KR20110044876A

KR20110044876A - 채널 상태 정보를 송신 및 수신하기 위한 시스템

Info

Publication number: KR20110044876A
Application number: KR1020117004017A
Authority: KR
Inventors: 레이 조우; 정 자오; 종추앙 리앙
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2008-08-27
Filing date: 2009-08-21
Publication date: 2011-05-02
Also published as: EP2319198B1; KR101591845B1; US8891648B2; WO2010024556A2; EP2319198A4; US20110150117A1; CN101662322A; EP2319198A2; WO2010024556A3

Abstract

채널상태정보(channel state information: CSI)를 송·수신하기 위한 시스템은, 송신기로부터 전송된 파일럿 신호를 수신하고, 상기 수신한 파일럿 신호를 기반으로, 일부 하향링크 채널의 CSI를 추정하고, 직교하게 상향링크 사운딩 신호에 상기 일부 하향링크 채널의 CSI를 중첩하여 전송하는 단말과, 상기 상향링크 사운딩 신호를 추정하여 나머지 하향링크 채널의 CSI를 획득하고, 상기 일부 하향링크 채널의 CSI를 얻기 위해서 상기 수신된 신호를 직교하게 역다중화를 수행하고, 상기 두 개의 하향링크 채널의 CSI를 사용하여, 하향링크 데이터를 프리코딩하여 상기 단말로 전송하는 송신기를 포함한다. 본 발명의 시스템에서, 송신기가 상향링크와 하향링크 안테나 구성이 서로 일치하지 않는 점 때문에 완벽한 CIS를 획득할 수 없는 문제를 해결하는 것이 가능하다. 따라서, 시스템 성능을 개선하고 수신기의 복잡도를 줄이는 것이 가능하다. 한편, 시스템 오버헤드는 억제된다.

Description

채널 상태 정보를 송신 및 수신하기 위한 시스템{SYSTEM FOR TRANSMITTING AND RECEIVING CHANNEL STATE INFORMATION}

본 발명은 무선 이동 통신 기술 분야에 관한 것으로, 특히 채널 상태 정보를 송신 및 수신하기 위한 시스템에 관한 것이다.

현재, 무선 서비스(wireless services)는 더욱 중요해지고 있으며, 더 높은 네트워크 용량과 성능에 대한 요구가 계속해서 늘어나고 있다. 반면에, 넓은 주파수 대역(frequency band), 최적의 변조 스킴(optimal modulation scheme) 같은 몇몇 현재의 솔루션들, 그리고 코드 다중화 시스템(code multiplexing system)은, 제한적으로 스펙트럼 효율을 향상시킬 수 있다.

MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템은 대역폭 사용 효율을 개선하기 위해, 안테나 배열(antenna array)과 이에 따른 공간 다중화 기술(space multiplexing technology)을 사용한다. 많은 실제 애플리케이션에서, 채널 파라미터는 수신기와 송신기 사이의 피드백채널을 통해 획득될 수 있다(피드백지연이 채널 가간섭성 시간(channel coherence time)보다 훨씬 적게 주어짐). 게다가, 시간 분할 듀플렉스(Time Division Duplex: 이하, "TDD"라 칭함) 시스템에서, 데이터 수신 및 데이터 송신 동작이 핑퐁 주기(ping pong period) 내에 완료된다면, 수신 모드에서의 채널추정 값은 송신 모드에 적용될 수 있을 수 있다(상기 핑퐁 주기는 채널 가간섭성 시간(channel coherence time)보다 훨씬 적게 주어짐). 따라서, 송신기의 전송 스킴을 최적하고 이에 따라 최적의 수신기를 설계하기 위한, 채널추정 값을 사용하는 방법에 있어서 문제점이 발생한다. 현재, 이러한 사항에 관한 연구들로 선형 그리고 비선형 최적의 프리코딩 기술(linear and nonlinear optimal pre-coding techniques)이 포함된다. 비록 상기 비선형 프리코딩 방법이 상기 선형 프리코딩 방법보다 좋은 성능을 가지지만, 상기 비선형 프리코딩 방법의 구현 복잡도가 선형 프리코딩 방법보다 훨씬 더 높다. 그래서, 상기 선형 프리코딩 방법이 주로 연구 중이다. 상기 선형 프리코딩 기술은 가능한 빔형성 이득(beam-shaping gain)만큼 획득하기 위해, 채널 상태 정보(Channel State Information: 이하, "CSI"라 칭함) 전체 혹은 일부를 충분히 사용한다.

