광 전송 채널(125)의 제1 단부(110)에 드라이버(105)를 포함하고 제2 단부(120)에 수신기(115)를 포함한다. 전송 채널(125)은 자유 공간 광 신호, 도파로 또는 광섬유를 포함할 수 있다. 드라이버(105)는 전송을 위한 신호를 생성하는 신호 소스(130)에 접속된다. 신호 소스는 전기 소스일 수 있고, 그 경우 드라이버(105)는 전기 신호를 광 신호로 변환하는 능력을 갖는다. 전기 신호는 드라이버(105)에 의해 처리될 때 전류에 의하여 표현될 수 있다. 드라이버(105) 자체는 전압으로 표현된 신호를 전류로 표현된 신호로 변환할 수 있다.
신호 소스(130)는 광 링크(100)의 제2 단부(120)로 전송하기 위한 데이터 신호를 생성할 수 있고, 이에 따라 그 데이터는 제2 단부(120)에서 처리될 수 있다. 전송된 데이터는, 높은 전송 보안을 필요로 하는 파일 전송, 스트리밍 데이터, 또는 데이터 전송을 포함하는, 전류에 의해 표현될 수 있는 임의의 유형의 데이터일 수 있다.
일부의 광 링크들에서, 적외선 레이저 다이오드는 전류에 의해 구동될 수 있지만, 다른 발광 디바이스들이 사용될 수도 있다. 전류가 레이저 다이오드에 흐를 때, 레이저 다이오드는 레이저 다이오드에 흐르는 전류 값에 일반적으로 비례하는 광 신호를 생성한다. 예를 들면, 레이저 다이오드를 통하여 흐르는 전류의 양이 클수록 더 높은 강도를 갖는 광 신호가 생성된다. 드라이버(105)는 보다 나은 신호 대 잡음비를 위한 고강도 광 출력을 생성하도록 최적화될 수 있다. 고강도 광 신호들은 보다 낮은 강도를 갖는 광 출력들보다 더 낮은 데이터 비트 레이트 손실로 더 멀리 전송될 수 있는데, 그 이유는 고강도 광 신호들은 그 신호가 제2 단부(120)의 수신기에 도달할 때 신호 빔의 중심에 보다 고농도의 광자들을 가질 것 같기 때문이다. 전송 채널(125)의 최소량의 산란이 일어나도록 전송 채널(125)의 출력을 좁히기 위해(narrow) 그리고 수신된 신호를 광검출기에 집속시키기 위해, 양쪽 단부들(110, 120)에서 렌즈 또는 다른 수단이 사용될 수 있다.
수신기(115)는 드라이버(105)와 정렬되고 이에 따라 수신기(115)는 광 전송 채널(125)로부터 최대수의 광자들을 수신한다. 다음으로, 수신기(115)는 전송 채널(125)을 전기 신호로 변환한다. 수신기(115)는 또한 수신된 데이터가 처리되고 사용될 수 있도록 추가 회로(135)에 접속된다. 추가 회로는 데이터 저장소; 디스플레이, 스피커, 또는 프린터와 같은 출력 매체; 프로세서; 로직; 및/또는 전송된 데이터를 이용하기 위한 다른 회로를 포함할 수 있다.
도 2는 본 명세서에 설명된 원리들에 따라 사용될 수신기(115)의 단순한 회로도이다. 수신기(115)는, 여기에서 전류원(205) 및 캐패시터(210)로 표현된, 광검출기(200)를 포함한다. 광검출기(200)는 광 신호의 광자들에 노출되고, 다음으로 광검출기는 그 광 신호를 전류로 변환한다. 광검출기(200)는 또한, 광검출기에 부착된 임의의 전기 리드들(electrical leads)의 접촉 저항에 추가하여, 광검출기의 사이즈 및 형상과 연관된 고유의 캐패시턴스를 갖는다. 광검출기(200)는 개별 컴포넌트(discrete component)일 수 있고 또는 그것은, 다른 회로에 추가하여, 수신기(115)의 다른 컴포넌트들과 함께 웨이퍼 상에 제조된 통합된 광검출기일 수 있다.
