KR101607272B1

KR101607272B1 - 이동 통신 시스템에서 데이터 전송을 위한 프리 코딩/프리 디코딩 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101607272B1
Application number: KR1020100028750A
Authority: KR
Inventors: 레이 저우; 쑤펭 정; 정 자오
Original assignee: 삼성전자 주식회사; 베이징 삼성 텔레콤 알 앤 디 센터
Priority date: 2009-03-30
Filing date: 2010-03-30
Publication date: 2016-03-29
Also published as: US9007965B2; US20100246457A1; CN101854186A; CN101854186B; KR20100109511A

Abstract

본 발명은 데이터 전송 기술에 관한 것으로, 특히 송신단과 수신단간의 데이터 전송을 위한 프리 코딩/프리 디코딩 방법 및 장치에 관한 것으로, 본 발명에 따른 시분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing : TDD)을 통해 데이터를 송신하는 이동 통신 시스템의 프리 코딩 방법은, 상향 링크 사운딩 신호를 기반으로 하향 링크의 채널 상태 정보를 추정하는 과정과, 상기 추정된 하향 링크의 상기 채널 상태 정보를 기반으로 데이터 심볼과 하향링크 사운딩 신호를 프리 코딩하는 과정을 포함한다.

Description

이동 통신 시스템에서 데이터 전송을 위한 프리 코딩/프리 디코딩 방법 및 장치{PRE-CODING/PRE-DECODING METHOD AND APPARATUS FOR DATA TRANSMISSION IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 데이터 전송 기술에 관한 것으로, 특히 송신단과 수신단간의 데이터 전송을 위한 프리 코딩/프리 디코딩 방법 및 장치에 관한 것이다.

현재, 무선 서비스의 중요성이 증가하고 있으며 더 큰 네트워크 용량 및 더 나은 성능에 대한 요구가 늘어나고 있다. 대역폭의 확대, 변조의 최적화 그리고 심지어 코드의 재사용과 같은 여러 종래의 기술적 해결책은 스펙트럼 이용 효율의 향상 가능성을 제한하여 왔다. 다중 입출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 시스템은 안테나 어레이와 공간 재사용 기술을 취하여 대역폭 사용 효율을 향상시키고 있다. 한편, 실제적으로 많은 응용에 있어, (피드백 지연이 채널 코히어런스 시간보다 훨씬 적다고 가정할 때) 채널 파라미터들이 수신단으로부터 송신단으로 피드백 채널을 통하여 얻어진다. 또한, 시분할 듀플렉싱(TDD; Time Division Duplex) 시스템에서, 수신모드에서의 채널에 대한 추정값은 만약 데이터 송수신간의 공간이 핑퐁타임 내에 다 쓰여지면 (핑퐁타임이 채널 코히어런스 시간보다 훨씬 적다고 가정할 때) 송신모드에서 사용될 수 있다. 이는, 송신기에 대한 전송 해결을 최적화하고 그에 따른 최적의 수신기를 설계하기 위해 어떻게 이러한 채널 추정을 사용할 것인가 하는 질문을 야기 시킨다. 현재, 연구는 주로 선형 및 비선형의 최적화된 프리코딩 기술에 대한 것이다. 비선형 프리코딩 방식은 더 나은 성능을 제공하지만 선형 방식보다 훨씬 더 복잡하다. 따라서, 선형 프리코딩 기술이 연구의 대세가 되고 있다. 선형 프리코딩 기술은 가능한 한 많은 빔포밍 이득을 얻기 위하여 채널상태정보(CSI; Channel State Information)의 일부 혹은 전부를 최대한 이용한다. 특이값 분해(SVD; Singular Value Decomposition)는 선형 프리코딩 기술에서 가장 흔히 사용되는 방법이다. 이론상, SVD 기반의 선형 프리코딩 기술은 채널 용량의 한계에 이른 전송률을 달성할 수 있다. SVD 기반의 선형 프리코딩 기술은 송신단이 가능한 한 많은 CSI를 알고 있을 것을 필요로 하며, 기본 원리는 다음과 같다.

플랫 페이딩 채널에서 N_t개의 송신안테나와 N_r개의 수신안테나를 가진 MIMO 시스템을 고려할 때, X를 데이터 심볼의 복소 벡터라 하고, H를 레일리(Rayleigh) 분포에 따른 N_r X N_t 채널 행렬이라 하고. n을 부가적인 백색 가우시안 잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이라고 하면, 수신단에서 수신되는 심볼인 y의 벡터는 다음의 <수학식 1>과 같다.

상기 <수학식 1>에서 H는 채널, x는 송신 신호, n은 가산 잡음이다.

SVD는 채널 행렬 H를 3개의 행렬, 즉 SVD{H} ={U, ∑, V}(여기서 U 및 V는 단위 행렬이며 ∑는 채널 행렬 H의 특이 값 대각 행렬임)로 분해하는데 사용되며 이 행렬은 내림순으로 배열된다. 채널 행렬 H의 SVD 식은 다음의 <수학식 2>와 같다.

여기서, U는 채널 행렬 H의 좌측 아이겐 벡터들(Left eigen-vector)로 구성된 단위 행렬(Unitary matrix )이고, V는 채널 행렬 H의 우측 아이겐 벡터들(Right eigen-vectors)로 구성된 단위 행렬(Unitary matrix)이며, "*"는 공액 전치 연산자(conjugate transpose operator)이다.

도 1은 SVD 기반의 MIMO시스템의 블록도를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 데이터 심볼 벡터 x(100)는 송신단에서의 프리 코딩 행렬 V(102)에 의하여 곱해진 후에 N_t개의 안테나(104)를 통하여 외부로 송신된다. 데이터 신호는 MIMO 채널을 경유하여 수신단에 도착한다. 수신단은 N_r개의 안테나(106)를 사용하여 상기 신호를 수신하고 프리 디코딩 행렬 U*를 사용하여 채널로부터의 어떤 영향을 제거한다. 수신된 벡터 y(110)는 다음의 <수학식 3>과 같이 표현할 수 있다.