MIMO 시스템에서, 프리코딩 기반의 처리(processing)가 수행된다면, 상기 송신기는 프리코딩 행렬을 획득하는 것이 필요하다. 프리코딩 행렬을 획득하기 위한 두 가지 방법이 있다. 하나는 상기 송신기가 상기 수신기에 의해 전송되는 사운딩 신호로부터 채널행렬(H)을 획득한 후에, 상기 프리코딩 행렬을 획득하는 것이다. 그리고 다른 하나는 상기 송신기가 상기 수신기로부터 피드백되는 CQI(Channel Quality Indicator) 혹은 PMI(Pre-coded Matrix Index)로부터 상기 프리코딩 행렬을 획득하는 것이다. 통신시스템의 FDD 모드에서, 상향링크 및 하향링크 통신은 다른 주파수 대역을 점유한다. 이러한 경우에, 오직 두 번째 방법 즉, 상기 수신기로부터의 피드백 기법이 상기 프리코딩 행렬에 관한 정보를 획득하기 위해 채택될 수 있다. 반면, TDD 모드에서, 상기 프리코딩 행렬을 획득하기 위해, 위에 두 가지 방법 모두 채택될 수 있다. TDD 모드에서, 상기 송신기가 상기 프리코딩 행렬을 정확하게 획득할 수 있다면, 시스템 성능은 향상될 수 있으며 상기 수신기에서의 복잡도가 줄어들 수 있다. 상기 TDD 모드에서, 상기 두 번째 방법에서 피드백된 CSI는 양자화오류(quantization error)가 존재하며 그러한 피드백은 더 많은 오버헤드를 요구한다. 따라서, 상기 MIMO 시스템은 TDD 모드에서 채널행렬(H)을 획득하고 이에 따라 상기 프리코딩 행렬을 획득하기 위해, 첫 번째 방법(예: 상향링크 사운딩 신호)을 사용하는 경향이 있다. 하지만, 향후 MIMO 시스템에서 상기 송신기 안테나 수가 수신기 안테나 수보다 더 많아지고 이에 따라 상향링크 및 하향링크 안테나 구성은 서로 일치하지 않는다. 그 결과, 상기 송신기가 사운딩 신호로부터의 완벽한 CSI를 획득하는 것이 불가능하다. 이 문제가 해결될 필요가 있다.

TDD 모드에서, 송신기는 두 가지 방법을 통해 정확하게 상기 프리코딩 행렬(V)을 획득할 수 있다. 첫 번째 방법은 송신기가 수신된 채널행렬(H)을 특이값 분해(Singular Value Decomposition: SVD)한다. 상기 수신된 채널행렬(H)은 상기 수신기에 의해 전송된 상기 상향링크 사운딩 신호로부터 획득된다. 두 번째 방법은 송신기가 상기 수신기에 의해 피드백되는 양자화된 CSI의 코드북으로부터 상기 프리코딩 행렬을 획득하는 것이다. FDD 모드에서 상기 상향링크와 상기 하향링크는 다른 주파수대를 점유하고, 그리고 상기 상향링크와 상기 하향링크 사이에 상호관계(reciprocity)가 존재하지 않기 때문에, 두 번째 방법이 FDD 모드에 적합하다. 그래서, 상기 수신기로부터 피드백된 CSI를 사용하는 방법만이 상기 프리코딩 행렬을 획득하는데 사용된다. 다른 한편, TDD 모드에서, 상기 수신기로부터 피드백된 CSI의 코드북을 사용하는 방법은 채널 양자화 오류 그리고 더 많은 피드백 오버헤드가 존재한다. 이러한 이유는 이동통신 시스템의 TDD 모드에서 상호관계(reciprocity)가 상기 상향링크와 상기 하향링크 채널 임펄스 응답 사이에 존재하기 때문이다. 따라서, 상기 하향링크 채널 임펄스 응답은 상기 상향링크의 채널임펄스 응답을 추정함으로써 획득될 수 있다. 현재, TDD 모드의 MIMO-OFDM 시스템에서, 채널응답은 주로 데이터 프레임 내에 불연속 파일럿을 삽입함으로써 추정된다. 불행하게도, 채널 임펄스 행렬(H)을 추정하기 위해, 상기 추정된 불연속 채널응답에 대해서 보간을 수행할 필요가 있다. 그리고, 이는 정확한 채널 임펄스 행렬(H)을 획득하는 것이 불가능하다.