수신기에서 수신된 광 전송 채널들은, 드라이버와 수신기 사이의 광의 산란 및 드라이버와 수신기 사이의 거리 때문에, 일반적으로 크게 감쇠되어 있다. 종래 기술의 몇몇 해법들은 입력 신호를 바람직한 전압/전류 값들로 증폭하기 위해 사용되는 트랜스임피던스 증폭기들(transimpedance amplifiers)을 포함한다. 그러나, 이러한 수신기들은, 일반적으로 광검출기 양단에 큰 전압 축적(large voltage buildup)을 허용하는 것과 검출기 캐패시턴스의 빠른 방전 사이의 트레이드오프(trade-off), 또는 작은 신호들을 증폭하기 위한 추가 전력 중 어느 하나를 필요로 한다. 고속 수신기들은 고속 광 애플리케이션들에 필수적이지만, 그 속도는 검출기 캐패시턴스의 방전 속도에 의존한다. 종래 기술의 다수의 수신기들은 종종 작고 고정된 입력 임피던스를 가지고 있어 후속의 처리를 위해 증폭이 필요하다. 예를 들면, 수신기 입력 임피던스에 대한 전형적인 저항은 50 옴이다. 50 옴 저항기를 통하여 흐르는 매우 작은 전류는 매우 작은 전압 값을 생성하고, 후속 스테이지들에서 정확히 처리하기가 어렵다. 이 문제를 해결하기 위하여, 종래 기술의 다수의 전통적인 해법들은, 회로의 후속 스테이지들에 의해 신호가 적절하고 정확하게 이용될 수 있도록, 신호가 수신된 후에 몇몇의 증폭 스테이지들을 포함한다.
수신기의 작은 입력 임피던스의 이점은 저항 및 캐패시턴스에 의해 야기된 지연 시간 상수(delay time constant)가 광검출기 내의 캐패시턴스들이 광 신호로부터 펄스를 수신한 후에 빠르게 방전되는 것을 허용한다는 것이다. 따라서, 수신기가 충전 단계에 있을 때의 높은 입력 저항과 수신기가 방전 단계에 있을 때의 낮은 입력 저항 사이에 스위칭하는 동적인 저항을 갖는 것이 유리하다. 본 실시예의 수신기는 동작 중에 저항을 변화시킬 수 있는 동적 임피던스 회로(215)를 갖는다.
충전 단계 동안의 높은 입력 저항은 보다 낮은 입력 저항보다 광검출기에 의해 생성된 전류에 대하여 보다 높은 전압 값을 생성하고, 이것은 추가의 증폭 스테이지들에 대한 필요를 감소시킬 수 있다. 방전 단계 동안의 낮은 입력 임피던스는, 위에서 논한 바와 같이, 광검출기가 축적된 용량성 에너지(capacitive energy)를 빠르게 방전되는 것을 허용한다. 수신기의 속도는 광검출기 캐패시턴스가 펄스를 수신한 후에 방전할 수 있는 속도에 크게 의존한다.
도 3은 광 신호에 대한 광검출기 응답의 그래프(300)를 도시한다. 광검출기는, 임의의 광 신호가 수신기에 전송되기 전에, 처음에 제로 값에서 시작할 수 있다. 다수의 펄스들을 갖는 광 전송 채널이 드라이버로부터 수신기로 전송되는 경우, 각각의 펄스가 광검출기에 의해 수신될 때 광검출기 전압은 그에 따라서 상승 및 하강하고, 광검출기 캐패시턴스로부터 에너지가 방전된다. 회로 내의 컴포넌트들 및 그것들의 각각의 특성에 기초하여, 수신기의 히스테리시스(hysteresis)는, 특정한 애플리케이션의 특정한 요구에 부응하도록 설계될 수 있다.