여기서, U는 채널 행렬 H의 좌측 아이겐 벡터들(Left eigen-vector)로 구성된 단위 행렬(Unitary matrix )이고, V는 채널 행렬 H의 우측 아이겐 벡터들(Right eigen-vectors)로 구성된 단위 행렬(Unitary matrix)이며, x는 송신 신호의 벡터, n은 부가 잡음, "*"는 공액 전치 연산자(conjugate transpose operator)이다.

만일 송신단이 CSI를 미리 알고 있다면 송신단은 행렬 알고리즘을 사용하여 송신될 신호를 프리 코딩할 수 있다. TDD 시스템에서, 상향링크 및 하향링크는 동일한 주파수 대역을 공유한다. 상향링크 및 하향링크의 상호 원리에 따라, 송신단은 상향링크에서의 프리앰블 혹은 상향링크(UL; Uplink) 사운딩을 사용하여 하향링크에서의 CSI를 추정할 수 있다. 그러나, 필요한 처리과정으로 인한 지연을 고려해야 하기 때문에, 상향링크의 채널 추정은 하향링크에 바로 적용시킬 수 없다. 또한, 상향링크에서 슬롯의 개수는 하향링크에서의 슬롯의 개수보다 적다. 이것은, 도 3에 나타낸 바와 같이, 데이터 스트림 서비스, 데이터 다운로드 서비스, FTP, P2P, 온라인 비디오 및 디지털 방송과 같은 멀티미디어 서비스에서 오는 비대칭 서비스 때문이다. 따라서, 만일 송신단 혹은 기지국이 프리코딩시 맞지 않는 상향링크 채널 추정을 사용한다면 시스템 성능의 저하를 가져올 수 있다. 연구중인 기존의 IEEE 802.16e 표준 혹은 IEEE 802.16m 표준의 TDD 모드에서, 멀티미디어 서비스로 인해 기지국과 이동 사용자간의 상향링크 및 하향링크 서비스 비대칭의 문제가 여전히 존재한다.

도 2는 여러 번 전환되는 대칭 서비스에 대한 프레임 구조(200)를 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 하향링크 서비스(202)는 "↓"로 나타내었고 상향링크 서비스(204)는 "↑" 표시하였다. 도 2에서 알 수 있는 바와 같이, 전체 버스트 서비스는 몇 개의 프레임으로 나누어지며 각 프레임은 몇 개의 슬롯을 포함한다. 한편, 각 프레임은 하향링크 데이터 서비스와 상향링크 데이터 서비스로 나누어진다. 하나의 프레임에서 채널이 느린 변화 절차를 겪는다고 가정하면 송신측은 상향링크와 하향링크 채널간의 상호 원리에 따를 수 있으며 하향링크의 CSI를 추정하기 위하여 상향링크에서의 파일럿, 프리앰블 혹은 UL 사운딩을 사용할 수 있다.

도 3은 여러 번 전환되는 비대칭 서비스에 대한 프레임 구조(300)를 도시한 도면이다.
도 3을 참조하면, 이동 단말이 필요로 하는 멀티미디어 서비스는 대부분 하향링크 서비스(302)에 포함된다. 이는 상향링크와 하향링크간에 지연을 가지고 그들간의 비대칭을 유발한다. 하향링크 CSI는 파일럿 혹은 UL 사운딩 신호와 같은 상향링크 신호를 사용하여 추정되는 CSI와 모순된다. 만일 송신단 혹은 기지국이 프리 코딩에 있어 맞지 않는 상향링크 CSI를 사용한다면 프리 코딩에 있어 부정확성을 초래하고 시스템 성능을 감소시키게 될 것이다.

,Marian Codreanu과 Markku Juntti에 의한 비특허 문서(Compensation of Non-Reciprocal Interference in Adaptive MIMO-OFDM Cellular Systems, IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol.6, No.2, pp.545-555, Feb.2007)는 상향링크의 추정 채널값과 하향링크의 실제 채널 값 간의 차이를 보상하기 위하여 수신단으로 부터의 피드백을 주로 사용하는 방법을 제안한다. 그러나, 상기의 방법은 TDD 시스템에서 상향링크의 추정 채널값과 하향링크의 실제 채널값간의 차이를 보상하기 위하여 상향링크에 대한 시스템 자원이 사용되어야 하는 단점이 있다. 상향링크에서 채널 자원이 부족하고 수신단에서의 복잡성이 증가하면 실제의 응용에 있어 이러한 방법을 사용하는 것이 가능할 것 같지 않다.

따라서, 상향링크의 추정 채널값과 하향링크의 실제 채널값간의 차이를 TDD 모드에서, 특히 비대칭 서비스 채널에서 (DL 사운딩 신호와 같은) 하향링크 채널 자원을 사용함으로써 보상할 수 있는 방법이 필요하다. 이 방법은 채널 추정 및 송신단에서 SVD 프리코딩을 최적화하기 위해 하향링크 채널 자원을 사용할 수 있다. 이는 상향링크 채널 자원의 점유를 감소시킬 수 있어서 수신단에서의 복잡성을 증가시키지 않는다. 한편, 상기의 방법은 송신단의 프리코딩 성능과 수신단의 프리코딩 정확성을 향상시킬 수 있으며 시스템의 대역폭 사용 효율을 채널 용량을 달성할 만큼 확대시킬 수 있다.

따라서, 본 발명은 송신단의 프리 코딩 성능과 수신단의 프리 디코딩 성능을 최적화하기 위하여 하향링크 채널 자원을 사용할 수 있는 송신단과 수신단간의 데이터 전송을 위한 프리 코딩/프리 디코딩 방법 및 시스템을 제공한다.

본 발명에 따른 시분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing : TDD)을 통해 데이터를 송신하는 이동 통신 시스템의 프리 코딩 방법은, 상향 링크 사운딩 신호를 사용하여 하향 링크의 채널 상태 정보를 추정하는 과정과, 상기 추정된 하향 링크의 채널 상태 정보를 사용하여 데이터 심볼과 기준 신호를 프리 코딩하는 과정을 포함한다.

본 발명에 따른 시분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing : TDD)을 통해 데이터를 수신하는 이동 통신 시스템의 프리 디코딩 방법은, 특정 프레임에 대한 상향 링크 사운딩 신호를 송신하는 과정과, 상기 특정 프레임의 다음 프레임에 포함된 데이터 심볼을 프리 디코딩하는 과정과, 상기 프리 디코딩한 후, 상기 다음 프레임에 포함된 기준 신호를 사용하여 상기 프리 디코딩된 데이터 심볼에 대해 상향 링크의 채널과 하향 링크의 채널 차이에 대한 보상을 수행하는 과정을 포함한다.