TDD 모드에서, 프리코딩(pre-coding)을 지원하기 위해, 상기 상향링크 사운딩 신호를 사용함으로써 비교적 정확한 채널 임펄스 행렬(H)을 획득하는 것이 가능하다. 하지만, 향후 MIMO 시스템에서 상기 송신기의 안테나 수는 상기 수신기의 안테나 수보다 많을 것이다. 따라서, 상향링크와 하향링크 안테나 구성은 서로 일치되지 않는다. 그 결과, 상기 송신기가 상기 상향링크 사운딩 신호로부터 완벽한 CSI(channel state information)를 획득하는 것이 불가능하다.

없음.

본 발명의 목적은 채널상태정보(Channel State Information: CSI)을 송신 및 수신하기 위한 시스템을 제공함에 있다.

상기 목적을 달성하기 위해서, CSI를 송신 및 수신하기 위한 시스템은, 송신기로부터 전송된 파일럿 신호를 수신하고, 상기 수신된 파일럿 신호에 기반하여 일부 하향링크 채널의 CSI를 추정하고, 직교하게 상기 일부 하향링크 채널의 CSI를 상향링크 사운딩 신호에 중첩시켜 전송하는 단말과, 상기 상향링크 사운딩 신호를 추정하여 나머지 하향링크 채널의 CSI를 획득하고, 상기 일부 하향링크 채널 의 CSI를 획득하기 위해, 상기 수신된 신호에 대해 직교한 역다중화(orthogonal de-multiplexing)를 수행하고, 상기 두 부분의 하향링크 채널의 CSI를 사용하여, 하향링크 데이터를 프리코딩하여 상기 단말로 전송하는 송신기를 포함한다.

상술한 바와 같이, 본 발명의 시스템에서, 상향링크와 하향링크 안테나 구성이 서로 일치하지 않는 점 때문에 송신기가 완벽한 CSI를 획득할 수 없는 문제를 해결하는 것이 가능하다. 따라서, 시스템 성능을 개선하고 수신기의 복잡도를 줄이는 것이 가능하다. 한편, 시스템 오버헤드는 줄어든다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 시스템의 블록도를 도시하고 있다.
도 2는 시스템의 프레임 구조를 도시하고 있다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

본 발명은 상향링크와 하향링크 안테나 구성이 서로 일치하지 않는다는 점 때문에 송신기가 완벽한 CSI를 획득할 수 없는 문제점을 해결한다.

수신기에서, 신호전송이 허용되는 혹은 비잉여(non-surplus) 안테나인, 일부 안테나들(제1 안테나 셋)은 데이터 송신과 데이터 수신 모두에 사용될 수 있다. 반면, 잉여(surplus) 안테나들인 나머지 안테나들(제2 안테나 셋)은 데이터 수신에만 사용될 뿐 데이터 송신에 사용되지 않는다.

본 발명에 따라, 기지국에서의 송신기는 파일럿(미드앰블 혹은 프리앰블) 신호를 전송한다. 단말(Use Equipment: UE)은 하향링크 채널상태정보(Channel State Information: CSI)를 추정하기 위해, 상기 수신된 파일럿(미드앰블 혹은 프리앰블) 신호를 이용한다. 그 다음, 상기 단말은 상기 잉여 안테나들의 상기 하향링크 CSI를 로딩하여 전송을 위한 상향링크 사운딩 신호에 상기 로딩한 상기 하향링크 CSI를 중첩한다(superpose). 상기 송신기가 이 신호를 수신하면, 이 신호를 직교하게 역다중화한다(de-multiplex). 상기 송신기는 상기 사운딩 신호를 기반으로, 상기 단말의 송신안테나의 상향링크 CSI를 추정한다. 그리고 TDD 채널 상호관계 법칙(channel reciprocity principle)에 따라 일부 하향링크 송신안테나의 CSI를 획득한다. 한편, 직교하게 잉여 안테나들의 하향링크 CSI를 역다중화함으로써, 상기 송신기는 상기 잉여 안테나들의 나머지 하향링크 CSI를 획득한다. 여기서, 상기 송신기는 상기 하향링크 채널의 완벽한 CSI를 획득하기 위해, 두 부분의 CSI를 결합한다. 그 다음, 상기 송신기는 상기 획득된 하향링크 채널의 CSI로 상기 하향링크 데이터를 프리코딩하여 전송한다. 이렇게 하여, 본 발명은 상기 상향링크와 상기 하향링크 안테나 구성이 서로 일치되지 않는 점 때문에 상기 송신기가 완벽한 CSI를 획득할 수 없는 문제점을 해결하고, 시스템 성능을 개선하고, 그리고 상기 수신기의 복잡도 및 시스템 오버헤드를 줄인다. 한편, 본 발명의 방법은 코드북 기반의 프리코딩 성능보다 우수하다.