도시된 예시적인 그래프(300)에서, 광 신호 내의 제1 펄스(305)가 수신된다. 제1 펄스(305)가 수신될 때, 광검출기는 충전 단계(310)에 있다. 일단 광검출기 전압 레벨이 제1 소정 전압(315), Vup에 도달하면, 수신기는 방전 단계(320)로 스위칭하고, 동적 임피던스 값은 검출기 캐패시턴스 내의 전하가 빠른 감쇠 시간 상수로 인해 빠르게 방전하게 하기 위하여 제1의 낮은 임피던스 값으로 변화한다. 감쇠 시간 상수는 수신기의 임피던스를 수신기의 캐패시턴스와 곱하는 것에 의해 산출된다. 광검출기 캐패시턴스는 그 전압이 제2 소정 전압(325), Vdown에 도달할 때까지 계속해서 빠르게 방전되고, 제2 소정 전압(325)에 도달한 시점에 수신기는 충전 단계(310)로 다시 스위칭하고 동적 임피던스 값은 제2의 높은 임피던스 값으로 변화한다. 높은 임피던스 값은 수신기의 감쇠 시간 상수를 증가시키고 이에 따라 광검출기는 방전 단계 동안보다 더 느린 속도로 용량성 에너지를 방전한다. 높은 인피던스 값에 의해 야기된 감쇠 시간 상수는 또한 광 입력의 그것과 비교하여 느리다. 충전 단계(310)에서, 펄스가 실제로 전송되든지 전송되지 않든지 간에, 수신기의 입력 임피던스는 수신기가 펄스를 수신하기 위해 기다릴 때 여전히 높을 수 있다.
광 신호 내의 제2 펄스(330)가 수신될 때, 광검출기의 전압 값은, 제1 및 제2 펄스들(305, 330) 사이에 경과하는 시간의 양에 따라서, 높은 임피던스 값에 의해 야기된 느린 감쇠 시간으로 인해 여전히 제2 소정 전압(325)에 있거나 거의 제2 소정 전압(325)에 있을 수 있다. 수신기는 제1 펄스에 대해서와 같이 제2 펄스(330)에 대해 유사하게 반응한다. 펄스(330)는 광검출기에 의해 수신되고 전압이 Vup(315)까지 또는 그보다 위로 상승할 때, 입력 저항은 높은 저항값으로부터 낮은 저항값으로 변화되어, 광검출기 캐패시턴스에 축적된 펄스로부터의 에너지가 빠르게 방전되게 한다.
도 4는 수신기(115)의 특정한 실시예에 대한 회로도를 도시한다. 수신기(115)는 광 신호를 수신하기 위한 광검출기(200)를 포함한다. 광검출기(200)는 본 실시예에서 도시된 것과 같은 포토다이오드일 수 있다. 수신기(115)는 또한, 제1 및 제2 트랜지스터들(400, 405)을 갖는, 동적 임피던스 회로(215)를 포함한다. 트랜지스터들(400, 405)은 n 채널 MOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistor)들일 수 있다. 광검출기(200)는 제1 트랜지스터(400)의 게이트(410)에 접속되고 제2 트랜지스터(405)의 드레인(415)에 접속된다. 제2 트랜지스터(405)의 소스(420)는 기준점(425), 즉, 본 실시예에서의 접지(ground)에 접속된다. 제1 트랜지스터(400)의 소스(420)는 제2 트랜지스터(405)의 게이트(410), 출력(430), 및 저항기(435)에 접속되는 한편, 드레인(415)은 전압원(440)에 접속된다.
제1 트랜지스터(400)는 처음에 오프 위치에 있고, 이것은 제1 트랜지스터(400)가 전압원(440)으로부터 전류가 흐르게 하기에는 불충분한 전압이 그 게이트(410)에 인가된다는 것을 의미한다. 광검출기(200)가 광 전송 채널로부터 펄스를 수신할 때, 펄스는 전기 신호로 변환된다. 펄스로부터의 전기 신호의 전압 값이 제1 트랜지스터(400)의 게이트 문턱 전압(gate threshold voltage)에 도달할 때, 전압원(440)으로부터 제1 트랜지스터(400)를 통하여 전류가 흐른다. 이 단계에서, 출력(430)은 저항기(435)의 값에 의존한다. 저항기(435)는 출력 전압을 처리에 사용 가능한 값으로 두거나 후속 스테이지들에서 사용하기에 충분히 큰 값을 갖는다. 저항기(435)는 특정한 원하는 출력을 생성할 임의의 값을 가질 수 있고, 수십 내지 수백 킬로옴만큼 클 수 있다. 동적 임피던스 회로(215)는 또한 병렬로 및/또는 직렬로 몇몇의 저항기들을 포함할 수 있거나, 또는 원하는 저항값이 달성될 수 있도록 가변 전위차계(variable potentiometer)를 포함할 수 있다.