본 발명에 따른 이동 통신 시스템에서 시분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing : TDD)을 통해 데이터를 송신하는 프리 코딩 장치는, 상향 링크 사운딩 신호를 사용하여 하향 링크의 채널 상태 정보를 추정하는 채널 추정부와, 상기 추정된 하향 링크의 채널 상태 정보를 사용하여 데이터 심볼과 기준 신호를 프리코딩하는 프리 코딩부를 포함한다.

본 발명에 따른 시분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing : TDD)을 통해 데이터를 수신하는 이동 통신 시스템의 프리 디코딩 장치는, 특정 프레임에 대한 상향 링크 사운딩 신호를 송신하는 송신부와, 상기 특정 프레임의 다음 프레임에 포함된 데이터 심볼을 프리 디코딩하는 프리 디코딩부와, 상기 프리 디코딩한 후, 상기 다음 프레임에 포함된 기준 신호를 사용하여 상기 프리 디코딩된 데이터 심볼에 대해 상향 링크의 채널과 하향 링크 간의 채널 차이에 대한 보상을 수행하는 상향 링크/하향 링크 채널 차이 보상 부를 포함한다.

본 발명은 DL 사운딩 신호를 사용하여 송신단에서의 채널추정 및 프리 코딩을 최적화하고, 수신단이 하향링크 채널 자원을 사용하여 상향링크 및 하향링크 채널간의 차이를 보상할 수 있게 하여 수신단에서의 복잡성을 증가시키지 않고도 상향링크 채널 자원의 점유를 줄이면서 전반적인 시스템 성능을 향상시킬 수 있다.

도 1은 SVD 기반의 MIMO 시스템의 블록도를 도시한 도면,
도 2는 다회 전환되는 대칭 서비스에 대한 프레임 구조를 도시한 도면,
도 3은 다회 전환되는 비대칭 서비스에 대한 프레임 구조를 도시한 도면,
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 TDD 모드에서 DL 사운딩 기반의 SVD 프리코딩 시스템의 블록도를 도시한 도면,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 시스템에서 데이터 심볼에 대한 프레임 구조를 도시한 도면,
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 DL 사운딩 기반의 SVD 프리코딩 방법의 예를 개략적으로 도시한 도면.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예가 설명된다. 그러나, 본 발명은 다음의 바람직한 실시 예에 한정되는 것은 아니다.

본 발명에 따른 방법 및 장치는 하향링크 사운딩 신호를 프리코딩/디코딩에 도입하고, 특히 TDD 모드에서 비대칭 서비스 채널 환경에 적용 가능하다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 TDD 모드에서의 DL 사운딩 기반의 SVD 프리코딩 시스템의 블록도를 도시한 도면이다.
도 4를 참조하면, 도시된 SVD 프리코딩 시스템은 송신단(400), 수신단(450) 및 MIMO 채널(480)로 구성된다. 송신단(400)은 주로 채널 코딩 부(402), 변조 부(404), 프리 코딩 부(406), 고속 역 푸리에변환(Inverse Fast Fourier Transform : IFFT) 부(408), 다중 안테나 송신부(410) 및 채널추정 부(412)로 구성된다.

수신단(450)은 주로 다중 안테나 수신 부(452), 고속 푸리에변환(Fast Fourier Transform : FFT) 부(454), 채널 추정 부(456), 프리 디코딩 부(458) , 상향 링크/하향 링크 채널 차이 보상 부(460), 복조 부(462) 및 채널 디코딩 부(464)로 구성된다. 여기서, 본 발명의 기술적 해답을 강조하기 위하여 어떤 공지의 장치의 구조 및 기능의 상세한 설명은 생략된다.

송신단(400)은 우선 채널 코딩 부(402)를 이용해 정보를 부호화하며 부호화된 데이터는 변조부(404)에 의하여 기저대역으로 변조된다. 상기 데이터에 DL 사운딩 신호가 부가되며 프리 코딩 부(406)는 송신될 데이터 심볼을 얻기 위하여 상기 데이터를 (송신 행렬이라고도 알려진) 프리코딩 행렬 V와 곱한다. 데이터 심볼은, 예를 들어, OFDM(Orthogonal Frequency Divisional Multiplexing)의 부 반송파에 할당되어 외부로 송신된다. 여기서, 상기 프리 코딩 부(406)는 SVD를 채택한다. 송신단(400)은 UL 사운딩 신호 생성부(468)에서 생성되어 전송된 UL 사운딩 신호(470)를 사용하여 상향 링크 채널 행렬 H ^T 을 추정하며 TDD 시스템의 채널 상호 이론에 따라 상기 추정된 H ^T 로부터 하향 링크 채널 행렬 H를 생성한다. 프리 코딩부(406)는 프리 코딩 행렬 V를 생성하기 위하여 하향 링크 채널 행렬 H에 대하여 SVD를 수행한다. 그 후, 프리 코딩부(406)는 송신을 위해 SVD로부터 얻어지는 프리 코딩 행렬 V를 DL 사운딩 신호(414)가 부가된 데이터와 곱한다. 마지막으로, 송신단(400)은 프리앰블을 삽입하고 데이터 심볼과 함께 프레임 형태로 송신한다.

상기 데이터 심볼은 MIMO 채널(480)을 경유하여 수신단(450)에 도착한다. 수신단(450)은 우선 수신된 데이터 심볼을 FFT 부(454)를 이용해 변환한다. 수신단(450)은 데이터 심볼의 프레임 구조에 있는 프리앰블을 사용하여 하향 링크 채널 행렬 H를 추정한다. 그 후, 수신단(450)은 프리 디코딩부(458)를 이용하여(수신 행렬이라고도 알려진) 프리 디코딩 행렬 U ^* 을 분해하고 프리 디코딩 행렬 U ^* 를 사용하여 프리 디코딩을 수행한다. 이때, 수신단(450)은 송신단(400)에서의 분해 방법에 대응하여 SVD를 채택할 수 있다.