도 1은 TDD 모드에서 직교 순열 하이브리드 피드백(orthogonal sequence hybrid feedback)에 기반한 폐루프 MIMO 프리코딩 설계에 대한 블록 다이어그램을 도시하고 있다. 상기 도 1에 보이는 것처럼, 시스템은 기지국의 송신기와 단말의 수신기 그리고 MIMO 채널(하향링크 채널과 상향링크 채널)로 구성된다. 상기 송신기는 주로 하기 모듈들을 포함한다:

채널인코딩 모듈(100)은 주로 데이터 전송 효율을 개선하고 비트에러율(Bit Error Rate: BER)을 줄이기 위해서, 정보 비트에 대한 채널코딩을 수행하도록 채택된다;

변조 모듈(101)은 변조방식(modulation constellation)에 따라, 부호화된 비트 정보를 성상점(constellation points)으로 매핑하기 위해 채택된다;

프리코딩 행렬 모듈(102)은 주로 빔형성(beam shaping)을 위해 미리 채널간섭을 추정하고, 이에 따라 수신기의 복잡도를 줄이기 위해 채택된다;

IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 모듈(103)은 주로 다중 반송파 OFDM 변조를 수행하기 위해 채택된다;

다중 안테나 전송모듈(104)은 주로 채널 용량과 신뢰성을 개선하고 비트에러율을 줄이기 위해서, 수신기의 다중 안테나 모듈과 협력하도록(cooperate) 채택된다;

직교순열 셋 모듈(114)은 채널추정을 위한 각각의 직교순열을 제공하고 잉여 안테나들의 채널행렬을 획득하기 위해 채택된다;

채널추정 모듈(115)은 상기 직교순열의 직교성(orthogonality)을 사용함으로써 그리고 TDD 채널 상호관계 법칙(channel reciprocity principle)에 따라, 상기 송신기에서 상향링크 채널행렬(H₁)을 추정하기 위해 채택된다. 상기 TDD 채널 상호관계 법칙은 인용참증 "H. A. Lorentz, "The theorem of Poynting concerning the energy in the electromagnetic field and two general propositions concerning the propagation of light," Amsterdammer Akademie der Wetenschappen 4 p. 176,1996"을 참조한다;

잉여 안테나의 채널행렬 H_rest(116)(수신기에서, 신호 전송이 허용되는 혹은 비잉여 안테나인 일부 안테나들(제1 안테나 셋)은 데이터 송신 및 데이터 수신 모두에 사용될 수 있다. 반면, 잉여 안테나들인 나머지 안테나들(제2 안테나 셋)은 데이터 수신에만 사용되며 데이터 송신에 사용될 수 없다.)는 상기 잉여 안테나들과 관련된 하향링크 CSI 행렬을 나타낸다;

채널결합 모듈(117)은 주로 H=[H₁ ^T;H_rest]를 형성하기 위해서, H₁과 상기 잉여 안테나의 채널행렬 H_rest를 결합하기 위해 채택된다;

도 1에서, 수신기는 주로 하기 모듈들을 포함한다:

다중 안테나 수신모듈(105)은 주로 채널 용량과 신뢰성을 개선하고 비트에러율을 줄이기 위해, 송신기의 다중 안테나 모듈과 협력하도록(cooperate) 채택된다;

FFT(Fast Fourier Transform) 모듈(106)은 주로 다중 반송파 OFDM 복조를 수행하기 위해 채택된다;

프리디코딩 모듈(107)은 주로 채널 간섭을 제거하기 위해 채택된다;

복조 모듈(108)은 성상점을 부호화 비트 정보와 매핑하기 위해 채택된다;

채널 디코딩 모듈(109)은 부호화된 비트 정보를 정보 비트들로 변환하고 상기 정보 비트들에 대해 에러 정정(error correction)을 수행하기 위해 채택된다;

채널추정 모듈(110)은 주로 상기 하향링크 파일럿 신호를 사용하여 상기 하향링크 CSI 행렬(H)을 추정하기 위해 채택된다;

직교순열 셋 모듈(111)은 주로 사운딩 신호들을 위한 직교코드(수신기와 송신기 양쪽에 있는 직교순열)들 그리고 직교 로딩 순열들(orthogonal loading sequences)을 제공하도록 채택된다;

직교순열이 로딩된 사운딩 신호 모듈(112)은 상기 잉여 안테나의 CSI를 전달하는 상기 직교순열을 상기 상향링크 사운딩 신호에 중첩하기 위해 채택된다.