제1 트랜지스터(400)의 소스(420)가 제2 트랜지스터(405)의 게이트(410)에 접속되어 있는, 출력(430)에서의 전압 값이 제2 트랜지스터(405)의 게이트 문턱 전압에 도달할 때, 제2 트랜지스터(405)는 턴 온(turn on)되고 광검출기(200)로부터의 전류가 제2 트랜지스터(405)를 통하여 흐름이 바뀌고(diverted) 광검출기(200)는 방전하기 시작한다. 광검출기가 방전하는 속도는 주로 수신기의 속도를 결정한다.
트랜지스터들(400, 405)은 각각이 특정한 알려진 게이트 문턱 전압을 갖도록 선택된다. 각각의 트랜지스터의 문턱 전압은, 수신기가 높은 입력 임피던스로부터 낮은 입력 임피던스로, 및 그 반대로 낮은 입력 임피던스로부터 높은 입력 임피던스로 스위칭하는 시점들을 결정하는 데 중요한 부분이다. 입력에서 관찰된 저항, 또는 고유 트랜지스터 캐패시턴스(inherent transistive capacitance)와 같은, 트랜지스터들의 다른 특성들도 회로의 동작에 영향을 미칠 수 있다. 트랜지스터들의 캐패시턴스는 수신기의 감쇠 시간 상수에 영향을 미친다. 본 명세서의 수신기는, 잠재적으로 부유 캐패시턴스(stray capacitance)를 감소시킴으로써, 트랜스임피던스 증폭기들을 포함하는 종래 기술의 해법들로부터 회로의 전체 캐패시턴스를 감소시킬 수 있다. 본 실시예는 수신기에 최소량의 캐패시턴스를 도입할 수 있는 단순한 디자인을 갖는다. 트랜지스터들 각각은 대략 10 펨토패럿(10 femtofarads)의 트랜지스터 캐패시턴스를 가질 수 있지만, 트랜지스터들은 본 명세서의 특정한 실시예에 대하여 선택된 트랜지스터들의 유형에 따라서 다른 캐패시턴스들을 가질 수 있다. 높은 입력 임피던스 및 낮은 입력 임피던스 양쪽 모두로 인한 지연 시간 상수들은 이상적으로는 둘 다 100 피코초보다 작고 이에 따라 수신기는 초당 10 기가비트 또는 그 이상까지의 속도로 동작할 수 있다.
높은 입력 임피던스에서 펄스를 수신하는 수신기의 능력으로 인해, 수신기(115)의 출력(430)은 100mV만큼 크거나 또는 1V 또는 그 이상만큼 클 수 있다. 출력 전압은, 전압원(440)의 전압에 추가하여, 출력에서의 저항기(435)의 값에 의존할 수 있다. 수신기의 뒤에 추가의 증폭 스테이지들이 올 수도 있거나 또는 오지 않을 수도 있지만, 보다 높은 전압들을 출력하는 본 명세서의 수신기의 능력은 임의의 그외의 증폭 스테이지들에 대한 필요를 제거할 수 있다. 출력의 신호 대 잡음비도 추가의 처리 또는 사용의 요구에 부응하기에 적절할 수 있다. (광 신호로부터 수신된 전력을 포함하지 않은) 수신기 회로의 전력 소비는 비트당 1 펨토줄(1 femtoJoule per bit) 미만으로 낮을 수 있다. 이것은, 본 명세서의 수신기가 원거리에 걸친 데이터 전송을 위한 매우 낮은 전력의 해법이고 또한 종래 기술의 다른 해법들보다 비용이 적게 들 수 있기 때문에 유리하다.