상향 링크/하향 링크 채널 차이 보상 부(460)는 프리 디코딩된 데이터에 대하여 상향 링크 및 하향 링크 채널간의 차이에 대한 보상을 수행한다. 보상에 대한 상세한 내용은 이하에서 설명될 것이다. 여기서, 상향 링크/하향 링크 채널 차이 보상 부(460)는 첫째로 상기 프리 디코딩으로부터 얻어지는 DL 사운딩 신호(414)를 사용하여 역행렬 U^*HV(즉, 상향 링크/하향 링크 채널 차이 보상 행렬, 이 행렬의 계산에 대한 상세한 내용은 추후에 설명될 것이다.)를 추정한다. 상기 상향 링크/하향 링크 채널 차이 보상 부(460)는 그 다음 이 행렬을 사용하여 프리 디코딩된 데이터에 대하여 차이 보상을 수행한다.

도 4에 나타낸 바와 같이, 수신단(450)은 상향링크/하향링크 채널 차이 보상 행렬을 추정하기 위한 채널 차이 보상 행렬 추정 부(466)를 포함할 수 있다. 이 경우에는, 상향 링크/하향 링크 채널 차이 보상부(460)가 보상 행렬을 추정하기 위해서 필요하지 않다. 대신에, 채널 차이 보상 행렬 추정 부(466)가 수신된 데이터 심볼에 부가되는 DL 사운딩 신호를 이용하여 역행렬 U ^* HV를 추정하며, 상향 링크 및 하향 링크 채널간의 차이를 보상하도록 상기 역행렬 U ^* HV를 상향 링크/하향 링크 채널 차이 보상부(460)로 제공한다. 바람직하게, 상기 채널 차이 보상 행렬 추정 부(466)는 상향 링크/하향 링크 채널 차이 보상부(460)의 일부로서 구현될 수 있다. 마지막으로, 수신단(450)은 복조부(462)를 이용하여 데이터 심볼을 비트 스트림으로 매핑하고, 채널 디코딩부(464)를 통해 비트 데이터에 있는 에러를 복호화하며 정정하고, 정보비트를 출력한다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 시스템에서 데이터 심볼에 대한 프레임 구조(500)를 도시한 도면이다.
도 5에 도시한 바와 같이, 시스템의 프레임 구조(500)는 6개의 부분, 즉 제어채널 서브프레임(504), 프리앰블(502), 하향 링크 서브프레임(506), 상향 링크 서브프레임(508), UL 사운딩 신호(510) 및 DL 사운딩 신호(512)로 구성된다. 본 발명에서 (기지국과 같은) 송신단은 하향링크 채널행렬 H를 추정하기 위한 UL 사운딩 신호(510)를 송신할 것을 제어 채널 서브프레임(504)을 통하여 수신단에게 통지할 수 있다(520). 주목할 것은 송신단은 위의 통지를 하지 않을 수 있다는 것이다. 대신 송신단은 종래의 방법에서와 같이 주기적으로 하향링크 채널행렬 H를 추정하거나 소정의 설정을 기반으로 추정할 수 있다. 본 발명에서는, 사전의 통지로 송신단에서의 실시간 추정을 더 확보할 수 있으며 채널 추정 정확도 및 프리 코딩 성능을 향상시킬 수 있다. 송신단은 UL 사운딩 신호(510)를 수신한 후 SVD를 통하여 프리 코딩 행렬 V를 획득하고 상기 프리 코딩 행렬 V를 사용하여 데이터 심볼을 전송한다. 또한, 송신단은 제어채널 서브프레임(504)을 통하여 수신단에게 프리 코딩을 수신할 준비를 하도록 통지할 수 있으며, 전송되는 데이터 심볼이 상향 링크 및 하향 링크 채널간의 차이를 보상하기 위한 DL 사운딩 신호(512)를 포함하고 있음을 알릴 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같이 본 발명에서는 DL 사운딩 신호(512)는 제어 채널(504)이 전송 이후와 하향 링크 서브프레임(506)의 전송 이전의 구간에서 전송될 수 있다.

수신단은 제어 채널 서브프레임(504)을 수신한 후 필요한 UL 사운딩 신호(510)를 상향 링크 서브프레임(508)을 통하여 전송한다. 그러면 송신단은 프리앰블(502), DL 사운딩 신호(512) 및 하향 링크 서브프레임(506)을 전송하기 시작한다. 데이터를 수신한 후 수신단은 프리앰블(502)을 사용하여 하향 링크 CSI를 추정한다. 여기서, 하향링크 CSI 추정의 특정 동작은 하향 링크 채널행렬 H를 추정하고 SVD를 통하여 프리디코딩 행렬 U ^* 를 계산하는 것을 포함한다. 또한, DL 사운딩 신호(512)는 상향링크 및 하향링크 채널간의 차이를 보상하기 위하여 사용된다.

이하에서는 UL 사운딩 신호와 DL 사운딩 신호를 상세히 설명한다.

UL 사운딩 신호는 주로 다음과 같은 기능을 갖고 있다. TDD 시스템에서, 수신단은 어떤 알려진 데이터 심볼을 UL 사운딩 신호를 통하여 송신단으로 전송한다. 이러한 데이터 심볼은 상향 링크 채널의 채널행렬 H ^T 를 추정하기 위하여 송신단에 의하여 사용된다. 따라서, UL 사운딩 신호는 TDD 모드에서 상향 링크 및 하향 링크 채널의 상호 특성에 따라 송신단으로부터 수신단으로의 하향 링크 채널의 응답을 결정할 수 있다. 전통적인 해결방안에서, 송신단은 UL 사운딩 신호를 수신하고 이를 사용하여 송신단으로부터 수신단으로 하향 링크 채널의 상태 정보를 결정하여, (특히, 상향 링크 채널의 채널행렬 H ^T 를 추정하여 하향 링크 채널의 채널행렬 H를 획득하고, SVD를 통하여 프리 코딩행렬 V를 생성하며, 전송될 데이터 심볼에 프리 코딩을 위한 프리 코딩 행렬 V를 곱하여 전송하는 것을 포함하여) 상향 링크 및 하향 링크 채널의 상호특성을 이용하여 데이터 심볼을 전송한다.