시스템의 상세한 동작을 아래와 같다;

1) 송신기가 상기 채널코딩 모듈을 사용하여 정보 비트를 부호화한다.

2) 부호화된 데이터는 상기 변조 모듈에 의해 기저대역으로 변조되어 그 다음 데이터 심볼 전송을 위한 프리코딩 행렬과 곱해진다. 여기서, 상기 프리코딩 행렬은 채널행렬 H₁(상기 수신기의 상기 상향링크 사운딩 신호로부터 추정된 채널행렬) 그리고 상기 직교순열에 중첩된 잉여 안테나 채널정보 H_rest의 결합으로 획득된 채널행렬 H를 분해(예, 특이값 분해(SVD): H=UΣV^*)함으로써 계산된다.

3) 그 결과의 데이터 심볼들은 밖으로 전송되는 OFDM 부반송파들에 할당된다.

4) 상기 데이터 심볼들은 채널을 통해 수신기에 도달한다.

5) 수신기에서, 상기 채널행렬 H를 추정하기 위해, 상기 파일럿 신호들이 FFT 모듈에 의해 이용된다.

6) 상기 수신기는 상기 추정된 채널행렬(H)을 사용하여 다음 두 가지 동작을 수행한다.

(1) 상기 H_rest (H=[H₁ ^T;H_rest])를 획득하여, 상기 H_rest을 상기 직교순열에 로딩하는 과정; 그 다음 상향링크 신호에 상기 직교순열을 중첩하는 과정; 마지막으로 상향링크 채널을 통해 상기 송신기로 상기 상향링크 신호를 전송하는 과정;

(2) FFT 후에 상기 데이터에서 채널 효과(channel effects)를 제거하는 과정;

7) 채널 효과 제거 후의 데이터 심볼은 상기 프리디코딩 행렬을 사용하여 프리디코딩된다. 그리고, 상기 데이터 심볼은 복조모듈에서 비트 스트림으로 매핑된다;

8) 상기 비트 데이터는 채널 디코딩 모듈에서 에러정정 되고, 상기 정보 비트들은 출력된다.

여기서, 수학식 유도(formula derivation)에 대한 설명이 주어진다.

상기 잉여 안테나 채널행렬 H_rest= [h₁, h₂, …, h_k, …h_L], 직교순열 셋 C= [C₁, C₂, …, C_k, …C_m]이 주어지면, 상기 직교순열에 잉여 안테나 채널정보의 중첩(superposition)은 하기 <수학식 1>로 표현된다.

상기 사운딩 신호에 상기 잉여 안테나 채널정보를 전달하는 상기 직교순열의 중첩은 하기 <수학식 2>로 표현된다.

상향링크 CSI 행렬 H₁=[h₁', h₂', …, h_k', …, h_n']이라고 가정하고, N_k는 부가 백색 가우스 잡음(Additive White Gaussian Noise: AWGN)을 의미하며, 상기 송신기에서 상기 수신되는 신호는 하기 <수학식 3>과 같다.

상기 직교순열들의 상관특성에 따라, 하기 <수학식 4>를 정의한다.

채널행렬 H₁과 H_rest 모두 상기 <수학식 3>에 의해 획득될 수 있다. H₁과 H_rest는 H= [H₁ ^T;H_rest]로 결합한다. 이때 상기 프리코딩 행렬은 프리코딩 행렬 분해 공식으로 획득될 수 있다(예, 특이값 분해(SVD):H=UΣV^*. 여기서, U^*는 프리코딩 행렬이고, V^*는 프리디코딩을 의미한다; 또한, 다른 분해법이 있으며 때때로 프리코딩 행렬만 적용될 수 있다).

이후, 시스템을 위한 프레임 구조가 기술된다.

도 2는 시스템을 위해서 프레임 구조를 도시하고 있다. 상기 프레임 구조는 다음 4개 부분으로 구성된다:

1) 파일럿 신호 순열은 주로 하향링크 동기화 그리고 또한 하향링크 채널추정을 위해 채택된다.