도 5는 광 전송 채널의 다수의 펄스들(500, 505)의 그래프(500)를 도시하고, 도 6은 본 명세서에 따른 특정한 수신기 회로에 대한 가능한 응답의 그래프(600)이다. 수신기의 응답은 회로의 몇몇 컴포넌트들에 기초한 지연들과 함께 동작하도록 구성될 수 있다. 예를 들면, 제1 펄스(500)가 수신기에 입력될 때, 제1 트랜지스터에서의 전압은 제1 트랜지스터를 턴 온시키기에 충분한 값에 도달할 수 있고 이에 따라 제1 트랜지스터를 통하여 전류가 흐르고 출력 노드에서 전압이 생성된다. 출력 노드에서의 전압이 제2 트랜지스터의 게이트의 문턱 전압(605)에 도달할 때, 제2 트랜지스터는 턴 온되어 전류를 전도하기 시작하고 광검출기 내의 전하가 방출되는 것을 허용한다. 그러나, 도 6에 도시된 바와 같이, 문턱 전압(605)에 도달하는 시간(615)과, 광검출기에 의해 축적된 전압이 방전을 개시하도록 트랜지스터가 실제로 전류를 전도하기 시작하는 시간(620) 사이에 지연(610)이 있을 수 있다. 회로는 제2 트랜지스터의 문턱 전압(605)보다 더 높을 수 있는 특정한 출력 전압을 생성하기 위하여 이 지연(610)을 갖도록 설계될 수 있다.
제2 트랜지스터를 통하여 전류가 흐를 때, 광검출기 캐패시턴스로부터의 전하는 방출되고 제1 트랜지스터의 게이트에서의 전압은, 결국 제1 트랜지스터가 제2 트랜지스터의 문턱 전압의 레벨에서 출력 전압을 생성하기에 충분한 전류를 더 이상 전도하지 않는 지점까지 떨어진다. 다음으로, 제2 트랜지스터는 전류의 전도를 멈추고, 감쇠 시간 상수는 출력에서의 저항기로 인해 커진다. 출력 전압이 제2 트랜지스터의 문턱 전압(605)보다 아래로 떨어지는 시간(625)과 제2 트랜지스터가 실제로 전류의 전도를 멈추는 시간(630) 사이에 지연(635)이 있을 수 있다. 이로 인해, 그래프(600)에 도시된 바와 같이, 감쇠 시간 상수가 느려질 때 출력 전압이 제2 트랜지스터의 문턱 전압(605)보다 낮아질 수 있다. 제2 펄스(505)가 수신될 때 동일한 원리들이 적용된다.
전술한 설명은 단지 설명된 원리들의 실시예들 및 예들을 예증하고 설명하기 위해 제공되었다. 이 설명은 총망라하기 위해 또는 이러한 원리들을 개시된 임의의 정확한 형태로 제한하기 위해 의도된 것이 아니다. 상기 교시에 비추어 많은 수정들 및 변형들이 가능하다.

Claims (15)

  1. 광검출기 수신기 회로로서,
    광 신호를 수신하고 상기 광 신호를 전류로 변환하기 위한 광검출기; 및
    상기 광검출기에 접속된 동적 임피던스 회로(dynamic impedance circuit)
    를 포함하고,
    상기 동적 임피던스 회로는 충전 단계(charging phase) 동안에 제1 임피던스 를 갖고 방전 단계(discharging phase) 동안에 제2 임피던스를 갖도록 구성되고, 상기 제1 임피던스는 상기 제2 임피던스보다 느린 감쇠 시간(decay time)을 포함하는, 광검출기 수신기 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 방전 단계는 상기 광검출기 양단의 전하 축적(charge build-up)이 상위 전압(upper voltage)까지 상승한 후에 개시되는, 광검출기 수신기 회로.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 동적 임피던스 회로는 상기 광검출기 양단의 전하 축적이 상기 상위 전압에 도달할 때 상기 제2 임피던스에서 상기 광검출기로부터 전류를 끌어내도록(draw) 구성된 트랜지스터를 포함하는, 광검출기 수신기 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 충전 단계는 상기 광검출기 양단의 전하 축적이 하위 전압(lower voltage)으로 떨어진 후에 개시되는, 광검출기 수신기 회로.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 충전 단계의 각각의 감쇠 시간은 상기 광 전송에 대한 상기 광검출기의 응답보다 느린, 광검출기 수신기 회로.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 충전 및 방전 단계들은 상기 광검출기 수신기 회로의 히스테리시스(hysteresis)에 기초하는, 광검출기 수신기 회로.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제2 입력 임피던스는 대략 50 옴(ohm)인, 광검출기 수신기 회로.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제1 입력 임피던스는 1 킬로옴(kilohm)보다 큰, 광검출기 수신기 회로.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 입력 임피던스들로 인한 상기 감쇠 시간 상수들은 100 피코초(picosecond)보다 빠른, 광검출기 수신기 회로.