수신단은 송신단에 의하여 데이터 심볼에 삽입된 파일럿에 따라 인터폴레이션을 수행하여 채널행렬 H를 얻는다. 위에서 상술한 바와 같이, 예를 들어 비대칭 서비스와 지연에 의한 상향 링크/하향 링크 채널 차이 때문에 상기 전통적인 해결방안에 의하여 추정된 채널은 충분히 정확하지 않아서 프리 코딩 기술 성능을 저하시킬 수 있다. IEEE 802.16e 프로토콜에서, UL 사운딩 신호를 전송하기 위한 두 가지 방식이 있다. 하나는 이산(discrete) 타입의 방식, 즉 UL 사운딩 신호를 할당된 주파수대역에 이산적으로 삽입하는 것이다. 이 방식을 사용하여 송신단은 수신단에 의하여 전송되는 UL 사운딩 신호를 바탕으로 채널품질을 판별하고 최고의 채널품질을 가진 부반송파를 선택하여 데이터 심볼을 전송한다. 또 다른 방식은 수신단에 의하여 전송된 UL 사운딩 신호가 할당된 주파수 대역에서 모든 부반송파를 점유하는 것이다. 본 발명에서는 UL 사운딩 신호가 SVD 기반의 프리 코딩 기술을 지원하기 위하여 주로 채널추정을 위해 사용된다. 따라서, 본 발명에서 송신단은 제어시그널링을 전송하여 수신단에게 프리 코딩이 수행될 것임을 알리며, 할당된 주파수 대역에서 모든 부반송파를 점유할 UL 사운딩 신호를 전송할 것을 수신단에게 요청한다.

본 발명에서 DL 사운딩 신호는 주로 다음과 같은 기능을 가진다. 송신단은 어떤 알려진 데이터 심볼을 DL 사운딩 신호를 통하여 수신단으로 전송한다. 이러한 데이터 심볼은 상향 링크 및 하향 링크 채널간의 차이를 보상하기 위하여 사용된다. 위에서 상술한 바와 같이, 전통적인 해결방안에서, 송신단은 DL 사운딩 신호를 전송하지 않으며, 수신단은 송신단에 의하여 데이터 심볼에 삽입된 파일럿에 기초하여서만 인터폴레이션을 수행하고 채널행렬 H를 얻는다. 상기 전통적인 해결방안에서의 채널추정은 정확하지 않으며 상향 링크 및 하향 링크 채널간의 차이를 보상할 대책이 없다. 그러나, 본 발명에서는 송신단이 DL 사운딩 신호를 변조된 데이터 심볼에 부가하고 그 다음 SVD를 통하여 얻어지는 프리코딩 행렬 V와 곱하여 송신한다. 수신단에서는 데이터를 수신한 후 프리앰블을 사용하여 하향 링크 CSI를 추정하고 수신된 DL 사운딩 신호를 사용하여 상향 링크 및 하향 링크간의 차이를 보상한다. 이로써 시스템의 프리코딩/디코딩 성능을 향상시킨다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 DL 사운딩 신호를 사용하여 도입된 SVD 프리 코딩 방법의 예를 개략적으로 도시한 도면이다. 도 6에 도시한 바와 같이, 송신단(600)은 우선 제어 시그널링(602)을 수신단(650)으로 전송하고, 수신단(650)에게 j번째 프레임, Frame(j)(654)에서 할당된 주파수대역에 있는 모든 부반송파에 대한 UL 사운딩 신호를 송신할 것을 요청한다. 송신단(600)은 또한 (j+1)번째 프레임, Frame(j+1)(614)에서의 프리앰블(610)을 사용하여 SVD에 대한 채널행렬 H를 추정할 것을 수신단(650)에게 알린다. 또한, 송신단(600)은 수신단(650)에게 DL 사운딩 신호(612)가 상향 링크 및 하향 링크 채널간의 차이를 보상하기 위한 프레임, Frame(j+1)(614)에 포함될 것임을 통지할 수 있다. 위에서 언급한 바와 같이, 송신단(600)은 그러한 통지를 수신단(650)에게 미리 전송하기보다는 전통적인 해결방안에 따라 추정을 실시할 수 있다. 본 발명에서, 이러한 통지단계가 UL 사운딩 신호(652)를 전송하는 수신단(650) 및 채널상태를 추정하는 송신단(600)에 대하여 실시간을 확보하여 시스템 성능을 더 향상시킬 수 있도록 부가되는 것이 바람직하다.

수신단(650)은 제어 시그널링(602)을 수신한 후 Frame(j)(654)에서 할당된 주파수대역에 있는 모든 부반송파에 대한 UL 사운딩 신호(652)를 전송한다. 송신단(600)은 UL 사운딩 신호(652)를 수신한 후 상향 링크 채널행렬 H ^T 를 추정(608)하고 TDD 시스템에서의 상향 링크 및 하향 링크 채널의 상호 특성에 따라 하향 링크 채널행렬 H를 생성한다. 채널 행렬 H를 기반으로 송신단(600)은 프리코딩 행렬 V를 계산한다(604). 그 다음, 송신단(600)은 프리앰블(610)을 Frame(j+1)(614)에 삽입하는 동안 DL 사운딩 신호(612)를 Frame(j+1)(614)에 있는 데이터 심볼(616)과 가산하고 프리 코딩 행렬 V를 사용하여 프리 코딩을 수행한다(618). 마지막으로, 송신을 위해 데이터 심볼(620)은 예를 들어 OFDM 부반송파상에 매칭된다.

수신단(650)은 Frame(j+1)(614)을 수신한 후 FFT를 통하여 OFDM 복조를 수행한다. 그리고, 수신단(650)은 Frame(j+1)(614)에 있는 프리앰블(610)을 사용하여 SVD에서 행렬 U ^* (즉, 수신단의 프리 디코딩 행렬)를 계산하기 위한 채널행렬 H를 추정한다(656). 그리고 나서, 수신단(650)은 계산된 프리 디코딩 행렬 U ^* 을 사용하여 Frame(j+1)(614)에 있는 데이터 심볼(620)을 프리 디코딩한다.