2) 제어채널은, 주로 상기 수신기가 잉여 안테나 CSI 전달하는 직교순열과 중첩된 상향링크 사운딩 신호를 전송하도록 요청하기 위해 그리고 상기 수신기에 프리코딩 준비를 통보하기 위해 채택된다.

3) 데이터 신호는, 주로 정보를 전달하도록 적용되고, 파일럿 신호는 하향링크 CSI를 추정하도록 채택된다.

4) 직교순열이 중첩된 상향링크 사운딩 신호는, 주로 상기 송신기에서 하향링크 CSI 행렬(H)을 획득하기 위해 채택된다.

구체적인 예

TDD 모드에서 동작하는 IEEE 802.16m 시스템에서, 사용자 기기, 단말은 하나의 동일한 채널을 통해 장시간 동안 데이터를 전송하고. 그리고 상기 하향링크(BS→MS) 채널응답에 대해 정확하게 실시간으로 알 필요가 있을 때, 상기 시스템은 상기 단말이 채널응답 H 추정을 위한 상향링크 신호를 전송하는 것을 선택할 것이다. 하지만, 상기 시스템은 하향링크에서 전송을 위한 두 개의 안테나 및 수신을 위한 두 개의 안테나를 필요로 하고 상향링크에서 전송을 위한 하나의 안테나와 수신을 위한 두 개의 안테나를 필요로 하기 때문에, 상향링크와 하향링크를 위한 MIMO 구성은 서로 일치하지 않는다. 상기 문제점은 상기 송신기가 상기 사운딩 신호를 사용하여, 완벽한 하향링크 CSI를 획득할 수 없다는 것이다.

그래서, 상기 잉여 안테나의 CSI를 피드백하기 위한 보조적인 방법을 채택하는 것이 필요하다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

102:프리코딩 행렬, 107: 프리디코딩 행렬, 117: 채널상태정보 결합 모듈, 111, 114: 직교순열 셋 모듈

Claims

채널상태정보(channel state information: CSI)를 송·수신하기 위한 시스템에 있어서,
송신기로부터 전송된 파일럿 신호를 수신하고,
상기 수신한 파일럿 신호를 기반으로, 일부 하향링크 채널의 CSI를 추정하고,
직교하게 상향링크 사운딩 신호에 상기 일부 하향링크 채널의 CSI를 중첩하여 전송하는 단말과,
상기 상향링크 사운딩 신호를 추정하여 나머지 하향링크 채널의 CSI를 획득하고,
상기 일부 하향링크 채널의 CSI를 얻기 위해서 상기 수신된 신호를 직교하게 역다중화를 수행하고,
상기 두 개의 하향링크 채널의 CSI를 사용하여, 하향링크 데이터를 프리코딩하여 상기 단말로 전송하는 상기 송신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1항에 있어서,
상기 송신기는,
수신기의 채널간섭을 제거하도록 채택된 프리코딩 모듈과,
상기 프리코딩된 신호를 다중 부반송파 OFDM 변조를 수행하도록 채택된 IFFT(inverse fast Fourier transform) 모듈과,
채널추정을 위한 각각의 직교순열들과 잉여 안테나의 채널행렬 H_rest를 얻도록 채택된 직교순열 셋 모듈과,
상기 직교순열들의 직교성을 이용하여 상기 상향링크 채널행렬 H₁를 추정하도록 채택된 채널추정 모듈과,
상기 잉여 안테나의 채널행렬 H_rest와 H₁를 H=[H₁ ^T;H_rest]로 결합하도록 채택된 채널결합 모듈을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 2항에 있어서,
상기 잉여 안테나들은 신호 수신을 위한 안테나인 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1항에 있어서,
상기 단말은,
상기 안테나들로부터 상기 수신된 신호들에 대해 다중 OFDM 복조를 수행하도록 채택된 FFT(Fast Fourier Transform) 모듈과,
채널 간섭을 제거하기 위해서 채택된 프리디코딩 모듈과,
상기 하향링크 파일럿 신호를 사용하여 상기 하향링크 CSI 행렬(H)을 추정하기 위해 채택된 채널추정 모듈과,
상기 사운딩 신호를 위한 직교코드들 및 상기 중첩된 직교순열을 제공하기 위해 채택된 직교순열 셋 모듈,
상기 상향링크 사운딩 신호를 통해 상기 잉여 안테나의 CSI를 전달하는 상기 직교순열을 중첩하기 위해 채택된 직교순열과 중첩된 상향링크 사운딩 신호를 위한 모듈을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.