  10. 광검출기 수신기 회로를 사용하여 광 신호를 수신하기 위한 방법으로서,
    광검출기를 사용하여 상기 광 신호를 수신하는 단계;
    상기 광 신호를 전류를 갖는 전기 신호로 변환하는 단계; 및
    상기 수신기 회로가 충전 단계 동안에 제1 입력 임피던스를 포함하고 방전 단계 동안에 제2 입력 임피던스를 포함하도록, 상기 광 신호로부터의 펄스가 수신될 때 상기 수신기 회로의 임피던스를 변화시키는 단계
    를 포함하고,
    상기 제2 입력 임피던스는 상기 제1 입력 임피던스보다 빠른 감쇠 시간을 포함하는 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 방전 단계는 상기 광검출기 양단의 전하 축적이 상위 전압(upper voltage)까지 상승한 후에 개시되는 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 방전 단계 동안에 상기 제1 입력 임피던스에서 트랜지스터를 통해 상기 광검출기를 방전시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 충전 단계는 상기 광검출기 양단의 전하 축적이 하위 전압(lower voltage)으로 떨어진 후에 개시되는 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 수신기 회로는 상기 제1 입력 임피던스로 인해 상기 충전 단계 동안에 큰 감쇠 시간 상수를 포함하고, 상기 큰 감쇠 시간 상수는 상기 광 신호로부터의 상기 펄스보다 느린 방법.
  15. 제10항에 있어서,
    상기 충전 단계의 각각의 감쇠 시간은 상기 광 신호에 대한 상기 광검출기의 응답보다 느린 방법.
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090267588A1 (en) * 2008-04-23 2009-10-29 Schmitz Michael J Method and apparatus to dynamically control impedance to maximize power supply
US8798484B2 (en) * 2012-02-16 2014-08-05 International Business Machines Corporation Optical receiver using infinite impulse response decision feedback equalization
CN103840820A (zh) * 2013-12-04 2014-06-04 中国航空工业集团公司第六三一研究所 一种离散量端口的有源泄放机制
GB2531552B (en) * 2014-10-21 2017-12-27 Polatis Ltd Crosstalk reduction technique for multi-channel driver circuits
US9882638B2 (en) * 2015-07-28 2018-01-30 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Optical receiver signal strength indicator (RSSI) circuit having a variable supply voltage filter impedance
CN115173956B (zh) * 2022-07-26 2023-07-18 烽火通信科技股份有限公司 光电探测接收机

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05152862A (ja) * 1991-11-29 1993-06-18 Nec Corp 受光ｉｃ
US5311353A (en) * 1993-03-05 1994-05-10 Analog Modules Wide dynamic range optical receivers
JPH0832525A (ja) * 1994-07-19 1996-02-02 Hitachi Ltd 光受信回路
KR20010023066A (ko) * 1997-08-18 2001-03-26 지아네시 피에르 지오반니 저전력 협대역 광변조기
FI974224A (fi) * 1997-11-13 1999-05-14 Nokia Telecommunications Oy Optinen vastaanotin
US6542647B2 (en) * 2000-10-27 2003-04-01 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Optical signal transmission system and magneto-optical modulator designed to establish modulation over wide range for use in the same
US20060182449A1 (en) * 2005-02-16 2006-08-17 John Iannelli Optical transmitter with integrated amplifier and pre-distortion circuit
US7561812B2 (en) * 2005-10-13 2009-07-14 Lite-On Technology Corp. Optical receiver with matched photodetector capacitance

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