한편, 수신단(650)은 DL 사운딩 신호(612)를 획득하고 그것을 사용하여 상향링크 및 하향 링크 채널간의 차이를 보상하기 위한 채널 보상행렬 K _C 을 추정한다(660). 상기의 예에서, Frame(j)(654)에 포함된 UL 사운딩 신호(652)와 Frame(j+1)(614)에 포함된 프리앰블이 채널 행렬 H의 추정(656)과 프리 코딩 행렬 V와 프리 디코딩 행렬 U ^* 을 생성하기 위하여 사용된다(658). 상기 두 개의 프레임은 바로 연속해 있어서 통신 시간 간격이 매우 작기 때문에, 두 개의 프레임이 큰 통신 시간 간격을 가지는 경우에 추정되는 것보다 추정 채널 상태가 더 정확하다. 또한, Frame(j+1)(614)에 포함된 DL 사운딩 신호(612)가 상향 링크 및 하향 링크 채널간의 차이를 보상하기 위하여 사용된다(660). 그리고, 수신단(650)에서는 송신단(600)으로부터 수신된 데이터 심볼(620)을 프리 디코딩 행렬 U*를 사용하여 프리 디코딩을 수행하고(662), 상기 추정된 차이 보상 행렬 Kc를 사용하여 상향 링크 및 하향 링크 채널간의 차이를 더 정확하게 차이를 보상한 후(664), 데이터(666)를 출력한다.

Frame(j)(654)에 포함된 UL 사운딩 신호(652)와 Frame(j+1)(614)에 포함된 DL 사운딩 신호(612)간의 작은 통신 시간 간격 때문에, DL 사운딩 신호(612)의 사용으로 상향 링크 및 하향 링크 채널간의 차이를 더 정확하게 차이 보상을 할 수 있다.

이하에서는, 수신단에 의한 상향링크/하향링크 차이 보상에 대한 특정 예가 나타나 있다. 플랫 페이딩 채널을 가진 MIMO 시스템을 고려할 때, x를 전송된 데이터심볼의 벡터라 하고, V _UL 를 상향링크 채널행렬 H _UL (

)의 SVD 프리코딩 행렬이라 하고, H _DL 을 하향링크 채널행렬이라 하고, n _AWGN 을 채널의 부가적인 백색 가우시안 잡음 벡터라 하면, 수신되는 데이터 심볼의 벡터 y는 다음의 <수학식 4>와 같이 나타낼 수 있다.

수신단은 아래의 <수학식 5>와 같이 표현되는 추정된 하향링크 채널행렬 H _DL 에 대하여 SVD를 수행한다.

수신되는 데이터심볼의 벡터 y를 SVD 프리디코딩 행렬 U ^* 를 사용하여 처리한 후, 추정된 보상행렬 K _C 가 수신되는 신호에 대한 채널 차이 보상에 사용된다. 보상된 신호 벡터

는 다음의 <수학식 6>과 같이 표현된다.

상기 <수학식 6>에서 보상행렬 K _C 는 DL 사운딩 신호를 사용하여 추정되고 수신단은 DL 사운딩 신호를 알고 있기 때문에,

이 아래의 <수학식 7>과 같은 채널 차이 보상 행렬 K _C 를 얻기 위하여 유지될 수 있다.

여기서 대문자 H는 켤레전치(conjugate transpose) 동작을 나타낸다.

제로포싱(Zero-Forcing) 알고리즘에 따라, 채널 차이 보상 행렬 K _C 는 다음의 <수학식 8>과 같이 다시 쓸 수 있다.

여기서 B는 다음을 만족하는 임의의 행렬이다.

최소 평균 자승 오차 (MMSE; Minimal Mean Square Error)에 따라, 채널 차이 보상 행렬 K _C 는 다음의 <수학식 10>과 같이 얻어진다,

여기서 I는 단위 행렬을 나타내고 E{}는 평균을 취하는 동작을 나타낸다.

위에서 본 발명의 특정 실시 예가 기술되었다. 본 발명은 IEEE 802.16e 시스템에 사용될 수 있으며 그러나 이에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, TDD 모드를 사용하는 IEEE 802.16e 시스템은, 데이터가 오랜 기간의 시간 동안 동일한 채널상에서 (이동국(들)과 같은) 사용자(들)로 전송될 예정이며 하향링크(기지국?이동국)의 채널 응답이 실시간으로 알려져야 한다면, 피드백방식은 일반적으로 CSI를 얻기 위해 사용될 것으로 기대되지 않는다. 왜냐면 이 방식은 너무 많은 자원을 차지하게 되고 그 결과 큰 오버헤드를 가져오기 때문이다. 비교적 정확성을 가진 추정 채널 행렬을 획득하기 위하여 흔히 사용되는 방식은 이동국이 UL 사운딩 신호를 전송하고 이러한 UL 사운딩 신호에 기초하여 기지국이 채널행렬 H를 추정하는 것이다.

이러한 방식은 파일럿 혹은 프리앰블을 사용했을 때 보다 더 정확하게 채널행렬 H를 추정할 수 있어서, 시스템 성능을 향상시키고 더 적은 오버헤드를 가지고 시스템의 복잡성을 감소시킬 수 있다. 한편, 본 발명에 따라 시스템은 UL 사운딩 신호를 사용하여 하향링크 채널을 추정하는 것이 에러를 초래할 것이라고 예측할 수 있으나 기지국은 에러에 대하여 이동국측에서의 채널 보상을 위한 DL 사운딩 신호를 전송할 수 있으므로 시스템 성능을 더욱 향상시킬 수 있다.

본 발명에서 DL 사운딩 신호란 하향 링크에 관한 정보를 획득하기 위해 기지국에서 단말로 전송하는 신호로서, 표준화 단체, 사업자, 개발자 등에 따라 기준 신호(Reference signal)이라고도 할 수 있으며, 단말이 하향 링크 채널 상태를 측정할 수 있는 정보를 포함한다. 예컨대 채널 품질 정보(Channel Quality Information), PMI(Precoding Matrix Index), RI(Rank Index) 중에 적어도 하나의 정보를 포함할 수 있다.

본 발명의 DL 사운딩 신호를 이용한 SVD 프리 코딩/프리 디코딩 방법은 특히 TDD 모드에서 비대칭 채널 환경에 응용할 수 있다. DL 사운딩 신호를 프리 코딩/프리 디코딩 처리에 도입하고 상향링크/하향링크 채널 응답을 추정하고 보상하기 위해 UL 사운딩 신호, DL 사운딩 신호 및 프리앰블을 사용함으로써, 시스템 성능에 미치는 비대칭 채널 환경의 영향을 감소시키는 것이 가능하다. 본 발명은 다음과 같은 기술적 효과를 가진다.

(1) 프리코딩에 SVD를 사용하는 것이 간단하고 수신단에서의 복잡성을 줄일 수 있으므로 채널 억제의 관점에서 코드북을 사용하는 것보다 더 낫다.

(2) DL 사운딩 신호의 사용으로 TDD 시스템에서의 상향링크/하향링크 채널 차이의 문제가 잘 다루어질 수 있으며, 차이 보상을 가능하게 하고 시스템 성능을 향상시키는데 도움을 준다.

(3) 피드백 폐루프에서 피드백 채널이 많은 무선 인터페이스 자원을 차지하는 TDD 시스템의 단점을 UL 사운딩 신호의 사용으로 피할 수 있다.

(4) 채널을 추정하기 위하여 할당된 주파수 대역에서 모든 부반송파를 차지하고 있는 UL 사운딩 신호의 사용으로 파일럿을 사용하는 것 보다 더 정확하게 채널을 추정할 수 있기 때문에 프리코딩 성능을 향상시킨다.

(5) 본 발명은 수신단으로 미리 관련된 통지를 보내고, Frame(j)에서의 UL 사운딩과 Frame(j+1)에서의 프리앰블을 사용하여 채널행렬을 추정하고, 프리코딩 행렬 V and U ^* 를 동시에 얻는다. 왜냐하면 두 신호의 전송간의 시간 간격이 상대적으로 작고 추정된 채널 응답이 더 정확하며, 또한 Frame(j+1)에서의 DL 사운딩 신호가 상향링크 및 하향링크 채널간의 차이를 보상하는데 사용되기 때문이다. 따라서, 본 발명은 채널 응답 정확도와 시스템 성능을 더욱 향상시킨다.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims

시분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing : TDD)을 통해 데이터를 송신하는 이동 통신 시스템의 프리 코딩 방법에 있어서,
특정 프레임에 대한 상향 링크 사운딩 신호를 수신하고, 상기 수신된 상향 링크 사운딩 신호를 기반으로 하향 링크의 채널 상태 정보를 추정하는 과정과,
상기 추정된 하향 링크의 상기 채널 상태 정보를 기반으로 상기 특정 프레임의 다음 프레임에 대한 데이터 심볼과 하향 링크 사운딩 신호를 프리 코딩하는 과정을 포함하며,
상기 하향 링크 사운딩 신호는 상향 링크 채널 값과 하향 링크 채널 값 간의 차이 값을 보상하기 위해 사용됨을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 방법.
삭제
제1 항에 있어서,
상기 하향 링크 사운딩 신호는 채널 품질 정보(Channel Quality Information), PMI(Precoding Matrix Index), RI(Rank Index) 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 방법.
제1 항에 있어서,
상기 하향 링크 사운딩 신호는 제어 채널 신호가 전송된 이후와 하향 링크 서브프레임의 전송 이전의 구간 동안 전송됨을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 방법.
제1 항에 있어서,
상기 추정하는 과정은, 상기 상향 링크 사운딩 신호를 기반으로 하향 링크의 채널 행렬 H를 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 방법.
제5 항에 있어서,
상기 하향 링크의 채널 행렬 H를 추정하는 과정은,
상기 상향 링크 사운딩 신호를 기반으로 추정된 상향 링크의 채널 행렬 H^T를 추정하는 과정과,
TDD 시스템의 채널 상호 이론을 기반으로 상기 추정된 상향 링크 채널 행렬 H^T로부터 상기 하향 링크의 채널 행렬 H를 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 방법.
제5 항에 있어서,
상기 프리 코딩하는 과정은,
상기 하향 링크의 채널 행렬 H에 대해 특이 값 분해(Singular Value Deposition : SVD)를 사용하여 프리 코딩 행렬 V를 생성하는 과정과,
상기 프리 코딩 행렬 V를 기반으로 상기 데이터 심볼과 상기 하향 링크 사운딩 신호를 프리 코딩하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 방법.
시분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing : TDD)을 통해 데이터를 수신하는 이동 통신 시스템의 프리 디코딩 방법에 있어서,
특정 프레임에 대한 상향 링크 사운딩 신호를 송신하는 과정과,
상기 특정 프레임의 다음 프레임에 포함된 데이터 심볼을 프리 디코딩하는 과정과,
상기 프리 디코딩 이후, 상기 다음 프레임에 포함된 하향 링크 사운딩 신호를 기반으로 상기 프리 디코딩된 데이터 심볼에 대해 상향 링크 채널 값과 하향 링크 채널 값 간의 차이 값을 보상하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 방법.
삭제
제8 항에 있어서,
상기 하향 링크 사운딩 신호는 채널 품질 정보(Channel Quality Information), PMI(Precoding Matrix Index), RI(Rank Index) 중에 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 방법.
제8 항에 있어서,
상기 하향 링크 사운딩 신호는 제어 채널 신호가 전송된 이후와 하향 링크 서브프레임의 전송 이전의 구간 동안 전송됨을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 방법.
제8 항에 있어서,
상기 프리 디코딩하는 과정은,
상기 다음 프레임에 포함된 프리앰블을 사용하여 상기 하향 링크의 채널 행렬 H를 추정하는 과정과,
상기 추정된 하향 링크의 채널 행렬 H에 대해 특이 값 분해(Singular Value Deposition : SVD)를 사용하여 프리 디코딩 행렬 U*를 생성하는 과정과,
상기 프리 디코딩 행렬 U*를 사용하여 상기 데이터 심볼을 프리 디코딩하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 방법.
삭제
제8 항에 있어서,
상기 보상하는 과정은,
상기 하향 링크 사운딩 신호를 기반으로 상향 링크 채널과 하향 링크 채널 간의 차이에 관련된 보상 행렬 K_c를 추정하는 과정과,
상기 보상 행렬 K_c를 기반으로 상기 프리 디코딩된 데이터 심볼에 대해 상기 상향 링크 채널 값과 상기 하향 링크 채널 값 간의 차이 값을 보상하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 방법.
제14 항에 있어서,
상기 보상 행렬 K_c는 하기 수학식을 통해 계산됨을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 방법,

여기서 x는 송신기에 의하여 전송되는 상기 데이터 심볼의 벡터를 나타내고, x* 는 상기 벡터의 공액을 나타내며, H_DL는 하향링크 채널행렬을 나타내며, U_DL* 은 프리디코딩 행렬을 나타내며, V_UL은 프리코딩 행렬을 나타내며, I는 단위행렬을 나타내며, E{}은 평균을 취하는 동작을 나타내며, H는 공액전치(conjugate transpose)를 나타냄.
제15 항에 있어서,
상기 보상 행렬은 하기 수학식을 기반으로 프리 디코딩된 데이터 심볼에 대해 수행됨을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 방법,

여기서,
는 상기 데이터 심볼의 보상된 벡터이며 n_AWGN은 전송채널의 부가적인 백색 가우시안 잡음을 나타냄.
이동 통신 시스템에서 시분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing : TDD)을 통해 데이터를 송신하는 프리 코딩 장치에 있어서,
특정 프레임에 대한 상향 링크 사운딩 신호를 수신하고, 상기 수신된 상향 링크 사운딩 신호를 기반으로 하향 링크의 채널 상태 정보를 추정하는 채널 추정부와,
상기 추정된 하향 링크의 상기 채널 상태 정보를 기반으로 상기 특정 프레임의 다음 프레임에 대한 데이터 심볼과 하향 링크 사운딩 신호를 프리 코딩하는 프리 코딩부를 포함하며,
상기 하향 링크 사운딩 신호는 상향 링크 채널 값과 하향 링크 채널 값 간의 차이 값을 보상하기 위해 사용됨을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 장치.
삭제
제17 항에 있어서,
상기 하향 링크 사운딩 신호는 채널 품질 정보(Channel Quality Information), PMI(Precoding Matrix Index), RI(Rank Index) 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 장치.
제17 항에 있어서,
상기 하향 링크 사운딩 신호는 제어 채널 신호가 전송된 이후와 하향 링크 서브프레임의 전송 이전의 구간 동안 전송됨을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 장치.
제17 항에 있어서,
상기 채널 추정부는, 상기 상향 링크 사운딩 신호를 기반으로 하향 링크의 채널 행렬 H를 추정함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 장치.
제21 항에 있어서,
상기 채널 추정부는, 상기 상향 링크 사운딩 신호를 기반으로 추정된 상향 링크의 채널 행렬 H^T를 추정하고, TDD 시스템의 채널 상호 이론을 기반으로 상기 추정된 상향 링크 채널 행렬 H^T로부터 상기 하향 링크의 채널 행렬 H를 추정함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 장치.
제17 항에 있어서,
상기 프리 코딩부는, 상기 하향 링크의 채널 행렬 H에 대해 특이 값 분해(Singular Value Deposition : SVD)를 사용하여 프리 코딩 행렬 V를 생성하고, 상기 프리 코딩 행렬 V를 기반으로 상기 데이터 심볼과 상기 하향 링크 사운딩 신호를 프리 코딩함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 코딩 장치.
시분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing : TDD)을 통해 데이터를 수신하는 이동 통신 시스템의 프리 디코딩 장치에 있어서,
특정 프레임에 대한 상향 링크 사운딩 신호를 송신하는 송신부와,
상기 특정 프레임의 다음 프레임에 포함된 데이터 심볼을 프리 디코딩하는 프리 디코딩부와,
상기 프리 디코딩 이후, 상기 다음 프레임에 포함된 하향 링크 사운딩 신호를 기반으로 상기 프리 디코딩된 데이터 심볼에 대해 상향 링크 채널 값과 하향 링크 채널 값 간의 차이 값을 보상하는 보상부를 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 장치.
삭제
제24 항에 있어서,
상기 하향 링크 사운딩 신호는 채널 품질 정보(Channel Quality Information), PMI(Precoding Matrix Index), RI(Rank Index) 중에 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 장치.
제24 항에 있어서,
상기 하향 링크 사운딩 신호는 제어 채널 신호가 전송된 이후와 하향 링크 서브프레임의 전송 이전의 구간 동안 전송됨을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 장치.
제24 항에 있어서,
상기 다음 프레임에 포함된 프리앰블을 기반으로 하향 링크의 채널 행렬 H를 추정하는 채널 추정부를 더 포함함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 장치.
제28 항에 있어서,
상기 프리 디코딩부는,
상기 추정된 하향 링크의 채널 행렬 H에 대해 특이 값 분해(Singular Value Deposition : SVD)를 사용하여 프리 디코딩 행렬 U*를 생성하고, 상기 프리 디코딩 행렬 U*를 사용하여 상기 데이터 심볼을 프리 디코딩함을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 장치.
삭제
제24 항에 있어서,
상기 보상부는, 상기 하향 링크 사운딩 신호를 기반으로 상향 링크 채널과 하향 링크 채널 간의 차이에 관련된 보상 행렬 K_c를 추정하고, 상기 보상 행렬 K_c를 기반으로 상기 프리 디코딩된 데이터 심볼에 대해 상기 상향 링크 채널 값과 상기 하향 링크 채널 값 간의 상기 차이 값을 보상하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 장치.
제31 항에 있어서,
상기 보상 행렬 K_c는 하기 수학식을 통해 계산됨을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 장치,

여기서 x는 송신기에 의하여 전송되는 상기 데이터 심볼의 벡터를 나타내고, x* 는 상기 벡터의 공액을 나타내며, H_DL는 하향링크 채널행렬을 나타내며, U_DL* 은 프리 디코딩 행렬을 나타내며, V_UL은 프리 코딩 행렬을 나타내며, I는 단위행렬을 나타내며, E{}은 평균을 취하는 동작을 나타내며, H는 공액전치(conjugate transpose)를 나타냄.
제32 항에 있어서,
상기 보상 행렬 K_c는 하기 수학식을 기반으로 프리 디코딩된 데이터 심볼에 대해 수행됨을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 프리 디코딩 장치,

여기서,
는 상기 데이터 심볼의 보상된 벡터이며 n_AWGN은 전송채널의 부가적인 백색 가우시안 잡음을 나타냄.